CN1739236A - 增益可变电压·电流变换电路与使用其的滤波电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电压—电流变换电路，其无需切换电路，通过向一个控制端子提供调整电压即可使增益在宽范围内变化。电压—电流变换电路将正电阻(R1、R2)与作为负性电阻发挥作用的晶体管(Q3、Q4)的并联电路相对于进行电压—电流变换的晶体管(Q1、Q2)串联连接。在晶体管(Q3、Q4)与接地之间连接可变电压源(VV)，通过控制其电压值来控制晶体管(Q3、Q4)的电阻值。若使可变电压源(VV)的电压变化，则晶体管(Q3、Q4)的电阻值变化，由此，晶体管(Q1、Q2)的栅极—源极间电压变化，电压—电流变换电路的gm值(互导)变化。

Description

增益可变电压·电流变换电路与使用其的滤波电路

技术领域

本发明涉及具有可变变换增益的电压—电流变换电路(gm放大器)与包含该电压—电流变换电路和电容元件的组合电路的滤波电路。

背景技术

近几年，正在谋求对应于多种无线通信方式的接收机(多模式对应接收机)的出现。

这种接收机需要备有对应于每个无线通信方式的信道(chanel)选择滤波电路(多模式对应滤波器)，在该信道选择滤波电路中，谋求可以在宽范围内变更通频带宽的功能。

一般，在以单芯片构成接收机的情况下，信道选择滤波机构采用由电压—电流变换电路(gm放大器)与电容元件构成的gm-C方式。为了使信道选择滤波电路的通频带宽具有可变特性的功能，需要电压—电流变换电路具有使变换增益在宽范围内变化的功能。

电压—电流变换电路(gm放大器)，一般由双极型晶体管(bipolartransistor)、MOSFET晶体管与其他有源器件构成，但在实际的设计中，为了与工艺过程的偏差对应，设计为：互导(gm值)相对设计值在-30％到+30％的范围内能进行电控制。超过该范围后为了进行调整，一般是采用切换电路来进行切换的方式。

作为其一例，根据源极负反馈(source degeneration)的方法来提高线性的、具有宽增益可变范围的MOS型gm放大器记载于IEEE.JSSC.Vol.35、No.4、pp.476-489(2000年4月)中。在图23中示出该MOS型gm放大器。

图23所示的MOS型gm放大器由以下部件构成：进行电压—电流变换的n型MOSFET晶体管Q21及Q22；相互串联连接在n型MOSFET晶体管Q21的源极与接地电压之间的正电阻R21、R23及R25；相互串联连接在n型MOSFET晶体管Q22的源极与接地电压之间的正电阻R22、R24及R26；连接在正电阻R21与R23的连接节点和正电阻R22与R24的连接节点之间的切换电路SW1；连接在正电阻R23与R25的连接节点和正电阻R24与R26的连接节点之间的切换电路SW2。

在图23所示的MOS型gm放大器中，若将输入电压信号Vin输入到n型MOSFET晶体管Q21的栅极，则可以得到输出电流Iout+，若将输入电压信号Vin输入到n型MOSFET晶体管Q22的栅极，则可以得到输出电流Iout—。

图24是源极负反馈型gm放大器的电路图。

图24所示的源极负反馈型gm放大器由：进行电压—电流变换的n型MOSFET晶体管Q21；一端连接n型MOSFET晶体管Q21的源极，另一端接地的正电阻R21、构成。

在图24所示的源极负反馈型gm放大器中，若将输入电压信号Vin输入到n型MOSFET晶体管Q21的栅极，则可以得到输出电流Iout。

图23所示的MOS型gm放大器是将图24所示的源极负反馈型gm放大器构成为差动型的电路。

具体而言，图23所示的MOS型gm放大器，将图24所示的源极负反馈型gm放大器中的n型MOSFET晶体管Q21置换为一对n型MOSFET晶体管Q21、Q22，将正电阻R21置换为正电阻R21、R23、R25及R22、R24、R26，进一步通过切换电路SW1及SW2连接对应的差动对。

若将n型MOSFET晶体管Q21的互导设为gm₀、将正电阻R21的电阻值设为R，则图24所示的源极负反馈型gm放大器的互导Gm(Iout/Vin)可以由下式给出。

$\mathrm{Gm}=\frac{g{m}_0}{1+g{m}_0\·R}---\left(1\right)$

式(1)表示：通过改变正电阻R21的电阻值，从而可以控制互导Gm。

在图23所示的MOS型gm放大器中，在切换电路SW1及SW2全部为断开状态的情况下，n型MOSFET晶体管Q21、Q22的源极与接地间的电阻值可以分别用R21、R23及R25或者R22、R24及R26的各电阻值的总和来表示。

与此相对，在切换电路SW1为接通状态的情况下，由于图23所示的MOS型gm放大器为差动电路，故等于包含切换电路SW1的节点交流地接地。因此，等于在n型MOSFET晶体管Q21或Q22的源极与接地之间仅交流地连接着正电阻R21或R22。

即，式(1)中的R，在切换电路SW1、SW2为断开状态的情况下，等于R21的电阻值、R23的电阻值与R25的电阻值的总和(或者R22的电阻值、R24的电阻值与R26的电阻值的总和)；在切换电路SW1为接通状态的情况下，等于R21的电阻值(或者R22的电阻值)。

在R21到R26的电阻值全部相等、且n型MOSFET晶体管Q21的互导gm₀为gm₀＝1/(R21的电阻值)的情况下，图23所示的MOS型gm放大器的互导Gm为2倍可变。

图23所示的MOS型gm放大器的特征在于，由于即使进行切换电路SW1、SW2的切换，偏压在各节点也不会变化，故可以将式(1)的互导gm₀作为恒定值进行处理，因此仅通过控制电阻值，就可以使互导Gm可变。

图25是表示记载在IEEE.JSSC.Vol.37、No.2、pp.125-136(2002年2月)中的作为第2现有例的MOS型gm放大器的电路图。图25(a)是表示整体构成的电路图，图25(b)是表示图25(a)中的可编程电流反射镜电路G1、G2的构成的电路图。

图25(a)所示的MOS型gm放大器由：p型MOSFET晶体管Q23、Q24、Q25及Q26；电流源CS1、CS2及CS3；电压源VS；可编程电流反射镜电路G1、G2构成。

电流源CS1连接着电压源VS，同时连接着p型MOSFET晶体管Q23、Q26的各漏极。另外，电压源VS连接着p型MOSFET晶体管Q24、Q25的各漏极。p型MOSFET晶体管Q23、Q26的源极连接可编程电流反射镜电路G1，p型MOSFET晶体管Q24、Q25的源极连接可编程电流反射镜电路G2。电流源CS2连接可编程电流反射镜电路G1，电流源CS3连接着可编程电流反射镜电路G2。将输入电压信号Vin+输入到p型MOSFET晶体管Q23、Q24的栅极，将输入电压信号Vin-输入到p型MOSFET晶体管Q25、Q26的栅极。

另外，图25(b)所示的可编程电流反射镜电路G1、G2由：n型MOSFET晶体管Q27、Q28、Q29、Q30、Q23、Q31、Q32、Q33、Q34、Q35及Q36；连接在n型MOSFET晶体管Q31、Q32、Q33的各栅极上的切换电路SW3、SW4、SW5构成。

