CN1664739A - 公共电压生成电路、电源电路、显示驱动器和公共电压生成方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了能够以低功耗生成公共电压的公共电压生成电路、电源电路、显示驱动器和公共电压生成方法。该公共电压生成电路包括：第一运算放大器OP1，其输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压VCOMW；第二运算放大器OP2，其输出以第一电源电压为基准的、公共电压的高电位侧电压VCOMH；以及低电位侧电压生成电路，其通过电荷泵的工作供给以高电位侧电压VCOMH为基准的、仅相当于振幅电压VCOMW的、低电位的公共电压的低电位侧电压VCOML。公共电压生成电路将高电位侧电压VCOMH或低电位侧电压VCOML施加在公共电极上，该公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置。

Description

公共电压生成电路、电源电路、显示驱动器和 公共电压生成方法
技术领域
本发明涉及公共电压生成电路、电源电路、显示驱动器及公共电压生成方法。
背景技术
一直以来，作为应用在电子设备上的液晶面板(光电装置)，大家熟知的有简单矩阵型的液晶面板、和使用了薄膜晶体管(ThinFilm Transistor：以下简称TFT)等的转换元件的有源矩阵方式的液晶面板。
简单矩阵方式的液晶面板与有源矩阵方式的相比容易实现低功耗，但相反也存在难以实现多色化和动画显示的问题。另一方面，有源矩阵方式适合多色化和动画显示，但存在难以实现低功耗的问题。
近年来，在手机等的便携式电子设备中，为了能够提供高画质的图像，对多色化和动画显示的要求越来越高。因此，有源矩阵方式的液晶面板逐渐代替了以前一直使用的简单矩阵方式的液晶面板。
而且，在应用于便携式电子设备上的有源矩阵方式的液晶面板中，从要求液晶的交流驱动和电源的低压化的角度考虑，例如在每个扫描期间，使封入在像素电极和与该像素电极对置的公共电极(共同电极、对置电极)之间的液晶元件的外加电压反转。
专利文献1：特开2002-366114号公报
在生成这种施加在公共电极上的公共电压时，可以考虑利用运算放大器分别产生公共电压的高电位侧电压和低电位侧电压。不过，为了保证运算放大器的输出振幅，必须以所谓的两电源的方法向这些运算放大器供给电源电压。因此，由于运算放大器的电源电压变大，使功耗增大，从而更难以实现低功耗化。
发明内容
鉴于上述技术问题，本发明的目的在于提供以低功耗的形式生成公共电压的公共电压生成电路、电源电路、显示驱动器和公共电压生成方法。
为了解决上述技术问题，本发明涉及一种公共电压生成电路，用于生成施加在公共电极上的公共电压，所述公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置，所述公共电压生成电路的特征在于包括：第一运算放大器，输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压；第二运算放大器，输出以所述第一电源电压为基准的、所述公共电压的高电位侧电压；以及低电位侧电压生成电路，通过电荷泵的工作生成以所述高电位侧电压为基准的、相当于所述振幅电压的、低电位的所述公共电压的低电位侧电压，并供给到在其一端上供给第一电压的后备电容器的另一端上，其中，将所述高电位侧电压或所述低电位侧电压提供给所述公共电极。
本发明还涉及一种公共电压生成电路，用于生成施加在公共电极上的公共电压，所述公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置，所述公共电压生成电路的特征在于包括：第一运算放大器，输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压；第二运算放大器，输出以所述第一电源电压为基准的、所述公共电压的高电位侧电压；以及低电位侧电压生成电路，通过向快速电容器的一端供给所述高电位侧电压的电荷泵的工作生成以所述高电位侧电压为基准的、相当于所述振幅电压的、低电位的所述公共电压的低电位侧电压，所述快速电容器积蓄与所述第一电源电压和所述振幅电压之间的电压差对应的电荷，其中，将所述高电位侧电压或低电位侧电压提供给所述公共电极。
根据本发明，因为通过电荷泵的工作生成公共电压的低电位侧电压，所以能够减少运算放大器的数量。而且，与由运算放大器输出低电位侧电压的结构相比，能够将构成公共电压生成电路的运算放大器的电源电压的幅度变小。而且，通过减少运算放大器的耗电路径，并且将运算放大器的电源电压的幅度变小，从而与由运算放大器输出低电位侧电压的结构相比，能够大幅度地降低功耗。
在本发明所涉及的公共电压生成电路中，所述低电位侧电压生成电路包括：串联连接的第一和第二转换元件，以及串联连接的第三和第四转换元件，在所述第一转换元件的一端上供给所述振幅电压，在所述第二转换元件的一端上供给所述高电位侧电压，在所述第三转换元件的一端上供给所述第一电源电压，在所述后备电容器的一端上供给所述第一电源电压，在第一期间中，所述第一转换元件导通、所述第二转换元件截止，并在所述快速电容器的一端上供给所述振幅电压，与此同时，所述第三转换元件导通，所述第四转换元件截止，在接着第一期间的第二期间中，所述第一转换元件截止、所述第二转换元件导通，并在所述快速电容器的一端上供给所述高电位侧电压，与此同时，所述第三转换元件截止、所述第四转换元件导通，并在所述后备电容器的另一端上供给所述快速电容器的另一端的电压。
根据本发明，以设有第一～第四转换元件的简单结构，就能减少运算放大器的耗电线路，并且使运算放大器的电源电压的幅度变小，从而大幅度降低公共电压生成电路的功耗。
在本发明涉及的公共电压生成电路中，所述第一和第二转换元件是MOS晶体管，构成所述第一和第二转换元件的MOS晶体管的栅极电压的振幅可以比所述振幅电压和所述高电位侧电压之间的电压差大，所述第三和第四转换元件是MOS晶体管，构成所述第三和第四转换元件的MOS晶体管的栅极电压的振幅可以比所述第一电源电压和所述低电位侧电压之间的电压差大。
此外，在涉及本发明的公共电压生成电路中，构成所述第一～第四转换元件的MOS晶体管的栅极电压的振幅可以与施加在所述扫描线上的扫描电压的振幅相同。
根据本发明，因为能降低公共电压生成电路的第一～第四转换元件导通状态下的阻抗，所以能够抑制基于电荷泵工作导致的损失，提高升压效率，与此同时实现上述的低功耗。
此外，在涉及本发明的公共电压生成电路中，所述第二运算放大器是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由n沟道型驱动晶体管驱动其输出，所述振幅电压与所述高电位侧电压相比可以是高电位。
此外，在涉及本发明的公共电压生成电路中，所述第二运算放大器包括第二差动部和第二驱动部，通过电压跟随器形式连接而形成，所述第二驱动部包括：电流发生器，其一端与第二电源电压端连接，另一端与所述第二运算放大器的输出端连接；以及n沟道型驱动晶体管，其一端与所述第一电源电压端连接，另一端与所述第二运算放大器的输出端连接。
根据本发明，因为第二运算放大器可以在不降低其输出电位的程度下供给电流，所以能够减小流经第二运算放大器的电流发生器的电流值，进一步实现低功耗。
此外，在涉及本发明的公共电压生成电路中，所述第一运算放大器是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由p沟道型驱动晶体管驱动其输出。
在涉及本发明的公共电压生成电路中，所述第一运算放大器包括第一差动部和第一驱动部，通过电压跟随器形式连接而形成，所述第一驱动部包括：p沟道型驱动晶体管，其一端与第二电源电压端连接，另一端与所述第一运算放大器的输出端连接；以及电流发生器，其一端与所述第一电源电压端连接，另一端与所述第一运算放大器的输出端连接。
根据本发明，因为第一运算放大器不需要将其输出电位降至低电位侧，所以能够减小流经第一运算放大器的电流发生器的电流，从而进一步实现低功耗。
此外，在涉及本发明的公共电压生成电路中，包括在其一端上供给所述高电位侧电压的第一输出晶体管，以及在其一端上供给所述低电位侧电压的第二输出晶体管，其中，所述第一输出晶体管的另一端与所述第二输出晶体管的另一端连接，所述第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅分别比所述高电位侧电压和所述低电位侧电压之间的电压差大。
