CN103140737B - 物理量传感器 - Google Patents
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Abstract
一种物理量传感器，可抑制外来振动产生的噪声、且可抑制参照电压变动产生的输出信号的变动。物理量传感器具有：将由外部施加的物理量转换成电信号的振子；将参照信号输出的参照信号生成电路；利用基于参照信号的振荡信号而使振子振荡的振荡电路；以及通过对来自振子的输出信号进行与振荡信号相乘和由参照信号进行相除来对输出信号进行检波的检波电路。
Description
技术领域
本发明涉及一种物理量传感器及乘除法电路，尤其涉及一种物理量传感器的检波电路的结构。
背景技术
在由振动型角速度传感器为代表的物理量传感器中，从检波电路结构应是简单的这种理由看，一般使用由开关进行的切换电路来检波的物理量传感器(例如，专利文献1)。另外，已知有一种使用了吉尔伯特乘法电路的检波电路(例如专利文献2)。
专利文献1：日本专利特开2009—229447号公报(第8-10页，图1、3)
专利文献2：日本专利特开2005—191840号公报(第9页，图4)
发明内容
但是，在专利文献1所述的结构中，当机械振动等从外部施加在物理量传感器上
时，内部的振动体就振动，因此，被检波信号重叠了不需要的噪声。尤其，在频率是进行检波的频率的奇数倍的噪声与倍检波信号重叠的场合，该噪声成分未被检波电路去除而混入输出信号。这是由开关进行检波的原理方面的问题。作为避免它的一种措施，可考虑对相同频率的信号之间进行模拟乘法。
经常作为乘法电路使用的电路要素，如有吉尔伯特乘法电路。例如，若欲将专利文献2所述的吉尔伯特乘法电路进行的检波应用于物理量传感器，则为了利用乘法进行检波，必须是与被检波信号相同的频率且振幅为恒定的信号。在振动型物理量传感器中，进行基于使用了恒压电路等的参照信号而将振动体的激励电平控制在恒定电平的所谓AGC控制。因此，可考虑将由AGC控制所控制的振荡信号用作为乘法用信号。但是，实际上参照信号随温度变化而变化。
另外，被检波信号除了角速度外还与振动体的激励电平成正比，因此，当仅仅将被检波信号与振荡信号相乘时，参照信号被平方的成分呈现为检测信号，由此，检测信号产生大的误差。这就在近年来实现由物理量传感器所求得的、在大的使用温度范围内的高精度化方面带来妨碍。
本发明的目的在于，提供一种可解决上述问题的物理量传感器及乘除法电路。
另外，本发明的目的在于，提供一种物理量传感器及乘除法电路，可抑制外来振动产生的噪声、且可抑制参照电压变动造成的输出信号的变动。
物理量传感器，其特征是，具有：将由外部施加的物理量转换成电信号的振子；将参照信号输出的参照信号生成电路；利用基于参照信号的振荡信号而使振子振荡的振荡电路；以及通过对来自振子的输出信号进行与振荡信号相乘和由参照信号进行相除来对输出信号进行检波的检波电路。
物理量传感器，具有：将由外部施加的物理量转换成电信号的振子；将参照信号输出的参照信号生成电路；根据参照信号而使振子振荡的振荡电路；以及根据来自振荡电路的振荡信号而对来自振子的输出信号进行检波的检波电路，在该物理量传感器中，其特点是，检波电路具有：将参照信号与振荡信号和输出信号中任一个相加的加法电路；以及在振荡信号和输出信号中将已加上参照信号的信号与另一个信号相乘的吉尔伯特乘法电路。
利用该结构，抑制外来振动所产生的噪声而使用乘法电路进行检波，实现抑制参照信号的变动影响的高精度的物理量传感器。
此外，在物理量传感器中，最好是，检波电路具有：乘法芯核，该乘法芯核具有由发射极耦合的一对双极型晶体管构成的第1差动晶体管以及由发射极耦合的一对双极型晶体管构成的第2差动晶体管；线性晶体管对，该线性晶体管对由集电极耦合的一对双极型晶体管构成；以及将参照信号与振荡信号和输出信号中的任何一个相加的加法电路，第1差动晶体管的一个基极及第2差动晶体管的一个基极和线性晶体管的一个双极型晶体管的发射极相连接，第1差动晶体管的另一个基极及第2差动晶体管的另一个基极和线性晶体管的另一个双极型晶体管的发射极相连接，振荡信号及输出信号中任何一个输入第1及第2差动晶体管所耦合的发射极，所述振荡信号及所述输出信号中任何另一个输入线性晶体管对的发射极。
