JP6011355B2 - 発振回路 - Google Patents

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Description

本発明は、周波数拡散機能（スペクトラム拡散機能）を備えた発振回路に関する。
図１０は、発振回路の一従来例を示すブロック図である。本従来例の発振回路は、バイアス電圧生成部２０１と、クロック信号生成部２０２と、ランプ電圧生成部２０３と、抵抗Ｒｘ及びＲｙと、コンデンサＣｙと、を有する。
バイアス電圧生成部２０１は、半導体装置２００に集積化されており、外部端子Ｔｘに所定のバイアス電圧Ｖｘ（例えば１．５Ｖ）を印加する。
クロック信号生成部２０２は、半導体装置２００に集積化されており、外部端子Ｔｘに流れる基準電流Ｉｘに応じた発振周波数Ｆｏｓｃのクロック信号ＣＫを生成する。
ランプ電圧生成部２０３は、半導体装置２００に集積化されており、外部端子Ｔｙに外付けされたコンデンサＣｙの充放電を行うことにより、三角波状のランプ電圧Ｖｙ（例えば１Ｖ≦Ｖｙ≦２Ｖ）を生成する。
上記構成から成る発振回路において、外部端子Ｔｘと外部端子Ｔｙとの間に抵抗Ｒｙが接続されていない場合、基準電流Ｉｘの電流値は、外部端子Ｔｘに外付けされた抵抗Ｒｘの抵抗値に応じて一義的に決まる一定値（＝Ｖｘ／Ｒｘ）となり、延いては、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃも一定値となる。
一方、外部端子Ｔｘと外部端子Ｔｙとの間に抵抗Ｒｙが接続されている場合、基準電流Ｉｘの電流値は、ランプ電圧Ｖｙに応じて周期的に増減する変動値（＝Ｖｘ／Ｒｘ＋（Ｖｘ−Ｖｙ）／Ｒｙ）となり、延いては、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃも周期的な変動値となる。従って、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃを拡散させることができるので、ノイズ強度を低減することが可能となる。
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
特許第４５５０６６１号公報
しかしながら、上記従来例の発振回路では、先出の周波数拡散時における基準電流Ｉｘの算出式に含まれるパラメータ（Ｖｘ、Ｖｙ、Ｒｘ、Ｒｙ）が多く、各々のパラメータのばらつきに起因してクロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃにずれを生じるおそれがあった。また、部品点数の増大に伴うセットの大型化やコストアップも問題となっていた。
本発明は、本願の発明者により見出された上記の問題点に鑑み、従来よりもシンプルに周波数拡散機能を実現することが可能な発振回路を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために、本発明に係る発振回路は、ランプ電圧を生成するランプ電圧生成部と、クロック信号を生成するクロック信号生成部と、を有し、前記クロック信号生成部は、前記ランプ電圧と固定電圧の一方をバイアス電圧として抵抗に印加するバイアス部と、前記抵抗に流れるバイアス電流に応じて前記クロック信号の発振周波数を決定するオシレータと、を含む構成（第１の構成）とされている。
なお、上記第１の構成から成る発振回路において、前記ランプ電圧生成部は、コンデンサの充電電流を生成する第１電流源と、前記コンデンサの放電電流を生成する第２電流源と、前記コンデンサの両端間電圧と閾値電圧とを比較して比較信号を生成するヒステリシスコンパレータと、前記比較信号に応じて前記コンデンサの充放電を切り替える充放電制御部と、を含み、前記コンデンサの両端間電圧を前記ランプ電圧として出力する構成（第２の構成）にするとよい。
また、上記第２の構成から成る発振回路において、前記バイアス部は、前記ランプ電圧と前記固定電圧のいずれか低い方を前記バイアス電圧として前記抵抗に印加するものであり、前記ランプ電圧生成部は、前記発振回路の起動時に前記ランプ電圧を前記固定電圧よりも引き上げるプルアップ部を含む構成（第３の構成）にするとよい。
また、上記第２または第３の構成から成る発振回路において、前記第１電流源と前記第２電流源は、前記バイアス電流に応じて前記充電電流と前記放電電流の電流値を決定する構成（第４の構成）にするとよい。
また、本発明に係る半導体装置は、上記第４の構成から成る発振回路を集積化した構成（第５の構成）とされている。
なお、上記第５の構成から成る半導体装置は、前記抵抗を外部接続するための第１外部端子と、前記コンデンサを外部接続するための第２外部端子と、を有する構成（第６の構成）にするとよい。
また、上記第５または第６の構成から成る半導体装置は、前記発振回路で生成されるクロック信号を用いて入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源回路をさらに集積化した構成（第７の構成）にするとよい。
また、本発明に係るＬＥＤ照明装置は、ＬＥＤ［light emitting diode］と、前記ＬＥＤに出力電圧を供給する上記第７の構成から成る半導体装置と、を有する構成（第８の構成）とされている。
