JP2007142996A

JP2007142996A - オーディオミキシング装置

Info

Publication number: JP2007142996A
Application number: JP2005336653A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Fukuzawa; 晃弘福沢
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2005-11-22
Filing date: 2005-11-22
Publication date: 2007-06-07

Abstract

【課題】回路規模が小さく、低消費電力で簡素なオーディオミキシング装置を提供するこ
とである。
【解決手段】各スピーカに２つの入力端子を有し、各スピーカのこれら入力端子を直列接
続したｎ個（ｎは正の整数）のスピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装
置であって、（ｎ＋１）個のデジタルデータがそれぞれ入力される（ｎ＋１）個の入力端
子と、前記（ｎ＋１）個のデジタルデータのうち、サンプリング周波数が可聴範囲内であ
るｍ個（ｍはｎ＋１以下の整数）のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリング周
波数に変換するｍ個のデータ変換回路と、前記ｍ個のデータ変換回路によって変換された
ｍ個のデータと、前記（ｎ＋１）個のデジタルデータのうち可聴範囲よりも高いサンプリ
ング周波数のデータを、ＰＷＭ信号に変換して前記ｎ個のスピーカの直列接続点及び両端
に出力する（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器を具備した。
【選択図】図３

Description

本発明は、オーディオ装置において、音声データをヘッドホンやスピーカに出力する際
に、異なるサンプリング周波数を持つ複数の音声データを簡素な構成で合成できるように
したオーディオミキシング装置に関する。

従来、サンプリング周波数の異なるデジタル音声信号をミキシングしてデジタル／アナ
ログ変換器（以下、ＤＡＣ）でスピーカに出力させる際には、サンプリングレートコンバ
ータ、データ加算回路、オーバーフロー対策回路及びＤＡＣが必要であった（例えば、特
許文献１参照）。

つまり、異なったサンプリング周波数のデータを、同一のサンプリング周波数のデータ
に変換した後に、データ加算することによってミキシングし、ＤＡＣでスピーカへ出力さ
せていた。

また、複数のデジタル音声信号をそれぞれＰＷＭに変換した後合成する構成とした場合
、ＰＷＭ信号をローパスフィルタを通してからスピーカに出力することで、ノイズの影響
を除去していた（例えば、特許文献２）。
特開平１０−９８７９９号公報特開２００１−２２３５４５号公報

しかしながら、従来のミキシング装置に用いられているサンプリングレートコンバータ
、データ加算回路及びオーバーフロー対策回路は、回路規模が大きく、かつ消費電流も大
きいという問題があった。

また、複数のデジタル音声信号をそれぞれＰＷＭに変換した後合成する構成とした場合
、ノイズを除去するために、ＰＷＭ信号をローパスフィルタを通してからスピーカに出力
する構成がとられていた。ＰＷＭ信号を出力する回路に加えローパスフィルタを用いると
コストが高くなる問題があった。また、ＰＷＭ信号を出力する回路とローパスフィルタと
を同一基板上で製造する場合においても、ローパスフィルタの面積が大きくなり、製造コ
ストが高くなる問題があった。

そこで、本発明は上記の問題に鑑み、回路規模が小さく、低消費電力で簡素なオーディ
オミキシング装置を提供することを目的とするものである。

本発明によるオーディオミキシング装置は、各スピーカに２つの入力端子を有し、各
スピーカのこれら入力端子を直列接続したｎ個（ｎは正の整数）のスピーカにＰＷＭ信号
を出力するオーディオミキシング装置であって、（ｎ＋１）個のデジタルデータがそれぞ
れ入力される（ｎ＋１）個の入力端子と、前記（ｎ＋１）個のデジタルデータのうち、サ
ンプリング周波数が可聴範囲内であるｍ個（ｍはｎ＋１以下の整数）のデジタルデータを
可聴範囲よりも高いサンプリング周波数に変換するｍ個のデータ変換回路と、前記ｍ個の
データ変換回路によって変換されたｍ個のデータと、前記（ｎ＋１）個のデジタルデータ
のうち可聴範囲よりも高いサンプリング周波数のデータを、ＰＷＭ信号に変換して前記ｎ
個のスピーカの直列接続点及び両端に出力する（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器
を具備したことに関係する。

本発明のこのような構成によれば、データ加算回路及びオーバーフロー対策回路や、Ｌ
ＰＦ，ＤＣカット用コンデンサ、ローパスフィルタが不要であり、回路規模が小さく、低
消費電力で簡素なオーディオミキシング装置を実現することができる。また、サンプリン
グの際に発生するノイズは、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが出力
されない。

本発明によるオーディオミキシング装置は、スピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディ
オミキシング装置であって、サンプリング周波数が可聴範囲よりも高い第１のデジタル
データが入力される第１の端子と、前記第１のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前
記スピーカのもう一方の入力端子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、サンプ
リング周波数が可聴範囲内である第２のデジタルデータが入力される第２の端子と、前記
第２の端子に接続され、前記第２のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリング周
波数に変換するデータ変換回路と、前記第２のデジタルデータを前記データ変換回路によ
って変換されたデータをＰＷＭ信号に変換して前記スピーカの一方の入力端子に出力する
第２のデジタル／アナログ変換器とを具備したことに関係する。本発明のこのような構
成によれば、前記ｎ個（ｎは正の整数）のスピーカと（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ
変換器を使う一例として、ｎ＝１の場合には、１つのスピーカの＋入力端子と−入力端子
（グランド端子）にそれぞれ第１，第２のデジタル／アナログ変換器の各ＰＷＭ出力を直
接供給するだけで、±入力端子の両入力の合成された音声データが１つのスピーカから出
力できる。従来のミキシング装置に用いられているデータ加算回路、オーバーフロー対策
回路、ＬＰＦ及びＤＣカット用コンデンサ、ローパスフィルタは不要であり、回路規模が
小さく、低消費電力で簡素なオーディオミキシング装置を実現することができる。しかも
、音質的にも低下の少ない合成音が得られる。また、サンプリングの際に発生するノイズ
は、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが出力されない。

本発明において、前記（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器を同時に起動及び／又
は静止させることを特徴とする。

このような構成によれば、複数のデジタル／アナログ変換器が同時に起動，静止するこ
とにより、使用される個々のスピーカの±入力端子を同時に同電位に保つことができ、後
述するクリックノイズの発生を抑えることが可能となる。
本発明において、前記の同時に起動及び／又は静止させる動作は、同一のイネーブル信
号を用いて行うことを特徴とする。

このような構成によれば、複数のデジタル／アナログ変換器を同一のイネーブル信号に
て同時に起動，静止することができ、複数のデジタル／アナログ変換器の動作の同時性を
確保することができる。
本発明によるオーディオミキシング装置は、各スピーカに第１および第２の入力端子を
有し、各スピーカの各第２の入力端子が共通接続点に接続した第１および第２のスピーカ
にＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装置であって、サンプリング周波数が可聴
範囲よりも高いステレオ左チャンネルの第１のデジタルデータが入力される第１の端子と
、前記第１のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記第１のスピーカの第１の入力端
子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、サンプリング周波数が可聴範囲よりも
高いステレオ右チャンネルの第２のデジタルデータが入力される第２の端子と、前記第２
のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記第２のスピーカの第１の入力端子に出力す
る第２のデジタル／アナログ変換器と、サンプリング周波数が可聴範囲内の第３のデジタ
ルデータが入力される第３の端子と、前記第３の端子に接続され、前記第３のデジタルデ
ータを可聴範囲よりも高いサンプリング周波数に変換するデータ変換回路と、前記第３の
デジタルデータを前記データ変換回路によって変換されたデータをＰＷＭ信号に変換して
前記共通接続点に出力する第３のデジタル／アナログ変換器と、前記共通接続点が接続さ
れるグランド端子と、を具備したことに関係する。

