CN111817720A

CN111817720A - 脉冲密度调变信号能量检测电路及模拟输出信号产生电路

Info

Publication number: CN111817720A
Application number: CN202010020578.9A
Authority: CN
Inventors: 彼得·赫兹曼
Original assignee: Nuvoton Technology Corp
Current assignee: Nuvoton Technology Corp
Priority date: 2019-04-10
Filing date: 2020-01-09
Publication date: 2020-10-23
Anticipated expiration: 2040-01-09
Also published as: TWI731465B; KR102215708B1; TW202038213A; CN111817720B; US10484005B1; KR20200120478A

Abstract

本发明公开了一种脉冲密度调变信号能量检测电路及模拟输出信号产生电路，该脉冲密度调变信号能量检测电路包括数字转模拟转换器电路，用于接收PDM数字输入信号并基于PDM数字输入信号产生模拟输出信号。还包括比较器电路，用于接收来自数字转模拟转换器电路的模拟输出信号，并在模拟输出信号的幅度超过预设阈值时产生脉冲信号。还具有计数器电路，用于接收来自比较器电路的脉冲信号，并且当多个连续脉冲信号超过预设计数时产生能量检测信号。

Description

脉冲密度调变信号能量检测电路及模拟输出信号产生电路

技术领域

本发明涉及脉冲密度调变(PDM)麦克风接口电路，特别是，用于行动语音指令应用中的语音活动检测的低功率接口电路。

背景技术

脉冲密度调变或PDM(pulse density modulation)是一种用于表示具有二进制信号的模拟信号的调变形式。在PDM信号中，脉冲的相对密度对应于模拟信号的幅度。例如，音频信号的PDM编码可以类似于1位数字转模拟转换器(DAC)的输出。PDM编码通常用于数字电话。

行动设备中的语音指令应用程序变得越来越流行。处理麦克风检测到的音频信号的电路通常会消耗大量功率，因为这些电路通常始终作为可以随时到达的语音指令或关键字运行。为了节省功率的实现和长的电池寿命，期望具有处理由麦克风检测的音频信号的非常低功率的电路。

发明内容

在数字麦克风或脉冲密度调变(PDM)电话中，PDM资料通常由数字处理器处理，用于声音活动检测和/或语音关键字检测。由于漏电和动态切换消耗功率，因此非常不希望数字处理器始终保持通电状态。此外，通常需要电源调节器(power supply regulator)来操作这种数字处理器。因此，在本发明的一些实施例中，一旦检测到声能，就插入低功率PDM能量检测接口电路以给处理器供电。在一些实施例中，PDM能量检测电路包括级联滤波器级(cascaded filter stages)，每个滤波器级(filter stage)具有开关电容器电路(switched-capacitor circuit)，该开关电容器电路仅具有一个主动晶体管，例如场效应晶体管(FET)，用于实现低功耗。相比之下，传统的开关电容器电路通常采用更复杂的放大器来提高性能和质量，而不是降低功耗。例如，在本发明的一些实施例中，无信号时，模拟的平均电流消耗为3.6uA，而信号接近满量时，模拟的平均电流消耗为4.9uA。相反，传统的语音活动检测器通常消耗25uA或更多。

根据本发明的一些实施例，PDM(脉冲密度调变)信号能量检测电路包括用于接收PDM数字输入信号的多级开关电容滤波器电路。多级开关电容滤波器电路基于PDM数字输入信号产生非反相模拟输出信号和反相模拟输出信号。PDM信号能量检测电路中的比较器电路接收来自多级开关电容滤波器电路的非反相模拟输出信号和反相模拟输出信号，并且当非反相模拟输出信号或反相模拟输出信号的幅度超过预设阈值时，产生脉冲信号。计数器电路接收来自比较器电路的脉冲信号，并在多个连续脉冲信号超过预设计数时产生能量检测信号。

在上述电路的一些实施例中，每个滤波器级包括一个金氧半场效晶体管(MOSFET)增益级，一个提供电流Ibias的MOSFET电流源和一个开关电容网络，单个MOSFET增益级在电流Ibias下偏压，在漏极和栅极连接处具有平均电压Vnbias，其中平均电压Vnbias是从外部MOSFET栅极电压得到的偏压电压，其外部MOSFET栅极电压具有连接在一起的漏极和栅极并且在电流Ibias下偏压。

上述电路的一些实施例可包括输入采样滤波器级和输出滤波器级。在一些实施例中，可以存在耦合在输入采样滤波器级和输出滤波器级之间的一个或多个中间滤波器级。每个中间滤波器级是开关电容器低通滤波器。

在一些实施例中，输入采样滤波器级被配置为透过由PDM数字输入信号控制的开关对输入电压Vnbias进行采样，其中输入电压Vnbias是源自场效应晶体管(FET)栅极到源极电压的偏压电压。输入采样滤波器级配置为产生满量程输出电压(full scale outputvoltage)

其中Dp是PDM数字输入信号的脉冲密度，以百分比表示。

在一些实施例中，输入采样滤波器级包括用于从电流源接收偏压电流的MOSFET和多个电容器。多个电容器包括耦合MOSFET的漏极和栅极的反馈电容器(feedbackcapacitor)、耦合到反馈电容器的开关电容器(switching capacitor)、以及耦合到开关电容器和反馈电容器的采样电容器。输入采样滤波器级还包括用于耦合采样电容器、开关电容器和反馈电容器的多个开关。采样电容器被配置为接收PDM(脉冲密度调变)数字资料信号。输入采样滤波器级被配置为产生具有基于PDM数字输入信号的密度的幅度的模拟信号。

在一些实施例中，输入采样滤波器级被配置为具有以下截止频率的低通滤波器：

其中：

Cfb是反馈电容器的电容值；

Csw是开关电容器的电容值；以及

Tdmclk是PDM数字输入信号的时脉周期。

在一些实施例中，输出滤波器级包括第一开关电容器输出滤波器和第二开关电容器输出滤波器。输出滤波器级被配置为接收来自前一级的输入信号并产生非反相器输出模拟信号和反相模拟输出信号。

