WO2012043886A1 - 物理量センサ及び乗除算回路 - Google Patents

物理量センサ及び乗除算回路 Download PDF

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永田　洋一
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シチズンホールディングス株式会社
シチズンファインテックミヨタ株式会社
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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
    • G01C19/56—Turn-sensitive devices using vibrating masses, e.g. vibratory angular rate sensors based on Coriolis forces
    • G01C19/5776—Signal processing not specific to any of the devices covered by groups G01C19/5607 - G01C19/5719
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F17/00—Digital computing or data processing equipment or methods, specially adapted for specific functions

Definitions

  • the present invention relates to a physical quantity sensor and a multiplication / division circuit, and more particularly to a configuration of a detection circuit of the physical quantity sensor.
  • a physical quantity sensor typified by a vibration type angular velocity sensor
  • a physical quantity sensor that performs detection using a switching circuit using a switch is generally used because the configuration of the detection circuit is simple (for example, Patent Document 1).
  • a detection circuit using a Gilbert multiplication circuit is known (for example, Patent Document 2).
  • JP 2009-229447 A page 8-10, FIGS. 1 and 3) Japanese Patent Laying-Open No. 2005-191840 (page 9, FIG. 4)
  • Patent Literature 1 when mechanical vibration or the like is applied to the physical quantity sensor from the outside, the internal vibrating body vibrates, so unnecessary noise is superimposed on the detected signal. End up.
  • noise having a frequency that is an odd multiple of the frequency to be detected is superimposed on the detected signal, the noise component is mixed in the output signal without being removed by the detection circuit. This is a problem on the principle of detection by switching. As one method for avoiding this, it is conceivable to multiply analog signals of the same frequency.
  • a circuit element often used as a multiplier circuit is a Gilbert multiplier circuit.
  • An object of the present invention is to provide a physical quantity sensor and a multiplication / division circuit that can solve the above-described problems. It is another object of the present invention to provide a physical quantity sensor and a multiplication / division circuit that can suppress noise due to external vibration and can suppress fluctuations in an output signal due to fluctuations in a reference voltage.
  • the physical quantity sensor includes a vibrator that converts an externally applied physical quantity into an electric signal, a reference signal generation circuit that outputs a reference signal, an oscillation circuit that oscillates the vibrator using an oscillation signal based on the reference signal, and a vibrator And a detection circuit for detecting the output signal by performing multiplication with the oscillation signal and division by the reference signal.
  • the physical quantity sensor includes a vibrator that converts an externally applied physical quantity into an electrical signal, a reference signal generation circuit that outputs a reference signal, an oscillation circuit that oscillates the vibrator based on the reference signal, and an oscillation from the oscillation circuit And a detection circuit that detects an output signal from the vibrator based on the signal.
  • the detection circuit includes an addition circuit that adds a reference signal to either the oscillation signal or the output signal, and the oscillation signal and output. And a Gilbert multiplication circuit that multiplies the signal added with the reference signal and the other signal.
  • the detection circuit includes a multiplier core having a first differential transistor composed of a pair of emitter coupled bipolar transistors and a second differential transistor composed of a pair of emitter coupled bipolar transistors, and a pair coupled to a collector.
  • the base and the emitter of one bipolar transistor of the linearizing transistor are connected, the other base of the first differential transistor and the other base of the second differential transistor are connected to the emitter of the other bipolar transistor of the linearizing transistor, First and second differential transitions It is preferable that either one of the oscillation signal and the output signal is input to the emitter to which the data is coupled, and one of the oscillation signal and the output signal is input to the emitter of the linearization transistor pair.
  • the detection circuit preferably includes a conversion circuit that converts the oscillation signal, the output signal, and the reference signal from a voltage signal to a current signal, respectively.
  • the adding circuit adds one of the oscillation signal converted into the current signal and the output signal and the reference signal converted into the current signal. With this configuration, the addition circuit can perform a highly accurate addition operation by simply connecting the wirings. Further, in the physical quantity sensor, it is preferable that the adding circuit performs addition of either the oscillation signal or the output signal and the reference signal in the state of a voltage signal.
  • the addition operation can be performed in the state of a voltage signal that is an internal signal of a normal integrated circuit, and an efficient configuration can be achieved according to the circuit configuration around the detection circuit.
  • the physical quantity sensor it is possible to compensate for the fluctuation component of the reference signal in the multiplication detection, so that a highly accurate physical quantity sensor that is less affected by the output signal due to the fluctuation of the reference voltage and is resistant to noise caused by external vibration is realized. It becomes possible to do.
  • the multiplier / divider circuit includes a multiplier core having a first differential transistor composed of a pair of emitter-coupled bipolar transistors and a second differential transistor composed of a pair of emitter-coupled bipolar transistors, and a linear composed of a pair of collector-coupled bipolar transistors. And an adder circuit for adding the third input signal to one of the first input signal and the second input signal, and one base of the first differential transistor and the second differential transistor One base is connected to the emitter of one bipolar transistor of the linearizing transistor, and the other base of the first differential transistor and the other base of the second differential transistor are connected to the emitter of the other bipolar transistor of the linearizing transistor. The connection of the first and second differential transistors.
  • the first input signal and the second input signal are input to the emitters that are connected, the third input signal is input to the emitters of the linearization transistor pair, and the first input signal and the second input signal are multiplied by the first input signal.
  • a signal divided by three input signals is output.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating the overall configuration of the physical quantity sensor.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a detection circuit of the physical quantity sensor.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a VI conversion circuit of the physical quantity sensor.
  • FIG. 4A to FIG. 4C are diagrams illustrating waveform examples of the physical quantity sensor.
  • FIG. 5A and FIG. 5B are diagrams for explaining the multiplication / division circuit 140.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating the overall configuration of the physical quantity sensor 1.
  • the physical quantity sensor 1 is a vibration type angular velocity sensor including a sensor element 10, an oscillation circuit 20, a detection circuit 30, and a reference signal generation circuit 40.
  • the sensor element 10 is a gyro vibrator that detects a rotational angular velocity and is configured by arranging a metal electrode on the surface of a piezoelectric material formed in a tuning fork shape, and includes a drive unit 11 and a detection unit 12.
  • the sensor element 10 is driven to oscillate by the oscillation circuit 20.
  • a weak AC signal is output from the detection unit 12 as the sensor element output S12.
  • a vibration element having another shape for example, a vibration element having three vibration legs can be used.
  • the reference signal generation circuit 40 is a circuit that generates a reference signal for an AGC control circuit described later.
  • the reference signal generation circuit 40 includes a constant voltage circuit, and generates a reference signal S41 that is a substantially constant voltage that does not depend on the ambient temperature or the power supply voltage.
  • the oscillation circuit 20 is an oscillation circuit having a so-called AGC function in which an oscillation loop is formed with respect to the sensor element 10 by the monitor circuit 21 and the variable gain amplifier 22.
  • the oscillation circuit 20 includes an AGC control circuit 23, and has a function of controlling the gain of the variable gain amplifier 22 so that the effective value of the excitation current of the sensor element 10 is equal to the reference signal S41.
  • the excitation current of the sensor element 10 is converted into a voltage signal by the monitor circuit 21.
  • the AGC control circuit 23 controls the oscillation of the sensor element 10, and the oscillation signal S21 output from the monitor circuit 21 is an AC signal having an amplitude based on the reference signal S41.
  • the oscillation signal S21 is also used as a signal used for multiplication in the detection circuit 30 described later.
  • the detection circuit 30 detects an angular velocity signal component included in an amplification circuit 31 that amplifies the sensor element output S12 that is an output signal from the detection unit 12 of the sensor element 10 and an amplification signal S31 that is an output signal of the amplification circuit 31.