在可编程电流反射镜电路G1、G2中，构成为：并联配置流过MOS型gm放大器的输出电流的n型MOSFET晶体管Q31、Q32及Q33，使用切换电路SW3、SW4及SW5，可以从n型MOSFET晶体管Q31、Q32、Q33中选择工作的MOSFET晶体管。

若分别向p型MOSFET晶体管Q23、Q24及Q25、Q26的栅极输入差动输入电压信号Vin+、Vin-，则通过这四个MOSFET晶体Q23、Q24、Q25、Q26，向可编程电流反射镜电路G1及G2中流入具有对应于差动输入电压的差动成分的电流。在可编程电流反射镜电路G1及G2中，通过切换切换电路SW3到SW5，从而可以将差动成分放大到所希望的倍率，可以取出电流输出。

在图25所示的状态中，通过使可编程电流反射镜电路G1及G2内的切换电路SW3、SW4在电源侧具有通路，从而使n型MOSFET晶体管Q31、Q32成为工作状态。为了从该状态降低互导Gm值，将切换电路SW4的通路切换到接地侧。由此，n型MOSFET晶体管Q32成为非工作状态，互导Gm值下降。另外，为了从图示的状态提高互导Gm值，则将切换电路SW5的通路切换到电源侧。由此，n型MOSFET晶体管Q33成为工作状态，互导Gm值上升。

图25(b)所示的可编程电流反射镜电路G1、G2的特征在于，由于切换电路SW3、SW4、SW5的一端连接n型MOSFET晶体管Q31、Q32、Q33的栅极，故切换电路SW3、SW4、SW5的寄生成分(电阻、电容成分及其他)所产生的影响减少。

此外，越增加并联的MOSFET晶体管的个数，可以越增大互导Gm值的可变宽度。

在上述的现有例中，为了扩大电压—电流变换电路(gm放大器)的增益可变范围，需要采用切换电路。因此，在控制中需要数字电路，电路构成变得复杂，导致芯片面积增大。

另外，在图23所示的第1现有例的电路中，由于电流流经切换电路SW1、SW2，故切换电路SW1、SW2的寄生性阻抗的影响变大。

即使在图25所示的第2现有例的电路中，为了扩大增益可变范围，也必须大量并联作为电流源而使用的MOSFET晶体管，在仅使最小数量的MOSFET晶体管工作的情况下，存在其他非工作的MOSFET晶体管的电容成分的影响变大的问题。因此，在使用该电压—电流变换电路(gm放大器)来形成通频带可变滤波器的情况下，通频带可变滤波器的构成变得复杂，导致芯片的大型化。

另外，在特开平3-64109号公报中，提出一种为了提高差动放大级的互导而具备一对MOS晶体管的差动放大电路。这一对MOS晶体管的各源电极经由节点互相连接，在各源电极与节点之间分别连接有源器件，以实现负电阻的功能。

此外，在特开平7-235840号公报中，提出一种可变增益放大电路，其中包括：将基极作为输入的第1晶体管对；将第1晶体管对的各集电极电流作为偏流的PN结对；具有向将该PN结对的电压差作为基极输入的共通发射极供给电流的电流供给机构的第2晶体管对；将集电极电流通路分别连接到第1晶体管对的发射极(emitter)，将互相的集电极电流通路连接到基极，以阻抗连接发射极之间，并具有向发射极供给偏流的电流供给机构的第3晶体管对；从第2晶体管对的集电极(collector)得到输出。

再有，特开2001-36356号公报提出一种电压—电流变换电路，其具有：第1MOS晶体管差动对电路；将漏极端子分别连接在第1MOS晶体管差动对电路的各元件端子上的第2MOS晶体管差动对电路；连接在第2MOS晶体管差动对电路的源极间的电阻元件；将第1MOS晶体管差动对电路的栅极端子作为输入电压端子，将漏极端子作为输出电压端子，其中，第2MOS晶体管差动对电路的互补的2个MOS晶体管的各栅极，与对方侧的MOS晶体管的漏极相互连接，且这两个MOS晶体管的源极分别经由电流源接地。

然而，即使利用这些公报中提出的电路，也无法解决上述问题点。

发明内容

本发明的课题是解决上述现有电路的问题点，其目的在于：第一，提供一种无需切换电路即可在宽范围内使增益变化的电压—电流变换电路；第二，实现电路结构的简化，实现芯片面积的降低；第三，通过简单的电路构成实现通频带可变宽度大的滤波器，可以实现低芯片面积的多模式接收机。

为了达到上述目的，本发明提供一种电压—电流变换电路，其输出对应于输入电压的电流，其中包括：具有输入侧端子、输出侧端子与接地侧端子，进行电压—电流变换的有源器件；和在所述有源器件的所述接地侧端子上，与所述有源器件串联连接，以控制所述有源器件的变换增益的电阻电路；所述电阻电路具有可变电阻值，还包含负性电阻元件。

在本发明涉及的电压—电流变换电路中，进行电压—电流变换的有源器件与包含负性电阻元件的电阻值可变的电阻电路串联连接。例如，通过构成为可以使负性电阻元件的电阻值变化，从而能够使电阻电路的电阻值大幅度变化。因此，能够较大地确保有源器件的电压—电流变换增益的可变范围。负性电阻元件，例如可以由MOSFET晶体管或双极型晶体管构成。因此，由于利用单一的控制信号，即通过向单一的控制端子提供调整电压，即可控制电阻值，故无需使用切换电路，能够以少的电路元件数简单地形成电压—电流变换电路。进而，通过组合这样构成的电压—电流变换电路与电容元件，能够利用简单的电路构成来实现通频带可变宽度大的滤波器。

在本发明所涉及的电压—电流变换电路中，能够构成为：作为所述有源器件，具备：分别具有输入侧端子、输出侧端子与接地侧端子，进行电压—电流变化，并相互差动动作的一对有源器件；作为电阻电路，具备：分别在形成所述一对有源器件的各有源器件的所述接地侧端子上，与所述有源器件串联连接，以控制所述有源器件的变换增益的一对电阻电路；所述一对电阻电路的各电阻电路具有可变电阻值，并且包含负性电阻元件。

优选所述负性电阻元件具有可变电阻值。

另外，所述电阻电路可以形成如下所述的各种构成。

例如，所述电阻电路可以由：与所述有源器件串联连接的1个乃至多个电阻元件、与至少一个电阻元件并联连接的负性电阻元件构成。

或者，可以构成为：所述电阻电路由相互串联连接了电阻元件与负性电阻元件的第1电路构成，所述第1电路与所述有源器件串联连接着。

或者，所述电阻电路可以由串联连接于所述有源器件的第1电阻元件、与所述第1电阻元件并联连接的第2电路构成。该情况下，所述第2电路由负性电阻元件与串联连接于该负性电阻元件的第2电阻元件构成。

优选所述一对电阻电路中的所述负性电阻元件由：将所述有源器件与所述电阻电路的连接节点或者所述电阻电路内的任意连接节点中的节点信号作为输入信号，并交叉连接后进行差动动作的一对有源器件组成。

所述负性电阻元件，例如由场效应晶体管或双极型晶体管构成。

通过控制所述场效应晶体管或双极型晶体管的源极电位或发射极电位，就能够控制所述负性电阻元件的电阻值。

本发明涉及的电压—电流变换电路，优选具备连接在所述场效应晶体管或双极型晶体管的源极或者发射极与基准电位点之间的电压产生电路。通过控制该电压产生电路产生的电压，可以控制所述负性电阻元件的电阻值。

