DE202016105147U1

DE202016105147U1 - Spektrumsspreizungstaktgeber

Info

Publication number: DE202016105147U1
Application number: DE202016105147.9U
Authority: DE
Original assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Current assignee: Semiconductor Components Industries LLC
Priority date: 2015-09-16
Filing date: 2016-09-15
Publication date: 2016-09-30
Anticipated expiration: 2026-09-16
Also published as: CN206211956U; US10164529B2; US20170353108A1

Abstract

Spektrumsspreizungstaktgeber, umfassend: einen Oszillator mit einem Steuereingang zum Einstellen einer Ausgangsfrequenz und mit einem Ausgang zum Bereitstellen eines Taktausgabesignals; und einen digitalen Modulator, der auf das Taktausgangsignal reagiert, um einen Steuercode am Steuereingang des Oszillators als periodisches Signal mit mehreren abgegrenzten Schritten bereitzustellen, wobei der digitale Modulator den Steuercode bei jedem der mehreren abgegrenzten Schritte im Wesentlichen für einen vorher festgelegte Zeitraum bereitstellt.

Description

GEBIET DER ANMELDUNG
Die vorliegende Anmeldung betrifft im allgemeinen Taktgeberschaltkreise, insbesondere Spektrumsspreizungstaktgeberschaltkreise.
HINTERGRUND
Manche elektronischen Bauteile sind anfällig für Funktionsfehler in der Gegenwart hoher elektromagnetischer Interferenzen (EMI). EMI bezeichnet jedes ungewollte Signal, das durch elektromagnetische Induktion oder elektromagnetische Strahlung übertragen wird und einen Stromkreis beeinflusst. Es gibt viele mögliche Ursachen von EMI, wie zum Beispiel digitale Taktsignale in Mikroprozessoren und Mikrokontrollern, periodische Signale, die in Schaltnetzteilen verwendet werden, Lokaloszillatorsignale, die in Funknetzen verwendet werden um die Funk- bzw. Hochfrequenzsignale (HF-Signale) abzustimmen, periodisches Rauschen von Induktionsmotoren und ähnliches.
Unterschiedliche Normierungsgremien verschiedener Rechtssysteme weltweit definieren die zulässigen Höchstwerte der erzeugten EMI für zertifizierte Produkte. Um EMI unter diese standardisierten Höchstwerte zu reduzieren, verwenden Stromkreisentwickler manchmal Spektrumsspreizungstaktsignale. Anstelle einer konstanten Frequenz haben Spektrumsspreizungstaktsignale Frequenzen, die in einem bestimmten Bereich variiert, um die ausgestrahlte Energie bei jeder gegebenen Frequenz unter den Normwert zu senken. Um eine Spektrumsspreizung effizient implementieren zu können, ist es erstrebenswert, die Energie des Taktsignals so gleichmäßig wie möglich im gewünschten Bereich zu spreizen. Eine bekannte Methode, um das Spektrum über dem gewünschten Bereich zu spreizen, ist die Variation der Frequenz des Taktsignals mit Hilfe eines Dreieckwellensignals einer niedrigeren Frequenz. Obwohl die Spreizung der Taktfrequenz mit Hilfe eines Dreieckwellensignals theoretisch ein perfekt einheitliches Frequenzspektrum ergibt, ist dieses nicht mehr perfekt, wenn es durch Verwendung von praxisgemäßen Schaltkreisen implementiert wird, und bekannte Techniken zur Verbesserung der Spreizung brauchen häufig große Schaltkreisflächen und verursachen hohe Kosten.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In der folgenden Beschreibung werden ähnliche oder identische Elemente mit den gleichen Bezugszeichen angegeben.
1 veranschaulicht in Form eines Teil-Blockdiagramms und Teil-Schaltplans einen Spektrumsspreizungstaktgeber des Standes der Technik;
2 veranschaulicht in Form eines Teil-Blockdiagramms und Teil-Schaltplans einen anderen Spektrumsspreizungstaktgeber des Standes der Technik;
3 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms einen weiteren Spektrumsspreizungstaktgeber des Standes der Technik;
4 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms einen Spektrumsspreizungstaktgeber gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 veranschaulicht in Form eines Teil-Blockschaltbilds und eines Teil-Schaltplans einen Kippschwinger bzw. Relaxationsoszillator, der geeignet ist zur Verwendung als der Oszillator in 4;
6 veranschaulicht in Form eines Blockschaltbilds einen digitalen Modulator, der geeignet ist als der digitale Modulator in 4;
7 veranschaulicht ein Zeitdiagramm zur Darstellung des Betriebs des Spektrumsspreizungstaktgebers von 4; und
8 veranschaulicht in Form eines Blockschaltbilds und eines Teil-Schaltplans einen (DC)-DC-Wandler unter Verwendung des Spektrumsspreizungstaktgebers von 4.
In der folgenden Beschreibung werden ähnliche oder identische Elemente mit den gleichen Bezugszeichen angegeben. Soweit nicht anders vermerkt, beziehen sich das Wort „gekoppelt” sowie seine zugehörigen Verbformen sowohl auf eine direkte Verbindung als auch eine indirekte elektrische Verbindung anhand von Einrichtungen der in der Fachwelt bekannten Art, und soweit nicht anders angegeben, beinhaltet jede Beschreibung einer direkten Verbindung auch alternative Ausführungsformen unter Verwendung geeigneter Formen der indirekten elektrischen Verbindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 veranschaulicht in Form eines Teil-Blockschaltbilds und eines Teil-Schaltplans einen Spektrumsspreizungstaktgeber 100 des Standes der Technik. Der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 weist generell einen Oszillator 110, einen Zähler 120 und eine Stromquelle 130 auf. Der Oszillator 110 hat einen Steuereingang und einen Ausgang, um ein Taktausgangssignal mit der Bezeichnung „CLKOUT” bereitzustellen. Der Oszillator 110 weist eine Stromquelle 112, deren erste Klemme mit einer Versorgungsspannungsklemme mit der Bezeichnung „V_DD” verbunden ist, und eine zweite Klemme auf, die mit dem Steuereingang des Oszillators 110 verbunden ist. Der Zähler 120 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Oszillators 110 verbunden ist, und einen Ausgang. Die Stromquelle 110 hat eine erste Klemme, die mit V_DD verbunden ist, eine zweite Klemme, die mit dem Steuereingang des Oszillators 110 verbunden ist, und einen Steuereingang, der mit dem Ausgang des Zählers 120 verbunden ist.