本発明のこのような構成によれば、前記ｎ個（ｎは正の整数）のスピーカと（ｎ＋１）
個のデジタル／アナログ変換器を使う一例としてのｎ＝２の場合であって、２つのスピー
カをグランド端子を共通にして直列接続し、その直列接続した２つのスピーカの３つの入
力端子に第１乃至第３のデジタル／アナログ変換器をそれぞれ接続する構成とし、ステレ
オ左右チャンネルの第１，第２のＰＷＭ信号を各スピーカの＋入力端子に入力し、２つの
スピーカの共通接続点の入力端子であるグランド端子に第３のＰＷＭ信号を入力するので
、２つのスピーカに左右のステレオ音と共に通話音声や効果音などの第３の音声をミキシ
ングして聴くことが可能となる。しかも、従来のミキシング装置に用いられているデータ
加算回路及びオーバーフロー対策回路は勿論のこと、ＬＰＦやＤＣカット用フィルタ、ロ
ーパスフィルタをも削除することが可能であり、回路規模が小さく、低消費電力で簡素な
オーディオミキシング装置を実現することができる。また、サンプリングの際に発生する
ノイズは、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが出力されない。

本発明によるオーディオミキシング装置は、ステレオ左チャンネル端子と、ステレオ右
チャンネル端子と、グランド端子とを有するヘッドホンジャックにＰＷＭ信号を出力する
オーディオミキシング装置であって、サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いステレオ
左チャンネルの第１のデジタルデータが入力される第１の端子と、前記第１のデジタルデ
ータをＰＷＭ信号に変換して前記ステレオ左チャンネル端子に出力する第１のデジタル／
アナログ変換器と、サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いステレオ右チャンネルの第
２のデジタルデータが入力される第２の端子と、前記第２のデジタルデータをＰＷＭ信号
に変換して前記ステレオ右チャンネル端子に出力する第２のデジタル／アナログ変換器と
、サンプリング周波数が可聴範囲内の第３のデジタルデータが入力される第３の端子と、
前記第３の端子に接続され、前記第３のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリン
グ周波数に変換するデータ変換回路と、前記第３のデジタルデータを前記データ変換回路
によって変換されたデータをＰＷＭ信号に変換して前記グランド端子に出力する第３のデ
ジタル／アナログ変換器と、グランド端子を接地するグランドと、を具備したことに関係
する。

本発明のこのような構成によれば、前記ｎ個（ｎは正の整数）のスピーカと（ｎ＋１）
個のデジタル／アナログ変換器を使う一例としてのｎ＝２の場合であって、ヘッドホンジ
ャックの３つの入力端子Ｌ，Ｒ，Ｇに第１乃至第３のデジタル／アナログ変換器をそれぞ
れ接続する構成とし、ステレオ左右チャンネルの第１，第２のＰＷＭ信号をヘッドホンジ
ャックのステレオ左右チャンネルにそれぞれ入力し、ヘッドホンジャックのグランド端子
に第３のＰＷＭ信号を入力するので、ヘッドホンジャックにヘッドホンプラグを挿し込め
ば、ヘッドホンの左右のイヤホンにて左右のステレオ音と共に通話音声や効果音などの第
３の音声をミキシングして聴くことが可能となる。しかも、従来のミキシング装置に用い
られているデータ加算回路及びオーバーフロー対策回路は勿論のこと、ＬＰＦやＤＣカッ
ト用フィルタ、ローパスフィルタをも削除することが可能であり、回路規模が小さく、低
消費電力で簡素なオーディオミキシング装置を実現することができる。また、サンプリン
グの際に発生するノイズは、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが出力
されない。

本発明によるオーディオミキシング装置は、各スピーカに２つの入力端子を有し、各ス
ピーカのこれら入力端子を直列接続したｎ個（ｎは正の整数）のスピーカにＰＷＭ信号を
出力するオーディオミキシング装置であって、前記（ｎ＋１）個のデータが入力され、Ｐ
ＷＭ信号に変換して前記ｎ個のスピーカの直列接続点及び両端に出力する（ｎ＋１）個の
デジタル／アナログ変換器と、を具備し、前記（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器
は、それぞれ周波数変換器を有し、前記入力データのサンプリング周波数が可聴範囲であ
る場合、前記周波数変換回路をイネーブルにし、入力データのサンプリング周波数が逓倍
となり、かつ、可聴範囲をよりも高いサンプリング周波数となるように変換して、前記Ｐ
ＷＭ信号に変換する処理を行うことに関係する。

本発明によるオーディオミキシング装置は、スピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディ
オミキシング装置であって、第１のデジタルデータが入力される第１の端子と、前記第１
の端子に接続され、前記第１のデジタルデータを第１のＰＷＭ信号に変換して前記スピー
カの一方の入力端子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、前記第１のデジタル
／アナログ変換器は、第１の周波数変換器を有し、前記第１のデジタルデータのサンプリ
ング周波数が可聴範囲である場合、前記第１の周波数変換器をイネーブルにし、前記第１
のデジタルデータのサンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴範囲よりも高いサンプ
リング周波数となるように変換して、前記第１のＰＷＭ信号に変換する処理を行い、第２
のデジタルデータが入力される第２の端子と、前記第２の端子に接続され、前記第２のデ
ジタルデータを第２のＰＷＭ信号に変換して前記スピーカの一方の入力端子に出力する第
２のデジタル／アナログ変換器と、前記第２のデジタル／アナログ変換器は、第２の周波
数変換器を有し、前記第２のデジタルデータのサンプリング周波数が可聴範囲である場合
、前記第２の周波数変換器をイネーブルにし、前記第２のデジタルデータのサンプリング
周波数が逓倍となり、かつ、可聴範囲よりも高いサンプリング周波数となるように変換し
て、前記第２のＰＷＭ信号に変換する処理を行うことに関係する。

発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明に係るオーディオミキシング装置が適用されるオーディオ装置全体のブロ
ック図を示している。

図１において、オーディオ装置１００は、その装置本体１０１内に、パソコンなどの外
部機器から音楽，効果音，音声，テキストなどのデータを入出力可能なシリアルインター
フェース１０２と、ＡＤＰＣＭ(音声や音楽などのオーディオ信号を高能率に符号化（圧
縮）する方式：Adaptive Differential Pulse Code Modulation)，ＭＰ３(MPEG-1で利用
される音声圧縮方式：MPEG Audio Layer-3)，ＡＡＣ(MPEG-2またはMPEG-4で使われる音声
圧縮方式：Advanced Audio Coding)などのデコード用や多言語（例えば英語，仏語，独語
，スペイン語）対応のテキスト／音声コンバート用のデータを記憶しているスタック型の
フラッシュメモリ１０３と、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１０５，Ｄ／Ａコンバータ（Ｄ
ＡＣ）１０６，アンプ（ＡＭＰ）１０７を有し、アナログ入力したオーディオ信号をデジ
タル信号にしたり、音楽，効果音，音声などのデジタルのオーディオデータをＰＷＭ出力
（１ビット(２値)信号）又はアナログ出力するアナログフロントエンド（ＡＦＥ）と呼ば
れるアナログ処理回路１０４と、装置内の動作クロックを水晶振動子１２３の基準クロッ
クを用いて生成するＰＬＬ回路１１１，１１２と、時間計測を行うタイマー回路１１３，
１１４と、作業用メモリとして機能するＲＡＭ１０９と、多言語（例えば英語，仏語，独
語，スペイン語）対応のテキスト／音声コンバータ用のファームウェアを含んだＲＯＭ１
０８と、ＡＤＣ１０５，ステレオＤＡＣ１０６，フラッシュメモリ１０３などを制御する
制御手段としてのマイクロコントローラ１１０と、を備えている。

