CN1738189A

CN1738189A - 用于降低开关调节器的频谱噪声的频率调制方法和电路

Info

Publication number: CN1738189A
Application number: CNA2005101098703A
Authority: CN
Inventors: 陈煜辉; 道格·拉波特; 兰迪·G.·福拉特尼斯; 罗伯特·C.·多金
Original assignee: Linear Technology LLC
Current assignee: Analog Devices International ULC; Linear Technology LLC
Priority date: 2004-04-29
Filing date: 2005-04-29
Publication date: 2006-02-22
Anticipated expiration: 2025-04-29
Also published as: TWI352519B; EP1592154A3; JP4550661B2; US7362191B2; TW200620859A; CN1738189B; JP2005318797A; US20050243894A1; EP1592154A2

Abstract

本发明包括用于降低开关调节器输入端和输出端的峰值频谱噪声的扩展频谱频率调制的方法和电路。更具体地，本发明根据具有等同于峰值噪声幅度波形的形状的频率调制波形调制开关调节器的操作频率，该峰值噪声幅度波形描述了没有扩展频谱频率调制的开关调节器的操作频率与该调节器的输入端或输出端的峰值噪声幅度之间的相关。

Description

用于降低开关调节器的频谱噪声的频率调制方法和电路

技术领域

本发明涉及用于降低开关调节器的峰值频谱噪声的扩展频谱频率调制的方法和电路。

背景技术

通过改变开关元件的ON-OFF次数，开关调节器调节连接到它的输出端的负载两端的电压，使得能量通过开关元件传送到储能元件中。然后该储能元件将此能量提供给负载。开关调节器改变开关元件的ON-OFF次数，部分地响应振荡器产生的时钟信号。按下文更详细讨论的方式，开关调节器输出端的噪声依赖于时钟信号的开关频率，其在下文中也将被称为开关调节器的操作频率。

开关调节器将电磁噪声引入到电子装置。尽管多种技术可用于降低辐射和共模噪声，但是差模噪声既不能被屏蔽也不能被消除。相反，它直接沿着配电路径通过。典型的固定频率开关调节器具有如图1所示的差模噪声频谱，具有集中在开关频率(f_S)和它的谐波处的不需要的能量的高峰值。

通常，在降低差模噪声中有两种技术可用：滤波和频谱扩展。滤波通过增加附加部件衰减噪声，其或者必须传导完全的电源电流、或者支持完全的电源电压。为了适应这种大功率传输，这些附加部件可以是外形上很大。相反，频谱扩展处理来自时钟源的噪声问题。不使用附加电源部件传导大功率，频谱扩展在开关频率的范围上调制开关调节器的瞬时操作频率，通过在开关频率的范围上分配能量来衰减峰值噪声幅度。这减低了开关调节器与它的下游装置的传导干扰，通常带来比滤波更好的噪声降低。

已经有用于频谱扩展以降低差模噪声的不同方法。根据怎样随时间调制开关频率，这些存在的方法可以分成两种主要类别的频率调制：正弦和线性频率调制。

早期关于开关模式电源的频率调制的研究使用正弦调制，其中根据正弦频率调制波形调制操作频率(参见，例如图2A)。正弦频率调制可以包括(1)顺序正弦频率调制，其中开关频率随时间沿着平滑或步进连续的正弦曲线增加或者降低，以及(2)伪随机正弦频率调制，其中开关频率以伪随机的方式在不同频率之间“跳越”，在该方式中，如果以数字顺序排序，则在一段时间中，开关频率的值形成近似的正弦曲线。由于正弦波形的时间导数在它的中点最大，但是在波峰和波谷(其分别对应于最大和最小频率)处等于零，所得到的噪声频谱在频率极值处具有波峰或者“鸣叫(horns)”，由此影响噪声降低的效率。当根据正弦频率调制波形调制开关调节器的频率时，在图2B中说明性地描述了在开关调节器的输出电容两端所得到的差模噪声频谱。

线性频率调制根据线性频率调制波形调制开关频率，例如通过(1)顺序线性频率调制，其中开关频率随时间沿着平滑或步进连续的线性曲线增加或者降低，以及(2)伪随机线性频率调制，其中开关频率以伪随机的方式在不同频率之间“跳越”，在该方式中，如果以数字顺序排序，则在一段时间中，开关频率的值形成最小和最大开关频率之间的直线。尽管线性频率调制比正弦方法产生更好的噪声降低，但是它在频率极值处仍然遭受更高的噪声幅度(或者鸣叫)。参见，例如，图2C-D，当根据线性频率调制波形调制调节器的开关频率时，其分别提供了示意性线性频率调制波形和开关调节器的输出电容两端所得到的差模噪声频谱。

Hardin等人的美国专利序列号No.5,488,627(“Hardin专利”)和Hardin等人的“Spread Spectrum Clock Generation for the Reduction of RadiatedEmissions(用于辐射发射降低的扩展频谱时钟生成)”，IEEE EMC会议学报(1994)(“Hardin论文”)描述了第三频率调制波形(“Hardin频率调制波形”)，提出该第三频率调制波形主要是为了降低辐射噪声，而不是差模噪声。然而，当根据类似于Hardin调制波形的波形调制开关调节器的频率时，也降低了在频率极值处的差模噪声幅度中的“鸣叫”。

图2E描述了Hardin频率调制波形(如在Hardin论文中提供的)。当根据Hardin频率调制波形调制开关频率时，可以在输出具有恒定幅度的简单周期矩形波形的时钟输出端产生图2F所示的示意性辐射噪声频谱(如在Hardin论文中提供的)。相反，图3提供了当根据类似于Hardin频率调制波形的波形调制开关调节器的开关频率时，在它的输出端产生的示意性差模噪声频谱。图3示出了类似于Hardin频率调制波形的波形降低差模噪声频谱中的“鸣叫”，并且和从固定频率操作、线性频率调制和正弦频率调制所得到的相比，可能减低最大噪声幅度。使用相同的功率变流器产生图2B、2D和3中提供的示意性噪声频谱。

和图2F所示的在产生具有恒定幅度的简单周期矩形波形的时钟输出端的辐射噪声频谱不同，当在扩展频谱频率调制中使用上述的任何调制波形时，在开关调节器的输出端的差模噪声频谱产生了倾斜的频谱包络线。例如，如图3所示，当根据类似于Hardin频率调制波形的波形调制开关频率时，开关调节器的输出电容两端的差模噪声频谱，不利地从最小开关频率朝着频谱包络线15的顶部的最大开关频率倾斜(也就是，频谱最高限17)。

考虑到上述，所期望的是，能够提供如下扩展频谱频率调制的方法和电路，其即使没有消除、也降低频谱噪声包络线的倾斜来降低开关调节器的输出端的最大噪声幅度。

还所期望的是，能够提供如下扩展频谱频率调制的方法和电路，其即使没有消除、也降低在频率调制范围的极值处的“鸣叫”来降低开关调节器的输出端的最大噪声幅度。

发明内容

考虑到上述，本发明的目的在于，提供通过即使没有消除也降低频谱噪声包络线的倾斜来降低开关调节器的输入或输出端的最大噪声幅度的扩展频谱频率调制的方法和电路。

本发明的目的还在于，提供通过即使没有消除也降低在频率调制范围的极值处的“鸣叫”来降低开关调节器的输入或输出端的最大噪声幅度的扩展频谱频率调制的方法和电路。

本发明的另外的目的还在于，提供允许用户禁用扩展频谱频率调制的方法和电路，以有利于固定频率操作或者开关调节器的时钟信号和外部时钟信号同步。

通过配置为产生具有根据本发明的频率调制波形调制的变化频率的时钟信号的频率调制电路，实现本发明的这些和其它目的。本发明的每个频率调制波形的形状等同于将开关调节器的开关频率与没有扩展频谱频率调制的调节器的输入或输出端处的对应的峰值噪声幅度相关的峰值噪声幅度波形。该峰值噪声幅度波形在不同应用中是不同的，并且可以由经验或者通过理论推导确定。

本发明的频率调制电路包括耦合到振荡器的信号发生器，该振荡器响应信号发生器输出的变化电压或电流信号而产生时钟信号。在一个实施例中，配置信号发生器，以提供具有线性输入输出转移特性的振荡器，其信号波形的幅度如果以递增的数字顺序排序，则在一段时间中形成近似于本发明的频率调制波形的形状的曲线。

或者，配置具有近似于本发明的频率调制波形的非线性输入输出转移函数的振荡器。

为了给用户提供更大的灵活性，用户可以禁用扩展频谱频率操作并引导振荡器响应与固定频率操作有关的替换信号源或者和外部时钟信号同步而生成时钟信号。

附图说明

从附图和下述详细描述中，本发明的另外的特征、它的特性和各种优点将更加明显，附图中：

图1是没有扩展频谱频率调制的开关调节器的输出电容两端的示意性噪声频谱；

图2A-B分别是当根据正弦频率调制波形调制开关频率时，正弦频率调制波形和开关调节器的输出电容两端所得到的差模噪声频谱的示意图；

图2C-D分别是当根据线性频率调制波形调制开关频率时，线性频率调制波形和开关调节器的输出电容两端所得到的差模噪声频谱的示意图；

图2E-F分别是当根据Hardin频率调制波形调制时钟频率时，Hardin频率调制波形和在输出具有恒定幅度的简单周期矩形波形的时钟的输出端所得到的辐射噪声频谱的示意图；