此外，在涉及本发明的公共电压生成电路中，所述第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅与施加在所述扫描线上的扫描电压的振幅相同。
根据本发明，因为能够降低公共电压生成电路的输出阻抗，所以能够向公共电极供给所希望的高电位侧电压或低电位侧电压。从而，即使是与运算放大器相比较而言驱动能力弱的电荷泵的输出，也能够防止画质变劣，实现低功耗。
此外，本发明还涉及一种包括上述描述的任一公共电压生成电路的电源电路。
本发明涉及用于对包括多条扫描线和多条数据线的光电装置进行电源供给的电源电路，其特征在于包括：上述任一所述的公共电压生成电路，以及扫描电压生成电路，其在生成所述扫描线的扫描电压的同时，将所述扫描电压的高电位侧电压和低电位侧电压提供给所述公共电压生成电路。
根据本发明，能够提供一种可实现大幅度降低功耗的电源电路。
本发明涉及一种用于对包括多条扫描线和多条数据线的光电装置进行驱动的显示驱动器，其包括：上面描述的电源电路，以及利用所述扫描电压驱动所述扫描线的扫描线驱动电路。
在本发明所涉及的显示驱动器中还可以包括根据显示数据驱动所述数据线的数据线驱动电路。
此外，本发明所涉及的显示驱动器是一种用于对包括多条扫描线和多条数据线的光电装置进行驱动的显示驱动器，其包括：上面描述的电源电路，以及根据显示数据驱动所述数据线的数据线驱动电路。
根据本发明，能够提供一种可实现大幅度降低功耗的显示驱动器。
此外，本发明涉及一种显示装置，包括上面描述的任一公共电压生成电路，用所述公共电压生成电路生成的公共电压进行液晶显示。
根据本发明，可以提供一种可实现大幅度降低功耗的显示装置。
此外，本发明涉及一种公共电压生成方法，用于生成施加在公共电极上的公共电压，所述公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置，所述公共电压生成方法的特征在于包括：通过以电压跟随器形式连接的第一运算放大器的p沟道型驱动晶体管输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压，同时，通过以电压跟随器形式连接的第二运算放大器的n沟道型驱动晶体管生成以所述第一电源电压为基准的、所述公共电压的高电位侧电压，通过使用了快速电容器的电荷泵的工作，生成以所述高电位侧电压为基准的、相当于所述振幅电压的、低电位的所述公共电压的低电位侧电压，所述快速电容器连接在所述第一运算放大器的输出与所述第一电源电压之间，并将所述高电位侧电压或低电位侧电压提供给所述公共电极。
附图说明
图1是应用本实施例的公共电压生成电路的液晶装置的框图例。
图2是图1的数据线驱动电路的构成例的框图。
图3是图1的扫描线驱动电路的构成例的框图。
图4是图1的电源电路的构成例的框图。
图5是图4的扫描电压生成电路的构成例的框图。
图6是图1的显示面板的驱动波形的一个实例的示意图。
图7是公共电极的极性反转驱动的说明图。
图8是图4的公共电压生成电路的构成例的模式图。
图9是实施例中的公共电压生成电路的原理结构的一个例子。
图10是实施例的公共电压生成电路的原理结构的另一个例子。
图11是实施例中的公共电压生成电路的构成例的电路图。
图12是图11的公共电压生成电路的工作例的时序图。
图13(A)和图13(B)是低电位侧电压生成电路的各相位的等效电路图。
图14是采用p沟道型运算放大器的第一运算放大器的构成例的电路图。
图15是采用n沟道型运算放大器的第二运算放大器的构成例的电路图。
图16是实施例中的比较例的公共电压生成电路的构成例的电路图。
图17是采用第五运算放大器而形成的减法电路的构成例的示意图。
图18是采用第五运算放大器而形成的反转放大电路的构成例的示意图。
图19是采用第五运算放大器而形成的非反转放大电路的构成例的示意图。
图20是图16的比较例的公共电压生成电路的各种电源电压的一例模式图。
图21是TFT的寄生电容的说明图。
图22是图11的实施例的公共电压生成电路的各种电源电压的一例模式图。
图23(A)是实施例中的公共电压生成电路的功耗的说明图。
图23(B)是比较例中的公共电压生成电路的功耗的说明图。
图24是图4所示的电源电路的电位关系的说明图。
图25是构成第一和第二输出转换元件的MOS晶体管的栅极电压的一例示意图。
图26是构成第一～第四转换元件的MOS晶体管的栅极电压的一例示意图。
具体实施方式
以下对照附图，对本发明的实施方式进行详细说明。以下描述的实施方式并没有对权利要求中记载的本发明的保护范围做不适当地限定。而且，以下所描述的所有构成并不都是本发明所必需的构成要件。
1.液晶装置
图1示出了采用本实施例的公共电压生成电路的液晶装置的框图例。
该液晶装置10(广义上是指显示装置)包括：显示面板12(狭义上是指LCD：(Liquid Crystal Display)面板)，数据线驱动电路20(狭义上是指源极驱动器)，扫描线驱动电路30(狭义上是指栅极驱动器)、控制器40和电源电路50。此外，液晶装置10不需要包含所有这些电路模块，也可以省略其中的部分电路模块。
这里，显示面板(广义上是指光电装置)12包括：多条扫描线(狭义上是指栅极线)，多条数据线(狭义上是指源极线)，以及由扫描线和数据线指定的像素电极。这种情况下，薄膜晶体管TFT(Thin Film Transistor：广义上是指转换元件)与数据线连接，像素电极与该TFT连接，从而构成有源矩阵型的液晶装置。
更具体地说，显示面板12在有源矩阵衬底(诸如玻璃衬底)上形成。在该有源矩阵衬底上，设置有沿图1中Y方向排列的、并且分别向X方向延伸的多条扫描线G1～GM(M是大于或等于2的自然数)，以及沿X方向排列的、并且分别向Y方向延伸的多条数据线S1～SN(N是大于或等于2的自然数)。在与扫描线GK(1≤K≤M，K是自然数)和数据线SL(1≤L≤N，L是自然数)的交叉点的对应位置上设置薄膜晶体管TFTKL(广义上是转换元件)。
TFTKL的栅极与扫描线GK连接，TFTKL的源极与数据线SL连接。TFTKL的漏极与像素电极PEKL连接。在该像素电极PEKL和公共电极CE(共同电极、对置电极)之间形成液晶电容CLKL(液晶元件)和辅助电容CSKL，该公共电极CE隔着液晶(广义上是指光电材料)与该像素电极PEKL相对。而且，显示面板12通过在用于形成TFTKL和像素电极PEKL等的有源矩阵衬底和用于形成公共电极CE的对置衬底之间封入液晶而形成，根据像素电极PEKL和公共电极CE之间的外加电压，可以改变像素的透射率。
此外，提供给公共电极CE的公共电压VCOM的电压电平(高电位侧电压、低电位侧电压)由包含在电源电路50中的公共电压生成电路生成。而且，并不是在对置衬底上形成整体的公共电极，而是可以形成与各扫描线对应的带状形式的公共电极。
数据线驱动电路20根据显示数据驱动显示面板12的数据线S1～SN。另一方面，扫描线驱动电路30扫描(依次驱动)显示面板12的扫描线G1～GM。
控制器40按照没有图示的中央处理器(Central Processing Unit：CPU)等主机设定的内容，控制数据线驱动电路20、扫描线驱动电路30和电源电路50。更具体地说，控制器40向数据线驱动电路20和扫描线驱动电路30提供诸如操作模式的设置内容和在内部生成的垂直同步信号和/或水平同步信号，而且，控制器40通过对电源电路50进行控制来对施加在公共电极CE上的公共电压VCOM的电压电平的极性反转计时进行控制。
电源电路50根据外部提供的基准电压，生成驱动显示面板12所需的各种电压电平(灰度电压)和应用于公共电极CE上的公共电压VCOM的电压电平。
这种结构的液晶装置10在控制器40的控制下，根据从外部供给的显示数据，协调数据线驱动电路20、扫描线驱动电路30和电源电路50，驱动显示面板12。
另外，在图1中，虽然液晶装置10包括控制器40，但控制器40也可以设置在液晶装置10的外部。或者，控制器40也可以和主机一起包含在液晶装置10内。另外，也可以在显示面板12上形成数据线驱动电路20、扫描线驱动电路30、控制器40和电源电路50的一部分或者全部。