所述电压产生电路，例如可以由具有第1输入端子、第2输入端子及输出端子的运算放大器和有源器件构成。向所述运算放大器的所述第1输入端子输入电位控制信号，所述有源器件的输入端子连接所述运算放大器的输出端子，所述有源器件的输出端子连接所述运算放大器的所述第2输入端子。

优选所述负性电阻元件，由进行差动动作的一对场效应晶体管或双极型晶体管构成，所述一对场效应晶体管或双极型晶体管的源极之间或发射极之间互相连接着。

本发明所涉及的电压—电流变换电路，可以构成为具备电位调整机构，其连接在所述有源器件与所述电阻电路的连接节点上，以调整所述连接节点的电位。

该电位调整机构，可以由连接在基准电位与所述连接节点之间，并向输入端子输入偏置信号的有源器件构成。

所述电压调整机构例如可以构成为补偿伴随所述负性电阻元件的电阻值可变动作而产生的所述连接节点的电位变动。

所述电阻电路可以构成为包含正电阻值的可变电阻器。

所述可变电阻器可以由有源器件形成。

所述有源器件可以由场效应晶体管或双极型晶体管构成。

进行电压—电流变换的所述有源器件与构成所述负性电阻元件的有源器件可以由导电型不同的同种晶体管构成。

本发明进而提供一种包含电压—电流变换电路与电容元件的组合电路的滤波电路。作为电压—电压变换电路，通过采用上述的电压—电流变换电路，可以使电压—电流变换电路的增益变化，能够调整滤波电路的通频带。

附图说明

图1是本发明的第1实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图1(a))及其动作说明图(图1(b))。

图2是本发明的第1实施例涉及的电压—电流变换电路的变形例的电路图(图2(a))及其动作说明图(图2(b))。

图3是本发明的第2实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图3(a))及其动作说明图(图3(b))。

图4是本发明的第3实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图4(a))及其动作说明图(图4(b))。

图5是本发明的第4实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图5(a))及其动作说明图(图5(b))。

图6是本发明的第5实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图6(a))及其动作说明图(图6(b))。

图7是本发明的第5实施例中的可变电压源之一例的电路图。

图8是本发明的第6实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图8(a))及其动作说明图(图8(b))。

图9是本发明的第6实施例中的偏置电路之一例的电路图。

图10是本发明的第7实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图10(a))及其动作说明图(图10(b))。

图11是本发明的第8实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图11(a))及其动作说明图(图11(b))。

图12是本发明的第9实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图12(a))及其动作说明图(图12(b))。

图13是本发明的第9实施例中的相位反转电路之一例的电路图。

图14是本发明的第10实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图14(a))及其动作说明图(图14(b))。

图15是本发明的第10实施例中的可变正电阻的第1例的电路图。

图16是本发明的第10实施例中的可变正电阻的第2例的电路图。

图17是本发明的第11实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图17(a))及其动作说明图(图17(b))。

图18是本发明的第12实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图18(a))及其动作说明图(图18(b))。

图19是本发明的第13实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图19(a))及其动作说明图(图19(b))。

图20是本发明的第14实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图(图20(a))及其动作说明图(图20(b))。

图21是本发明的第15实施例涉及的滤波电路的电路图(图21(a))及该滤波电路中的电压—电流变换电路的电路图(图21(b))。

图22是本发明的第15实施例涉及的滤波电路的动作说明图。

图23是第1现有例的MOS型gm放大器的电路图。

图24是源极负反馈型gm放大器的电路图。

图25是第2现有例的MOS型gm放大器的电路图(图25(a))和用于该MOS型gm放大器的可编程电流反射镜电路的电路图(图25(b))。

具体实施方式

(第1实施例)

图1(a)是本发明的第1实施例的电压—电流变换电路的电路图，图1(b)是其动作说明图。

第1实施例涉及的电压—电流变换电路，由作为进行电压—电流变换的有源器件的n型MOSFET晶体管Q0、与n型MOSFET晶体管Q0串联连接的电阻电路构成，电阻电路由：串联连接于n型MOSFET晶体管Q0且接地的正电阻R0；串联连接于n型MOSFET晶体管Q0且与正电阻R0并联连接，进而接地，并具有可变电阻值的负性电阻NR而构成。

若将输入电压信号Vin输入到n型MOSFET晶体管Q0的栅极，则可以得到输出电流Iout。

第1实施例的电压—电流变换电路(gm放大器)的动作原理如下所示。

第1实施例的电压—电流变换电路的互导Gm值(＝Iout/Vout)，取代式(1)的R而代入1/(1/R₀-1/R_NR)，并用下式(2)来表示。

$\mathrm{Gm}=\frac{1}{1+\frac{1}{\frac{1}{R_0}-\frac{1}{R_{\mathrm{NR}}}}g{m}_0}g{m}_0---\left(2\right)$

在式(2)中，R₀表示正电阻R0的电阻值，R_NR表示负性电阻NR的电阻值的绝对值，gm₀表示n型MOSFET晶体管Q0的互导gm值。

图1(b)是表示在式(2)中使电阻值R_NR变化时的电压—电流变换电路的互导Gm值的变化的曲线图。

在图1(b)中，如实线101所示，通过使负性电阻NR的电阻值R_NR从R₀变化到无穷大，可以使互导Gm值在从0到(gm₀/(1+gm₀·R))的范围内变化。即，可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

另外，在图1(b)中，如实线102所示，通过使电阻值R_NR在从R₀/(1+gm₀R₀)到R₀的范围内变化，从而可以使互导Gm值从负无穷大变化到0。即，可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

进而，在图1(b)中，如实线103所示，通过使电阻值R_NR在从0到R₀/(1+gm₀R₀)的范围内变化，可以使互导Gm值从gm₀/(1+gm₀·R)变化到无穷大，结果是可以使互导Gm以无穷大的比例变化。该情况下，若设定为R₀＝1/gm₀，则可以使Gm值从gm₀/2变化到无穷大。

但是，在使电阻值R_NR在从R₀/(1+gm₀R₀)到R₀的范围内变化的情况下，互导Gm成为负值，与其他情况下的输出电流Iout的方向相反。这样，本发明的电压—电流变换电路也包含互导Gm值为负的情况。

在本实施例的电压—电流变换电路中，不一定使负性电阻NR的电阻值R_NR在宽范围内变化，只要根据所需的互导Gm值的可变范围来选择其可变范围即可。例如，可以将负性电阻NR的电阻值R_NR选定为从R₀到无穷大的范围内的有限范围内。

在图1所示的第1实施例的电压—电流变换电路中，虽然串联连接于作为有源器件的n型MOSFET晶体管Q0的电阻元件的个数为1(正电阻R0)，但也能够将可串联连接于n型MOSFET晶体管Q0的电阻元件的个数设为2或其以上。将其中一例作为第1实施例的变形例在图2中示出。

图2(a)是本发明的第1实施例的变形例的电压—电流变换电路的电路图，图2(b)是其动作说明图。

本变形例涉及的电压—电流变换电路，由作为进行电压—电流变换的有源器件的n型MOSFET晶体管Q0、与n型MOSFET晶体管Q0串联连接的电阻电路构成，电阻电路由：串联连接于n型MOSFET晶体管Q0且接地的正电阻R00；串联连接于正电阻R00且接地的正电阻R0；与正电阻R00串联连接且与正电阻R0并联连接，进而接地，并具有可变电阻值的负性电阻NR而构成的。