图3是当根据类似于Hardin频率调制波形的波形调制开关调节器的操作频率时，开关调节器的输出电容两端的差模噪声频谱的示意图；

图4描述了将开关调节器的操作频率与没有扩展频谱频率调制的调节器的输出电容两端的相应峰值噪声幅度相关的示意性峰值噪声幅度波形；

图5描述了和线性频率调制波形并列的本发明的频率调制波形的第一个示意性实施例；

图6A描述了和图5的波形并列的本发明的频率调制波形的第二个示意性实施例；

图6B是当根据图6A所示的本发明的频率调制波形的第二实施例调制开关调节器的操作频率时，开关调节器的输出电容两端的噪声频谱的示意图；

图6C是当根据线性频率调制波形调制波形调制开关调节器的操作频率时，开关调节器的输出电容两端的噪声频谱的第二个示意图；

图7A是本发明的频率调制波形的第三实施例存在于其内的区域的示意图；

图7B描述了具有非线性和线性调制部分的本发明的频率调制波形的第四实施例；

图8是本发明的频率调制电路的简化框图；

图9是具有伪随机码发生器和数模转换器(DAC)的本发明的频率调制电路的第一实施例的简化框图；

图10是图9的伪随机码发生器的第一实施例的简化框图；

图11是图9的DAC的示意性输入输出转移函数的曲线图；

图12是可能配置有图11的输入输出转移函数的DAC的第一实施例；

图13A-B是具有线性输入输出转移函数的振荡器的第一和第二实施例；

图14是允许用户禁用有利于固定频率调制的扩展频谱频率调制的电路图；

图15是允许用户禁用有利于固定频率调制或者内部时钟信号与外部时钟信号同步的扩展频谱频率调制的电路图；

图16是可能配置有图11的输入输出转移函数的DAC的第二实施例；

图17是类似于图14的允许用户禁用有利于固定频率调制的扩展频谱频率调制的电路；

图18是具有线性输入输出转移函数的振荡器的第三实施例；

图19是类似于图15的允许用户禁用有利于固定频率调制或者内部时钟信号与外部时钟信号同步的扩展频谱频率调制的电路；

图20是具有线性输入输出转移函数的振荡器的第四实施例；

图21是可能配置有图11的输入输出转移函数的DAC的第三实施例；

图22是可能配置有图11的输入输出转移函数的DAC的第四实施例；

图23描述了本发明的频率调制电路的第二实施例的伪随机码发生器的示意性概率函数；

图24是使用顺序频率调制的本发明的频率调制电路的第三实施例的信号发生器的第一实施例的示意图；

图25A-B是图24的信号发生器的输出波形的示意图；

图26是本发明的频率调制电路的第三实施例的信号发生器的第二实施例的示意图；

图27是本发明的频率调制电路的第四实施例，其中振荡器被配置为具有近似于本发明的频率调制波形的形状的输入输出转移函数；

图28和29是图27的频率调制电路的可变参考电压发生器的其他实施例；以及

图30提供了用于图27的振荡器的示意性输入输出转移函数。

具体实施方式

在开关调节器中，如图3所示，在调节器的输出端的噪声频谱中的倾斜产生于电感电流和输出电压对调节器的开关频率的依赖性。例如，在降压调节器中，电感电流纹波(ΔI_L)和输出电压波纹(ΔV_OUT)以下述方式与开关频率(f_S)成反比：

I_{L} = \frac{K_{1}}{f_{S}}

方程1

K_{1} = \frac{V_{OUT} * (1 - \frac{V_{OUT}}{V_{IN}})}{2 L}

方程

2

其中V_IN是调节器的输入电压，L是调节器的电感器的电感。

输出波纹电压ΔV_OUT是：

Δ V_{OUT} = \frac{1}{C_{OUT}} * ({&Integral;}_{0}^{D * T} Δ i_{L} dt) + ESR * Δ I_{L} + ESL * \frac{D (Δ i_{L})}{dt}

方程3A

其中C_OUT是输出电容器的电容，ESR是输出电容器的等效串联电阻，以及ESL是输出电容器的等效串联电感。假设ESL可以忽略，以及电感电流波纹ΔI_L的频率成分主要是开关频率(f_S)，那么输出波纹电压ΔV_OUT可以近似为：

Δ V_{OUT} \approx Δ I_{L} * \sqrt{{ESR}^{2} + {(\frac{1}{2 π * f_{S} * C_{OUT}})}^{2}}

方程3B

对于工程估值，方程3B可以进一步简化为：

Δ V_{OUT} \approx Δ I_{L} * (ESR + \frac{1}{8 f_{S} C_{OUT}})

方程3C

对于不同的拓扑的调节器，例如升压、降压-升压、SEPIC等，可以导出用于电感电流波纹和输出电压波纹的类似的方程。

通过用作扫频调谐的超外差式接收机的频谱分析器，可以根据功率测量任何开关调节器的输出电容器两端的噪声信号的幅度。为了确定任何开关调节器的输出端的峰值噪声幅度A₀的功率，频谱分析仪可以用于直接的测量或者下述的方程可以提供近似：

A_{0} = 10 * 1 g (\frac{Δ V^{2}}{R_{TERM} * 1 mW})

方程4

其中峰值噪声幅度A₀的单位是“dBm”，以及R_TERM是频谱分析仪的端接电阻，通常是50Ω。

图4提供了作为没有扩展频谱的频率调节的调节器的操作频率的函数的、开关降压调节器的输出电容器两端的峰值噪声幅度A₀的示意图。如这里所用的，这个波形称为峰值噪声幅度波形。对于其它拓扑的开关调节器，例如，升压、升压-降压、SEPIC等也可以产生具有类似于图4的形状的峰值噪声幅度波形。因此，尽管图4的峰值噪声幅度波形描述了降压调节器的输出端的峰值噪声，但是该波形还提供了用于任何开关调节器拓扑或者应用的峰值噪声幅度波形的示意性近似。通过经验测量或者理论推导可以获得用于特定调节器拓扑和应用的峰值噪声幅度波形的更准确近似。

图4表示开关调节器的输出电容器两端的噪声幅度随着操作频率的降低而非线性增加。由于类似于图2A、2C或2E的所述调制波形不能补偿最大噪声幅度和操作频率之间的这个相关关系，当根据类似于有关图2A、2C或者2E所述的调制波形调制开关调节器的操作频率时，这导致在调节器的输出端的频谱噪声包络倾斜。

根据本发明的原理，通过根据等同于开关调节器应用的峰值噪声幅度波形的一个频率调制波形来调制开关调节器的操作频率，降低(如果没有消除)开关调节器的输出端的频谱噪声包络的倾斜。如这里使用的，当调制波形具有至少部分补偿峰值噪声幅度波形的形状时，本发明的频率调制波形等同于开关调节器应用的峰值噪声幅度波形。这种补偿降低了倾斜，并且优选地也降低极限开关频率处的“鸣叫”。

在图5中提供了本发明的第一个示意性调制波形，它和线性频率调制波形12并列。本发明的示意性频率调制波形10具有类似于图4的峰值噪声幅度波形的水平镜像的形状。为了进一步补偿极限开关频率处的“鸣叫”，频率调制波形10的频率极值处的斜率被稍微增加，形成如图6A所示的本发明的第二个示意性频率调制波形14。图6A使第二个示意性频率调制波形14与第一个示意性波形10和线性调制波形12并列。

图6B描述了开关调节器的输出电容器两端的噪声频谱，其中根据波形14调制操作频率。调制波形14基本上消除了频谱最高限17的倾斜。波形14还降低了另外可能存在的频率调制范围的频率极值处噪声频谱中的“鸣叫”(如果根据正弦或线性频率调制波形调制开关调节器)。波形14还降低了当根据类似于线性、正弦或者Hardin频率调制波形调制相同的开关调节器时产生的峰值噪声信号的最大幅度。

用不同于产生图3所示的噪声频谱的功率变流器产生图6B所示的噪声频谱。如果使用相同的开关调节器，对应于本发明的频率调制波形的最大峰值噪声幅度通常小于对应于类似图2A、2C和2E中描述的调制波形的波形的最大峰值噪声幅度。例如，图6C示出了使用和用于产生图6B的噪声频谱相同的功率变流器产生的，但根据线性频率调制波形而不是本发明的频率调制波形调制的噪声频谱。图6C示出了根据线性频率调制波形调制的开关调节器的输出电容器两端的最大峰值噪声幅度大于根据本发明的频率调制波形的调制产生的最大峰值噪声幅度。有利地，本发明的频率调制波形不仅有效降低了差模传导噪声，而且该波形还可降低辐射噪声，使之小于调节器的开关频率固定时所经历的水平。

很难(如果不是不可能)定义波形14的精确的数学描述。通过信号波形的形状(其依赖于调节器的输入和输出电压)、调节器的拓扑和布置在输出端的电容器的类型，确定来自开关调节器的输出信号的频谱。由于开关调节器的输出波形的形状通常类似于三角波形与其(由于等价串联电感引起的)带小阶跃的积分波形的组合，并由此很少对称或均匀，解析推导甚至更困难。然而，对于工程实践，通过下述的对数或指数函数可以近似图6A的波形10和14：

f_S＝f_A1+K₂In(t)，t∈[T₁，T₂] 方程5A

f_{S} = f_{A 3} - K_{3} e^{- \frac{t}{τ}}

方程5B

其中K₂和K₃是根据开关调节器拓扑和应用的常数，以及f_A1和f_A2是特定应用的基频。更具体地，如果扩展频谱调制被禁用，那么f_A1和f_A2是恒定的操作频率。还可以改变常数K₂和K₃以考虑其它设计问题。

或者，还可以由下述平方根和求逆函数(分别)近似调制波形10和14：

f_{S} = f_{MIN} + \sqrt{K_{4} t}, t &Element; [T_{1}, T_{2}]

方程6

f = f_{MAX} - \frac{K_{5}}{t + K_{6}}, t &Element; [T_{1}, T_{2}]

方程7

其中f_MIN和f_MAX是恒定的基频，如果扩展频谱频率调制被禁用，则开关调节器将在这些频率处操作。K₄、K₅和K₆是根据开关调节器的拓扑和应用的常数，并可以变化以考虑其它设计问题。

本发明的频率调制波形不局限于上述近似。这些近似所共有的是，这些波形的二阶时间导数(也就是d²f_S/dt²)在所关注的开关频率范围中是负的。本领域的普通技术人员将会认识到，在不脱离本发明的范围的情况下，还可以使用其它类似特性的波形。例如，可以用满足下述条件的波形近似本发明的频率调制波形：

y＝0|_x＝0 方程8

y＝100％|_x＝100％方程9

\frac{dy}{dx} > 0

方程10

\frac{d^{2} y}{{dx}^{2}} < 0

方程11

其中通过下述方程定义x和y：

y = \frac{f_{S} - F_{MIN}}{F_{MAX} - F_{MIN}} * 100 %

方程12

x = \frac{t}{T_{CYCLE}} * 100 % t &Element; [0, T_{CYCLE}]

方程13

其中f_S是开关频率，F_MIN是时钟信号变化的频率范围中的最小开关频率，F_MAX是频率范围中的最大开关频率，T_CYCLE是频率调制波形的一个循环周期，t是与频率调制波形的每个周期内的对应的开关频率(f_S)相关联的时间。