此外，在物理量传感器中，最好是，检波电路具有将振荡信号、输出信号及参照信号分别从电压信号转换成电流信号的转换电路。
此外，在物理量传感器中，最好是，加法电路将转换成电流信号的振荡信号和输出信号中任何一个与转换成电流信号的参照信号相加。利用该结构，作为加法电路，用仅将配线连接的结构就可进行高精度的加法处理。
此外，在物理量传感器中，最好是，加法电路在电压信号的状态下将振荡信号和输出信号中任何一个与参照信号相加。利用该结构，能在通常的集成电路的内部信号即电压信号的状态下进行加法处理，能根据检波电路周围的电路结构而做成有效的结构。
采用物理量传感器，由于能对乘法检波中的参照信号的变动成分进行补偿，因此，参照电压变动对输出信号的影响小，对于外来振动所产生的噪声也能实现非常高精度的物理量传感器。
乘除法电路的特点是，具有：乘法芯核，该乘法芯核具有由发射极耦合的一对双极型晶体管构成的第1差动晶体管及由发射极耦合的一对双极型晶体管构成的第2差动晶体管；由集电极耦合的一对双极型晶体管构成的线性晶体管对；以及将第3输入信号与第1输入信号及第2输入信号中任何一个相加的加法电路，第1差动晶体管的一个基极及所述第2差动晶体管的一个基极和线性晶体管的一个双极型晶体管的发射极相连接，第1差动晶体管的另一个基极及第2差动晶体管的另一个基极和线性晶体管的另一个双极型晶体管的发射极相连接，第1输入信号及第2输入信号输入第1及第2差动晶体管所耦合的发射极，第3输入信号输入线性晶体管对的发射极，将第1输入信号及第2输入信号相乘并除以第3输入信号后的信号被输出。
附图说明
图1是说明物理量传感器整体结构的方框图。
图2是说明物理量传感器的检波电路的电路图。
图3是说明物理量传感器的V—I转换电路的电路图。
图4(a)～图4(c)是表示物理量传感器的波形例的示图。
图5(a)及图5(b)是用于说明乘除法电路140的示图。
具体实施方式
下面，参照附图，来说明物理量传感器。但是，本发明的技术范围并不限定于这些实施方式，要注意权利要求所记载的发明和涉及其相等物这一点。
图1是说明物理量传感器1整体结构的方框图。
物理量传感器1是包括传感器元件10、振荡电路20、检测电路30以及参照信号生成电路40的振动型角速度传感器。
传感器元件10，是在形成为音叉形状的压电材料的表面配置金属电极而构成的、对旋转角速度进行检测的振子螺旋振子，具有驱动部11和检测部12。传感器元件10由振荡电路20进行振荡驱动。当传感器元件10在振动中受到旋转角速度时，微弱的交流信号就作为传感器元件输出S12从检测部12输出。另外，作为传感器元件10，可使用具有其它形状的振动元件，例如可使用具有三根振动脚的振动元件。
参照信号生成电路40，是生成用于后述AGC控制电路的基准信号的电路。参照信号生成电路40包含恒压电路，生成不依赖于周围温度、电源电压的大致恒定电压即参照信号S41。
振荡电路20，是对传感器元件10用监控电路21及可变增益放大器22形成振荡回路的、具有所谓AGC功能的振荡电路。振荡电路20具有AGC控制电路23，并具有对可变增益放大器22的增益进行控制的功能，以使传感器元件10的激励电流的有效值等于参照信号S41。传感器元件10的激励电流由监控电路21转换成电压信号。
利用上述结构，传感器元件10由AGC控制电路23进行振荡控制，监控电路21所输出的振荡信号S21成为具有基于参照信号S41的振幅的交流信号。该振荡信号S21也用作为用于后述检波电路30中乘法的信号。
检测电路30包括：放大电路31，该放大电路31对来自传感器元件10的检测部12的输出信号即传感器元件输出S12进行放大；检波电路32，该检波电路32对放大电路31的输出信号即放大信号S31所含的角速度信号成分进行检波；以及滤波电路，该滤波电路将检波电路32的输出信号即检波信号S32进行放大及平滑化，作为物理量传感器输出S30而输出。检波电路32，是将放大电路31的输出信号与振荡信号S21模拟相乘的运算电路。振荡电路20及检测电路30，是通过施加电源V+、V-而进行动作的集成电路，在相同的半导体元件上构成。另外，振荡电路20及检测电路30也可在不同的半导体元件上构成。