このオーディオ装置では、外部からインターフェース１０２を通して入力した音楽デー
タ等を各データ個々の圧縮形式で記録し、デコードし、かつＰＷＭ信号への変換を行って
スピーカ１２１，１２２から出力したり、多言語のテキスト(文字)データをそれぞれの言
語で音声データに変換し更にＰＷＭ信号への変換を行って出力したり、或いは、マイク１
２０から入力した音声信号とフラッシュメモリ１０３内から再生した音楽信号とを合成（
ミキシング）してＬ，Ｒチャンネルのスピーカ１２１，１２２に出力することもできる。

以下に、ＤＡＣとスピーカとを組み合わせたオーディオミキシング装置の実施形態を説
明する。例えば、携帯電話機で音楽サイトからダウンロードした音楽データと、効果音又
は受信中の通話音声とを、合成（ミキシング）してスピーカに出力するような場合を例と
して説明する。

［第１の実施形態］
図２は本発明の第１の実施形態のオーディオミキシング装置を示すブロック図である。
本実施形態は、スピーカ１個の場合の実施形態である。

図２に示すオーディオミキシング装置１０は、１つのスピーカ１１と、メインＤＡＣ２
１と、サブＤＡＣ２２と、データ変換回路４２とを備える。ＤＡＣ２１はデジタル入力，
ＰＷＭ出力の構成となっており、ＤＡＣ２２には、データ変換回路４２が出力したデジタ
ルデータＳＳ２が入力され，ＰＷＭ出力の構成となっている。データ変換回路４２は、可
聴範囲のサンプリング周波数のデジタルデータ（例えば、８kHz, 16kHz）を、サンプリン
グ周波数が可聴範囲を超える周波数となるように周波数を逓倍したデジタルデータに変換
する。例えば、逓倍率は２５６倍とする。１つのスピーカ１１の両端の＋，−入力端子に
それぞれメインＤＡＣ２１のＰＷＭ出力，サブＤＡＣ２２のＰＷＭ出力を入力している。
なお、スピーカの−入力端子は、通常、グランド端子と呼ばれる。メインＤＡＣ２１には
、図示しない音声信号発生源からデジタルの音楽データＳMが入力され、サブＤＡＣ２２
には、図示しない音声信号発生源から効果音又は通話音声のデジタル信号ＳSが入力され
る。また、メインＤＡＣ２１に入力される音楽データのサンプリング周波数は例えば44.1
kHzである。一方、データ変換回路４２に入力される効果音は、サンプリング周波数を、
例えば、16kHz, 38kHzとなるデジタルデータとして入力される。また、データ変換回路４
２に入力される通話音声のサンプリング周波数は、例えば、8kHzとなるデジタルデータと
して入力される。データ変換回路４２は、入力されたデータのサンプリング周波数が可聴
範囲を超える周波数となるようにデータ変換を行う。例えば、サンプリング周波数の逓倍
率を２５６倍とする。なお、データ変換回路４２に入力されるデジタルデータのサンプリ
ング周波数が可聴範囲よりも高い場合（例えば、38kHz）は、逓倍機能を無効にする構成
にしても良い。データ変換回路４２でそのサンプリング周波数が逓倍されたデジタルデー
タＳＳ２は、サブＤＡＣ２２に入力される。

上記の構成において、メインＤＡＣ２１は、図示しない音声信号発生源からモノラルの
デジタル音楽データＳMを入力し、ΣΔ変調して多値のＰＤＭ(Pulse Density Modulation
)信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(２値)信号に変調し、そのＰＷＭ信号をパワ
ー増幅してスピーカ１１の＋入力端子へ出力する。、図示しない音声信号発生源から効果
音又は通話音声のデジタル信号ＳSは、データ変換回路４２に入力され、サンプリング周
波数が逓倍され、可聴範囲より高い周波数となるデジタル信号ＳＳ２にデータ変換され、
サブＤＡＣ２２に入力される。サブＤＡＣ２２は、デジタル信号ＳＳ２をΣΔ変調して多
値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(２値)信号に変調し、そのＰＷＭ
信号をパワー増幅してスピーカ１１の−入力端子へ出力する。スピーカ１１は、一方の＋
入力端子にメインＤＡＣ２１からのＰＷＭ信号Ｌを入力し、もうの一方の−入力端子にサ
ブＤＡＣ２２からのＰＷＭ信号Ｓを入力することによって、音声信号Ｌ−Ｓを合成音とし
て出力する。なお、スピーカ１１の−入力端子に入力するＰＷＭ信号Ｓを予め極性反転し
て−Ｓとして−入力端子に入力すれば、音声信号Ｌ＋Ｓを合成音として出力することがで
きる。

第１の実施形態によれば、１つのスピーカの＋入力端子と−入力端子（グランド端子）
にそれぞれ２つのＤＡＣからの各ＰＷＭ出力を直接供給するだけで、±入力端子の両入力
の合成された音声データが１つのスピーカから出力できる。従来のミキシング装置に用い
られているデータ加算回路、オーバーフロー対策回路、ＬＰＦ及びＤＣカット用コンデン
サは不要であり、回路規模が小さく、低消費電力で簡素なオーディオミキシング装置を実
現することができる。しかも、音質的にも低下の少ない合成音が得られる。また、サンプ
リングの際に発生するノイズは、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが
出力されない。

ここで、データ変換回路を有さない構成とした場合、サンプリング周波数を可聴範囲と
するデータは、サンプリングの際に発生するノイズの周波数が可聴範囲となる。従来は、
その対策として、図１９の比較例のように、ＰＷＭ信号をローパスフィルタ８１に通して
、スピーカ１１に出力する構成としていた。ローパスフィルタを介すことでＰＷＭ出力波
形を変形させ、音質の低下を招いていた。また、製造コストも問題となっていた。たとえ
、ローパスフィルタをＤＡＣと同一基板で製造することとしても、チップの面積が大きく
なり、製造コストが高い。

［第２の実施形態］
図３は本発明の第２の実施形態のオーディオミキシング装置を示すブロック図である。
本実施形態は、スピーカ２個の場合の実施形態である。

図３に示すオーディオミキシング装置１０Ａは、２つのスピーカ１１，１２と、メイン
ＬｃｈＤＡＣ３１と、サブＤＡＣ３２と、メインＲｃｈＤＡＣ３３と、、データ変換回路
５２とを備える。Ｌｃｈ，Ｒｃｈはそれぞれ、Ｌチャンネル，Ｒチャンネルを意味してい
る。ＤＡＣ３１はデジタル入力，ＰＷＭ出力の構成となっており、ＤＡＣ３２，３３も同
様にデジタル入力，ＰＷＭ出力の構成となっている。２つのスピーカ１１，１２のそれぞ
れの−入力端子（グランド端子）を共通に接続し、スピーカ１１の＋入力端子にメインＬ
ｃｈＤＡＣ３１からのＰＷＭ出力を入力し、スピーカ１１の＋入力端子にメインＬｃｈＤ
ＡＣ３１からのＰＷＭ出力を入力し、スピーカ１１，１２の共通接続端子（グランド端子
）にサブＤＡＣ３２からのＰＷＭ出力が入力している。メインＤＡＣ３１，３３には、図
示しない音声信号発生源からステレオＬ，Ｒチャンネルのデジタル音楽データＳML，ＳMR
が入力される。