在一些实施例中，多级开关电容滤波器电路(multiple-stage switched-capacitor filter circuit)的每个滤波器级包括用于从电流源接收偏压电流的MOSFET、耦合MOSFET的漏极和栅极的反馈电容器、耦合到反馈电容器的开关电容器、耦合到开关电容器和反馈电容器的采样电容器、以及耦合采样电容器、开关电容器以及反馈电容器的多个开关。在一些实施例中，多级开关电容滤波器电路的每个滤波器级被配置为具有以下截止频率Fc的低通滤波器：

其中：

Cfb是反馈电容器的电容；

Csw是开关电容器的电容；以及

Tdmclk是PDM数字输入信号的时脉周期。

在一些实施例中，比较器电路包括比较器和锁存器。比较器包括在漏极端和源极端处并联耦合的第一和第二输入NMOS晶体管。第一输入NMOS晶体管具有用于接收非反相输出模拟信号的栅极端，以及第二输入NMOS晶体管具有用于接收反相输出模拟信号的栅极端。比较器电路还具有源极电阻器，其耦合到第一和第二输入NMOS晶体管的源极端，并且基于非反相模拟输出信号或反相模拟输出信号提供表示整流信号的电压Vres。比较器电路还具有耦合到第一和第二NMOS晶体管的漏极端的可编程电阻器Rp。锁存器被配置为当整流信号的幅度超过阈值时产生脉冲信号。

根据本发明的一些实施例，PDM(脉冲密度调变)信号能量检测电路包括数字转模拟转换器电路，用于接收PDM数字输入信号并基于PDM数字输入信号产生模拟输出信号。比较器电路耦合到数字转模拟转换器电路，用于接收来自数字转模拟转换器电路的模拟输出信号，并且当模拟输出信号的幅度超过预设阈值时比较器产生脉冲信号。计数器电路耦合到比较器电路，用于接收来自比较器电路的脉冲信号，并在多个连续脉冲信号超过预设计数时产生能量检测信号。在一些实施例中，数字转模拟转换器电路包括单个MOSFET增益级、提供电流Ibias的MOSFET电流源、以及一开关电容器网路(switched capacitor network)，单个MOSFET增益级偏压在电流Ibias并且在漏极和栅极连接处具有平均电压Vnbias，其中平均电压Vnbias是从外部MOSFET的栅极电压导出的偏压电压，而外部MOSFET具有连接在一起并且在电流Ibias处偏压的漏极和栅极。

在一些实施例中，滤波器电路被配置为藉由PDM数字输入信号控制的开关对输入电压Vnbias进行采样，其中输入电压Vnbias是从场效应晶体管(FET)栅极到源极电压得到的偏压电压。滤波器电路配置为产生输出电压，如下公式所示：

其中Dp是PDM数字输入信号脉冲的密度，以百分比表示。

在一些实施例中，滤波器电路具有开关电容器电路，该开关电容器电路包括用于从电流源接收偏压电流的MOSFET、一耦合到MOSFET的漏极以及栅极的反馈电容器、一耦合到反馈电容器的切换式电容器、一耦合到切换式电容器和反馈电容器的采样电容器、以及耦合采样电容器、切换式电容器以及反馈电容器的多个开关。采样电容器被配置为接收PDM数字资料信号。滤波器电路被配置为产生具有基于PDM数字输入信号的密度的幅度的模拟信号。

在一些实施例中，滤波器电路被配置为具有以下截止频率Fc的低通滤波器：

其中：

Cfb是反馈电容器的电容；

Csw是开关电容器的电容；以及

Tdmclk是PDM数字输入信号的时脉周期。

在一些实施例中，滤波器电路被配置为产生非反相模拟输出信号和反相模拟信号。

一些实施例提供了用于接收PDM数字输入信号并基于PDM数字输入信号产生模拟输出信号的电路。该电路包括用于接收来自电流源的偏压电流的MOSFET、以及耦合到MOSFET的多个电容器。该电路被配置为藉由PDM数字输入信号所控制的开关对输入电压Vnbias进行采样，其中输入电压Vnbias是从MOSFET的栅极-源极电压导出的偏压电压。该电路被配置为产生模拟输出电压，其幅度基于PDM数字输入信号的密度。模拟输出电压可表示如下：

其中Dp是PDM数字输入信号的密度。

在一些实施例中，该电路包括耦合MOSFET的漏极和栅极的反馈电容器、耦合到反馈电容器的开关电容器、耦合到开关电容器和反馈电容器的采样电容器、以及耦合采样电容器、开关电容器以及反馈电容器的多个开关。

在一些实施例中，该电路被配置为具有以下截止频率Fc的低通滤波器：

其中：

Cfb是反馈电容器的电容；

Csw是开关电容器的电容；以及

Tdmclk是PDM数字输入信号的时脉周期。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。在附图中：