这里，对乘法检波进行简单的说明。
一般的，当将振幅分别为A、B的相同的频率且相同相位的正弦波进行相乘时，则为下式(1)那样。
(A·sinθ)·(B·sinθ)=A·B·(1-cos2θ)/2 (1)
这里，若将θ视为与时间成正比的相位角(θ=ω·t)，则从三角函数的性质可知，从上述的乘法可获得原来信号的2倍频率的信号和直流信号这二个成分。若该信号通过仅仅通过低波的滤波器，则由于(-A·B·cos2θ/2)的成分被截断，因此获得(A·B/2)这么大的直流信号。振荡信号S21与放大信号S31都是相同频率的信号。例如，若选择A大致恒定、B与施加的旋转角速度成正比的信号，并进行前式那样的运算处理，就可获得与旋转角速度成正比的信号。接着说明的检波电路30是使用该原理而进行检波处理的。
然后，如下那样设定用于使传感器元件10振荡的振荡信号S21、与由传感器元件10输出的旋转角速度成正比的放大信号S31、以及由参照信号生成电路40输出的参照信号S41。
S21=A·sinωt
S31=B·sinωt
S41=Vref
这里，Vref是基准电压值。由于振荡信号S21的振幅由AGC控制电路23控制为基于参照信号S41而为恒定，故“A”是Vref的函数。另外，由于放大信号S31根据振荡信号S21而从所振动的传感器元件10输出，故“B”也是Vref的函数。因此，当仅使用振荡信号S21和放大信号S31进行乘法检波时，与所检测的旋转角速度成正比的直流信号(A·B/2)根据上述式(1)可理解地与Vref的平方成正比。
参照信号S41不一定完全恒定，即使设置温度补偿电路等，随温度等变化也是微小的。另外，还考虑噪声等与参照信号S41重叠的情况。在参照信号S41产生变化或噪声与参照信号S41重叠的场合，与所检测的旋转角速度成正比的直流信号，就随着参照信号S41的变化或噪声的平方而产生较大的变化。这种变化，对实现物理量传感器在较大的使用温度范围内的高精度化方面造成妨碍。
因此，在物理量传感器的检波电路32中，如后述那样构成为，根据下式(2)而进行乘法检波。
(A·sinθ)·(B·sinθ)/Vref=A·B·(1-cos2θ)/(2·Vref) (2)
根据式(2)，与所检测的旋转角速度成正比的直流信号，与(A·B/(2·Vref))对应即不是与Vref的平方成正比，而与Vref成正比。因此，物理量传感器的输出不会因参照信号S41的变化或噪声的重叠而产生较大的变化(参照后述的式(8))。
图2是说明物理量传感器的检波电路32的电路图。
检波电路32包括：第1～第3的V-I转换电路110、120、130；乘除法电路140；I-V转换电路150；以及移相电路160。
检波电路32具有用于将振荡信号S21及放大信号S31分别转换成电流信号的第1V-I转换电路110及第2V-I转换电路120。尤其在这些V-I转换电路中使用输出形式为差动输出的结构。
另外，通过移相电路160而将振荡信号S21输入第1V-I转换电路110。这是因为如先前所示的乘法检波的数学式那样使相乘的信号之间的相位一致的缘故。将相位调整后的信号作为振荡信号S21’。
检波电路32还具有用于将参照信号S41转换成电流信号的第3V-I转换电路130。第3V-I转换电路130作成将相等的输出电流从二个端子输出的结构。对于这些V-I转换电路的结构如后述。
乘除法电路140，是将所输入的电流信号相乘、作为电流输出而输出的电路。乘除法电路140由多个双极型晶体管构成，可以说是所谓的吉尔伯特乘法电路。乘除法电路140使用输入信号及输出信号都为差动形式的结构。
这里，对乘除法电路140的结构进行说明。
乘除法电路140包括：双极型晶体管141～144、145A、145B；以及偏置电流源146A、146B。这些晶体管全部是PNP型。