  • the detection circuit 32 and a filter circuit that amplifies and smoothes the detection signal S32 that is an output signal of the detection circuit 32 and outputs the amplified signal as a physical quantity sensor output S30.
  • the detection circuit 32 is an arithmetic circuit that multiplies the output signal of the amplifier circuit 31 and the oscillation signal S21 in an analog manner.
  • the oscillation circuit 20 and the detection circuit 30 are integrated circuits that operate by applying power supplies V + and V ⁇ , and are configured on the same semiconductor element.
  • the oscillation circuit 20 and the detection circuit 30 may be configured on separate semiconductor elements.
  • the multiplication detection will be briefly described. In general, when sine waves having the same frequency and the same phase with amplitudes A and B are multiplied, the following equation (1) is obtained.
  • a signal proportional to the rotational angular velocity can be obtained by selecting a signal that is substantially constant and proportional to the rotational angular velocity at which B is applied, and performing an arithmetic operation represented by the previous equation.
  • the detection circuit 30 described next performs detection operation using this principle.
  • Vref is a reference voltage value.
  • the AGC control circuit 23 controls the amplitude of the oscillation signal S21 to be constant based on the reference signal S41, “A” is a function of Vref. Further, since the amplified signal S31 is output from the sensor element 10 oscillated based on the oscillation signal S21, “B” is also a function of Vref. Therefore, when multiplication detection is simply performed using the oscillation signal S21 and the amplified signal S31, the DC signal (A ⁇ B / 2) proportional to the detected rotational angular velocity can be understood from the above equation (1). It is proportional to the square of Vref.
  • the reference signal S41 is not necessarily completely constant, and even if a temperature compensation circuit or the like is provided, the reference signal S41 is very small but changes depending on the temperature or the like. In addition, there may be a case where noise or the like is superimposed on the reference signal S41.
  • the reference signal S41 is changed or noise is superimposed on the reference signal S41, the DC signal proportional to the detected rotational angular velocity changes greatly according to the change of the reference signal S41 or the square of the noise. Such a change hinders the realization of high accuracy in a wide use temperature range of the physical quantity sensor. Therefore, the detection circuit 32 of the physical quantity sensor is configured to perform multiplication detection based on the following equation (2), as will be described later.
  • FIG. 2 is a circuit diagram illustrating the detection circuit 32 of the physical quantity sensor.
  • the detection circuit 32 includes first to third VI conversion circuits 110, 120, and 130, a multiplication / division circuit 140, an IV conversion circuit 150, and a phase shift circuit 160.
  • the detection circuit 32 includes a first VI conversion circuit 110 and a second VI conversion circuit 120 for converting the oscillation signal S21 and the amplified signal S31 into current signals, respectively.
  • those VI-to-I converter circuits having a differential output type are used.
  • the oscillation signal S21 is input to the first VI conversion circuit 110 via the phase shift circuit 160. This is because the phases of the signals to be multiplied are aligned as in the above-described equation for multiplication detection.
  • the phase-adjusted signal is defined as an oscillation signal S21 ′.
  • the detection circuit 32 further includes a third VI conversion circuit 130 for converting the reference signal S41 into a current signal.
  • the third VI conversion circuit 130 is configured to output equal output currents from two terminals.
  • the configuration of these VI conversion circuits will be described later.
  • the multiplication / division circuit 140 is a circuit that multiplies the input current signal and outputs the result as a current output.
  • the multiplier / divider circuit 140 is a so-called Gilbert multiplier circuit composed of a plurality of bipolar transistors.
  • the multiplier / divider circuit 140 uses a differential input signal and an output signal.
  • the configuration of the multiplication / division circuit 140 will be described.
  • the multiplier / divider circuit 140 includes bipolar transistors 141 to 144, 145A, and 145B and bias current sources 146A and 146B. These transistors are all PNP type.
  • the multiplier / divider circuit 140 is collector-coupled to a multiplier core having a first differential transistor composed of a pair of emitter-coupled bipolar transistors 141 and 142 and a second differential transistor composed of a pair of emitter-coupled bipolar transistors 143 and 144. It has a linearized transistor pair consisting of a pair of bipolar transistors 145A and 145B. Also, the bases of the transistors 142 and 143 are coupled together.
  • the emitter of the transistor 145A is connected to the bases of the transistor 141 and the transistor 144.
  • the emitter of the transistor 145B is connected to the bases of the transistors 142 and 143.
  • the multiplier / divider circuit 140 is a linearization multiplier circuit that suppresses nonlinear components resulting from the exponential characteristics of the bipolar transistor.
  • the parts to be multiplied are the four elements 141 to 144.
  • the transistors 145A and 145B are configured to perform preprocessing for linearization. A current obtained by adding the output current of the first VI conversion circuit 110 and the output current of one of the third VI conversion circuits flows into the emitter of the transistor 145A.
  • a current obtained by adding the inverted output current of the first VI conversion circuit 110 and the other output current of the third VI conversion circuit flows into the emitter of the transistor 145B. .
  • the addition of the current signal can be performed by connection. Therefore, by connecting the output terminals of the first VI conversion circuit 110 and the third VI conversion circuit 130, An adder circuit that adds the output current of the first VI conversion circuit 110 and the output current of the third VI conversion circuit is configured.
  • Both the transistor 145A and the transistor 145B are diode-connected, and their base and collector are connected to the negative power source V ⁇ .
  • Transistors 141 and 142 have emitters connected to each other, and a current obtained by adding the output current of second VI conversion circuit 120 and bias current Ib flows into transistor 141 and transistor 142. Similarly, the emitters of the transistor 143 and the transistor 144 are connected to each other, and a current obtained by adding the inverted output current of the second VI conversion circuit 120 and the bias current Ib flows therethrough.
  • the bias current Ib is generated by bias current sources 146A and 146B which are constant current circuits.
  • the collector of the transistor 141 and the collector of the transistor 143 are connected to serve as a multiplication output terminal. Similarly, the collector of the transistor 142 and the collector of the transistor 144 are connected to serve as a multiplication inversion output terminal.
  • the IV conversion circuit 150 converts the output current signal of the multiplication / division circuit 140 into a voltage signal.
  • the differential current input is converted into a single-phase current signal by a so-called folded cascode circuit composed of MOS transistors 151A to 154A and 151B to 151B, and an IV conversion output is performed by a conversion resistor 156 and an operational amplifier 155.
  • the conversion resistor 156 is composed of a linear resistance element such as a polysilicon resistor.
  • the linearization transistors 145A and 145B when the bias current is small, the base-emitter voltage decreases, and the voltage change of the output signal corresponding to the input signal increases (that is, the gain is large). In this case, when the signal component from the first VI conversion circuit 110 is added, the gain of the signal component output to the multiplication core increases. On the contrary, in the linearization transistors 145A and 145B, when the bias current is large, the base-emitter voltage becomes high, and the voltage change of the output signal corresponding to the input signal becomes small (that is, the gain is small). In this case, when the signal component from the first VI conversion circuit 110 is added, the gain of the signal component output to the multiplication core is reduced.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a VI conversion circuit of the physical quantity sensor.
  • the VI conversion circuit shown in FIG. 3 has a configuration used for the first VI conversion circuit 110 and the second VI conversion circuit 120 shown in FIG.
  • the VI conversion circuit is a transconductance amplifier using a MOS transistor and a resistance element, and includes Pch MOS transistors 201 to 207 (hereinafter referred to as PMOS), Nch MOS transistors 211 to 217 (hereinafter referred to as NMOS), a conversion resistor 220, and a tail current source. 230.