图1是根据本发明的一些实施例的数字音频系统的框图；

图2是根据本发明的一些实施例的第1图所示的数字音频系统中使用的各种信号的波形图；

图3是根据本发明的一些实施例的PDM(脉冲密度调变)信号能量检测电路的框图；

图4是绘示第3图的PDM信号能量检测电路的动作中使用的各种信号的波形的波形图；

图5是根据本发明的一些实施例的滤波器电路的框图；

图6是根据本发明的一些实施例的输入采样滤波器的电路图；

图7是根据本发明一些实施例的滤波器电路的电路图；

图8是根据本发明的一些实施例的多级开关电容滤波器电路的电路图；

图9是根据本发明的一些实施例的比较器电路和计数器的电路图；

图10是本发明的一些实施例中的PDM信号能量检测电路的操作中使用的各种信号的波形的波形图；以及

图11是根据本发明的一些实施例的电压偏压电路的简化电路图。

100：音频系统；

110：麦克风模组；

112：音频信号；

120：麦克风接口电路；

121：储存单元；

122：时脉生成模组；

124：资料接口；

128、300：PDM信号能量检测电路；

130：处理器；

310：滤波器电路；

320：比较器电路；

330：计数器电路；

340：偏压电路；

350：时脉分频器；

410：外部音频信号；

411：负最大值；

412：最大值；

420：PDM信号；

421、422：点；

430、440、450、1010、1020、1030、1040、1050、1060、1070、1080：波形；

500：滤波器电路；

510：输入采样滤波器级；

515、525：输出模拟信号；

520、521：中间滤波器级；

540：输出滤波器级；

541、542：滤波器级；

600：输入采样滤波器；

601：NMOS晶体管；

602：PMOS晶体管；

604：漏极；

605：栅极；

611、612、613、614、621、622、623、624、641、642、643、644：开关；

631、632：节点；

650：信号；

700：滤波器电路；

701：NMOS晶体管；

702：PMOS晶体管；

704：漏极；

705：栅极；

710：输入资料信号；

723：相位1；

724：相位2；

731：节点；

741、742、743、744：开关；

750：信号；

800：滤波器电路；

810：输入采样滤波器级；

820、821：中间滤波器级；

840：输出滤波器级；

841：第一开关电容器输出滤波器；

842：第二开关电容器输出滤波器；

851、852：小型RC滤波器；

900、910：比较器电路；

911：漏极端；

912：源极端；

914、915：栅极端；

920：锁存器；

921、922、923、924、927：晶体管；

926：PMOS元件；

928：反相器；

950：计数器；

1100：电压偏压电路；

1110：第一晶体管；

1120：第二晶体管；

1130：第三晶体管。

具体实施方式

在语音检测应用中，激活语音指令处理的顺序可以描述如下步骤：

1)声能检测。这可以检测到任何输入的声音能量，并且如果检测到，它可以启用在步骤(2)中进一步区分语音能量和其他声音所需的电路。用于声能检测的电路包括如本发明中所述的低功率脉冲密度调变麦克风接口电路。第一步骤会触发后续步骤，而后续步骤会消耗更多电力。

2)语音检测。这可以藉由抑制噪声和音乐但是标记语音输入的算法或电路来完成。如果检测到语音，则启动步骤(3)中的关键字检测。

3)关键字检测。这会检测语音输入是否包含语音指令所需的系统关键字(如'Siri'，'Ok Google'，'Alexa')。如果检测到关键字，则启动步骤(4)中的语音指令处理。

4)语音指令处理。这可以在外部伺服器上执行，并且取决于系统。

上面描述的每个步骤通常都是闸控的(gated)，这样，最大功率或资料消耗步骤不太可能被错误的声音触发器触发。这允许行动系统以低功率操作。本发明的一些实施例可以处理用于声能检测的数字麦克风电路，其经常被连续地启用，因此其功率消耗是关键的。

一旦检测到声能，给处理器上电可能需要时间。因此，在一些实施例中，PDM资料被缓冲在FIFO(先进先出)暂存器中，该暂存器足够长以覆盖通电时间。PDM能量检测接口电路、FIFO和振荡器可以始终以非常低的功率激活。因此，在本发明的实施例中，这些电路可以直接从电源电压获得电力而不使用功率调节器，例如低压差(LDO)调节器。

图1是根据本发明的一些实施例的数字音频系统的框图。如图1所示，数字音频系统100包括外部数字麦克风模组110、低功率脉冲密度调变(PDM)麦克风接口电路120以及处理器130。处理器130可以是数字信号处理器或通用处理器等。低功率脉冲密度调变(PDM)麦克风接口电路120包括时脉生成模组122、资料接口124、储存单元121以及PDM信号能量检测电路128。

数字麦克风模组通常包括MEMS麦克风和PDM调变器，其可以包括Σ-Δ模拟-数字转换器(ADC)。除了电源的电源和接地连接外，数字麦克风模组还接收时脉信号。图1中的数字麦克风模组110捕获外部音频信号112并提供PDM数字信号DMDATA。PDM输出资料与时脉生成模组122提供的数字麦克风时脉DMCLK同步。

时脉生成模组122可以是低功率振荡器电路，例如，使用小于1uA的电源电流的振荡器。时脉生成模组122将数字麦克风时脉DMCLK提供给数字麦克风模组110。时脉源122还提供在PDM信号能量检测电路128中使用的非重迭时脉信号

和

两者的相位(phase)不相重迭；应注意的是，非重迭时脉信号

和

的主要区别在其相位，因此以下段落也会用相位

和

来描述这两个非重迭时脉信号，其技术细节将于下面部分描述。

资料接口124提供PDM数字音频输入信号“data”及其补码信号(complement)“datab”。储存单元121可以是用于储存来自外部数字麦克风模组110的数字音频信号DMDATA的先进先出(FIFO)缓冲器，例如，在低功率语音活动检测模式期间以及响应于PDM信号能量检测电路128对过程上电之前，防止资料丢失。FIFO 121向处理器130提供资料“fifodata”，处理器130可以生成声学活动检测信号。

图2是根据本发明的一些实施例的数字音频系统100中使用的各种信号的波形图。如图2所示，DMCLK是由时脉生成模组122提供的数字麦克风时脉。非重迭时脉信号

和

从DMCLK导出并用于PDM信号能量检测电路128，如下所述。时脉信号

和

右侧的插入显示时脉信号不重迭。CLKDIV是从DMCLK导出并具有较低频率的分频时脉。在图2中，标记为“data”的波形示出了与数字麦克风时脉DMCLK同步的PDM数字音频输入信号的示例。PDM资料的密度可表示由麦克风模组所检测的音频信号的幅度。

图3是根据本发明的一些实施例的脉冲密度调变(PDM)信号能量检测电路的框图。如图3所示，PDM信号能量检测电路300包括多级开关电容滤波器电路(multiple-stageswitched-capacitor filter circuit)310，用于接收PDM数字输入信号“data”及其补码信号“datab”。多级开关电容滤波器电路310被配置为基于PDM数字输入信号产生非反相模拟输出信号FILTEROUTP和反相模拟输出信号FILTEROUTN。