データ変換回路５２には、図示しない音声信号発生源から効果音又は通話音声のデジタ
ルデータＳSが入力される。データ変換回路５２は、可聴範囲のサンプリング周波数のデ
ジタルデータ（例えば、８kHz, 16kHz）を、サンプリング周波数が可聴範囲を超える周波
数となるように周波数を逓倍したデジタルデータＳＳ２に変換する。例えば、逓倍率は２
５６倍である。サブＤＡＣ３２には、データ変換回路５２が出力したデジタルデータＳＳ
２が入力される。なお、メインＬｃｈＤＡＣ３１及びメインＲｃｈＤＡＣ３３に入力され
る音楽データのサンプリング周波数は例えば44.1kHzである。一方、データ変換回路５２
に入力される効果音は、サンプリング周波数を例えば16kHz又は38kHzとなるデジタルデー
タとして入力される。また、データ変換回路４２に入力される通話音声のサンプリング周
波数は、例えば、8kHzとなるデジタルデータとして入力される。データ変換回路５２は、
入力されたデータのサンプリング周波数が可聴範囲を超える周波数となるようにデータ変
換を行う。例えば、サンプリング周波数を２５６倍とする。なお、データ変換回路５２に
入力されるデジタルデータのサンプリング周波数が可聴範囲よりも高い場合（例えば、38
kHz）は、逓倍機能を無効にする構成にしても良い。

上記の構成において、メインＤＡＣ３１は、ステレオＬチャンネルのデジタル音楽デー
タＳMLを入力し、ΣΔ変調して多値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(
２値)信号に変調し、そのＰＷＭ信号をパワー増幅してスピーカ１１の一方の＋入力端子
に供給する。メインＤＡＣ３３は、ステレオＲチャンネルのデジタル音楽データＳMRを入
力し、ΣΔ変調して多値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(２値)信号
に変調し、そのＰＷＭ信号をパワー増幅してスピーカ１２の一方の＋入力端子に出力する
。図示しない音声信号発生源から効果音又は通話音声の信号ＳＳは、データ変換回路５２
に入力され、サンプリング周波数が逓倍され、可聴範囲より高い周波数となるデジタル信
号ＳＳ２に変換され、サブＤＡＣ３２に入力される。サブＤＡＣ３２は、デジタル信号Ｓ
Ｓ２をΣΔ変調して多値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(２値)信号
に変調し、そのＰＷＭ信号をパワー増幅してスピーカ１２の共通接続端子（グランド端子
）に供給する。

そして、スピーカ１１，１２は、その共通接続端子（グランド端子）にサブＤＡＣ３２
からのＰＷＭ信号Ｓが入力されることによって、スピーカ１１からはステレオＬチャンネ
ルのデジタル音楽データＳMLのＰＷＭ信号Ｌと効果音又は通話音声のＰＷＭ信号Ｓを合成
した音声信号Ｌ−Ｓを合成音として出力し、スピーカ１２からはステレオＲチャンネルの
デジタル音楽データＳMRのＰＷＭ信号Ｒと効果音又は通話音声のＰＷＭ信号Ｓを合成した
音声信号Ｒ−Ｓを合成音として出力する。なお、この場合も、スピーカ１１，１２の共通
接続端子に入力するＰＷＭ信号Ｓを予め極性反転して−Ｓとして共通接続端子に入力すれ
ば、スピーカ１１，１２からそれぞれ音声信号Ｌ＋Ｓ，Ｒ＋Ｓを合成音として出力するこ
とができる。
第２の実施形態によれば、２つのスピーカをグランド端子を共通にして直列接続し、そ
の直列接続した２つのスピーカの３つの入力端子に３つのＤＡＣをそれぞれ接続する構成
とし、ステレオ左右チャンネルの第１，第２のＰＷＭ信号を各スピーカの＋入力端子に入
力し、２つのスピーカの共通接続点の入力端子であるグランド端子に第３のＰＷＭ信号を
入力するので、２つのスピーカに左右のステレオ音と共に通話音声や効果音などの第３の
音声をミキシングして聴くことが可能となる。しかも、従来のミキシング装置に用いられ
ているデータ加算回路及びオーバーフロー対策回路は勿論のこと、ＬＰＦやＤＣカット用
フィルタをも削除することが可能であり、回路規模が小さく、低消費電力で簡素なオーデ
ィオミキシング装置を実現することができる。また、サンプリングの際に発生するノイズ
は、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが出力されない。

ここで、データ変換回路を有さない構成とした場合、サンプリング周波数を可聴範囲と
するデータは、サンプリングの際に発生するノイズの周波数が可聴範囲となるという問題
がある。このことは、第１の実施形態に関して述べたのと同様である。

［第３の実施形態］
図４は本発明の第３の実施形態のオーディオミキシング装置を示すブロック図である。
本実施形態は、ステレオヘッドホンの場合の実施形態である。

図４に示すオーディオミキシング装置１０Ｂは、ステレオヘッドホン４１と、ヘッドホ
ンジャック３４と、メインＬｃｈＤＡＣ３１と、サブＤＡＣ３２と、メインＲｃｈＤＡＣ
３３と、データ変換回路５２とを備える。ＤＡＣ３１、３３は、デジタル入力，ＰＷＭ出
力の構成となっており、ＤＡＣ３２には、データ変換回路５２が出力したデジタルデータ
ＳＳ２が入力され、ＰＷＭ出力の構成となっている。データ変換回路５２は、可聴範囲の
サンプリング周波数のデジタルデータ（例えば、８kHz, 16kHz）を、サンプリング周波数
が可聴範囲を超える周波数となるように周波数を逓倍したデジタルデータに変換する。ス
テレオヘッドホン４１は、ヘッドホン本体４１ａと、ヘッドホンコード４１ｂと、ヘッド
ホンプラグ４１ｃと、を備える。ヘッドホンジャック３４は、ヘッドホン４１を着脱する
ために用いられる３端子のジャックであり、Ｌチャンネル端子３４ａと、Ｒチャンネル端
子３４ｂと、グランド端子３４ｃとを備えている。ヘッドホンプラグ４１ｃは、その接続
端子部分に、Ｌチャンネル端子（Ｌ）と、Ｒチャンネル端子（Ｒ）と、グランド端子（Ｇ
）とを備えている。

ヘッドホンジャック３４に対してヘッドホンプラグ４１ｃを挿着することによって、両
者の対応する各端子同士が接続される。この接続状態では、ヘッドホン４１のＬチャンネ
ル端子（Ｌ）にメインＬｃｈＤＡＣ３１からのＰＷＭ出力Ｌを入力し、ヘッドホン４１の
グランド端子（Ｒ）にメインＲｃｈＤＡＣ３３からのＰＷＭ出力Ｒを入力し、ヘッドホン
４１のグランド端子（Ｇ）にサブＤＡＣ３２からのＰＷＭ出力Ｓが入力する。メインＤＡ
Ｃ３１，３３には、図示しない音声信号発生源からステレオＬ，Ｒチャンネルのデジタル
音楽データＳML，ＳMRが入力される。一方、データ変換回路５２に入力される効果音は、
サンプリング周波数を、例えば、16kHz, 38kHzとなるデジタルデータとして入力される。
また、データ変換回路５２に入力される通話音声のサンプリング周波数は、例えば、8kHz
となるデジタルデータとして入力される。データ変換回路５２は、入力されたデータのサ
ンプリング周波数が可聴範囲を超える周波数となるようにデータ変換を行う。例えば、サ
ンプリング周波数の逓倍率を２５６倍とする。なお、データ変換回路５２に入力されるデ
ジタルデータのサンプリング周波数が可聴範囲よりも高い場合（例えば、38kHz）は、逓
倍機能を無効にする構成にしても良い。データ変換回路５２でそのサンプリング周波数が
逓倍されたデジタルデータＳＳ２は、サブＤＡＣ３２に入力される。なお、メインＬｃｈ
ＤＡＣ３１及びメインＲｃｈＤＡＣ３３に入力される音楽データのサンプリング周波数は
例えば44.1kHzである。

