DE102008053670A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler - Google Patents

Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler Download PDF

Info

Publication number
DE102008053670A1
DE102008053670A1 DE102008053670A DE102008053670A DE102008053670A1 DE 102008053670 A1 DE102008053670 A1 DE 102008053670A1 DE 102008053670 A DE102008053670 A DE 102008053670A DE 102008053670 A DE102008053670 A DE 102008053670A DE 102008053670 A1 DE102008053670 A1 DE 102008053670A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
controlled oscillator
signal
locked loop
charge pump
modulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
DE102008053670A
Other languages
English (en)
Inventor
Antonio Priego Cortés
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Texas Instruments Deutschland GmbH
Original Assignee
Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Texas Instruments Deutschland GmbH filed Critical Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority to DE102008053670A priority Critical patent/DE102008053670A1/de
Priority to US12/645,715 priority patent/US8618850B2/en
Publication of DE102008053670A1 publication Critical patent/DE102008053670A1/de
Ceased legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Eine elektronische Vorrichtung weist einen Gleichspannungswandler zur Spannungswandlung in einem Slave-Betrieb und einem Master-Betrieb und einen Phasenregelkreis auf. Der Phasenregelkreis weist einen gesteuerten Oszillator, ein Filter mit einem Integrationskondensator, der an einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators gekoppelt ist, eine Ladungspumpe und einen Phasenfrequenzdetektor auf. Im Slave-Betrieb sind der gesteuerte Oszillator, das Filter, die Ladungspumpe und der Phasenfrequenzdetektor so gekoppelt, dass sie als Phasenregelkreis arbeiten. Es gibt einen Komparator, der mit einem Eingang an einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators und mit einem Ausgang an die Ladungspumpe gekoppelt ist. Im Master-Betrieb ist der Komparator so ausgeführt, dass er in Reaktion auf ein Steuersignal am Steuereingang des gesteuerten Oszillators, wenn der Phasenfrequenzdetektor abgeschaltet ist, die Ladungspumpe so steuert, dass durch Laden und Entladen des Integrationskondensators eine Modulation des Steuersignals am Steuereingang des gesteuerten Oszillators durchgeführt wird.

Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler.
  • HINTERGRUND
  • Die Schaltfrequenz in Leistungswandlern (beispielsweise in Abwärts- und Aufwärts-Gleichspannungswandlern) wird hauptsächlich durch die Fähigkeit von Leistungstransistoren begrenzt, hohe Leistungen mit kurzen Schaltzeiten zu bewältigen. Da neue Prozessgenerationen den Faktor der Schaltqualität verbessern, können höhere Schaltfrequenzen bei Gleichspannungswandlern erreicht werden, um die Größe der passiven Komponenten zu verringern und die Energieeffizienz zu erhöhen. Ein Nachteil beim Erreichen höherer Schaltfrequenzen besteht darin, dass der Strom und die Spannung, die im System geboten werden, zu größeren Pegeln elektromagnetischer Beeinflussung führen, da die Betriebsfrequenz erhöht ist. Die elektromagnetische Beeinflussung (EMB) ist in vielen elektronischen Vorrichtungen ein Problem, und es gibt sehr strikte Vorschriften hinsichtlich der Standards, die Vorrichtungen bezüglich einer maximalen EMB-Begrenzung erfüllen müssen. Es gibt zwei Arten der elektromagnetischen Beeinflussung, nämlich die leitungsgebundene EMB, die von der elektronischen Vorrichtung in das Stromversorgungsnetzwerk gelangt, und die strahlungsgebundene EMB, die in die Umgebung der Vorrichtung gestrahlt wird.
  • Allgemeine Überlegungen zur Verringerung der elektromagnetischen Beeinflussung bei Leistungswandlern werden von Santolaria et al. in EMI Reduction in Switched Power Converters by means of Spread Spectrum Modulation Techniques, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, S. 292–296, Aachen, Deutschland, und von Feng Lin und Dan Y. Chen in Reduction of Power Supply EMI Emission by Switching Frequency Modulation, IEEE Transaction an Power Electronics, Band 9, Nr I, Januar 1994 vorgestellt.
  • Spreizspektrum-Taktungsverfahren (Spread Spectrum Clock – SSC) wurden ursprünglich zur Reduzierung der elektromagnetischen Beeinflussung (EMB) in Kommunikations- und Mikroprozessorsystemen entwickelt, die im Bereich von mehreren Hundert MHz arbeiten. Bei einem Gleichspannungswandler wird das Modulieren der Schaltfrequenz unter Anwendung von SSC-Verfahren mit immer größer werdenden Schaltfrequenzen immer beliebter. Die Anwendung von SSC gemäß dem Stand der Technik erfordert jedoch externe Komponenten und/oder eine zusätzliche Siliziumfläche.
  • KURZZUSAMMENFASSUNG
  • Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine elektronische Vorrichtung und ein Verfahren zur Gleichspannungswandlung mit verringerter EMB-Ausstrahlung bereitzustellen, ohne dass externe Komponenten oder mehr zusätzliche Siliziumfläche benötigt werden.
  • Bei einem Aspekt der Erfindung gibt es eine elektronische Vorrichtung, die einen Gleichspannungswandler zur Spannungswandlung aufweist, der für die Verwendung in einem Slave-Betrieb und in einem Master-Betrieb ausgeführt ist. Die elektronische Vorrichtung (oder der Gleichspannungswandler) weist einen Phasenregelkreis auf. Der Phasenregelkreis weist einen gesteuerten Oszillator, ein Filter mit einem Integrationskondensator, der an einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators gekoppelt ist, eine Ladungspumpe und einen Phasenfrequenzdetektor auf. Der gesteuerte Oszillator (z. B. ein spannungsgesteuerter Oszillator), das Filter, die Ladungspumpe und der Phasenfrequenzdetektor sind so ausgeführt, dass sie im Slave-Betrieb als Phasenregelkreis arbeiten. Zusätzlich zu den Komponenten des Phasenregelkreises gibt es einen Komparator, der mit einem Eingang an einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators und mit einem Ausgang an die Ladungspumpe gekoppelt ist. Im Master-Betrieb ist der erste Komparator so ausgeführt, dass er in Reaktion auf ein Steuersignal am Steuereingang des gesteuerten Oszillators die Ladungspumpe so steuert, dass durch Laden und Entladen des Integrationskondensators eine Modulation des Steuersignals am Steuereingang des gesteuerten Oszillators durchgeführt wird. Der Phasenfrequenzdetektor des Phasenregelkreises kann dann abgeschaltet sein. Der gesteuerte Oszillator kann ein RC-Oszillator sein und einen Oszillatorkondensator und einen Oszillatorwiderstand sowie einen Komparator aufweisen, der so ausgeführt ist, dass er in Reaktion auf ein Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators das Laden und Entladen des Kondensators steuert, um dem Ausgangssignal einen Sägezahn-Signalverlauf zu geben. Eine gesteuerte Stromquelle kann vorgesehen und so ausgeführt sein, dass sie den Oszillationskondensator mit einem Strom versorgt, der proportional zu einem Pegel des Steuersignals ist.
  • Eine elektronische Vorrichtung, die gemäß vorteilhaften Aspekten der Erfindung ausgeführt ist, weist einen Gleichspannungswandler auf, der für die Verwendung im Slave- und im Master-Betrieb ausgeführt ist. Die elektronische Vorrichtung weist einen Phasenregelkreis (PLL) auf. Wenn die elektronische Vorrichtung im Slave-Betrieb ausgeführt ist (erste Konfiguration), ist die PLL freigegeben, um den internen Gleichspannungswandlertakt mit einem externen Bezugstakt zu synchronisieren. Wenn die elektronische Vorrichtung im Master-Betrieb (zweite Konfiguration) ausgeführt ist, kann der Phasenregelkreis ausgeschaltet werden oder dazu geeignet sein, ein Modulationssignal zur Durchführung einer Spreizspektrum-Modulation des internen Takts des Gleichspannungswandlers durchzuführen. Dieser interne Takt, der an einem Ausgangspin (häufig „Schaltpin” genannt) des Gleichspannungswandlers (oder der elektronischen Vorrichtung) verfügbar ist, kann als Master-Takt (oder Bezugstakt) verwendet werden, um zusätzliche Schaltwandler, die im System vorhanden und als Slaves ausgeführt sind, zu synchronisieren. Der Phasenregelkreis kann einen gesteuerten Oszillator (z. B. einen spannungsgesteuerten Oszillator), ein Filter mit einem Integrationskondensator, der an den Steuereingang des gesteuerten Oszillators gekoppelt ist, eine Ladungspumpe und einen Phasenfrequenzdetektor aufweisen. Die Ausgabe des gesteuerten Oszillators kann der interne Takt des Gleichspannungswandlers sein. Der gesteuerte Oszillator, das Filter, die Ladungspumpe und der Phasenfrequenzdetektor können in einer ersten Ausführung im Slave-Betrieb so gekoppelt sein, dass sie als normalen Phasenregelkreis zur Synchronisierung des internen Takts des Gleichspannungswandlers mit einem externen Bezugstakt (oder Master-Takt) arbeiten. Ferner kann ein Komparator vorhanden sein, der die Steuerspannung des Oszillators überwacht, wenn die elektronische Vorrichtung im Master-Betrieb der elektronischen Vorrichtung als Master ausgeführt ist. Der Phasenfrequenzdetektor kann dann so ausgeführt sein, dass er ausgeschaltet ist. Statt dem Phasenfrequenzdetektor kann der Komparator dann dazu verwendet werden, die Ladungspumpe so zu steuern, dass durch Laden und Entladen eines Integrationskondensators des Schleifenfilters eine Modulation des Steuersignals des gesteuerten Oszillators durchgeführt wird. Auf diese Weise erhält man das Niederfrequenzsignal, das für die Modulation des internen Gleichspannungstakts erforderlich ist. Dementsprechend können die meisten Komponenten des Phasenregelkreises (Ladungspumpe, Integrationskondensator und spannungsgesteuerter Oszillator) zusammen mit dem Komparator in der Master-Ausführung (oder zweiten Ausführung) verwendet werden, um den internen Takt des Gleichspannungswandlers zu modulieren. Dies bietet den Vorteil, dass nur sehr wenige zusätzliche Komponenten, Verschaltung und Änderungen erforderlich sind, um einen herkömmlichen Phasenregelkreis in einen Regelkreis zu ändern, der eine SSC-Modulation des Takts des Gleichspannungswandlers durchführen kann. Dadurch werden die Größe der erforderlichen elektronischen Schaltung und somit die Herstellungskosten der elektronischen Vorrichtung verringert. Diese Art der Implementierung der SSC-Modulation ist aufgrund der geringeren Jitter-Anforderungen bei Schaltwandler-(Gleichspannungswandler-)Anwendungen bezüglich der viel höheren Jitter-Anforderungen bei Kommunikations- und Mikroprozessorsystemen möglich.