Der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 nutzt den Oszillator 110, um das CLKOUT-Signal zu erzeugen, hat aber einen Steuereingang, der es ermöglicht, die Frequenz des CLKOUT-Signals über einem Bereich zu spreizen, damit der EMI-Höchstwert reduziert wird. Der Oszillator 110 weist einen Kippschwinger auf, der einen Kondensator lädt (nicht sichtbar in 1) und dafür die Kombination aus einer konstanten Stromquelle 112 und einer variablen Stromquelle 130 nutzt. Dadurch, dass dafür gesorgt wird, dass der Strom, der von der variablen Stromquelle 130 bereitgestellt wird, ein Bruchteil des Stroms ist, der von der Stromquelle 112 bereitgestellt wird, stellt der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 das CLKOUTSignal mit einer Frequenz bereit, die über einem im Vergleich zur Frequenz des CLKOUT-Signals kleinen Bereich schwankt. Der Zähler 120 zählt die Takte des Oszillators 110, um ein digitales Rampensignal für die Stromquelle 130 bereitzustellen. Auf diese Weise lässt der Zähler 120 den Strom der Stromquelle 130 und somit die Frequenz des Oszillators 110 durch einen Bereich laufen, in dem die Frequenz ansteigt, bis der Zähler 120 seinen maximalen Zählbereich ausgeschöpft hat; danach beginnt er von Neuem zu zählen.
Der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 verteilt jedoch die EMI nicht ideal über den gewünschten Bereich, weil der Zähler 120 als Reaktion auf die Ausgabe des Oszillators 110 selbst zählt. Wenn der Oszillator 110 aufgrund des hinzugefügten Stroms der Stromquelle 130 schneller schwingt, zählt der Zähler 120 schneller, und wenn der Oszillator 110 aufgrund des hinzugefügten Stroms der Stromquelle 130 langsamer schwingt, zählt der Zähler 120 langsamer. Dadurch verbringt der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 mehr Zeit am unteren Ende des Frequenzbereichs und hat eine höhere EMI (elektromagnetische Störung) am unteren Ende des Frequenzbereichs. Weil die EMI als Höchstwert der EMI über dem gewünschten Frequenzbereich gemessen wird, ist der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 nicht so effizient in Bezug auf die EMI-Verteilung wie er könnte.
2 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms und eines Teil-Schaltplans einen anderen Spektrumsspreizungstaktgeber 200 des Standes der Technik. Der Spektrumsspreizungstaktgeber 200 besteht generell aus einem Oszillator 210, der als „OSCILLATOR #1” gekennzeichnet ist, einem Oszillator 220, der als „OSCILLATOR #2” gekennzeichnet ist, einem Zähler 230 und einer Stromquelle 240, Der Oszillator 210 hat einen Steuereingang und einen Ausgang, um das CLKOUT-Signal bereitzustellen. Der Oszillator 210 weist eine Stromquelle 212 auf, deren erste Klemme mit V_DD verbunden ist, und deren zweite Klemme mit dem Steuereingang des Oszillators 210 verbunden ist. Der Oszillator 220 hat einen Ausgang, um ein anderes Taktsignal bereitzustellen. Der Zähler 230 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Oszillators 220 verbunden ist, und einen Ausgang. Die Stromquelle 240 hat eine erste Klemme, die mit V_DD verbunden ist, eine zweite Klemme, die mit dem Steuereingang des Oszillators 210 verbunden ist, und einen Steuereingang, der mit dem Ausgang des Zählers 230 verbunden ist.
Der Spektrumsspreizungstaktgeber 200 funktioniert ähnlich wie der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 von 1, mit dem Unterschied, dass er einen zweiten Oszillator 220 nutzt, um ein Signal für den Taktungszähler 230 zu erzeugen. Weil der Zähler 230 mit einem separaten Oszillator verbunden ist, wird sein Eingangstakt von der Spreizung nicht beeinflusst und der von der Stromquelle 240 bereitgestellte Frequenzdurchlauf bzw. Sweep ist gleichmäßig. Jedoch benötigt der Spektrumsspreizungstaktgeber 200 einen zusätzlichen Oszillator, was die Stromkreisfläche, die Kosten und den Stromverbrauch erhöht.
Der Zähler 230 kann von einem Rampenzähler implementiert werden, aber um den abrupten Frequenzwechsel zu reduzieren, der andernfalls eintreten würde, wenn die Frequenz des Zählers 230 vom hohen Ende des Bereichs auf das niedrige Ende des Bereichs reduziert wird, kann der Spektrumsspreizungstaktgeber 200 ferner einen intervenierenden Stromkreis aufweisen, der bewirkt, dass die Zählerrichtung umgekehrt wird, wenn der Zähler an seinem Höchstwert angekommen ist. Dennoch führt diese digitale Wellenform der Rampe einige EMI-Höchstwerte ein, die am hohen und am niedrigen Ende des Frequenzbereichs gebildet werden, was die EMI-Reduzierung über dem Bereich beschränkt. Um diese Verzerrung im Frequenzgang zu überwinden und die Reduzierung der Spreizspektrum-EMI gleichmäßiger zu gestalten, gleicht ein weiteres bekanntes Design dieses Problem aus.
3 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms einen noch anderen Spektrumsspreizungstaktgeber 300 des Standes der Technik. Der Spektrumsspreizungstaktgeber 300 weist generell einen Phasenregelkreis 310 und einen Signalgenerator 320 auf. Der Phasenregelkreis 310 weist einen Phasen- und Frequenzdetektor 311, der als „PFD” gekennzeichnet ist, eine Ladepumpe 312, gekennzeichnet als „CP”, einen Schleifenfilter 313, der als „LF” gekennzeichnet ist, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 314 und einen Mehrfachmodulverteiler 315 auf. Der Phasen- und Frequenzdetektor 311 weist einen Referenztakteingang, um ein Referenztaktsignal, das als „REF_CLK” gekennzeichnet ist, zu empfangen, einen Schleifentakteingang und einen Ausgang auf. Die Ladepumpe 312 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Phasen- und Frequenzdetektors 311 verbunden ist, und einen Ausgang. Der Schleifenfilter 313 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang der Ladepumpe 312 verbunden ist, und einen Ausgang. Der VCO 314 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Schleifenfilters 313 verbunden ist, und einen Ausgang, um ein Ausgangstaktsignal, das als „OUTPUT” gekennzeichnet ist, bereitzustellen. Der Mehrfachmodulverteiler 315 hat einen Signaleingang, der mit dem Ausgang des VCO 314 verbunden ist, einen Steuereingang und einen Ausgang, der mit dem Schleifentakteingang des Phasen- und Frequenzdetektors 311 verbunden ist.
