CN104764923A - 一种测量交流干扰幅度的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种测量交流干扰幅度的方法，包括：测量振荡频率与电压的关系，设定标称电压V₀，计算标称电源电压V₀下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与交流干扰幅度A_RFI的关系，令环形振荡器工作在标称电源电压V₀下，记录未将受测交流干扰耦合至环形振荡器电源时环形振荡器的工作频率f_{RO_0}，然后将受测干扰耦合至环形振荡器的电源，记录此时环形振荡器的工作频率f_{RO_RFI}，计算出环形振荡器工作频率的绝对归一化偏移NFS₁，最后根据标称电源电压V₀下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与受测交流干扰幅度A_RFI的关系查出对应的干扰幅度。本发明使用装置体积小，可测量的干扰频率范围大。

Description

一种测量交流干扰幅度的方法

技术领域

本发明涉及电磁干扰测量领域，具体涉及一种测量交流干扰幅度的方法。

背景技术

电磁干扰是一种不希望存在的信号，它对电子设备或系统的正常工作会造成有害影响。同时,每一种电子产品都会产生电磁干扰信号,这些信号可能以电磁辐射的形式发射出去，也可能通过电缆或电源线传播。当产品由于电磁干扰发射强度超过电磁兼容标准规定而不合格，或当由于电路模块之间的电磁干扰导致系统不能正常工作时，我们就要解决电磁干扰的问题。要解决电磁干扰问题，首先要能够“看”到电磁干扰，了解电磁干扰的幅度。传统技术中，测量电磁干扰的常用仪器是频谱分析仪。频谱分析仪是一种将电压幅度随频率变化的规律显示出来的仪器，它能够精确测量各个频率上的干扰强度。但是在测量电磁干扰时，频谱分析仪存在以下缺点：扫描频率范围越宽，则扫描一遍所需要时间越长，频谱上各点的测量精度越低，因此，在通常情况下，频谱分析仪只能精确地测量较小频率范围的电磁干扰。而现代电子系统中，随着电路工作频率的不断增加干扰的频率范围也不断增加，同时电路集成度增加对干扰测量装置的体积要求越来越高。对集成电路等被封装的系统的内部关键位置的电磁干扰进行测量，要求能够将测量装置植入封装系统内部。

发明内容

本发明的目的在于解决现有技术的缺陷，提供一种可测量干扰频率范围宽，使用的装置体积小的电磁干扰测量方法，采用的技术方案如下：

一种测量交流干扰幅度的方法，包括以下步骤：

S1.给环形振荡器通电，测量振荡频率与电压的关系；

S2.设定标称电源电压V ₀,计算在此电压下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与交流干扰幅度A_RFI的关系；

S3.令环形振荡器工作在标称电源电压V ₀下，记录未将受测交流干扰耦合至环形振荡器电源时环形振荡器的工作频率f _{RO_0}；

S4.将受测干扰耦合至环形振荡器的电源，记录此时环形振荡器的工作频率f _{RO_RFI}；

S5.计算出环形振荡器工作频率的绝对归一化偏移NFS₁，根据标称电源电压V ₀下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与受测交流干扰幅度A _RFI 的关系查出对应的干扰幅度。

由                                               个(为奇数)反相器级联成环路，得到环形振荡器。设N_S为测量中对进行统计平均的取样次数，单个反相器的输入输出延时为τ，则根据公式

和可推出装置可测的干扰频率f _RFI 的范围为：

现代集成电路工艺制作的延时电路器件，其τ值可达到数皮秒，对应的干扰频率上限可达上百吉赫兹，干扰频率的下限由和N_S决定，容易达数十千赫兹，这样就可以保证测量范围足够宽。另外环形振荡器便于集成，使用现代集成电路工艺可以将环形振荡器做在很小的芯片或者芯片区域上，适合使用测量高集成度的电子系统中关键位置的干扰；另外，环形振荡器还可以子电路的形式植入到集成电路芯片上，在不损坏封装的情况下测量芯片电源上的干扰。

标称电源电压V ₀是由环形振荡器的制造工艺决定的，例如中芯国际130纳米工艺INVX1小反相器级联而成的环形振荡器包含三种工作模式的库，fast库标称电源电压为1.32V，slow库标称电源电压为1.08V，typical库的标称电源电压为1.2V。V ₀可以取1.08V-1.32V之间的电压值，一般采用typical库的标称电源电压1.2V。

步骤S5中根据标称电源电压V ₀下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与受测交流干扰幅度A _RFI 的关系查出的干扰幅度A _RFI 就是公式中的A _RFI ，式中A _RFI 即为交流干扰的幅度，是交流干扰的频率，θ _RFI 是交流干扰的初始相位。