上記の構成において、メインＤＡＣ３１は、ステレオＬチャンネルのデジタル音楽デー
タＳMLを入力し、ΣΔ変調して多値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(
２値)信号に変調し、そのＰＷＭ信号をパワー増幅してヘッドホン４１のＬチャンネル端
子（Ｌ）に供給する。メインＤＡＣ３３は、ステレオＲチャンネルのデジタル音楽データ
ＳMRを入力し、ΣΔ変調して多値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷＭ信号、即ち1ビット(２
値)信号に変調し、そのＰＷＭ信号をパワー増幅してヘッドホン４１のＲチャンネル端子
（Ｒ）に出力する。図示しない音声信号発生源から効果音又は通話音声の信号ＳＳは、デ
ータ変換回路５２に入力され、サンプリング周波数が逓倍され、可聴範囲より高い周波数
となるデジタル信号ＳＳ２にデータ変換され、サブＤＡＣ３２に入力される。サブＤＡＣ
２２は、デジタル信号ＳＳ２を入力し、ΣΔ変調して多値のＰＤＭ信号を生成し更にＰＷ
Ｍ信号、即ち1ビット(２値)信号に変調し、そのＰＷＭ信号をパワー増幅してヘッドホン
４１のグランド端子（Ｇ）に供給する。

そして、ヘッドホン４１は、そのグランド端子（Ｇ）にサブＤＡＣ３２からのＰＷＭ信
号Ｓが入力されることによって、ヘッドホン４１のＬ側イヤホンからはステレオＬチャン
ネルのデジタル音楽データＳMLのＰＷＭ信号Ｌと効果音又は通話音声データＳSのＰＷＭ
信号Ｓを合成した音声信号Ｌ−Ｓを合成音として出力し、ヘッドホン４１のＲ側イヤホン
からはステレオＲチャンネルのデジタル音楽データＳMRのＰＷＭ信号Ｒと効果音又は通話
音声のＰＷＭ信号Ｓを合成した音声信号Ｒ−Ｓを合成音として出力する。なお、この場合
も、ヘッドホン４１のグランド端子に入力するＰＷＭ信号Ｓを予め極性反転して−Ｓとし
てグランド端子に入力すれば、ヘッドホン４１のＬ側イヤホン，Ｒ側イヤホンからそれぞ
れ音声信号Ｌ＋Ｓ，Ｒ＋Ｓを合成音として出力することができる。
第３の実施形態によれば、ヘッドホンジャックの３つの入力端子Ｌ，Ｒ，Ｇに３つのＤ
ＡＣをそれぞれ接続する構成とし、ステレオ左右チャンネルの第１，第２のＰＷＭ信号を
ヘッドホンジャックのステレオ左右チャンネルにそれぞれ入力し、ヘッドホンジャックの
グランド端子に第３のＰＷＭ信号を入力するので、ヘッドホンジャックにヘッドホンプラ
グを挿し込めば、ヘッドホンの左右のイヤホンにて左右のステレオ音と共に通話音声や効
果音などの第３の音声をミキシングして聴くことが可能となる。しかも、従来のミキシン
グ装置に用いられているデータ加算回路及びオーバーフロー対策回路は勿論のこと、ＬＰ
ＦやＤＣカット用フィルタをも削除することが可能であり、回路規模が小さく、低消費電
力で簡素なオーディオミキシング装置を実現することができる。また、サンプリングの際
に発生するノイズは、可聴範囲よりも高い周波数となり、可聴範囲のノイズが出力されな
い。

以上述べた第１乃至第３の実施形態において、図２乃至図４に示したデータ変換回路を
無くし、各ＤＡＣに周波数変換回路を設ける構成としても良い。例えば図１６のように、
ＤＡＣ２１、２２のそれぞれが周波数変換回路６１、６２を有し、周波数変換回路がイネ
ーブルの場合、デジタルデータのサンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴範囲より
も高いサンプリング周波数となるように周波数変換して、ＰＷＭ信号に変換する処理を行
う。周波数変換回路は図示しない制御手段からのイネーブル信号ｅｎに基づいてイネーブ
ル又はディセーブルにされる。なお、サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いデジタル
信号が入力された場合は、周波数変換回路をディセーブルにし、サンプリング周波数が可
聴範囲である場合は、周波数変換回路をイネーブルにするする構成としても良い。図１７
や図１８においても同様である。即ち、ＤＡＣ３１，３２，３３のそれぞれが周波数変換
回路７１，７２，７３を有し、周波数変換回路がイネーブルの場合、デジタルデータのサ
ンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴範囲よりも高いサンプリング周波数となるよ
うに周波数変換して、ＰＷＭ信号に変換する処理を行う。

以上述べた第１乃至第３の実施形態において、図２乃至図４に示したＤＡＣ２１，２２
，３１，３２又は３３は、例えば、図５に示すように構成されている。すなわち、デジタ
ル信号を入力し、ΣΔ変調処理し、更にＰＷＭ変調してＰＷＭ信号を生成するΣΔ変調部
２３と、そのΣΔ変調部２３から出力されるＰＷＭ信号をパワー増幅して出力するデジタ
ルアンプ部（D.Amp）２４とを備えている。

なお、図２乃至図４に示すサブＤＡＣ２２又は３２は、例えば、図６に示すように構成
されていてもよい。すなわち、デジタル信号を入力し、ΣΔ変調処理し、更にＰＷＭ変調
してＰＷＭ信号を生成するΣΔ変調部２３と、そのΣΔ変調部２３から出力されるＰＷＭ
信号をパワー増幅して出力するデジタルアンプ（D.Amp）部２４と、スピーカ１２の共通
接続端子（グランド端子）に接続する摺動端子ｃを、効果音又は通話音声をミキシング（
ＭＩＸ）する時にはデジタルアンプ部２４の出力端ａに接続し、ミキシング（ＭＩＸ）し
ない時にはグランド端子（ＧＮＤ）端子ｂに接続するように切り替えることができるスイ
ッチ部２５と、を備えている。

これにより、ユーザーがオーディオミキシング装置の音声出力モードを切り替える操作
をすることによって、装置内の制御手段がスイッチ部２５の切り替えを行うことになる。

図２乃至図４では、各ＤＡＣから音楽データや効果音又は通話音声をローパスフィルタ
（ＬＰＦ）無しで、スピーカ又はヘッドホンに対して出力する構成としている。このよう
にＤＡＣからＬＰＦ無しでスピーカ又はヘッドホンに音声出力しても音楽或いは音声とし
て十分に聴き取ることができる。

ここで、ＤＡＣからＬＰＦ無しでスピーカ又はヘッドホンに音声出力しても音楽或いは
音声として十分に聴き取れる理由を、図７を参照して説明する。図７は図２乃至図４に示
したＤＡＣから出力されるＰＷＭ変調されたＰＷＭ信号の周波数スペクトルを示している
。横軸に周波数を、縦軸に強度をとってある。

図７に示すように、人間の耳に音として聞こえる可聴周波数の範囲は、２０Hz〜２０kH
zの範囲である。図２乃至図４に示したＤＡＣから出力されるＰＷＭ信号は、ほぼ直流(Ｄ
Ｃ)に近いところ(周波数０Ｈｚ)にＤＣ成分として第１のスペクトルがあり、可聴範囲の
ほぼ中央に可聴成分として第２のスペクトルが存在し、更にＰＷＭ信号というパルス化す
ることに伴う高調波成分が、２０kHzを超えた可聴範囲外に発生している。従って、ＰＷ
Ｍ信号における可聴範囲外のＤＣ成分や高調波成分は人間には音として聞こえない。しか
し、ＰＷＭ信号のままであっても、人間にはＰＷＭ信号の可聴範囲内の可聴成分を音とし
て聴き取ることが可能である。ＰＷＭ信号はアナログ音楽信号等の信号強度（振幅）に応
じてパルス幅が増減しているので、これをＬＰＦを介さずに直接スピーカやヘッドホンに
入力しても、スピーカやヘッドホンに存在するインダクタンスＬや容量ＣによるＬＰＦ要
素に基づき、人間の耳には可聴信号部分の時間的な持続幅（パルス幅）が積算されて振幅
の大小として復元されて聴き取ることができる。実験の結果でも、十分に視聴できる音声
として復元することができた。

