CN1670577A - 驱动电压控制装置 - Google Patents

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Abstract

驱动电压控制装置包括：第一差动放大器电路，用于接收第一输入电压和输出第一输出电压；第二差动放大器电路，用于接收第二输入电压和输出第二输出电压；控制部分，用于选择第一模式和第二模式之一；以及输出部分，用于当控制部分选择所述第一模式时，将从第一差动放大器电路输出的第一输出电压提供到输出节点，并且当控制部分选择第二模式，将从第二差动放大器电路输出的第二输出电压提供输出节点。当选择第一模式，控制部分增加第一差动放大器电路的驱动功率。

Description

驱动电压控制装置
相关申请的交叉引用
本申请根据35U.S.C.§119要求在2004年3月16日于日本提交的专利申请No.2004-74284的优先权，其全部内容在此引入以供参考。
技术领域
本发明涉及用于控制用于通过交流(AC)驱动方法，驱动诸如液晶显示面板的负载的驱动电压的装置，更特别地，涉及能快速增加/降低驱动电压的电压值的装置。
背景技术
为通过交流驱动方法(例如，线反转驱动方法-line inversion)驱动便携设备(例如，移动电话)的液晶显示面板，常规液晶显示器驱动装置包括用于控制提供给液晶显示面板的反电极的驱动电压的驱动电压控制装置。驱动电压控制装置根据预定定时，反转驱动电压的极性。
图16表示常规驱动电压控制装置9的总体结构。装置9包括定时控制部分91、VCOM电压生成部分92、VCOMH运算放大器93H、VCOML运算放大器93L、平滑电容器C94H和平滑电容器C94L、开关SW1和开关SW2以及输出端95。装置9向液晶显示面板的反电极(未示出)交替地输出驱动电压VCOMH和驱动电压VCOML。
定时控制部分91输出控制信号Sa和控制信号Sb。控制信号Sa表示将由VCOM电压生成部分92生成的驱动电压VCOMH的电压值。控制信号Sb表示将由VCOM电压生成部分92生成的驱动电压VCOML的电压值。定时控制部分91接收定时信号TIMING，并输出控制信号S1和控制信号S2。定时信号TIMING表示一种定时，根据该定时控制信号S1和控制信号S2的电压电平从“H电平”切换到“L电平”(或从“L电平”切换到“H电平”)。
将VCOM电压生成部分92配置成根据从定时控制部分91输出的控制信号Sa和控制信号Sb，生成驱动电压VCOMH和驱动电压VCOML。VCOM电压生成部分92可以是例如RDAC(电阻数模转换器)，并且具有如图2所示的结构。
开关SW1连接在节点N94H和输出端95之间。开关SW2连接在节点N94L和输出端95之间。当分别来自定时控制部分91的控制信号S1和控制信号S2处于“H电平”时，开关SW1和开关SW2接通，并且当它们处于“L电平”时断开。
图16表示作为液晶显示面板的负载电容器的面板负载C(LC)。VCOMH运算放大器93H的内部结构
图17表示图16中所示的VCOMH运算放大器93H的内部结构。VCOMH运算放大器93H包括输入晶体管TA1-H至TA5-H、输出晶体管TB1-H和输出晶体管TB2-H以及相位补偿电容器CB-H。输入晶体管TA1-H至TA5-H一起形成VCOMH运算放大器93H的差动级93AH。输出晶体管TB1-H和输出晶体管TB2-H以及相位补偿电容器CB-H一起形成VCOMH运算放大器93H的输出级93BH。
VCOML运算放大器93L的内部结构
图18表示图16中所示的VCOML运算放大器93L的内部结构。VCOML运算放大器93L包括输入晶体管TA1-L至TA5-L、输出晶体管TB1-L和输出晶体管TB2-L以及相位补偿电容器CB-L。输入晶体管TA1-L至TA5-L一起形成VCOML运算放大器93L的差动级93AL。输出晶体管TB1-L和输出晶体管TB2-L以及相位补偿电容器CB-L一起形成VCOML运算放大器93L的输出级93BL。
操作
接着，将参考图19，描述图16中所示的驱动电压控制装置9的操作。在所示例子中，驱动电压VCOMH的电压值为“+3V”，并且驱动电压VCOML的电压值为“-3V”。
在时段t0-t1中，定时控制部分91使控制信号S1保持在“L电平”并且控制信号S2保持在“H电平”。输出端95处的电压V95为“-3V”。
在时刻t1，根据定时信号TIMING，定时控制部分91使控制信号S1为“H电平”，并且使控制信号S2为“L电平”。因此，接通开关SW1，并且输出端95与VCOMH运算放大器93H连接。由于输出端95处的电势V95(面板负载C(LC)的电势)为“-3V”，所以电流从VCOMH运算放大器13H流入输出端95(面板负载C(LC))，直到输出端95处的电势V95到达“3V”为止(直到上升时间tpH过去为止)。
在时刻t3，根据来自外部部件的定时信号TIMING，定时控制部分91使控制信号S1为“L电平”，并且使控制信号S2为“H电平”。因此，接通开关SW2，并且输出端95与VCOML运算放大器93L连接。由于输出端95处的电势V95为“+3V”，所以电流从输出端95流向VCOML运算放大器93L，直到输出端95处的电势V95到达“-3V”为止(直到下降时间tpL过去为止)。
在时段t4-t9中，执行类似于周期t0-t4中的操作。
因此，当反转驱动电压的极性时，需要对面板负载C(LC)进行充/放电，以便输出端95处的电势V95慢慢地增加(或减少)。
此外，随着液晶显示面板的分辨率近来的增加，增加了面板负载C(LC)的电容值。此外，随着能够显示运动图像的移动电话的需求的增加，需要更快速地充/放电面板负载C(LC)。为快速充/放电具有较大电容值的面板负载C(LC)(即缩短上升时间tpH和下降时间tpL)，需要将高压施加到包括在驱动电压控制装置中的运算放大器。鉴于此，具有高击穿电压的晶体管被用作图16中所示的VCOMH运算放大器93H和VCOML运算放大器93L。
当减少电路区域以防止成本增加时，控制运算放大器的偏置电流以便减少功耗的驱动电压控制装置在本领域中是公知的(例如参见日本专利公开No.2003-216256)。
发明内容
然而，使用具有高击穿电压的晶体管的运算放大器93H和运算放大器93L具有大的电路区域和很高的功耗。因此，其中，由使用图16中所示的驱动电压控制装置9的液晶显示器驱动器驱动诸如移动电话的便携设备的液晶显示面板，例如，由于液晶显示驱动器消耗非常大的功率，因此在充足电后可以使用便携设备的时间长度将非常短。
根据本发明的一个方面，驱动电压控制装置包括：第一差动放大器电路，用于接收第一输入电压和输出第一输出电压；第二差动放大器电路，用于接收第二输入电压和输出第二输出电压；控制部分，用于选择第一模式和第二模式之一；以及输出部分，用于当控制部分选择第一模式时，将从第一差动放大器电路输出的第一输出电压提供到输出节点，并且当控制部分选择第二模式时，将从第二差动放大器电路输出的第二输出电压供给输出节点。当选择第一模式时，控制部分增加第一差动放大器电路的驱动功率。
在该驱动电压控制装置中，当提供第一输出电压时(当操作处于第一模式时)，增加第一差动放大器电路的驱动功率(增加从第一差动放大器电路输出的电流量(或输入到第一差动放大器电路的电流量))。因此，能够快速充/放电输出节点。当提供第二输出电压时(当操作不处于第一模式时)，不增加第一差动放大器电路的驱动功率。因此，当不需要充/放电输出节点时，没有过多的电流流过，由此能降低功耗。
更佳地，其中增加了第一差动放大器电路的驱动功率的时段短于其中控制部分连续地选择第一模式的时段。
通过该驱动电压控制装置，有可能更进一步降低功耗。此外，能够比在现有技术中更快速地充/放电输出节点，即使其中增加了第一差动放大器电路的驱动功率的时间段短于在输出节点处电压的电压值到达第一输出电压的电压值所花费的时间段。
更佳地，当选择第一模式时，控制部分根据输出节点处电压的电压值，增加第一差动放大器电路的驱动功率。
通过该驱动电压控制装置，通过参考输出节点处的电压的电压值，可以确定输出节点处的电压是否已经到达预定电压值。例如，控制部分能够确定输出节点处的电压是否已经到达第一输出电压的电压值。因此，可以缩短其中增加了第一差动放大器电路的驱动功率的时段，由此进一步降低功耗。
更佳地，当选择第一模式时，控制部分增加第一差动放大器电路的驱动功率直到输出节点处的电压到达第一电压值为止。
通过该驱动电压控制装置，有可能进一步降低功耗。能够比在现有技术中更快速地充/放电输出节点，即使第一电压值的绝对值小于第一输出电压的电压值的绝对值。
更佳地，控制部分包括：模式选择器部分，用于选择第一模式以及第二模式之一；比较器部分，用于将输出节点处的电压与具有第一电压值的第一比较电压进行比较；以及驱动功率调节部分，用于根据由模式选择器部分选择的模式和来自比较器部分的比较结果，增加第一差动放大器电路的驱动功率。
通过该驱动电压控制装置，驱动功率调节部分能通过参考由模式选择器部分选择的模式，确定从输出部分提供第一输出电压还是第二输出电压。此外，驱动功率调节部分能通过参考来自比较器部分的比较结果，确定输出节点处的电压是否已经到达第一电压值。因此，有可能缩短其中增加了第一差动放大器电路的驱动功率的时段，由此进一步降低了功耗。
更佳地，当选择第一模式时，控制部分增加第一差动放大器电路的驱动功率，并且当选择第二模式时，增加第二差动放大器电路的驱动功率。
通过该驱动电压控制装置，增加了一个差动放大器电路(将输出电压提供给输出部分所需的差动放大器电路)的驱动功率，并且不增加另一个差动放大器电路(将输出电压提供给输出部分所不需要的差动放大器电路)的驱动功率。因此，能够快速地充/放电输出节点，并且能够降低功耗。