作为优选，所述步骤S1中给环形振荡器通直流电。

给环形振荡器通直流电时，为了确保组成环形振荡器的反相器单元能正常工作且不被损坏，要求V _th≤V _DC≤V _BR，其中V _th为晶体管的开启电压，V _DC为直流电压，V _BR为晶体管的损坏电压。

同样，为了保证反相器单元正常工作且不被损坏，将受测干扰耦合至环形振荡器的电源后，要求V_th≤V ₀ ±A _RFI≤V _BR，其中，A _RFI 为受测交流干扰的电压幅度。

作为优选，所述步骤S2中利用公式计算环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与交流干扰幅度A_RFI的关系，式中，f _{RO_DC} (V ₀ )为环形振荡器在电源电压恒定为V ₀ 时的工作频率，f _{RO_DC} (V _k )为环形振荡器在电源电压恒定为V _k 时的工作频率，V _k由下式定义：

，其中，ΔV _DD是将受测交流干扰平均分割时的电源电压取值步长，取决于所需要的测量精度，k表示将受测交流干扰平均分割成2m个区间后各区间的序数，m=，为k的最值；

(V _k)为存在交流干扰时电源电压处于V _k值附近的概率，由下式定义：

 ,其中，t _{RFI_k} 是电源电压处于V _k值附近的持续时间,T _RFI 是交流干扰的周期。

电源电压处于V _k值附近的概率是指存在交流干扰时电源电压处于区间R_{VDD_k}的概率。R_{VDD_k}定义如下式：

。

作为优选，测量时间内，受测交流干扰周期个数不小于10。

定义为测量时间内的干扰周期数，N_S为测量过程中对进行统计平均的取样次数，则是测量时间，即测量了N_S个环振振荡周期。根据上面所述公式有，即测量时间是干扰周期的倍。从式子可知，当测量时间内的干扰周期个数不是整数时，越大，其小数部分对测量结果的影响就越小。这样，整个测量时间内的干扰电压概率分布函数p(V_k)就越接近使用整数周期正弦波形推导的结果。大于等于10是一个合适的取值范围。

作为优选，所述步骤S5中根据公式计算出环形振荡器工作频率的绝对归一化偏移，其中Δf _{RO_RFI}为受测交流干扰造成的环形振荡器工作频率的绝对偏移。

作为优选，受测交流干扰的周期和反相器延时的比值不小于10。

根据上面所述公式可知τ满足，其中为干扰周期与反相器延时的比值。当足够大时，在信号由输入端传播到输出端的整个过程中，反相器可视为工作在一个稳定的电压下，大于等于10是一个合适的取值范围。

本发明的有益效果：本发明的方法操作过程简单，可以测量的干扰频率范围大，使用的装置体积小，还可以子电路的形式植入到集成电路芯片上，在不损坏封装的情况下测量芯片电源上的干扰。

附图说明

图1是本发明的流程图；

图2是本发明中环形振荡器结构示意图；

图3是本发明实施例1的电路图；

图4是本发明实施例1中振荡频率与电压的关系曲线图；

图5是本发明实施例1中环形振荡器工作频率的归一化频移NFS与受测交流干扰幅度A_RFI的关系曲线图；

图6是标称电压V ₀ 和交流干扰叠加后的图像；

图7是本发明实施例1的电路图；

图8是本发明实施例2的电路图；

图9是本发明实施例2中使用感应IP测量芯片电源分配网络交流干扰幅度及其分布的示意图；

图10是本发明实施例3的电路图；

图11是本发明实施例3中使用专用芯片测量电路板电源分配网络交流干扰幅度及其分布的示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步的详细描述。

实施例1：

如图1、图2和图3所示，将23个反相器级联成环路，得到环形振荡器；给环形振荡器通直流电，测量振荡频率与电压的关系，得到如图4所示的曲线；设定标称电源电压V ₀，利用公式和计算在此电压下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与交流干扰幅度A_RFI的关系，得到如图5所示的曲线；其中V _k 的推导过程如下：

如图6所示是标称电压V ₀ 和受测交流干扰叠加后的图像，以△V _DD为电压取值步长将受测干扰分割成2m个区间，用k表示分割后的区间序数，则第k个区间的电压峰值V _kk （对应图6中的粗虚线）大小为V _kk =V ₀+k△V _DD，k可以取正负整数（-m…-2,-1,0,1,2…m），本实施例中m==4。从图中可看出，当k大于0时，V _k 为第k-1个区间和第k个区间的电压峰值的平均值，即电压区间的电压中间值（对应图6中的细虚线），且有

当k小于0时，V _k 为第k+1个电压区间和第k个电压区间的电压峰值的平均值，即电压区间的电压中间值，且有。

如7所示，令环形振荡器工作在标称电源电压V ₀下，记录未将受测交流干扰耦合至环形振荡器电源时环形振荡器的工作频率f _{RO_0}，将受测干扰耦合至环形振荡器的电源，记录此时环形振荡器的工作频率f _{RO_RFI}；根据公式计算出环形振荡器工作频率的绝对归一化偏移NFS₁，其中Δf _{RO_RFI}为受测交流干扰造成的环形振荡器工作频率的绝对偏移，查图5的曲线，得出对应的干扰幅度A _RFI ；