乘除法电路140，具有：乘法芯核，该乘法信号具有由发射极耦合的一对双极型晶体管141和142构成的第1差动晶体管、及由发射极耦合的一对双极型晶体管143和144构成的第2差动晶体管；以及由集电极耦合的一对双极型晶体管145A和145B构成的线性晶体管对。另外，晶体管142与143的基极被耦合。此外，晶体管145A的发射极与晶体管141及晶体管144的基极相连接。另外，晶体管145B的发射极与晶体管142及晶体管143的基极相连接。
乘除法电路140，是对由双极型晶体管的指数特性产生的非线性成分进行抑制的线性化乘法电路。进行乘法的部分是晶体管141～144的四个元件。晶体管145A及145B中，是为了线性化进行预处理的结构。
晶体管145A的发射极中流入第1V-I转换电路110的输出电流与第3V-I转换电路的一个输出电流相加后的电流。同样，晶体管145B的发射极中流入第1V-I转换电路110的反向输出电流与第3V-I转换电路的另一个输出电流相加后的电流。如此，在乘除法电路140中，由于通过线连接对电流信号进行相加，因此，通过连接第1V-I转换电路110与第3V-I转换电路130的输出端子，从而构成了将第1V-I转换电路110的输出电流与第3V-I转换电路的输出电流相加的加法电路。
晶体管145A和晶体管145B都是二极管连接，它们的基极及集电极与负侧的电源V-连接。
晶体管141和晶体管142的发射极被连接，并构成为流入第2V-I转换电路120的输出电流与偏置电流Ib相加后的电流。同样，晶体管143和晶体管144的发射极被连接，并构成为流入第2V-I转换电路120的反向输出电流与偏置电流Ib相加后的电流。偏置电路Ib生成恒流电路即偏置电流源146A、146B。
晶体管141的集电极与晶体管143的集电极连接，作为乘法输出端子。同样，晶体管142的集电极与晶体管144的集电极连接，作为乘法反向输出端子。
I-V转换电路150，是将乘除法电路140的输出电流信号转换成电压信号。构成为：利用MOS晶体管151A～154A、151B～151B所形成的所谓折叠式共射共基电路而将差动电流输入转换成单相的电流信号，再由转换电阻156和运算放大器155进行I-V转换输出。转换电阻156由多晶硅电阻(ポリシリコン抵抗)等的线性电阻元件构成。
在图2所示的乘除法电路140中，当增加来自第3V-I转换电路130的供给电流时，供给到线性晶体管145A及145B的偏置电流就增加。若偏置电流增加，则线性晶体管145A及145B的基极、发射极间电压增加。在线性晶体管145A及145B中，若偏置电流小，基极、发射极间电压就低，与输入信号对应的输出信号的电压变化就变大(即，增益大)。此时，当施加来自第1V-I转换电路110的信号成分时，向乘法芯核输出的信号成分的增益就变大。相反，在线性晶体管145A及145B中，若偏置电流大，则基极、发射极间电压就高，与输入信号对应的输出信号的电压变化就变小(即，增益小)。此时，当施加来自第1V-I转换电路110的信号成分时，向乘法芯核输出的信号成分的增益就变小。当从乘法芯核的输出来看这种关系时，进行了这样的动作：从线性晶体管145A及145B获得的信号成分通过乘法核心而获得的输出信号与来自第1V-I转换电路110的信号成分的振幅比，与来自第3V-I转换电路130的供给电流成反比，因此，要对乘除法电路140整体的输出，除以来自第3V-I转换电路130的输出。
图3是说明物理量传感器的V-I转换电路的电路图。
图3所示的V-I转换电路是用于图2所示的第1V-I转换电路110及第2V-I转换电路120的结构。
V-I转换电路是利用了MOS晶体管和电阻元件的跨导放大器，由PchMOS晶体管201～207(以下称为PMOS)和NchMOS晶体管211～217(以下称为NMOS)、转换电阻220以及尾电流源230构成。
PMOS201的栅极端子是V-I转换电路的输入端子(IN)。在图3所示的V-I转换电路用作为图2所示的第1V-I转换电路110的场合，输入端子(IN)被输入相位调整后的振荡信号S21’。