  • PMOS Pch MOS transistors 201 to 207
  • NMOS Nch MOS transistors 211 to 217
  • conversion resistor 220 hereinafter referred to as NMOS
  • the gate terminal of the PMOS 201 is an input terminal (IN) of the VI conversion circuit.
  • the phase-adjusted oscillation signal S21 ′ is input to the input terminal (IN).
  • the PMOSs 201 and 202, the NMOSs 201 and 202, and the tail current source 230 are differential pair circuits having the PMOSs 201 and 202 as input elements and the NMOSs 211 and 212 as load elements, respectively.
  • the gate terminal of the PMOS 201 corresponds to the non-inverting input terminal of the differential pair circuit
  • the gate terminal of the PMOS 202 corresponds to the inverting input terminal.
  • the tail current source 230 supplies a bias current to the differential pair circuit.
  • the NMOSs 211 and 212 are diode-connected, and the current value flowing to the NMOS 212 is multiplied by a predetermined value to the NMOS 214 by a current mirror and copied.
  • the current value that has flowed to the NMOS 211 is multiplied by a predetermined value and copied to the PMOS 204 via the NMOS 213 and the PMOS 203.
  • the drain terminals of the PMOS 204 and the NMOS 214 are connected to each other, and the gate terminal of the PMOS 202 corresponding to the inverting input terminal and one end of the conversion resistor 220 are connected to this terminal.
  • the other end of the conversion resistor 220 is grounded to the signal ground.
  • the conversion resistor 220 is composed of a linear resistance element such as a polysilicon resistor.
  • the current value flowing in the PMOS 204 is copied to the PMOS 207 by current mirror connection
  • the current value flowing in the NMOS 214 is copied to the NMOS 217 by current mirror connection.
  • the drain terminals of the PMOS 207 and the NMOS 217 are connected to each other, and this connection point is set as an output terminal (IOUT).
  • an output current (+) is output from the output terminal (IOUT).
  • the current value flowing to the NMOS 211 is multiplied by a predetermined value to the NMOS 216 by a current mirror and copied.
  • the current value flowing to the NMOS 212 is multiplied by a predetermined value and copied to the PMOS 206 via the NMOS 215 and the PMOS 205.
  • the drain terminals of the PMOS 206 and the NMOS 216 are connected to each other, and this connection point is an inverted output terminal (IOUTB).
  • IOUTB inverted output terminal
  • the PMOS 201 to 204 and the NMOS 211 to 214 operate as a voltage follower assuming that one end of the conversion resistor 220 on the non-ground side is an output, and the same signal as the signal input to the input terminal IN is converted to the conversion resistor. Appears at one end of 220. Furthermore, the current flowing to the conversion resistor 220 is copied by the remaining MOS transistors, and a current having a value obtained by dividing the input signal voltage by the resistance value of the conversion resistor 220 is output from the IOUT terminal. From IOUTB, a current having the same absolute value as that of the current output from the IOUT terminal but the opposite direction is output.
  • This V-I conversion circuit operates so that the relationship of the following equation (2) is established when the input voltage is V and the output current is I.
  • I ⁇ K ⁇ V (3)
  • the conversion coefficient K is the reciprocal of the resistance value of the conversion resistor 220.
  • the output current (+) is output from the output terminal (IOUT), and the output current (+) is also output from the output terminal added with another system.
  • the VI conversion circuit shown in FIG. 3 is used as the third VI conversion circuit 130, the output from the output terminal (IOUTB) is not used.
  • the operation of the physical quantity sensor 1 will be described with reference to FIG.
  • the reference signal generation circuit 40 outputs a reference signal S41, and the oscillation circuit 20 exchanges the drive unit 11 of the sensor element 10 with a predetermined current value based on the reference signal S41. To drive. Since AGC control is performed, an alternating voltage having an amplitude based on the reference signal S41 is output to the oscillation signal S21.
  • the detection circuit 30 amplifies the sensor element output S12 and converts it into a voltage signal, and inputs the voltage signal to the detection circuit 32 as an amplified signal S31.
  • the detection circuit 32 further receives a reference signal S41 and an oscillation signal S21.
  • the detection circuit 32 performs multiplication detection as described below, and smoothing processing is performed by the filter circuit 33 at the next stage. As a result, the physical quantity sensor 1 outputs a detection signal S30 having an amplitude proportional to the applied rotational angular velocity.
  • the voltage value of the oscillation signal S21 is V1
  • the voltage value of the amplified signal S31 is V2
  • the voltage value of the reference signal S41 is Vref.
  • V1 and V2 are sinusoidal signals (in the form of A ⁇ sin ⁇ ) having the same frequency and the same phase.
  • the relationship between the voltage value Vref of the reference signal S41 and the output current Ir of the third VI conversion circuit 130 is expressed by the following equation (4) when the resistance value of the conversion resistor of the third VI conversion circuit 130 is R3.
  • Ir Vref / R3 (4)
  • the current signal I1 input to one side of the multiplication / division circuit 140 and the current signal I2 input to the other side of the multiplication / division circuit 140 are expressed by the following equations (5) and (6).
  • I1 Ib ⁇ K1 ⁇ V1 (5)
  • I2 Ir ⁇ K2 ⁇ V2 (6)
  • the double sign corresponds to each differential signal output.
  • the output current I4 of the multiplication / division circuit 140 is expressed by the following equation (7).
  • the oscillation signal S21 is a signal whose oscillation amplitude is controlled by the AGC control circuit, and is dependent (proportional) to the voltage value Vref of the reference signal S41 which is a reference for AGC control.
  • V2 corresponds to the voltage value of the amplified signal S31 obtained by amplifying the angular velocity signal obtained from the detection unit 12 in this example. Therefore, the amplified signal S31 is proportional to the strength of the applied angular velocity, but is also proportional to the strength of exciting the drive unit 11 to detect the angular velocity. That is, the amplified signal S31 is proportional to the voltage value Vref of the reference signal S41.
  • a waveform 52 shown in FIG. 4B is a waveform example of the detection signal S32
  • a waveform 53 shown in FIG. 4C is a waveform example of the physical quantity sensor output S30.
  • the dependence of the reference signal S41 on the output S30 of the physical quantity sensor 1 can be suppressed to about the first order.
  • This characteristic itself is a property similar to that of a physical quantity sensor using a detection circuit with a conventional switch, but the original signal component to be detected is only the same frequency component as the oscillation frequency, and is caused by external vibration or the like. Even if noise having other frequency components is included, it is frequency-converted to a frequency sufficiently higher than the direct current by multiplication detection, so that it can be easily removed by the filter circuit 33 at the next stage.
  • K1 and K2 are conversion ratios in the VI conversion circuit. If the physical quantity sensor 1 determines K1 and K2 based on linear resistance elements, it becomes possible to cancel the temperature coefficient of R3 and K1 (or K2), semiconductor process fluctuations, and the like. Similarly, by using the same linear resistance element for the conversion resistor 155 constituting the IV conversion circuit 150, it becomes possible to cancel the temperature coefficient of R5 and K2 (or K1) and semiconductor process variations.
  • the values of the conversion resistors used for the first VI conversion circuit 110 and the second VI conversion circuit 120 are R1 and R2, respectively, and the value of the conversion resistor used for the third VI conversion circuit 130 is R3.
  • the detection circuit 32 shown in FIG. 2 when the component of the reference signal S41 is added to the component of the oscillation signal 21, currents are respectively generated in the first VI conversion circuit 110 and the third VI conversion circuit 130. The signal is converted into a signal and then added.
  • the configuration may be such that the component of the reference signal S41 and the component of the oscillation signal 21 are added in the state of a voltage signal, and then V-I conversion is performed.
  • the addition of the voltage signals can be realized by a well-known voltage addition circuit using an operational amplifier and a resistance element.