实施例2：

如图8和图9所示，将1601个性能如表1所示的中芯国际130纳米工艺INVX1小反相器级联成环形振荡器，驱动一个中芯国际130纳米工艺INVX32大反相器，组成一个感应IP。这个IP的输出端通过芯片焊盘和封装引脚连接出来，接到频率测量仪器上，按照实施例1所述的方法操作就可监视感应IP所处位置的片上电源网络的交流干扰，从而测出交流干扰的幅度。这样的感应IP性能指标如表2所示，可以看出此IP的面积和功耗都很小，适合植入芯片。

表1

门寄生延时	负载系数	输入电容	门功耗	门面积
					0.0197 ns	4.8307 ns/pF	0.0026 pF	0.0032 μW/MHz	3.69×0.92 μm2

表2

门延时	32.3 ps
		1601级门的环形振荡器周期	103 ns
可测交流干扰的频率范围	20 MHz ~ 10 GHz
		1601级门（20 × 80+1）的环形振荡器的面积	74 × 74 μm2
1601级门的环形振荡器的功耗	49.6 μW 1.2 V
		1601级门的环形振荡器的平均电流	41.3 μA 1.2 V
1601级门的环形振荡器的等效电阻	29.0 kΩ

实施例3：

如图10和图11所示，将1000001个性能如表1所示的中芯国际130纳米工艺INVX1小反相器级联成环形振荡器，驱动一个中芯国际130纳米工艺INVX32大反相器组成一个完整的芯片。专用芯片的电源地连到待观测的电路板位置上，芯片的输出端接到频率测量仪器上，按照实施例1所述的方法操作就可监视专用所处位置的板上电源网络的交流干扰，从而测出交流干扰的幅度。这样的芯片性能指标如表3所示，可以看出此芯片面积和功耗都很小，适合植入芯片。

表3

门延时	32.3 ps
		10001级门的环形振荡器周期	64.5 μs
可测交流干扰的频率范围	50 kHz ~ 10 GHz
		10001级门（500 × 2000+1）的环形振荡器的面积	1.85 × 1.85 mm2
10001级门的环形振荡器的功耗	4.96 μW 1.2 V
		10001级门的环形振荡器的平均电流	4.13 μA 1.2 V
10001级门的环形振荡器的等效电阻	29.0 kΩ

Claims (7)

1.一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1.给环形振荡器通电，测量振荡频率与电压的关系；

S2.设定标称电源电压V ₀，计算在此电压下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与交流干扰幅度A_RFI的关系；

S3.令环形振荡器工作在标称电源电压V ₀下，记录未将受测交流干扰耦合至环形振荡器电源时环形振荡器的工作频率f _{RO_0}；

S4.将受测干扰耦合至环形振荡器的电源，记录此时环形振荡器的工作频率f _{RO_RFI}；

S5.计算出环形振荡器工作频率的绝对归一化偏移NFS₁，根据标称电源电压V₀下环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与受测交流干扰幅度A _RFI 的关系查出对应的干扰幅度。

2.根据权利要求1所述的一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，所述环形振荡器由奇数个反相器级联形成回路而得到。

3.根据权利要求1所述的一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，所述步骤S1中给环形振荡器通直流电。

4.根据权利要求1所述的一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，所述步骤S2中利用公式                                                计算环形振荡器工作频率的归一化偏移NFS与交流干扰幅度A _RFI 的关系，式中，f _{RO_DC} (V ₀ )为环形振荡器在电源电压恒定为V ₀ 时的工作频率，f _{RO_DC} (V _k )为环形振荡器在电源电压恒定为V _k 时的工作频率，V _k由下式定义：

，其中，ΔV _DD是将受测交流干扰平均分割时的电源电压取值步长，取决于所需要的测量精度，k表示将受测交流干扰平均分割成2m个区间后各区间的序数，m=，为k的最值；

(V _k)为存在交流干扰时电源电压处于V _k值附近的概率，由下式定义：

 ,其中，t _{RFI_k} 是电源电压处于V _k值附近的持续时间,T _RFI 是交流干扰的周期。

5.根据权利要求4所述的一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，测量时间内，受测交流干扰周期个数不小于10。

6.根据权利要求4所述的一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，所述步骤S5中根据公式计算出环形振荡器工作频率的绝对归一化偏移，其中Δf _{RO_RFI}为受测交流干扰造成的环形振荡器工作频率的绝对偏移。

7.根据权利要求2至6任意一项所述的一种测量交流干扰幅度的方法，其特征在于，受测交流干扰的周期和反相器延时的比值不小于10。