PMOS201、202、NMOS201、202及尾电流源230，是将分别PMOS201、202作成输入元件、将NMOS211、212分别作成负载元件的差动对电路。PMOS201的栅极端子相当于差动对电路的非反向输入端子，而PMOS202的栅极端子相当于反向输入端子，由尾电流源230向该差动对电路进行偏置电流供给。
NMOS211、212为二极管连接，将流向NMOS212的电流值用电流镜向NMOS214以规定倍数进行复制。另外，将流向NMOS211的电流通过NMOS213、PMOS203而向PMOS204以规定倍数进行复制。将PMOS204与NMOS214的漏极端子连接，在该端子上连接相当于反向输入端子的PMOS202的栅极端子和转换电阻220的一端。转换电阻220的另一端与信号地线连接。另外，转换电阻220由多晶硅电阻等的线性电阻元件构成。
此外，将流过PMOS204的电流值用电流镜连接复制到PMOS207，将流向NMOS214的电流值用电流镜复制到NMOS217。连接PMOS207与NMOS217的漏极端子，将该连接点作成输出端子(IOUT)。在图3所示的V-I转换电路用作为图2所示的第1V-I转换电路110时，输出电流(+)从输出端子(IOUT)输出。
将流向NMOS211的电流值用电流镜向NMOS216以规定倍数进行复制。将流向NMOS212的电流值通过NMOS215、PMOS205向PMOS206以规定倍数复制。连接PMOS206与NMOS216的漏极端子，将该连接点作成反转输出端子(IOUTB)。在图3所示的V-I转换电路用作为图2所示的第1V-I转换电路110时，反向输出电流(-)从输出端子(IOUTB)输出。
通过如此连接，PMOS201～204及NMOS211～214，作为将转换电阻220的非接地侧的一端当做输出的电压跟随器动作，与输入到输入端子IN的信号相同的信号出现在转换电阻220的一端。此外，流向转换电阻220的电流由剩余的MOS晶体管复制，从IOUT端子输出将输入信号电压除以转换电阻220电阻值之后的值的电流。并且，从IOUTB输出绝对值与从IOUT端子输出的电流相等而方向相反的电流。
该V-I转换电路在将输入电压设为V、输出电流设为I时，进行下式(3)的关系成立的动作。
I=±K·V (3)
在上述式(3)中，与符号为(+)时与输出端子的输出电流对应，符号为(-)时对应于反向输出端子的输出电流。转换系数K是转换电阻220的电阻值的倒数。
在将图3所示的V-I转换电路用作为第3V-I转换电路130时，另一系统增加将流向PMOS207及NMOS217的电流值用电流镜连接进行复制的电路，可输出与从IOUT端子输出的电流值相等的电流。此时，输出电流(+)从输出端子(IOUT)输出，输出电流(+)也从另一系统增加的输出端子输出。另外，在将图3所示的V-I转换电路用作为第3V-I转换电路130时，不利用从输出端子(IOUTB)的输出。
下面，用图1来说明物理量传感器1的动作。
当对物理量传感器1施加电源V+、V-时，参照信号生成电路40输出参照信号S41，振荡电路20以基于参照信号S41的规定的电流值而对传感器元件10的驱动部11进行交流驱动。由于进行AGC控制，因此，对振荡信号S21输出振幅基于参照信号S41的交流电压。
在该状态下，当旋转角速度施加于物理量传感器1时，具有对应于旋转角速度的振幅的交流信号体现为传感器元件输出S12。检测电路30将该传感器元件输出S12放大并转换成电压信号，作为放大信号S31而输入检波电路32。此外，参照信号S41和振荡信号S21被输入检波电路32。检波电路32如下所述那样进行乘法检波，在下级的滤波电路33中进行平滑化处理。结果，从物理量传感器1输出振幅与所施加的旋转角速度成正比的检测信号S30。
下面，对物理量传感器1的检波电路32的动作进行说明。
将振荡信号S21的电压值设为V1，将放大信号S31的电压值设为V2，将参照信号S41的电压值设为Vref。尤其，V1、V2是相同的频率且相同相位的正弦波信号(A·sinθ的形式)。