  • the reference signal S41 used for AGC control in the physical quantity sensor 1 shown in FIG. 1 is a voltage signal.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the multiplication / division circuit 140.
  • the output Z of the multiplication / division circuit 140 includes the voltage signal Y input to the first VI conversion circuit 110, the voltage signal X input to the second VI conversion circuit 120, and the third.
  • Z X ⁇ Y / R.
  • the voltage R input to the third VI conversion circuit 130 can generate an arbitrary voltage using a digital volume or the like that can digitally change the resistance value. It is assumed that the adjustment output from the circuit.
  • FIG. 5B is a diagram showing a modification in which the input to the multiplication / division circuit 140 shown in FIG. 2 is changed.
  • the voltage R is input to the first VI conversion circuit 110 and the voltage signal Y is input to the third VI conversion circuit 130.
  • the voltage signal Y is a positive signal.
  • the voltage R input to the first VI conversion circuit 110 is an adjustment output.
  • the multiplication / division circuit 140 is used as a detection circuit, multiplication of two signals and division by the reference signal Vref can be simultaneously performed by one circuit. .

Abstract

　外来振動によるノイズを抑え、かつ、参照電圧の変動による出力信号の変動を抑えることを可能とする物理量センサを提供することを目的とする。物理量センサは、外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、参照信号を出力する参照信号生成回路と、参照信号に基づいた発振信号によって振動子を発振させる発振回路と、振動子からの出力信号に対して、発振信号との乗算及び参照信号による除算を行うことによって、出力信号の検波を行う検波回路を有することを特徴とする。

Description

物理量センサ及び乗除算回路
　本発明は、物理量センサ及び乗除算回路に関し、特に物理量センサの検波回路の構成に関するものである。
　振動型角速度センサに代表される物理量センサにおいて、検波回路の構成が簡単であるという理由から、スイッチによる切り替え回路を用いて検波を行う物理量センサが一般的に用いられている（例えば、特許文献１）。また、ギルバート乗算回路を用いた検波回路が知られている（例えば、特許文献２）。
特開２００９−２２９４４７号公報（第８−１０頁、図１、３） 特開２００５−１９１８４０号公報（第９頁、図４）
　しかしながら、特許文献１に記載の構成では、物理量センサに外部から機械的な振動等が印加されると、内部の振動体が振動してしまうので、被検波信号には不要なノイズが重畳してしまう。特に検波する周波数の奇数倍の周波数をもつノイズが被検波信号に重畳してしまった場合、そのノイズ成分は検波回路で除去されずに出力信号に混入してしまう。これは、スイッチングによる検波の原理上の問題である。これを回避するための一つの手法として、同一周波数の信号どうしをアナログ的に乗算することが考えられる。
　乗算回路としてよく使われる回路要素としてギルバート乗算回路が挙げられる。例えば、特許文献２に記載のギルバート乗算回路による検波を物理量センサに適用しようとすると、乗算による検波をするために、被検波信号と同一周波数でかつ振幅が一定の信号が必要である。振動型の物理量センサにおいては、振動体の励振レベルを、定電圧回路などを使った参照信号に基づいて一定レベルに制御するといった、いわゆるＡＧＣ制御が行われている。したがって、ＡＧＣ制御によって、制御された発振信号を乗算用信号として用いることが考えられる。しかしながら、実際は、参照信号は温度変化によって変化する。
　また、被検波信号は角速度のほかに振動体の励振レベルにも比例するため、単純に被検波信号と発振信号とを乗算すると、参照信号が２乗された成分が検出信号に現れることになり、検出信号に大きな誤差が生じることとなる。これは近年物理量センサに求められている、広い使用温度範囲での高精度化を実現するうえで妨げになってしまう。
　本発明は、上記の問題を解決することを可能とした物理量センサ及び乗除算回路を提供することを目的とする。
　また、本発明は、外来振動によるノイズを抑え、かつ、参照電圧の変動による出力信号の変動を抑えることを可能とする物理量センサ及び乗除算回路を提供することを目的とする。
　物理量センサは、外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、参照信号を出力する参照信号生成回路と、参照信号に基づいた発振信号によって振動子を発振させる発振回路と、振動子からの出力信号に対して、発振信号との乗算及び参照信号による除算を行うことによって出力信号の検波を行う検波回路を有することを特徴とする。
　物理量センサは、外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、参照信号を出力する参照信号生成回路と、参照信号に基づいて振動子を発振させる発振回路と、発振回路からの発振信号に基づいて振動子からの出力信号を検波する検波回路と、を有する物理量センサにおいて、検波回路は、発振信号と出力信号のいずれか一方に参照信号を加算する加算回路と、発振信号と出力信号のうち参照信号が加算された信号と他方の信号とを乗算するギルバート乗算回路と、を備えることを特徴とする。
　この構成により、外来振動によるノイズを抑えるために乗算回路による検波を用いながら、参照信号の変動の影響を抑えた高精度な物理量センサを実現することが可能となる。
　さらに、物理量センサおいて、検波回路は、エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第１差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第２差動トランジスタを有する乗算コアと、コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる線形化トランジスタ対と、発振信号及び出力信号のいずれか一方に参照信号を加算する加算回路を有し、第１差動トランジスタの一方のベース及び第２差動トランジスタの一方のベースと線形化トランジスタの一方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、第１差動トランジスタの他方のベース及び第２差動トランジスタの他方のベースと線形化トランジスタの他方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、第１及び第２差動トランジスタの結合されたエミッタに対して発振信号及び出力信号のいずれか一方が入力され、線形化トランジスタ対のエミッタに対して前記発振信号及び前記出力信号のいずれか他方が入力される、ことが好ましい。