此外，在图1中，可以集成数据线驱动电路20、扫描线驱动电路30和电源电路50，作为半导体装置(集成电路、IC)，构成显示驱动器60。而且，显示驱动器60可以内置控制器40。或者在图1中，显示驱动器60可以是将数据线驱动电路20和扫描线驱动电路30中的任一个与电源电路50集成的半导体装置。
1.1数据线驱动电路
图2示出了图1的数据线驱动电路20的构成例。
数据线驱动电路20包括：移位寄存器22、线锁存器24和26、DAC 28(Digital-to-Analog Converter)(广义上是指数据电压生成电路)、及输出缓冲器29。
移位寄存器22对应各数据线设置，包含依次连接的多个触发器。该移位寄存器22在与时钟信号CLK同步保持允许输入输出信号EIO时，依次与下一个时钟信号CLK同步向邻接的触发器移位该允许输入输出信号EIO。
向线锁存器24输入来自控制器40的诸如以18位(6位(灰度数据)×3(RGB各色))为一单位的显示数据(DIO)。线锁存器24与在移位寄存器22的各触发器中依次被移位的允许输入输出信号EIO同步，锁存该显示数据(DIO)。
线锁存器26与由控制器40供给的水平同步信号Lp同步，并锁存由线锁存器24锁存的一水平扫描单位的显示数据。
DAC 28生成应该供给到各数据线的模拟数据电压。更具体地说，DAC 28根据来自线锁存器26的数字的显示数据，选择来自图1的电源电路50的灰度电压中的一个，输出与数字的显示数据对应的模拟的数据电压。
输出缓冲器29缓冲来自DAC 28的数据电压，并输出到数据线，进而驱动数据线。更具体地说，输出缓冲器29包括按照各数据线设置的、以电压跟随器形式连接的运算放大电路OPC，这些运算放大电路OPC将来自DAC 28的数据电压进行阻抗转换，并输出到各数据线。
此外，在图2中，数据线驱动电路20采用将数字的显示数据进行数字·模拟转换，通过输出缓冲器29输出到数据线的结构，当然也能够采用采样·保持模拟的视频信号，并通过输出缓冲器29输出到数据线的结构。
1.2扫描线驱动电路
图3示出了图1的扫描线驱动电路30的构成例。
扫描线驱动电路30包括移位寄存器32、电平位移器34和输出缓冲器36。
移位寄存器32对应各扫描线设置，包括依次连接的多个触发器。该移位寄存器32在与时钟信号CLK同步时在触发器内保持允许输入输出信号EIO时，依次与时钟信号CLK同步，向邻接的触发器移位该允许输入输出信号EIO。这里输入的允许输入输出信号EIO是由控制器40供给的垂直同步信号。
电平位移器34将来自移位寄存器32的电压电平移位成满足显示面板12中的液晶元件和TFT的晶体管能力的电压电平。因为作为该电压电平需要例如20V～50V的高电压电平，所以需要采用与其他的逻辑电路部分不同的高耐压工艺。
输出缓冲器36缓冲被电平位移器34移位的扫描电压，并输出到扫描线，进而驱动扫描线。
1.3电源电路
图4示出了图1的电源电路50的构成例。
电源电路50包括：正方向两倍升压电路52、扫描电压生成电路54和公共电压生成电路56。在该电源电路50中，提供有系统接地电源电压VSS(第一电源电压)和系统电源电压VDD。
在正方向两倍升压电路52上提供系统接地电源电压VSS和系统电源电压VDD。而且，正方向两倍升压电路52生成以系统接地电源电压VSS为基准的、将系统电源电压VDD向正方向升压两倍的电源电压VOUT(第二电源电压)。也就是说，正方向两倍升压电路52将系统接地电源电压VSS和系统电源电压VDD之间的电压差升压两倍。这种正方向两倍升压电路52可以由公知的电荷泵电路构成。电源电压VOUT被提供给数据线驱动电路20、扫描电压生成电路54和公共电压生成电路56。此外，优选以下方式，即正方向两倍升压电路52在以大于等于两倍的升压倍率升压后，通过调整器调整电压电平，并输出将系统电源电压VDD向正方向升压两倍的电源电压VOUT。
在扫描电压生成电路54上提供系统接地电源电压VSS和电源电压VOUT。而且，扫描电压生成电路54生成扫描电压。扫描电压是施加在被扫描线驱动电路30驱动的扫描线上的电压。该扫描电压的高电位侧电压是VDDHG，低电位侧电压是VEE。在本实施例中，扫描电压的高电位侧电压VDDHG、低电位侧电压VEE也被供给到公共电压生成电路56上。
公共电压生成电路56生成公共电压VCOM。公共电压生成电路56根据极性反转信号POL将高电位侧电压VCOMH或低电位侧电压VCOML中的一个电压作为公共电压VCOM输出。极性反转信号POL与极性反转计时对应，由控制器40生成。
图5示出了图4的扫描电压生成电路54的构成例。
扫描电压生成电路54包括正方向三倍升压电路58和负方向两倍升压电路59。
正方向三倍升压电路58生成以系统接地电源电压VSS为基准的、将电源电压VOUT向正方向升压三倍的扫描电压的高电位侧电压VDDHG。也就是说，正方向三倍升压电路58将系统接地电源电压VSS和电源电压VOUT之间的电压差升压三倍。这种正方向三倍升压电路58可以由公知的电荷泵电路构成。
负方向两倍升压电路59生成以系统接地电源电压VSS为基准的、将电源电压VOUT向负方向升压两倍的扫描电压的低电位侧电压VEE。也就是说，负方向两倍升压电路59将系统接地电源电压VSS和电源电压VOUT之间的电压差升压(-2)倍。这种负方向两倍升压电路59可以由公知的电荷泵电路构成。
此外，正方向三倍升压电路58、负方向两倍升压电路59也可以分别以大于等于预定的升压倍率升压后，再通过调整器调整，并输出调整后的电压。
图4中的公共电压生成电路56象扫描电压生成电路54一样使用高耐压工艺形成时，构成公共电压生成电路56的金属氧化膜半导体(Metal Oxide Semiconductor：MOS)晶体管的栅极电压的振幅优选是由扫描电压生成电路54生成的高电位侧电压VDDHG和低电位侧电压VEE间的振幅。这种情况下，当各MOS晶体管处于导通状态时，能够充分地降低阻抗。
图6示出了图1的显示面板12的驱动波形图的一例。
向数据线施加对应显示数据灰度值的灰度电压DLV。在图6中，施加以系统接地电源电压VSS(＝0V)为基准的、5V振幅的灰度电压DLV。
在非选择状态时，向扫描线施加低电位侧电压VEE(＝-10V)，在选择状态时，施加高电位侧电压VDDHG(＝15V)的扫描电压GLV。
向公共电极CE施加高电位侧电压为VCOMH(＝3V)、低电位侧电压为VCOML(＝-2V)的公共电压VCOM。而且，以预设电压为基准的公共电压VCOM的电压电平的极性，与极性反转计时相对应地反转。在图6中，示出了所说的扫描线反转驱动时的公共电压VCOM的波形。与该极性反转计时相对应，数据线的灰度电压DLV也以预设的电压为基准反转其极性。
1.4极性反转驱动
液晶元件具有长时间施加直流电压就会变劣的性质。因此，需要以特定时间为单位、反转施加在液晶元件上的电压的极性的驱动方式。作为这种驱动方式，包括帧反转驱动、扫描(栅极)线反转驱动、数据(源极)反转驱动、点反转驱动等。
其中，帧反转驱动功耗低，但存在画质不怎么好的缺点。此外，数据线驱动和点反转驱动画质好，但存在显示面板的驱动需要高电压的缺点。
因此，在本实施例中，采用扫描线反转驱动。在该扫描线反转驱动中，施加在液晶元件上的电压以扫描期间为单位(以扫描线为单位)进行极性反转。例如，在第一扫描期间(扫描线)，正极性的电压施加在液晶元件上，在第二扫描期间，负极性的电压施加在液晶元件上，在第三扫描期间，正极性的电压施加在液晶元件上。另一方面，在下一帧，这次在第一扫描期间负极性的电压施加在液晶元件上，在第二期间，正极性的电压施加在液晶元件上，在第三扫描期间，负极性的电压施加在液晶元件上。
而且，在该扫描线反转驱动中，公共电极CE的公共电压VCOM的电压电平以扫描期间为单位极性反转。
更具体的如图7所示，在正极期间T1(第一期间)中，公共电压VCOM的电压电平成为低电位侧电压VCOML，在负极期间T2(第二期间)中，公共电压VCOM的电压电平成为高电位侧电压VCOMH。而且，配合该计时，施加在数据线上的灰度电压也反转其极性。此外，低电位侧电压VCOML是以预设的电压电平为基准的、将高电位侧电压VCOMH的极性反转而得到的电压电平。
这里，正极期间T1是数据线的灰度电压被供给的像素电极的电压电平比公共电极CE的电压电平高的期间。在该期间T1中，可以向液晶元件施加正极性的电压。另一方面，负极期间T2是数据线的灰度电压被供给的像素电极的电压电平比公共电极CE的电压电平低的期间。在该期间T2中，可以向液晶元件施加负极性的电压。