PDM信号能量检测电路300还包括比较器电路320，用于从多级滤波器电路310接收非反相模拟输出信号FILTEROUTP和反相模拟输出信号FILTEROUTN。当非反相模拟输出信号FILTEROUTP或反相模拟输出信号FILTEROUTN的幅度超过预设阈值时，比较器电路320产生脉冲信号COMP。PDM信号能量检测电路300还包括计数器电路330，当多个连续脉冲信号超过预设计数时，计数器电路330从比较器电路320接收脉冲信号COMP并产生PDM能量检测信号PED。

如图3所示，PDM信号能量检测电路300还可以包括偏压电路340和时脉分频器350。偏压电路340提供由多级滤波器电路310使用的两个偏压电压Vnbias和Vpbias。时脉分频器350提供分频时脉信号CLKDIV，其由比较器电路320和计数器电路330使用。例如，PDM时脉可以是512KHz时脉，并且分频时脉信号CLKDIV的频率可为PDM时脉频率的八分之一或十六分之一。

在一些实施例中，可以使用开关电容器滤波器电路来实现多级开关电容器滤波器电路310，其由非重迭时脉信号

和

控制。

如上所述，多级开关电容滤波器电路310被配置为基于PDM数字输入信号以产生非反相模拟输出信号FILTEROUTP和反相模拟输出信号FILTEROUTN。因此，多级开关电容滤波器电路310也称为数字转模拟转换器(DAC)，其可以将PDM数字输入信号转换为模拟信号。

图4是在图3的PDM信号能量检测电路的操作中使用的各种信号的波形的波形图。在图4中，波形410示出了进入PDM麦克风的模拟音频输入信号。波形420示出了由麦克风模组110基于由波形410表示的外部音频信号产生的PDM信号DMDATA。在该示例中，外部音频信号410的负最大值411对应于PDM信号420中的点421，其中PDM脉冲具有最低密度。相反，外部音频信号410的最大值412对应于PDM信号420中的点422，其中PDM脉冲具有最高密度。波形430示出了来自图3中的比较器电路320的COMP信号输出脉冲，其指示外部音频信号的幅度超过预设阈值。波形440示出了来自图3中的计数器电路330的PED信号，其表示连续COMP信号的数量已达到预设计数。可以选择预设阈值和预设计数，以在检测到期望量的外部音频能量时触发检测信号。

波形450是根据本发明的一些实施例的到PED能量检测电路的供电电流。波形450显示无信号的情況下平均消耗电流为3.6uA，以及信号接近满幅的情况下平均消耗电流为4.9uA，相反地，传统的语音活动检测器通常的消耗电流为25uA或更多。传统的解决方案可以始终使用VAD路径中的功能方块的不同组合。启用包括音频DSP的下降路径时，会消耗最大功率。

图5是根据本发明的一些实施例的滤波器电路的框图。图5中描绘的滤波器电路500是可以用作图3中的滤波器电路310的滤波器电路的示例。在图5的实施例中，滤波器电路500包括输入采样滤波器级510和输出滤波器级540。在一些实施例中，滤波器电路500还可具有一个或多个中间滤波器级520与521等，耦合在输入采样滤波器级510和输出滤波器级540之间。

在图5中，输入采样滤波器级510接收表示PDM信号的输入音频资料信号“data”和“datab”。输入采样滤波器级510还接收时脉信号

和

以及上述偏压电压Vnbias和Vpbias。输入采样滤波器级510基于输入音频资料信号“data”和“datab”提供输出模拟信号515。中间滤波器级520与521的每个还接收时脉信号

和

以及偏压电压Vnbias和Vpbias。

中间滤波器级520、521等从输入采样滤波器级510接收输出信号515，并将输出模拟信号525提供给输出滤波器级540。输出滤波器级540包括在不同时脉相位上操作的两个滤波器级541和542，并产生非反相输出信号FILTEROUTP和反相输出信号FILTEROUTN。在一些实施例中，输入采样滤波器级510，中间滤波器级520与521、和输出滤波器级540中的每一个可以是开关电容器低通滤波器。下面参考图6-图8描述滤波器级的功能。

在一些实施例中，滤波器电路500可包括级联滤波器级。每个滤波器级可以是用单个晶体管实现的一阶滤波器，其可以提供诸如低功率和小尺寸的优点。在一些实施例中，每个滤波器级在晶体管的漏极和栅极之间具有固定电容器Csw。在一些实施例中，每个滤波器级中的单个晶体管可以是N型场效应晶体管(FET)，并且晶体管可以与用于产生偏压电压的FET相同。结果，所有平均漏极和栅极电压都处于Vnbias。这种布置可以迫使每级的漏极和栅极之间的平均漏栅电压VDG下降相同。此配置可简化信号处理，如以下部分所述。

图6是根据本发明的一些实施例的输入采样滤波器的电路图。输入采样滤波器600是滤波器电路的示例，其可以用作图5中的输入采样滤波器级510，其可以用在上述PDM能量检测电路中。在该实施例中，输入采样滤波器600是开关电容器输入采样和滤波电路。如图6所示，输入采样电路600包括耦合到由PMOS晶体管602提供的电流源的NMOS晶体管601。输入采样电路600还包括输入采样电容器Csin、开关电容器Csw以及反馈电容器Cfb。反馈电容器Cfb耦合到晶体管601的漏极604和栅极605。应注意的是，输入采样滤波器600仅具有一个主动晶体管，即是MOSFET晶体管601。PMOS晶体管602是固定偏压以用作电流源。唯一的主动晶体管601也称为单个MOSFET增益级。

输入资料信号“data”和“datab”由输入采样电容器Cain藉由开关611、612、613、614、621、623、622以及624进行采样。输入采样电容器Csin藉由开关611、612和621耦合到偏压电压“+Vnbias”，并且输入采样电容器Csin藉由开关613、614和623耦合到偏压电压“-Vnbias”。Vnbias是接收固定偏压电流并且漏极和栅极连接在一起的参考NMOS元件的栅源电压。开关611和613耦合到接地端GND。开关611和613由资料信号“datab”控制，开关612和614由资料信号“data”接通。开关621、623、622和624分别由上述非重迭时脉信号