なお、上記第８の構成から成るＬＥＤ照明装置は、ＬＥＤヘッドライトモジュール、ＬＥＤターンランプモジュール、または、ＬＥＤリアランプモジュールとして提供される構成（第９の構成）にするとよい。
また、本発明に係る車両は、上記第８または第９の構成から成るＬＥＤ照明装置を有する構成（第１０の構成）とされている。
本発明に係る発振回路であれば、従来よりもシンプルに周波数拡散機能を実現することが可能となる。
車両用ＬＥＤドライバＩＣの一構成例を示すブロック図 発振回路１０２の第１構成例を示す回路図 周波数拡散動作の一例を示すタイミングチャート 周波数拡散によるノイズ低減の一例を示す図 発振回路１０２の第２構成例を示す回路図 起動時におけるモード遷移の一例を示すタイミングチャート 発振回路１０２の第３構成例を示す回路図 車両用ＬＥＤドライバＩＣ１００が搭載される車両の外観図（前面） 車両用ＬＥＤドライバＩＣ１００が搭載される車両の外観図（背面） ＬＥＤヘッドライトモジュールの外観図 ＬＥＤターンランプモジュールの外観図 ＬＥＤリアランプモジュールの外観図 発振回路の一従来例を示すブロック図
＜ブロック図＞
図１は、車両用ＬＥＤドライバＩＣの一構成例を示すブロック図である。本構成例の車両用ＬＥＤドライバＩＣ１００（以下ＩＣ１００と呼ぶ）は、エラーアンプ１０１と、発振回路１０２と、スロープ電圧生成部１０３と、コンパレータ１０４と、ドライバ制御部１０５と、ドライバ１０６と、電流検出部１０７と、ＰＷＭ［pulse width modulation］駆動部１０８と、基準電圧生成部１０９と、減電圧検出部１１０と、温度異常検出部１１１と、過電圧検出部１１２と、ＬＥＤオープン検出部１１３と、ＬＥＤショート検出部１１４と、過電流検出部１１５と、ロジック制御部１１６と、を集積化したシリコンモノリシック半導体集積回路装置である。
また、ＩＣ１００は、外部との電気的な接続を確立するための手段として、外部端子Ｔ１〜Ｔ１７を有している。なお、図１に例示した車載用のアプリケーション（ＬＥＤ照明装置）において、ＩＣ１００には、バッテリＥ１と、発光ダイオード列（負荷）Ｚ１と、抵抗Ｒ１〜Ｒ８と、負特性サーミスタＲ９と、コンデンサＣ１〜Ｃ５と、コイルＬ１と、ダイオードＤ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ［metal oxide semiconductor］電界効果トランジスタＮ１と、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ１と、が外部接続される。
バッテリＥ１の正極端は、外部端子Ｔ１（ＶＣＣピン）及び外部端子Ｔ２（ＥＮピン）に接続されている。バッテリＥ１の負極端は、接地端に接続されている。コンデンサＣ１の第１端は、外部端子Ｔ１に接続されている。コンデンサＣ１の第２端は、接地端に接続されている。コンデンサＣ３の第１端は、外部端子Ｔ３（ＶＲＥＧ端子）に接続されている。コンデンサＣ３の第２端は、接地端に接続されている。抵抗Ｒ６の第１端は、外部端子Ｔ４（ＲＴピン）に接続されている。抵抗Ｒ６の第２端は、接地端に接続されている。コンデンサＣ４の第１端は、外部端子Ｔ５（ＲＳピン）に接続されている。コンデンサＣ４の第２端は、接地端に接続されている。抵抗Ｒ７の第１端は、外部端子Ｔ６（ＣＯＭＰピン）に接続されている。抵抗Ｒ７の第２端は、コンデンサＣ５の第１端に接続されている。コンデンサＣ５の第２端は、接地端に接続されている。外部端子Ｔ７（ＰＷＭピン）は、ＰＷＭ調光信号の印加端に接続されている。抵抗Ｒ８の第１端は、基準電圧ＶＲＥＧの印加端に接続されている。抵抗Ｒ８の第２端と負特性サーミスタＲ９の第１端は、いずれも外部端子Ｔ８（ＤＣピン）に接続されている。負特性サーミスタＲ９の第２端は、接地端に接続されている。抵抗Ｒ５の第１端は、基準電圧ＶＲＥＧの印加端に接続されている。抵抗Ｒ５の第２端は、外部端子Ｔ９（ＦＡＩＬピン）に接続されている。
コイルＬ１の第１端は、バッテリＥ１の正極端に接続されている。コイルＬ１の第２端は、トランジスタＮ１のドレインとダイオードＤ１のアノードに接続されている。トランジスタＮ１のゲートは、外部端子Ｔ１４（ＳＷＯＵＴピン）に接続されている。トランジスタＮ１のソース及びバックゲートは、抵抗Ｒ４の第１端と外部端子Ｔ１６（ＣＳピン）に接続されている。抵抗Ｒ４の第２端は、接地端に接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、抵抗Ｒ１の第１端、コンデンサＣ２の第１端、及び、抵抗Ｒ３の第１端に接続されている。抵抗Ｒ１の第２端と抵抗Ｒ２の第１端は、いずれも外部端子Ｔ１０（ＯＤＴピン）に接続されている。抵抗Ｒ２の第２端は、接地端に接続されている。コンデンサＣ２の第２端は、接地端に接続されている。抵抗Ｒ３の第１端は、外部端子Ｔ１１（ＳＰピン）に接続されている。抵抗Ｒ３の第２端は、外部端子Ｔ１２（ＳＬピン）に接続されている。トランジスタＰ１のソース及びバックゲートは、抵抗Ｒ３の第２端に接続されている。トランジスタＰ１のゲートは、外部端子Ｔ１３（ＰＷＭＧピン）に接続されている。トランジスタＰ１のドレインは、発光ダイオード列Ｚ１のアノードに接続されている。発光ダイオード列Ｚ１のカソードは、接地端に接続されている。外部端子Ｔ１５（ＤＧＮＤピン）と外部端子Ｔ１７（ＧＮＤピン）は、いずれも接地端に接続されている。