这样，通过将公共电压VCOM极性反转，可以降低显示面板的驱动所需的电压。因此，能够降低驱动电路的耐压，从而能够简化驱动电路的制造工序，实现低成本。
2.公共电压生成电路
以这种极性反转驱动作为目的，施加上述的公共电压VCOM的公共电极CE是诸如在对置衬底上整体形成的一个电极。在驱动公共电极CE时的负荷容量变大，而且，因为需要在特定期间内使电压电平变化，所以通常情况下，公共电极CE需要由驱动能力大的运算放大器驱动。例如，根据极性反转计时，选择输出分别用于生成高电位侧电压VCOMH、低电位侧电压VCOML的两个运算放大器的输出。
这种情况下，为了可靠保证两个运算放大器的输出振幅，必须利用所谓的两电源的方法向这些运算放大器提供电源电压，由于运算放大器的电源电压的幅度变大，将更难以实现低功耗化。
在本实施例中，为了解决上述技术问题，采用具有下述结构的公共电压生成电路，以实现低功耗。
图8示出了图4的公共电压生成电路56的模式构成例。
公共电压生成电路56包括第一运算放大器OP1和第二运算放大器OP2，以及选择电路SEL。
第一运算放大器OP1输出以系统接地电源电压VSS(广义上是指第一电源电压)为基准的、公共电压VCOM的振幅电压VCOMW。第二运算放大器OP2输出以系统接地电源电压VSS为基准的、公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH。
而且，通过电荷泵的工作生成以高电位侧电压VCOMH为基准的、仅相当于振幅电压VCOMW和系统接地电源电压VSS之间的电压差的、低电位的公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML(即：该低电位侧电压VCOML与高电位侧电压VCOMH相比是低电位，两者的电位差仅为振幅电压VCOMW和系统接地电源电压VSS之间的电压差)。其后，选择电路SEL根据极性反转信号POL的逻辑电平，将高电位侧电压VCOMH或低电位侧电压VCOML中的一个作为公共电压VCOM输出。
这样，公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML不是通过运算放大器输出的，而是通过电荷泵的工作生成的。
因为像素的透射率随着像素电极的电压和公共电极的电压之间的差发生变化，所以一般情况下，液晶的外加电压的偏差目标值被设置为5-20mV。从而，当大于或等于该偏差时，因为能够用肉眼确认部分变色，所以必须高精度地设定外加电压。而且，当利用驱动能力弱的电荷泵输出时，难以在该偏差内稳定、周期性地向公共电极输出，所以要由运算放大器进行。
不过，即使利用电荷泵的输出来向公共电极输出电压，如果能够在特定的偏差范围内设定公共电压，则对液晶面板整体的画质的影响几乎不能用肉眼识别出，这个的事实也已由发明者确认了。因此，如上所述，即使利用电荷泵的输出来向公共电极输出电压，也能够防止画质变劣。
而且，通过采用本实施例的结构，就变得不需要通过所谓的两电源的方法外加电源电压。从而，因为用于生成公共电压的运算放大器的电源电压的幅度变得更小，而且，减少了运算放大器的数量，所以能够实现低功耗。
图9示出了本实施例中的公共电压生成电路的原理结构图的一例。其中，与图8所示的公共电压生成电路56相同的部分用相同的附图标记表示，在此适当省略对其的说明。
该公共电压生成电路100可以应用在图4所示的电源电路50上。公共电压生成电路100包括第一运算放大器OP1和第二运算放大器OP2，以及低电位侧电压生成电路110。
第一运算放大器OP1输出以系统接地电源电压VSS(第一电源电压)为基准的、公共电压VCOM的振幅电压VCOMW。第二运算放大器OP2输出以系统接地电源电压VSS(第一电源电压)为基准的、公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH。
低电位侧电压生成电路110通过电荷泵工作向后备电容器BC的一个端子(另一个端子)提供以高电位侧电压VCOMH为基准的、仅为振幅电压VCOMW的公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML。向后备电容器BC的另一个端子(一个端子)提供预设的第一电压(例如系统接地电源电压VSS)。公共电压生成电路100等(公共电压生成电路100或内置该公共电压生成电路100的电源电路)可以内置该后备电容器BC。而且，可以以通过公共电压生成电路100等所具有的外部连接端子与公共电压生成电路100等连接的方式，在外部设置后备电容器BC。
公共电压生成电路100将这样生成的高电位侧电压VCOMH或低电位侧电压VCOML供给到公共电极CE上。因此，公共电压生成电路100能够包括选择电路SEL。选择电路SEL根据极性反转信号POL的逻辑电平，输出高电位侧电压VCOMH或低电位侧电压VCOML中一个。
图10示出了本实施例中的公共电压生成电路的原理构成图的另一个例子。其中，与图9相同的部分标注相同的附图标记，在此适当省略对其的说明。
该公共电压生成电路120可以应用在图4所示的电源电路50上。公共电压生成电路120包括第一运算放大器OP1和第二运算放大器OP2，以及低电位侧电压生成电路130。
低电位侧电压生成电路130向快速电容器FC的一端提供高电位侧电压VCOMH，该快速电容器FC积蓄与系统接地电源电压VSS(第一电源电压)和振幅电压VCOMW之间的电压差对应的电荷。因此，低电位侧电压生成电路130能够生成以高电位侧电压VCOMH为基准的、仅为振幅电压VCOMW的低电位的公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML。公共电压生成电路120等(公共电压生成电路120或内置公共电压生成电路120的电源电路)可以内置该快速电容器FC。此外，可以在外部设置快速电容器FC，以通过公共电压生成电路120等具有的外部连接端子与公共电压生成电路120等连接。
公共电压生成电路120向公共电极CE供给高电位侧电压VCOMH或低电位侧电压VCOML。因此，公共电压生成电路120能够包括选择电路SEL。
图11示出了本实施例中的公共电压生成电路的构成例的电路图。该公共电压生成电路200可以认为是图9或图10所示的公共电压生成电路100、120的具体构成例。
第一运算放大器OP1由以电压跟随器形式连接的运算放大器构成。第一运算放大器OP1将电源电压VOUT、系统接地电源电压VSS作为电源工作。电源电压VOUT由图4所示的电源电路50生成。向第一运算放大器OP1的非反转输入端子(+端子)输入的信号是将电源电压VOUT和系统接地电源电压VSS间的电压差进行阻抗分割的分压Vin1。而且，第一运算放大器OP1的输出与该反转输入端子(-端子)连接。因为这种第一运算放大器OP1输入阻抗高而输出阻抗低，能够稳定提供振幅电压VCOMW，作为对应于分压Vin1的输出电压。
第二运算放大器OP2由以电压跟随器形式连接的运算放大器构成。第二运算放大器OP2将电源电压VOUT、系统接地电源电压VSS作为电源工作。向第二运算放大器OP2的非反转输入端子(+端子)输入的信号是将电源电压VOUT和系统接地电源电压VSS间的电压差阻抗分割的分压Vin2。而且，第二运算放大器OP2的输出与该反转输入端子(-端子)连接。因为这种第二运算放大器OP2输入阻抗高而输出阻抗低，能够稳定提供公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH，作为对应于分压Vin2的输出电压。
低电位侧电压生成电路210包括第一～第四的转换元件SW1～SW4。第一转换元件SW1和第二转换元件SW2串联连接，向串联连接的第一转换元件SW1和第二转换元件SW2的两端提供振幅电压VCOMW和高电位侧电压VCOMH。第三转换元件SW3和第四转换元件SW4串联连接。向第三转换元件SW3的一端提供系统接地电源电压VSS(第一电源电压)。第三转换元件SW3的另一端与第四转换元件SW4的一端连接。而且，第四转换元件SW4的另一端的电压成为公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML。