更佳地，控制部分包括：模式选择器部分，用于选择第一模式以及第二模式之一；电压选择器部分，用于根据由模式选择器部分选择的模式，选择具有第一电压值的第一比较电压和具有第二电压值的第二比较电压之一；比较器部分，用于将输出节点处的电压与由电压选择器部分选择的电压进行比较；以及驱动功率调节部分，用于根据由模式选择器部分选择的模式和来自比较器部分的比较结果，增加第一差动放大器电路或第二差动放大器电路的驱动功率。
通过该驱动电压控制装置，比较器部分能确定输出节点处电压的电压值是否已经到达适用于所选择的模式电压值。
更佳地，第一差动放大器电路包括：第一差动级；彼此串联连接在接收第一参考电压的第一参考节点和接收第二参考电压的第二参考节点之间的第一输出晶体管和第二输出晶体管；以及第一调节晶体管。第一输出晶体管连接在第一参考节点和第二输出晶体管之间，并且在其栅极处接收第一差动级的输出。第二输出晶体管连接在第一输出晶体管和第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压。第一差动级根据第一互连节点处的电压和第一输入电压之间的差值，输出具有电压值的电压，第一互连节点存在于第一输出晶体管和第二输出晶体管之间。当选择第一模式时，控制部分将第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态。在第一连接状态中，第一调节晶体管连接在第一参考节点和第一互连节点之间，并且在其栅极处接收第一差动级的输出。
在该驱动电压控制装置中，输出第一互连节点处出现的电压作为第一输出电压。当操作处于第一模式时，电流不仅在第一输出晶体管和第一互连节点间流动，而且在第一调节晶体管和第一互连节点间流动。从而，增加了在第一参考节点和第一互连节点间流动的电流。因此，能够快速地充/放电输出节点。当操作不处于第一模式时，在第一参考节点和第一互连节点间无电流流动。因此，当不需要充/放电输出节点时，没有过多的电流流过，从而能够降低功耗。
更佳地，第一差动放大器电路包括：第一差动级；彼此串联连接在接收第一参考电压的第一参考节点和接收第二参考电压的第二参考节点之间的第一输出晶体管和第二输出晶体管；以及第一调节晶体管。第一输出晶体管连接在第一参考节点和第二输出晶体管之间，并且在其栅极处接收第一差动级的输出。第二输出晶体管连接在第一输出晶体管和第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压。第一差动级输出具有根据第一互连节点处的电压和第一输入电压之间的差值的电压值的电压，第一互连节点存在于第一输出晶体管和第二输出晶体管之间。当选择第一模式时，控制部分将第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态。在第一连接状态中，第一调节晶体管连接在第一互连节点和第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压。
在该驱动电压控制装置中，输出第一互连节点处出现的电压作为第一输出电压。当操作处于第一模式时，电流不仅在第二输出晶体管和第一互连节点之间流动，而且在第一调节晶体管和第一互连节点之间流动。从而，增加了第二参考节点和第二互连节点之间流动的电流。因此，能够快速充/放电输出节点。当操作不处于第一模式时，在第一调节晶体管和第一互连节点间无电流流过。因此，当不需要充/放电输出节点时，没有过多的电流流过，由此能够降低功耗。
更佳地，第一差动放大器电路包括：彼此串联连接在接收第一参考电压的第一参考节点和接收第二参考电压的第二参考节点之间的第一输入晶体管和第二输入晶体管；彼此串联连接在第一参考节点和第二参考节点之间的第三输入晶体管和第四输入晶体管；连接在第一互连节点和第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压的第五输入晶体管，第一互连节点存在于第二输入晶体管和第四输入晶体管之间；第一调节晶体管；以及第一输出级。第一输入晶体管连接在第一参考节点和第二输入晶体管之间，并且第一输入晶体管的栅极与第一输入晶体管的漏极相连。第二输入晶体管连接在第一输入晶体管和第一互连节点之间，并且在其栅极处接收第一输出级的输出。第三输入晶体管连接在第一参考节点和第四输入晶体管之间，并且第三输入晶体管的栅极与第一输入晶体管的栅极相连。第四输入晶体管连接在第三输入晶体管和第一互连节点之间，并且在其栅极处接收第一输入电压。第一输出级输出具有根据第三输入晶体管和第四输入晶体管之间的第二互连节点处电压的电压值的第一输出电压。当选择第一模式时，控制部分将第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态。在第一连接状态中，第一调节晶体管连接在第一互连节点和第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压。
在该驱动电压控制装置中，输出第一输出级的输出作为第一电压。当操作处于第一模式时，电流不仅在第五输入晶体管和第二互连节点之间流动，而且在第一调节晶体管和第二互连节点之间流动。因此，增加了在第二参考节点和第二互连节点间流动的电流，由此能够快速地增加/降低由第一输出级接收的电压。因此，有可能缩短充/放电输出节点所需的时间量。当操作不处于第一模式时，在第一调节晶体管和第二互连节点之间无电流流动。因此，当不需要充/放电输出节点时，没有过多的电流流过，从而能够降低功耗。
更佳地，第一差动放大器电路还包括第二调节晶体管。当选择第一模式时，控制部分将第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态，并且将第二调节晶体管的连接状态设置成第二连接状态。在第二连接状态中，第二调节晶体管连接在第一互连节点和第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压。
通过该驱动电压控制装置，不仅增加了在第一互连节点和第一参考节点之间流动的电流，而且增加了在第一互连节点和第二参考节点之间流动的电流，由此能够抑制振荡。此外，通过根据第一调节晶体管设置第二调节晶体管(例如将第一调节晶体管和第二调节晶体管之间的尺寸比(每个晶体管的W/L比的关系)设置成与第一输出晶体管和第二输出晶体管之间的相同)，可以减少第一差动放大器电路具有的偏移电压。
如上所述，当提供第一输出电压时(当操作处于第一模式时)，增加了第一差动放大器电路的驱动功率(增加了从第一差动放大器电路输出的电流量(或者输入到第一差动放大器电路的电流量)。因此，能够快速地充/放电输出节点。当提供第二输出电压时(当操作不处于第一模式时)，不会增加第一差动放大器电路的驱动功率。因此，当不需要充/放电输出节点时，没有过多的电流流过，由此能降低功耗。
附图说明
图1表示根据本发明的第一实施例的驱动电压控制装置1的总体结构。
图2表示图1中所示的VCOM电压生成部分12的内部结构。
图3表示图1中所示的VCOMH运算放大器13H的内部结构。
图4表示图1中所示的VCOML运算放大器13L的内部结构。
图5是表示控制信号S1至S4以及输出端15处的电压的波形图。
图6A表示图3中所示的驱动功率调节部分100H的一个变形。
图6B表示图3中所示的驱动功率调节部分100H的一个变形。
图6C表示图4中所示的驱动功率调节部分100L的一个变形。
图6D表示图4中所示的驱动功率调节部分100L的一个变形。
图7表示用于本发明的第二实施例中的VCOMH运算放大器23H的内部结构。
图8表示用于本发明的第二实施例中的VCOML运算放大器23L的内部结构。
图9A表示图7中所示的驱动功率调节部分200H的一个变形。
图9B表示图7中所示的驱动功率调节部分200H的一个变形。
图9C表示图8中所示的驱动功率调节部分200L的一个变形。
图9D表示图8中所示的驱动功率调节部分200L的一个变形。
图10表示用于本发明的第三实施例中的VCOMH运算放大器33H的内部结构。
图11表示用于本发明的第三实施例中的VCOML运算放大器33L的内部结构。
图12A表示图10中所示的驱动功率调节部分300H的一个变形。
图12B表示图10中所示的驱动功率调节部分300H的一个变形。
图12C表示图11中所示的驱动功率调节部分300L的一个变形。
图12D表示图11中所示的驱动功率调节部分300L的一个变形。
图13表示根据本发明的第四实施例的驱动电压控制装置4的总体结构。
图14表示图13中所示的定时生成部分42的内部结构。
图15是表示控制信号S1至S4以及输出端处的电压的波形图。
图16表示常规驱动电压控制装置9的总体结构。
图17表示图16中所示的VCOMH运算放大器93H的内部结构。
图18表示图16中所示的VCOML运算放大器93L的内部结构。
图19是表示控制信号S1和控制信号S2以及输出端95处的电压的波形图。
具体实施方式
现在将参考附图，详细描述本发明的优选实施例。在各个图中，用相同的参考标号表示相同的元件，并且不会重复地描述。
第一实施例
总体结构
图1表示根据本发明的第一实施例的驱动电压控制装置1的总体结构。装置1包括定时控制部分11、VCOM电压生成部分12、VCOMH运算放大器13H、VCOML运算放大器13L、平滑电容器C14H和平滑电容器C14L、开关SW1和开关SW2以及输出端15。装置1控制通过交流驱动方法(例如线反转驱动方法)驱动液晶显示面板的驱动电压VCOMH和驱动电压VCOML。例如，驱动电压控制装置1根据预定的定时交替地输出驱动电压VCOMH和驱动电压VCOML。
定时控制部分11输出控制信号Sa和控制信号Sb。控制信号Sa表示将由VCOM电压生成部分12生成的驱动电压VCOMH的电压值。控制信号Sa表示将由VCOM电压生成部分12生成的驱动电压VCOML的电压值。定时控制部分11接收定时信号TIMING，并输出控制信号S1至S4。定时信号TIMING表示一种定时，根据该定时从输出端15输出的驱动电压从VCOMH切换到VCOML(或者从VCOML切换到VCOMH)。定时控制部分11将控制信号S1至S4的电压电平从“H电平”切换到“L电平”(或从“L电平”切换到“H电平”)。