与第1实施例涉及的电压—电流变换电路同样，若将输入电压信号Vin输入到n型MOSFET晶体管Q0的栅极，则可以得到输出电流Iout。

本变形例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值，取代式(1)的R而代入R₀₀+1/(1/R₀-1/R_NR)，并用下式(2)来表示。

$\mathrm{Gm}=\frac{1}{1+(R_{00}+\frac{1}{\frac{1}{R_0}-\frac{1}{R_{\mathrm{NR}}}}){\mathrm{gm}}_0}{\mathrm{gm}}_0---\left(5\right)$

图2(b)是表示在式(5)中使电阻值R_NR变化时的互导Gm值的变化的曲线图。

在图2(b)中，如实线201所示，在R_NR＝R₀时，变为互导Gm＝0；在R_NR为无穷大时，变为互导Gm＝gm₀/(1+(R₀₀+R₀)gm₀)；可以使互导Gm具有无穷大的可变特性。该情况下，通过设定为R₀＝R₀₀＝1/gm₀，从而成为互导Gm＝gm₀/3。

另外，在图2(b)中，如实线202所示，通过使电阻值R_NR在从0到R₀(1+gm₀R₀₀)/(1+(R₀₀+R₀)gm₀)到R₀的范围内变化，从而可以使互导Gm值从负无穷大变化到0。即，可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

进而，在图2(b)中，如实线203所示，通过使电阻值R_NR在从0到R₀(1+gm₀R₀₀)/(1+(R₀₀+R₀)gm₀)的范围内变化，可以使互导Gm值从gm₀/(1+(R₀₀+R₀)gm₀)变化到无穷大，结果是可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

如上所述，可以在n型MOSFET晶体管Q0上串联连接多个电阻元件，在该情况下，与至少一个电阻元件并联连接负性电阻元件NR。

(第2实施例)

图3(a)是本发明的第2实施例的电压—电流变换电路的电路图，图3(b)是其动作说明图。

第2实施例涉及的电压—电流变换电路，由作为进行电压—电流变换的有源器件的n型MOSFET晶体管Q0、与n型MOSFET晶体管Q0串联连接的电阻电路构成，电阻电路由：串联连接于n型MOSFET晶体管Q0且具有可变电阻值负性电阻NR；串联连接于负性电阻NR且接地的正电阻R0构成。

第2实施例的电压—电流变换电路的互导Gm值，取代式(1)的R通过代入(R₀-R_NR)而得到，如下式(3)所示。

$\mathrm{Gm}=\frac{1}{1+(R_0-R_{\mathrm{NR}})g{m}_0}g{m}_0---\left(3\right)$

图3(b)是表示在式(3)中使电阻值R_NR变化时的互导Gm值的变化的曲线图。

在本实施例中，在图3(b)中，如实线301所示，在负性电阻NR的电阻值R_NR无穷大时，互导Gm变为0(Gm＝0)；在负性电阻NR的电阻值R_NR等于(R₀+1/gm₀)时，互导Gm变为负无穷大(Gm＝-∞)；可以使互导Gm具有无穷大的可变特性。

另外，在图3(b)中，如实线302所示，通过使电阻值R_NR在从0到(R₀+1/gm₀)的范围内变化，可以使互导Gm值从0变化到无穷大，结果是，可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

(第3实施例)

图4(a)是涉及本发明的第3实施例的电压—电流变换电路的电路图，图4(b)是其动作说明图。

第3实施例涉及的电压—电流变换电路，由作为进行电压—电流变换的有源器件的n型MOSFET晶体管Q0、与n型MOSFET晶体管Q0串联连接的电阻电路构成。电阻电路由：串联连接于n型MOSFET晶体管Q0且接地的作为第1电阻元件的正电阻R0、与正电阻R0串联连接的第2电阻电路构成；第2电阻电路由串联连接于n型MOSFET晶体管Q0且具有可变电阻值负性电阻NR；串联连接于负性电阻NR且接地的作为第2电阻元件的正电阻R00而构成的。

第3实施例的电压—电流变换电路的互导Gm值，取代式(1)的R通过代入1/(1/R₀-1/(R₀-R_NR))而得到，如下式(4)所示。其中，R₀₀是正电阻R00的电阻值。

$\mathrm{Gm}=\frac{1}{1+\left(\frac{1}{\frac{1}{R_0}-\frac{1}{R_{\mathrm{NR}}-R_{00}}}\right)g{m}_0}g{m}_0---\left(4\right)$

图4(b)是表示在式(4)中使负性电阻NR的电阻值R_NR变化时的电压—电流变换电路的互导Gm值的变化的曲线图。

在图4(b)中，如实线401所示，在电阻值R_NR＝R₀+R₀₀时，互导Gm变为0(Gm＝0)；在电阻值R_NR为无穷大时，互导Gm变为gm₀/(1+gm₀·R)；可以使互导Gm具有无穷大的可变特性。而且，通过设定为正电阻R0的电阻值R₀＝1/gm₀，从而成为互导Gm＝gm₀/2。

另外，在图4(b)中，如实线402所示，通过使电阻值R_NR在从R₀₀+R₀/(1+R₀gm₀)到R₀+R₀₀的范围内变化，可以使互导Gm值从负无穷大变化到0。即，可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

进而，在图4(b)中，如实线403所示，通过使电阻值R_NR在从0到R₀₀+R₀/(1+R₀gm₀)的范围内变化，可以使互导Gm值从gm₀/(1+gm₀·R)变化到无穷大，结果是可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

(第4实施例)

图5(a)是本发明的第4实施例的电压—电流变换电路的电路图，图5(b)是其动作说明图。

第4实施例涉及的电压—电流变换电路，由作为进行电压—电流变换的有源器件的n型MOSFET晶体管Q0、与n型MOSFET晶体管Q0串联连接的电阻电路构成。电阻电路是仅由具有可变电阻值的负性电阻NR构成的。

本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值，取代式(1)的R，通过代入(R₀-R_NR)而得到，如下式(6)所示。

$\mathrm{Gm}=\frac{1}{1-R_{\mathrm{NR}}\·g{m}_0}g{m}_0---\left(6\right)$

图5(b)是表示在式(6)中使负性电阻NR的电阻值R_NR变化时的本实施例的电压—电流变换电路的互导Gm值的变化的曲线图。

在图5(b)中，如实线501所示，在电阻值R_NR＝1/gm₀时，互导Gm变为负无穷大；在电阻值R_NR为无穷大时，互导Gm变为0(Gm＝0)；可以使互导Gm具有无穷大的可变特性。

进而，在图5(b)中，如实线502所示，通过使电阻值R_NR在从0到1/gm₀的范围内变化，可以使互导Gm值从0变化到无穷大，结果是可以使互导Gm以无穷大的比例变化。

在以上的第1乃至第4实施例中，作为进行电压—电流变换的有源器件，虽然采用了n型MOSFET晶体管，但也可以取代之，采用双极型晶体管、MES型FET等任意的有源器件。

另外，在上述的第1乃至第4实施例中，将负性电阻NR作为可变电阻进行了说明，但相反，也可以将负性电阻设为固定电阻，而将正电阻R0、R00设为可变电阻。

例如，在图1所示的第1实施例涉及的电压—电流变换电路中，在将R0设为可变电阻的情况下，通过从式(2)使R₀自R_NR变化到无穷大，从而可以使互导Gm值从0变化到无穷大(设为R_NR＝1/gm₀)，可以使互导Gm以无穷大的比例变化。这些负或正的可变电阻器可以使用MOSFET晶体管等有源器件来实现。