第一～第四转换元件SW1～SW4分别由转换控制信号进行导通、截止的控制。这种第一～第三转换元件SW1～SW3由p沟道型MOS晶体管构成，第四转换元件SW4由n沟道型MOS晶体管构成。而且，向各MOS晶体管的栅极输入电荷信号CK1P～CK3P、CK1N，各MOS晶体管由电荷信号CK1P～CK3P、CK1N进行导通、截止的控制。
第一转换元件SW1和第二转换元件SW2的连接节点ND1与外部连接端子TC1连接。第三转换元件SW3和第四转换元件SW4的连接节点ND2与外部连接端子TC4连接。在公共电压生成电路200的外部，快速电容器FC连接在外部连接端子TC1和TC4之间。
选择电路SEL包括第一输出转换元件SWO1和第二输出转换元件SWO2。第一输出转换元件SWO1和第二输出转换元件SWO2串联连接，在其两端上提供公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH和低电位侧电压VCOML。
第一输出转换元件SWO1作为第一输出晶体管由p沟道型MOS晶体管构成。第二输出转换元件SWO2作为第二输出晶体管由n沟道型MOS晶体管构成。在各输出晶体管的栅极上提供极性反转信号POL。
第一转换元件SWO1和第二转换元件SWO2的连接节点与外部连接端子TC2连接。向与外部连接端子TC2连接的公共电极CE提供公共电压VCOM。
第三转换元件SW3的源极端与外部连接端子TC3连接。第四转换元件SW4的源极端与外部连接端子TC5连接。在第三转换元件SW3的源极一端上提供系统接地电源电压VSS。在第四转换元件SW4的源极一端上提供公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML。而且，在公共电压生成电路200的外部，后备电容器BC连接在外部连接端子TC3和TC5之间。
图12示出了图11的公共电压生成电路200的动作例的时序图。
在此，示意性地示出了电荷信号CK1P～CK3P、CK1N，以及连接节点ND1、ND2、ND0的变化。而且，为了简化说明，MOS晶体管可以认为是没有电阻的理想的转换元件，从而没有电路元件的功耗损失。
电荷信号CK1P～CK3P、CK1N分别具有两种期间(PH1、PH2)。电荷信号CK1P、CK3P是同时变化的信号。电荷信号CK2P、CK1N是同时变化的信号。电荷信号CK1P、CK2P的变化优选不同时进行。电荷信号CK3P、CK1N的变化优选不同时进行。
在相位PH1(第一期间)中，电荷信号CK1P、CK3P、CK1N处于L电平，电荷信号CK2P处于H电平。因此，第一转换元件SW1导通、第二转换元件SW2截止，从而在连接节点ND1上供给振幅电压VCOMW。因此，在快速电容器FC的一端上提供振幅电压VCOMW。此外，在该相位PH1中，第三转换元件SW3导通、第四转换元件SW4截止，从而在连接节点ND2上提供系统接地电源电压VSS(第一电源电压)。因此，在快速电容器FC的另一端上提供系统接地电源电压VSS。
在相位PH2(接着第一期间的第二期间)中，电荷信号CK1P、CK3P、CK1N处于H电平，电荷信号CK2P处于L电平。因此，第一转换元件SW1截止、第二转换元件SW2导通，从而在连接节点ND1上供给高电位侧电压VCOMH。因此，在快速电容器FC的一端上提供高电位侧电压VCOMH。此外，在该相位PH2中，第三转换元件SW3截止、第四转换元件SW4导通，从而在连接节点NDO上提供快速电容器FC另一端的电压。因此，在后备电容器BC的一端上提供快速电容器FC另一端的电压。
图13(A)和图13(B)是在相位PH1和PH2中的低电位侧电压生成电路210的等效电路。
图13(A)是相位PH1中的等效电路。在该相位PH1中，在快速电容器FC的两端上产生振幅电压VCOMW和系统接地电源电压VSS间的电压差。将系统接地电源电压VSS设为0V(伏特)、将快速电容器FC的电容设为C1时，则充电到快速电容器FC的电荷Q1是C1×VCOMW，即Q1＝C1×VCOMW。
图13(B)是相位PH2中的等效电路。在相位PH1中被供给了正侧电压的快速电容器FC的端子上，在相位PH2中被供给了高电位侧电压VCOMH。因此，快速电容器FC的另一端则变为以高电位侧电压VCOMH为基准的、仅为与电荷Q1对应的电压的低电压。也就是说，在相位PH2中快速电容器FC另一端的电压是(VCOMH-VCOMW)的电压，在连接节点DNO上供给(VCOMH-VCOMW)，作为低电位侧电压VCOML。
而且，向供给了电压差(VCOMH-VCOMW)的后备电容器BC充电，并返回相位PH1。当第四转换元件SW4截止时，充电到后备电容器BC上的电荷被公共电极CE放电。不过，因为来自快速电容器FC的电荷被反复供给，所以能够维持低电位侧电压VCOML作为连接节点DNO的电压。
而且，如图11所示的公共电压生成电路200采用p沟道型运算放大器作为第一运算放大器OP1。此外，公共电压生成电路200采用n沟道型运算放大器作为第二运算放大器OP2。
图14示出了采用p沟道型运算放大器的第一运算放大器OP1的构成例的电路图。
第一运算放大器OP1是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由P沟道型驱动晶体管PT13驱动其输出。这种第一运算放大器OP1包括第一差动部DIF1和第一驱动部DRV1，能够通过电压跟随器形式连接来形成。
第一驱动部DRV1的结构包括P沟道型驱动晶体管PT13，而不包括n沟道型驱动晶体管。该第一驱动部DRV1包括P沟道型驱动晶体管PT13和电流发生器IS12。P沟道型驱动晶体管PT13的一端与电源电压VOUT(第二电源电压)端连接，另一端与第一运算放大器OP1的输出端连接。电流发生器IS12的一端与系统接地电源电压(第一电源电压)端连接，另一端与第一运算放大器OP1的输出端连接。在图14中，电容器CC1用于相位补偿。
第一差动部DIF1包括：其栅极共同与第一差动部DIF1的输出DQ1连接的P沟道型晶体管PT11和PT12，其栅极与第一差动部DIF1的输入I1和XI1连接的n沟道型晶体管NT11和NT12，以及设置在系统接地电源电压VSS(第一电源电压)端的电流发生器IS11。
而且，在第一运算放大器OP1中，其输出Q1与第一差动部DIF1的输入XI1连接，并且以电压跟随器形式连接。
图15示出了采用n沟道型运算放大器的第二运算放大器OP2的构成例的电路图。
第二运算放大器OP2是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由n沟道型驱动晶体管NT23驱动其输出。这种第二运算放大器OP2包括第二差动部DIF2和第二驱动部DRV2，能够通过电压跟随器形式连接来形成。
第二驱动部DRV2的结构包括n沟道型驱动晶体管NT23，而不包括p沟道型驱动晶体管。该第二驱动部DRV2包括n沟道型驱动晶体管NT23和电流发生器IS22。n沟道型驱动晶体管NT23的一端与系统接地电源电压VSS(第一电源电压)端连接，另一端与第二运算放大器OP2的输出端连接。电流发生器IS22的一端与电源电压VOUT(第二电源电压)端连接，另一端与第二运算放大器OP2的输出端连接。在图15中，电容器CC2用于相位补偿。
第二差动部DIF2包括：其栅极共同与第二差动部DIF2的输出DQ2连接的n沟道型晶体管NT21和NT22，栅极与第二差动部DIF2的输入I2和XI2连接的P沟道型晶体管PT21和PT22，以及设置在电源电压VOUT(第二电源电压)端的电流发生器IS21。
而且，在第二运算放大器OP2中，其输出Q2与第二差动部DIF2的输入XI2(反转输入)连接，并且是以电压跟随器形式连接。
在图14的第一运算放大器OP1中，电流流经的线路只是I11和I12两条。同样，在图15的第二运算放大器OP2中，电流流经的线路只是I21和I22两条。从而，第一运算放大器OP1和第二运算放大器OP2与电流线路大于或等于三条的所说的AB级运算放大电路相比，能够减少电流的浪费，实现低功耗。
此外，在第一运算放大器OP1中，在几乎不需要将输出Q1的电压电平降低到低电位侧时，流经电流发生器IS12的电流I12能够非常小。在图11的公共电压生成电路200中，当公共电压VCOM的振幅电压VCOMW与公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH相比是高电位时，第一运算放大器OP1不需要将快速电容器FC的一端降低到低电位侧。因此，通过采用p沟道型运算放大器作为第一运算放大器OP1，能够实现低功耗。