Der Signalgenerator 320 weist generell einen Steilheitsmodulator 330 und einen Verteilungsmodulator 340 auf. Der Steilheitsmodulator 330 beinhaltet einen Anstiegs-/Abstiegs-Steilheitszähler 332 und einen Sigma-Delta(ΣΔ)-Modulator 334. Der Steilheitszähler 332 beinhaltet einen Modulatorauswahlsteuereingang, damit er ein 2-Bit-Modulationstypauswahlsignal empfangen kann, einen Takteingang, der mit dem Ausgang des Mehrfachmodulverteilers 315 verbunden ist, einen 8-Bit-Zählwertausgang und einen Signalbitausgang, der gekennzeichnet ist mit „SIGN”. Der ΣΔ-Modulator 334 beinhaltet einen Signaleingang, der mit dem Zählwertausgang des Steilheitszählers 332 verbunden ist, einen Takteingang, der mit dem Ausgang des Mehrfachmodulverteilers 315 verbunden ist, und einen Ausgang, um ein Einbit-Ausgangssignal bereitzustellen. Der Verteilungsmodulator 340 weist einen Hoch/Runter-Verteilungszähler 342 und einen Sigma-Delta(ΣΔ)-Modulator 344 auf. Der Verteilungszähler 342 beinhaltet einen Signaleingang, der mit dem Ausgang des ΣΔ-Modulators 334 verbunden ist, einen Takteingang, der mit dem Ausgang des Mehrfachmodulverteilers 315 verbunden ist, einen Steuereingang zum Empfangen des Signals, das vom Steilheitszähler 332 ausgegeben wird, einen Wellenformeingang zum Empfangen von Parametern, die als „α” und „β” gekennzeichnet sind, einen Ausgangsauswahleingang zum Empfangen eines 14-Bit-Ausgabeauswahlsignals und einen 14-Bit-Zählwertausgang. Der ΣΔ-Modulator 344 beinhaltet einen Signaleingang, der mit dem Zählwertausgang des Verteilungszählers 342 verbunden ist, einen Takteingang, der mit dem Ausgang des Mehrfachmodulverteilers 315 verbunden ist, und einen Ausgang, der mit dem Steuereingang des Mehrfachmodulverteilers 315 verbunden ist.
Der Spektrumsspreizungstaktgeber 300 dient dazu, ein Modulationsprofil zu erzeugen, dass die Bildung von Höchstwerten bei den hohen und niedrigen Frequenzen überwindet, die durch die Verwendung einer Dreieckwellenform entstehen. Der Spektrumsspreizungstaktgeber 300 nutzt eine modifizierte Dreieckwellenform, die im US-Patent Nr. 5,488,627 veröffentlicht wurde. Diese Wellenform hat die Form einer Dreieckwelle und ist kubisch und ähnelt in ihrer Form der Praline der Marke „Hershey's Kiss”, die von der Hershey Company, Hershey, Pennsylvania verkauft wird. Diese Wellenform hat somit Eigenschaften, die in der Nähe ihrer hohen und niedrigen Spannungen in gewisser Weise gegensätzlich sind zu einer Dreieckwellenform.
In der Frequenzdomäne hat der Spektrumsspreizungstaktgeber 300 ein EMI-Spektrum, das Höchstwerte zeigt, aber in der Mitte des gewünschten Frequenzbereichs überall flach ist, das aber an den Bandrändern eine variable Dämpfung zeigt. Zusätzlich weist es keine Höchstwerte an den Seitenbändern auf und ist somit effizienter bei der Begrenzung der EMI im gewünschten Frequenzbereich.
Allerdings ist der Spektrumsspreizungstaktgeber 300 komplex und benötigt eine große Stromkreisfläche und verursacht Kosten durch einen relativ hohen Energieverbrauch. PLL 310 ist wesentlich komplexer als der einfache Kippschwinger und benötigt einen digitalen Phasen- und Frequenzdetektor 311, eine Ladepumpe 312, einen spannungsgesteuerten Oszillator 314 und einen Mehrfachmodusverteiler 315. Zusätzlich werden ein Steilheitsmodulator 330 und ein Verteilungsmodulator 340 verwendet, um die „Hershey's Kiss”-Wellenform zu erzeugen. Es wäre wünschenswert, die Vorteile des relativ flachen EMI-Spektrums, das vom Spektrumsspreizungstaktgeber 300 bereitgestellt wird, zu erlangen, aber ohne dessen Komplexität, die zu einer größeren Stromkreisfläche und hohen Kosten führt. Ein Taktgeber mit diesen Eigenschaften wird nun beschrieben.
4 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms einen Spektrumsspreizungstaktgeber 400 gemäß einer Ausführung der vorliegenden Erfindung. Der Spektrumsspreizungstaktgeber weist einen Oszillator 410, einen digitalen Modulator 420 und einen Teiler 430 auf. Der Oszillator 410 weist einen Steuereingang, um eine Ausgangsfrequenz einzustellen, und einen Ausgang auf, um das CLKOUT-Signal bereitzustellen. Der digitale Modulator 420 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Oszillators 410 verbunden ist, einen Trim-Eingang, um ein Oszillatorabgleichssignal mit der Bezeichnung „OSC_TRIM” zu empfangen, und einen Ausgang, um einen 6-Bit-Steuercode am Steuereingang des Oszillators 410 bereitzustellen. Der Teiler 430 hat einen Takteingang, der mit dem Ausgang des Oszillators 410 verbunden ist, einen Steuereingang, um ein Steuersignal mit der Bezeichnung „SELECT FREQUENCY” empfangen zu können, und einen Ausgang, um ein Taktsignal mit der Bezeichnung „CLKOUT2” bereitzustellen.
Der Oszillator 410 hat eine Nenn-Grundfrequenz, variiert aber die Grundfrequenz je nach dem 6-Bit-Steuercode, der vom digitalen Modulator 420 empfangen wird. Wie im Folgenden gezeigt wird, kann der Oszillator 410 statt als komplexer Phasenregelkreis als einfacher Relaxationsoszillator bzw. Kippschwinger implementiert werden.
Der digitale Modulator 420 empfängt das CLKOUT-Signal vom Ausgang des Oszillators 410 und nutzt dieses, um seine internen Prozesse zu takten. Allerdings teilt der digitale Modulator 420 das CLKOUT-Signal nicht und nutzt das geteilte CLKOUT Signal nicht, um die Frequenz im gewünschten Spreizungsbereich zu ändern, wie der Spektrumsspreizungstaktgeber 100 von 1. Stattdessen stellt er den 6-Bit-Steuercode zum Durchlaufen eines Satzes von Offset-Werten für den Nennwert des CLKOUT-Signals bereit und verändert die Zyklenanzahl, die er verwendet, um den Steuercode in einem bestimmten Zustand bereitzustellen, um sicherzustellen, dass er jeweils über einen im Wesentlichen vorgegebenen Zeitraum einen eindeutigen Wert des digitalen Codes bereitstellt. Wie hierin verwendet, stellt der digitale Modulator 420 jeden eindeutigen Wert im Wesentlichen über einen vorgegebenen Zeitraum bereit, indem er eine Zyklenanzahl des CLKOUT-Signals zählt, die seiner Phase entspricht, so dass die verstrichene Zeit ungefähr gleich der gleichen Zeit für jede Phase ist. Ein digitaler Modulatorstromkreis, der diese Funktion mit einer kleinen Stromkreisfläche bereitstellt, wird im Folgenden beschrieben.
Der Teiler 430 ist ein Ausgangsteiler, der dazu verwendet wird, CLKOUT2 bei verschiedenen Ausgangsfrequenzen bereitzustellen, die für den Anwendungsschaltungsstromkreis nützlich sind, mit dem der Spektrumsspreizungstaktgeber 400 verbunden ist. Er teilt das CLKOUT-Signal durch einen Teilerwert, der direkt oder indirekt vom SELECT FREQUENCY-Signal angegeben wird. Das SELECT FREQUENCY-Signal kann auf verschiedene Art und Weise gebildet werden, z. B. durch programmierbare Sicherungen bei Werksprüfungen, durch den Empfang eines Eingabewertes bei der Inbetriebsetzung, durch den Wert eines externen Widerstands, etc. Wenn das CLKOUT-Signal zum Beispiel eine Frequenz von 8,4 Megahertz (MHz) hat und SELECT FREQUENCY als Teiler 14 anzeigt, dann liegt das CLKOUT2-Signal bei 600 kHz, wenn jedoch SELECT FREQUENCY als Teiler 42 anzeigt, dann liegt das CLKOUT2-Signal bei 200 kHz.