  • Bei einer bevorzugten Ausführungsform kann das Steuersignal am Eingang des gesteuerten Oszillators einen dreieckigen Signalverlauf haben. Die Amplitude und die Frequenz des dreieckigen Signalverlaufs definieren die Modulationsparameter (Modulationsgrad, Modulationsfrequenz und Modulationsindex). Der dreieckige Signalverlauf kann vorteilhafterweise durch das Integrieren eines Ladungspumpenstroms am Integrationskondensator des Schleifenfilters erhalten werden. Ein dreieckiger Signalverlauf ist vorteilhaft, da er einfach bereit zu stellen ist und zu einer flachen Verteilung der Oberwellen, die sich aus der Modulation ergeben, führt.
  • Niedrige Modulationsfrequenzen ergeben hohe Dämpfungen. Die Modulationsfrequenz des Schaltwandlers muss vorteilhafterweise über 20 kHz liegen. Auf diese Weise liegt die Modulationsfrequenz über dem empfindlichen Niederfrequenzbereich. Die Modulationsfrequenz des Modulationssignals kann in der vorteilhaftesten Weise bei etwa 30 kHz, insbesondere bei 33 kHz liegen.
  • Die Modulationsfrequenz kann eine Funktion der Abmessungen der Ladungspumpe und des Kondensators sein. Auf diese Weise kann die Modulationsfrequenz auf einfache Weise auf die Anforderungen abgestimmt werden, indem die relativen Abmessungen einiger Schaltungskomponenten wie gewünscht festgelegt werden. Es ist keine weitere Änderung der Schaltungsanordnung erforderlich.
  • Der gesteuerte Oszillator (oder spannungsgesteuerte Oszillator) kann ein modifizierter RC-Oszillator sein. Er kann einen Oszillationskondensator Cosc, einen Oszillationswiderstand Rosc und einen Komparator aufweisen. Der Kondensator Cosc wird mit einer Geschwindigkeit, die von Rosc und Cosc (d. h. durch die Zeitkonstante Rosc × Cosc) definiert wird, auf eine Spannung VREFOSC geladen. Der Komparator überwacht die Kondensatorspannung und entlädt ihn, wenn VREFOSC erreicht wurde. Dies ist eine vorteilhafte Methode zur Erzeugung eines Takts (Komparatorausgabe) und gleichzeitig einer Rampe oder eines Sägezahn-Signalverlaufs (Kondensatorspannung), die/der bei Gleichspannungswandlern erforderlich ist, die eine Pulsbreitenmodulation anwenden. Das optimale Verfahren zur Modulation der Taktfrequenz, um die Spreizspektrum-Taktung (SSC) durchzuführen, besteht darin, die Steigung der erzeugten Rampe geringfügig zu ändern. Um die Rampensteigung zu ändern, kann eine gesteuerte Stromquelle in der elektronischen Vorrichtung implementiert sein, die derart ausgeführt ist, dass sie den Oszillationskondensator mit einem Strom versorgt, der proportional zum Steuersignal ist.
  • Die Erfindung stellt auch ein System mit mindestens zwei elektronischen Vorrichtungen bereit, die entsprechend Aspekten der Erfindung ausgeführt sind, d. h. beispielsweise mit einem ersten Gleichspannungswandler und einem zweiten Spannungswandler. Ein Gleichspannungswandler kann so ausgeführt sein, dass er im Master-Betrieb arbeitet, und ein weiterer oder mehrere weitere Gleichspannungswandler können so ausgeführt sein, dass sie im Slave-Betrieb arbeiten. Die im Slave-Betrieb arbeitenden Gleichspannungswandler können mit dem Master-Takt (moduliertes Taktsignal) des im Master-Betrieb arbeitenden Gleichspannungswandler synchronisiert sein. Die Verwendung der Spreizspektrum-Taktung zusammen mit der Synchronisierung verhindert die Erzeugung von Intermodulationsbereichen, die in Niederfrequenzen fallen und Störungen verursachen können. Wie oben erläutert, kann die Modulationsstufe durch den ersten Regelkreis implementiert sein. Mit anderen Worten führt der erste Regelkreis im Master-Gleichspannungswandler die Spreizspektrum-Modulation der Frequenz des ersten Taktsignals aus, und die Slave-Vorrichtungen synchronisieren sie mit der ersten Taktfrequenz. Dies bedeutet, dass nur wenige zusätzliche Komponenten erforderlich sind, um die Modulationsstufe in der Master-Vorrichtung zu implementieren, was die Herstellung vereinfacht und die Chipfläche verringert. Die Bandbreite der Phasenregelkreise der Gleichspannungswander, die im Slave-Betrieb verwendet werden, sollte breit genug sein, um die Spreizspektrum-Taktungsmodulation des Master-Gleichspannungswandlers verfolgen zu können. Die PLL-Funktion des Master-Gleichspannungswandlers kann gesperrt sein, und die meisten PLL-Blöcke können wiederverwendet werden, um eine SSC-Modulation der Schaltfrequenz durchzuführen. Die SSC-Funktion kann dann lediglich für den Gleichspannungswandler freigegeben werden, der die Master-Vorrichtung ist, und die Synchronisationsfunktion kann lediglich für den/die Gleichspannungswandler freigegeben werden, der/die im Slave-Betrieb ist/sind. Somit ist keine wesentliche zusätzliche Siliziumfläche erforderlich, um die Spreizspektrum-Taktungsfunktion zu erhalten.
  • Die Erfindung stellt ein Verfahren zur Gleichspannungswandlung in einem Slave-Betrieb und in einem Master-Betrieb bereit. In einem Slave-Betrieb wird ein Ausgangssignal eines gesteuerten Oszillators eines Phasenregelkreises mit einem Eingangssignal synchronisiert. In einem Master-Betrieb wird in Reaktion auf eine Steuereingabe des gesteuerten Oszillators eine Ladungspumpe des Phasenregelkreises so gesteuert, dass ein Integrationskondensator eines Schleifenfilters des Phasenregelkreises geladen und entladen wird. Dies führt dazu, dass das Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators des Phasenregelkreises moduliert wird.
  • Die Erfindung stellt auch ein Verfahren zur Synchronisierung eines ersten Taktsignals mit einer ersten Taktfrequenz bereit, die von einem ersten Regelkreis geregelt wird, und eines zweiten Taktsignals mit einer zweiten Taktfrequenz, die von einem zweiten Regelkreis geregelt wird. Das erste und das zweite Taktsignal können so ausgeführt sein, dass sie zur Spannungswandlung verwendet werden. Ferner wird ein Steuersignal erzeugt, um eine Spreizspektrum-Modulation der ersten Taktfrequenz durchzuführen, und das zweite Taktsignal wird mit dem spreizspektrum-modulierten ersten Taktsignal synchronisiert. Aufgrund der Durchführung einer Synchronisierung des erste Taktsignals und des zweiten Taktsignals und einer Spreizspektrum-Taktung des ersten Taktsignals ist es möglich, Intermodulationsprodukte in empfindlichen Frequenzbereichen, wie etwa im Niederfrequenzbereich, zu verringern, was sonst Störungen mit erforderlichen Signalen verursachen würde. Die Verwendung beispielsweise lediglich eines Teils des ersten Phasenregelkreises und das Abschalten der Funktionalität des Phasenfrequenzdetektors bedeutet, dass keine zusätzliche Schaltungstechnik im Gleichspannungswandler erforderlich ist. Somit können bestehende Ausgestaltungen auf einfache Weise angepasst werden, um das erfindungsgemäße Verfahren ohne zusätzliche Kosten, und ohne zusätzlichen Raum auf der Schaltung einzunehmen, auszuführen.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform anhand der beigefügten Zeichnungen. Darin zeigen:
  • 1 eine Darstellung einer Modulation eines Trägersignals;
  • 2 eine vereinfachte schematische Darstellung einer elektronischen Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik;
  • 3 eine vereinfachte schematische Darstellung einer elektronischen Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
  • 4 ein vereinfachtes Schaltbild eines Master-Gleichspannungswandlers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
  • 5 ein vereinfachtes Schaltbild einer Regelschleife für einen Gleichspannungswandler gemäß einer Ausführungsform der Erfindung; und
  • 6 eine Darstellung von Signalen in einer elektronischen Vorrichtung gemäß der Ausführungsform aus 5.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG BEISPIELHAFTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • 1 ist eine graphische Darstellung auf der Basis einer Veröffentlichung von Santolaria et al., EMI Reduction in Switched Power Converters by means of Spread Spectrum Modulation Techniques, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, S. 292–296, Aachen, Deutschland. 1 zeigt die Amplitude als Funktion der Frequenz der Spreizspektrum-Modulation eines Signals mit einer Trägerfrequenz fc. Eine nichtmodulierte Oberwelle der Trägerfrequenz, die auf die Trägerfrequenz fc zentriert ist, ist als gestrichelte Linie dargestellt, mit einem modulierten Signal, das auch auf die Trägerfrequenz fc zentriert ist und Seitenbandoberwellen aufweist, die als durchgezogene Linie dargestellt sind. Das modulierte Signal hat eine Bandbreite BW.