VCOM电压生成部分12生成具有根据从定时控制部分11输出的控制信号Sa的电压值的驱动电压VCOMH。VCOM电压生成部分12生成具有根据从定时控制部分11输出的控制信号Sb的电压值的驱动电压VCOML。
VCOMH运算放大器13H形成电压跟随器电路，并输出由VCOM电压生成部分12生成的驱动电压VCOMH。根据从定时控制部分11输出的控制信号S3，调节VCOMH运算放大器13H的驱动功率(每单位时间内的电流输入/输出量)。
VCOML运算放大器13L形成电压跟随器电路，并输出由VCOM电压生成部分12生成的驱动电压VCOML。根据从定时控制部分11输出的控制信号S4，调节VCOML运算放大器13L的驱动功率(每单位时间内的电流输入/输出量)。
为了平滑VCOMH运算放大器13H的输出中的波动，提供了平滑电容器C14H，并且将其连接在节点N14H(VCOMH运算放大器13H和输出端15之间的节点)和接地节点之间。为了平滑VCOML运算放大器13L的输出中的波动，提供了平滑电容器C14L，并且将其连接在节点N14L(VCOML运算放大器13L和输出端15之间的节点)和接地节点之间。
开关SW1连接在节点N14H和输出端15之间。开关SW2连接在节点N14L和输出端15之间。当分别来自定时控制部分11的控制信号S1和控制信号S2处于“H电平”时，开关SW1和开关SW2接通，并且当控制信号S1和控制信号S2处于“L电平”时开关SW1和开关SW2断开。
输出端15将节点N14H处的电势(驱动电压VCOMH)或节点N14L处的电势(驱动电压VCOML)提供给液晶显示面板的反电极(未示出)。
图1示出了作为液晶显示面板的负载电容器的面板负载C(LC)。VCOM电压生成部分12的内部结构
图2表示图1中所示的VCOM电压生成部分12的内部结构。VCOM电压生成部分12包括梯状电阻器111H和梯状电阻器111L、选择器部分112H和选择器部分112L以及输出端113H和输出端113L。
梯状电阻器111H、选择器部分112H和输出端113H一起形成所谓的“RDAC”(电阻数模转换器)。梯状电阻器111H连接在参考节点VREFH和参考节点VSS之间，并且通过划分在参考节点VREFH和参考节点VSS之间的电压，生成多个划分电压。选择器部分112H根据从定时控制部分11输出的控制信号Sa，选择由梯状电阻器111H生成的划分电压之一。输出端113H输出由选择器部分112H选择的划分电压，作为驱动电压VCOMH。
梯状电阻器111L、选择器部分112L和输出端113L一起形成所谓的“RDAC”。梯状电阻器111L连接在参考节点VSS和参考节点VREFL之间，并且通过划分在参考节点VSS和参考节点VREFL之间的电压，生成多个划分电压。选择器部分112L根据从定时控制部分11输出的控制信号Sb，选择由梯状电阻器111L生成的划分电压之一。输出端113L输出由选择器部分112L选择的划分电压，作为驱动电压VCOML。
VCOMH运算放大器13H的内部结构
图3表示图1中所示的VCOMH运算放大器13H的内部结构。VCOMH运算放大器13H包括输入晶体管TA1-H、TA2-H、TA3-H，TA4-H和TA5-H、输出晶体管TB1-H和输出晶体管TB2-H、相位补偿电容器CB-H以及驱动功率调节部分100H。
差动级13AH
输入晶体管TA1-H至TA5-H一起形成VCOMH运算放大器13H的差动级13AH。
输入晶体管TA5-H连接在电源节点和接地节点之间，并在其栅极处接收提供给偏压提供节点NVa的偏压Va。
输入晶体管TA1-H和输入晶体管TA2-H彼此串联连接在电源节点和输入晶体管TA5-H之间。输入晶体管TA1-H连接在电源节点和输入晶体管TA2-H之间，并且其栅极和漏极彼此连接。输入晶体管TA2-H连接在输入晶体管TA1-H和输入晶体管TA5-H之间。
输入晶体管TA3-H和输入晶体管TA4-H彼此串联连接在电源节点和输入晶体管TA5-H之间。输入晶体管TA3-H连接在电源节点和输入晶体管TA4-H之间，并且其栅极与输入晶体管TA1-H的栅极相连。输入晶体管TA4-H连接在输入晶体管TA3-H和输入晶体管TA5-H之间。
输出级13BH
输出晶体管TB1-H和输出晶体管TB2-H以及相位补偿电容器CB-H一起形成VCOMH运算放大器13H的输出级13BH。
输出晶体管TB1-H和TB2-H彼此串联连接在电源节点和接地节点之间。输出晶体管TB1-H连接在电源节点和输出晶体管TB2-H之间，并且其栅极与节点N13AH相连。节点N13AH是输入晶体管TA3-H和输入晶体管TA4-H之间的互连节点。输出晶体管TB2-H连接在输出晶体管TB1-H和接地节点之间，并且在其栅极处接收提供给偏压提供节点NVa的偏压Va。相位补偿电容器CB-H连接在输出晶体管TB1-H的栅极和节点N13BH之间。节点N13BH是输出晶体管TB1-H和输出晶体管TB2-H之间的互连节点。
输入晶体管TA4-H在其栅极处接收来自外部部件(VCOM电压生成部分12)的电压Vin(驱动电压VCOMH)。输入晶体管TA2-H在其栅极处接收节点N13BH处的电压。
驱动功率调节部分100H
驱动功率调节部分100H包括反相器101H、开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H以及调节晶体管T103H。
反相器101H反转来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S3。
开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H彼此串联连接在电源节点和节点N13AH之间。开关晶体管Sa102H连接在电源节点和开关晶体管Sb102H之间，并在其栅极处接收来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S3。开关晶体管Sb102H连接在开关晶体管Sa102H和节点N13AH之间，并在其栅极处接收从反相器101H输出的信号。
调节晶体管T103H连接在电源节点和节点N13BH之间，并且其栅极与节点N102H相连。节点N102H是开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H之间的互连节点。
处于“L电平”的控制信号S3是启动开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H(P沟道晶体管)的电压，并且处于“H电平”的控制信号S3是不启动开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H(P沟道晶体管)的电压。
VCOML运算放大器13L的内部结构
图4表示图1中所示的VCOML运算放大器13L的内部结构。VCOML运算放大器13L包括输入晶体管TA1-L、TA2-L、TA3-L、TA4-L和TA5-L、输出晶体管TB1-L和输出晶体管TB2-L、相位补偿电容器CB-L以及驱动功率调节部分100L。
差动级13AL
输入晶体管TA1-L至TA5-L一起形成VCOML运算放大器13L的差动级13AL。
输入晶体管TA5-L连接在接地节点和电源节点之间，并在其栅极处接收提供给偏压提供节点NVb的偏压Vb。
输入晶体管TA1-L和输入晶体管TA2-L彼此串联连接在接地节点和输入晶体管TA5-L之间。输入晶体管TA1-L连接在接地节点和输入晶体管TA2-L之间，并且其栅极和漏极彼此连接。输入晶体管TA2-L连接在输入晶体管TA1-L和输入晶体管TA5-L之间。
输入晶体管TA3-L和输入晶体管TA4-L彼此串联连接在接地节点和输入晶体管TA5-L之间。输入晶体管TA3-L连接在接地节点和输入晶体管TA4-L之间，并且其栅极与输入晶体管TA1-L相连。输入晶体管TA4-L连接在输入晶体管TA3-L和输入晶体管TA5-L之间。
输出级13BL
输出晶体管TB1-L和输出晶体管TB2-L以及相位补偿电容器CB-L一起形成VCOML运算放大器13L的输出级13BL。
输出晶体管TB1-L和输出晶体管TB2-L彼此串联连接在接地节点和电源节点之间。输出晶体管TB1-L连接在接地节点和输出晶体管TB2-L之间，并且其栅极与节点N13AL相连。节点N13AL是输入晶体管TA3-L和输入晶体管TA4-L之间的互连节点。输出晶体管TB2-L连接在输出晶体管TB1-L和电源节点之间，并且在其栅极处接收提供给偏压提供节点NVb的偏压Vb。相位补偿电容器CB-L连接在输出晶体管TB1-L的栅极和节点N13BL之间。节点N13BL是输出晶体管TB1-L和输出晶体管TB2-L之间的互连节点。
输入晶体管TA4-L在其栅极处接收来自外部部件(VCOM电压生成部分12)的电压Vin(驱动电压VCOML)。输入晶体管TA2-L在其栅极处接收节点N13BL处的电压。
驱动功率调节部分100L
驱动功率调节部分100L包括反相器101L、开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L以及调节晶体管T103L。
反相器101L反转来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S4。