Man wird sehen, dass der Spektrumsspreizungstaktgeber 400 eine höchst effiziente EMI-Spreizung über dem gewünschten Bereich bereitstellt, aber ohne dabei wesentlich komplizierte Stromkreise zu benötigen und mit nur einem einzigen Oszillator, der an sich relativ simpel ist.
5 veranschaulicht in Form eines Teil-Blockdiagramms und eines Teil-Schaltplans einen Kippschwinger 500, der geeignet ist zur Verwendung als der Oszillator 410 in 4, Der Kippschwinger 500 beinhaltet generell zwei Stromkreisstrukturen 510 und 520, die gekennzeichnet sind mit „STRUCTURE A” und „STRUCTURE B” und die dazu verwendet werden, die Zeiten zu definieren, in den das CLKOUT-Signal jeweils hoch und niedrig ist, einen Demultiplexer 530, eine konstante Stromquelle 540, eine digital gesteuerte Stromquelle 550 und einen Steuerschaltkreis 560.
Eine Stromkreisstruktur 510 beinhaltet einen Kondensator 511, einen Komparator 512 und einen Schalter 513. Der Kondensator 511 hat eine erste Klemme, die mit einer positiven Versorgungsspannungsklemme mit der Bezeichnung „AVDD” verbunden ist, und eine zweite Klemme. AVDD ist eine Versorgungs- bzw. Speisespannung, die hoch genug für den ordnungsgemäßen Betrieb einer analogen Schaltung ist und die typischerweise höher ist als die Versorgungsspannung der digitalen Schaltung. Der Komparator 512 hat einen invertierenden Eingang, der mit der zweiten Klemme des Kondensators 511 verbunden ist, eine nicht-invertierende Eingangsklemme für den Empfang einer Bezugsspannung mit der Bezeichnung „REF” und eine Ausgangsklemme für die Bereitstellung eines Einstellsignals mit der Bezeichnung „S”). Der Schalter 513 hat eine erste Klemme, die mit AVDD verbunden ist, eine zweite Klemme, die mit der zweiten Kondensatorklemme 511 verbunden ist und eine direkte Steuerklemme für den Empfang eines Signals mit der Bezeichnung „ON-SW”.
Die Stromkreisstruktur 520 beinhaltet einen Kondensator 521, einen Komparator 522 und einen Schalter 523. Der Kondensator 521 hat eine erste Klemme, die mit AVDD verbunden ist, und eine zweite Klemme. Der Komparator 522 hat einen invertierenden Eingang, der mit der zweiten Klemme des Kondensators 521 verbunden ist, eine nicht-invertierende Eingangsklemme für den Empfang der Bezugsspannung REF und eine Ausgangsklemme für die Bereitstellung eines Rücksetzungssignals „R”. Der Schalter 523 hat eine erste Klemme, die mit AVDD verbunden ist, eine zweite Klemme, die mit der zweiten Klemme des Kondensators 521 verbunden ist, und eine inverse Steuerklemme für den Empfang des Signals ON-SW.
Der Demultiplexer 530 hat eine Eingangsklemme, eine erste Ausgangsklemme, die mit der zweiten Klemme des Kondensators 511 verbunden ist, eine zweite Ausgangsklemme, die mit der zweiten Kondensatorklemme 521 verbunden ist, und einen Auswahleingang für den Empfang des Signals ON-SW. Die konstante Stromquelle 540 hat eine erste Klemme, die mit der Eingangsklemme des Demultiplexers 530 verbunden ist, und eine zweite Klemme, die mit Masse verbunden ist. Die digital gesteuerte Stromquelle 550 hat eine erste Klemme, die mit der Eingangsklemme des Demultiplexers 530 verbunden ist, eine zweite, mit Masse verbundene Klemme und eine Steuerklemme für den Empfang eines 6-Bit großen CONTROL CODE vom digitalen Modulator 420.
Der Steuerstromkreis 560 besteht aus einem bistabilen Setzen-Rücksetzen(SR)-Kippschaltungsstromkreis 562 und einem Wechselrichter 564. Der bistabile SR-Kippschaltungsstromkreis 562 hat einen S-Eingang, der mit dem Ausgang des Komparators 512 verbunden ist, einen Rücksetzeingang, der mit dem Ausgang des Komparators 522 verbunden ist und einen Ausgang zur Bereitstellung des ON-SW-Signals. Der Wechselrichter 564 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des bistabilen SR-Kippschaltungsstromkreises 562 verbunden ist, und einen Ausgang zur Bereitstellung des CLKOUT-Signals.
Der Kippschwinger 500 nutzt zwei ähnliche Stromkreise, STRUCTURE A und STRUCTURE B, um die Hoch- und Rücklaufzeit einer Dreieckwelle zu bestimmen. Die Kondensatoren 511 und 521 sind aufeinander abgestimmt, um für einheitliche Hoch- und Rücklaufzeiten und einen Arbeitszyklus des CLKOUT-Signals von ungefähr 50% zu sorgen. Während einer Phase, zu der ON-SW hoch ist, ist der Schalter 513 geschlossen, um die Spannung an der zweiten Klemme des Kondensators 511 gleich AVDD einzustellen. Der Schalter 523 ist offen und der Demultiplexer 530 wählt den zweiten Ausgang aus. Die Schnelligkeit, mit welcher der Kondensator 521 lädt, bestimmt die Zeit, über die das CLKOUT-Signal niedrig ist, und diese Schnelligkeit wird von dem Strom eingestellt, der durch die Kombination aus konstanter Stromquelle 54 und variabler Stromquelle 550 eingestellt wird. Die Stromquelle 550 arbeitet als Digital-Analogwandler, der den binären CONTROL CODE beispielsweise unter Verwendung geschalteter binär gewichteter Stromquellen in einen entsprechenden Strom transformiert.
Während der anderen Phase, wenn ON-SW niedrig ist, ist der Schalter 523 geschlossen, um die Spannung an der zweiten Klemme des Kondensators 521 gleich AVDD zu setzen. Der Schalter 513 ist offen und der Demultiplexer 530 wählt den ersten Ausgang aus. Die Schnelligkeit, mit welcher der Kondensator 511 lädt, bestimmt die Zeit, über die das CLKOUT-Signal hoch ist, und diese Schnelligkeit wird durch den Strom eingestellt, der von der Kombination aus konstanter Stromquelle 54 und variabler Stromquelle 550 eingestellt wird.
In anderen Ausführungsformen kann jede beliebige Anzahl von bereits bekannten Kippschwingern verwendet werden; darunter auch ein Kippschwinger, der ein und dieselbe Stromquelle nutzt, um das Laden und das Entladen eines einzelnen Kondensators zu steuern.