另外，在上述第1乃至第4实施例中，也可以将进行电压—电流变换的2个有源器件交叉连接为可以差动动作，输入互补的输入电压，得到互补的输出电流。以下，说明将2个有源器件交叉连接为差动动作的实施例。

(第5实施例)

图6(a)是本发明的第5实施例的电压—电流变换电路的电路图。

第5实施例的电压—电流变换电路由：作为进行电压—电流变换的有源器件的n型MOSFET晶体管Q1、Q2；串联连接n型MOSFET晶体管Q1、Q2的每一个且接地的正电阻R1、R2；连接在n型MOSFET晶体管Q1与正电阻R1的连接节点和n型MOSFET晶体管Q2与正电阻R2的连接节点之间的电阻电路；与电阻电路串联连接且接地的可变电压源VV而构成。

电阻电路由进行负性电阻的动作的相同尺寸的n型MOSFET晶体管Q3、Q4构成的。

n型MOSFET晶体管Q3具有：连接在n型MOSFET晶体管Q2与正电阻R2的连接节点上的栅极；连接在n型MOSFET晶体管Q1与正电阻R1的连接节点上的漏极；和连接在可变电压源VV上的源极。

n型MOSFET晶体管Q4具有：连接在n型MOSFET晶体管Q1与正电阻R1的连接节点上的栅极；连接在n型MOSFET晶体管Q2与正电阻R2的连接节点上的漏极；和连接在可变电压源VV上的源极。

n型MOSFET晶体管Q1、Q2具有相同的尺寸，分别在栅极接收输入电压信号Vin+、Vin-，输出输出电流Iout+、Iout-。正电阻R1与正电阻R2具有相同的电阻值。

在源极接地性MOSFET晶体管电路中，可以将源极与接地端子加以对应，将漏极与输出端子加以对应，将栅极与控制端子加以对应，正电阻R1、R2及n型MOSFET晶体管Q3、Q4全部连接着n型MOSFET晶体管Q1、Q2的源极即接地端子。

以下示出第5实施例涉及的电压—电流变换电路(gm放大器)的动作原理。

本实施例涉及的电压—电流变换电路，由于等效于以n型MOSFET晶体管Q3置换了图1所示的第1实施例涉及的电压—电流变换电路中的负性电阻NR的构成，故相当于R_NR＝1/gm_Q3。因此，本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值(Gm＝(Iout+-Iout-)/(Vin+-Vin-))，取代式(1)的R，而是代入了1/(1/R_R1-gm_Q3)，以下式(7)表示。

$\mathrm{Gm}=\frac{1}{1+\frac{1}{\frac{1}{R_{R1}}-g{m}_{Q3}}g{m}_0}g{m}_0---\left(7\right)$

在式(7)中，R_R1表示正电阻R1及R2的电阻值，gm_Q3表示n型MOSFET晶体管Q3及Q4的互导gm值，gm₀表示n型MOSFET晶体管Q1及Q2的互导gm值。

从上述式(7)可知：通过使n型MOSFET晶体管Q3及Q4的互导gm_Q3在从1/R_R1到0的范围内变化，可以使互导Gm值从0变化到(gm₀/(1+gm₀·R_R1))。即，可以使本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm以无穷大的比例变化。

n型MOSFET晶体管Q3及Q4的互导gm_Q3的控制，利用Gm值与栅极·源极间电压Vgs成比例地变化的状况而进行。即，通过改变n型MOSFET晶体管Q3及Q4的各源极上连接的可变电压源VV的电压值，从而控制n型MOSFET晶体管Q3及Q4的栅极·源极间的电压Vgs。

例如，在可变电压源VV的电压为最小值时，为了使n型MOSFET晶体管Q3及Q4的互导gm_Q3的最大值为1/R_R1，如果设计n型MOSFET晶体管Q3、Q4，则由于在将可变电压源VV的电压提高到n型MOSFET晶体管Q3及Q4的漏极电位时，n型MOSFET晶体管Q3及Q4的互导gm_Q3变为0，故本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值从0变化到gm0/(1+R_R1·gm₀)。即，可以以无穷大的比例使互导Gm值变化。

图7是可变电压源VV之一例的电路图。

在图7中，也示出在图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路中，作为负性电阻元件发挥作用的n型MOSFET晶体管Q3及Q4。

图7所示的可变电压源VV由：具有第1输入端子(—端子)、第2输入端子(+端子)及输出端子的运算放大器OA；作为有源器件的n型MOSFET晶体管Q5构成的。向运算放大器OA的第1输入端子(—端子)输入电位控制信号。n型MOSFET晶体管Q5的输入端子(栅极)连接运算放大器OA的输出端子，n型MOSFET晶体管Q5的输出端子(漏极)连接于运算放大器OA的第2输入端子(+端子)，接地端子(源极)被接地。

n型MOSFET晶体管Q5作为电压源发挥作用。通过将n型MOSFET晶体管Q5的漏极电位连接到运算放大器OA的第2输入端子(+端子)，将运算放大器OA的输出端连接到n型MOSFET晶体管Q5的栅极，从而可以将输入到运算放大器OA的第1输入端子(—端子)的控制电位提供给n型MOSFET晶体管Q5的漏极电位、即n型MOSFET晶体管Q3及Q4的源极电位。

另外，由于n型MOSFET晶体管Q3及Q4相互差动地动作，故流经n型MOSFET晶体管Q5的漏极的电流的交流成分为0。因此，运算放大器OA并未被特别要求在高频区域动作，因此图7所示的可变电压源VV可以作为稳定的电压源作用。

(第6实施例)

图8是本发明的第6实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图。

第6实施例的电压—电流变换电路，与图6所示的第5实施例的电压—电流变换电路的构成相比，追加有p型MOSFET晶体管Q6、Q7和偏置电路1。因此，在图8中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。

p型MOSFET晶体管Q6的源极，连接n型MOSFET晶体管Q1的源极、正电阻R1、n型MOSFET晶体管Q3的漏极与n型MOSFET晶体管Q4的栅极，p型MOSFET晶体管Q6的栅极连接着偏置电路1。p型MOSFET晶体管Q7的源极，连接n型MOSFET晶体管Q2的源极、正电阻R2、n型MOSFET晶体管Q4的漏极与n型MOSFET晶体管Q3的栅极，p型MOSFET晶体管Q7的栅极连接着偏置电路1。偏置电路1向p型MOSFET晶体管Q6、Q7的栅极提供偏置电位。

在图6所示的第5实施例的电压—电流变换电路中，若使可变电压源VV的电压值变化，则流入n型MOSFET晶体管Q3、Q4的漏极的直流电流变化，n型MOSFET晶体管Q1、Q2的源极电位也变化。由于n型MOSFET晶体管Q1及Q2的互导gm值成比例于栅极·源极间电压Vgs而变化，故用于式(7)的n型MOSFET晶体管Q1及Q2的互导gm₀不是恒定的，随着电压源VV的电压值变化。这样，若n型MOSFET晶体管Q1及Q2的互导gm₀不是恒定值，则电压—电流变换电路(gm放大电路)本身的设计变得复杂。另外，也有由于电压值、各MOSFET晶体管在不饱和区域动作的可能性。