如图7A所示，渐进线F_A和F_B限定区域A₁，本发明的频率调制波形如果不是全部则大部分存在于该区域内：

F_{A} : y = \sqrt{- x^{2} + 2 x}, x &Element; [0,1]

方程14

F_B：y＝x 方程15

尽管渐进线F_A不能满足在x＝0和x＝1时的方程10-11表示的条件，但是还是可以用方程14近似本发明的频率调制波形，其定义四分之一周期。然而，不能用定义直线的方程15近似本发明的频率调制波形。

还可以用具有非线性和线性部分的波形近似本发明的频率调制波形。例如，如图7B所示，频率调制波形16包括在高频的线性频率调制部分16B和在低频的非线性频率调制部分16A，或者反之亦然。可以用方程5-7或者8-13近似非线性部分16A。如果用方程8-13定义部分16A，那么E_MIN和F_MAX(分别)是由非线性频率调制部分16A定义的频率范围内的最大和最小频率，T_CYCLE等于非线性部分16A的周期，t是与非线性波形16A的每个周期内的对应的开关频率(f_S)相关联的时间。或者，频率调制波形16可以包括介于多个非线性频率调制部分之间的线性频率调制部分，或者反之亦然。

如这里所使用的，术语“伪随机频率调制”是指其中时钟信号的频率以伪随机方式在不同的频率之间“跳跃”的频率调制。如这里所使用的，术语“顺序频率调制”是指其中时钟信号的频率按数字顺序随时间沿着接近所需的频率调制波形的曲线增加和/或降低的频率调制。当根据所需的频率调制波形调制信号频率时，可以使用伪随机或者顺序调制(根据频率调制电路)改变信号频率，使得所得到的信号频率波形的值如果以增加的数字顺序排序，则形成近似所需的频率调制波形的曲线。本领域的普通技术人员将会认识到，可以将步进和平滑连续的波形看作包括给定时间微分的一系列的离散值。

现在参考图8，描述本发明的频率调制电路18的简化框图，其中振荡器22从信号发生器20接受信号21，并响应于此产生时钟信号23。时钟信号23具有根据本发明的频率调制波形调制的变化频率。将在下文中更具体地描述的是，可以配置信号发生器20，以通过输出一个信号发生器波形，利用伪随机或顺序调制技术调制时钟信号23的频率，其中该信号发生器波形的幅度如果以增加的数字顺序排序，则形成近似本发明的频率调制波形的形状的曲线。在那种情况中，可以配置振荡器22以具有线性输入输出转移特性，使得响应非线性信号21来控制产生的时钟信号的频率。然而，如果信号发生器20输出这样的信号发生器波形，该波形的幅度如果以数字顺序排序形成近似一条线的曲线，则可以配置振荡器22以具有近似本发明的频率调制波形的形状的非线性输入输出转移函数。或者，可以配置信号发生器20以输出非线性输出信号到一个也配置为具有非线性输入输出转移函数的振荡器。频率调制电路18的这些实施例的每一个的信号发生器和振荡器一起产生具有根据本发明的频率调制波形调制的频率的时钟信号。

当根据本发明的频率调制波形来调制开关调节器的操作频率时，操作频率在由最小和最大值(含)限定的开关频率的范围内变化。定义为最小和最大频率值之间的差除以平均频率值，20％-40％的扩展范围满足很多应用。虽然更宽的扩展范围优选用于伪随机频率调制，但太宽的扩展范围可以导致性能降低(例如，过量的波纹电压、效率降低等)。通过调整下面具体论述的低通滤波器(下文中称作“低通信号控制滤波器”)的电容，或者调整可能与低通信号控制滤波器并联的电阻器的电阻，用户可以减小扩展范围。如果低通信号控制滤波器还包括与电容器串联的电阻器，那么用户还可以调整串联电阻器的电阻以减小扩展范围。

在图9和10中描述的本发明的频率调制电路18的第一实施例中，信号发生器20包括给数模转换器(“DAC”)26提供具有均匀概率密度分布的数字信号Q₀-Q_i的伪随机数发生器24。伪随机数发生器24包括具有反馈回路30的自馈式移位寄存器28。反馈电路30可以包括从寄存器28接受输出信号并产生从其得出的数据信号的逻辑。该数据信号被反馈回到寄存器的DATA_IN输入。尽管反馈回路30被示为接受由寄存器28输出的所有的信号，本领域的普通技术人员将会认识到的是，还可以配置反馈回路30以接收更少的信号。通常，仅需要少数的比特。本领域的普通技术人员将会认识到的是，不结合逻辑，反馈回路30也可以包括存储器查找表或者从伪随机发生器24提供所需的概率密度分布的其它电路。

在信号发生器20的一个实施例中，时钟信号23可被馈入到移位寄存器28的时钟(CLK)输入。在这种情况中，可能需要配置DAC 26以补偿从时钟信号23的变化频率产生的概率函数中的任何非均匀。另外，如果调节器不能跟上时钟信号23的频率中的阶跃变化，那么开关调节器可显示松散调节。为了避免伪随机发生器调制信号的高频成分导致开关调节器显示松散调节，伪随机发生器24可以包含分频器32，以将时钟信号23的频率降低到小于开关调节器的带宽f_c的值。为了(如果不是覆盖全部)覆盖最多的实际设计，通过下述关系可以估计带宽f_c：

\frac{f_{C}}{f_{S}} &GreaterEqual; \frac{1}{100}

方程16

其中f_S是开关调节器的操作频率，值“100”包含一个高安全因子。因此，分频器32可以包括满足下述关系的n位计数器：

2ⁿ＞100 方程17

虽然图10描述了包括在伪随机发生器24内的分频器32，本领域的普通技术人员将会认识到，分频器还可以被布置在伪随机发生器的外部。

将在下文中更具体的描述的是，本发明的扩展频谱频率调制电路还可以包含低通信号控制滤波器，以控制从一个频率到下一个的转换速度，以滤掉伪随机发生器信号的高频成分。如上所述，为低通信号控制滤波器所选的分量值也可以影响操作频率的范围，在该范围上调制所述开关调节器。

除了可能导致开关调节器显示松散调节之外，伪随机发生器调制信号的高频成分还可以有助于音频噪声。为了减少音频噪声，移位寄存器28可以设计成满足下述关系：

\frac{f_{S}}{2^{n} (2^{m} - b)} \leq 20 Hz

方程18

其中f_S可以近似为频率范围的平均频率，其中包括本发明的扩展频谱频率调制电路的开关调节器被设计为在该频率范围上操作，m是移位寄存器28的比特数目，b等于移位寄存器28闭锁状态的数目。例如，如果设计反馈回路30使得在全零状态中移位寄存器闭锁，则b将等于一(1)。然而，如果反馈回路30在任何状态都不能使移位寄存器闭锁，b将等于零(0)。还可以使用上述的低通信号控制滤波器来衰减伪随机发生器的高频成分，并由此降低音频噪声。可以将低通信号控制滤波器的拐点频率(corner frequency)选择为高于移位寄存器的时钟频率以保持调制范围，但是低于时钟频率的两倍以衰减高频谐波。

在伪随机发生器24的替换实施例中，移位寄存器28接受不依赖内部产生的时钟信号23的参考时钟信号。为了避免伪随机发生器信号的高频成分导致开关调节器显示松散调节并产生音频噪声，参考时钟信号应当包括低于包含开关调节器的应用的带宽f_c的频率。

现在参考图11，提供用于DAC 26的示意性输入输出转移函数，其中转移函数近似于本发明的频率调制波形。图11提供了来自伪随机发生器24的数字信号25和排序的信号21(即已经随时间按增加的数字顺序对信号21排序之后，由DAC 26输出的信号21)之间的示意性相关。当DAC 26接收信号U₀时，DAC 26输出一个信号，该信号例如具有对应于设计开关调节器以被操作的最小频率的最小值，其中信号U₀是伪随机发生器输出信号Q₀-Q_i的组合。同样，当DAC 26接收信号U_P时，DAC 26输出一个信号，该信号例如具有对应于设计开关调节器以被调制的最大频率的最大值，其中信号U_p是伪随机发生器输出信号Q₀-Q_i的不同组合。如果随时间以递增的数字顺序对信号21的幅度排序，所得到的步进连续曲线近似本发明的频率调制波形。尽管图11示意地描述了由排序的信号21中步进的左顶点近似的本发明的频率调制波形14，但是本领域的普通技术人员将会认识到，排序的信号21还可以在步进连续曲线的其它位置处近似波形14。例如，可以由对应于曲线的步进的右顶点或者平均值近似波形14。

可配置信号DAC 26的数目以接受可能等于或者小于由没有插入解码器的伪随机发生器24输出的信号的数目。本领域的普通技术人员将会认识到，可以配置m位伪随机发生器24以输出达2^m-b个信号，或者根据应用需要或设计者优选的较少的数目。然而，为了更好的近似本发明的频率调制波形(也就是，增大分辨率)，可以配置伪随机发生器24以给DAC 26提供更多个信号，其方式或者是通过增加配置伪随机发生器输出的比特的数目，这可能要求配置移位寄存器28以处理更多个比特，或者如果解码器插在伪随机发生器和DAC之间，配置DAC 26以接收比伪随机发生器24输出的比特更多的比特(这将在下文中更详细描述)。

本领域的普通技术人员将会认识到，因为当时钟信号23的变化的频率用于时钟移位寄存器28时，它可以产生另外的非线性，可以设计DAC 26的输入输出转移函数以补偿之。

现在参考图12，描述DAC 26的第一示意性实施例。DAC 34包括运算放大器36，运算放大器36具有在参考电压V₁伺服节点38的反馈环，布置在节点38和地之间的电阻器40，以及具有连接到运算放大器36的输出的栅极、耦合到电阻器40的源极和耦合到二极管连接的晶体管44的漏极的晶体管42。可以配置电阻器40以具有可以调整的电阻以纠正制造过程中引入的频率不精确性。

为了在参考电压V₁处伺服节点38，通过二极管连接的晶体管44，电源V_CC提供所需要那么多的电流以在电阻器40两端建立适当的电压降。通过镜像晶体管46镜像该电流以产生成正比的电流I_MIN。最小电流I_MIN给振荡器22提供恒定的电流源以在扩展频谱频率操作过程中产生具有最小频率值的时钟信号23。如这里所使用的，幅度“成正比”的电流包括电流幅度相等的状态。