和

控制。在该示例中，开关622在时脉信号

的高位准相位的控制下藉由节点631连接到固定偏压Vnbias。就在时脉信号

的高位准相位开始，输入采样电容器的一侧将被开关622强制为Vnbias。由于在时脉信号

的高位准相位期间输入采样电容充电至+Vnbias(data＝1)或-Vnbias(datab＝1)，在時脉信號

的高位准相位开始，输入采样电容的另一侧将处于Vnbias+Vnbias＝2Vnbias或Vnbias-Vnbias＝0，允许全信号摆幅为两倍的电压Vnbias(2×Vnbias)。

来自输入采样电容器Csin的节点631和632处的输出信号分别在非重迭时脉

和

的控制下藉由开关641、642、643和644传送到开关电容器Csw和反馈电容器Cfb。反馈电容器Cfb耦合到晶体管605的漏极604和栅极605。因此，节点604和605之间的晶体管601的平均漏栅电压的平均值为0V。晶体管601的平均漏极和栅极电压具有Vnbias的平均值。资料采样接口600的输出信号在节点604处提供，并被指定为信号650，其可被提供给下一个滤波器级。

首先，使用“data”和“datab”信号在采样电容器Cain上对PDM资料进行采样。开关电容器电路由非重迭时脉信号

和

驱动，如图2所示。在时脉信号

的高位准相位期间，输入采样电容器Csin根据资料信号“data”和“datab”的极性用“Vnbias”或“-Vnbias”充电。“Vnbias”是接收固定偏压电流并且漏极和栅极连接在一起的参考NMOS元件的栅源电压。在时脉信号

的高位准相位期间，输入采样电容器Csin连接到一阶开关电容器滤波器级的输入，而一阶开关电容器滤波器级包括开关电容器Csw和反馈电容器Cfb的。

滤波器级采用单个NMOS元件和电流源设计，可实现最小功耗。NMOS晶体管601的栅极和漏极节点之间的NMOS反馈开关电容器Csw迫使NMOS晶体管601的平均漏极和栅极电压相等。固定反馈电容器Cfb将保持栅极电荷并提供低通截止。对于每个级，用作电流源602的PMOS晶体管602以及NMOS晶体管601提供以下DC增益Adc：

其中：

gmn是NMOS元件的跨导(transconductance)，

rdsn是NMOS元件的输出电阻，以及

rdsp是PMOS元件的输出电阻。

滤波器级提供低通响应，截止频率Fc约为：

如上所述，输入采样滤波器级被配置为藉由PDM数字输入信号控制的开关对输入电压+Vnbias或-Vnbias进行采样，其中Vnbias是源自场效应晶体管(FET)栅源电压(gateto source voltage)的偏压电压。

图7是根据本发明的一些实施例的滤波器电路的电路图。滤波器电路700是可以用作上面结合图1-图5描述的PDM能量检测电路中的中间滤波器级的滤波器的示例。在该实施例中，滤波器电路700是开关电容器滤波电路。如图7所示，滤波器电路700包括耦合到由PMOS晶体管702提供的电流源的NMOS晶体管701，PMOS晶体管702被偏压在Vpbias。滤波器电路700还包括输入采样电容器Cs、开关电容器Csw以及反馈电容器Cfb。反馈电容器Cfb耦合到晶体管701的漏极704和栅极705。应注意的是，滤波器电路700仅具有一个主动晶体管，即MOSFET晶体管701，其也被称为单个MOSFET增益级。

输入资料信号710由输入采样电容器Cs藉由开关723和724采样。当滤波器电路700用作中间滤波器级时，输入资料信号710表示来自先前滤波器级的输出资料信号。开关723和724分别由上述非重迭时脉

和

控制。开关724耦合到偏压电压Vnbias。

来自节点731处的输入采样电容器Cs的电荷分别在非重迭时脉

和

的控制下藉由开关741、742、743和744传送到开关电容器Csw和反馈电容器Cfb。反馈电容器Cfb耦合到晶体管701的漏极704和栅极705。因此，节点704和705之间的晶体管701的平均漏栅电压(drain-to-gate voltage)为Vnbias。滤波器电路700的输出信号在节点704处提供，并且被指定为信号750，其可以被提供给下一个滤波器级。

如上所述，滤波器电路700是低通滤波器，并且具有与上面结合图6中的滤波器电路600所述的类似的DC增益和截止频率。

图8是根据本发明的一些实施例的多级开关电容滤波器电路的电路图。图8中描绘的滤波器电路800是滤波器电路500的电路实现的示例，其可以用作图3中的滤波器电路310。如图8所示，滤波器电路800包括输入采样滤波器级810和输出滤波器级840。在一些实施例中，滤波器电路800还可以可选地具有耦合在输入采样滤波器级810和输出滤波器级840之间的一个或多个中间滤波器级820、821等。

如图8所示，输入采样滤波器级810类似于输入采样滤波器600，并且被配置为执行图5中的输入采样滤波器级510的功能。输入采样滤波器级810包括用于从电流源接收偏压电流的MOSFET、耦合MOSFET的漏极和栅极的反馈电容器、耦合到反馈电容器的开关电容器、以及耦合到开关电容器和反馈电容器的采样电容器。输入采样滤波器级810包括用于耦合采样电容器、开关电容器和反馈电容器的多个开关。在输入采样滤波器级810中，采样电容器被配置为接收PDM数字资料信号。输入采样滤波器级被配置为产生具有基于PDM数字输入信号的密度的幅度的模拟信号。

输入采样滤波器级810被配置为藉由由PDM数字输入信号“data”和“datab”控制的开关对输入电压Vnbias进行采样，其中输入电压Vnbias是源自场效应晶体管(FET)栅源电压的偏压电压。输入采样滤波器级配置为产生以下输出电压：

其中Dp是PDM数字输入信号的脉冲密度，以百分比表示。这里所指的输出电压是输入采样滤波器级810输出端的峰值输出电压。在此示例中，由于所有级的增益都是1，因此它也是后续级的峰值输出电压。