図８は図２の第１の実施形態に示したメインＤＡＣの構成例を示すブロック図である。

図８に示すメインＤＡＣ２１Ａは、サンプリング周波数ｆsのデジタル信号が入力する
入力端子２１１と、入力されるデジタル信号からサンプリング周波数ｆs以外の周波数を
ほぼ除去するＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ２１２と、更にサンプリング
周波数ｆsを精度高く抽出するくし形フィルタ２１３と、サンプリング周波数ｆsのデジタ
ル信号を入力し、ΣΔ変調して、多値のＰＤＭ信号に変調する１次ΣΔ変調器２１４と、
ΣΔ変調されたＰＤＭ信号を更にΣΔ変調する２次変調器２１５と、１次ΣΔ変調器２１
４からのＰＤＭ信号と２次変調器２１５からのＰＤＭ信号とを加算する加算器２１６と、
加算器２１６からのＰＤＭ信号を反転する反転回路２１７と、加算器２１６からのＰＤＭ
信号を入力し、ＰＷＭ信号、即ち１ビット(２値)信号に変調するＰＷＭ変調部としてのＰ
ＷＭＲＯＭ２１８と、反転回路２１７からのＰＤＭ信号を入力し、ＰＷＭ信号、即ち１
ビット(２値)信号に変調するＰＷＭ変調部としてのＰＷＭＲＯＭ２１９と、ＰＷＭＲＯ
Ｍ２１８，２１９からそれぞれ出力される各ＰＷＭ信号をパワー増幅して出力する反転増
幅回路２２０，２２１と、反転増幅回路２２０，２２１からの互いに逆極性のＰＷＭ信号
を出力する出力端子２２２，２２３と、を備えている。

ここで変形例として、図２のデータ変換回路５２を介さずに、サンプリング周波数が可
聴範囲であるデジタルデータが入力２１１される構成を挙げる。図８に示すメインＤＡＣ
２１Ａは、サンプリング周波数が8kHz、16ビット幅のデジタル信号が入力端子２１１から
入力される。ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ２１２は、入力されるデジタ
ル信号からサンプリング周波数ｆs以外の周波数をほぼ除去し、8×8kHz、16ビット幅で出
力する。くし形フィルタ２１３は、サンプリング周波数を16×8kHzに変換し16ビット幅で
出力し、１次ΣΔ変調器２１４および２次ΣΔ変調器２１５は、64×8kHz、4ビット幅で
出力する。１次ΣΔ変調器２１４および２次ΣΔ変調器２１５が出力したデータとが加算
器２１６で加算される。ＰＷＭＲＯＭ２１８は、256×8kHzの１ビット(２値)信号に変調
し、ＰＷＭＲＯＭ２１９は、ＰＷＭＲＯＭ２１８に入力される信号の反転信号を256×8
kHzの１ビット(２値)信号に変調して出力する。このようにすれば、ＰＷＭ出力された信
号のサンプリング周波数は、可聴範囲よりも高くなり、サンプリングの際に生じるノイズ
は可聴範囲の周波数よりも高くなる。

図９は、図８における上記ＰＷＭＲＯＭを用いたＤＡＣの出力を示している。多値の
ＰＤＭ信号値に対するＰＷＭ信号のパルス幅の変化を示している。前段のΣΔ変調部から
の多値(−５，−４，−３，−２，−１，０，＋１，＋２，＋３，＋４，＋５の整数値)の
ＰＤＭ信号に応じてＰＷＭ信号のパルス幅、即ちハイレベル期間又はローレベル期間が２
倍×(クロック周期)ずつ増減する関係となっている。図８のΣΔ型ＤＡＣは、デジタル技
術によりΣΔ変調が行われるため、高ダイナミックレンジ，ジッター抑制，波形歪抑制及
びＤＡＣ精度の確保を実現することができる。
［第４の実施形態］
図１０(ａ)，(ｂ)は本発明の第４の実施形態のオーディオミキシング装置の回路構成図
である。本実施形態は、図８のＤＡＣ構成例のＰＷＭ出力をそのまま用いて１つのスピー
カを駆動する場合の実施形態である。図１０(ａ)はスピーカの−入力端子（グランド端子
）をＢＴＬ(Bridged TransLess)接続した場合、図１０(ｂ)はスピーカの−入力端子をグ
ランド(GND)接続した場合を示している。

図１０(ａ)に示すオーディオミキシング装置１０Ｃは、互いに極性の反転した２つのＰ
ＷＭ信号を出力するΣΔＤＡＣ２１Ａと、１つのスピーカ１１と、ΣΔＤＡＣ２１Ａの正
極性の出力端Ｏとスピーカ１１の＋入力端子との間に接続されたコイル５１とコンデンサ
５２からなる第１のＬＰＦと、ΣΔＤＡＣ２１Ａの負極性の出力端/Ｏとスピーカ１１の
−入力端子との間に接続されたコイル５３とコンデンサ５４からなる第２のＬＰＦと、を
備えている。

図１０(ａ)の実施形態によれば、１つのΣΔ型のＤＡＣから出力される互いに逆極性の
２つＰＷＭ信号の一方の極性のＰＷＭ信号を１つのスピーカの＋入力端子に入力し、スピ
ーカの−入力端子であるグランド端子にもう一方の極性反転したＰＷＭ信号を入力する構
成(ＢＴＬ接続構成)を実現したものであり、回路規模が小さく、スピーカを低電圧大出力
駆動することが可能なオーディオミキシング装置を実現することができる。

図１０(ｂ)に示すオーディオミキシング装置は、互いに極性の反転した２つのＰＷＭ信
号のうちの正極性のＰＷＭ信号のみを出力させるΣΔＤＡＣ２１Ａと、−入力端子をグラ
ンド(GND)接続した１つのスピーカ１１と、ΣΔＤＡＣ２１Ａの正極性の出力端Ｏとスピ
ーカ１１の＋入力端子との間に、直流カット用コンデンサ５５と、コイル５１及びコンデ
ンサ５２からなるＬＰＦと、を直列に接続したフィルタ回路と、を備えている。

［第５の実施形態］
図１１は本発明の第５の実施形態のオーディオミキシング装置の回路構成図である。本
実施形態は、図８のＤＡＣ構成例のＰＷＭ出力を、インターフェース回路６０及び直流カ
ット用コンデンサ５５を介して、スピーカ１１の＋入力端子に接続し、スピーカ１１の−
入力端子をグランド(GND)接続した場合を示している。

インターフェース回路６０は、差動型のＬＰＦであって、ΣΔＤＡＣ２１Ａの正極性の
出力端Ｏを抵抗６１，６４を直列に介してオペアンプ６６の−入力端に接続し、負極性の
出力端/Ｏを抵抗６２，６５を直列に介してオペアンプ６６の＋入力端に接続し、抵抗６
１，６４の接続点と抵抗６２，６５の接続点間にコンデンサ６３を接続し、オペアンプ６
６の出力端とその入力端間にコンデンサ６７及び抵抗６８の並列回路を接続し、オペアン
プ６６の＋入力端とコンデンサ６９及び抵抗７０の並列回路を介してグランド(GND)に接
続する構成となっている。

［第６の実施形態］
図１２乃至図１５は本発明の第６の実施形態に係り、図１２(ａ)，(ｂ)は本発明の第６
の実施形態のオーディオミキシング装置の回路構成を示す図、図１３は図１２(ａ)の動作
を説明する波形図である。
図１４はクリックノイズが発生する従来回路の構成であり、図１５はその動作を説明す
る波形図である。