6 veranschaulicht in Form eines Blockdiagramms einen digitalen Modulator 600, der geeignet ist als digitaler Modulator 420 in 4. Der digitale Modulator 600 beinhaltet generell einen Festzeitzähler 610, einen gegenphasigen Stromkreis 620 und einen Code-Erzeugerkreis 630. Der Festzeitzähler 610 hat einen Takteingang, um das CLKOUT-Signal empfangen zu können, einen Steuereingang, um einen Zeitüberschreitungswert mit der Bezeichnung „TIMEOUT-WERT” zu empfangen, und einen Ausgang, um ein Signal mit der Bezeichnung „TIMEOUT” bereitzustellen. Der gegenphasige Stromkreis 620 hat einen Eingang, der mit dem Ausgang des Festzeitzählers 610 verbunden ist, und einen Ausgang, um einen 4-Bit-Gegenphasenwert bereitzustellen. Der Code-Erzeugerkreis 630 hat einen ersten Eingang, der mit dem Ausgang des gegenphasigen Stromkreises 620 verbunden ist, einen zweiten Eingang, um das OSC_TRIM-Signal zu empfangen, einen ersten Ausgang, um den TIMEOUT-WERT zu bestimmen und einen zweiten Ausgang, der mit dem Steuereingang des Oszillators verbunden ist, um einen 6-Bit großen DIGITAL CODE bereitzustellen.
Der Festzeitzähler 610 stellt das TIMEOUT-Signal bereit, nachdem er ungefähr eine vorher festgelegte Zeit gezählt hat, das heißt eine Zeit, die der vorher festgelegten Zeit nahekommt, dieser aber nicht exakt gleich ist, weil sie von der Frequenz des CLKOUT-Signals begrenzt wird. Der Code-Erzeugerkreis 630 passt den TIMEOUT-WERT als Reaktion auf die Gegenphase an, die einer anderen Frequenz des CLKOUT-Signals entspricht. Wenn der Oszillator 410 aufgrund der Spektrumsspreizungsfrequenzmodulation relativ langsam ist, läuft der Zeitzähler 610 nach wenigen Zyklen ab. Im Gegensatz dazu läuft der Zeitzähler 610 erst nach mehr Zyklen ab, wenn der Oszillator 410 aufgrund der Spektrumsspreizungsfrequenzmodulation relativ schnell ist. Der Festzeitzähler 610 aktiviert das TIMEOUT-Signal, um den Abschluss eines diskreten bzw. abgegrenzten Schrittes der digitalen Spektrumsspreizungsfrequenzmodulation nach dem vorher festgelegten Zeitraum darzustellen.
Der gegenphasige Stromkreis 620 ist eine einfache Zustandsmaschine, die zyklisch eine Reihe von Zuständen durchläuft, die den verschiedenen abgegrenzten Schritten des CLKOUT-Signals entsprechen. In der dargestellten Ausführungsform ist der gegenphasige Stromkreis 620 selbst ein Binärzähler, der sechzehn Zustände hat und der ein 4-Bit-Ausgangssignal an der Look-Up-Tabelle 630 bereitstellt.
In einer Form wird der Code-Erzeugerkreis 630 unter Verwendung einer Look-Up-Tabelle implementiert, welche die auf dem 4-Bit-Ausgang des gegenphasigen Stromkreises 620 kodierte Gegenphase verwendet, um in einen Satz gespeicherter Werte in der Look-Up-Tabelle 630 zu indexieren. Jeder der gespeicherten Werte beinhaltet zwei Werte, einen für den TIMEOUT-WERT und einen anderen für den DIGITAL CODE, welcher der Gegenphase entspricht. Wenn die Grundfrequenz des Oszillators 410 und die EMI-Spreizungsanforderungen bekannt sind, kann die Look-Up-Tabelle 630 als kleiner Festwertspeicher (ROM) implementiert werden, was sehr effizient in Bezug auf die Stromkreisfläche ist. In einer anderen Ausführungsform, in welcher Spektrumsspreizungstaktgeber 400 in einem integrierten Schaltkreis verwendet wird, der für unterschiedliche Umgebungen mit unterschiedlichen Taktfrequenzen programmiert werden kann, kann die Look-Up-Tabelle 630 als einmalig programmierbarer ROM eingesetzt werden, damit die Kennwerte programmiert werden können.
In einer anderen Ausführung wird der Code-Erzeugerkreis 630 unter Verwendung einer digitalen Zustandsmaschine implementiert. In dieser Ausführungsform kann der TIMEOUT-WERT als eine lineare Kombination von DIGITAL CODE und OSC_TRIM-Signal berechnet werden.
Ein anderer Aspekt des digitalen Modulators 600 ist die Tatsache, dass der Code-Erzeugerkreis 630 das OSC_TRIM-Signal empfängt, um die Kalibrierung der Grundfrequenz des Oszillators 410 zu ermöglichen, nachdem der integrierte Schaltkreis erzeugt wurde, um Verarbeitungsschwankungen auszugleichen. In einer Ausführung fügt der Code-Erzeugerkreis 630 einen durch das OSC_TRIM-Signal angezeigten Offsetwert zum DIGITAL CODE hinzu, wodurch die Grundfrequenz des Oszillators 420 über einen geringen Prozentsatz der gewünschten Frequenz des CLKOUT-Signals verschoben werden kann, wodurch vorhersehbare Fertigungsschwankungen ausgeglichen werden. In diesem Fall kann ein kleiner Addiererschaltkreis mit sechs oder weniger Bits verwendet werden.
In einer Ausführung empfängt der gegenphasige Schaltkreis 620 auch das OSC_TRIM-Signal und verwendet das OSC_TRIM-Signal, um die Anzahl der Zustände zu variieren, die dieses zyklisch durchläuft, um den Modulationsgrad des Spektrumsspreizungstaktgebers 600 trotz der Verarbeitungsschwankungen im Wesentlichen unverändert zu halten. Wenn das OSC_TRIM-Signal schwächer ist, setzt der gegenphasige Schaltkreis 620 eine kleinere digitale Amplitude der Gegenphase ein (eine geringere Anzahl abgegrenzter Schritte). Wenn das OSC_TRIM-Signal dagegen stärker ist, setzt der gegenphasige Schaltkreis 620 eine größere digitale Amplitude der Gegenphase ein (eine größere Anzahl abgegrenzter Schritte).