开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L彼此串联连接在接地节点和节点N13AL之间。开关晶体管Sa102L连接在接地节点和开关晶体管Sb102L之间，并在其栅极处接收从反相器101L输出的信号。开关晶体管Sb102L连接在开关晶体管Sa102L和节点N13AL之间，并在其栅极处接收来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S4。
调节晶体管T103L连接在接地节点和节点N13BL之间，其栅极与节点N102L相连。节点N102L是开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L之间的互连节点。
处于“H电平”的控制信号S4是启动开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L(N沟道晶体管)的电压，并且处于“L电平”的控制信号S4是不启动开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L(N沟道晶体管)的电压。
VCOMH运算放大器13H的操作
接着，将描述图3中所示的VCOMH运算放大器13H的操作。
当控制信号S3处于“L电平”时，接通开关晶体管Sa102H导通。当控制信号S3处于“L电平”时，反相器101H输出控制信号S3的反相版本(″H电平″)，由此开关晶体管Sb102H截止。因此，调节晶体管T103H的栅极与电源节点相连，并且由此调节晶体管T103H的栅极和源极将处于相同的电势，从而没有电流流过调节晶体管T103H。
当控制信号S3处于“H电平”时，开关晶体管Sa102H截止。当控制信号S3处于“H电平”时，反相器101H输出控制信号S3的反相版本(“L电平”)，由此开关晶体管Sb102H导通。由于调节晶体管T103H的栅极与节点N13AH相连，所以电流从调节晶体管T103H流向节点N13BH。例如，假定当将相同栅极电压施加到调节晶体管T103H和施加到输出晶体管TB1-H时，其电流值是流过输出晶体管TB1-H的漏极电流两倍高的漏极电流流过调节晶体管T103H。那么，与漏极电流仅流过输出晶体管TB1-H的情形相比(即，其中控制信号S3处于“L电平”)，为三倍高的漏极电流将从电源节点流向节点N13BH。
由此，当控制信号S3处于“H电平”时，增加了从电源节点流向节点N13BH的电流。换句话说，增加了输出晶体管TB1-H的驱动功率。
VCOML运算放大器13L的操作
接着，将描述图4中所示的VCOML运算放大器13L的操作。
当控制信号S4处于“L电平”时，反相器101L输出控制信号S4的反相版本(“H电平”)，由此开关晶体管Sa102L导通。此外，当控制信号S4处于“L电平”时，开关晶体管Sb102L截止。因此，调节晶体管T103L的栅极与接地节点相连，并且由此调节晶体管T103L的栅极和源极将处于相同的电势，由此没有电流流过调节晶体管T103L。
当控制信号S4处于“H电平”时，反相器101L输出控制信号S4的反相版本(“L电平”)，由此开关晶体管Sa102L截止。此外，当控制信号S4处于“H电平”时，开关晶体管Sb102L导通。因此，调节晶体管T103L的栅极与节点N13AL相连，从而电流从节点N13BL流向调节晶体管T103L。
因此，当控制信号S4处于“H电平”时，增加了从节点N13BL流向接地节点的电流。换句话说，增加了输出晶体管TB1-L的驱动功率。
驱动电压控制装置1的操作
接着，将参考图5，描述图1中所示的驱动电压控制装置1的操作。在所示例子中，驱动电压VCOMH的电压值为“+3V”，并且驱动电压VCOML的电压值为“-3V”。
在时段t0-t1中，定时控制部分11使控制信号S1保持在“L电平”并且使控制信号S2保持在“H电平”。此外，在时段t0-t1中，输出端15处的电压V15为“-3V”。
在t1时刻，根据来自外部部件的定时信号TIMING，定时控制部分11使控制信号S1变为“H电平”并且使控制信号S2变为“L电平”。由此，接通开关SW1，并且输出端15与VCOMH运算放大器13H相连。由于输出端15处的电压V15(面板负载C(LC)的电势)为“-3V”，所以电流从VCOMH运算放大器13H流向输出端15(面板负载C(LC))，直到输出端15处的电压V15到达驱动电压VCOMH的电压值(“+3V”)为止(直到上升时间tpH过去为止)。此外，在时刻t1，定时控制部分11使控制信号S3变为“H电平”。这增加了VCOMH运算放大器13H的驱动功率，由此增加了从VCOMH运算放大器13H流向输出端15(面板负载C(LC))的电流。
在时刻t2，定时控制部分11使控制信号S3变为“L电平”。由此，VCOMH运算放大器13H的驱动功率返回到正常功率。
在时刻t3，根据来自外部部件的定时信号TIMING，定时控制部分11使控制信号S1变为“L电平”并且使控制信号S2变为“H电平”。由此，接通开关SW2，并且输出端15与VCOML运算放大器13L相连。由于输出端15处的电压V15为“+3V”，电流从输出端15流向VCOML运算放大器13L，直到输出端15处的电压V15到达驱动电压VCOML的电压值(“-3V”)为止(直到下降时间tpL过去为止)。此外，在时刻t3，定时控制部分11使控制信号S4变为“H电平”。这增加了VCOML运算放大器13L的驱动功率，从而增加了从输出端15流向VCOML运算放大器13L的电流。
在时刻t4，定时控制部分11使控制信号S4变为“L电平”。由此，VCOML运算放大器13L的驱动功率返回到正常功率。
然后，在时段t4-t9中，执行类似于时段t0-t4中的操作。
如上所述，当输出端15(面板负载C(LC))需要充/放电时，增加运算放大器的驱动功率。当输出端15处的电压V15(面板负载C(LC)的电势)稳定时，不增加运算放大器的驱动功率。
效果
如上所述，当从输出端15输出的驱动电压从一个切换为另一个时，增加了VCOMH运算放大器13H(或VCOML运算放大器13L)的驱动功率，由此能够快速地充/放电面板负载C(LC)。由此，能够缩短上升时间tpH(或下降时间tpL)。
当输出端15处的电压V15(面板负载C(LC)的电势)稳定时，不增加驱动功率。因此，当输出端15(面板负载C(LC))不需要充/放电时，VCOMH运算放大器13H(或VCOML运算放大器13L)和输出端15之间没有过多的电流流过，由此能够减少功耗。
尽管本实施例是针对控制信号S3和控制信号S4的接通时段为控制信号S1和控制信号S2的接通时段的1/2的情形，但是本发明不局限于此。只要控制信号S3和控制信号S4的接通时段短于或等于控制信号S1和S2的接通时段，就能获得本发明的有益效果。
通过使用图6A中所示的驱动功率调节部分100H-1或图6B中所示的驱动功率调节部分100H-2，代替图3中所示的驱动功率调节部分100H，就能够获得类似的效果。图6A中所示的开关晶体管Sc102H连接在调节晶体管T103H和节点N13BH之间，并且在其栅极处接收反相器101H的输出。图6B中所示的开关晶体管Sd102H连接在电源节点和调节晶体管T103H之间，并且在其栅极处接收反相器101H的输出。由此，只要当控制信号S3处于“H电平”时，电流在调节晶体管T103H和节点N13BH之间流动，就能够获得本发明的有益效果。
类似地，通过使用图6C中所示的驱动功率调节部分100L-1或图6D中所示的驱动功率调节部分100L-2，代替图4中所示的驱动功率调节部分100L，就能获得类似效果。图6C中所示的开关晶体管Sc102L连接在调节晶体管T103L和节点N13BL之间，并在其栅极处接收控制信号S4。图6D中所示的开关晶体管Sd102L连接在接地节点和调节晶体管T103L之间，并在其栅极处接收控制信号S4。由此，只要当控制信号S4处于“H电平”时，电流在调节晶体管T103L和节点N13BL之间流动，就能获得本发明的有益效果。
此外，VCOM电压生成部分12的内部结构不局限于图2中所示的结构。例如，驱动电压VCOMH可以直接从预定电源提供到VCOMH运算放大器13H。
第二实施例
当在VCOMH运算放大器13H中仅增加输出晶体管TB1-H的驱动功率时，会出现振荡。类似地适用于VCOML运算放大器13L。
总体结构
根据本发明的第二实施例的驱动电压控制装置包括图7中所示的VCOMH运算放大器23H和图8中所示的VCOML运算放大器23L，代替了图1中所示的VCOMH运算放大器13H和VCOML运算放大器13L。除此之外，结构与图1所示的结构相似。
VCOMH运算放大器23H的内部结构
图7表示本实施例中使用的VCOMH运算放大器23H的内部结构。VCOMH运算放大器23H除图3所示的VCOMH运算放大器13H之外，包括驱动功率调节部分200H。
驱动功率调节部分200H包括反相器201H、开关晶体管Sa202H和开关晶体管Sb202H以及调节晶体管T203H。
反相器201H反转来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S3。
开关晶体管Sa202H和开关晶体管Sb202H彼此串联连接在接地节点和偏压提供节点NVa之间。开关晶体管Sa202H连接在接地节点和开关晶体管Sb202H间，并在其栅极处接收从反相器201H输出的信号。开关晶体管Sb202H连接在开关晶体管Sa202H和偏压提供电源节点NVa间，并在其栅极处接收来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S3。
调节晶体管T203H连接在接地节点和节点N13BH之间，其栅极与节点N202H相连。节点N202H为开关晶体管Sa202H和开关晶体管Sb202H之间的互连节点。