  • Der Modulationsindex mf ist definiert als
    Figure 00080001
    wobei fc die Trägerfrequenz, fm die Modulationsfrequenz und δ der Modulationsgrad ist. δ ist definiert als
    Figure 00080002
    Δfc ist die Maximalabweichung der Trägerfrequenz. Die Trägerfrequenz fc wird durch die Modulationsfrequenz fm moduliert, um ein moduliertes Signal mit einer Bandbreite BW zu erzeugen. Nach der Modulation werden Seitenbandoberwellen im modulierten Signal erzeugt, so dass die Gesamtbandbreite BW des Modulationssignals BW = fm(1 + mf) = 2·(Δfc + fm)entspricht.
  • Keine der Oberwellen sollte in empfindliche Frequenzbereiche, wie etwa den Niederfrequenzbereich fallen. Die Verwendung eines höheren Modulationsindexes führt zu einer größeren Rauschdämpfung im modulierten Signal. Dies kann durch Erhöhung des Modulationsgrads und/oder Verringerung der Modulationsfrequenz erreicht werden, wobei jedoch die Modulationsfrequenz eine untere Frequenzgrenze nicht unterschreiten sollte, die gemäß bestehender Bestimmungen bei etwa 9 kHz und aufgrund des Niederfrequenzbereichs bei etwa 20 kHz liegt.
  • F1 gibt die Dämpfung an der Trägerfrequenz aufgrund der SSC-Modulation an, und F2 gibt die Differenz zwischen der maximalen Seitenbandoberwelle mit SSC und dem Trägersignal ohne SSC.
  • 2 ist ein schematisches Blockschaltbild einer elektronischen Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik. Die elektronische Vorrichtung kann ein Gleichspannungswandler sein, entweder ein Abwärts-, ein Aufwärts- oder ein Abwärts/Aufwärtswandler. Die elektronische Vorrichtung weist einen Phasenregelkreis PLL und mehrere Komponenten zur Durchführung der Spannungswandlung auf. Die Komponenten zur Durchführung der Spannungswandlung sind nicht gezeigt, jedoch durch die Schaltwandlerstufe SC dargestellt. Die PLL weist einen Phasenfrequenzdetektor PFD, eine Ladungspumpe CP, ein Schleifenfilter FIT und einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO auf. Das Ausgangstaktsignal VCOOUT des spannungsgesteuerten Oszillators VCO ist in einer Rückkopplungsschleife an einen Eingang des Phasenfrequenzdetektors PFD gekoppelt. Der Phasenfrequenzdetektor PFD vergleicht das Eingangssignal SIG_IN mit dem Signal VCOOUT und steuert die Ladungspumpe CP dementsprechend. Die Ladungspumpe CP weist zwei Stromquellen I1 und I2 auf, die abwechselnd an den Schleifenfilter FIT gekoppelt sind. Die Steuerspannung VCNTL am Integrationskondensator C1 des Schleifenfilters FIT wird erhöht und verringert und passt die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO an. Das Taktsignal VCOOUT ist auch an die Schaltwandlerstufe SC gekoppelt, um die Spannungswandlung zu treiben. Das Ausgangssignal SW des Gleichspannungswandlers wird von VCOOUT abgeleitet und hat die gleiche Taktperiode wie VCOOUT. Bei herkömmlichen Ausgestaltungen von Gleichspannungswandlern kann SW an Induktoren und Pufferkondensatoren gekoppelt sein, um eine konstante Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers bereitzustellen. Gleichspannungswandler, wie der in 2 gezeigte Wandler, können viele weitere Eingangs- und Ausgangspins haben, die für andere Steuer- und Rückkopplungszwecke bestimmt und in 2 nicht gezeigt sind.
  • 3 ist ein schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform, die gemäß Aspekten der vorliegenden Erfindung implementiert ist. Ein Master-Gleichspannungswandler 1 ist an zwei Slave-Gleichspannungswandler 2 und 3 gekoppelt. Es könnte jedoch eine beliebige Anzahl von Slave-Gleichspannungswandlern verwendet werden, wobei viele Aspekte der Erfindung bereits in einem einzigen Gleichspannungswandler (elektronische Vorrichtung) liegen, unabhängig davon, ob er als Master oder als Slave ausgeführt ist. Jeder der Gleichspannungswandler 1 bis 3 weist einen Phasenregelkreis PLL und eine Schaltwandlerstufe SC auf, wie bezüglich 2 beschrieben wurde. Die PLL besteht aus einem Phasenfrequenzdetektor PFD, einer Ladungspumpe CP, einem Schleifenfilter FIT und VCO. Der Phasenfrequenzdetektor PFD ist an die Ladungspumpe CP gekoppelt und steuert Schalter S1 und S2 zum Schalten der Stromquellen I1 und I2. Die Ladungspumpe CP ist an ein Schleifenfilter FIT gekoppelt, der durch einen Kondensator C1 implementiert ist. Ferner ist ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO Teil der PLL und hat zwei Ausgänge VMOD, VCLK, die an eine Schaltwandlerstufe SC gekoppelt sind, die alle übrigen elektronischen Komponenten eines Gleichspannungswandlers darstellt.
  • Jeder der Gleichspannungswandler 1 bis 3 ist gemäß Aspekten der vorliegenden Erfindung implementiert. Die herkömmliche PLL eines in 2 gezeigten Gleichspannungswandlers ist verändert. Mit Bezug auf eine herkömmliche PLL ist ein zusätzlicher Komparator CMP vorhanden, der mit einem Eingang an den Steuerknoten VCNTL des spannungsgesteuerten Oszillators VCO gekoppelt und so angeordnet ist, dass er ein Rückkopplungssignal an die Eingänge der Ladungspumpe CP liefert. Ferner kann der Phasenfrequenzdetektor PFD jedes Gleichspannungswandlers 1 bis 3 abgeschaltet werden, während die Ladungspumpe CP von dem Komparator CMP gesteuert wird. Die elektronische Vorrichtung hat zwei Ausführungen: eine erste Ausführung (Master-Ausführung), in welcher der PFD abgeschaltet ist oder zumindest die Funktionalität bezüglich der PLL des PFD abgeschaltet ist und der Komparator CMP die Ladungspumpe CP steuert, und eine zweite Ausführung (Slave-Ausführung), in welcher die PLL normal arbeitet und den VCO mit dem Eingangssignal SIG_IN synchronisiert.
  • Der Komparator CMP kann als Fensterkomparator mit zwei Eingängen VREF1 und VREF2 implementiert sein. Der Komparator CMP kann dann seine Ausgaben ändern (oder die Ladungspumpe so steuern, dass sie vom Laden zum Entladen wechselt und umgekehrt), wenn die Steuerspannung VCNTL die obere und die untere Spannungsgrenze Vref1, Vref2 erreicht oder überschreitet. Bei dem Master-Gleichspannungswandler 1 sind die Rückkopplungsleitung VCOOUT und der Phasenfrequenzdetektor PFD gestrichelt dargestellt. Das bedeutet, dass die gestrichelte Rückkopplungsleitung abgeschaltet ist. Bei den Vorrichtungen 2 und 3, die im Slave-Betrieb sind, ist der Komparator CMP abgeschaltet. Die Slave-Vorrichtungen 2 und 3 sind so ausgeführt, dass sie ihre Ausgangssignale SWS mit dem vom Master empfangenen modulierten Signal SW synchronisieren. Der Master-Gleichspannungswandler 1 liefert das modulierte Ausgangstaktsignal SW. Das Signal SW ist gemäß einer Spreizspektrum-Taktungsmodulation (SSC-Modulation) moduliert. Der Komparator CMP sorgt dafür, dass der Integrationskondensator C1 des Schleifenfilters FIT während einer ersten Periode über die Stromquelle I1 und den Schalter S1 geladen und während einer zweiten Periode über den Schalter S2 und die Stromquelle I2 entladen wird. Dies führt dazu, dass die Steuerspannung VCNTL linear und periodisch ansteigt und sinkt und einen dreieckigen Signalverlauf um einen im Wesentlichen konstanten durchschnittlichen Spannungspegel erhält. Somit wird der spannungsgesteuerte Oszillator VCO so gesteuert, dass er die Oszillationsfrequenz um eine mittlere Frequenz fc gemäß der Amplitude der Steuerspannung VCNTL am Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO moduliert. Der VCO kann so ausgeführt sein, dass er ein Sägezahn-Ausgangssignal VMDO und ein rechteckiges Ausgangssignal VCLK liefert, die vom Schaltwandler SC empfangen werden. Bei den Slave-Vorrichtungen 2 und 3 sind die jeweiligen Komparatoren CMP abgeschaltet und die Phasenfrequenzdetektoren PFD eingeschaltet. Somit synchronisieren die Slave-Vorrichtungen 2 und 3 ihre Signale VMOD, VCLK und SWS mit dem Taktsignal SW, das von der Master-Vorrichtung empfangen wird. Folglich haben alle Gleichspannungswandler 1 bis 3 interne Taktsignale, die gemäß einem Spreizspektrum-Taktungsschema moduliert sind.