而且，在第二运算放大器OP2中，在几乎不需要将输出Q2的电压电平升到高电位侧时，流经电流发生器IS22的电流I22能够非常小。在图11的公共电压生成电路200中，当公共电压VCOM的振幅电压VCOMW与公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH相比是高电位时，第二运算放大器OP2不需要将快速电容器FC的一端升到高电位侧。因此，通过采用n沟道型运算放大器作为第二运算放大器OP2，能够实现低功耗。
2.1比较例
下面，为了说明本实施例的效果，首先针对使用被称作两电源的方法提供电源电压的比较例进行说明。
图16示出了本实施例的比较例的公共电压生成电路的构成例的电路图。其中，与图11所示的本实施例的公共电压生成电路200相同的部分标注相同的附图标记，并在此适当省略对其的说明。
比较例中的公共电压生成电路包括第三～第五运算放大器OP3～OP5。第三运算放大器OP3将电源电压VOUT(第二电源电压)和系统接地电源电压VSS(第一电源电压)间的电压作为电源电压，输出振幅电压VCOMW。第四运算放大器OP4也将电源电压VOUT和系统接地电源电压VSS间的电压作为电源电压，输出公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH。
第五运算放大器OP5作为包括电阻元件(R1、R2)的减法电路工作，输出公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML。更具体地说，在第五运算放大器OP5的反转输入端子上提供的是，经电阻元件(R1、R2)分割低电位侧电压VCOML和振幅电压VCOMW之间的电压而得到的分压，其中低电位侧电压VCOML是其输出电压。当电阻元件R1、R2的电阻值相同时，在第五运算放大器OP5的非反转输入端子上供给的是高电位侧电压VCOMH的二分之一的电压。
在此，对使用第五运算放大器OP5而形成的减法电路进行说明。
图17示出了使用第五运算放大器OP5而形成的减法电路的构成例。
在第五运算放大器OP5的反转输入端子上提供的是，经电阻元件(R1、R2)分割作为其输出电压的低电位侧电压VCOML和振幅电压VCOMW之间的电压而得到的分压。在第五运算放大器OP5的非反转输入端子上提供的是，经电阻元件(r1、r2)分割系统接地电源电压VSS和高电位侧电压VCOMH之间的电压而得到的分压。
这种的减法电路可以认为是，使用OP5而形成的反转放大电路和使用OP5而形成的非反转放大电路的合成电路。
图18示出了使用第五运算放大器OP5而形成的反转放大电路的构成例。
在图18中，可以认为图17中的高电位侧电压VCOMH是系统接地电源电压VSS。因为第五运算放大器OP5的输入阻抗非常大，所以电流不能通过反转输入端子流入第五运算放大器OP5。因此，图18中的反转放大电路的输出V1可以用下面的(1)式表示。
V1＝-(R2/R1)·VCOMW                 (1)
也就是说，与第五运算放大器OP5的放大率没有关系，而是由电阻元件R1、R2的比值决定放大率。而且，因为向反转输入端子供给输入电压，所以输入信号和输出信号的极性相反。
图19示出了使用第五运算放大器OP5而形成的非反转放大电路的构成例。
在图19中，可以认为图17中的振幅电压VCOMW是系统接地电源电压VSS。因为第五运算放大器OP5的输入阻抗非常大，所以电流不能通过反转输入端子流入第五运算放大器OP5。因此，图19中的非反转放大电路的输出V2可以用下面的(2)式表示。
V2＝(1+(R2/R1))·(r2/(r1+r2))·VCOMH          (2)
也就是说，与第五运算放大器OP5的放大率没有关系，而是由电阻元件R1、R2、r1、r2的比值决定放大率，并且能够输出大于或等于1倍输入电压值的输出电压。而且，因为向非反转输入端子供给输入电压，所以输入信号和输出信号的极性不反转。
从以上所述可以得出图17中的减法电路的输出端VCOML是V1+V2。
VCOML＝V1+V2＝-(R2/R1)·VCOMW+(1+(R2/R1))·(r2/(r1+r2))·VCOMH            (3)
这里，当R1＝R2，r1＝r2时，低电位侧电压VCOML可以表示成(4)式。
VCOML＝VCOMH-VCOMW      (4)
因此，图17所示的减法电路将电压差作为低电位侧电压VCOML输出，该电压差是指由电阻元件r1、r2分割高电位侧电压VCOMH而得到的电压，减去由电阻元件R1、R2分割低电位侧电压VCOML和振幅电压VCOMW之间的电压而得到的电压，所得到的电压差。而且，低电位侧电压VCOML的极性相对于反转输入端子的输入电压的极性反转。
如上所述，图16所示的第五运算放大器OP5在电阻元件R1、R2的电阻值相同时，将由高电位侧电压VCOMH减去振幅电压VCOMW所得到的电压作为低电位侧电压VCOML输出。
而且，在图16所示比较例的公共电压生成电路将第四运算放大器OP4所输出的高电位侧电压VCOMH、第五运算放大器OP5所输出的低电位侧电压VCOML中的一个，根据极性反转信号POL的逻辑电平作为公共电压VCOM输出。
图20示意性地示出了图16比较例中的公共电压生成电路的各种电源电压的一个例子。
当将各数据线的驱动信号的最大振幅设为5.0V，将系统接地电源电压VSS设为0V时，需要施加在公共电极上的公共电压VCOM的振幅电压VCOMW也为5.0V，该公共电极与供给数据线的驱动信号的像素电极对置。因此，第三运算放大器OP3的高电位侧的电源电压，作为比最大输出电压5.0V大的电压可以诸如是5.6V。因此，电源电压VOUT是5.6V。
公共电压VCOM具有相对于像素电压预先在负方向上设置的偏置电位。因此，公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML与系统接地电源电压VSS相比是低电位。这个措施是为了当构成像素的TFT截止时，积蓄在像素电极上的电荷被TFT的寄生电容分割，从而防止希望的电压没有施加在液晶元件上。
图21示出了TFT的寄生电容的说明图。
在图21中仅示出了TFTKL。TFTKL的源极·漏极间、栅极·漏极间、栅极·源极间分别存在寄生电容CSD、CGD、CGS。在此，在TFTKL的栅极上供给诸如以15V与-10V之间的电压值为振幅的扫描电压。当在该TFTKL的栅极上供给诸如15V的电位的扫描电压时，TFTKL导通，这样，在像素电极PEKL上就被供给了施加在数据线SL上的最大5V的驱动信号。
其后，TFTKL的扫描电压为-10V的电位时，TFTKL截止。而且，由于被振幅非常大的栅极电压吸引，充电在像素电极PEKL上的电荷被寄生电容CSD、CGD、CGS电容分割，这样，充电在像素电极PEKL上的电荷就减少了。
因此，通过在公共电压VCOM上预先设置负方向上的偏置电位(例如-1V、-2V)，当TFTKL导通时，就能够估计由于电容分割导致的电荷的减少量，从而向像素电极PEKL供给比原来大的电压。
在图20中，将该偏置电位设为1sV，将公共电压VCOM的高电位侧电压VCOMH设为4.0V，将低电位侧电压VCOML设为-1.0V。因此，输出低电位侧电压VCOML的第五运算放大器OP5的低电位侧的电源电压，作为比-1.0V低的电压诸如可以是-2.8V。
在上述的比较例中，为了可靠保证第三运算放大器OP3和第五运算放大器OP5的输出振幅，必须通过所说的两电源的方法外加电源电压。这种情况下，形成了从公共电压生成电路流向公共电极CE的电流路径P1、P2。在比较例中，第三～第五运算放大器OP3～OP5的电源电压位于电源电压VOUT到低电位侧的电源电压VOUTM的范围内，为了驱动公共电极CE，消耗着在8.4(＝5.6+2.8)V间的电流。
2.2本实施例的效果
下面，通过与图16～图21描述的比较例进行对比，就本发明的公共电压生成电路的效果进行说明。
图22示意性地示出了图11的实施例的公共电压生成电路的各种电源电压的一例。这里，与图11相同的部分标注相同的附图标记，在此适当省略对其的说明。