続いて、ＩＣ１００に集積化された回路ブロック毎の概要を説明する。
エラーアンプ１０１は、３つの非反転入力端（＋）に印加される参照電圧Ｖｒｅｆ１、参照電圧Ｖｒｅｆ２、及び、ソフトスタート電圧Ｖｓｓのうち最も低いものと、反転入力端（−）に印加される帰還電圧Ｖｆｂとの差分に応じてコンデンサＣ５の充放電電流を生成することにより、外部端子Ｔ６に誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。
なお、ソフトスタート電圧Ｖｓｓは、半導体装置１００に入力電圧Ｖｉｎが投入された後、参照電圧Ｖｒｅｆ１よりも緩やかに立ち上がり、最終的に参照電圧Ｖｒｅｆ１よりも高い電圧値まで上昇する。従って、半導体装置１００の起動時には、帰還電圧Ｖｆｂがソフトスタート電圧Ｖｓｓと一致するように出力帰還制御（ソフトスタート制御）が行われるので、コンデンサＣ２や発光ダイオード列Ｚ１への突入電流を防止することができる。
また、参照電圧Ｖｒｅｆ２は、外部端子Ｔ８の端子電圧Ｖｄｃに応じて変化する。従って、外部端子Ｔ８を用いることにより、端子電圧Ｖｄｃに応じて発光ダイオード列Ｚ１への出力電流ＩＬＥＤをリニアに制御することができる。外部端子Ｔ８は、主にディレーティング用途に用いられる。具体的には、発光ダイオード列Ｚ１の高温時における劣化を抑制する場合や、電源電圧変動を生じやすい条件下（アイドリングストップ機能の実装時など）で外付け部品への過電流を抑制する場合に用いられる。
また、エラーアンプ１０１は、外部端子Ｔ７を介して入力されるＰＷＭ調光信号Ｓ２に応じてその出力動作が許可／禁止される。具体的に述べると、エラーアンプ１０１の出力動作は、ＰＷＭ調光信号Ｓ２がハイレベルであるときに許可され、ＰＷＭ調光信号Ｓ２がローレベルであるときに禁止される。
発振回路１０２は、ランプ電圧Ｖａを生成するランプ電圧生成部１０２Ａと、クロック信号ＣＫを生成するクロック信号生成部１０２Ｂと、を含む。発振回路１０２の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。
スロープ電圧生成部１０３は、クロック信号ＣＫを用いて三角波状または鋸波状のスロープ電圧Ｖｓｌｐを生成する。
コンパレータ１０４は、反転入力端（−）に印加される誤差電圧Ｖｅｒｒと非反転入力端（＋）に印加されるスロープ電圧Ｖｓｌｐとを比較して比較信号Ｓ１を生成する。
ドライバ制御部１０５は、比較信号Ｓ１に応じてドライバ１０６を駆動することによりトランジスタＮ１のオン／オフ制御を行う。なお、ドライバ制御部１０５は、ＰＷＭ調光信号Ｓ２に応じてその出力動作が許可／禁止される。具体的に述べると、ドライバ制御部１０５の出力動作は、ＰＷＭ調光信号Ｓ２がハイレベルであるときに許可され、ＰＷＭ調光信号Ｓ２がローレベルであるときに禁止される。
ドライバ１０６は、ドライバ制御部１０５からの指示に応じてトランジスタＮ１のゲート信号Ｇ１（ハイレベル：ＶＲＥＧ、ローレベル：ＤＧＮＤ）を生成し、これを外部端子Ｔ１４に出力する。
電流検出部１０７は、外部端子Ｔ１１と外部端子Ｔ１２との端子間電圧（＝出力電流ＩＬＥＤに応じて電圧値が変動するセンス電圧ＶＳＥ（＝ＶＳＰ−ＶＳＬ））を監視して帰還電圧Ｖｆｂを生成する。
ＰＷＭ駆動部１０８は、ＰＷＭ調光信号Ｓ２に応じてトランジスタＰ１のゲート信号Ｇ２を生成し、これを外部端子Ｔ１３に出力する。具体的に述べると、ＰＷＭ駆動部１０８は、ＰＷＭ調光信号Ｓ２がハイレベルであるときにゲート信号Ｇ２をローレベルとし、ＰＷＭ調光信号Ｓ２がローレベルであるときにゲート信号Ｇ２をハイレベルとする。このように、外部端子Ｔ７にＰＷＭ調光信号Ｓ２を入力することにより、出力電流ＩＬＥＤを時分割制御し、輝度をリニアに制御することができる。
基準電圧生成部１０９は、外部端子Ｔ１に印加される入力電圧Ｖｉｎ（例えば５Ｖ〜６０Ｖ）から基準電圧ＶＲＥＧ（例えば５Ｖ）を生成して外部端子Ｔ３に出力する。なお、基準電圧生成部１０９は、外部端子Ｔ２を介して入力されるイネーブル信号Ｓ３に応じてその出力動作が許可／禁止される。具体的に述べると、基準電圧生成部１０９の出力動作は、イネーブル信号Ｓ３がハイレベルであるときに許可され、イネーブル信号Ｓ３がローレベルであるときに禁止される。
減電圧検出部１１０は、基準電圧ＶＲＥＧを監視して減電圧を検出する。例えば、ＶＲＥＧ≦４．３Ｖで減電圧が検出され、基準電圧生成部１０９を除く回路ブロックが全てシャットダウンされる。一方、ＶＲＥＧ≧４．５Ｖでシャットダウンが解除される。
温度異常検出部１１１は、ＩＣ１００の接合温度Ｔｊを監視して温度異常を検出する。例えば、Ｔｊ≧１７５℃で温度異常が検出され、基準電圧生成部１０９を除く回路ブロックが全てシャットダウンされる。一方、Ｔｊ≦１５０℃でシャットダウンが解除される。
過電圧検出部１１２は、外部端子Ｔ１０の端子電圧Ｖｄｅｔ１（＝出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧）を監視して過電圧を検出する。