与此相对，在本实施例中，通过将p型MOSFET晶体管Q6及Q7连接到n型MOSFET晶体管Q1及Q2的源极，进而在p型MOSFET晶体管Q6及Q7的栅极上，施加偏置电路1中生成的对应于可变电压源VV的偏置电压，从而补偿变动过的直流电流。由此，n型MOSFET晶体管Q1及Q2的直流电位成为不依存于电压源VV的电压值的恒定值，n型MOSFET晶体管Q1及Q2的互导gm₀也可以成为恒定值。

图9是包含偏置电路1之一例的电路图的本发明的第6实施例所涉及的电压—电流变换电路的电路图。

如图9所示，偏置电路1例如由p型MOSFET晶体管Q8、n型MOSFET晶体管Q3a、n型MOSFET晶体管Q1a、正电阻R1a、可变电压源VVa与恒压源VS构成。

p型MOSFET晶体管Q8的栅极与漏极被短路，栅极及漏极连接着偏置电路1的输出端子1A及n型MOSFET晶体管Q3a的源极。n型MOSFET晶体管Q3a的漏极连接可变电压源VVa，源极连接p型MOSFET晶体管Q8的栅极及漏极，栅极连接着n型MOSFET晶体管Q1a与正电阻R1a的连接节点。可变电压源VVa在一端上连接在n型MOSFET晶体管Q3a的漏极，另一端接地。n型MOSFET晶体管Q1a的栅极连接在恒压源VS，源极连接着n型MOSFET晶体管Q3a的栅极及正电阻R1a。正电阻R1a在一端上连接n型MOSFET晶体管Q3a的栅极及n型MOSFET晶体管Q1a的源极，另一端接地。

偏置电路1中的n型MOSFET晶体管Q1a、n型MOSFET晶体管Q3a、正电阻R1a及可变电压源VVa，对应于图8所示的第6实施例涉及的电压—电流变换电路中的n型MOSFET晶体管Q1、n型MOSFET晶体管Q3、正电阻R1及可变电压源VV，n型MOSFET晶体管Q3a的漏极—源极间流过的电流值与n型MOSFET晶体管Q3中的相同。

在n型MOSFET晶体管Q1a的栅极上连接着电压值为(Vin+-Vin—)/2的恒压源VS。

将栅极—漏极间短路了的p型MOSFET晶体管Q8的源极连接着n型MOSFET晶体管Q3a的漏极，其栅极电位是施加在n型MOSFET晶体管Q6及Q7的各栅极上的偏置电压。

在图9所示的电压—电流变换电路中，可变电压源VV的电压值变化时，n型MOSFET晶体管Q3、Q4中流经的电流变化。此时，由于可变电压源VVa的电压值也变化，则n型MOSFET晶体管Q3、Q4的电流变化成分反映在n型MOSFET晶体管Q3a的电流变化成分上。因此，n型MOSFET晶体管Q3、Q4的电流变化成分也反映在p型MOSFET晶体管Q8的电流变化成分上。

由于p型MOSFET晶体管Q8与p型MOSFET晶体管Q6、Q7构成电流反射镜电路，故n型MOSFET晶体管Q3、Q4的电流变化成分经由p型MOSFET晶体管Q6、Q7而供给到n型MOSFET晶体管Q3a。因此，即使使可变电压源VV变化，也可以不使n型MOSFET晶体管Q1、Q2中流经的电流变化，能够将n型MOSFET晶体管Q1、Q2的源极电位保持恒定，可以使n型MOSFET晶体管Q1及Q2的互导gm₀值为恒定值。

(第7实施例)

图10为本发明的第7实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图。

第7实施例涉及的电压—电流变换电路，与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路的构成相比，追加有正电阻R3、R4。因此，在图10中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。

正电阻R3串联连接于n型MOSFET晶体管Q1的源极、与正电阻R1、n型MOSFET晶体管Q3的漏极及n型MOSFET晶体管Q4的栅极的连接节点N1之间。另外，正电阻R4串联连接于n型MOSFET晶体管Q2的源极、与正电阻R2、n型MOSFET晶体管Q4的漏极及n型MOSFET晶体管Q3的栅极的连接节点N2之间。

在图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路中，作为负性电阻元件的n型MOSFET晶体管Q3及Q4的漏极，分别连接着n型MOSFET晶体管Q1的源极与正电阻R1的连接节点和n型MOSFET晶体管Q2的源极与正电阻R2的连接节点，但在本实施例中，作为负性电阻元件的n型MOSFET晶体管Q3及Q4的漏极，分别连接着上述的连接节点N1及N2。

本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值，若用R_R3来表示正电阻R3的电阻值，则成为取代式(1)的R，而代入了R_R3+1/(1/R_R1-gm_Q3)的值。即，相对于图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路，作为电阻的值，相加了R_R3。

根据本实施例涉及的电压—电流变换电路，虽然可以得到与第1实施例的电压—电流变换电路相同的效果，但通过在n型MOSFET晶体管Q1、Q2的源极与负性电阻NR之间连接正电阻R3、R4，从而可以缓和n型MOSFET晶体管Q3、Q4的非线性，作为整体可以得到更接近线性动作的电压—电流变换电路(gm放大器)。

(第8实施例)

图11为本发明的第8实施例的电压—电流变换电路的电路图。

第8实施例的电压—电流变换电路，与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路的构成相比，不同点在于：取代作为负性电阻元件的n型MOSFET晶体管Q3、Q4，而采用了p型MOSFET晶体管Q9及Q10。

该点以外的结构，与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路是相同的。因此，在图11中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。

这样，即使根据本实施例涉及的电压—电流变换电路，即，即使将构成负性电阻元件的MOSFET晶体管的导电型从n型变更为p型，也可以得到与图6所示的第5实施例的电压—电流变换电路相同的效果。

(第9实施例)

图12为本发明的第8实施例的电压—电流变换电路的电路图。

与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路为差动型电路相对，第9实施例涉及的电压—电流变换电路为单端型gm放大器。因此，在图12中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。或者，与图1所示的第1实施例涉及的电压—电流变换电路相比，第9实施例涉及的电压—电流变换电路的负性电阻元件NR的构成不同。

本实施例涉及的电压—电流变换电路由n型MOSFET晶体管Q1、正电阻R1与电阻电路构成的。

n型MOSFET晶体管Q1经由栅极接收输入电压信号Vin，输出输出电流Iout。n型MOSFET晶体管Q1的源极连接着正电阻R1及电阻电路。

正电阻R1一端连接着n型MOSFET晶体管Q1的源极，另一端被接地。

电阻电路由作为负性电阻元件的n型MOSFET晶体管Q3、相位反转电路INV与可变电压源VV构成的。

n型MOSFET晶体管Q3的漏极连接n型MOSFET晶体管Q1的源极与正电阻R1的连接节点及相位反转电路INV的输入端子，源极连接可变电压源VV，栅极连接着相位反转电路INV的输出端子。

相位反转电路INV的输入端子连接n型MOSFET晶体管Q3的漏极及n型MOSFET晶体管Q1的源极与正电阻R1的连接节点，输出端子连接着n型MOSFET晶体管Q3的栅极。