中间滤波器级820、821等中的每一个可以使用图7中的滤波器电路700来实现，并且被配置为执行图5中的中间滤波器级520、521等的功能。

输出滤波器级840具有第一开关电容器输出滤波器841和第二开关电容器输出滤波器842。可以使用图7中的滤波器电路700来实现第一开关电容器输出滤波器841，并且被配置为执行图5中的中间滤波器级520、521等的功能。第二开关电容器输出滤波器842类似于第一开关电容器输出滤波器841，其中使用非重迭时脉信号的不同相位对输入进行采样。在第一开关电容器输出滤波器841中，使用CMCLK时脉信号的相位1

对来自前一级的输入信号进行采样，以产生非反相模拟信号FILTEROUTP。然而，在第二开关电容器输出滤波器842中，使用CMCLK时脉信号的相位2

对来自前一级的输入信号进行采样，以产生反相模拟信号FILTEROUTP。

如上所述，多级开关电容滤波器电路800可以包括输入采样滤波器级和输出滤波器级，以及可选地，包括一个或多个中间滤波器级。每个滤波器级包括MOSFET，用于从由PMOS晶体管形成的电流源接收偏压电流。滤波器级采用单个NMOS元件和电流源设计，可实现最小功耗。对于每个级，具有PMOS电流源的NMOS然后提供以下DC增益Adc：

其中：

gmn是NMOS元件的跨导，

rdsn是NMOS元件的输出电阻；以及

rdsp是PMOS元件的输出电阻。

每个滤波器级还包括耦合MOSFET的漏极和栅极的反馈电容器Cfb、耦合到反馈电容器的开关电容器Csw、耦合到开关电容器和反馈电容器的采样电容器Cs。NMOS晶体管的栅极和漏极节点之间的开关电容器Csw迫使平均漏极和栅极电压相等。固定反馈电容器Cfb将保持栅极电荷并提供低通截止。每级还具有多个开关、用于耦合采样电容器、开关电容器和反馈电容器。每个滤波器级提供低通响应，截止频率Fc约为：

滤波器的最后一级即输出滤波器级840藉由切换开关电容器的输入相位而由反相级和非反相级(an inverting and a non-inverting stage)构成。最后级的输出电压由小型RC滤波器851和852滤波，以消除由开关电容滤波器级的切换产生的毛刺，以产生经过滤波的输出信号FILTEROUTN以及FILTEROUTP。由于每个级的平均漏极和栅极电压相等且NMOS元件承载相同的电流并且具有与提供电压Vnbias的参考元件相同的特性，因此带内输出电压可描述为：

以及

其中Dp是PDM输入信号脉冲的密度，以百分比从0％到100％。

在一些实施例中，多级滤波器电路，例如图3中的滤波器电路310和图8中的滤波器电路800，可以包括两个级，输入采样滤波器级和输出滤波器级。多级滤波器电路还可以包括一个或多个中间滤波器级。滤波器级可用于限制感兴趣范围内的信号带宽，例如，用于语音或音频应用。对于语音频带应用，带宽可以是大约20KHz。滤波器级数的增加有助于滤除信号中的波纹。在一些实施例中，例如上面描述的那些，每个滤波器级包括单个MOSFET增益级，提供电流Ibias的MOSFET电流源和开关电容器网路，单个MOSFET增益级被偏压在电流Ibias并且具有在漏极和栅极连接处的平均电压Vnbias，其中平均电压Vnbias是从外部MOSFET栅极电压导出的偏压电压，外部MOSFET具有连接在一起的漏极和栅极并且偏压在电流Ibias。

图9是根据本发明的一些实施例的比较器电路和计数器的电路图。图9中的比较器电路900是可以用作图3中的比较器电路320的电路的示例。计数器950是图3中的计数器电路330的示例。如图9所示，比较器900包括比较器910和锁存器920。比较器910包括在漏极端911和源极端912处并联耦合的第一输入NMOS晶体管Msn和第二输入NMOS晶体管Msp。

在一些实施例中，晶体管Msp和Msn是与滤波器级中使用的NMOS FET相同的晶体管。第一输入NMOS晶体管Msn具有栅极端914，用于从滤波器电路接收非反相输出模拟信号FILTEROUTN。第二输入NMOS晶体管Msp具有栅极端915，其配置用于从滤波器电路接收反相输出模拟信号FILTEROUTP。比较器900还包括耦合到第一和第二输入NMOS晶体管的源极端912的源电阻器Rs，并且比较器900基于非反相模拟输出信号FILTEROUTN和反相模拟输出信号FILTEROUTP提供表示整流信号的电压Vres。两个NMOS晶体管Msn和Msp具有与Vnbias参考NMOS元件(下面将描述的第11图中的1130)相同的特性。AC电压Vres可以近似表示如下。

如图9所示，锁存器920包括交叉耦合的晶体管921、922、923以及924。锁存器920还包括晶体管925，用于从比较器910接收触发信号918。锁存器920还包括用于接收时脉信号CLKDIV的晶体管926和927。反相器928耦合到交叉耦合的晶体管，以为锁存器920提供输出信号COMP。当整流信号Vres的幅度超过阈值时，锁存器920产生脉冲信号COMP。

比较器900还包括耦合到第一和第二NMOS晶体管的漏极端911的可编程电阻器Rp，用于设置用于触发锁存器920的阈值。藉由源电阻器Rs的AC电流是Vres/Rs，其被馈入可编程电阻器Rp，用以设定阈值电平。锁存器920中的强PMOS元件926耦合到Rp以接收可编程电阻器Rp上的电压。PMOS元件926具有阈值电压Vthp。一旦可编程电阻器Rp上的电压达到Vthp，PMOS元件926就导通。当分频时脉CLKDIV变为0时，交叉耦合锁存器改变状态，比较器输出COMP变为1。然后比较器跳闸的PDM脉冲密度阈值如下：