まず、図１４及び図１５を参照してクリックノイズ及びその発生について説明する。
図１４で、ＤＡＣ２１は、直流電源Ｖdd(例えば５Ｖ)ラインとグランド(GND)ライン間
に配設され、イネーブル信号で回路がオンしているときに動作する。ＤＡＣ２１は、入力
するデータをΣΔ変調してＰＤＭ信号を得、更にこれをＰＷＭ変調することによって、出
力端からＰＷＭ信号を出力するものである。ＤＡＣ２１の出力ラインには外部からの静電
気放電(ＥＳＤ：Electro Static Dischargeの略)に基づくサージから回路を保護するため
、ＥＳＤ対策用ダイオード５６がＤＡＣ出力端とグランド(GND)間に逆方向（順方向の逆
）に接続されている。ＤＡＣ２１の出力端は、ＥＳＤ対策用ダイオード５６と直流カット
用コンデンサ５５を介してスピーカ１１の＋入力端子に接続し、スピーカ１１の−入力端
子をグランド(GND)に接続している。

クリックノイズは、ＤＡＣ２１に供給されるイネーブル信号がローレベルとハイレベル
で切り替わり、ＤＡＣ２１の回路動作がオフ／オンする時に発生するノイズである。

図１５は、図１４の従来回路におけるイネーブル信号，ＤＡＣ２１の出力端Ａの出力波
形，スピーカ１１の＋入力端子Ｂの入力波形をそれぞれ示している。

（状態(１)）
イネーブル信号がローレベルのとき、即ちＤＡＣがオフしているときは、ノードＡは直
流電源圧Ｖdd（＋５Ｖ）かグランド(GND：０Ｖ)かのどちらかの電位に収束している。Ｄ
ＡＣ２１内の終段のアンプが、イネーブル信号＝ローレベル(即ちＤＡＣオフ)時に、ハイ
インピーダンスとなるように設計されていたとしても、ＥＳＤ対策用ダイオード５６等で
発生する漏れ電流によって中間電位（＝Ｖdd／２）を保持できない。

（状態(２)）
イネーブル信号がローレベル→ハイレベルのとき、即ちＤＡＣがオンしたときは、ノー
ドＡは前段のＤＡＣ２１が定めるアナロググランド（＝Ｖdd／２）に電位が保持される。
この時、急峻に電位が変動するためノイズとして聴感上聞こえてしまう。これはノードＢ
でも同様でＤＣカット用コンデンサ５５に電流がチャージされる際に、ノイズが発生する
。

（状態(３)）
その後、イネーブル信号がハイレベルのとき、即ちＤＡＣがオンしているときは、音楽
等の音データがＤＡＣ２１の出力端Ａからスピーカ１１の入力端に出力され、スピーカ１
１にて音として出力される。

次に、上記のクリックノイズの対策について説明する。
対策としては、電位的にアナロググランド（＝Ｖdd／２）を保持させるサブ(Sub)回路
を使う方法が考えられる。

図１２(ａ)に示すオーディオミキシング装置１０Ｄは、クリックノイズ対策方法の１つ
を講じた装置を示している。サブ回路をサブＤＡＣで構成すれば、図２と同様な回路構成
となる。すなわち、１つのスピーカ１１の両端の＋，−入力端子にそれぞれＤＡＣ２１か
らのＰＷＭ出力，サブ回路２２からのＰＷＭ出力を入力している。ＤＡＣ２１には、図示
しない音声信号発生源から例えば音楽のデジタル信号ＳMが入力され、サブ回路２２には
、図示しない音声信号発生源から例えば効果音又は通話音声のデジタル信号ＳSが入力さ
れる。ＤＡＣ２１の出力端Ａ，サブ回路２２の出力端Ｂはそれぞれスピーカ１１の＋入力
端子，−入力端子に接続している。ただし、ＤＡＣ２１とサブ回路２２には、これら２つ
の回路２１，２２を同時に動作させる共通のイネーブル信号が入力可能となっている。従
って、ＤＡＣ２１の出力とサブ回路２２の出力とを、イネーブル信号を同時に供給するこ
とによって同時に立ち上げることにより、図１３に示すようにスピーカ１１の＋入力端子
Ａと−入力端子Ｂを同時に同電位に保てるためノイズを小さくできる、或いは、ほとんど
無くすことができる。

図１２(ａ)の実施形態によれば、複数のＤＡＣが同時に起動，静止することにより、使
用される個々のスピーカの±入力端子を同時に同電位に保つことができ、クリックノイズ
の発生を抑えることが可能となる。また、複数のＤＡＣを同一の電気的なイネーブル信号
にて同時に起動，静止することにより、複数のＤＡＣの動作の同時性を確保することがで
きる。

図１２(ｂ)はもう１つの対策方法を示している。デジタル信号ＳMとＤＡＣイネーブル
信号が入力可能なＤＡＣ２１と、デジタル信号ＳSと別のサブ(Sub)イネーブル信号が入力
可能なサブ回路２２とを用意し、これら２つの回路２１，２２の出力端を共通に接続し、
その共通接続点ＡをＤＣカット用コンデンサ５５を介してスピーカ１１の＋入力端子に接
続し、スピーカ１１の−入力端子をグランド(GND)接続している。このような構成におい
て、ＤＡＣ２１及びサブ回路２２を動作させる際に、まず、ＤＡＣ２１をＤＡＣイネーブ
ル信号にてオンさせる前に、サブ回路２２をサブイネーブル信号にて予めオンさせて、ノ
ードＡの電位をアナロググランド（＝Ｖdd／２）に保持させておく。これにより、ＤＡＣ
２１をオンさせたときにもノードＡの電位が変動することがなくクリックノイズを小さく
できる、或いは、ほとんど無くすことができる。

なお、図１２(ａ)の方法は、図２のほか、図３及び図４の回路構成にそのまま適用する
ことができる。すなわち、ＤＡＣ３１〜３３の各回路のオン／オフ制御時には、同じイネ
ーブル信号を用いてこれらの回路３１〜３３を同時に起動，静止させれば、回路オン／オ
フ時に発生するクリックノイズを大幅に削減することが可能となる。また、通常のクリッ
クノイズ対策回路では回路オフ時にも電流を消費していたが、これが不要になるため消費
電力の低減が可能となる。

以上述べたように本発明によれば、少なくとも１つのスピーカを用意し、スピーカが複
数ある場合は、それらのスピーカを直列に接続し、各スピーカの各入力端子にそれぞれＤ
ＡＣを接続する。その際、スピーカのグランド端子（−入力端子）にもＤＡＣを接続して
、このＤＡＣにて効果音や通話音声をΣΔ変調及びＰＷＭ変調して得たＰＷＭ信号をスピ
ーカのグランド端子に供給する構成とすることで、ＤＡＣとスピーカ間に従来あったＬＰ
ＦやＤＣカット用コンデンサが不要となり、回路規模が小さく、低消費電力で簡素なオー
ディオミキシング装置を実現することが可能となる。

本発明はＤＡＣを用いてスピーカ又はヘッドホンに音声を出力させるオーディオ装置
に広く用いることができる。

本発明に係るオーディオミキシング装置が適用されるオーディオ装置全体のブロック図。本発明の第１の実施形態のオーディオミキシング装置を示すブロック図。本発明の第２の実施形態のオーディオミキシング装置を示すブロック図。本発明の第３の実施形態のオーディオミキシング装置を示すブロック図。デジタル／アナログ変換器の構成例を示すブロック図。デジタル／アナログ変換器の他の構成例を示すブロック図。図２乃至図４の実施形態に示したデジタル／アナログ変換器から出力されたＰＷＭ信号の周波数スペクトルを示す図。図２の第１の実施形態に示したメインＤＡＣの構成例を示すブロック図。図８におけるＰＷＭＲＯＭを用いたＤＡＣの出力を示す波形図。本発明の第４の実施形態のオーディオミキシング装置の回路構成図。本発明の第５の実施形態のオーディオミキシング装置の回路構成図。本発明の第６の実施形態のオーディオミキシング装置の回路構成図。図１２(ａ)の動作を説明する波形図。クリックノイズが発生する従来回路の構成図。図１４の動作を説明する波形図。本発明の第１の実施形態のオーディオミキシング装置の変形例を示すブロック図。本発明の第２の実施形態のオーディオミキシング装置の変形例を示すブロック図。本発明の第３の実施形態のオーディオミキシング装置の変形例を示すブロック図。オーディオミキシング装置の比較例を示すブロック図。