  • Der Gleichspannungswandler 1 im Master-Betrieb ist in 4 ausführlicher gezeigt. Da der Phasenfrequenzdetektor PFD abgeschaltet ist, ist er in 4 nicht gezeigt. Im Master-Betrieb sind die entscheidenden Komponenten die Modulationssteuerstufe MC mit dem Komparator CMP1, die Ladungspumpe CP, der Schleifenfilter FIT mit dem Integrationskondensator C1 und der spannungsgesteuerte Oszillator VCO. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO ist als RC-Oszillator mit einem Oszillationswiderstand ROSC und einem Oszillationskondensator COSC implementiert. Der Komparator CMP1 überwacht die Steuerspannung VCNTL am Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO und steuert die Ladungspumpe CP.
  • Der Komparator CMP1 kann ein Fensterkomparator sein. Bei der vorliegenden Erfindung werden die Bezugsspannungen Vref + ΔVc und Vref – ΔVc für den Fensterkomparator CMP1 von einem Widerstandsteiler mit den Widerständen R1, R2 und R3 geliefert, die zwischen der Versorgungsspannung Vin und Erde in Reihe geschaltet sind. Der Ausgang des Komparators CMP1 ist an die Schalter S1 und S2 der Ladungspumpe CP gekoppelt, welche Transistoren MN2 und MP2, die so ausgeführt sind, dass sie als Stromquellen (I1, I2 aus 3) arbeiten, die Schalter S1 und S2 und einen Wechselrichter INV1 aufweist. MN2 ist in einer Stromspielausführung an MN1 gekoppelt. Die Gatter der Transistoren MP1 und MP2 sind aneinander gekoppelt und empfangen eine Vorspannung VB. Der Schleifenfilter FIT besteht im Wesentlichen aus einem Integrationskondensator C1. Im Master-Betrieb steuert der Komparator CMP1 die Schalter S1 und S2 der Ladungspumpe CP, so dass der Integrationskondensator C1 linear geladen und entladen wird. Somit verläuft die Steuerspannung VCNTL am Integrationskondensator C1 rampenartig nach oben und nach unten in einem dreieckigen Signalverlauf. Der Verstärker AMP ist in einer Spannungsfolgerausführung gekoppelt und empfängt die Steuerspannung VCNTL. Der Ausgang des Verstärkers AMP ist an den Transistor MN3 und den Widerstand R4 gekoppelt. Dies sorgt dafür, dass die Steuerspannung VCNTL über den Verstärker AMP, MN3 und R4 in einen Bezugsstrom IREF umgewandelt wird. IREF wird über die Transistoren MP3 und MP4 gespiegelt, um einen variablen Teil des Ladestrom ISSC für den Kondensator COSC bereitzustellen. Der Kondensator COSC ist Teil des RC-Oszillators des VCO. Der Kondensator COSC wird durch den Strom ISSC geladen. ISSC hat einen konstanten Anteil, der Strom IOSC, der über den Widerstand ROSC zugeführt wird, und einen variablen Anteil auf der Basis von IREF, der über MP4 zugeführt wird. Der Komparator CMP2 überwacht den Spannungspegel der Ausgangsspannung VMOD am Knoten NOSC und vergleicht ihn mit einer Bezugsspannung VREFOSC (die von dem Widerstandsteiler R5, R6 geliefert wird). Wenn VMOD VREFOSC überschreitet, wird der Kondensator COSC sofort über MN4 entladen. Somit nimmt VMOD einen Sägezahn-Signalverlauf an. VMOD verläuft in einer Rampe nach oben mit einer Steigung, die von ISSC definiert ist und mit dem variablen Strom IREF angepasst wird, der von der Steuerspannung VCNTL abgeleitet wird. Die variablen Widerstände R4 und ROSC können dazu verwendet werden, die mittlere Frequenz fc des VCO und die Steigung der ansteigenden Rampe des Signals VMOD einzustellen. Am Ausgang des Komparators CMP2 wird ein Taktsignal VCLK bereitgestellt, das als Rechteck-Pulssignal der PLL, d. h. als PLL-Rückkopplungssignal verwendet werden kann.
  • Die Amplitude und die Frequenz des dreieckigen Signalverlaufs der Steuerspannung VCNTL definieren die Modulationsparameter, beispielsweise den Modulationsgrad δ, die Modulationsfrequenz fm und den Modulationsindex mf. Die in 4 gezeigten Modulationsparameter A, B und D werden durch
    Figure 00130001
    angegeben.
  • Der Modulationsindex mf muss maximiert werden, um eine höhere Dämpfung zu erhalten. Dies kann dadurch erhalten werden, dass immer innerhalb der in der obigen Beschreibung betrachteten Begrenzungen bezüglich der Erhaltung bestimmter Frequenzbereiche der Modulationsgrad δ erhöht oder die Modulationsfrequenz fm verringert wird. Für eine Trägerfrequenz von beispielsweise fc(0) = 2,25 MHz, einen Modulationsgrad δ von 10%, eine Bezugsspannung VREFOSC = Vin/5, fm = 33 KHz und mf = 7 können die Parameter A, B und D dann etwa wie folgt sein: A = 3, B = 10 und D = 0,75.
  • 5 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild eines Regelkreises für eine elektronische Vorrichtung, insbesondere einen Gleichspannungswandler, der gemäß Aspekten der Erfindung implementiert ist, beispielsweise für einen wie in 3 gezeigten Gleichspannungswandler mit der in 4 gezeigten Schaltungsanordnung. 5 zeigt, wie das Sägezahn-Signal VMOD verwendet wird, um das Ausgangssignal SW in der Stufe SC (in 3 gezeigter Schaltwandler) und die Signalverläufe der Signale VMOD, VCNTL_DCDC und SWG zu erzeugen. VMOD (Ausgangssignal in 4) kann an einen Komparator CMP angelegt werden, der VMOD mit einem Rückkopplungssignal VCNTL_DCDC vergleicht. Das Ausgangssignal des Komparators CMP ist das Signal SWG, das ein pulsbreitenmoduliertes Signal ist, das als Eingangssignal für die Gattertreiberstufe GD verwendet werden kann, die die Treibersignale für Leistungs-MOSFETS PM1 und PM2 der elektronischen Vorrichtung, d. h. des Gleichspannungswandlers gemäß den Ausführungsformen der Erfindung, erzeugt. Die Leistungs-MOSFETs PM1 und PM2 sind an einem Knoten (Pin SW) gekoppelt, an dem das Ausgangssignal (Schaltsignal) SW vorhanden ist. Über die externen passiven Komponenten wird an einer Last LORD ein Ausgangssignal OUT erzeugt (Gleichspannungswandler-Ausgangssignal). Das Ausgangssignal OUT (beispielsweise ein Spannungspegel) wird erfasst und über eine Sensorverstärkungsstufe SENSORVERSTÄRKUNG und den Rückkopplungsgin FB rückgekoppelt. Die gestrichelte Linie gibt eine mögliche Aufteilung der chipintegrierten Komponenten und der leiterplattenintegrierten, d. h. externen Komponenten an. Alternative Implementierungen sind möglich. Das am Pin FB vorhandene Rückkopplungssignal wird mit der Bezugsspannung VREF_DCDC (die erfasste Ausgangsspannung am Pin FB wird von VREF_DCDC subtrahiert) kombiniert und über eine Kompensatorstufe geleitet, um zur Steuergleichspannung VCNTL_DCDC zu werden. Der Pegel von VCNTL_DCDC bestimmt die Pulsbreite des pulsbreitenmodulierten Signals SWG und dadurch den Ausgangsspannungspegel am Knoten OUT. Für ein SSC-moduliertes Signal VMOD kann der in 5 gezeigte Steuermechanismus angewendet werden, was den Vorteil eines konstanten Tastverhältnisses bietet, wie unten anhand von 6 erläutert ist.
  • 6 zeigt Signalverläufe der Signale VMOD und VCNTL_DCDC aus 5. Das Sägezahn-Signal VMOD und das pulsbreitenmodulierte Rechtecksignal SWG werden zum Treiben eines Gattertreibers für Leistungs-MOSFETs des Schaltwandlers verwendet. Auf der Basis von SWG wird das Schaltwandler-Ausgangssignal SW erzeugt (d. h. SW hat das gleiche Tastverhältnis und die gleiche Periode wie SWG). Der Hauptvorteil der Verwendung eines Sägezahn-Signals VMOD liegt im konstanten Tastverhältnis des Pulssignals SWG, wenn die Übergänge des Pulssignals SWG von dem Steuerspannungspegel VCNTL_DCDC bestimmt werden. Die Modulationszeit Tm stellt eine Periode des dreieckförmigen Signalverlaufs des pulsbreitenmodulierten Signals SWG dar.
  • Das Tastverhältnis, das das Verhältnis zwischen ton und Ts (beide Perioden ton und Ts hängen von der Zeit t ab) ist, bleibt über die gesamte Modulationsperiode Tm immer konstant. Lediglich die Steigung des Signals VMOD wird variiert.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung anhand einer besonderen Ausführungsform beschrieben wurde, ist sie nicht auf diese Ausführungsform beschränkt, und der Fachmann wird zweifellos weitere Alternativen finden, die im Umfang der Erfindung, wie sie beansprucht ist, liegen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • - Santolaria et al. in EMI Reduction in Switched Power Converters by means of Spread Spectrum Modulation Techniques, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, S. 292–296, Aachen, Deutschland [0003]
    • - Feng Lin und Dan Y. Chen in Reduction of Power Supply EMI Emission by Switching Frequency Modulation, IEEE Transaction an Power Electronics, Band 9, Nr I, Januar 1994 [0003]
    • - Santolaria et al., EMI Reduction in Switched Power Converters by means of Spread Spectrum Modulation Techniques, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, S. 292–296, Aachen, Deutschland [0022]