除了镜像晶体管46之外，晶体管44还耦合到镜像晶体管50-55以形成多个并联的电流镜像，这些电流镜像中的每一个在其相应的开关62-67将电流镜像连接到输出节点48时可被独立激活。通过提供信号Q₀-Q_i，伪随机发生器24控制每个开关62-67，其中信号Q₀-Q_i最好由插在发生器24和开关62-67之间的解码器68解码。解码器68最好包含用于非线性频率调制的温度计解码器，或者温度计与用于非线性和线性部分的组合的频率调制波形的线性解码器的组合。解码器68接受伪随机发生器的信号Q₀-Q_i并提供解码信号B₀-B_i以直接控制开关62-67。例如，当伪随机发生器输出使得解码器68提供“1”给开关66的信号时，开关66闭合，允许镜像晶体管54镜像通过晶体管44流过的电流。然而，当伪随机发生器24输出使得解码器68提供“0”给开关66的信号时，开关断开并不允许晶体管54镜像电流。在节点48将所有产生的电流I_MIN和I₀-I_i聚集以形成DAC输出电流I_DAC。将在下文中更详细讨论的是，当启用扩展频谱频率调制时，配置振荡器22以产生具有对应于DAC输出电流I_DAC的幅度的频率的时钟信号23。

为了根据本发明的频率调制波形调制时钟信号23的频率，设计伪随机发生器24的输出、解码器68、和晶体管50-55的宽长比(W/L)(还称为纵横比)，使得DAC 34具有类似于图11中示意性提供的输入输出转移函数。可以配置伪随机发生器24以同时接通一个或多个由晶体管44和镜像晶体管50-55形成的电流镜像。DAC 34还可以包括附加电流镜像，该附加电流镜像可以通过组合解码器信号，例如等于B₀+B₁的信号，来激活。为了组合解码器信号，可以使用逻辑门。

当晶体管的补偿镜像晶体管在饱和区操作时，通过强迫一个或多个在DAC26或者振荡器22中形成电流镜像的晶体管在线性区操作，也可以实现非线性。因此，不是配置伪随机发生器24的输出、解码器68、和晶体管50-55的宽长(W/L)比以提供具有类似于在图11中示意性提供的输入输出转移函数的DAC34，而是当晶体管的补偿镜像晶体管在饱和区操作时，通过强迫一个或多个在DAC 26、振荡器22或者频率调制电路18的其它部分中形成电流镜像的晶体管在线性区操作，可以实现所需的非线性。在那种情况下，DAC 26最好被配置为具有线性输入输出转移函数，并且发生器输出信号Q₀-Q_i可以直接控制开关62-67。

将在下文中更详细描述的是，DAC 34还可以包括附加电流镜像，该附加电流镜像由晶体管44和61形成并可以响应用户可编程的信号SSM_EN而被激活。在固定频率操作中，该附加电流镜像将最小开关频率偏置到不同于在扩展频谱操作中由最小电流I_MIN确定的最小开关频率值。如这里所使用的，术语“用户可编程的”指的是用外部元件或者用户提供的信号改变电路参数的能力。

这里图中描述的电流镜像包括仅仅用于示意性目的且不打算限制本发明的范围的基本电流镜像结构。本领域的普通技术人员将会认识到，电流镜像还可以包括共射-共基放大器结构，以将镜像晶体管与电流镜像的输出端的负载感应的电压变化隔离开。还可以使用电流镜像的其他结构，例如，威尔逊(Wilson)结构镜像和改进的威尔逊结构镜像。尽管这里描述的附图示出了包括MOSFET的电流镜像，本领域的普通技术人员将会认识到，可以使用任何类型的晶体管或者晶体管的组合，例如，双极晶体管或者绝缘栅双极晶体管。

图13A描述了用于例如图12的DAC 34的振荡器22的第一示意性实施例。振荡器74在输入节点76接受DAC输出电流I_DAC。一系列可选的电流镜像78和80产生具有正比于DAC输出电流I_DAC的幅度的充电电流I_CHRG。充电电流I_CHRG对接地的定时电容器84充电，增加节点82的电压。当节点82的电压达到或者超过由参考电流I₁和参考电阻R_REF建立(或者由参考电压V₁直接建立)的参考电压时，比较器86输出通过反相器88、90和91引导到开关92的信号HIGH。当开关92闭合时，它将定时电容器84短路到地，给电容器放电。一旦定时电容器84已经充分放电，使得节点82的电压低于由参考电流I₁和参考电阻R_REF建立的参考电压，比较器86就输出断开开关92的信号LOW，允许充电电流I_CHRG重新给定时电容器84充电。在其他实施例中，振荡器74可以直接在节点82接受DAC输出电流I_DAC。

定时电容器84的充电和放电在节点82处建立可用作倾斜时钟信号的倾斜波形。可以从比较器86输出直接上拉、或者由AND门94的输出产生具有和节点82处的倾斜波形相同频率的脉冲调制的、矩形时钟信号，该AND门94并联在反相器88、90和91的两端。反相器88、90和91在定时电容器被放电时适应剩余电路中的延时，并可以用其它的延时电路，例如定时器代替。

如果配置开关调节器以适应一相以上(即K相)，从定时电容器84的充电和放电产生的时钟信号的频率被分频器96分割，该分频器例如包括配置成K分频器的计数器。分频器96的输出是时钟信号23。

时钟信号23的频率对应于充电电流I_CHRG的幅度。随着充电电流I_CHRG的幅度增加，定时电容器84以更快的速度充电，从而节点82的电压在更短的时间达到由参考电流I₁和参考电阻R_REF建立的参考电压。这产生具有增加的频率的时钟信号。同样地，当充电电流I_CHRG的幅度降低时，时钟信号的频率也降低。因此，当根据本发明的频率调制波形调制来自DAC 34的输出电流I_DAC的波形时，也调制时钟信号23的频率。

如这里使用的，当信号随着时间形成信号波形时，根据本发明的频率调制波形调制信号，其中该信号波形的幅度如果以增加的数字顺序排序，则形成近似于本发明的频率调制波形的形状。如这里使用的，当时钟信号的频率随着时间形成信号波形时，根据本发明的频率调制波形信号来调制时钟信号23的频率，其中该信号波形的幅度如果以增加的数字顺序排序，则形成近似于本发明的频率调制波形的形状。

现在参考图13B，描述振荡器74的其他实施例，其中稍微改变了被配置为对定时电容器84放电的电路。振荡器89包括监控比较器86的输出和节点82的电压的锁存器91。当充电电流I_CHRG已经将定时电容器84充电到等于或超过参考电压V₁的电平时，锁存器91置位并向开关93输出信号HIGH。然后开关93闭合，以通过将电流吸收器(current sink)95接地来对定时电容器84放电。通常配置电流源95以比充电电流I_CHRG对定时电容器充电的速度更快的速度对定时电容器84放电。然而，还可以配置电流源95以与充电电流I_CHRG对定时电容器充电的速度相同的速度或者更慢的速度对定时电容器84放电。当定时电容器放电到节点82的电压降低到低于参考电压V₂的点时，比较器87输出复位锁存器91的信号LOW，该锁存器91向开关93输出信号LOW。这断开开关并使电流吸收器95与地解耦，从而允许充电电流I_CHRG对电容器84重新充电。

为了向用户提供更大的自由性，可以配置结合本发明的频率调制电路的开关调节器，以允许用户禁用扩展频谱频率调制和启用固定的频率操作。图14示出配置为用于提供这种功能的电路98。当用户需要禁用扩展频谱频率调制时，用户将信号LOW提供给输入引脚SSM_EN，并将DC电压提供给输入引脚FLTR。提供给输入引脚SSM_EN的信号LOW禁用伪随机发生器24，使得DAC 34的开关62-67保持断开(参见图12)。到输入引脚SSM_EN的信号LOW还闭合DAC 34的开关73，以允许镜像晶体管61产生正比于流经晶体管44的电流的恒定电流I_FIXED。然后DAC 34向电路98的输入节点100输出恒定电流I_FIXED和I_MIN的总和。

通过向输入引脚FLTR施加某些输入信号，电路98允许用户命令振荡器74产生具有三个固定频率之一的时钟信号。当信号LOW被提供给输入引脚SSM_EN时，逻辑检测器104检测这些输入信号，并据此从检测器的输出端F1和F2输出信号。例如，当输入引脚FLTR在第一用户可编程固定频率状态中接地时，检测器104从输出端F2输出信号HIGH，并从输出端F1输出信号LOW。这闭合了与镜像晶体管108和110串联的开关106，这两个镜像晶体管的镜像电流都流经二极管连接的晶体管102，以产生正比于电流I_DAC的电流。产生的电流被引导经过开关114，在信号被反相器112反相之后，开关114响应于输入引脚SSM_EN的信号LOW而闭合。为了对定时电容器84充电，振荡器74的电流镜像器80产生充电电流I_CHRG，其幅度正比于由镜像晶体管108和110产生的电流。本领域的普通技术人员将会认识到，晶体管108和110可被合并成一个晶体管。

当例如在第二用户可编程固定频率状态，输入引脚FLTR耦合到电压源V_CC或者开关调节器的输入电压时，并且信号LOW被提供给输入引脚SSM_EN时，固定频率检测器104从检测器输出F1输出信号HIGH，并从检测器输出F2输出信号LOW。这就禁用了开关106和晶体管108和110，但启用了镜像晶体管118，并且闭合了开关114和116，从而允许晶体管118产生正比于电流I_DAC的电流。为了对定时电容器84充电，振荡器74的电流镜像器80产生充电电流I_CHRG，其幅度正比于由镜像晶体管118产生的电流。如果晶体管118被配置成具有一个W/L比(或者纵横比)，其能产生比由晶体管108-110产生的电流更多的电流，那么，在第二固定频率状态中，时钟信号23的频率将大于第一固定频率状态中产生的时钟信号的频率。

在第三用户可编程固定频率状态，如果允许输入引脚FLTR浮动，并且将信号LOW提供给输入引脚SSM_EN，则固定频率检测器104从检测器的两个输出端F1和F2输出信号LOW。这保持开关106和116断开，并关断晶体管108、110和118，但是导通晶体管122，并闭合开关114和120，从而允许镜像晶体管122镜像电流I_DAC。如果晶体管122被配置成具有一个W/L纵横比，其产生比由镜像晶体管108和110产生的电流更多、但是比由镜像晶体管118产生的电流更少的电流，那么在第三固定频率状态中，时钟信号23将具有比第一固定频率状态产生的时钟信号更高、但是比第二固定频率状态产生的时钟信号更低的频率。本领域的普通技术人员将会认识到，可以稍微调整电路98以启用另外的固定频率状态。