7 veranschaulicht ein Zeitdiagramm 700 zur Darstellung der Funktionsweise des Spektrumsspreizungstaktgebers 400 von 4. In 7 stellt die horizontale Achse die Zeit in Mikrosekunden (μs) dar und die vertikale Achse stellt die Frequenz von CLKOUT in Megahertz (MHz) dar. In diesem Beispiel beträgt die nominale CLKOUT-Grundfrequenz 8,4 MHz, aufgrund der Spreizungswirkung des Spektrumsspreizungstaktgebers 400 schwankt die Frequenz jedoch zwischen circa 7,728 MHz und etwa 9,072 MHz oder um circa ±8% (als Modulationsgrad von 8% bezeichnet). Das Zeitdiagramm 700 zeigt einen vollständigen Zyklus einer Dreieckwelle 710, die mit Hilfe von 15 abgegrenzten Schritten implementiert wird. Wie angezeigt, beginnt die Wellenform 710 bei 0 μs auf einer mittleren Höhe 720, die mit der Grundfrequenz von 8,4 MHz übereinstimmt, und steigt in 7 abgegrenzten Schritten bis zu einem Schritt 730 mit der höchsten Frequenz von 9,072 MHz hoch, fällt dann in 14 abgegrenzten Schritten auf eine niedrigste Frequenz 750 von 7,728 MHz ab und kehrt dann in 7 abgegrenzten Schritten zur Nenn-Grundfrequenz von 8,4 MHz zurück. Der vollständige Frequenzmodulationszyklus erstreckt sich über 2500 μs, was eine Modulation von 400 Hz ergibt. Der Abstieg von der höchsten Frequenz zur niedrigsten Frequenz findet in 14 Schritten statt, und der Aufstieg von der niedrigsten zurück zur höchsten findet in 14 Schritten statt, und daher umfasst ein vollständiger Zyklus 28 abgegrenzte Schritte. Jeder Schritt dauert 2500 μs/28 = 89.29 μs und wird als Zeit mit der Bezeichnung „t₁” angezeigt.

Der digitale Modulator 600 kann dieses System korrekt wie folgt implementieren. Die Look-Up-Tabelle 640 stellt den TIMEOUT-WERT als Zählwert der Zyklen des Oszillators 410 bei der Frequenz der aktuellen Oszillatorphase bereit, welche ungefähr bei 89,29 μs liegen würde. Dafür verwendet sie einen geradzahligen Teiler, um die Logik zu vereinfachen. Die für die einzelnen Gegenphasen benötigten Werte sind in der nachstehenden TABELLE I angezeigt: Tabelle I

Gegenphase	TIMEOUT (ideal)	TIMEOUT-WERT	t_STEP (μs)
+7	810,00	806	88,3
+6	801,43	798	88,5
+5	792,86	790	88,8
+4	784,29	782	88,8
+3	775,71	774	89,0
+2	767,14	766	89,1
+1	758,17	758	89,2
0	750,00	750	89,3
–1	741,43	742	89,3
–2	732/86	734	89,4
–3	724,29	726	89,4
–4	715,71	718	89,4
–5	707,14	710	89,4
–6	698,57	702	89,3
–7	690,00	694	89,2

Die Gesamtanzahl der Schritte kommt 2495 μs gleich, was 400,8 Hz entspricht und daher sehr nahe an der gewünschten Modulationsfrequenz liegt. In diesem Beispiel zählt der digitale Modulator 600 in jeder Phase im Wesentlichen über die vorbestimmte Zeit durch Zählen einer entsprechenden Anzahl an Zyklen, was eine Zeit ergibt, die innerhalb praktischer Grenzen nahe an der Idealzeit von 89,29 μs liegt. Der digitale Modulator 600 beschränkt zum Beispiel die Teilungsverhältnisse auf ganze Zahlen von Taktzyklen, um das Design des Festzeitzählers 610 zu vereinfachen. Die Durchschnittsdauer jeder Phase beträgt 89,11 μs, was sehr nahe an der gewünschten Zeit liegt.
In der Frequenzdomäne erzeugt der digitale Modulator 600 ein EMI-Spektrum, welches eine große Anzahl abgegrenzter Töne mit engen Abständen hat, welche das EMI-Niveau bestimmen. In einer anderen Ausführungsform könnte der digitale Modulator 600 zwischen zwei nebeneinanderliegenden abgegrenzten Frequenzschritte hin und her wechseln, um ein einheitlicheres EMI-Spektrum bereitzustellen, dies jedoch zum Preis einer erhöhten Schaltkreiskomplexität und -größe.
Der digitale Modulator 600 ist in Bezug auf die Stromkreisfläche klein, da er nur kompakte digitale Schaltungen verwendet. Eine praktische Implementierung des Festzeitzählers 610 zur Implementierung dieser Teilungsverhältnisse erfordert nur circa 1.000 logische Gatter, weshalb der Festzeitzähler 610 unter Verwendung moderner integrierter CMOS-Schaltkreistechnologie relativ klein sein kann. Neben der Wiederverwendung des Oszillators 410 vermeidet der Spektrumsspreizungstaktgeber 400 eine stärkere Spreizung der EMI in niedrigere Frequenzen unter Verwendung bekannter Einzeloszillatordesigns, erfordert jedoch eine sehr viel kleinere Schaltkreisfläche im Vergleich zum „Hershley's Kiss”-Spektrumsspreizungsoszillator 300 aus 3.
Man beachte, dass die Schritte 710 und 720 der –2-Phase entsprechen und zweimal während des Frequenzmodulationszyklus auftauchen, ebenso wie alle anderen Binnenschritte. Der größte Schritt 730 und der kleinste Schritt 750 kommen jedoch nur einmal während des Frequenzmodulationszyklus vor, was eine leichte Verzerrung im EMI-Spektrum verursacht. Demzufolge könnte der digitale Modulator 400 in einer Ausführungsform etwas modifiziert werden, um die Zählwerte für den größten Schritt 730 (welcher der +7-Phase entspricht) und den kleinsten Schritt 750 (welcher der –7-Phase entspricht) zu wiederholen.
8 veranschaulicht in Form eines Teil-Blockdiagramms und eines Teil-Schaltplans einen DC-DC-Wandler 800, der einen Spektrumsspreizungstaktgeber verwendet, wie den Spektrumsspreizungstaktgeber 400 aus 4. Der DC-DC-Wandler 800 beinhaltet generell einen Steuerchip 810, einen High-Side-Schalter 820, einen Low-Side-Schalter 830, eine Induktionsspule 840, einen Verbraucher 850 und einen Regelkreis 860. Der Steuerchip 810 beinhaltet einen Pulsweitenmodulator(PWM)-Schaltregler, sowie verschiedene andere Schaltkreise, die für DC-DC-Netzteile nützlich sind, welche nicht dargestellt sind in 8. Der Steuerchip 810 beinhaltet einen Oszillatorschaltkreis 811, der einen Spektrumsspreizungstaktgeber verwendet, einen Fehlerverstärker 812, einen PWM-Latch 813, einen High-Side-Treiber 814, ein Verzögerungsglied 815 und einen Low-Side-Treiber 816. Der Oszillatorschaltkreis 811 hat zwei Ausgänge, einschließlich eines ersten Ausgangs, um ein Rechteckwellen-Taktsignal bereitzustellen, und eines zweiten Ausgangs, um ein Rampensignal bereitzustellen. Der Fehlerverstärker 812 hat einen nicht-invertierenden Eingang, der mit dem ersten Ausgang des Oszillators 811 verbunden ist, einen invertierenden Eingang, der mit einem Regelkreis verbunden ist, der mit „FB” gekennzeichnet ist, und einen Ausgang. Der PWM-Latch 813 hat einen Einstelleingang (S), der mit dem ersten Ausgang des Oszillatorschaltkreises 811 verbunden ist, einen Rückstelleingang (R), der mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers 812 verbunden ist, und einen Ausgang (Q). Der Treiber 814 ist ein nicht-invertierender Treiber, der einen Eingang hat, der mit dem Q-Ausgang des PWM-Latch 813 verbunden ist, und einen Ausgang. Das Verzögerungsglied 815 hat einen Eingang, der mit dem Q-Ausgang des PWM-Latch 813 verbunden ist, und einen Ausgang. Der Treiber 815 ist ein invertierender Treiber mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Verzögerungsglieds 815 verbunden ist, und mit einem Ausgang.