ＬＥＤオープン検出部１１３は、過電圧検出部１１２の検出結果と共に、センス電圧ＶＳＥを監視してＬＥＤオープンを検出する。例えば、ＶＳＥ≦５０ｍＶかつＶｄｅｔ１≧２ＶでＬＥＤオープンが検出され、基準電圧生成部１０９を除く回路ブロックが全てシャットダウンされる。一方、イネーブル信号Ｓ３の再投入でシャットダウンが解除される。
ＬＥＤショート検出部１１４は、外部端子Ｔ１２の端子電圧ＶＳＬとセンス電圧ＶＳＥを監視してＬＥＤショートを検出する。例えば、ＶＳＬ≦２ＶまたはＶＳＥ≧０．３ＶでＬＥＤショートが検出され、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが放電されてＤＣ／ＤＣスイッチングが停止される。一方、ＶＳＬ＞２ＶまたはＶＳＥ＜０．３Ｖでソフトスタート電圧Ｖｓｓの再充電が開始され、ＤＣ／ＤＣスイッチングが再開される。
過電流検出部１１５は、外部端子Ｔ１６の端子電圧Ｖｄｅｔ２（＝トランジスタＮ１に流れる電流に応じた電圧信号）を監視して過電流を検出する。例えば、Ｖｄｅｔ２≧０．４Ｖ以上で過電流が検出され、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが放電されてＤＣ／ＤＣスイッチングが停止される。一方、Ｖｄｅｔ２＜０．４Ｖでソフトスタート電圧Ｖｓｓの再充電が開始され、ＤＣ／ＤＣスイッチングが再開される。
ロジック制御部１１６は、減電圧検出部１１０、温度異常検出部１１１、過電圧検出部１１２、ＬＥＤオープン検出部１１３、ＬＥＤショート検出部１１４、及び、過電流検出部１１５の検出結果に応じて、先に述べたシャットダウン制御などを行うと共に、外部端子Ｔ９を用いた保護フラグ信号ＦＡＩＬのオープンドレイン出力制御を行う。
上記構成要素のうち、エラーアンプ１０１、発振回路１０２、スロープ電圧生成部１０３、コンパレータ１０４、ドライバ制御部１０５、及び、ドライバ１０６、並びに、出力段を形成するディスクリート部品群（トランジスタＮ１、コイルＬ１、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、及び、コンデンサＣ２）は、発振回路１０２で生成されるクロック信号ＣＫを用いて入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、この出力電圧Ｖｏｕｔを発光ダイオード列Ｚ１に供給するスイッチング電源回路に相当する。
なお、図１では、スイッチング電源回路の出力段を昇圧型とした構成を例に挙げたが、出力段の構成はこれに限定されるものではなく、降圧型、昇降圧型、ＳＥＰＩＣ型のいずれにも容易に対応することが可能である。
＜発振回路（第１構成例）＞
図２は、発振回路１０２の第１構成例を示す回路図である。第１構成例の発振回路１０２において、ランプ電圧生成部１０２Ａは、電流源Ａ１及びＡ２と、スイッチＡ３及びＡ４と、コンパレータＡ５と、抵抗Ａ６〜Ａ８と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＡ９と、スイッチ制御部Ａ１０と、を含み、外部端子Ｔ５に外付けされたコンデンサＣ４の両端間電圧（充電電圧）をランプ電圧Ｖａとして出力する。
電流源Ａ１及びＡ２は、それぞれ、コンデンサＣ４の充電電流Ｉｃ及び放電電流Ｉｄを生成する。また、スイッチＡ３及びＡ４は、それぞれ、スイッチ制御部Ａ１０の指示に応じて、充電電流Ｉｃ及び放電電流Ｉｄの電流経路を導通／遮断する。接続関係について具体的に述べると、電流源Ａ１の第１端は、基準電圧ＶＲＥＧの印加端に接続されている。電流源Ａ１の第２端は、スイッチＡ３を介して外部端子Ｔ５に接続されている。電流源Ａ２の第１端は、スイッチＡ４を介して外部端子Ｔ５に接続されている。電流源Ａ２の第２端は、接地端に接続されている。
コンパレータＡ５、抵抗Ａ６〜Ａ８、及び、トランジスタＡ９は、ランプ電圧Ｖａと閾値電圧Ｖｔｈ（ＶｔｈＨ／ＶｔｈＬ）を比較して比較信号Ｓｘを生成するヒステリシスコンパレータを形成する。接続関係について具体的に述べると、コンパレータＡ５の非反転入力端（＋）は、外部端子Ｔ５に接続されている。抵抗Ａ６の第１端は、基準電圧ＶＲＥＧの印加端に接続されている。抵抗Ａ６の第２端と抵抗Ａ７の第１端との接続ノードは、閾値電圧Ｖｔｈ（ＶｔｈＨ／ＶｔｈＬ）の印加端として、コンパレータＡ５の反転入力端（−）に接続されている。抵抗Ａ７の第２端は、抵抗Ａ８の第１端とトランジスタＡ９のドレインに接続されている。抵抗Ａ８の第２端とトランジスタＡ９のソース及びバックゲートは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタＡ９のゲートは、コンパレータＡ５の出力端（比較信号Ｓｘの印加端）に接続されている。
スイッチ制御部Ａ１０は、比較信号Ｓｘに応じてスイッチＡ３及びＡ４のオン／オフ制御を行うことにより、コンデンサＣ４の充放電を切り替える充放電制御部に相当する。
また、第１構成例の発振回路１０２において、クロック信号生成部１０２Ｂは、オペアンプＢ１と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＢ２と、カレントミラーＢ３と、オシレータＢ４と、を含み、ランプ電圧Ｖａに応じた発振周波数Ｆｏｓｃのクロック信号ＣＫを生成する。