当用户需要启用扩展频谱频率调制时，信号HIGH被提供给输入引脚SSM_EN。这启用了伪随机发生器24，并禁用了(1)由DAC34的晶体管44和61形成的电流镜像，以及(2)电路98的开关114，使得不管输入引脚FLTR的电压如何，开关106、116和120都阻止电流流过晶体管108、100、118和122。

为了保护开关调节器避免松散调节，并降低音频噪声，低通信号控制滤波器可以耦合到输入引脚FLTR，例如接地的电容器。当到输入引脚SSM_EN的信号HIGH闭合开关124时，低通信号控制滤波器耦合到二极管连接的晶体管102的栅极。

为了产生充电电流I_CHRG，到输入引脚SSM_EN的信号HIGH也闭合开关126，并启用镜像晶体管128和130，这两个镜像晶体管可被合并成一个晶体管。这允许了镜像晶体管128和130镜像DAC输出电流I_DAC，信号发生器20根据本发明的频率调制波形来调制该输出电流。

为了向用户提供甚至更大的灵活性，包含本发明的频率调制电路的开关调节器可以结合电路132(参见图15)，该电路允许用户禁用扩展频谱频率调制，并启用固定频率操作、或者时钟信号23与提供给输入引脚PLLIN的外部时钟信号的同步。与图14的电路98具有相同附图标记的电路132的元件表示相似的元件。

电路132在用户可编程多状态输入引脚PLLIN和FLTR处接受两个用户可编程的输入。每个输入引脚耦合到逻辑检测器134，该逻辑检测器被配置为检测引脚PLLIN和FLTR处的输入信号，以及据此在检测器的输出端SSM_EN、SYNC、F2和F1的输出信号。例如，当用户想禁用扩展频谱频率调制操作，并且将时钟信号23与外部时钟信号同步时，外部时钟信号被提供给输入引脚PLLIN，并且用于锁相环同步的一个低通滤波器耦合到输入引脚FLTR，例如，接地的RC滤波器。当检测器134检测引脚PLLIN处的外部时钟信号时，检测器134从检测器输出端SSM_EN输出信号LOW，并从检测器输出端SYNC输出信号HIGH。象图14的电路98那样，这禁用了伪随机发生器，并启用了由DAC 34的晶体管44和61形成的电流镜像(参见图12)，以产生固定电流I_FIXED。DAC 34输出恒定电流I_FIXED和I_MIN的和，作为DAC输出电流I_DAC，该输出电流被电路132提供给电流导引比较器136的尾电流。电流导引比较器136将参考电压V₂和节点138处的电压比较，节点138处的电压是通过相位检测器140和耦合到输入引脚FLTR的低通滤波器的输出建立的。电流镜像器142镜像来自电流导引比较器136的输出电流。

当检测器输出SYNC是HIGH时，开关126和127闭合，并且由二极管连接的晶体管102以及镜像晶体管128和130形成的电流镜像被启用，以镜像DAC输出电流I_DAC。此电流连同电流镜像器142产生的电流一起，在节点144处聚集以形成充电电流I_CHRG。在锁相环中，相位检测器140的输出决定充电电流I_CHRG的幅度，其随即决定时钟信号23的频率。

当用户需要禁用如上所述的同步并启用可编程固定频率操作时，输入引脚PLLIN被提供第一已知电压状态，例如，开关调节器的反馈引脚处的电压。这导致检测器134从SSM_EN和SYNC输出端输出LOW信号。以类似于电路98的方式，到输入引脚FLTR的用户可编程输入条件决定F1和F2输出。检测器134检测输入引脚FLTR处的输入条件，并指示振荡器74产生具有例如三个固定频率之一的时钟信号。

当用户想要根据本发明的频率调制波形调制时钟信号23的频率时，输入引脚PLLIN被提供第二已知电压状态，例如通过在开关调节器的电源和输入引脚PLLIN之间耦合一个预定电阻而建立的电压。为了保护开关调节器避免松散调节，并降低音频噪声，低通信号控制滤波器可耦合到输入引脚FLTR，例如，一个接地的电容器。响应输入引脚PLLIN处的信号，检测器134输出信号HIGH到检测器输出端SSM_EN，并输出信号LOW到检测器输出端SYNC。通过关断电流导引比较器136的尾电流I_TAIL，这禁用了电流导引比较器136，闭合了开关114，并将连接到输入引脚FLTR的低通信号控制滤波器耦合到二极管连接的晶体管102的栅极。为了在输入节点100和振荡器74之间提供电流通路，检测器134在检测器输出端F1和F2上输出信号LOW，闭合开关120并启用镜像晶体管122。或者，检测器134可以(1)闭合开关116并启用镜像晶体管118，或者(2)闭合开关106并启用镜像晶体管108和110。

虽然电路132将DAC输出电流I_DAC直接引导到振荡器74以调制时钟信号23的频率，但时钟信号23的频率也可以通过提供伪随机调制的时钟信号给相位检测器140的输入来调制。然而，如果扩展频谱频率调制将是用户可选择的特征，那么上述替换配置需要从电路引出去一个额外的用户可访问的输入引脚。通过像在电路132中那样给振荡器馈送DAC信号，由于DAC信号耦合到输入引脚FLTR，所以没有附加的用户可访问的引脚被引出去，其中输入引脚FILR已经为用户引出去，以提供锁相环操作中的相位误差滤波器，并对固定频率操作中开关调节器的操作频率编程。

现在参考本发明的图16，描述DAC 26的第二示意性实施例。DAC 150包括具有反馈环的放大器152，该反馈环伺服其参考电压处的反相输入154，该参考电压是由偏置电流I_BIAS1和参考电阻R_REF在它的非反相输入端建立的。为了伺服建立在放大器152的非反相输入端的参考电压处的节点154，电流镜像器156提供所需的足够多的电流I_SERVO，以在耦合在节点154和地之间的一个或多个电阻两端建立适当的电压降。更具体地，DAC 150包括串联在节点154和地之间的电阻器158和160.1-160.15。电阻器158和160将被共同称为可变电阻电阻器162。

可变电阻电阻器162的电阻与由电流镜像器156提供给伺服节点154的电流I_SERVO的幅度成反比。由于电流镜像器156产生正比于电流I_SRVO的电流I_DAC，并且电流I_DAC输出到振荡器74以产生时钟信号23，因此电阻器162的电阻也与时钟信号23的频率成反比。更具体地，随着电阻器162的电阻的增加，由电流镜像器156提供给伺服节点154的电流降低，导致电流I_DAC成正比的降低。这反过来以类似于在上面更详细描述的方式降低了时钟信号23的频率。相反，随着电阻器162的电阻降低，由电流镜像器156提供给伺服节点154的电流增加，导致电流I_DAC成比例的增加，这反过来增加了时钟信号23的频率。因此，通过适当调制可变电阻电阻器162的电阻，根据本发明的频率调制波形调制时钟信号23的频率。

为了调节可变电阻电阻器162的电阻，DAC 150使用连接在地和插入在包括可变电阻电阻器162的相邻电阻器之间的节点之间的多个开关164.1-164.15。当需要时钟信号23的最大频率时，布置在电阻器158和地之间的开关164.1被短路，以在节点154处提供最小电阻。相反，当需要最小频率时，开关164.1-164.15保持在断路状态，以在节点154处提供最大电阻。通过短路中间的开关164.2-164.14之一，可以调节可变电阻电阻器162以具有中间电阻。选择电阻器160.1-160.15的电阻，使得DAC 150根据本发明的频率调制波形调制DAC输出电流I_DAC。

DAC 150响应于由伪随机发生器24输出的信号Q₀-Q_i，控制开关164.1-164.15何时短路。伪随机发生器输出的信号最好由解码器166解码，解码器输出信号B₀-B_i以直接控制开关164.1-164.15。例如，如果伪随机发生器24输出四(4)比特，那么DAC 150可以包括，例如，15个开关(当发生器24输出四比特时最大达到16个开关)。然后配置解码器166用于接受发生器24的信号Q₀-Q₃以及输出信号B₀-B₁₄，以直接控制开关164.1-164.15。本领域的普通技术人员将会认识到，通过增加或减少开关164的数目和从解码器166和/或伪随机码发生器24输出的信号的数目，可以改变输出电流I_DAC的不同大小之间的分辨率。

DAC 150还可以包括耦合到电流镜像器156的低通信号控制滤波器168，以保护开关调节器避免松散调节，并减少音频噪声。或者，如果FLTR引脚可用，则低通信号控制滤波器168还可以耦合到如关于图14所述的输入引脚FLTR。

虽然电阻器158和160串联在节点154和地之间，但是本领域的普通技术人员将会认识到，电阻器还可以并联在节点154和地之间。电阻器158和160还可以用具有阻抗的其它电路元件，例如，MOSFET、电容器、电感器等代替。

根据本发明的另一方面，这里描述的数模转换器可由用户编程，以控制频率的范围，包括本发明的频率调制电路的开关调节器在该频率范围上操作。例如，图17中所示电路17允许用户根据提供给引脚S1和S2的用户可编程的信号对DAC 150的偏置电流I_BIAS1编程。引脚S1和S2可由I²C总线编程，可由用户直接编程，或者可通过本领域的普通技术人员已知的其它方法或者以其它方式编程。电路170包括根据参考电流I₂产生恒定偏置电流I₃-I₅的多个电流镜像器。当输入引脚S1和S2都被提供HIGH信号时，开关172-174导通，并且开关178-180关断。这将所有的偏置电流I₃-I₅引导到DAC 150，使得偏置电流I_BIAS1具有最大幅度。在这种情况中，由电路170在输出节点184处输出给振荡器74的电流I_CHRG仅包括DAC输出电流I_DAC。

当给输入引脚S1提供信号HIGH，并且给输入引脚S2提供信号LOW时，仅将偏置电流I₃和I₄提供给偏置电流I_BIAS1，同时恒定偏置电流I₅和DAC输出电流I_DAC汇集在输出节点184处。同样，当给输入引脚S1提供信号LOW，并且给输入引脚S2提供信号HIGH时，仅将偏置电流I₅提供给偏置电流I_BIAS1，同时恒定偏置电流I₃和I₄与DAC输出电流I_DAC汇集在输出节点184处。根据电流I₃-I₅的幅度，后两种情况可以产生比当所有的偏置电流I₃-I₅汇集以形成偏置电流I_BIAS1时实现的更窄的频率扩展范围。