此外，在图22中，与图20相同将系统接地电源电压VSS设为0V，将电源电压VOUT设为5.6V，将公共电压VCOM的VCOMH设为4.0V，将低电位侧电压VCOML设为-1.0V。
在本实施例中，形成从公共电压生成电路流向公共电极CE的电流路径P3、P4。因此，在本实施例中，公共电极CE被快速电容器FC驱动。如上所述，在该快速电容器FC的两端上供给的电压通过上述的电荷泵的工作被转换，电荷向快速电容器FC充电的工作由第一运算放大器OP1进行(路径P5)。因此，在本实施例中，第一运算放大器OP1的电源电压最好位于从电源电压VOUT到系统接地电源电压VSS的范围内。也就是说，在本实施例中，为了驱动公共电极CE，在0至5.6V间消耗电流。
图23(A)示出了本实施例中的公共电压生成电路的功耗的说明图。本实施例中的公共电压生成电路在诸如电压Vx(在图22中为5.6V)间工作。而且，施加在作为负荷的公共电极CE上的公共电压VCOM的振幅设为V0，对公共电极CE的充放电电流设为1。公共电压VCOM的振幅V0是高电位侧电压VCOMH和低电位侧电压VCOML之间的电压。将公共电极CE的负荷电容设为C，公共电压VCOM的极性反转计时的频率设为f时，充放电电流I是f·C·V0。因此，本实施例中的公共电压生成电路的功耗W0＝I·Vx＝f·C·V0·Vx。
图23(B)示出了比较例中的公共电压生成电路的功耗的说明图。比较例中的公共电压生成电路在诸如电压n·Vx(n是比1大的实数)(在图20中为8.4V)间工作。而且，比较例中的公共电压VCOM的振幅、公共电极CE的负荷电容和公共电压VCOM的极性反转计时的频率与本实施例相同。因此，比较例中的对公共电极CE的充放电电流I也与本实施例相同。因此，比较例中的公共电压生成电路的功耗W1＝I·n·Vx＝f·C·V0·n·Vx。
如上所述，在本实施例中，能够相对于比较例将功耗降至1/n。在图20和图22所示的例子中，能够将功耗降至2/3，从而能够大幅度地降低功耗。
而且，相对于比较例，本实施例中，因为能够省略输出公共电压VCOM的低电位侧电压VCOML的运算放大器，从而能够减少公共电压生成电路所耗费的电流的流经线路。
此外，在本实施例中，当振幅电压VCOMW的电位比高电位侧电压VCOMH的电位高时，第一运算放大器OP1不需要将快速电容器FC的一端降至低电位侧。因此，第一运算放大器OP1可以如图14所示的那样，由p沟道型运算放大器构成。因此，流经p沟道运算放大器的第一驱动部的电流发生器的电流值能够变小，所以能够实现更低的功耗。
而且，当振幅电压VCOMW的电位比高电位侧电压VCOMH的电位高时，第二运算放大器OP2只要以不降低高电位侧电压VCOMH的程度供给电流就可以了。因此，第二运算放大器OP2可以如图15所示，由n沟道型运算放大器构成。因此，流经n沟道运算放大器的第二驱动部的电流发生器的电流值能够变小，所以能够实现更低的功耗。
如上所述，根据本实施例，在减少运算放大器数量的同时，与比较例不同，输出高电位侧电压VCOMH的运算放大器能够不驱动公共电极CE。
此外，在本实施例中，如下所述，通过降低输出阻抗，即使使用具有弱的驱动能力的电荷泵输出，也能够防止画质变劣。
为了降低图11所示的本实施例的公共电压生成电路200的输出阻抗，降低构成选择电路SEL的第一转换元件SWO1和第二转换元件SWO2处于导通状态时的阻抗将是有效的措施。例如当第一转换元件SWO1、第二转换元件SWO2由MOS晶体管构成时，增大各MOS晶体管的沟道幅度W将是有效的措施。
当第一转换元件SWO1、第二转换元件SWO2由MOS晶体管构成时，第一转换元件SWO1、第二转换元件SWO2可以分别是第一和第二输出晶体管。这种情况下，即使第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅比高电位侧电压VCOMH和低电位侧电压VCOML之间的电压差大，也能够降低输出阻抗。
如上所述，因为低电位侧电压VCOML比系统接地电源电压VSS要低，本实施例中的公共电压生成电路200由所谓的三重势阱结构构成。因此，通过形成三重势阱结构的工序而形成的MOS晶体管的耐压可以是在该工序中最高的耐压。这种情况下，第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅，与高电位侧电压VCOMH和低电位侧电压VCOML之间的电压差相比，通过将该振幅设置得比该电压差大，从而当晶体管处于导通状态时，能够进一步降低阻抗。
图24示出了图4所示的电源电路中的电位关系。
本实施例中的内置有电压生成电路的电源电路，当如图4所示包括扫描电压生成电路时，因为扫描电压的高电位侧电压和低电位侧电压之间的电压非常地大，所以利用高耐压工艺形成。因此，通过使第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅与施加在扫描线上的扫描电压的振幅相同，能够进一步降低晶体管的阻抗。
这种情况下，图25所示的栅极电压能够被供给到第一和第二输出晶体管上。
同样，构成低电位侧电压生成电路210的第一～第四转换元件SW1～SW4由MOS晶体管构成时，优选各MOS晶体管的栅极电压的振幅如下所述。
也就是说，构成第一转换元件SW1和第二转换元件SW2的MOS晶体管的栅极电压的振幅优选比高电位侧电压VCOMH和低电位侧电压VCOML之间的电压差大。而且，构成第三转换元件SW3和第四转换元件SW4的MOS晶体管的栅极电压的振幅优选比系统接地电源电压VSS(第一电源电压)和低电位侧电压VCOML之间的电压差大。这样一来，当各MOS晶体管处于导通状态时，因为能够进一步降低阻抗，所以能够提高基于电荷泵工作的升压效率。
此外，本实施例中的内置公共电压生成电路的电源电路，当如图4所示包括扫描电压生成电路时，通过使构成第一～第四转换元件SW1～SW4的MOS晶体管的栅极电压的振幅与施加在扫描线上的扫描电压的振幅相同，能够进一步降低晶体管的阻抗。所以能够使基于电荷泵工作的升压效率进一步提高。
这种情况下，图26所示的栅极电压可以供给到构成第一～第四转换元件SW1～SW4的MOS晶体管上。
此外，本发明并不限于上述的实施例，只要在本发明的宗旨范围内，可以有各种变形。例如，本发明并不限于上述的液晶显示面板的驱动，也可以应用在电致发光装置、等离子体显示装置的驱动上。
此外，在涉及本发明的从属权利要求所涉及的发明中，其结构可以省略从属权利要求的构成要件的一部分。而且，本发明的一个独立权利要求所涉及的发明的要部，也可从属于其它独立权利要求。
附图标记说明
10  液晶装置(显示装置)                12  显示面板
20  数据线驱动电路                    30  扫描线驱动电路
40  控制器                            50  电源电路
52  正方向两倍升压电路                54  扫描电压生成电路
56、100、120、200  公共电压生成电路
60  显示驱动器
110、130、210  低电位侧电压生成电路
BC  后备电容器                        CE  公共电极
CK1P～CK3P、CK1N  电荷信号
CLKL  液晶电容                       CSKL  辅助电容
FC  快速电容器                        G1～GM、GK  扫描线
ND1、ND2、NDO  连接节点               OP1  第一运算放大器
OP2  第二运算放大器                   PEKL  像素电极
POL  极性反转信号                       S1～SN、SL  数据线
SEL  选择电路
SW1～SW4  第一～第四转换元件
SWO1  第一输出转换元件                  SWO2  第二输出转换元件
TC1～TC5  外部连接端子                  VCOM  公共电压
VCOMH  公共电压的高电位侧电压
VCOML  公共电压的低电位侧电压
VCOMW  公共电压的振幅电压
VOUT  电源电压(第二电源电压)
VSS  系统接地电源电压(第一电源电压)

Claims (20)