参照信号S41的电压值Vref与第3V-I转换电路130的输出电流Ir之间的关系是，当将第3V-I转换电路130的转换电阻的电阻值设为R3时可用下式(4)表示。
Ir=Vref/R3 (4)
另外，输入乘除法电路140一个的电流信号I1、以及输入乘除法电路140另一个的电流信号I2是下式(5)及(6)。
I1=Ib±K1·V1 (5)
I2=Ir±K2·V2 (6)
另外，重号（複号）分别相当于差动信号输出。
此外，乘除法电路140的输出电流14是下式(7)。
I4=((K1·K2)/Ir)·(V1·V2) (7)
这里，若将I-V转换电路150的转换电阻155的电阻值设为R5，则I-V转换电路150的输出信号即检波信号S32是下式(8)。
（检波信号S32的电压值）
=(2·R5·(K1·K2)/Ir)·(V1·V2)
=(2·(R3·R5·K1·K2))·(V1·V2/Vref) (8)
上述式(8)的V1在本例中与振荡信号S21的电压值相对应。振荡信号S21是由AGC控制电路对振荡振幅进行控制的信号，依赖于AGC控制基准即参照信号S41的电压值Vref(与其成正比)。
另外，V2在本例中与将从检测部12获得的角速度信号放大的放大信号S31的电压值相对应。于是，放大信号S31虽然与所施加的角速度的强度成正比，但也与对驱动部11进行激励的强度成正比以检测角速度。即，放大信号S31与参照信号S41的电压值Vref成正比。图4(a)所示的波形50是振荡信号S21的波形例，波形51是放大信号S31的波形例。
于是，I-V转换电路150的输出信号即检波信号S32的电压振幅与所施加的角速度成正比，且与参照信号S41的电压值Vref成正比。将检波信号S32平滑化后的物理量传感器输出S30也相同。图4(b)所示的波形52是检波信号S32的波形例，图4(c)所示的波形53是物理量传感器输出S30的波形例。
即，可知能够将物理量传感器1的输出S30中对参照信号S41的依赖性抑制在一阶的程度。该特性自身是使用了以往开关进行的检波电路的物理量传感器的同样性质，但作为被检波的原来信号成分，仅是与振荡频率相同的频率成分，即使包含具有因外部振动等所引起的除此频率以外的频率成分的噪声，也通过乘法检波被频率转换成比直流高得多的频率，因此，能容易地被下阶的滤波电路33去除。
因此，由于物理量传感器1具有检波电路32，故能减小参照电压S41的变动对输出信号S30he的影响，能实现抵抗外来振动的噪声的高精度的物理量传感器1。
另外，K1、K2是V-I转换电路中的转换比。在物理量传感器1中，若根据线性电阻元件来决定K1、K2，则能抵消R3与K1(或K2)的温度系数和半导体处理变动等。同样，由于对构成I-V转换电路150的转换电阻155也是用相同的线性电阻元件，因此也能抵消R5与K2(或K1)的温度系数和半导体制程变动(半導体プロセス変動)。
若将第1V-I转换电路110和第2V-I转换电路120所用的转换电阻的值分别设为R1、R2，再将第3V-I转换电路13所用的转换电阻的值设为R3，则检波信号S32可用下式(9)表示。
(检波信号S32的电压值)
=2·(R3·R5)/(R1·R2)·(V1·V2/Vref) (9)
从上述的式(9)可知：若第1～第3V-I转换电路110、120、130及I-V转换电路150的转换电阻全部为由相同材质构成的电阻元件，则V-I转换电路及I-V转换电路所产生的误差被抵消。
另外，在图2所示的检波电路32中，当将参照信号S41的成分与振荡信号21的成分相加时，则构成为，在第1V-I转换电路110及第3V-I转换电路130中，在分别转换成电流信号后相加。但是，也可作成这样的结构：在电压信号的状态下将参照信号S41的成分与振荡信号21的成分相加，然后，进行V-I转换。此时，电压信号的加法，可由使用了运算放大器和电阻元件的、公知的电压加法电路来实现。
另外，图1所示的物理量传感器1中的AGC控制所用的参照信号S41是电压信号。但是，参照信号S41也可是电流信号那样的电路结构。此时，不需要第3V-I转换电路130.