　さらに、物理量センサおいて、検波回路は、発振信号、出力信号及び参照信号を、それぞれ電圧信号から電流信号に変換する変換回路を有することが好ましい。
　さらに、物理量センサにおいて、加算回路は、電流信号に変換された発振信号と出力信号のいずれか一方と、電流信号に変換された参照信号との加算を行うことが好ましい。この構成により、加算回路としては配線をつなぎ合わせるだけの構成で高精度の加算操作を行うことが可能となる。
　さらに、物理量センサにおいて、加算回路は、発振信号と出力信号のいずれか一方と、参照信号との加算を、電圧信号の状態で行う、ことが好ましい。この構成により、通常の集積回路の内部信号である電圧信号の状態で加算操作を行うことができ、検波回路の周辺の回路構成に応じて効率的な構成とすることができる。
　物理量センサによれば、乗算検波における参照信号の変動成分を補償することが可能となるため、参照電圧の変動による出力信号の影響が小さく、外来振動によるノイズにも強い高精度の物理量センサを実現することが可能となる。
　乗除算回路は、エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第１差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第２差動トランジスタを有する乗算コアと、コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる線形化トランジスタ対と、第１入力信号及び第２入力信号のいずれか一方に、第３入力信号を加算する加算回路を有し、第１差動トランジスタの一方のベース及び前記第２差動トランジスタの一方のベースと線形化トランジスタの一方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、第１差動トランジスタの他方のベース及び第２差動トランジスタの他方のベースと線形化トランジスタの他方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、第１及び第２差動トランジスタの結合されたエミッタに対して第１入力信号及び第２入力信号が入力され、線形化トランジスタ対のエミッタに対して第３入力信号が入力され、第１入力信号及び第２入力信号を乗算して第３入力信号で除算した信号が出力されることを特徴とする。
　図１は、物理量センサの全体構成を説明したブロック図である。
　図２は、物理量センサの検波回路を説明した回路図である。
　図３は、物理量センサのＶ−Ｉ変換回路を説明した回路図である。
　図４（ａ）~図４（ｃ）は、物理量センサの波形例を示す図である。
　図５（ａ）及び図５（ｂ）は、乗除算回路１４０を説明するための図である。
　以下図面を参照して、物理量センサについて説明する。但し、本発明の技術的範囲はそれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶ点に留意されたい。
　図１は、物理量センサ１の全体構成を説明したブロック図である。
　物理量センサ１は、センサ素子１０と、発振回路２０と、検出回路３０と、参照信号生成回路４０とで構成した、振動型の角速度センサである。
　センサ素子１０は、音叉形状に形成した圧電材料の表面に金属電極を配して構成した、回転角速度を検知するジャイロ振動子であり、駆動部１１と検出部１２を備えている。センサ素子１０は、発振回路２０によって発振駆動される。センサ素子１０が振動中に回転角速度を受けると、微弱な交流信号がセンサ素子出力Ｓ１２として検出部１２から出力される。なお、センサ素子１０として、他の形状を有する振動素子、例えば、３本の振動脚を有する振動素子を用いることも可能である。
　参照信号生成回路４０は、後述のＡＧＣ制御回路のための基準信号を生成する回路である。参照信号生成回路４０は、定電圧回路を含み、周囲温度や電源電圧に依存しないほぼ一定の電圧である参照信号Ｓ４１を生成する。
　発振回路２０は、センサ素子１０に対し、モニタ回路２１および可変ゲインアンプ２２とで発振ループを形成した、いわゆるＡＧＣ機能を有する発振回路である。発振回路２０は、ＡＧＣ制御回路２３を備えており、センサ素子１０の励振電流の実効値が参照信号Ｓ４１と等しくなるように可変ゲインアンプ２２のゲインを制御する機能を有している。センサ素子１０の励振電流は、モニタ回路２１により電圧信号に変換されている。
　上記の構成により、ＡＧＣ制御回路２３によりセンサ素子１０は発振制御がなされ、モニタ回路２１が出力する発振信号Ｓ２１は参照信号Ｓ４１に基づいた振幅を有する交流信号となる。この発振信号Ｓ２１は後述の検波回路３０での乗算に用いる信号としても利用する。
　検出回路３０は、センサ素子１０の検出部１２からの出力信号であるセンサ素子出力Ｓ１２を増幅する増幅回路３１と、増幅回路３１の出力信号である増幅信号Ｓ３１に含まれる角速度信号成分を検波する検波回路３２と、検波回路３２の出力信号である検波信号Ｓ３２を増幅および平滑化して、物理量センサ出力Ｓ３０として出力するフィルタ回路とで構成される。検波回路３２は、増幅回路３１の出力信号と発振信号Ｓ２１とをアナログ的に乗算する演算回路である。発振回路２０および検出回路３０は電源Ｖ＋、Ｖ−を印加することにより動作する集積回路であり、同一の半導体素子上に構成されている。なお、発振回路２０および検出回路３０は、別々の半導体素子上に構成されるようにしても良い。
　ここで、乗算検波について簡単に説明する。
　一般に、振幅がそれぞれＡ、Ｂである同じ周波数かつ同じ位相の正弦波どうしを乗算すると次式（１）のようになる。
　（Ａ・ｓｉｎθ）・（Ｂ・ｓｉｎθ）＝Ａ・Ｂ・（１−ｃｏｓ２θ）／２　（１）
　ここで、θを時間に比例した位相角（θ＝ω・ｔ）とみなせば、三角関数の性質から、上記の乗算からは、元の信号の２倍の周波数の信号と直流信号との２つの成分が得られることが分かる。この信号を低周波のみを通過するフィルタを通すと、（−Ａ・Ｂ・ｃｏｓ２θ／２）の成分がカットされるので、（Ａ・Ｂ／２）という大きさの直流信号が得られる。発振信号Ｓ２１と増幅信号Ｓ３１とはいずれも同じ周波数の信号である。例えば、Ａがほぼ一定、Ｂが印加される回転角速度に比例であるような信号を選び、前式で表されるような演算操作を行えば、回転角速度に比例した信号が得られる。次に説明する検波回路３０は、この原理を用いて検波操作を行うものである。
　ところで、センサ素子１０を発振させるための発振信号Ｓ２１、センサ素子１０から出力される回転角速度に比例する増幅信号Ｓ３１、及び参照信号生成回路４０から出力される参照信号Ｓ４１を、以下の様に設定する。
　Ｓ２１＝Ａ・ｓｉｎωｔ
　Ｓ３１＝Ｂ・ｓｉｎωｔ
　Ｓ４１＝Ｖｒｅｆ
　ここで、Ｖｒｅｆは基準電圧値である。ＡＧＣ制御回路２３によって、発振信号Ｓ２１の振幅は、参照信号Ｓ４１に基づいて一定となるように制御されることから、「Ａ」はＶｒｅｆの関数となる。また、増幅信号Ｓ３１は発振信号Ｓ２１に基づいて振動されたセンサ素子１０から出力するので、「Ｂ」もＶｒｅｆの関数となる。したがって、単純に発振信号Ｓ２１と増幅信号Ｓ３１とを用いて乗算検波を行うと、検出される回転角速度に比例した直流信号（Ａ・Ｂ／２）は上記式（１）から理解できるように、Ｖｒｅｆの二乗に比例する。
　ところで、参照信号Ｓ４１は、必ずしも完全に一定とはならず、温度補償回路等を設けても、微小であるが温度等によって変化する。また、参照信号Ｓ４１にノイズ等が重畳される場合も考えられる。参照信号Ｓ４１が変化又は参照信号Ｓ４１にノイズが重畳された場合、検出される回転角速度に比例した直流信号は、参照信号Ｓ４１が変化又はノイズの二乗に応じて、大きく変化してしまう。このような変化は、物理量センサの広い使用温度範囲での高精度化を実現する上での妨げとなる。
　そこで、物理量センサの検波回路３２では、後述するように、以下の式（２）に基づいて乗算検波が行われるように構成されている。
　（Ａ・ｓｉｎθ）・（Ｂ・ｓｉｎθ）／Ｖｒｅｆ
　　　　　　　　　　　＝Ａ・Ｂ・（１−ｃｏｓ２θ）／（２・Ｖｒｅｆ）　　（２）
　式（２）より、検出される回転角速度に比例した直流信号は、（Ａ・Ｂ／（２・Ｖｒｅｆ））に対応、即ち、Ｖｒｅｆの二乗ではなく、Ｖｒｅｒに比例する。したがって、参照信号Ｓ４１の変化やノイズの重畳によって、物理量センサの出力が大きく変化することがない（後述する式（８）参照）。