オペアンプＢ１とトランジスタＢ２は、ランプ電圧Ｖａと固定電圧Ｖｂのいずれか低い方をバイアス電圧Ｖ０として抵抗Ｒ６に印加するバイアス部を形成する。接続関係について具体的に述べると、オペアンプＢ１の第１非反転入力端（＋）は、ランプ電圧Ｖａの印加端に接続されている。オペアンプＢ１の第２非反転入力端（＋）は、固定電圧Ｖｂの印加端に接続されている。オペアンプＢ１の反転入力端（−）は、 外部端子Ｔ４に接続されている。オペアンプＢ１の出力端は、トランジスタＢ２のゲートに接続されている。トランジスタＢ２のドレインは、カレントミラーＢ３の入力端に接続されている。トランジスタＢ２のソース及びバックゲートは、いずれも外部端子Ｔ４に接続されている。
カレントミラーＢ３は、抵抗Ｒ６に流れるバイアス電流Ｉ０（＝Ｖ０／Ｒ６）をミラーしてミラー電流Ｉ１を生成する。
オシレータＢ４は、ミラー電流Ｉ１（延いてはバイアス電流Ｉ０）に応じて内部コンデンサ（不図示）に対する充放電電流を調整することにより、クロック信号ＣＬＫの発振周波数Ｆｏｓｃを決定する。
次に、上記構成から成る発振回路１０２の周波数拡散動作について、図３を参照しながら詳細に説明する。図３は、周波数拡散動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、ランプ電圧Ｖａ及び固定電圧Ｖｂ、比較信号Ｓｘ、並びに、発振周波数Ｆｏｓｃが描写されている。
比較信号Ｓｘがローレベルであるときには、トランジスタＡ９がオフされるので、閾値電圧Ｖｔｈとして、上側閾値電圧ＶｔｈＨ（例えば０．９Ｖ）が生成される。また、スイッチ制御部Ａ１０は、比較信号Ｓｘがローレベルであるときに、スイッチＡ３をオンしてスイッチＡ４をオフする。従って、比較信号Ｓｘのローレベル期間Ｔｃには、コンデンサＣ４が充電電流Ｉｃによって充電されるので、ランプ電圧Ｖａが上昇していく。
コンデンサＣ４の充電が進んで、ランプ電圧Ｖａが上側閾値電圧ＶｔｈＨよりも高くなると、比較信号Ｓｘがローレベルからハイレベルに立ち上がる。このとき、トランジスタＡ９がオンされるので、閾値電圧Ｖｔｈが上側閾値電圧ＶｔｈＨから下側閾値電圧ＶｔｈＬ（例えば０．７Ｖ）へ引き下げられる。従って、比較信号Ｓｘは、ランプ電圧Ｖａが下側閾値電圧ＶｔｈＬを下回るまでハイレベルに維持される。また、スイッチ制御部Ａ１０は、比較信号Ｓｘがハイレベルであるときに、スイッチＡ３をオフしてスイッチＡ４をオンする。従って、比較信号Ｓｘのハイレベル期間Ｔｄには、コンデンサＣ４が放電電流Ｉｄによって放電されるので、ランプ電圧Ｖａが低下していく。
コンデンサＣ４の放電が進んで、ランプ電圧Ｖａが下側閾値電圧ＶｔｈＬよりも低くなると、比較信号Ｓｘがハイレベルからローレベルに立ち下がり、閾値電圧Ｖｔｈが再び下側閾値電圧ＶｔｈＬから上側閾値電圧ＶｔｈＨへ引き上げられる。従って、比較信号Ｓｘは、ランプ電圧Ｖａが上側閾値電圧ＶｔｈＨを上回るまでローレベルに維持される。
以降も同様の動作が繰り返されることにより、外部端子Ｔ５には、上側閾値電圧ＶｔｈＨと下側閾値電圧ＶｔｈＬの平均値（例えば０．８Ｖ）をセンター値として、その電圧値が周期的に変動する三角波状のランプ電圧Ｖａが生成される。
オペアンプＢ１は、ランプ電圧Ｖａ及び固定電圧Ｖｂのいずれか低い方と、バイアス電圧Ｖ０とが一致するように、トランジスタＢ２のゲート制御を行う。例えば、０．７Ｖ≦Ｖａ≦０．９Ｖ、Ｖｂ＝１．２Ｖに設定されていた場合には、より低いランプ電圧Ｖａがバイアス電圧Ｖ０として抵抗Ｒ６に印加される。従って、抵抗Ｒ６に流れるバイアス電流Ｉ０は、ランプ電圧Ｖａに応じてその電流値が周期的に変動するようになる。
オシレータＢ４は、先にも述べたように、バイアス電流Ｉ０に応じてクロック信号ＣＬＫの発振周波数Ｆｏｓｃを決定する。従って、クロック信号ＣＫは、ランプ電圧Ｖａに応じてその発振周波数Ｆｏｓｃが周期的に変動するようになる。
なお、周波数拡散機能（低ＥＭＩ［electromagnetic interference］機能）をオンとした場合における発振周波数Ｆｏｓｃのセンター値Ｆｏｓｃ＿ｅｍｉｏｎは、ランプ電圧Ｖａのセンター値（＝（ＶｔｈＨ＋ＶｔｈＬ）／２）と抵抗Ｒ６の抵抗値によって決まり、発振周波数Ｆｏｓｃの変調度（±α％）は、ランプ電圧Ｖａの上限値及び下限値（ＶｔｈＨ、ＶｔｈＬ）と抵抗Ｒ６の抵抗値によって決まる。
一方、周波数拡散機能をオフとする場合には、外部端子Ｔ５と外部端子Ｔ３とをショートさせて、ランプ電圧Ｖａを固定電圧Ｖｂ（例えば１．２Ｖ）よりも高い基準電圧ＶＲＥＧ（例えば５Ｖ）にプルアップすればよい。このような接続を行うことにより、クロック信号ＣＫは、固定電圧Ｖｂに応じた発振周波数Ｆｏｓｃ＿ｅｍｉｏｆｆに固定される。このとき、比較信号Ｓｘは常にハイレベルとなり、スイッチ制御部Ａ１０はスイッチＡ４を常時オンとするので、放電電流Ｉｄが流れ続ける状態となる。ただし、放電電流Ｉｄを十分小さい値（μＡオーダ）に設計しておけば、その消費電流は無視することができる。
また、抵抗Ｒ６を外部接続するための外部端子Ｔ４を有する構成であれば、抵抗Ｒ６の抵抗値を調整することにより、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃ（＿ｅｍｉｏｎ／＿ｅｍｉｏｆｆ）を任意に設定することが可能である。