处于“L电平”的控制信号S3为启动开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H(P沟道晶体管)，且不启动开关晶体管Sa202H和开关晶体管Sb202H(N沟道晶体管)的电压，并且处于“H电平”的控制信号S3为不启动开关晶体管Sa102H和开关晶体管Sb102H(P沟道晶体管)，且启动开关晶体管Sa202H和开关晶体管Sb202H(N沟道晶体管)的电压。
VCOML运算放大器23L的内部结构
图8表示用在本实施例中的VCOML运算放大器23L的内部结构。VCOML运算放大器23L除图4所示的VCOML运算放大器13L之外，包括驱动功率调节部分200L。
驱动功率调节部分200L包括反相器201L、开关晶体管Sa202L和开关晶体管Sb202L以及调节晶体管T203L。
反相器201L反转来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S4。
开关晶体管Sa202L和开关晶体管Sb202L彼此串联连接在电源节点和偏压提供节点NVb之间。开关晶体管Sa202L连接在电源节点和开关晶体管Sb202L之间，并在其栅极处接收来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S4。开关晶体管Sb202L连接在开关晶体管Sa202L和偏压提供节点NVb之间，并在其栅极处接收从反相器201L输出的信号。
调节晶体管T203L连接在电源节点和节点N13BL之间，并且其栅极与节点N202L相连。节点N202L为开关晶体管Sa202L和开关晶体管Sb202L之间的互连节点。
处于“H电平”的控制信号S4为启动开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L(N沟道晶体管)，且不启动开关晶体管Sa202L和开关晶体管Sb202L(P沟道晶体管)的电压，并且处于“L电平”的控制信号S4为不启动开关晶体管Sa102L和开关晶体管Sb102L(N沟道晶体管)和启动开关晶体管Sa202L和开关晶体管Sb202L(P沟道晶体管)的电压。
VCOMH运算放大器23H的操作
接着，将描述图7所示的VCOMH运算放大器23H的操作。除驱动功率调节部分200H的操作以外，VCOMH运算放大器23H的操作与图3所示的VCOMH运算放大器13H的操作类似。
当控制信号S3处于“L电平”时，反相器201H输出控制信号S3的反相版本(“H电平”)，由此开关晶体管Sa202H导通。此外，当控制信号S3处于“L电平”时，开关晶体管Sb202H截止。因此，调节晶体管T203H的栅极与接地节点相连，并且由此调节晶体管T203H的栅极和源极将处于相同的电势，从而没有电流流过调节晶体管T203H。
当控制信号S3处于“H电平”时，反相器201H输出控制信号S3的反相版本(“L电平”)，由此开关晶体管Sa202H截止。此外，当控制信号S3处于“H电平”时，开关晶体管Sb202H导通。因此，调节晶体管T203H的栅极与偏压提供节点NVa相连，从而电流从节点N13BH流向调节晶体管T203H。
因此，当控制信号S3处于“H电平”时，增加了从节点N13BH流向接地节点的电流。换句话说，增加了输出晶体管TB1-H的驱动功率，并且也增加了输出晶体管TB2-H的驱动功率。
VCOML运算放大器23L的操作
接着，将描述图8所示的VCOML运算放大器23L的操作。
当控制信号S4处于“L电平”，开关晶体管Sa202L导通。此外，当控制信号S4处于“L电平”时，反相器201L输出控制信号S4的反相版本(“H电平”)，由此开关晶体管Sb202L截止。因此，调节晶体管T203L的栅极与电源节点相连，并且由此调节晶体管T203L的栅极和源极将处于相同的电势，从而没有电流流过调节晶体管T203L。
当控制信号S4处于“H电平”时，开关晶体管Sa202L截止。此外，当控制信号S4处于“H电平”时，反相器201L输出控制信号S4的反相版本(“L电平”)，由此开关晶体管Sb202L导通。因此，调节晶体管T203L的栅极与偏压提供节点NVb相连，由此电流从调节晶体管T203L流向节点N13BL。
因此，当控制信号S4处于“H电平”时，增加了从电源节点流向节点N13BL的电流。换句话说，增加了输出晶体管TB1-L的驱动功率，并且也增加了输出晶体管TB2-L的驱动功率。
效果
如上所述，当从输出端15输出的驱动电压从一个切换到另一个时，增加了VCOMH运算放大器23H(或VCOML运算放大器23L)的驱动功率，由此能快速地充/放电面板负载C(LC)。因此，能够缩短上升时间tpH(或下降时间tpL)。
当输出端15处的电压V15(面板负载C(LC)的电势)稳定时，不增加驱动功率。由此，当输出端15(面板负载C(LC))不需要充/放电时，VCOMH运算放大器23H(或VCOML运算放大器23L)和输出端15之间没有过多的电流流过，从而能够减少功耗。
此外，通过增加输出晶体管TB2-H(或TB2-L)的驱动功率以及增加输出晶体管TB1-H(或TB1-L)的驱动功率，可以抑制振荡。
此外，通过根据调节晶体管T103H(T103L)设置调节晶体管T203H(T203L)(例如，将调节晶体管T103H(T103L)和调节晶体管T203H(T203L)之间的尺寸比(每个晶体管的W/L比的关系)设置成与输出晶体管TB1-H(TB1-L)和输出晶体管TB2-H(TB2-L)之间的尺寸比相同)，可以减少VCOMH差动放大器电路23H(VCOMH差动放大器电路23L)具有的偏移电压。
当在图7所示的VCOMH运算放大器23H中仅提供驱动功率调节部分200H而不提供驱动功率调节部分100H时，也能够获得类似于图3所示的VCOMH运算放大器13H的效果。此外，当在图8所示的VCOML运算放大器23L中仅提供驱动功率调节部分200L而不提供驱动功率调节部分100L时，也能够获得类似于图4所示的VCOML运算放大器13L的效果。
通过使用图9A所示的驱动功率调节部分200H-1或图9B所示的驱动功率调节部分200H-2，代替图7所示的驱动功率调节部分200H，能够获得类似效果。图9A所示的开关晶体管Sc202H连接在调节晶体管T203H和节点N13BH之间，并且在其栅极处接收控制信号S3。图9B所示的开关晶体管Sd202H连接在接地节点和调节晶体管T203H之间，并且在其栅极处接收控制信号S3。由此，只要当控制信号S3处于“H电平”时，电流在调节晶体管T203H和节点N13BH之间流动，就能获得本发明的有益效果。
类似地，通过使用图9C所示的驱动功率调节部分200L-1或图9D所示的驱动功率调节部分200L-2，代替图8所示的驱动功率调节部分200L，能够获得类似效果。图9C所示的开关晶体管Sc202L连接在调节晶体管T203L和节点N13BL之间，并且在其栅极处接收反相器201L的输出。图9D所示的开关晶体管Sd202L连接在电源节点和调节晶体管T203L之间，并且在其栅极处接收反相器201L的输出。由此，只要当控制信号S4处于“H电平”时，电流在调节晶体管T203L和节点N13BL之间流动，就能获得本发明的有益效果。
第三实施例
总体结构
根据本发明的第三实施例的驱动电压控制装置包括图10中所示的VCOMH运算放大器33H和图11中所示的VCOML运算放大器33L，代替了图1中所示的VCOMH运算放大器13H和VCOML运算放大器13L。除此之外，结构与图1所示的结构相似。
VCOMH运算放大器33H的内部结构
图10表示用在本实施例中的VCOMH运算放大器33H的内部结构。VCOMH运算放大器33H包括驱动功率调节部分300H，代替了图3所示的驱动功率调节部分100H。
驱动功率调节部分300H包括反相器301H、开关晶体管Sa302H和开关晶体管Sb302H以及调节晶体管T303H。
反相器301H反转来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S3。
开关晶体管Sa302H和开关晶体管Sb302H彼此串联连接在接地节点和偏压提供节点NVa之间。开关晶体管Sa302H连接在接地节点和开关晶体管Sb302H之间，并在其栅极处接收从反相器301H输出的信号。开关晶体管Sb302H连接在开关晶体管Sa302H和偏压提供节点NVa之间，并在其栅极处接收来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S3。
调节晶体管T303H连接在接地节点和的输入晶体管TA5-H的漏极之间，并且其栅极与节点N302H相连。节点N302H为开关晶体管Sa302H和开关晶体管Sb302H之间的互连节点。
VCOML运算放大器33L的内部结构
图11表示用于本实施例中的VCOML运算放大器33L的内部结构。VCOML运算放大器33L包括驱动功率调节部分300L，代替了图4所示的驱动功率调节部分100L。
驱动功率调节部分300L包括反相器301L、开关晶体管Sa302L和开关晶体管Sb302L以及调节晶体管T303L。
反相器301L反转来自外部部件(定时控制部分11)的控制信号S4。
开关晶体管Sa302L和开关晶体管Sb302L彼此串联连接在电源节点和偏压提供节点NVb之间。开关晶体管Sa302L连接在电源节点和开关晶体管Sb302L之间，并在其栅极处从外部部件(定时控制部分11)接收控制信号S4。开关晶体管Sb302L连接在开关晶体管Sa302L和偏压提供节点NVb之间，并且在其栅极处接收从反相器301L输出的信号。
调节晶体管T303L连接在电源节点和输入晶体管TA5-L的漏极之间，并且其栅极与节点N302L相连。节点N302L为开关晶体管Sa302L和开关晶体管Sb302L之间的互连节点。
VCOMH运算放大器33H的操作
接着，将描述图10所示的VCOMH运算放大器33H的操作。