　図２は、物理量センサの検波回路３２を説明した回路図である。
　検波回路３２は、第１~第３のＶ−Ｉ変換回路１１０、１２０、１３０と、乗除算回路１４０と、Ｉ−Ｖ変換回路１５０と、移相回路１６０とで構成されている。
　検波回路３２は、発振信号Ｓ２１および増幅信号Ｓ３１をそれぞれ電流信号へ変換するための第１のＶ−Ｉ変換回路１１０および第２のＶ−Ｉ変換回路１２０を備えている。特にこれらのＶ−Ｉ変換回路には出力形式が差動出力のものを用いる。
　なお、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０には、移相回路１６０を介して発振信号Ｓ２１を入力している。これは先に示した乗算検波の式のように、乗算する信号どうしの位相を揃えるためである。位相調整した信号を発振信号Ｓ２１’とする。
　検波回路３２はさらに、参照信号Ｓ４１を電流信号へ変換するための第３のＶ−Ｉ変換回路１３０を備えている。第３のＶ−Ｉ変換回路１３０は等しい出力電流を２つの端子から出力する構成としている。これらのＶ−Ｉ変換回路の構成については後述する。
　乗除算回路１４０は、入力される電流信号を乗算し、電流出力として出力する回路である。乗除算回路１４０は、複数のバイポーラトランジスタで構成した、いわゆるギルバート乗算回路であると言える。乗除算回路１４０は入力信号および出力信号がいずれも差動形式のものを用いている。
　ここで、乗除算回路１４０の構成について説明する。
　乗除算回路１４０は、バイポーラトランジスタ１４１~１４４、１４５Ａ、１４５Ｂと、バイアス電流源１４６Ａ、１４６Ｂとで構成される。これらのトランジスタは全てＰＮＰ型である。
　乗除算回路１４０は、エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタ１４１及び１４２からなる第１差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタ１４３及び１４４からなる第２差動トランジスタを有する乗算コアと、コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂからなる線形化トランジスタ対を有している。また、トランジスタ１４２と１４３のベースどうしが結合されている。さらに、トランジスタ１４５Ａのエミッタは、トランジスタ１４１およびトランジスタ１４４のベースと接続している。またトランジスタ１４５Ｂのエミッタは、トランジスタ１４２およびトランジスタ１４３のベースと接続している。
　乗除算回路１４０はバイポーラトランジスタの指数特性から生じる非線形成分を抑制した線形化乗算回路である。乗算を行う部分はトランジスタ１４１~１４４の４つの素子である。トランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂでは、線形化のための前処理を行う構成となっている。
　トランジスタ１４５Ａのエミッタには、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０の出力電流と第３のＶ−Ｉ変換回路の一方の出力電流とが加算された電流が流れ込む構成となっている。同様にトランジスタ１４５Ｂのエミッタには、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０の反転出力電流と第３のＶ−Ｉ変換回路のもう一方の出力電流とが加算された電流が流れ込む構成となっている。この様に、乗除算回路１４０では、電流信号の加算は結線で行えることから、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０と第３のＶ−Ｉ変換回路１３０の出力端子どうしを結線することによって、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０の出力電流と第３のＶ−Ｉ変換回路の出力電流とを加算する加算回路を構成している。
　トランジスタ１４５Ａとトランジスタ１４５Ｂはいずれもダイオード接続となっており、これらのベースおよびコレクタは負側の電源Ｖ−に接続されている。
　トランジスタ１４１とトランジスタ１４２とはエミッタどうしが接続され、ここへ第２のＶ−Ｉ変換回路１２０の出力電流とバイアス電流Ｉｂとが加算された電流が流れ込む構成となっている。同様にトランジスタ１４３とトランジスタ１４４のエミッタどうしは接続され、ここへ第２のＶ−Ｉ変換回路１２０の反転出力電流とバイアス電流Ｉｂとが加算された電流が流れ込む構成となっている。バイアス電流Ｉｂは、定電流回路であるバイアス電流源１４６Ａ、１４６Ｂが生成する。
　トランジスタ１４１のコレクタとトランジスタ１４３のコレクタが接続され、乗算出力端子となっている。同様に、トランジスタ１４２のコレクタとトランジスタ１４４のコレクタが接続され、乗算反転出力端子となっている。
　Ｉ−Ｖ変換回路１５０は、乗除算回路１４０の出力電流信号を電圧信号に変換するものである。ＭＯＳトランジスタ１５１Ａ~１５４Ａ、１５１Ｂ~１５１Ｂによるいわゆる折り返しカスコード回路により差動電流入力を単相の電流信号に変換し、さらに変換抵抗１５６とオペアンプ１５５とによりＩ−Ｖ変換出力する構成としている。変換抵抗１５６はポリシリコン抵抗などの線形抵抗素子で構成されている。
　図２に示す乗除算回路１４０では、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０からの供給電流が増加すると、線形化トランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂへ供給されるバイアス電流が増加する。バイアス電流が増加すると、線形化トランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂのベース・エミッタ間電圧が増加する。線形化トランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂでは、バイアス電流が小さいとベース・エミッタ間電圧が低くなり、入力信号に対応する出力信号の電圧変化が大きくなる（即ち、ゲイン大）。この場合に、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０からの信号成分が加わると、乗算コアへ出力される信号成分のゲインは大きくなる。逆に、線形化トランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂでは、バイアス電流が大きいとベース・エミッタ間電圧が高くなり、入力信号に対応する出力信号の電圧変化が小さくなる（即ち、ゲイン小）。この場合に、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０からの信号成分が加わると、乗算コアへ出力される信号成分のゲインは小さくなる。この関係を乗算コアの出力からみると、線形化トランジスタ１４５Ａ及び１４５Ｂから得られる信号成分を乗算コアを介して得られる出力信号成分と、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０からの信号成分との振幅比は、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０からの供給電流に反比例するような動作を行うこととなるので、乗除算回路１４０全体の出力では、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０からの出力によって除算したようになる。
　図３は、物理量センサのＶ−Ｉ変換回路を説明した回路図である。
　図３に示すＶ−Ｉ変換回路は、図２に示す第１のＶ−Ｉ変換回路１１０および第２のＶ−Ｉ変換回路１２０に用いられる構成である。
　Ｖ−Ｉ変換回路は、ＭＯＳトランジスタと抵抗素子を利用したトランスコンダクタンスアンプであり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタ２０１~２０７（以下ＰＭＯＳ）とＮｃｈＭＯＳトランジスタ２１１~２１７（以下ＮＭＯＳ）と、変換抵抗２２０と、テール電流源２３０とで構成される。
　ＰＭＯＳ２０１のゲート端子はＶ−Ｉ変換回路の入力端子（ＩＮ）である。図３に示すＶ−Ｉ変換回路が図２に示す第１のＶ−Ｉ変換回路１１０として用いられた場合には、入力端子（ＩＮ）には、位相調整された発振信号Ｓ２１´が入力される。