Claims (5)

  1. Elektronische Vorrichtung, die einen Gleichspannungswandler zur Spannungswandlung, der für die Verwendung in einem Slave-Betrieb und in einem Master-Betrieb ausgeführt ist, und einen Phasenregelkreis aufweist, wobei der Phasenregelkreis Folgendes aufweist: einen gesteuerten Oszillator, ein Filter mit einem Integrationskondensator, der an einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators gekoppelt ist, eine Ladungspumpe, und einen Phasenfrequenzdetektor, wobei der gesteuerte Oszillator, das Filter, die Ladungspumpe und der Phasenfrequenzdetektor so ausführt sind, dass sie im Slave-Betrieb als Phasenregelkreis arbeiten; und einen ersten Komparator, der mit einem Eingang an einen Steuereingang des gesteuerten Oszillators und mit einem Ausgang an die Ladungspumpe gekoppelt ist, bei der im Master-Betrieb der erste Komparator so ausgeführt ist, dass er in Reaktion auf ein Steuersignal am Steuereingang des gesteuerten Oszillators die Ladungspumpe so steuert, dass durch Laden und Entladen des Integrationskondensators eine Modulation des Steuersignals am Steuereingang des gesteuerten Oszillators durchgeführt wird.
  2. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher der gesteuerte Oszillator einen Oszillatorkondensator und einen Oszillatorwiderstand und einen zweiten Komparator aufweist, der so ausgeführt ist, dass er in Reaktion auf ein Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators das Laden und Entladen des Kondensators steuert, um dem Ausgangssignal einen Sägezahn-Signalverlauf zu geben.
  3. Elektronische Vorrichtung nach Anspruch 2, die eine gesteuerte Stromquelle aufweist, die so ausgeführt ist, dass sie den Oszillationskondensator mit einem Strom versorgt, der proportional zu einem Pegel des Steuersignals ist.
  4. System mit mindestens zwei elektronischen Vorrichtungen nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem eine erste der beiden elektronischen Vorrichtungen als Master-Vorrichtung und eine zweite der elektronischen Vorrichtungen als Slave-Vorrichtung ausgeführt und die zweite elektronische Vorrichtung so gekoppelt ist, dass sie ein moduliertes Ausgangssignal der ersten elektronischen Vorrichtung als Bezugseingangssignal für den PLL erhält.
  5. Verfahren zur Gleichspannungswandlung in einem Slave-Betrieb und in einem Master-Betrieb, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Synchronisieren eines Ausgangssignals eines gesteuerten Oszillators eines Phasenregelkreises mit einem Eingangssignal im Slave-Betrieb, Steuern einer Ladungspumpe des Phasenregelkreises im Master-Betrieb, so dass ein Integrationskondensator eines Schleifenfilters des Phasenregelkreises geladen und entladen und das Ausgangssignal des gesteuerten Oszillators des Phasenregelkreises moduliert wird.
DE102008053670A 2008-10-29 2008-10-29 Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler Ceased DE102008053670A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102008053670A DE102008053670A1 (de) 2008-10-29 2008-10-29 Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler
US12/645,715 US8618850B2 (en) 2008-10-29 2009-12-23 Device and method for generating clock signals for DC-DC converters