Der Transistor 820 hat eine Drain-Zone, um eine Eingangsspannung zu empfangen, die mit „VIN” gekennzeichnet ist, ein Gatter, das mit dem Ausgang des Treibers 814 verbunden ist, und eine Source-Zone. Der Transistor 830 hat eine mit der Source-Zone des Transistors 820 verbundene Drain-Zone, ein Gatter, das mit dem Ausgang des Treibers 816 verbunden ist, und eine mit Masse verbundene Source-Zone. Die Induktionsspule 840 hat eine erste Klemme, die mit der Source-Zone des Transistors 820 und der Drain-Zone des Transistors 830 verbunden ist, und eine zweite Klemme, um eine Ausgangsspannung bereitzustellen, die mit „VOUT” gekennzeichnet ist. Der Verbraucher 850 weist eine erste Klemme, die mit Klemme der Induktionsspule 840 verbunden ist, und eine zweite Klemme auf, die mit Masse verbunden ist. Der Regelkreis 860 beinhaltet Widerstände 862 und 864. Der Widerstand 862 hat eine erste Klemme zum Empfangen von VOUT und eine zweite Klemme, die mit der FB-Klemme des Steuerchips 810 verbunden ist. Der Widerstand 864 hat eine erste Klemme, die mit der zweiten Klemme des Widerstands 862 verbunden ist, und eine zweite Klemme, die mit Masse verbunden ist.
Bei Betrieb ändert der Steuerchip 810 den Arbeitszyklus des High-Side-Treibers und des Low-Side-Treibers als Reaktion auf einen Unterschied zwischen dem Rampensignal, welches vom Oszillator 811 bereitgestellt wird, und der Spannung am FP-Kontaktstift. Die Spannung am FP-Kontaktstift ist ihrerseits eine Spannung, die proportional ist zu VOUT, wie von den Werten der Widerstände 862 und 864 festgelegt. Der High-Side-Schalter 820 und der Low-Side-Schalter 830 liegen auf der Eingangsseite der Induktionsspule 840 und daher funktioniert der DC-DC-Transformator 800 als Abwärtswandler. Der Steuerchip 810 verwendet einen Oszillator, der auf einem Spektrumsspreizungstaktgeber basiert wie hierin beschrieben, beispielsweise dem Spektrumsspreizungstaktgeber 400 der 4. Daher ist der Steuerchip 810 kompakt und preiswert für den Nutzer.
Der vorstehend offenbarte Gegenstand ist als veranschaulichend und nicht als einschränkend zu betrachten, und die angehängten Ansprüche sollen alle Modifikationen, Verbesserungen und anderen Ausführungsformen einschließen, die im wahren Bereich der Ansprüche liegen. Der Spektrumsspreizungstaktgeber kann zum Beispiel in verschiedenen elektronischen Produkten verwendet werden, beispielsweise in Mikrocontrollern, Schaltnetzteilen und ähnlichem. Darüber hinaus könnte das Dreieckwellensignal durch ein ähnliches Signal ersetzt werden, welches über einer Periode eine einheitliche Amplitude hat, wie eine asymmetrische Dreieckwelle oder eine Sägezahnwelle. Obgleich der hierin beschriebene Kippschwinger kompakt ist, könnte er durch andere Oszillatordesigns ersetzt werden. Basierend auf den Anwendungsanforderungen könnte die abgegrenzte Dreieckwelle der 7 verwendet werden, oder die Wellenform könnte modifiziert werden, um die EMI-Spreizung zu verbessern, indem die kleine Verzerrung bei den extrem hohen und niedrigen Frequenzen korrigiert wird.
Somit ist der Umfang der vorliegenden Erfindung, im gesetzlich maximal zulässigen Rahmen, durch die im weitesten Sinne zulässige Interpretation der folgenden Ansprüche und deren Entsprechungen festzulegen und darf nicht durch die vorangehende ausführliche Beschreibung eingeschränkt oder begrenzt werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 5488627 [0022]

Claims

Spektrumsspreizungstaktgeber, umfassend: einen Oszillator mit einem Steuereingang zum Einstellen einer Ausgangsfrequenz und mit einem Ausgang zum Bereitstellen eines Taktausgabesignals; und einen digitalen Modulator, der auf das Taktausgangsignal reagiert, um einen Steuercode am Steuereingang des Oszillators als periodisches Signal mit mehreren abgegrenzten Schritten bereitzustellen, wobei der digitale Modulator den Steuercode bei jedem der mehreren abgegrenzten Schritte im Wesentlichen für einen vorher festgelegte Zeitraum bereitstellt.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach Anspruch 1, wobei der Oszillator einen analogen Oszillator umfaßt.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach Anspruch 2, wobei der analoge Oszillator einen Kippschwinger umfasst, dessen Oszillatorfrequenz durch eine Kapazität und einen Ladestrom festgelegt wird, wobei der Kippschwinger die Oszillatorenfrequenz ändert, indem er den Ladestrom als Reaktion auf den Steuercode variiert.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das periodische Signal eine Dreieckwelle über einer vorgegebenen Periode umfasst.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach Anspruch 4, wobei die Dreieckwelle einen abgegrenzten Schritt, der einem Maximalwert der Dreieckwelle entspricht, und einen abgegrenzten Schritt, der einem Minimalwert der Dreieckwelle entspricht, beinhaltet, und der digitale Modulator den abgegrenzten Schritt, der dem Maximalwert entspricht, und den abgegrenzten Schritt, der dem Minimalwert entspricht, über im Wesentlichen der vorgegebenen Zeit über der vorgegebenen Periode wiederholt, so dass die Ausgangsfrequenz dem abgegrenzten Schritt, der dem Maximalwert entspricht, und dem abgegrenzten Schritt, der dem Minimalwert entspricht, entspricht.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei der digitale Modulator des weiteren einen Trim-Eingang zum Empfangen eines Oszillatorabgleichssignals aufweist und den Steuercode bei jedem der mehreren abgegrenzten Schritte als Reaktion auf das Oszillatorabgleichssignal verstellt.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der digitale Modulator zwischen zwei aneinander angrenzenden von den mehreren abgegrenzten Schritten hin und her wechselt.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der digitale Modulator umfasst: einen Festzeitzähler mit einem Takteingang zum Empfangen des Taktausgangssignals, einem Steuereingang zum Empfangen eines Zeitüberschreitungswerts und einem Ausgang, um unter Verwendung des Zeitüberschreitungswerts ein Zeitüberschreitungssignal bereitzustellen, nachdem der Festzeitzähler die vorher festgelegte Zeit gezählt hat; einen gegenphasigen Schaltkreis mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Festzeitzählers verkoppelt ist, und einem Ausgang, um einen Gegenphasenwert bereitzustellen, wobei der gegenphasige Schaltkreis als Reaktion auf Aktivierungen des Zeitüberschreitungssignals den Gegenphasenwert kontinuierlich von einem mittleren Zustand in einen höchsten Zustand in einen niedrigsten Zustand in den mittleren Zustand ändert; und einen Code-Erzeugerkreis mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Gegenphasenschaltkreises verkoppelt ist, einem ersten Ausgang, um den Zeitüberschreitungswert bereitzustellen, und einem zweiten Ausgang, um als Reaktion auf den Gegenphasenwert den Steuercode bereitzustellen, wobei der Zeitüberschreitungswert eine Anzahl von Zyklen des Taktausgangssignals darstellt, die der vorgegebenen Zeit entspricht, und der Steuercode Frequenzen des Oszillators entspricht, so dass sich die Ausgangsfrequenz innerhalb der vorher festgelegten Zeit im Wesentlichen gleichmäßig von einer mittleren Frequenz zu einer höchsten Frequenz zu einer niedrigsten Frequenz zur mittleren Frequenz ändert.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach Anspruch 8, wobei der Codeerzeugerkreis eine Look-Up-Tabelle aufweist.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach Anspruch 8, wobei der Codeerzeugerkreis eine eine digitale Zustandsmaschine aufweist.