ただし、ランプ電圧Ｖａのセンター値と固定電圧Ｖｂとの間に差があるので、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃを所望値に合わせ込むためには、周波数拡散機能のオン／オフに応じて抵抗Ｒ６の抵抗値を変える必要がある。例えば、ランプ電圧Ｖａのセンター値が０．８Ｖで、固定電圧Ｖｂが１．２Ｖである場合、周波数拡散機能のオン時には、周波数拡散機能のオフ時と比べて、抵抗Ｒ６の抵抗値を２／３（＝０．８Ｖ／１．２Ｖ）に設定すればよい。
また、比較信号Ｓｘのローレベル期間Ｔｃ（コンデンサＣ４の充電期間）及びハイレベル期間Ｔｄ（コンデンサＣ４の放電期間）は、それぞれ、次の（１ａ）式及び（１ｂ）式で算出される。なお、ΔＶ＝ＶｔｈＨ−ＶｔｈＬである。
Ｔｃ＝Ｃ４×ΔＶ／Ｉｃ … （１ａ）
Ｔｄ＝Ｃ４×ΔＶ／Ｉｄ … （１ｂ）
従って、Ｉｃ＝Ｉｄ＝ＩＲＳに設定した場合、ランプ電圧Ｖａの発振周波数Ｆｒａｍｐ（＝１／（Ｔｃ＋Ｔｄ））は、次の（２）式で算出される。
Ｆｒａｍｐ＝ＩＲＳ／（２×Ｃ４×ΔＶ） … （２）
なお、コンデンサＣ４を外部接続するための外部端子Ｔ５を有する構成であれば、コンデンサＣ４の容量値を調整することにより、ランプ電圧Ｖａの発振周波数Ｆｒａｍｐ（延いては、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃを周期的に変動させる際の変動周波数）を任意に設定することが可能である。
図４は、周波数拡散によるノイズ低減の一例を示す図である。なお、縦軸はノイズ強度を示しており、横軸は周波数を示している。また、図中の実線は周波数拡散機能をオンとした場合のスペクトルを示しており、破線は周波数拡散機能をオフとした場合のスペクトルを示している。
本図で示したように、周波数拡散機能をオフとした場合には、ノイズ強度がピーク値の高い幅狭のスペクトルとなるのに対して、周波数拡散機能をオンとした場合には、ノイズ強度がピーク値の低い幅広のスペクトルとなる。なお、図４では基本波のみが描写されているが、高調波についても周波数拡散機能をオンとすることにより、スペクトルのピーク値を大きく減少させることができる。また、理論的な減衰量ΔＤ［ｄＢ］は、次の（３）式で算出することができる。
ΔＤ［ｄＢ］＝１０×ｌｏｇ（４／（Ｆｏｓｃ＿ｅｍｉｏｎ×Ｃ４×Ｒ６））…（３）
このように、周波数拡散機能を備えた発振回路１０２を用いることにより、クロック信号ＣＫに起因するノイズを抑制することができるので、ＥＭＩ対策用の外付け部品を削減して、セットの小型化やコストダウンを実現することが可能となる。
また、第１構成例の発振回路１０２であれば、従来構成（図１０を参照）よりもシンプルに、外付けの抵抗Ｒｙを用いることなく周波数拡散機能を実現することができるので、発振周波数Ｆｏｓｃのばらつきを低減することができる上、セットのさらなる小型化やコストダウンを図ることも可能となる。
＜発振回路（第２構成例）＞
図５は、発振回路１０２の第２構成例を示す回路図である。第２構成例の発振回路１０２は、基本的に第１構成例と同様の構成であり、ランプ電圧生成部１０２ＡがＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＡ１１を含む点に特徴を有する。そこで、第１構成例と同様の構成要素については、図２と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第２構成例の特徴部分について重点的な説明を行う。
トランジスタＡ１１は、発振回路１０２の起動時にランプ電圧Ｖａを固定電圧Ｖｂよりも引き上げるプルアップ部に相当する。接続関係について具体的述べると、トランジスタＡ１１のソース及びバックゲートは、基準電圧ＶＲＥＧの印加端に接続されている。トランジスタＡ１１のドレインは、外部端子Ｔ５に接続されている。トランジスタＡ１１のゲートは、起動検出信号Ｓｙの印加端に接続されている。起動検出信号Ｓｙは、例えば、ソフトスタート電圧Ｖｓｓと所定の閾値電圧ＶＴＨを比較して生成される２値信号である。
図６は、発振回路１０２の起動時におけるモード遷移の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、ソフトスタート電圧Ｖｓｓ、起動検出信号Ｓｙ、ランプ電圧Ｖａ、固定電圧Ｖｂ、及び、発振回路１０２の動作モードが描写されている。
時刻ｔ１において、入力電圧Ｖｉｎが投入されると、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが緩やかに上昇し始める。ただし、この時点では、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧ＶＴＨよりも低いので、起動検出信号Ｓｙはローレベルに維持される。その結果、トランジスタＡ１１はオンとなり、ランプ電圧Ｖａが固定電圧Ｖｂよりも高い基準電圧ＶＲＥＧにプルアップされるので、周波数拡散機能はオフとなり、クロック信号ＣＫは、固定電圧Ｖｂに応じた発振周波数Ｆｏｓｃに固定される。なお、トランジスタＡ１１がオンされているときには、外部端子Ｔ５を外部端子Ｔ３とショートしたときと同様、比較信号Ｓｘが常にハイレベルとなるので、放電電流Ｉｄが流れ続ける状態となる。ただし、放電電流Ｉｄを十分小さい値（μＡオーダ）に設計しておけば、その消費電流は無視することができる。