当给输入引脚S1和S2都提供LOW信号时，开关172-174关断，并且开关178-180导通。这将所有的恒定偏置电流I₃-I₅都引导到振荡器74，并且没有电流提供给偏置电流I_BIAS1，有效地禁用了DAC 150和扩展频谱频率调制。相反，因为现在充电电流I_CHRG是恒定的，所以以固定频率产生时钟信号23。本领域的普通技术人员将会认识到，固定频率操作还可被视为是扩展频谱操作的第四个级别，即当存在零(0)频率扩展时。本领域的普通技术人员将会认识到，可以使用电路170控制这里描述的其它DAC的扩展范围。

现在参考图18，描述振荡器22的第三实施例，其中该振荡器具有线性输入输出转移函数。振荡器186包括环形振荡器，该环形振荡器具有定时电容器188，该定时电容器分别是由发送电流源和吸收电流源充电和放电的，以在输出节点190处产生时钟信号。更具体地，为了对定时电容器188充电，振荡器186包括发送电流源，该发送电流源是由分别耦合到镜像晶体管196和198的二极管连接的晶体管192和194形成的。发送电流源以幅度正比于充电电流I_CHRG的电流对定时电容器188充电。通过二极管连接的晶体管192和镜像晶体管200形成振荡器186吸收电流源，这两个晶体管一起以幅度正比于充电电流I_CHRG的电流对电容器188放电。

当发送电流源对定时电容器188充电时，插在发送和吸收电流源之间的节点202处的电压幅度增加。一旦电压到达或超过缓冲器204的阈值电压，电压就被传递到输出节点190。连接到定时电容器188的电阻分压器206在节点190处分压。因为电容器188两端的电压降不能瞬时改变，所以由电阻分压器206建立的分压电压强迫节点202处的电压也降低到该值。

节点190处的电压也使得开关208断开，并使得开关210闭合，使发送电流源与充电电容器188解耦，并将吸收电流源耦合到放电电容器188。一旦吸收电流源已经对定时电容器放电，开关210断开并且开关208再次闭合，以对定时电容器重新充电。当对定时电容器188重复充放电时，在输出节点190处产生时钟信号，为了产生具有根据本发明的频率调制波形调制的频率的时钟信号，输入节点212可以耦合到图16的非线性DAC 150，或者这里所述的根据本发明的频率调制波形来调制充电电流I_CHRG的任何非线性信号发生器。

图19示出电路的其他实施例，该电路允许用户选择(1)是否根据本发明的频率调制波形调制内部时钟信号的频率，(2)内部时钟信号的频率是否具有用户可编程的固定频率或者(3)内部时钟信号是否与外部时钟信号同步。电路213包含接受提供给输入引脚PLLIN的信号的模式检测器214，并确定用户是需要扩展频谱频率调制、固定频率操作还是内部时钟信号与外部时钟信号的同步。

例如，当用户在输入引脚PLLIN处提供信号HIGH时，模式检测器214启用扩展频谱频率调制，并从检测器输出端SYNC输出信号LOW，以及从检测器输出端SSM_EN输出信号HIGH。这启用了DAC 216并禁用了相位检测器217。布置在电路218中的开关闭合，并将输入引脚FLTR耦合到DAC输出电流I_DAC。这允许耦合到输入引脚FLTR的低通信号控制滤波器，例如耦合到地的电容器，对DAC输出电流I_DAC滤波，从而保护开关调节器避免松散调节并降低音频噪声。然后电路218向振荡器74、89或者186输出幅度等于滤波后的DAC输出电流I_DAC的充电电流I_CHRG。

当用户在输入引脚PLLIN处提供信号LOW时，模式检测器214启用固定频率操作，并从检测器输出端SYNC和SSM_EN输出LOW信号。这禁用了相位检测器217和DAC 216，使得没有信号从其输出。输出端SSM_EN的信号LOW还指示偏置电流发生器215产生参考电流I₆，用于传输给电路218。通过向输入引脚FLTR提供多个预定电压中的一个，用户对所产生的时钟信号的固定频率进行编程。电路218包含了检测该电压的逻辑，并且或者(1)直接将参考电流I₆分流给振荡器，或者(2)产生正比于参考电流I₆的电流用于提供给振荡器。

当外部时钟信号被提供给输入引脚PLLIN时，电路213同步内部时钟信号与外部时钟信号。模式检测器214从检测器输出SYNC输出信号HIGH，并从检测器输出SSM_EN输出信号LOW。这禁用了DAC 216并启用了相位检测器217，其将外部时钟信号与内部时钟信号23比较并输出可表示其间差别的信号219。通过一个耦合到输入引脚FLTR的低通滤波器，例如接地的电容器和电阻器，补偿信号219。然后布置在电路218内的电流导引比较器将信号219与参考电压比较，并响应于此向振荡器输出电流。

现在参考图20，描述振荡器22的第四实施例，其中振荡器具有线性输入输出转移函数。与图13-15和18的电流控制振荡器不同，由振荡器220产生的时钟信号的频率是电压控制的。振荡器220包括具有反馈环的放大器222，以及电流镜像器224，该电流镜像器224提供所需的足够多的电流，以在提供给非反相输入端的电压处伺服反相放大器222的反相输入。然后通过电流镜像器224镜像所述伺服电流，以产生成正比的电流，以对定时电容器228充电。为了对定时电容器228放电，振荡器220包括比较器227，该比较器在其确定电容器两端的电压已经达到或者超过恒定参考电压V_REF时，将电路电容器228短接到地。

提供来对定时电容器228充电的电流的量，以及时钟信号23的频率，依赖于提供给放大器222的非反相输入端的电压。为了根据本发明的频率调制波形调制时钟信号23的频率，信号发生器20在节点232处提供一个变化电压信号波形，该波形的幅度如果以增加的数字顺序，则随着时间形成近似于本发明的频率调制波形的形状的曲线。耦合在节点232和放大器222的非反相输入端之间的是滤波电阻器234，其和滤波电容器236一起保护开关调节器避免松散调节以及降低扩展频谱频率调制过程中的音频噪声。如上所述的，可以(分别)调节电容器236和电阻器234的电容和电阻，以改变调制开关调节器的操作频率的范围。附加电阻(未示出)可以与电容器236并联，或者连接在恒定电压源和FLTR引脚之间以改变调制范围(如上所述)。

电路220还可以包括可选的恒定电流源230，以在电流镜像器224不产生电流的情况下，提供最小电流I_MIN以对定时电容器228充电。例如，如果配置信号发生器20以产生强迫放大器222的非反相输入端的电压为零(0)的最小信号幅度，则最小电流I_MIN被用于对定时电容器228充电。或者，在固定频率操作过程中、或者时钟信号23与外部信号的同步过程中，可以使用电流源230。在后一情况中，除了由电流镜像器224响应于由相位检测器238输出的信号产生的电流之外，最小电流I_MIN还提供电流以对定时电容器228充电。如果最小电流I_MIN被采用，则限制最小开关频率，并可用于偏置电路220中的MOS晶体管，以用于在饱和区操作。本领域的普通技术人员将会认识到，这里所述的任何MOS晶体管可以被不同类型的晶体管代替。例如，双极型结型晶体管。如果使用BJT，可以使用最小电流I_MIN以偏置双极型结型晶体管在操作的线性区。

图21示出根据本发明的频率调制波形来调制电压信号V_DAC的数模转换器。DAC 240包括电流源268，该电流源在扩展频谱频率调制被禁用时提供恒定的最小电流I_MIN给二极管D_IN。这建立二极管D_IN两端的基极电压V_MIN，如下所示：

V_{MIN} = V_{T} \ln (\frac{I_{MIN}}{I_{S}})

方程19

其中V_T是二极管D_IN热电压，I_S是二极管D_IN的饱和电流(还称为比例电流)。电压V_MIN和由恒定参考电流I_REF和二极管D_REF建立的参考电压一起被提供给差分放大器226。放大器266输出产生的差作为DAC输出电压V_DAC，其等于以下：

V_{DAC, MIN} = \frac{R_{2}}{R_{1}} V_{T} * \ln \frac{I_{MIN}}{I_{REF}}

方程

20

假定二极管D_IN和D_REF具有相等的饱和电流。当提供给振荡器220时，最小DAC输出电压V_DAC，MIN将时钟信号23的频率设置在基频。

为了调制DAC输出电压V_DAC的幅度，DAC 240包括多个电流源242-247，这些电流源可以响应于响应开关254-259的动作而并联到基础电流源268。每个开关254-259与其相应的电流源242-247串联，并由伪随机发生器24输出的信号驱动。当开关导通并允许其相应的电流源向二极管D_IN提供电流时，由该电流源提供的电流汇集到由基础电流源268提供的最小电流I_MIN。这增加了二极管D_IN两端建立的电压，从而增加DAC输出电压V_DAC，其反过来促使振荡器220增加时钟信号23的频率。选择电流源242-247的幅度，以呼应伪随机发生器输出信号Q₀-Q_i操作，以产生线性输出。所有的电流I_MIN和I₀-I_I被汇集并提供给二极管D_IN，其建立近似于本发明的频率调制波形的形状的输入输出转移函数。特别地，DAC 240产生电压信号波形，其幅度如果按增加的数字顺序排序，则随时间形成近似由方程5A所表达的本发明的频率调制波形14的形状。

图22描述了输出电压信号以根据本发明的频率调制波形来调制时钟信号23的频率的数模转换器的其他实施例。DAC 270被配置成可变电阻分压器，该分压器的基础电压是由电源V_CC和电阻器272以及R_REF限定的。当输出到振荡器220时，基础电压将时钟信号23的频率设置在基础频率，其在这种情况中对应于最大开关频率。