当控制信号S3处于“L电平”时，反相器301H输出控制信号S3的反相版本(“H电平”)，由此开关晶体管Sa302H导通。此外，当控制信号S3处于“L电平”时，开关晶体管Sb302H截止。因此，调节晶体管T303H的栅极与接地节点相连，并且由此调节晶体管T303H的栅极和源极将处于相同的电势，从而没有漏电流流过调节晶体管T303H。
当控制信号S3处于“H电平”时，反相器301H输出控制信号S3的反相版本(“L电平”)，由此开关晶体管Sa302H截止。此外，当控制信号S3处于“H电平”时，开关晶体管Sb302H导通。因此，调节晶体管T303H的栅极与偏压提供节点NVa相连，从而增加了流过输入晶体管TA3-H和输入晶体管TA4-H的电流。由此，增加了从节点N13AH流向相位补偿电容器CB-H的电流。
因此，当控制信号S3处于“H电平”时，增加了从节点N13AH流向相位补偿电容器CB-H的电流，从而缩短了对相位补偿电容器CB-H进行充电所需的时间量。
VCOML运算放大器33L的操作
接着，将描述图11所示的VCOML运算放大器33L的操作。
当控制信号S4处于“L电平”时，开关晶体管Sa302L导通。此外，当控制信号S4处于“L电平”时，反相器301L输出控制信号S4的反相版本(“H电平”)，由此开关晶体管Sb302L截止。因此，调节晶体管T303L的栅极与电源节点相连，并且由此调节晶体管T303L的栅极和源极将处于相同的电势，从而没有电流流过调节晶体管T303L。
当控制信号S4处于“H电平”时，开关晶体管Sa302H截止。此外，当控制信号S4处于“H电平”时，反相器301L输出控制信号S4的反相版本(“L电平”)，由此开关晶体管Sb302L导通。因此，调节晶体管T303L的栅极与偏压提供节点NVb相连，由此增加了流过输入晶体管TA3-L和输入晶体管TA4-L的电流。因此，增加了从相位补偿电容器CB-L流向节点N13AL的电流。
因此，当控制信号S4处于“H电平”时，增加了从相位补偿电容器CB-L流向节点N13AL的电流，由此缩短了对相位补偿电容器CB-L进行放电所需的时间量。
效果
如上所述，当从输出端15输出的驱动电压从一个切换到另一个时，能够快速地充电相位补偿电容器CB-H(或能快速地放电相位补偿电容器CB-L)。因此，能够快速地增加节点N13BH处的电势(或能快速地减少节点N13BL处的电势)，从而能够快速地充/放电面板负载C(LC)。因此，能够缩短上升时间tpH(或下降时间tpL)。
当输出端15处的电压V15(面板负载C(LC)的电势)稳定时，不增加驱动功率。因此，当输出端15(面板负载C(LC))不需要充/放电时，VCOMH运算放大器33H(或VCOML运算放大器33L)和输出端15之间没有过多的电流流过，从而能够减少功耗。
对于图10所示的VCOMH运算放大器33H，可以进一步提供图3所示的驱动功率调节部分100H和图7所示的驱动功率调节部分200H。通过这种结构，甚至能够更快速地充/放电面板负载C(LC)。
对于图11所示的VCOML运算放大器33L，可以进一步提供图4所示的驱动功率调节部分100L和图8所示的驱动功率调节部分200L。
通过使用图12A所示的驱动功率调节部分300H-1或图12B所示的驱动功率调节部分300H-2，代替图10所示的驱动功率调节部分300H，能够获得类似效果。图12A所示的开关晶体管Sc302H连接在调节晶体管T303H和输入晶体管TA5-H的漏极(输入晶体管TA2-H和输入晶体管TA4-H之间的互连节点)之间，并且在其栅极处接收控制信号S3。图12B所示的开关晶体管Sd302H连接在接地节点和调节晶体管T303H之间，并且在其栅极处接收控制信号S3。由此，只要当控制信号S3处于“H电平”时，电流在调节晶体管T303H和输入晶体管TA2-H以及输入晶体管TA4-H之间流动，就能获得本发明的有益效果。
类似地，通过使用图12C所示的驱动功率调节部分300L-1或图12D所示的驱动功率调节部分300L-2，代替图11所示的驱动功率调节部分300L，能够获得类似效果。图12C所示的开关晶体管Sc302L连接在调节晶体管T303L和输入晶体管TA5-L的漏极(输入晶体管TA2-L和输入晶体管TA4-L之间的互连节点)之间，并且在其栅极处接收反相器301L的输出。图12D所示的开关晶体管Sd302L连接在电源节点和调节晶体管T303L之间，并且在其栅极处接收反相器301L的输出。由此，只要当控制信号S4处于“H电平”时，电流在调节晶体管T303L和输入晶体管TA2-L以及输入晶体管TA4-L之间流动，就能获得本发明的有益效果。
第四实施例
总体结构
图13表示根据本发明的第四实施例的驱动电压控制装置4的总体结构。装置4包括定时控制部分41以及定时生成部分42，代替了图1所示的定时控制部11。除此之外，结构与图1所示的结构相似。
与定时控制部分11一样，定时控制部分41根据来自外部部件的定时控制信号TIMING，将控制信号Sa和控制信号Sb输出到VCOM电压生成部分12，并输出控制信号S1和S2。
定时生成部分42根据控制信号S1的电压电平和输出端15处的电压V15的电压值，输出控制信号S3和控制信号S4。
定时生成部分42的内部结构
图14表示图13中所示的定时生成部分42的内部结构。
定时生成部分42包括输入节点N42H和输入节点N42L、梯状电阻器401、开关402、比较器403以及“与”电路404H和“与”电路404L。
输入节点N42H接收由VCOM电压生成部分12生成的驱动电压VCOMH。输入节点N42L接收由VCOM电压生成部分12生成的驱动电压VCOML。
梯状电阻器401连接在输入节点N42H和输入节点N42L之间，并且通过划分输入节点N42H和输入节点N42L之间的电压，生成多个划分电压。
开关402接收由梯状电阻器401生成的划分电压之一，作为H电平参考电压VrH，并且接收其电压值低于H电平参考电压VrH的划分电压中的另一个，作为L电平参考电压VrL，并且从外部部件(定时控制部分41)接收控制信号S1。当控制信号S1处于“H电平”时，开关402将H电平参考电压VrH从梯状电阻器401输出至比较器403，以及当控制信号S1处于“L电平”时，将L电平参考电压VrL从梯状电阻器401输出到比较器403。
比较器403在其非反相输入端接收从开关402输出的电压(H电平参考电压VrH或L电平参考电压VrL)，并且在其反相输入端接收来自外部部件(输出端15)的电压V15。此外，当来自外部部件(输出端15)的电压V15低于从开关402输出的电压时，比较器403输出表示“H电平”的确定信号S403，并且当来自外部部件(输出端15)的电压V15高于从开关402输出的电压时，比较器403输出表示“L电平”的确定信号S403。
“与”电路404H在其一个输入端接收来自外部部件(定时控制部分41)的控制信号S1，并且在其另一输入端接收从比较器403输出的确定信号S403。此外，当来自外部部件(定时控制部分41)的控制信号S1和从比较器403输出的确定信号S403均表示“H电平”时，“与”电路404H输出表示“H电平”的控制信号S3，否则输出表示“L电平”的控制信号S3。
“与”电路404L在其一个输入端处接收来自外部部件(定时控制部分41)的控制信号S1的反相版本，并且在其另一输入端接收从比较器403输出的确定信号S403的反相版本。此外，当来自外部部件(定时控制部分41)的控制信号S1和从比较器403输出的确定信号S403均表示“L电平”时，“与”电路404L输出表示“H电平”的控制信号S4，否则输出表示“L电平”的控制信号S4。
操作
接着，参考图15描述图14所示的定时生成部分42的操作。在所示例子中，H电平参考电压VrH的电压值为“+2.5V”，并且L电平参考电压VrL的电压值为“-2.5V”。
在时段t0-t1中，定时控制部分41使控制信号S1保持在“L电平”并且使控制信号S2保持在“H电平”。此外，在时段t0-t1中，输出端15处的电压V15为“-3V”。由于控制信号S1处于“L电平”，所以开关402将L电平参考电压VrL(-2.5V)输出到比较器403。此外，输出端15处的电压V15为“-3V”。因为输出端15处的电压V15的电压值(-3V)低于L电平参考电压VrL的电压值(-2.5V)，所以比较器403输出表示“H电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“L电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“H电平”，由此“与”电路404H输出表示“L电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“L电平”的控制信号S4。
在时刻t1，定时控制部分41使控制信号S1变为“H电平”，并且使控制信号S2变为“L电平”。由于控制信号S1表示“H电平”，所以开关402将H电平参考电压VrH(+2.5V)输出到比较器403。此外，输出端15处的电压V15为“-3V”。由于输出端15处的电压V15的电压值(-3V)低于H电平参考电压VrH的电压值(+2.5V)，所以比较器403输出表示“H电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“H电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“H电平”，由此“与”电路404H输出表示“H电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“L电平”的控制信号S4。