　ＰＭＯＳ２０１、２０２、ＮＭＯＳ２０１、２０２およびテール電流源２３０は、ＰＭＯＳ２０１、２０２を入力素子とし、ＮＭＯＳ２１１、２１２をそれぞれ負荷素子とした差動対回路である。ＰＭＯＳ２０１のゲート端子は差動対回路の非反転入力端子、またＰＭＯＳ２０２のゲート端子は反転入力端子に相当し、この差動対回路へのバイアス電流供給をテール電流源２３０によって行う。
　ＮＭＯＳ２１１、２１２はダイオード接続とし、ＮＭＯＳ２１２へ流れた電流値をカレントミラーでＮＭＯＳ２１４へ所定値倍してコピーする。また、ＮＭＯＳ２１１へ流れた電流値をＮＭＯＳ２１３、ＰＭＯＳ２０３を介してＰＭＯＳ２０４へ所定値倍してコピーする。ＰＭＯＳ２０４とＮＭＯＳ２１４のドレイン端子どうしを接続し、この端子に反転入力端子に相当するＰＭＯＳ２０２のゲート端子と変換抵抗２２０の一端を接続する。変換抵抗２２０の他端は信号グラウンドに接地する。なお、変換抵抗２２０はポリシリコン抵抗などの線形抵抗素子で構成する。
　さらにＰＭＯＳ２０４に流れる電流値をカレントミラー接続でＰＭＯＳ２０７へコピーし、ＮＭＯＳ２１４に流れる電流値をカレントミラー接続でＮＭＯＳ２１７へコピーする。ＰＭＯＳ２０７とＮＭＯＳ２１７のドレイン端子どうしを接続し、この接続点を出力端子（ＩＯＵＴ）とする。図３に示すＶ−Ｉ変換回路が図２に示す第１のＶ−Ｉ変換回路１１０として用いられた場合には、出力端子（ＩＯＵＴ）からは、出力電流（＋）が出力される。
　ＮＭＯＳ２１１へ流れた電流値をカレントミラーでＮＭＯＳ２１６へ所定値倍してコピーする。また、ＮＭＯＳ２１２へ流れた電流値はＮＭＯＳ２１５、ＰＭＯＳ２０５を介してＰＭＯＳ２０６へ所定値倍してコピーする。ＰＭＯＳ２０６とＮＭＯＳ２１６のドレイン端子どうしを接続し、この接続点を反転出力端子（ＩＯＵＴＢ）とする。図３に示すＶ−Ｉ変換回路が図２に示す第１のＶ−Ｉ変換回路１１０として用いられた場合には、出力端子（ＩＯＵＴＢ）からは、反転出力電流（−）が出力される。
　このように接続することで、ＰＭＯＳ２０１~２０４およびＮＭＯＳ２１１~２１４は、変換抵抗２２０の非接地側の一端を出力と見立てた電圧フォロワとして動作し、入力端子ＩＮへ入力した信号と同じ信号が変換抵抗２２０の一端に現れる。さらに変換抵抗２２０へ流れる電流は残りのＭＯＳトランジスタによってコピーされ、ＩＯＵＴ端子からは入力信号電圧を変換抵抗２２０の抵抗値で除した値の電流が出力される。そしてＩＯＵＴＢからは、ＩＯＵＴ端子から出力される電流とは絶対値が等しく方向が逆の電流が出力される。
　このＶ−Ｉ変換回路は、入力電圧をＶ、出力電流をＩとした場合には次式（２）の関係が成り立つよう動作する。
　Ｉ＝±Ｋ・Ｖ　　（３）
　上記の式（３）において、符号が（＋）の場合は出力端子の出力電流に対応し、符号が（−）の場合反転出力端子の出力電流に相当する。変換係数Ｋは、変換抵抗２２０の抵抗値の逆数となる。
　図３に示すＶ−Ｉ変換回路を、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０として利用する場合には、ＰＭＯＳ２０７およびＮＭＯＳ２１７に流れる電流値をカレントミラー接続でコピーする回路をもう一系統増やし、ＩＯＵＴ端子から出力される電流値と等しい電流が出力できるようにする。この場合、出力端子（ＩＯＵＴ）からは、出力電流（＋）が出力され、もう一系統追加された出力端子からも、出力電流（＋）が出力されることとなる。なお、図３に示すＶ−Ｉ変換回路を、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０として利用する場合には、出力端子（ＩＯＵＴＢ）からの出力は利用しない。
　次に、図１を用いて物理量センサ１の動作について説明する。
　物理量センサ１に電源Ｖ＋、Ｖ−を印加すると、参照信号生成回路４０は参照信号Ｓ４１を出力し、発振回路２０は参照信号Ｓ４１に基づいた所定の電流値でセンサ素子１０の駆動部１１を交流駆動する。ＡＧＣ制御がなされるため、発振信号Ｓ２１には、参照信号Ｓ４１に基づいた振幅の交流電圧が出力される。
　この状態で物理量センサ１に回転角速度が印加されると、回転角速度に応じた振幅を持つ交流信号がセンサ素子出力Ｓ１２に現れる。検出回路３０はこのセンサ素子出力Ｓ１２を増幅しつつ電圧信号に変換し、増幅信号Ｓ３１として検波回路３２へ入力する。検波回路３２には、さらに参照信号Ｓ４１と発振信号Ｓ２１とが入力されている。検波回路３２は次に述べるように乗算検波を行い、次段のフィルタ回路３３で平滑化処理がなされる。結果として物理量センサ１からは、印加した回転角速度に比例した振幅をもつ検出信号Ｓ３０が出力される。
　次に、物理量センサ１の検波回路３２の動作について説明する。
　発振信号Ｓ２１の電圧値をＶ１、増幅信号Ｓ３１の電圧値をＶ２、参照信号Ｓ４１の電圧値をＶｒｅｆとする。特にＶ１、Ｖ２は同じ周波数かつ同じ位相の正弦波信号（Ａ・ｓｉｎθの形式）である。
　参照信号Ｓ４１の電圧値Ｖｒｅｆと第３のＶ−Ｉ変換回路１３０の出力電流Ｉｒとの関係は、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０の変換抵抗の抵抗値をＲ３とすると次式（４）で表すことができる。
　Ｉｒ＝Ｖｒｅｆ／Ｒ３　　　（４）
　また、乗除算回路１４０の一方に入力される電流信号Ｉ１と、乗除算回路１４０のもう一方に入力される電流信号Ｉ２は次式（５）及び（６）のようになる。
　Ｉ１＝Ｉｂ±Ｋ１・Ｖ１　　　（５）
　Ｉ２＝Ｉｒ±Ｋ２・Ｖ２　　　（６）
　なお複号は差動信号出力のそれぞれに相当する。
　さらに、乗除算回路１４０の出力電流Ｉ４は次式（７）のようになる。
　Ｉ４＝（（Ｋ１・Ｋ２）／Ｉｒ）・（Ｖ１・Ｖ２）　　　（７）
　ここでＩ−Ｖ変換回路１５０の変換抵抗１５５の抵抗値をＲ５とおくと、Ｉ−Ｖ変換回路１５０の出力信号である検波信号Ｓ３２は次式（８）のようになる。
　（検波信号Ｓ３２の電圧値）
　＝（２・Ｒ５・（Ｋ１・Ｋ２）／Ｉｒ）・（Ｖ１・Ｖ２）
　＝（２・（Ｒ３・Ｒ５・Ｋ１・Ｋ２））・（Ｖ１・Ｖ２／Ｖｒｅｆ）　　　（８）
　上記の式（８）のＶ１は、本例では発振信号Ｓ２１の電圧値に対応する。発振信号Ｓ２１は、ＡＧＣ制御回路により発振振幅の制御がなされた信号であり、ＡＧＣ制御の基準である参照信号Ｓ４１の電圧値Ｖｒｅｆに依存（比例）する。
　またＶ２は、本例では検出部１２から得られた角速度信号を増幅した増幅信号Ｓ３１の電圧値に対応する。よって、増幅信号Ｓ３１は、印加された角速度の強さに比例するが、角速度を検知するために駆動部１１を励振する強さにも比例する。即ち、増幅信号Ｓ３１は、参照信号Ｓ４１の電圧値Ｖｒｅｆに比例する。図４（ａ）に示す波形５０は、発振信号Ｓ２１の波形例であり、波形５１は、増幅信号Ｓ３１の波形例である。
　よってＩ−Ｖ変換回路１５０の出力信号、すなわち検波信号Ｓ３２の電圧振幅は、印加された角速度に比例し、且つ参照信号Ｓ４１の電圧値Ｖｒｅｆに比例することとなる。検波信号Ｓ３２を平滑化した物理量センサ出力Ｓ３０も同様である。図４（ｂ）に示す波形５２は、検波信号Ｓ３２の波形例であり、図４（ｃ）に示す波形５３は、物理量センサ出力Ｓ３０の波形例である。
　すなわち、物理量センサ１の出力Ｓ３０における参照信号Ｓ４１の依存性を１次程度に抑えることができることが分かる。この特性自体は、従来のスイッチによる検波回路を用いた物理量センサの同様の性質であるが、検波される元の信号成分としては、発振周波数と同じ周波数成分のみであり、外部振動等に起因するそれ以外の周波数成分をもつノイズが仮に含まれたとしても、乗算検波により直流よりも充分高い周波数に周波数変換されてしまうので、次段のフィルタ回路３３により容易に除去可能である。
　従って、物理量センサ１が、検波回路３２を有することによって、参照電圧Ｓ４１の変動による出力信号Ｓ３０ｈｅの影響が小さく、外来振動によるノイズにも強い高精度の物理量センサ１を実現することが可能となる。
　なお、Ｋ１、Ｋ２はＶ−Ｉ変換回路における変換比である。物理量センサ１において、Ｋ１、Ｋ２を線形抵抗素子に基づいて決定されるようにすれば、Ｒ３とＫ１（またはＫ２）の温度係数や半導体プロセス変動などを相殺することが可能となる。同様に、Ｉ−Ｖ変換回路１５０を構成する変換抵抗１５５にも同じ線形抵抗素子を用いることで、Ｒ５とＫ２（またはＫ１）の温度係数や半導体プロセス変動を相殺することも可能となる。