在图9中，计数器950可以使用传统的数字计数器实现，其中输入资料端”D”用于从比较器电路900接收COMP信号，时脉输入端“clk”用于接收分频时脉CLKDIV，复位端“reset”用以接收复位信号RESET。计数器950还具有用于提供PED信号的输出端子Q，该PED信号是PDM能量检测信号，其指示已经检测到COMP脉冲信号的某个预设计数。在CLKDIV的上升沿(rising edge)，计数器输入D被锁存，计数器增加1。同时，交叉耦合锁存器被复位。一旦计数器达到最大预设值，输出锁存器将PED设置为1。然后处理器唤醒并重置计数器。预设计数是多个COMP脉冲信号的数量，其表示可触发PDM能量检测信号的音频能量的数量。可以藉由计数器950的设计来实现预设计数。例如，计数器可以设定成当在4毫秒内检测到8个比较器输出信号COMP时，即产生PED输出脉冲。

图10是在图3中的PDM信号能量检测电路的操作中使用的各种信号的波形的波形图。在图10中，波形1010示出了分频时脉信号CLKDIV。波形1020示出了由麦克风模组110基于由下面的波形1050表示的外部音频信号产生的PDM信号DMDATA。波形1030示出了来自图3中的计数器电路330的PED信号，其指示连续COMP信号的数量已达到预设计数。波形1040示出了来自图3中的比较器电路320的COMP信号输出脉冲，其指示外部音频信号的幅度超过预设阈值。波形1050示出了表示外部音频信号强度的VIPLUS信号。波形1060和1070分别示出了非反相和反相输出信号FILEROUTP和FILTEROUTN。波形1080示出了图9中的比较器电路910中的信号Vres。

图11是根据本发明的一些实施例的电压偏压电路的简化电路图。如图11所示，电压偏压电路1100是可以用作图3中的偏压电路340的电路的示例。电压偏压电路1100包括第一晶体管1110，其栅极和漏极耦合在一起以接收偏压电流Ibias。第一晶体管1110提供输出电压Vpbias。第二晶体管1120串联耦合到第三晶体管1130。第二晶体管1120在其栅极接收电压Vpbias。第三晶体管1130的栅极和漏极耦合在一起并耦合到晶体管1120的漏极，以提供输出电压Vnbias。因此，输出电压Vnbias是接收固定偏压电流并且漏极和栅极连接在一起的参考NMOS元件的栅源电压。在一些实施例中，晶体管1130与上述多级滤波器电路的每个滤波器级中的晶体管相同。

还应理解，本文描述的实施例和实施方案仅用于说明目的，并且本领域技术人员将建议对其进行各种修改或改变，并且包括在本专利申请的精神和范围内以及本发明的范围内。

Claims

1.一种脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，包括：

一多级开关电容滤波器电路，具有多个滤波器级，用于接收一脉冲密度调变数字输入信号，该多级开关电容滤波器电路根据该脉冲密度调变数字输入信号产生一非反相模拟输出信号和一反相模拟输出信号；

一比较器电路，用于接收来自该多级开关电容滤波器电路的该非反相模拟输出信号和该反相模拟输出信号，当该非反相模拟输出信号或该反相模拟输出信号的幅度超过预设阈值时，该比较器电路产生一脉冲信号；以及

一计数器电路，用于接收来自该比较器电路的该脉冲信号，并在连续该脉冲信号的数量超过一预设计数时产生一能量检测信号；

其中每个该滤波器级包括一单个金氧半场效应晶体管增益级、提供一偏压电流的一金氧半场效应晶体管电流源、以及一开关电容器网络，该单个金氧半场效应晶体管增益级偏压在该偏压电流并且在漏极和栅极相连接之处具有平均电压，其中该平均电压是来自一外部金氧半场效应晶体管的栅极电压的偏压电压，且该外部金氧半场效应晶体管的漏极和栅极连接在一起并且偏压在该偏压电流。

2.如权利要求1所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该多级开关电容滤波器电路包括：

一输入采样滤波器级；以及

一输出滤波器级。

3.如权利要求2所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该输入采样滤波器级被配置为藉由该脉冲密度调变数字输入信号控制的多个开关对一输入电压进行采样；以及

其中该输入采样滤波器级被配置为产生一输出电压，其表示如下:

其中，Vnbias是该输入电压，Dp是该脉冲密度调变数字输入信号的脉冲密度，以百分比表示。

4.如权利要求2所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该输入采样滤波器级包括：

一反馈电容器，耦合该单个金氧半场效应晶体管增益级的一漏极和一栅极；

一开关电容器，耦合到该反馈电容器；

一采样电容器，耦合到该开关电容器和该反馈电容器；以及

多个开关，用于耦合该采样电容器、该开关电容器和该反馈电容器；

其中，该采样电容器被配置为接收一脉冲密度调变数字资料信号；以及

其中该输入采样滤波器级被配置为产生一模拟信号，该模拟信号的幅度基于该脉冲密度调变数字输入信号的密度。

5.如权利要求4所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该输入采样滤波器级为一低通滤波器，该低通滤波器的截止频率为：

其中：

Fc是该截止频率；

Cfb是该反馈电容器的电容值；

Csw是该开关电容器的电容值；以及

Tdmclk是该脉冲密度调变数字输入信号的一时脉周期。

6.如权利要求2所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该输出滤波器级包括：

一第一开关电容输出滤波器；以及

一第二开关电容输出滤波器；

其中该输出滤波器级被配置为从前一级接收一输入信号并产生该非反相器输出模拟信号和该反相模拟输出信号。

7.如权利要求2所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，进一步包括:

耦合在该输入采样滤波器级和该输出滤波器级之间的一个或多个中间滤波器级，其中每个中间滤波器级是一开关电容器低通滤波器。

8.如权利要求7所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该一个或多个中间过滤阶段中的每一个包括：

一反馈电容器，耦合该单个金氧半场效应晶体管增益级的漏极和栅极；

一开关电容器，耦合到该反馈电容器；

一采样电容器，耦合到该开关电容器和该反馈电容器；以及

多个开关，用于耦合该采样电容器、该开关电容器和该反馈电容器。

9.如权利要求8所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该一个或多个中间滤波器级中的每一个被配置为具有以下截止频率的低通滤波器：