1.一种公共电压生成电路，用于生成施加在公共电极上的公共电压，所述公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置，其特征在于包括：
第一运算放大器，其输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压；
第二运算放大器，其输出以所述第一电源电压为基准的、所述公共电压的高电位侧电压；以及
低电位侧电压生成电路，其通过电荷泵的工作生成以所述高电位侧电压为基准的、仅相当于所述振幅电压的、低电位的所述公共电压的低电位侧电压，并将所述低电位侧电压供给给在其一端上供给第一电压的后备电容器的另一端上，
其中，将所述高电位侧电压或所述低电位侧电压供给给所述公共电极。
2.一种公共电压生成电路，用于生成施加在公共电极上的公共电压，所述公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置，其特征在于包括：
第一运算放大器，其输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压；
第二运算放大器，其输出以所述第一电源电压为基准的、所述公共电压的高电位侧电压；以及
低电位侧电压生成电路，其通过向快速电容器的一端供给所述高电位侧电压的电荷泵的工作，生成以所述高电位侧电压为基准的、仅相当于所述振幅电压的、低电位的所述公共电压的低电位侧电压，所述快速电容器积蓄与所述第一电源电压和所述振幅电压之间的电压差对应的电荷，
其中，将所述高电位侧电压或低电位侧电压供给给所述公共电极。
3.根据权利要求1或2所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述低电位侧电压生成电路包括：
串联连接的第一和第二转换元件，以及
串联连接的第三和第四转换元件，
在所述第一转换元件的一端上供给所述振幅电压，
在所述第二转换元件的一端上供给所述高电位侧电压，
在所述第三转换元件的一端上供给所述第一电源电压，
在后备电容器的一端上供给所述第一电源电压，
在第一期间中，所述第一转换元件导通、所述第二转换元件截止，并在快速电容器的一端上供给所述振幅电压，与此同时，所述第三转换元件导通，所述第四转换元件截止，
在接着所述第一期间的第二期间中，所述第一转换元件截止、所述第二转换元件导通，并在所述快速电容器的一端上供给所述高电位侧电压，与此同时，所述第三转换元件截止、所述第四转换元件导通，并在所述后备电容器的另一端上供给所述快速电容器的另一端的电压。
4.根据权利要求3所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第一和第二转换元件是MOS晶体管，构成所述第一和第二转换元件的MOS晶体管的栅极电压的振幅比所述振幅电压和所述高电位侧电压之间的电压差大，
所述第三和第四转换元件是MOS晶体管，构成所述第三和第四转换元件的MOS晶体管的栅极电压的振幅比所述第一电源电压和所述低电位侧电压之间的电压差大。
5.根据权利要求4所述的公共电压生成电路，其特征在于：
构成所述第一至第四转换元件的MOS晶体管的栅极电压的振幅与施加在所述扫描线上的扫描电压的振幅相同。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的共电压生成电路，其特征在于：
所述第二运算放大器是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由n沟道型驱动晶体管驱动其输出，
所述振幅电压与所述高电位侧电压相比是高电位。
7.根据权利要求6所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第二运算放大器包括第二差动部和第二驱动部，通过电压跟随器形式连接而形成，
所述第二驱动部包括：
电流发生器，其一端与第二电源电压端连接，另一端与所述第二运算放大器的输出端连接；以及
n沟道型驱动晶体管，其一端与所述第一电源电压端连接，另一端与所述第二运算放大器的输出端连接。
8.根据权利要求1至6中任一项所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第一运算放大器是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由p沟道型驱动晶体管驱动其输出。
9.根据权利要求8所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第一运算放大器包括第一差动部和第一驱动部，通过电压跟随器形式连接而形成，
所述第一驱动部包括：
p沟道型驱动晶体管，其一端与第二电源电压端连接，另一端与所述第一运算放大器的输出端连接；以及
电流发生器，其一端与所述第一电源电压端连接，另一端与所述第一运算放大器的输出端连接。
10.根据权利要求7所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第一运算放大器是以电压跟随器形式连接的运算放大器，由p沟道型驱动晶体管驱动其输出。
11.根据权利要求10所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第一运算放大器包括第一差动部和第一驱动部，通过电压跟随器形式连接而形成，
所述第一驱动部包括：
p沟道型驱动晶体管，其一端与所述第二电源电压端连接，另一端与所述第一运算放大器的输出端连接；以及
电流发生器，其一端与所述第一电源电压端连接，另一端与所述第一运算放大器的输出端连接。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的公共电压生成电路，其特征在于包括：
第一输出晶体管，在其一端上供给所述高电位侧电压；以及
第二输出晶体管，在其一端上供给所述低电位侧电压，
其中，所述第一输出晶体管的另一端与所述第二输出晶体管的另一端连接，
所述第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅分别比所述高电位侧电压和所述低电位侧电压之间的电压差大。
13.根据权利要求12所述的公共电压生成电路，其特征在于：
所述第一和第二输出晶体管的栅极电压的振幅与施加在所述扫描线上的扫描电压的振幅相同。
14.一种电源电路，其特征在于包括：
根据权利要求1至13中任一项所述的公共电压生成电路。
15.一种电源电路，用于对包括多条扫描线和多条数据线的光电装置进行电源供给，其特征在于包括：
根据权利要求1至13中任一项所述的公共电压生成电路；以及
扫描电压生成电路，其在生成所述扫描线的扫描电压的同时，将所述扫描电压的高电位侧电压和低电位侧电压供给给所述公共电压生成电路。
16.一种显示驱动器，用于对包括多条扫描线和多条数据线的光电装置进行驱动，其特征在于包括：
根据权利要求15所述的电源电路；以及
利用所述扫描电压，驱动所述扫描线的扫描线驱动电路。
17.根据权利要求16所述的显示驱动器，其特征在于包括：
根据显示数据驱动所述数据线的数据线驱动电路。
18.一种显示驱动器，用于对包括多条扫描线和多条数据线的光电装置进行驱动，其特征在于包括：
根据权利要求14所述的电源电路；以及
根据显示数据驱动所述数据线的数据线驱动电路。
19.一种显示装置，其特征在于：
包括根据权利要求1至13中任一项所述的公共电压生成电路，并利用所述公共电压生成电路生成的公共电压进行液晶显示。
20.一种公共电压生成方法，用于生成施加在公共电极上的公共电压，所述公共电极隔着光电材料与由光电装置的扫描线和数据线确定的像素电极对置，其特征在于包括：
通过以电压跟随器形式连接的第一运算放大器的p沟道型驱动晶体管，输出以第一电源电压为基准的、所述公共电压的振幅电压，与此同时，通过以电压跟随器形式连接的第二运算放大器的n沟道型驱动晶体管，生成以所述第一电源电压为基准的、所述公共电压的高电位侧电压，
通过使用了快速电容器的电荷泵的工作，生成以所述高电位侧电压为基准的、相当于所述振幅电压的、低电位的所述公共电压的低电位侧电压，所述快速电容器连接在所述第一运算放大器的输出与所述第一电源电压之间，
将所述高电位侧电压或低电位侧电压供给给所述公共电极。
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