输出端15处的电压V15低于“+2.5V”，直到从时刻t1过去充电时间trH为止。因此，比较器403继续输出表示“H电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“H电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“H电平”，由此“与”电路404H输出表示“H电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“L电平”的控制信号S4。
当从时刻t1过去充电时间trH时，输出端15处的电压V15达到“+2.5V”。此后，当电压V15的电压值变得高于H电平参考电压VrH的电压值(+2.5V)时，比较器403输出表示“L电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“H电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“L电平”，由此“与”电路404H输出表示“L电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“L电平”的控制信号S4。
在时刻t3，定时控制部分41使控制信号S1变为“L电平”，并且使控制信号S2变为“H电平”。由于控制信号S1表示“L电平”，所以开关402将L电平参考电压VrL(-2.5V)输出到比较器403。此外，输出端15处的电压V15表示“+3V”的电压值。由于输出端15处的电压V15的电压值(+3V)高于L电平参考电压VrL的电压值(-2.5V)，所以比较器403输出表示“L电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“L电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“L电平”，由此“与”电路404H输出表示“L电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“H电平”的控制信号S4。
输出端15处的电压V15高于“-2.5V”，直到从时刻t3过去放电时间trL为止。因此，比较器403继续输出表示“L电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“L电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“L电平”，由此“与”电路404H输出表示“L电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“H电平”的控制信号S4。
当从时刻t3过去放电时间trL时，输出端15处的电压V15达到“-2.5V”。此后，当电压V15的电压值变得低于L电平参考电压VrL的电压值(-2.5V)时，比较器403输出表示“H电平”的确定信号S403。控制信号S1表示“L电平”，而来自比较器403的确定信号S403表示“H电平”，由此“与”电路404H输出表示“L电平”的控制信号S3，并且“与”电路404L输出表示“L电平”的控制信号S4。
然后，在时段t4-t9中，执行类似于时段t0-t4中的操作。
效果
如上所述，当输出端15处的电势(面板负载C(LC)处的电势)达到预定参考值时，VCOMH运算放大器13H(或VCOML运算放大器13L)的驱动功率返回到正常功率。由此，可以进一步降低功耗。
可以使用图7所示的VCOMH运算放大器23H和图8所示的VCOML运算放大器23L代替图13所示的VCOMH运算放大器13H和VCOML运算放大器13L。此外，可以使用图10所示的VCOMH运算放大器33H和图11所示的VCOML运算放大器33L代替图13所示的VCOMH运算放大器13H和VCOML运算放大器13L。
借助于图2所示的梯状电阻器111H和梯状电阻器111L，可以实现梯状电阻器401。
尽管在本实施例中，由梯状电阻器401生成H电平参考电压VrH和L电平参考电压VrL，它们也可以由任何其他适当的方法生成。此外，可以任意地确定H电平参考电压VrH和L电平参考电压VrL的电压值。
在上述任一实施例中，VCOMH和VCOML运算放大器可以是A类或AB类运算放大器等。利用任何运算放大器，只要通过控制信号最优化差动级或输出级的驱动功率，就能获得本发明的有益效果。
尽管为了简化起见，时段T1至T9在各种波形图中示为长度相等，但是本发明不局限于此。
在诸如用于控制通过交流驱动方法驱动诸如液晶显示面板的负载的驱动电压的驱动电压控制装置的应用中，本发明的驱动电压控制装置是有用的。

Claims (19)

1.一种驱动电压控制装置，包括：
第一差动放大器电路，用于接收第一输入电压并输出第一输出电压；
第二差动放大器电路，用于接收第二输入电压并输出第二输出电压；
控制部分，用于选择第一模式和第二模式中的一种模式；以及
输出部分，用于当所述控制部分选择所述第一模式时，将从所述第一差动放大器电路输出的所述第一输出电压提供给输出节点，并且当所述控制部分选择所述第二模式时，将从所述第二差动放大器电路输出的所述第二输出电压提供给所述输出节点，
其中当选择所述第一模式时，所述控制部分增加所述第一差动放大器电路的驱动功率。
2.如权利要求1所述的驱动电压控制装置，其中增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率的时段短于所述控制部分连续地选择所述第一模式的时段。
3.如权利要求1所述的驱动电压控制装置，其中当选择所述第一模式时，所述控制部分根据所述输出节点处的电压的电压值，增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率。
4.如权利要求3所述的驱动电压控制装置，其中当选择所述第一模式时，所述控制部分增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率，直到所述输出节点处的所述电压达到第一电压值为止。
5.如权利要求4所述的驱动电压控制装置，其中所述控制部分包括：
模式选择器部分，用于选择所述第一以及第二模式中的一种模式；
比较器部分，用于将所述输出节点处的所述电压与具有所述第一电压值的第一比较电压进行比较；以及
驱动功率调节部分，用于根据由所述模式选择器部分选择的所述模式和来自所述比较器部分的比较结果，增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率。
6.如权利要求5所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一输出电压的电压值高于所述第二输出电压的电压值；以及
如果所述模式选择器部分选择所述第一模式，并且如果所述比较器部分确定所述输出节点处的所述电压低于所述第一比较电压，则所述驱动功率调节部分增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率。
7.如权利要求5所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一输出电压的电压值低于所述第二输出电压的电压值；以及
如果所述模式选择器部分选择所述第一模式，并且如果所述比较器部分确定所述输出节点处的所述电压高于所述第一比较电压，则所述驱动功率调节部分增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率。
8.如权利要求1所述的驱动电压控制装置，其中当选择所述第一模式时，所述控制部分增加所述第一差动放大器电路的驱动功率，并且当选择所述第二模式时，增加所述第二差动放大器电路的驱动功率。
9.如权利要求8所述的驱动电压控制装置，其中
增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率的时段短于所述控制部分连续地选择所述第一模式的时段；以及
增加所述第二差动放大器电路的所述驱动功率的时段短于所述控制部分连续地选择所述第二模式的时段。
10.如权利要求8所述的驱动电压控制装置，其中当选择所述第一模式时，所述控制部分增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率，直到所述输出节点处的电压的电压值达到第一电压值为止，以及当选择所述第二模式时，所述控制部分增加所述第二差动放大器电路的所述驱动功率，直到所述输出节点处的所述电压的所述电压值达到第二电压值为止。
11.如权利要求10所述的驱动电压控制装置，其中所述控制部分包括：
模式选择器部分，用于选择所述第一以及第二模式中的一个；
电压选择器部分，用于根据所述模式选择器部分选择的所述模式，选择具有所述第一电压值的第一比较电压和具有所述第二电压值的第二比较电压中的一个；
比较器部分，用于将所述输出节点处的所述电压与由所述电压选择器部分选择的所述电压进行比较；以及
驱动功率调节部分，用于根据由所述模式选择器部分选择的所述模式和来自所述比较器部分的比较结果，增加所述第一或第二差动放大器电路的所述驱动功率。
12.如权利要求11所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一输出电压的电压值高于所述第二输出电压的电压值；
当所述模式选择器部分选择所述第一模式时，所述电压选择器部分选择所述第一比较电压，并且当所述模式选择器部分选择所述第二模式时，选择所述第二比较电压；以及
如果所述模式选择器部分选择所述第一模式并且如果所述比较器部分确定所述输出节点处的所述电压低于所述电压选择器部分选择的所述电压，所述驱动功率调节部分增加所述第一差动放大器电路的所述驱动功率，以及如果所述模式选择器部分选择所述第二模式并且如果所述比较器部分确定所述输出节点处的所述电压高于所述电压选择器部分选择的所述电压，所述驱动功率调节部分增加所述第二差动放大器电路的所述驱动功率。