ソフトスタート電圧Ｖｓｓの上昇が進み、時刻ｔ２において、ソフトスタート電圧Ｖｓｓが閾値電圧ＶＴＨよりも高くなると、起動検出信号Ｓｙがハイレベルに立ち上がる。その結果、トランジスタＡ１１はオフとなり、コンデンサＣ４の放電に伴ってランプ電圧Ｖａが低下していく。ただし、ランプ電圧Ｖａが固定電圧Ｖｂを上回っている期間中は、周波数拡散機能がオフされたままとなる。
その後、コンデンサＣ４の放電が進み、時刻ｔ３において、ランプ電圧Ｖａが固定電圧Ｖｂよりも低くなると、周波数拡散機能がオンとなり、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃは、ランプ電圧Ｖａに応じて周期的に変動するようになる。
このように、発振回路１０２の起動時には周波数拡散機能をオフとしておき、所定期間が経過した時点から周波数拡散機能をオンとするシーケンスを採用することにより、発振回路１０２の起動時における外部端子Ｔ５のハイインピーダンス状態（比較信号Ｓｘの論理不定状態）を速やかに解消することができるので、発振回路１０２の起動不良を防止することが可能となる。
＜発振回路（第３構成例）＞
図７は、発振回路１０２の第３構成例を示す回路図である。第３構成例の発振回路１０２は、基本的に第１構成例ないし第２構成例と同様の構成であり、電流源Ａ１及びＡ２がバイアス電流Ｉ０に応じて充電電流Ｉｃと放電電流Ｉｄの電流値を決定する点に特徴を有している。そこで、第１構成例ないし第２構成例と同様の構成要素については、図２ないし図５と同一の符号を付すことで重複した説明を割愛し、以下では、第３構成例の特徴部分について重点的な説明を行う。
第３構成例の発振回路１０２において、カレントミラーＢ３は、バイアス電流Ｉ０をミラーして、オシレータＢ４に供給するミラー電流Ｉ１を生成すると共に、電流源Ａ１及びＡ２に供給するミラー電流Ｉ２（電流値：ＩＲＳ）を生成する。電流源Ａ１及びＡ２は、それぞれ、ミラー電流Ｉ２を充電電流Ｉｃ及び放電電流Ｉｄとして出力する。
このような構成とすることにより、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃを設定するために、ユーザが抵抗Ｒ６の抵抗値を決定すると、これに応じてバイアス電流Ｉ０の電流値が決定され、さらには、充電電流Ｉｃ及び放電電流Ｉｄが決定される。
例えば、抵抗Ｒ６の抵抗値が低いほど、バイアス電流Ｉ０の電流値が大きくなり、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃが高くなる。このとき、充電電流Ｉｃ及び放電電流Ｉｄの電流値も大きくなるので、ランプ電圧Ｖａの発振周波数Ｆｒａｍｐもクロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃに合わせて高くなる。
逆に、抵抗Ｒ６の抵抗値が高いほど、バイアス電流Ｉ０の電流値が小さくなり、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃが低くなる。このとき、充電電流Ｉｃ及び放電電流Ｉｄの電流値も小さくなるので、ランプ電圧Ｖａの発振周波数Ｆｒａｍｐもクロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃに合わせて低くなる。
より具体的に述べると、Ｆｏｓｃ＝３００ｋＨｚのときにはＦｒａｍｐ＝３００Ｈｚとなり、Ｆｏｓｃ＝９００ｋＨｚのときにはＦｒａｍｐ＝９００Ｈｚとなる。
このように、第３構成例の発振回路１０２であれば、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃとランプ電圧Ｖａの発振周波数Ｆｒａｍｐ（延いては、クロック信号ＣＫの発振周波数Ｆｏｓｃを周期的に変動させる際の変動周波数）とを相互に関連付けて変化させることができる。従って、抵抗Ｒ６の抵抗値を調整する度にコンデンサＣ４の容量値を調整せずに済むので、ユーザビリティを向上することが可能となる。
＜車両、ＬＥＤランプモジュール＞
ＩＣ１００は、例えば、図８Ａ及び図８Ｂで示すように、車両Ｘのヘッドライト（ハイビーム／ロービーム／スモールランプ／フォグランプなどを適宜含む）Ｘ１、白昼夜走行（ＤＲＬ）用光源Ｘ２、テールランプ（スモールランプやバックランプ等を適宜含む）Ｘ３、ストップランプＸ４、及び、ターンランプＸ５などの駆動手段として好適に用いることができる。なお、ＩＣ１００は、駆動対象となるＬＥＤと共にＬＥＤランプモジュール（図９ＡのＬＥＤヘッドライトモジュールＹ１、図９ＢのＬＥＤターンランプモジュールＹ２、及び、図９ＣのＬＥＤリアランプモジュールＹ３など）として提供されるものであってもよいし、ＬＥＤとは独立にＩＣ単体として提供されるものであってもよい。
また、ＩＣ１００は、車載エクステリア照明以外にも、高輝度のＬＥＤ光源を必要とするアプリケーション（ヘッドアップディスプレイ（ＨＵＤ［head-up display］など）において好適に用いることができる。
＜その他の変形例＞
また、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、上記実施形態では、本発明を車両用ＬＥＤドライバＩＣに適用した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、周波数拡散機能を備えた発振回路全般に適用することが可能である。
このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
本発明は、例えば車両用ＬＥＤドライバＩＣの発振回路に利用することが可能である。
１００ 車両用ＬＥＤドライバＩＣ（半導体装置）
１０１ エラーアンプ
１０２ 発振回路
１０２Ａ ランプ電圧生成部
Ａ１、Ａ２ 電流源
Ａ３、Ａ４ スイッチ
Ａ５ コンパレータ
Ａ６〜Ａ８ 抵抗
Ａ９ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ａ１０ スイッチ制御部
Ａ１１ Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
１０２Ｂ クロック信号生成部
Ｂ１ オペアンプ
Ｂ２ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｂ３ カレントミラー
Ｂ４ オシレータ
１０３ スロープ電圧生成部
１０４ コンパレータ
１０５ ドライバ制御部
１０６ ドライバ
１０７ 電流検出部
１０８ ＰＷＭ駆動部
１０９ 基準電圧生成部
１１０ 減電圧検出部
１１１ 温度異常検出部
１１２ 過電圧検出部
１１３ ＬＥＤオープン検出部
１１４ ＬＥＤショート検出部
１１５ 過電流検出部
１１６ ロジック制御部
Ｔ１〜Ｔ１７ 外部端子
Ｅ１ バッテリ
Ｚ１ 発光ダイオード列（負荷）
Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗
Ｒ９ 負特性サーミスタ
Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ
Ｌ１ コイル
Ｄ１ ダイオード
Ｎ１ Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｐ１ Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｘ 車両
Ｘ１ ヘッドライト
Ｘ２ 白昼夜走行（ＤＲＬ）用光源
Ｘ３ テールランプ
Ｘ４ ストップランプ
Ｘ５ ターンランプ
Ｙ１ ＬＥＤヘッドライトモジュール
Ｙ２ ＬＥＤターンランプモジュール
Ｙ３ ＬＥＤリアランプモジュール

Claims (10)

  1. ランプ電圧を生成するランプ電圧生成部と、
    クロック信号を生成するクロック信号生成部と、
    を有し、
    前記クロック信号生成部は、
    前記ランプ電圧と固定電圧の一方をバイアス電圧として抵抗に印加するバイアス部と、
    前記抵抗に流れるバイアス電流に応じて前記クロック信号の発振周波数を決定するオシレータと、
    を含むことを特徴とする発振回路。
  2. 前記ランプ電圧生成部は、
    コンデンサの充電電流を生成する第１電流源と、
    前記コンデンサの放電電流を生成する第２電流源と、
    前記コンデンサの両端間電圧と閾値電圧とを比較して比較信号を生成するヒステリシスコンパレータと、
    前記比較信号に応じて前記コンデンサの充放電を切り替える充放電制御部と、
    を含み、前記コンデンサの両端間電圧を前記ランプ電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載の発振回路。
  3. 前記バイアス部は、前記ランプ電圧と前記固定電圧のいずれか低い方を前記バイアス電圧として前記抵抗に印加するものであり、
    前記ランプ電圧生成部は、前記発振回路の起動時に前記ランプ電圧を前記固定電圧よりも引き上げるプルアップ部を含むことを特徴とする請求項２に記載の発振回路。
  4. 前記第１電流源と前記第２電流源は、前記バイアス電流に応じて前記充電電流と前記放電電流の電流値を決定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の発振回路。
  5. 請求項４に記載の発振回路を集積化したことを特徴とする半導体装置。
  6. 前記抵抗を外部接続するための第１外部端子と、
    前記コンデンサを外部接続するための第２外部端子と、
    を有することを特徴とする請求項５に記載の半導体装置。
  7. 前記発振回路で生成されるクロック信号を用いて入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源回路をさらに集積化したことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の半導体装置。
  8. ＬＥＤ［light emitting diode］と、
    前記ＬＥＤに出力電圧を供給する請求項７に記載の半導体装置と、
    を有することを特徴とするＬＥＤ照明装置。
  9. ＬＥＤヘッドライトモジュール、ＬＥＤターンランプモジュール、または、ＬＥＤリアランプモジュールとして提供されることを特徴とする請求項８に記載のＬＥＤ照明装置。
  10. 請求項８または請求項９に記載のＬＥＤ照明装置を有することを特徴とする車両。
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