可变电压源VV一端连接n型MOSFET晶体管Q3的源极，另一端被接地。

向作为负性电阻元件的n型MOSFET晶体管Q3的栅极，输入将n型MOSFET晶体管Q3的漏极电压信号由相位反转电路INV反转过的相位反转信号。

图13是相位反转电路1NV之一例的电路图。

如图13所示，相位反转电路INV由p型MOSFET晶体管Q11Q13与n型MOSFET晶体管Q12、Q14构成。

p型MOSFET晶体管Q11与n型MOSFET晶体管Q12形成反相器，p型MOSFET晶体管Q13与n型MOSFET晶体管Q14形成将输入端和输出端短路了的反相器型负载。这两个反相器被设计为：其逻辑阈值电压等于正电阻R1与n型MOSFET晶体管Q3的漏极的连接节点的DC偏置值。

通过控制可变电压源VV的电压值，使n型MOSFET晶体管Q3的源极—栅极间电压，从而可以控制n型MOSFET晶体管Q3的负性电阻值。

(第10实施例)

图14为本发明的第10实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图。

第10实施例涉及的电压—电流变换电路，与图6所示的第5实施例的电压—电流变换电路的构成相比，除去可变电压源VV，进而取代正电阻R1、R2，采用了正电阻值的可变电阻R5、R6。除了这些点以外，具有与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路相同的结构。因此，在图14中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。

在图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路中，通过控制负性电阻来控制电压—电流变换电路的增益可变，但在本实施例中，通过控制可变正电阻R5、R6，从而得到同样的效果。

图15是可变正电阻R5、R6之一例的电路图。

可变正电阻R5、R6例如由正电阻R7、与串联连接于正电阻R7的n型MOSFET晶体管Q15构成。

n型MOSFET晶体管Q15，由于作为电阻元件使用，故用于成为Vgs＞Vds+Vth(Vgs为栅极·源极间电压，Vds为漏极·源极间电压，Vth为n型MOSFET晶体管Q15的阈值电压)的非饱和区域中。n型MOSFET晶体管Q15的电阻值根据提供给栅极的偏置电压而被控制。

图16是可变电阻R5、R6的其他例的电路图。

可变正电阻R5、R6例如由将栅极·漏极间短路了的n型MOSFET晶体管Q16、和一端与n型MOSFET晶体管Q16的源极串联连接而另一端接地的可变电压源VV构成。

可变电阻R5、R6的正电阻值通过控制可变电压源VV的电压值、使n型MOSFET晶体管Q16的栅极—源极间电压变化而被控制。

在图14所示的本实施例涉及的电流—电压变换电路中，也能在n型MOSFET晶体管Q3、Q4的各源极与接地电压之间插入固定电压的电压源。

(第11实施例)

图17为本发明的第11实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图。

第11实施例涉及的电压—电流变换电路，与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路的构成相比，除去了正电阻R1、R2。除了这些点以外，具有与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路相同的结构。因此，在图17中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。

本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值，通过在式(2)中将正电阻R1的电阻值R_R1设为无穷大就可以得到。

根据本实施例涉及的电压—电流变换电路，即使根据可变电压源VV的一点点电压变化，也可以使电压—电流变换电路的互导Gm值大幅度变化。

(第12实施例)

图18为本发明的第12实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图。

第12实施例涉及的电压—电流变换电路，与图10所示的第7实施例的电压—电流变换电路的构成相比，除去了正电阻R1、R2。或者说，第12实施例涉及的电压—电流变换电路，与图17所示的第11实施例涉及的电压—电路变换电路相比，追加有正电阻R3、R4。正电阻R3串联连接于n型MOSFET晶体管Q1的源极、n型MOSFET晶体管Q3的漏极及n型MOSFET晶体管Q4的栅极之间，正电阻R4串联连接于n型MOSFET晶体管Q2的源极、n型MOSFET晶体管Q4的漏极及n型MOSFET晶体管Q3的栅极之间。除了这些点以外，具有与图10所示的第7实施例或图17所示的第11实施例的电压—电流变换电路相同的结构。因此，在图18中，对于与图10或图17相同的构成要素付与相同的参照标记。

本实施例涉及的电压—电流变换电路的互导Gm值成为取代式(1)的R而代入了(R_R3-1/gm_Q3)的值。

根据本实施例涉及的电压—电流变换电路，虽然可以得到与第11实施例的电压—电流变换电路相同的效果，但通过在n型MOSFET晶体管Q1、Q2的源极与负性电阻NR之间连接正电阻R3、R4，从而可以缓和n型MOSFET晶体管Q3、Q4的非线性，作为整体可以使电压—电流变换电路的动作更接近线性。

(第13实施例)

图19为本发明的第13实施例的电压—电流变换电路的电路图。

第13实施例涉及的电压—电流变换电路，与图6所示的第5实施例的电压—电流变换电路的构成相比，取代n型MOSFET晶体管Q1、Q2、Q3、Q4，而分别备有npn型双极型晶体管B1、B2、B3、B4。除了这些点以外，具有与图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路相同的结构。因此，在图19中，对于与图6相同的构成要素付与相同的参照标记。

通过将双极晶体管的电压—电流变换增益定义为gm，从而与图6所示的第5实施例同样，依据于式(7)的动作成立。其中，式(7)中的gm_Q3被置换成作为双极型晶体管B3的gm值的gm_B3。

即使根据本实施例涉及的电压—电流变换电路，也可以得到与第5实施例涉及的电压—电流变换电路相同的效果。即，在上述第1乃至第12实施例中，取代作为有源器件的MOSFET晶体管，也可以采用双极型晶体管。

(第14实施例)

图20为本发明的第14实施例涉及的电压—电流变换电路的电路图。

第14实施例涉及的电压—电流变换电路，与图1所示的第1实施例涉及的电压—电流变换电路的构成相比，作为负性电阻NR，采用的是隧道二极管TD。

具体而言，本实施例涉及的电压—电流变换电路中的负性电阻由：输入端子连接n型MOSFET晶体管Q1的源极与正电阻R1的连接节点，输出端子连接着可变电压源VV的隧道二极管TD；在一端连接隧道二极管TD，另一端接地的可变电压源VV而构成。除了这些点以外，具有与图1所示的第1实施例涉及的电压—电流变换电路相同的结构。

其构成成为：在隧道二极管TD的接地侧连接可变电压源VV，通过控制偏置电压，从而可以控制负性电阻值。

(第15实施例)

图21(a)为本发明的第15实施例涉及的滤波电路的电路图。

图21(a)所示的滤波电路是由第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄与第1及第2电容元件C₁、C₂构成的宽频带可变2次低通滤波电路。

第1电压—电流变换电路Gm₁的两个输出端子分别连接着第2电压—电流变换电路Gm₂的两个输入端子，第2电压—电流变换电路Gm₂的两个输出端子分别连接着第3电压—电流变换电路Gm₃的两个输入端子及第4电压—电流变换电路Gm₄的两个输入端子。进而，第3电压—电流变换电路Gm₃的两个输出端子分别连接着第4电压—电流变换电路Gm₄的两个输入端子。即，第3电压—电流变换电路Gm₃与第4电压—电流变换电路Gm₄是并联连接的。此外，第2电压—电流变换电路Gm₂的两个输入端子与两个输出端子被短路。

第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄的每一个上连接着可变电压源VV。

再有，第1电压—电流变换电路Gm₁的两个输出端子之间连接第1电容元件C₁，同时第4电压—电流变换电路Gm₄的两个输出端子之间连接着第2电容元件C₂。

图21(b)是第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄的电路图。

由图21(b)可知：第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄的每一个由图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路构成。