　第１のＶ−Ｉ変換回路１１０と第２のＶ−Ｉ変換回路１２０に用いる変換抵抗の値をそれぞれＲ１、Ｒ２とし、さらに第３のＶ−Ｉ変換回路１３０に用いる変換抵抗の値をＲ３とすると、検波信号Ｓ３２は次式（９）で表すことができる。
（検波信号Ｓ３２の電圧値）
＝２・（Ｒ３・Ｒ５）／（Ｒ１・Ｒ２）・（Ｖ１・Ｖ２／Ｖｒｅｆ）　　　（９）
　上記の式（９）から、第１~第３のＶ−Ｉ変換回路１１０、１２０、１３０およびＩ−Ｖ変換回路１５０の変換抵抗を全て同一の材質からなる抵抗素子とすると、Ｖ−Ｉ変換回路およびＩ−Ｖ変換回路で生じる誤差が相殺されることが理解できる。
　なお、図２に示す検波回路３２では、参照信号Ｓ４１の成分を発振信号２１の成分に加算する際、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０及び第３のＶ−Ｉ変換回路１３０において、それぞれ電流信号に変換した後に加算するように構成した。しかしながら、参照信号Ｓ４１の成分と発振信号２１の成分を電圧信号の状態で加算し、その後、Ｖ−Ｉ変換する構成としても良い。この場合、電圧信号の加算は、オペアンプと抵抗素子とを使った、よく知られた電圧加算回路で実現することが可能である。
　また、図１に示した物理量センサ１におけるＡＧＣ制御に用いる参照信号Ｓ４１は電圧信号であった。しかしながら、参照信号Ｓ４１が電流信号であるような回路構成であっても良い。その場合、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０が不要となる。
　さらに、図１に示した物理量センサ１では、駆動部１１から得られる発振信号Ｓ２１に対して参照信号Ｓ４１を加算するように構成した。しかしながら、センサ素子出力Ｓ１２を増幅した増幅信号Ｓ３１に対して参照信号Ｓ４１を加算し、この加算信号と、発振信号Ｓ２１とを電流乗算回路へ入力するように構成しても良い。前記のように変更を行っても、乗算順序が交換可能であることから、同様の出力信号Ｓ３０が得られることは明らかである。
　図５は、乗除算回路１４０を説明するための図である。
　図５（ａ）は、図２に示す乗除算回路１４０と、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０~第３のＶ−Ｉ変換回路１３０との関係を模式化して示したものである。
　前述したように、乗除算回路１４０の出力Ｚは、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０へ入力される電圧信号Ｙ、第２のＶ−Ｉ変換回路１２０へ入力される電圧信号Ｘ、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０に入力される電圧Ｒとすると、Ｚ＝Ｘ・Ｙ／Ｒと表すことができる。例えば、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０に入力される電圧Ｒが、デジタル的に抵抗値を変更することが可能なデジタルボリューム等を利用して、任意の電圧を生成することが可能な生成回路からの調整出力であるとする。その場合、乗除算回路１４０の出力Ｚは、Ｚ＝Ｋａ・Ｘ・Ｙという様に、別途ゲインアンプを用いることなく、２つの電圧信号の積をＫａ倍に調整可能な可変ゲイン乗算回路であると言うことができる。
　図５（ｂ）は、図２に示す乗除算回路１４０への入力を変更した変形例を示した図である。図５（ｂ）では、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０に電圧Ｒを入力し、第３のＶ−Ｉ変換回路１３０に電圧信号Ｙを入力している。ただし電圧信号Ｙは正の信号である。
　図５（ｂ）の場合、乗除算回路１４０の出力Ｚは、Ｚ＝Ｘ・Ｒ／Ｙと表すことができる。例えば、第１のＶ−Ｉ変換回路１１０に入力される電圧Ｒが、調整出力であるとする。その場合、乗除算回路１４０の出力Ｚは、Ｚ＝Ｋｂ・Ｘ／Ｙという様に、別途ゲインアンプを用いることなく、２つの電圧信号の比（商）をＫｂ倍に調整可能な可変ゲイン除算回路であると言うことができる。
　図５（ａ）及び（ｂ）に示した様に、乗除算回路１４０を検波回路に利用すれば、２つの信号の乗算と参照信号Ｖｒｅｆによる除算を１つの回路で同時に行うことが可能となる。

Claims (6)

  1. 　外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、
    　参照信号を出力する参照信号生成回路と、
    　前記参照信号に基づいた発振信号によって前記振動子を発振させる発振回路と、
    　前記振動子からの出力信号に対して、前記発振信号との乗算及び前記参照信号による除算を行うことによって、前記出力信号の検波を行う検波回路と、
    　を有することを特徴とする物理量センサ。
  2. 　前記検波回路は、
    　エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第１差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第２差動トランジスタを有する乗算コアと、
    　コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる線形化トランジスタ対と、
    　前記発振信号及び前記出力信号のいずれか一方に、前記参照信号を加算する加算回路と、を有し、
    　前記第１差動トランジスタの一方のベース及び前記第２差動トランジスタの一方のベースと、前記線形化トランジスタの一方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
    　前記第１差動トランジスタの他方のベース及び前記第２差動トランジスタの他方のベースと、前記線形化トランジスタの他方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
    　前記第１及び第２差動トランジスタの結合されたエミッタに対して前記発振信号及び前記出力信号のいずれか一方が入力され、
    　前記線形化トランジスタ対のエミッタに対して前記発振信号及び前記出力信号のいずれか他方が入力される、
    　請求項１に記載の物理量センサ。
  3. 　前記検波回路は、前記発振信号、前記出力信号及び前記参照信号を、それぞれ電圧信号から電流信号に変換する変換回路を有する、請求項２に記載の物理量センサ。
  4. 　前記加算回路は、電流信号に変換された前記発振信号と前記出力信号のいずれか一方と、電流信号に変換された前記参照信号との加算を行う、請求項３に記載の物理量センサ。
  5. 　前記加算回路は、前記発振信号と前記出力信号のいずれか一方と、前記参照信号との加算を、電圧信号の状態で行う、請求項２に記載の物理量センサ。
  6. 　乗除算回路であって、
    　エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第１差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第２差動トランジスタを有する乗算コアと、
    　コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる線形化トランジスタ対と、
    　第１入力信号及び第２入力信号のいずれか一方に、第３入力信号を加算する加算回路と、を有し、
    　前記第１差動トランジスタの一方のベース及び前記第２差動トランジスタの一方のベースと、前記線形化トランジスタの一方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
    　前記第１差動トランジスタの他方のベース及び前記第２差動トランジスタの他方のベースと、前記線形化トランジスタの他方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、
    　前記第１及び第２差動トランジスタの結合されたエミッタに対して前記第１入力信号及び前記第２入力信号が入力され、前記線形化トランジスタ対のエミッタに対して前記第３入力信号が入力され、
    　前記第１入力信号及び前記第２入力信号を乗算して前記第３入力信号で除算した信号が出力される、
    　ことを特徴とする乗除算回路。
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