为了调制DAC输出电压V_DAC的幅度，DC 270包括多个电阻器276-281，这些电阻器响应伪随机发生器24输出的信号与参考电阻器R_REF并联。例如，伪随机发生器信号Q₀-Q_I最好被提供给解码器，例如温度计解码器(未示出)，该解码器输出解码器信号B₀-B_i到开关288-293，这些开关中的每一个和相应的电阻器276-281串联。当开关，例如开关288从解码器接收适当的解码器信号时，它闭合，将其相关电阻器，例如电阻器276与电阻器R_REF并联，从而改变DAC输出电压V_DAC。选择电阻器276-281的电阻以呼应解码器输出信号B₀-B_I而操作，以建立近似于本发明的频率调制波形的形状的输入输出转移函数。因此，随着时间，DAC 270产生电压信号波形，该波形的幅度如果以递增的数字顺序，形成近似于本发明的频率调制波形的形状的曲线。

本领域的普通技术人员将会认识到，一个或多个电阻器272、276-281和R_REF可以被具有阻抗的其它电路元件，例如，MOSFET，电容器、电感器等所代替。

在本发明的频率调制电路18的第二实施例中，伪随机码发生器24包括具有近似于图23所示的本发明的频率调制波形的概率分布的发生器。这和应用在本发明的频率调制电路的第一实施例中的伪随机发生器的均匀概率密度形成对照。为了产生非线性概率分布，伪随机码发生器24可采用非线性反馈电路30或者存储器查询表。当频率调制电路18包括具有似于本发明的频率调制波形的形状的非线性概率密度的伪随机发生器时，稍微改变DAC 26以具有线性输入输出转移特性。

在本发明的第三实施例中，频率调制电路18被配置为采用顺序频率调制，而不是伪随机频率调制。信号发生器20被配置为用具有近似本发明的频率调制波形的信号波形直接调制时钟信号23的频率，而不向振荡器22提供伪随机信号。例如，图24描述了信号发生器300，该信号发生器被配置为向振荡器220提供平滑连续的、顺序电压波形，该电压波形的电平如果以增加的数字顺序，随着时间，形成近似于本发明的频率调制波形的形状的曲线。本领域的普通技术人员将会认识到，连续波形可被视为包括给定时间微分的一系列离散幅度。

信号发生器300是按类似于图21的DAC 240的方式配置的，因为它包括二极管D_IN和D_REF。当通过差分放大器302比较二极管D_IN和D_REF两端建立的电压差时，得到的信号发生器的输出电压V_SG的特征由类似于方程20表示的对数函数描述。为了调制输出电压V_SG，以及从而调制时钟信号23的频率，根据本发明的频率调制波形，信号发生器300接受或者产生线性输入电流信号304。例如，输入电流波形304可以包括线性曲线306(参见图25A)，其中输入电流以低于其降低的速度增加。图25A描述了示意性的合成的发生器输出电压波形308。或者，输入电流波形304可以包括线性曲线310(参见图25B)，其中输入电流波形以与其降低的速度近似相等的速度增加。这从信号发生器输出电压V_SG产生输出电压波形312，其中输出电压波形312的下降部分的形状近似于输出电压波形312的上升部分的镜像复制。当提供给振荡器22时，这些信号发生器输出波形根据本发明的频率调制波形来调制时钟信号23的频率。虽然图25A描述了看起来几乎是瞬时的下降速度时，但最大下降速度受电路能力限制。此外，图25A-B中描述的下降速度不是用来限定本发明的范围。相反，输入电流波形可以以相对于其增大速度的任何速度下降。此外，仅仅为了示意的目的，图25A-B描述了截取V_SG，MAX和V_SG，MIN处的信号发生器输出电压波形308和312的输入电流波形306和310。

图26示出了信号发生器的第二实施例，该信号发生器被配置为给振荡器220提供连续的、顺序电压波形，该波形的电平如果以增加的数字顺序，则随着时间形成近似于本发明的频率调制波形的形状。信号发生器314包括R-C电路，该电路具有串联在电压源V_CC和地之间的电阻器316和电容器318。电源V_CC对电容器318充电，使得电容器318两端的电压按照可由方程5B近似的频率调制波形指数增加。可以选择电阻器316的电阻和电容器318的电容以定义方程5B的基频f_A2和常数K₃。电容器318两端的电压被提供给振荡器220以根据本发明的频率调制波形来调制时钟信号23的频率。通过放电电路对电容器318放电，该放电电路例如是比较器320，该比较器在确定电容器两端的电压已经到达阈值电平时，指示开关322将电路电容器318短接到地。

可以选择滤波电阻器234和滤波电容器236的值以降低如上所述的时钟信号23的频率变化的速度。

现在参考图27-29，描述本发明的频率调制电路18的第四实施例。频率调制电路324包括振荡器326，该振荡器在所关注的频率范围具有近似于本发明的频率调制波形的形状的输入输出转移函数(参见图30)。振荡器326被配置为类似于图20的振荡器220，只不过当比较器328确定电容器两端的电压已经达到可变参考电平时，该比较器通过将电容器短接到地指示开关330对定时电容器332放电，该可变参考电平以根据本发明的频率调制波形来调制时钟信号23的频率的方式变化。

更具体地，信号发生器20在输入节点334处给振荡器326提供顺序或者伪随机线性电压波形。电压电流转换器336将每个线性电压波形的电压幅度转换成相应的对定时电容器332充电的电流。这在定时电容器332两端建立了电压，该电压被比较器328与可变参考电压相比较，可变参考电压发生器340控制该可变参考电压以根据本发明的频率调制波形来调制时钟信号23的频率。当定时电容器332两端的电压等于或超过可变参考电压信号时，比较器328输出闭合开关330并将定时电容器短接到地的信号HIGH。当定时电容器放电后，比较器输出信号LOW，允许充电电流I_CHRG重新对定时电容器充电。随着时间的过去，这产生了具有根据本发明的频率调制波形调制的频率的脉冲时钟信号。

振荡器326根据下述方程调制时钟信号23的频率：

f_{s} = \frac{V_{IN}}{R_{1} C_{1} V_{VAR}}

方程21

其中V_IN是由信号发生器20提供的线性电压波形，R₁是电阻器R₁的电阻，C₁是定时电容器332的电容，V_VAR是可变参考电压发生器340产生的参考电压。根据本发明的原理，可变参考电压发生器340以根据本发明的频率调制波形调制时钟信号23的频率的方式改变参考电压V_VAR。

现在参考图28，描述可变参考电压发生器340的第一示意实施例。可变参考电压发生器342包括通过双极晶体管346和348产生电流I_MULT的乘法器344。电流I_MULT具有作为电流I₇和I₈的函数的幅度，如下所述：

I_{MULT} = \sqrt{I_{7} * I_{8}} = K_{8} \sqrt{V_{IN}}

方程22

其中I₈是恒定参考电流。I₇是等效于由信号发生器20提供的输出电压V_IN、并可以通过使用电压电流转换器获得的电流。或者，I₇可以是恒定参考电流，而I₈对应于由信号发生器20提供的输入电压。K₈是常数，该常数是参考电流I₈和用于将输入电压V_IN转换成电流I₇的电压电流转换器的电子元件的函数。

然后电流镜像器350镜像电流I_MULT并产生正比于乘法器电流I_MULT的可变参考电流I_VAR。然后电流电压转换器352将可变参考电流I_VAR转换成可变参考电压V_VAR，其类似于乘法器电流I_MULT，因为它还近似正比于输入电压V_IN的平方根的电压波形。然后可变参考电压V_VAR被提供给比较器328。因为图28的实施例中的可变参考电压V_VAR正比于输入变压V_IN的平方根，所以方程21描述了频率调制的时间波形，该波形的电平如果以增加的数字顺序排序，则形成近以于由方程6表达的频率调制波形的形状。如这里所使用的，成正比的信号包括信号具有相等幅度的情况。

现在参考图29，描述可变参考电压发生器340的第二示意实施例。可变参考电压发生器354包括产生电流I_MULT通过双极晶体管358和360的乘法器356的第二实施例。乘法器电流I_MULT具有作为电流I₉和I₁₀的函数的幅度，如下所示：

I_{MULT} = \sqrt{I_{9} * I_{10}} = K_{10} \sqrt{V_{IN}}

方程23

其中I₁₀是恒定参考电流。I₉是等价于由信号发生器20提供的输入电压V_IN、并可以通过使用电压电流转换器获得的电流。或者，I₉可以是恒定参考电流，同时I₁₀对应于由信号发生器20提供的输入电压。K₁₀是常数，该常数是参考电流I₁₀和用于将输入电压V_IN转换成电流I₉的电压电流转换器的电子元件的函数。

然后电流镜像器362镜像电流I_MULT并产生正比于乘法器电流I_MULT的可变参考电流I_VAR。然后电流电压转换器364将可变参考电流I_VAR转换成可变参考电压V_VAR，其类似于乘法器电流I_MULT，因为它还近似正比于输入电压V_IN的平方根的电压波形。然后可变参考电压V_VAR被提供给比较器328。因为图29的实施例中的可变参考电压V_VAR正比于输入变压V_IN的平方根，所以方程21描述了频率调制的时间波形，该波形的电平如果以增加的数字顺序排序，则形成近似于由方程6表达的频率调制波形的形状。

尽管图28-29中分别描述的可变参考电压发生器342和354产生由平方根函数近似的可变参考电压V_VAR，但是本领域的普通技术人员将会认识到，还可以采用可变参考电压发生器的其他实施例。更具体地，可变参考电压发生器340可被配置为产生根据本发明的频率调制波形调制时钟信号23的频率的任何可变参考电压V_VAR。本领域的普通技术人员还将会认识到，可变参考电压发生器340可以包括这里所述的任何电路，这些电路可被配置为生成波形，该波形在被提供给振荡器时，根据本发明的频率调制波形调制时钟23的频率。

本领域的普通技术人员将会认识到，不使用可变参考电压发生器342和354来改变比较器328的参考电压，如果这里使用的比较器的参考电压固定，则可变电压发生器342和354也可用于顺序频率调制中，以对包含在上述任何振荡器中的定时电容器充电。更具体地，对于电流控制振荡器，来自可变参考电压发生器342和354的可变参考电流I_VAR可以直接对定时电容器充电。对于电压控制振荡器，相反，来自可变参考电压发生器342和354的可变参考电压V_VAR可被提供给振荡器。