其中：

Fc是该截止频率；

Cfb是该反馈电容器的电容值；

Csw是该开关电容器的电容值；以及

Tdmclk是该脉冲密度调变数字输入信号的时脉周期。

10.如权利要求1所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该多级开关电容滤波电路的每个滤波级包括：

一反馈电容器耦合该单个金氧半场效应晶体管增益级的一漏极和一栅极；

一开关电容器，耦合到该反馈电容器；

一采样电容器，耦合到该开关电容器和该反馈电容器；以及

一复数个开关，用于耦合该采样电容器、该开关电容器以及该反馈电容器。

11.如权利要求10所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该多级开关电容滤波器电路的每个滤波器级为一低通滤波器，该低通滤波器的截止频率为：

其中：

Fc是该截止频率；

Cfb是该反馈电容器的电容值；

Csw是该开关电容器的电容值；以及

Tdmclk是该脉冲密度调变数字输入信号的时脉周期。

12.如权利要求1所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该比较器电路包括一比较器和一锁存器；

其中该比较器包括：

在漏极端和源极端并联耦合的第一输入N型金氧半场效应晶体管和第二输入N型金氧半场效应晶体管，该第一输入N型金氧半场效应晶体管的栅极端接收该非反相输出模拟信号，该第二输入N型金氧半场效应晶体管的栅极端接收该反相输出模拟信号；

一源极电阻器，耦合到该第一输入N型金氧半场效应晶体管的该源极端和该第二输入N型金氧半场效应晶体管的该源极端子并提供表示基于该非反相模拟输出信号或该反相模拟输出信号的整流信号的电压；以及

一可编程电阻器，耦合到该第一输入N型金氧半场效应晶体管的该漏极端和该第二输入N型金氧半场效应晶体管的该漏极端；以及

其中，当该整流信号的幅度超过阈值时，该锁存器产生该脉冲信号。

13.一种脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，包括：

一数字转模拟转换器电路，用于接收一脉冲密度调变数字输入信号并基于该脉冲密度调变数字输入信号产生一模拟输出信号；

一比较器电路，用于接收来自该数字转模拟转换器电路的该模拟输出信号，并在该模拟输出信号的幅度超过一预定阈值时产生一脉冲信号；以及

一计数器电路，用于接收来自该比较器电路的该脉冲信号，并在多个连续脉冲信号超过预设计数时产生能量检测信号；

其中该数字转模拟转换器电路包括一单个金氧半场效应晶体管增益级、提供一偏压电流的一金氧半场效应晶体管电流源、和一开关电容器网络，该单个金氧半场效应晶体管增益级偏压在该偏压电流并且在漏极和栅极相连接之处具有一平均电压，其中该平均电压是从一外部金氧半场效应晶体管的栅极电压导出的偏压电压，该外部MOSFET的漏极和栅极连接在一起并且偏压在该偏压电流Ibias。

14.如权利要求13所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该数字转模拟转换器电路被配置为藉由该脉冲密度调变数字输入信号控制的开关对一输入电压进行采样；以及

其中，该数字转模拟转换器电路被配置为产生一输出电压，其表示如下:

其中，Vnbias是该输入电压，Dp是该脉冲密度调变数字输入信号的一脉冲密度，以百分比表示。

15.如权利要求13所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该数字转模拟转换器电路包括一开关电容电路，包括：

一金氧半场效应晶体管，用于接收来自一电流源的一偏压电流；

一反馈电容器，耦合该金氧半场效应晶体管的一漏极和一栅极；

一开关电容器，耦合到该反馈电容器；

一采样电容器，耦合到该开关电容器和该反馈电容器；以及

一复数个开关，用于耦合该采样电容器、该开关电容器和该反馈电容器；

其中，该数字转模拟转换器被配置为产生一模拟信号，该模拟信号的幅度基于该脉冲密度调变数字资料信号的密度。

16.如权利要求15所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该数字转模拟转换器电路配置为一低通滤波器，该低通滤波器的一截止频率为：

其中：

Fc是该截止频率；

Cfb是该反馈电容的电容值；

Csw是该开关电容器的电容值；以及

Tdmclk是该脉冲密度调变数字输入信号的时脉周期。

17.如权利要求15所述的脉冲密度调变信号能量检测电路，其特征在于，该数字转模拟转换器电路被配置为产生一非反相模拟输出信号和一反相模拟信号。

18.一种接收一脉冲密度调变数字输入信号并根据该脉冲密度调变数字输入信号产生一模拟输出信号的电路，其特征在于，包括：

一金氧半场效应晶体管，用于从一电流源接收一偏压电流Ibias，并且在一漏极和一栅极连接处具有一输入电压Vnbias的一平均电压；以及

多个电容器，耦合到该金氧半场效应晶体管；

其中，该电路被配置为藉由该脉冲密度调变数字输入信号控制的开关对该输入电压进行采样，其中该输入电压是从一外部金氧半场效应晶体管的一栅源电压得到的一偏压电压，该外部MOSFET具有连接在一起的漏极和栅极并且在该偏压电流下偏压；以及

其中该电路被配置为产生模拟输出电压，该模拟输出电压的幅度基于该脉冲密度调变数字输入信号的密度，该模拟输出电压具有以下表达式：

19.如权利要求18所述的电路，其特征在于，进一步包括：

一开关电容器，耦合到该反馈电容器；

一采样电容器，耦合到该开关电容器和该反馈电容器；以及

一复数个开关，用于耦合该采样电容器、该开关电容器和该反馈电容器。

20.如权利要求19所述的电路，其特征在于，该电路为一低通滤波器，该低通滤波器的一截止频率为：

其中：

Fc是该截止频率；

Cfb是该反馈电容的电容值；

Csw是该开关电容的电容值；以及

Tdmclk是该脉冲密度调变数字输入信号的一时脉周期。