13.如权利要求1所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一差动放大器电路包括：
第一差动级；
彼此串联连接在接收第一参考电压的第一参考节点和接收第二参考电压的第二参考节点之间的第一输出晶体管和第二输出晶体管；以及
第一调节晶体管；
所述第一输出晶体管连接在所述第一参考节点和所述第二输出晶体管之间，并且在其栅极处接收所述第一差动级的输出；
所述第二输出晶体管连接在所述第一输出晶体管和所述第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压；
所述第一差动级输出具有根据第一互连节点处的电压和所述第一输入电压之间的差值的电压值的电压，所述第一互连节点存在于所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态；以及
在所述第一连接状态中，所述第一调节晶体管连接在所述第一参考节点和所述第一互连节点之间，并且在其栅极处接收所述第一差动级的所述输出。
14.如权利要求1所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一差动放大器电路包括：
第一差动级；
彼此串联连接在接收第一参考电压的第一参考节点和接收第二参考电压的第二参考节点之间的第一输出晶体管和第二输出晶体管；以及
第一调节晶体管；
所述第一输出晶体管连接在所述第一参考节点和所述第二输出晶体管之间，并且在其栅极处接收所述第一差动级的输出；
所述第二输出晶体管连接在所述第一输出晶体管和所述第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压；
所述第一差动级输出具有根据第一互连节点处的电压和所述第一输入电压之间的差值的电压值的电压，所述第一互连节点存在于所述第一输出晶体管和所述第二输出晶体管之间；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态；以及
在所述第一连接状态中，所述第一调节晶体管连接在所述第一互连节点和所述第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到所述第一电压提供节点的所述电压。
15.如权利要求1所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一差动放大器电路包括：
彼此串联连接在接收第一参考电压的第一参考节点和接收第二参考电压的第二参考节点之间的第一输入晶体管和第二输入晶体管；
彼此串联连接在所述第一参考节点和所述第二参考节点之间的第三输入晶体管和第四输入晶体管；
第五输入晶体管，连接在第一互连节点和所述第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第一电压提供节点的电压，所述第一互连节点存在于所述第二输入晶体管和所述第四输入晶体管之间；
第一调节晶体管；以及
第一输出级；
所述第一输入晶体管连接在所述第一参考节点和所述第二输入晶体管之间，并且所述第一输入晶体管的栅极与所述第一输入晶体管的漏极相连；
所述第二输入晶体管连接在所述第一输入晶体管和所述第一互连节点之间，并且在其栅极处接收所述第一输出级的输出；
所述第三输入晶体管连接在所述第一参考节点和所述第四输入晶体管之间，并且所述第三输入晶体管的栅极与所述第一输入晶体管的所述栅极相连；
所述第四输入晶体管连接在所述第三输入晶体管和所述第一互连节点之间，并且在其栅极处接收所述第一输入电压；
所述第一输出级输出具有根据所述第三输入晶体管和所述第四输入晶体管之间的第二互连节点处电压的电压值的所述第一输出电压；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的连接状态设置成第一连接状态；以及
在所述第一连接状态中，所述第一调节晶体管连接在所述第一互连节点和所述第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到所述第一电压提供节点的所述电压。
16.如权利要求13所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一差动放大器电路进一步包括第二调节晶体管；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的所述连接状态设置成所述第一连接状态，并且将所述第二调节晶体管的连接状态设置成第二连接状态；以及
在所述第二连接状态中，所述第二调节晶体管连接在所述第一互连节点和所述第二参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到所述第一电压提供节点的电压。
17.如权利要求13所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一参考电压的电压值高于所述第二参考电压的电压值；
所述第二差动放大器电路包括：
第二差动级；
彼此串联连接在接收第三参考电压的第三参考节点和接收第四参考电压的第四参考节点之间的第三输出晶体管和第四输出晶体管；以及
第二调节晶体管；
所述第三参考电压的电压值低于所述第四参考电压的电压值；
所述第三输出晶体管连接在所述第三参考节点和所述第四输出晶体管之间，并且在其栅极处接收所述第二差动级的输出；
所述第四输出晶体管连接在所述第三输出晶体管和所述第四参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第二电压提供节点的电压；
所述第二差动级输出具有根据第二互连节点处的电压和所述第二输入电压之间的差值的电压值的电压，所述第二互连节点存在于所述第三输出晶体管和所述第四输出晶体管之间；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的所述连接状态设置为所述第一连接状态，并且当选择所述第二模式时，所述控制部分将所述第二调节晶体管的连接状态设置为第二连接状态；以及
在所述第二连接状态中，所述第二调节晶体管连接在所述第三参考节点和所述第二互连节点之间，并且在其栅极处接收所述第二差动级的所述输出。
18.如权利要求14所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一参考电压的电压值高于所述第二参考电压的电压值；
所述第二差动放大器电路包括：
第二差动级；
彼此串联连接在接收第三参考电压的第三参考节点和接收第四参考电压的第四参考节点之间的第三输出晶体管和第四输出晶体管；以及
第二调节晶体管；
所述第三参考电压的电压值低于所述第四参考电压的电压值；
所述第三输出晶体管连接在所述第三参考节点和所述第四输出晶体管之间，以及在其栅极处接收所述第二差动级的输出；
所述第四输出晶体管连接在所述第三输出晶体管和所述第四参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第二电压提供节点的电压；
所述第二差动级输出具有根据第二互连节点处的电压和所述第二输入电压之间的差值的电压值的电压，所述第二互连节点存在于所述第三输出晶体管和所述第四输出晶体管之间；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的所述连接状态设置为所述第一连接状态，并且当选择所述第二模式时，所述控制部分将所述第二调节晶体管的连接状态设置为第二连接状态；以及
在所述第二连接状态中，所述第二调节晶体管连接在所述第二互连节点和所述第四参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到所述第二电压提供节点的电压。
19.如权利要求15所述的驱动电压控制装置，其中
所述第一参考电压的电压值高于所述第二参考电压的电压值；
所述第二差动放大器电路包括：
彼此串联连接在接收第三参考电压的第三参考节点和接收第四参考电压的第四参考节点之间的第六输入晶体管和第七输入晶体管；
彼此串联连接在所述第三参考节点和所述第四参考节点之间的第八输入晶体管和第九输入晶体管；
第十输入晶体管，连接在第三互连节点和所述第四参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到第二电压提供节点的电压，所述第三互连节点存在于所述第七输入晶体管和所述第九输入晶体管之间；
第二调节晶体管；以及
第二输出级；
所述第三参考电压的电压值低于所述第四参考电压的电压值；
所述第六输入晶体管连接在所述第三参考节点和所述第七输入晶体管之间，并且所述第六输入晶体管的栅极与所述第六输入晶体管的漏极相连；
所述第七输入晶体管连接在所述第六输入晶体管和所述第三互连节点之间，并且在其栅极处接收所述第二输出级的输出；
所述第八输入晶体管连接在所述第三参考节点和所述第九输入晶体管之间，并且所述第八输入晶体管的栅极与所述第六输入晶体管的所述栅极相连；
所述第九输入晶体管连接在所述第八输入晶体管和所述第三互连节点之间，并且在其栅极处接收所述第二输入电压；
所述第二输出级输出具有根据所述第八输入晶体管和所述第九输入晶体管之间的第四互连节点处电压的电压值的电压；
当选择所述第一模式时，所述控制部分将所述第一调节晶体管的所述连接状态设置为所述第一连接状态，并且当选择所述第二模式时，所述控制部分将所述第二调节晶体管的连接状态设置为第二连接状态；以及
在所述第二连接状态中，所述第二调节晶体管连接在所述第三互连节点和所述第四参考节点之间，并且在其栅极处接收施加到所述第二电压提供节点的电压。
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