在式(8)中表示本实施例的滤波电路的传输函数。

$F\left(s\right)=\frac{\frac{g{m}_1\·g{m}_3}{C_1\·C_2}}{s^2+\frac{g{m}_2}{C_1}s+\frac{g{m}_3\·g{m}_4}{C_1\·C_2}}---\left(8\right)$

若控制从可变电压源VV供给的电压，使第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄的全增益成为A倍，则传输函数由下式表示。

$\frac{\frac{A\·g{m}_1\·A\·g{m}_3}{C_1\·C_2}}{s^2+\frac{A\·g{m}_2}{C_1}s+\frac{A\·g{m}_3\·A\·g{m}_4}{C_1\·C_2}}=\frac{\frac{g{m}_1\·g{m}_3}{C_1\·C_2}}{{\left(\frac{s}{A}\right)}^2+\frac{g{m}_2}{C_1}\·\frac{s}{A}+\frac{g{m}_3\·g{m}_4}{C_1\·C_2}}=F\left(\frac{s}{A}\right)$

上述新的传输函数表示：相对于原来的传输函数，针对频率缩放为A倍。

图22是表示本实施例涉及的滤波电路的增益—频率特性的曲线图。实线221是对应于式(8)所示的传输函数的增益—频率特性，实线222是对应于新的传输函数的增益—频率特性。

如图22所示，关于某一频率F，新的传输函数的频带宽度放大到式(8)所示的传输函数的频带宽度的A倍。

而且，作为构成第15实施例涉及的滤波电路的第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄，虽然采用了图6所示的第5实施例涉及的电压—电流变换电路，但也可以采用其他实施例涉及的电压—电流变换电路。

进而，作为第1乃至第4电压—电流变换电路Gm₁、Gm₂、Gm₃、Gm₄，无需全部采用相同的电压—电流变换电路，也可以采用互不相同的电压—电流变换电路。例如，作为第1电压—电流变换电路Gm₁，采用第5实施例涉及的电压—电流变换电路；作为第2电压—电流变换电路Gm₂，采用第6实施例涉及的电压—电流变换电路；作为第3电压—电流变换电路Gm₃，采用第7实施例涉及的电压—电流变换电路；作为第4电压—电流变换电路Gm₄，采用第8实施例涉及的电压—电流变换电路。

以上，参照优选实施例对本发明进行了说明，但本发明并不限于这些实施例，在不脱离本发明的主旨的范围内，可以进行适当的变更。

例如，在上述实施例中，虽然将正电阻元件及负性电阻元件的其中一方作为具有可变电阻值的电阻器，将另一方作为具有固定电阻值的电阻器，但也可以将双方都作为具有可变电阻值的电阻器。

(产业上的可利用性)

如上述所说明的，本发明涉及的电压—电流变换电路，由于串联连接了进行电压—电流变换的有源器件和包含负性电阻元件的可变电阻电路，故不利用切换电路，而通过在唯一的控制端子(有源器件的控制端子)上施加调整电压，就可以使增益较宽地变化。

另外，根据本发明涉及的电压—电流变换电路，以少的元件数的简单结构就可以使增益变化，能够进行芯片尺寸的缩小，能够低价提供小型的电压—电流变换电路。根据该电路，可以以低芯片面积实现对应于多种通信方式的多模式对应信道选择滤波器，可以对低芯片面积的多模式接收机的实现贡献大。

Claims (20)

1.一种电压—电流变换电路，其中输出对应于输入电压的电流，其特征在于，具备：

有源器件，其具有输入侧端子、输出侧端子与接地侧端子，进行电压—电流变换；和

电阻电路，其在所述有源器件的所述接地侧端子上，与所述有源器件串联连接，以控制所述有源器件的变换增益；

所述电阻电路具有可变电阻值，还包含负性电阻元件。

2.根据权利要求1所述的电压—电流变换电路，其中，

作为所述有源器件，具备：分别具有输入侧端子、输出侧端子与接地侧端子，进行电压—电流变化，并相互进行差动动作的一对有源器件；

作为电阻电路，具备：分别在形成所述一对有源器件的各有源器件的所述接地侧端子上，与所述有源器件串联连接，以控制所述有源器件的变换增益的一对电阻电路；

所述一对电阻电路的各电阻电路具有可变电阻值，并且包含负性电阻元件。

3.根据权利要求2所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述负性电阻元件具有可变电阻值。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电阻电路由：与所述有源器件串联连接的1个乃至多个电阻元件；和

与至少一个电阻元件并联连接的负性电阻元件构成。

5.根据权利要求1～3中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电阻电路由相互串联连接了电阻元件与负性电阻元件的第1电路构成，所述第1电路与所述有源器件串联连接着。

6.根据权利要求1～3中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电阻电路由串联连接于所述有源器件的第1电阻元件；和

与所述第1电阻元件并联连接的第2电路构成，

所述第2电路由负性电阻元件、和串联连接于该负性电阻元件的第2电阻元件构成。

7.根据权利要求2所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述一对电阻电路中的所述负性电阻元件由：将所述有源器件与所述电阻电路的连接节点或者所述电阻电路内的任意连接节点中的节点信号作为输入信号，交叉连接并进行差动动作的一对有源器件组成。

8.根据权利要求1～7中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述负性电阻元件由场效应晶体管或双极型晶体管构成。

9.根据权利要求8所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

通过控制所述场效应晶体管或双极型晶体管的源极电位或发射极电位，控制所述负性电阻元件的电阻值。

10.根据权利要求9所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

具备连接在所述场效应晶体管或双极型晶体管的源极或者发射极与基准电位点之间的电压产生电路；通过控制该电压产生电路产生的电压，控制所述负性电阻元件的电阻值。

11.根据权利要求10所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电压产生电路由具有第1输入端子、第2输入端子及输出端子的运算放大器和有源器件构成；

向所述运算放大器的所述第1输入端子输入电位控制信号；

所述有源器件的输入端子连接所述运算放大器的输出端子，所述有源器件的输出端子连接于所述运算放大器的所述第2输入端子。

12.根据权利要求9所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述负性电阻元件由进行差动动作的一对场效应晶体管或双极型晶体管构成，所述一对场效应晶体管或双极型晶体管的源极之间或发射极之间互相连接着。

13.根据权利要求1～12中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

具备电位调整机构，其连接在所述有源器件与所述电阻电路的连接节点上，以调整所述连接节点的电位。

14.根据权利要求13所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电位调整机构由连接在基准电位与所述连接节点之间、并向输入端子输入偏置信号的有源器件构成。

15.根据权利要求13或14所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电压调整机构补偿伴随所述负性电阻元件的电阻值可变动作而产生的所述连接节点的电位变动。

16.根据权利要求1～15中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述电阻电路包含正电阻值的可变电阻器。

17.根据权利要求16所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述可变电阻器由有源器件形成的。

18.根据权利要求1～17中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

所述有源器件由场效应晶体管或双极型晶体管构成的。

19.根据权利要求1～18中任一项所述的电压—电流变换电路，其特征在于，

进行电压—电流变换的所述有源器件与构成所述负性电阻元件的有源器件由导电型不同的同种晶体管构成的。

20.一种滤波电路，其中包含权利要求1～19中任一项所述的电压—电流变换电路与电容元件的组合电路，其特征在于，通过使电压—电流变换电路的增益变化，能够调整滤波电路的通频带。

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