此外，在图1所示的物理量传感器1可构成为：对从驱动部11获得的振荡信号S21加上参照信号S41。但是，也可是，对将传感器元件输出S12放大后的放大信号S31加上参照信号S41，将该加法信号和振荡信号S21输入到电流乘法电路。即使如前述那样进行变更，乘法顺序也可交换，因此显而易见，可获得同样的输出信号S30。
图5是用于说明乘除法电路140的示图。
图5(a)示意性显示图2所示的乘除法电路140和第1V-I转换电路110～第3V-I转换电路130之间关系的图。
如前所述，若将输入第1V-I转换电路110的电压信号设为Y、将输入第2V-I转换电路120的电压信号设为X、将输入第3V-I转换电路130的电压设为R，则乘除法电路140的输出Z能表示为Z=X·Y/R。例如，输入第3V-I转换电路130的电压R，作成是来自利用可将电阻值数字式变更的数字电位器等而可生成任意电压的生成电路的调整输出。此时，乘除法电路140的输出Z可以说是如Z=Ka·X·Y那样，不另外使用增益放大器就可将二个电压信号的积予以Ka倍调整的可变增益乘法电路。
图5(b)是表示将对图2所示的乘除法电路140的输入予以变更后的变形例的示图。图5(b)中，对第1V-I转换电路110输入电压R，对第3V-I转换电路130输入电压信号Y。但电压信号Y是正的信号。
在图5(b)的场合，乘除法电路140的输出Z可表示为Z=X·R/Y。例如，输入第1V-I转换电路110的电压R，作成是调整输出。在该场合，乘除法电路140的输出Z可以说是如Z=Kb·X/Y那样，不另外使用增益放大器就可将二个电压信号的比(商)予以Kb倍调整的可变增益除法电路。
如图5(a)及(b)所示，若将乘除法电路140用于检波电路，则能在一个电路中同时进行二个信号的乘法和基于参照信号Vref的除法。
Claims (5)
1.一种物理量传感器，其特征在于，包括：
将从外部施加的物理量转换成电信号的振子；
输出参照信号的参照信号生成电路；
通过基于所述参照信号的振荡信号使所述振子振荡的振荡电路；以及
通过对来自所述振子的输出信号乘以所述振荡信号和除以参照信号来对所述输出信号进行检波的检波电路。
2.如权利要求1所述的物理量传感器，其特征在于，
所述检波电路包括：
乘法芯核，该乘法芯核具有发射极耦合的一对双极型晶体管构成的第1差动晶体管以及发射极耦合的一对双极型晶体管构成的第2差动晶体管；
线性晶体管对，该线性晶体管对由集电极耦合的一对双极型晶体管构成；以及
将所述振荡信号和所述输出信号中的任何一个与所述参照信号相加的加法电路，
所述第1差动晶体管的一个基极及所述第2差动晶体管的一个基极，与所述线性晶体管对中的一个的双极型晶体管的发射极相连接，
所述第1差动晶体管的另一个基极及所述第2差动晶体管的另一个基极，与所述线性晶体管对中的另一个双极型晶体管的发射极相连接，
对所述第1及第2差动晶体管的相耦合的发射极输入所述振荡信号及所述输出信号中的任一个，
对所述线性晶体管对的发射极输入所述振荡信号及所述输出信号中的另一个。
3.如权利要求2所述的物理量传感器，其特征在于，所述检波电路具有将所述振荡信号、所述输出信号及所述参照信号分别从电压信号转换成电流信号的转换电路。
4.如权利要求3所述的物理量传感器，其特征在于，所述加法电路将转换成电流信号的所述振荡信号和所述输出信号中任一个与转换成电流信号的所述参照信号相加。
5.如权利要求2所述的物理量传感器，其特征在于，所述加法电路在电压信号的状态下将所述振荡信号和所述输出信号中任一个与所述参照信号相加。
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