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102008053670A DE102008053670A1 (de) 2008-10-29 2008-10-29 Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE102008053670A1 true DE102008053670A1 (de) 2010-05-12

Family

ID=42096283

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102008053670A Ceased DE102008053670A1 (de) 2008-10-29 2008-10-29 Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8618850B2 (de)
DE (1) DE102008053670A1 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011160673A1 (en) * 2010-06-21 2011-12-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A coordinated power converter system
CN107222105A (zh) * 2017-06-21 2017-09-29 杰华特微电子（杭州）有限公司 频率控制电路和方法以及开关电路

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8379412B2 (en) * 2010-08-16 2013-02-19 Empire Technology Development Llc Converter and converter control method
JP5696777B2 (ja) * 2011-03-01 2015-04-08 富士通株式会社 クロックジェネレータ及びそれを含むシステム
CN102255504B (zh) * 2011-07-04 2013-09-18 成都芯源系统有限公司 一种开关控制电路及其方法
KR101619293B1 (ko) * 2014-11-12 2016-05-11 현대오트론 주식회사 전원 반도체의 제어 방법 및 제어 장치
JP6351542B2 (ja) * 2015-05-27 2018-07-04 キヤノン株式会社 回路基板、および表示装置
US10056819B1 (en) * 2017-10-24 2018-08-21 Texas Instruments Incorporated Predicting the timing of current phases of a DC-DC converter
US10469073B1 (en) * 2018-07-27 2019-11-05 Texas Instruments Incorporated Signal reconstruction circuit
JP2021111670A (ja) * 2020-01-08 2021-08-02 ローム株式会社 半導体装置、半導体装置システム、および車載システム
US11664732B2 (en) * 2021-06-05 2023-05-30 Innovision Semiconductor Inc. Synchronous clock generator circuit for multiphase DC-DC converter
CN116073642B (zh) * 2023-01-28 2023-06-16 艾科微电子(深圳)有限公司 电源转换电路的控制电路、方法和电源转换系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929620A (en) * 1996-11-07 1999-07-27 Linear Technology Corporation Switching regulators having a synchronizable oscillator frequency with constant ramp amplitude
DE69817552T2 (de) * 1997-04-24 2004-03-25 Technische Universiteit Delft Resonator mit einer wählerschaltung zum wählen eines resonanzmodus
WO2004062062A1 (en) * 2002-12-23 2004-07-22 Power-One Limited System and method for interleaving point-of-load regulators
EP1592154A2 (de) * 2004-04-29 2005-11-02 Linear Technology Corporation Verfahren und Schaltung zur durch Frequenzmodulation reduziertes Spektralrauschen von Schaltreglern