除了降低开关调节器的输出端的差模和辐射噪声外，这里所述的本发明的频率调制波形和电路还可被配置为降低开关调节器的输入端的差模和辐射噪声，使之低于固定频率操作中或者当根据线性调制波形调制时产生的水平。类似于调节器输出端的噪声，开关调节器的输入端的差模噪声也是调节器开关频率的函数。当以线性频率调制波形调制调节器频率时，调节器输入端的差模干扰频谱也显示出开关频率的极值处的“鸣叫”以及倾斜的频谱最高限(尽管小于调节器输出端的差模噪声频谱显示的倾斜程度)。对于相同的应用和负载条件，调节器输入端的峰值噪声幅度波形包括与调节器输出端的峰值噪声幅度波形相比不那么非线性(或者不那么弯曲)的非线性曲线。尽管开关调节器的输入端的峰值噪声幅度波形比起调节器输出端的不那么非线性，它仍然类似于图4中描述的形状。

因此，为了降低调节器输入端的差模噪声，可以根据本发明的频率调制波形(例如频率调制波形等同于调节器输入端的峰值噪声幅度波形，并且以由方程5-15中的一个或多个近似)调制开关频率。调节器输入端(和调节器的输出端相对)的峰值噪声的幅度波形的非线性中的差异被反映在近似方程的不同常数，也就是方程5-7的常数K_i中。为了根据等同于开关调节器的输入端的峰值噪声幅度波形的频率调制波形来调制开关调节器的频率，可以使用本发明的频率调制电路。可以用频谱分析器测量开关调节器输入端的峰值噪声幅度波形，或者本领域的普通技术人员可以根据本发明的原理得出用于特定负载条件和应用的波形。

尽管上面描述了本发明的示意实施例，但本领域技术人员将会认识到，在不脱离本发明的情况下，用较小的设计修改可以进行多种变化和修改。例如虽然伪随机噪声是通过自馈式移位寄存器28数字地产生的，但本领域技术人员将会认识到，伪随机或随机噪声也可通过模拟方法，例如通过放大雪崩噪声产生。

此外，虽然当在恒定频率或者扩展频谱电流模式开关调节器中采用伪随机频率调制和斜率补偿时，上述频率调制电路采用闭环同步方法时，例如锁相环，以将时钟信号23同步到外部时钟信号，但也可以使用开环同步方法，例如边缘触发同步(也称为注入锁住同步)，其中外部时钟信号的每个上升或者下降沿触发变换器的开关动作。在恒定的或者扩展频谱电流模式开关调节器中，如果用外部频率调制电路进行边缘触发同步(即，当本发明的频率调制电路18不是构成开关调节器或者IC的一部分时)，可能需要另外的措施来保持用于斜率补偿的开关调节器的稳定性。当本发明的频率调制电路18是构成开关调节器或者IC的一部分时，开关调节器更可能保持稳定性，并且甚至在采用边缘出发同步时也不需要另外的描施。电压模式、恒定导通时间(constant-on-time)电流模式或者恒定断开时间(constant-off-time)电流模式开关调节器还可以使用锁相环或者边缘触发同步。

本领域技术人员还将会认识到，通过在其间插入电压电流转换器，这里所述的输出电压的任何信号发生器还可以和任何电流控制的振荡器一起使用。同样，通过在其间插入电流电压转换器，任何压控振荡器也可以和输出电流的任何信号发生器一起使用。

另外，本发明的频率调制电路18可以包括信号发生器20，该信号发生器被配置为向具有非线性输入输出转移函数的振荡器输出非线性输出信号。非线性信号发生器和非线性振荡器可以一起被配置为根据本发明的频率调制波形来调制电压调节器的开关频率。

此外，虽然这里所述的顺序频率调制电路以平滑连续信号调制开关调节器的操作频率，本领域的普通技术人员将会认识到，本发明的顺序频率调制还可以包括以步进式连续顺序信号调制调节器的频率，该信号使得调节器的开关频率随时间以步进方式沿着近似于本发明的频率调制波形的曲线从顺序增加和降低的值“跳跃”。例如，信号发生器20可以包括非线性DAC，该非线性DAC被配置为输出具有类似于图11描述的排序信号21的形状的步进式连续顺序信号。

此外，虽然根据频谱分析器产生由图4描述和由方程4表达的峰值噪声幅度波形，还可以使用其它测量和分析方法，例如快速傅立叶变换来测量或者得到峰值噪声幅度波形。

本发明的电路还可以包括另外的元件，例如用于滤波、减小抖动、提供稳定性和静电放电保护。此外，这里所述的振荡器中结合的定时电容器可以用其它储能元件，例如电感器代替。本领域的普通技术人员还将会认识到，还可以使用其他振荡器拓扑，比如，L-C谐振振荡器。

此外，尽管相对于开关电压调节器讨论了本发明的方法和电路，但是本发明还可以应用到任伺开关功率换流器，例如像恒定电流电池充电器这样的开关电流调节器。

此外，尽管本发明的频率调制波形被描述成等同于差模峰值噪声幅度波形，目标是降低差模噪声，但是本领域的普通技术人员将会认识到，本发明的频率调制波形还可以等同于开关调节器的输入端或者输出端的辐射噪声或者其它噪声形式的峰值噪声幅度，目标是降低该噪声。

本领域的普通技术人员还将会认识到，尽管这里描述了特定电路，但是使用本领域公知的许多信号发生器和振荡器电路以及通过其他方式，可以采用本发明的频率调制方法。例如，Hardin专利中的电路和在Dobkin等人的美国专利号No.5,929,620(“Dobkin专利”)中描述的电路可被配置为根据本发明的频率调制波形调制时钟信号的频率。

此外，尽管这里描述的附图示意性地将时钟信号描绘成具有多种占空比的矩形或者方形信号，但是时钟信号23也可以包括如相对于图13A所述的斜坡波形。

附带的权利要求旨在覆盖落在本发明的真正精神和范围内的所有的这些改变和修改。

Claims

1.一种用于降低开关调节器的峰值频谱噪声的电路，其中可以产生具有一个频谱最高限的噪声频谱，所述电路包括：

信号发生器，其产生一个变化信号，所述信号发生器被配置为改变所述变化信号，以随时间形成信号波形；以及

振荡器，其使用所述变化信号产生一个时钟信号，以根据一个频率调制波形调制所述时钟信号的频率，

其中所述频率调制波形是时间的函数并具有等同于峰值噪声幅度波形的形状。

2.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形具有负的二阶时间导数。

3.如权利要求2所述的电路，其中所述频率调制波形具有正的一阶时间导数。

4.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形由对数函数近似。

5.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形由平方根函数近似。

6.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形由求逆函数近似。

7.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形由指数函数近似。

8.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形具有非线性部分和线性部分。

9.如权利要求8所述的电路，其中所述非线性部分由下述函数之一近似：对数函数、指数函数、平方根函数或者求逆函数。

10.如权利要求8所述的电路，其中所述非线性部分具有正的一阶时间导数和负的二阶时间导数。

11.如权利要求1所述的电路，其中所述频率调制波形具有基本上压平所述频谱最高限的形状。

12.如权利要求1所述的电路，其中所述信号波形包括伪随机信号。

13.如权利要求12所述的电路，其中所述信号发生器包括伪随机码发生器和数模转换器。

14.如权利要求13所述的电路，其中所述伪随机码发生器具有均匀概率密度，并且所述数模转换器具有形状近似于所述频率调制波形的形状的输入输出转移函数。

15.如权利要13所述的电路，其中所述伪随机码发生器具有形状近似于所述频率调制波形的形状的概率密度。

16.如权利要求1所述的电路，其中所述信号波形包括顺序信号。

17.如权利要求1所述的电路，其中所述信号波形包括，如果以递增的数字顺序排序则近似于所述频率调制波形的形状的幅度。

18.如权利要求1所述的电路，其中所述振荡器具有近似于所述频率调制波形的形状的输入输出转移函数。

19.如权利要求18所述的电路，其中所述信号波形包括，如果以递增的数字顺序排序则近似于直线的幅度。

20.如权利要求1所述的电路，其中所述振荡器是电压控制的。

21.如权利要求1所述的电路，其中所述振荡器是电流控制的。

22.如权利要求1所述的电路，还包括配置为提供一个近似恒定信号的固定频率电路，

其中所述信号发生器的至少一部分被配置为响应用户输入而被禁用，使得所述振荡器使用所述恒定信号产生时钟信号，以将时钟信号的频率固定在一个近似恒定的值。

23.如权利要求1所述的电路，还包括配置为响应外部时钟信号产生同步信号的同步电路，

其中所述信号发生器的至少一部分被配置为响应用户输入而被禁用，使得所述振荡器使用所述同步信号产生时钟信号，以将所述时钟信号的频率与外部时钟信号的频率同步。

24.一种用于降低开关调节器的峰值频谱噪声的方法，其中可以产生具有一个频谱最高限的噪声频谱，所述方法包括：

产生具有某一频率的时钟信号；和

根据扩展频谱模式中的频率调制波形来调制所述时钟信号的所述频率，

25.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用具有负的二阶时间导数的频率调制波形来调制所述时钟信号的所述频率。

26.如权利要求25所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用具有正的一阶时间导数的频率调制波形来调制所述时钟信号的所述频率。

27.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用由对数函数近似的频率调制波形调制所述时钟信号的频率。

28.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用由平方根函数近似的频率调制波形调制所述时钟信号的频率。

29.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用由求逆函数近似的频率调制波形调制所述时钟信号的频率。

30.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括用由指数函数近似的频率调制波形调制所述时钟信号的频率。

31.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用具有非线性部分和线性部分的频率调制波形调制所述时钟信号的频率。

32.如权利要求31所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率还包括，用具有由下述函数之一近似的非线性部分的频率调制波形调制所述时钟信号的频率：对数函数、指数函数、平方根函数或者求逆函数。

33.如权利要求31所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率还包括，用具有非线性部分的频率调制波形调制所述时钟信号的频率，在所述非线性部分中一阶时间导数是正的并且二阶时间导数是负的。

34.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，用基本上压平所述频谱最高限的频率调制波形调制所述时钟信号的频率。

35.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，使用伪随机频率调制。

36.如权利要求24所述的方法，其中调制所述时钟信号的频率包括，使用顺序频率调制。

37.如权利要求24所述的方法，还包括：

禁用所述扩展频谱模式；和

在固定频率模式中将所述时钟信号的频率保持在一个固定频率。

38.如权利要求24所述的方法，还包括：

禁用所述扩展频谱模式；和

将所述时钟信号的频率与外部时钟信号的频率同步。

39.如权利要求38所述的方法，其中将所述时钟信号的频率与外部时钟信号的频率同步包括，使用锁相环同步将所述时钟信号的频率与外部时钟信号的频率同步。