Spektrumsspreizungstaktgeber nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei der gegenphasige Schaltkreis des weiteren einen Steuereingang aufweist, um ein Oszillatorabgleichssignal zu empfangen, wobei der gegenphasige Schaltkreis das Oszillatorabgleichssignal nutzt, um eine Anzahl der Zustände zu variieren, welche er zyklisch durchläuft, um einen Modulationsgrad des Spektrumsspreizungstaktgebers im Wesentlichen unverändert zu lassen.
Schaltnetzteil, umfassend: einen Oszillatorschaltkreis, der einen Spektrumsspreizungstaktgeber nutzt, wobei der Oszillatorschaltkreis ein Rampensignal erzeugt; einen Fehlerverstärker mit einem ersten Eingang zum Empfangen des Rampensignals, einem zweiten Eingang zum Empfangen eines Rückkopplungssignals und einem Ausgang; einen Pulsweitenmodulator-Latch mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Fehlerverstärkers verkoppelt ist und der als Reaktion auf einen Arbeitszyklus, der vom Ausgang des Pulsweitenmodulator-Latch definiert wird, ein Pulsweitenmodulatorausgangssignal bildet; und einen Treiberstromkreis, um mindestens ein Ausgangssignal bereitzustellen, um das Schalten eines Energieübertragungsglieds zu steuern, wobei der Spektrumsspreizungstaktgeber umfasst: einen Oszillator mit einem Steuereingang, um eine Ausgangsfrequenz festzulegen, und mit einem Ausgang, um ein Taktausgangssignal bereitzustellen; und einen digitalen Modulator, der als Reaktion auf das Taktausgangsignal einen Steuercode am Steuereingang des Oszillators als periodisches Signal mit mehreren abgegrenzten Schritten bereitstellt, wobei der digitale Modulator den Steuercode bei jedem der mehreren abgegrenzten Schritte im Wesentlichen über eine vorgegebene Zeit bereitstellt.
Schaltnetzteil nach Anspruch 12, wobei der Oszillatorschaltkreis, der Fehlerverstärker, der Pulsweitenmodulator-Latch und der Treiberstromkreis auf einem einzigen integrierten Schaltkreischip kombiniert sind.
Schaltnetzteil nach Anspruch 12 oder 13, wobei das Energieübertragungsglied eine Induktionsspule umfaßt und das Schaltnetzteil die Spule nutzt, um als DC-DC-Wandler betrieben zu werden.
Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 12 bis 14, wobei der Oszillator einen analogen Oszillator umfaßt.
Schaltnetzteil nach Anspruch 15, wobei der analoge Oszillator einen Kippschwinger umfasst, dessen Oszillatorfrequenz durch eine Kapazität und einen Ladestrom festgelegt wird, wobei der Kippschwinger die Oszillatorenfrequenz ändert, indem er den Ladestrom als Reaktion auf den Steuercode variiert.
Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 12 bis 16, wobei das periodische Signal eine Dreieckwelle über einer vorgegebenen Periode umfasst.
Schaltnetzteil nach Anspruch 17, wobei die Dreieckwelle einen abgegrenzten Schritt, der einem Maximalwert der Dreieckwelle entspricht, und einen abgegrenzten Schritt, der einem Minimalwert der Dreieckwelle entspricht, beinhaltet, und der digitale Modulator den abgegrenzten Schritt, der dem Maximalwert entspricht, und den abgegrenzten Schritt, der dem Minimalwert entspricht, über im Wesentlichen der vorgegebenen Zeit über der vorgegebenen Periode wiederholt, so dass die Ausgangsfrequenz dem abgegrenzten Schritt, der dem Maximalwert entspricht, und dem abgegrenzten Schritt, der dem Minimalwert entspricht, entspricht.
Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 12 bis 18, wobei der digitale Modulator des weiteren einen Trim-Eingang zum Empfangen eines Oszillatorabgleichssignals aufweist und den Steuercode bei jedem der mehreren abgegrenzten Schritte als Reaktion auf das Oszillatorabgleichssignal verstellt.
Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 12 bis 19, wobei der digitale Modulator zwischen zwei aneinander angrenzenden von den mehreren abgegrenzten Schritten hin und her wechselt.
Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 12 bis 20, wobei der digitale Modulator umfasst: einen Festzeitzähler mit einem Takteingang zum Empfangen des Taktausgangssignals, einem Steuereingang zum Empfangen eines Zeitüberschreitungswerts und einem Ausgang, um unter Verwendung des Zeitüberschreitungswerts ein Zeitüberschreitungssignal bereitzustellen, nachdem der Festzeitzähler die vorher festgelegte Zeit gezählt hat; einen gegenphasigen Schaltkreis mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Festzeitzählers verkoppelt ist, und einem Ausgang, um einen Gegenphasenwert bereitzustellen, wobei der gegenphasige Schaltkreis als Reaktion auf Aktivierungen des Zeitüberschreitungssignals den Gegenphasenwert kontinuierlich von einem mittleren Zustand in einen höchsten Zustand in einen niedrigsten Zustand in den mittleren Zustand ändert; und einen Code-Erzeugerkreis mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Gegenphasenschaltkreises verkoppelt ist, einem ersten Ausgang, um den Zeitüberschreitungswert bereitzustellen, und einem zweiten Ausgang, um als Reaktion auf den Gegenphasenwert den Steuercode bereitzustellen, wobei der Zeitüberschreitungswert eine Anzahl von Zyklen des Taktausgangssignals darstellt, die der vorgegebenen Zeit entspricht, und der Steuercode Frequenzen des Oszillators entspricht, so dass sich die Ausgangsfrequenz innerhalb der vorher festgelegten Zeit im Wesentlichen gleichmäßig von einer mittleren Frequenz zu einer höchsten Frequenz zu einer niedrigsten Frequenz zur mittleren Frequenz ändert.