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5166641A (en) * 1992-03-17 1992-11-24 National Semiconductor Corporation Phase-locked loop with automatic phase offset calibration
US6040742A (en) * 1997-09-02 2000-03-21 Lucent Technologies Inc. Charge-pump phase-locked loop with DC current source
TW475318B (en) * 1998-05-04 2002-02-01 Koninkl Philips Electronics Nv Phase frequency detector having instantaneous phase difference output
US7368959B1 (en) * 2005-09-28 2008-05-06 Intersil Americas Inc. Voltage regulator with synchronized phase shift
US7928773B2 (en) * 2008-07-09 2011-04-19 Integrated Device Technology, Inc Multiple frequency synchronized phase clock generator

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929620A (en) * 1996-11-07 1999-07-27 Linear Technology Corporation Switching regulators having a synchronizable oscillator frequency with constant ramp amplitude
DE69817552T2 (de) * 1997-04-24 2004-03-25 Technische Universiteit Delft Resonator mit einer wählerschaltung zum wählen eines resonanzmodus
WO2004062062A1 (en) * 2002-12-23 2004-07-22 Power-One Limited System and method for interleaving point-of-load regulators
EP1592154A2 (de) * 2004-04-29 2005-11-02 Linear Technology Corporation Verfahren und Schaltung zur durch Frequenzmodulation reduziertes Spektralrauschen von Schaltreglern

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Feng Lin und Dan Y. Chen in Reduction of Power Supply EMI Emission by Switching Frequency Modulation, IEEE Transaction an Power Electronics, Band 9, Nr I, Januar 1994
Santolaria et al. in EMI Reduction in Switched Power Converters by means of Spread Spectrum Modulation Techniques, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, S. 292-296, Aachen, Deutschland
Santolaria et al., EMI Reduction in Switched Power Converters by means of Spread Spectrum Modulation Techniques, 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, S. 292-296, Aachen, Deutschland

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011160673A1 (en) * 2010-06-21 2011-12-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A coordinated power converter system
US9425625B2 (en) 2010-06-21 2016-08-23 Optis Wireless Technology, Llc Coordinated power converter system
CN107222105A (zh) * 2017-06-21 2017-09-29 杰华特微电子（杭州）有限公司 频率控制电路和方法以及开关电路
CN107222105B (zh) * 2017-06-21 2023-08-29 杰华特微电子股份有限公司 频率控制电路和方法以及开关电路

Also Published As

Publication number Publication date
US20100164570A1 (en) 2010-07-01
US8618850B2 (en) 2013-12-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102008053670A1 (de) Vorrichtung und Verfahren zur Erzeugung von Taktsignalen für Gleichspannungswandler
DE102016120388A1 (de) Mitkopplungsschaltung für DC-DC-Wandler mit digitaler Spannungsregelschleife
DE102010050371B4 (de) System und Verfahren zur Regelung der Modulationsfrequenz eines Spreizspektrumsignals
DE60310373T2 (de) Taktgenerator mit spektraler Dispersion
DE202016105147U1 (de) Spektrumsspreizungstaktgeber
DE112011100645B4 (de) Digitale Frequenzregelschleife
DE102019206369A1 (de) Zweistufige mehrphasige schaltleistungsversorgung mit domänenübergreifender adaptiver spannungs- und frequenzregelung
US10186965B2 (en) Control circuit with hysteresis for a switching voltage regulator and related control method
DE69031134T2 (de) Phasenregelkreisschaltung
DE102010005276B4 (de) Elektronische Vorrichtung zur Steuerung eines Frequenzmodulationsindexes und Verfahren zur Frequenzmodulation
DE102010042429A1 (de) Adaptive Frequenzschwankung für eine Steuerschaltung
DE60225426T2 (de) Fraktional-n-frequenzsynthesizer mit fraktional-kompensationsverfahren
DE102015226810A1 (de) Handhabung von Spitzen in einer Hochfrequenzschaltung
DE102010048782B4 (de) Ein chaotischer Breitbandfrequenzmodulator zur Rauschminderung
DE60025873T2 (de) Frequenzsynthesierer und Oszillatorfrequenzsteuerung
DE112021004069T5 (de) Digitale einschaltzeiterzeugung für abwärtswandler
DE102007001148A1 (de) Phasenregelschleife zum schnellen Einregeln und darauf bezogenes Verfahren
DE102004021224B4 (de) Frequenzmultiplikatorvorstufe für gebrochen-N-phasenarretierte Schleifen
DE102020201720A1 (de) PLL-Filter mit einem kapazitivem Spannungsteller
DE102005004860A1 (de) Schaltung zum Erzeugen eines Spreizspektrumstaktes
DE102008045042A1 (de) Regelschleifensystem
DE10251315A1 (de) Automatische Mittenfrequenzabstimmung eines spannungsgesteuerten Oszillators
DE60206105T2 (de) Verfahren und Anordnung zur Verbesserung des Einrastens eines Frequenzsynthetisierers durch Reduzierung von Zyklussprüngen
DE102005049578A1 (de) Signalgenerator mit direkt ausleitbarer DDS-Signalquelle
DE102019207076A1 (de) Strommodus-Hysteresesteuerung mit getakteter Rampe

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
R016 Response to examination communication
R002 Refusal decision in examination/registration proceedings
R003 Refusal decision now final