符号の説明

１０，１０Ａ，１０Ｂ…オーディオミキシング装置、１１，１２…スピーカ、２１，２
２，３１，３２，３３…ＤＡＣ、２１Ａ…ΣΔ型ＤＡＣ、４２,５２…データ変換回路、
６１,６２,７１,７２,７３…周波数変換回路、８１…ローパスフィルタ。

Claims

各スピーカに２つの入力端子を有し、各スピーカのこれら入力端子を直列接続したｎ個
（ｎは正の整数）のスピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装置であって
、
（ｎ＋１）個のデジタルデータがそれぞれ入力される（ｎ＋１）個の入力端子と、
前記（ｎ＋１）個のデジタルデータのうち、サンプリング周波数が可聴範囲内であるｍ
個（ｍはｎ＋１以下の整数）のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリング周波数
に変換するｍ個のデータ変換回路と、
前記ｍ個のデータ変換回路によって変換されたｍ個のデータと、前記（ｎ＋１）個のデ
ジタルデータのうち可聴範囲よりも高いサンプリング周波数のデータを、ＰＷＭ信号に変
換して前記ｎ個のスピーカの直列接続点及び両端に出力する（ｎ＋１）個のデジタル／ア
ナログ変換器を具備したことを特徴とするオーディオミキシング装置。
スピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装置であって、
サンプリング周波数が可聴範囲よりも高い第１のデジタルデータが入力される第１の端
子と、
前記第１のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記スピーカのもう一方の入力端子
に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、
サンプリング周波数が可聴範囲内である第２のデジタルデータが入力される第２の端子
と、
前記第２の端子に接続され、前記第２のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリ
ング周波数に変換するデータ変換回路と、
前記第２のデジタルデータを前記データ変換回路によって変換されたデータをＰＷＭ信
号に変換して前記スピーカの一方の入力端子に出力する第２のデジタル／アナログ変換器
と、
を具備したことを特徴とするオーディオミキシング装置。
前記（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器を同時に起動及び／又は静止させること
を特徴とする請求項１に記載のオーディオミキシング装置。
前記の同時に起動及び／又は静止させる動作は、同一のイネーブル信号を用いて行うこと
を特徴とする請求項３に記載のオーディオミキシング装置。
各スピーカに第１および第２の入力端子を有し、各スピーカの各第２の入力端子が共通
接続点に接続した第１および第２のスピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシン
グ装置であって、
サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いステレオ左チャンネルの第１のデジタルデー
タが入力される第１の端子と、前記第１のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記第
１のスピーカの第１の入力端子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、
サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いステレオ右チャンネルの第２のデジタルデー
タが入力される第２の端子と、前記第２のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記第
２のスピーカの第１の入力端子に出力する第２のデジタル／アナログ変換器と、
サンプリング周波数が可聴範囲内の第３のデジタルデータが入力される第３の端子と、
前記第３の端子に接続され、前記第３のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリン
グ周波数に変換するデータ変換回路と、
前記第３のデジタルデータを前記データ変換回路によって変換されたデータをＰＷＭ信
号に変換して前記共通接続点に出力する第３のデジタル／アナログ変換器と、
前記共通接続点が接続されるグランド端子と、
を具備したことを特徴とするオーディオミキシング装置。
ステレオ左チャンネル端子と、ステレオ右チャンネル端子と、グランド端子とを有する
ヘッドホンジャックにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装置であって、
サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いステレオ左チャンネルの第１のデジタルデー
タが入力される第１の端子と、前記第１のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記ス
テレオ左チャンネル端子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、
サンプリング周波数が可聴範囲よりも高いステレオ右チャンネルの第２のデジタルデー
タが入力される第２の端子と、前記第２のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記ス
テレオ右チャンネル端子に出力する第２のデジタル／アナログ変換器と、
サンプリング周波数が可聴範囲内の第３のデジタルデータが入力される第３の端子と、
前記第３の端子に接続され、前記第３のデジタルデータを可聴範囲よりも高いサンプリン
グ周波数に変換するデータ変換回路と、
前記第３のデジタルデータを前記データ変換回路によって変換されたデータをＰＷＭ信
号に変換して前記グランド端子に出力する第３のデジタル／アナログ変換器と、
グランド端子を接地するグランドと、
を具備したことを特徴とするオーディオミキシング装置。
各スピーカに２つの入力端子を有し、各スピーカのこれら入力端子を直列接続したｎ個
（ｎは正の整数）のスピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装置であって
、
前記（ｎ＋１）個のデータが入力され、ＰＷＭ信号に変換して前記ｎ個のスピーカの直列
接続点及び両端に出力する（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器と、
を具備し、
前記（ｎ＋１）個のデジタル／アナログ変換器は、それぞれ周波数変換器を有し、前記入
力データのサンプリング周波数が可聴範囲である場合、前記周波数変換回路をイネーブル
にし、入力データのサンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴範囲をよりも高いサン
プリング周波数となるように変換して、前記ＰＷＭ信号に変換する処理を行う
ことを特徴とするオーディオミキシング装置。
スピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシング装置であって、
第１のデジタルデータが入力される第１の端子と、
前記第１の端子に接続され、前記第１のデジタルデータを第１のＰＷＭ信号に変換して
前記スピーカの一方の入力端子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、
前記第１のデジタル／アナログ変換器は、第１の周波数変換器を有し、前記第１のデジ
タルデータのサンプリング周波数が可聴範囲である場合、前記第１の周波数変換器をイネ
ーブルにし、前記第１のデジタルデータのサンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴
範囲よりも高いサンプリング周波数となるように変換して、前記第１のＰＷＭ信号に変換
する処理を行い、
第２のデジタルデータが入力される第２の端子と、
前記第２の端子に接続され、前記第２のデジタルデータを第２のＰＷＭ信号に変換して
前記スピーカの一方の入力端子に出力する第２のデジタル／アナログ変換器と、
前記第２のデジタル／アナログ変換器は、第２の周波数変換器を有し、前記第２のデジ
タルデータのサンプリング周波数が可聴範囲である場合、前記第２の周波数変換器をイネ
ーブルにし、前記第２のデジタルデータのサンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴
範囲よりも高いサンプリング周波数となるように変換して、前記第２のＰＷＭ信号に変換
する処理を行う
ことを特徴とするオーディオミキシング装置。
各スピーカに第１および第２の入力端子を有し、各スピーカの各第２の入力端子が共通
接続点に接続した第１および第２のスピーカにＰＷＭ信号を出力するオーディオミキシン
グ装置であって、
ステレオ左チャンネルの第１のデジタルデータが入力される第１の端子と、
前記第１のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記第１のスピーカの第１の入力端
子に出力する第１のデジタル／アナログ変換器と、
ステレオ右チャンネルの第２のデジタルデータが入力される第２の端子と、
前記第２のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記第２のスピーカの第１の入力端
子に出力する第２のデジタル／アナログ変換器と、
第３のデジタルデータが入力される第３の端子と、
前記第３のデジタルデータをＰＷＭ信号に変換して前記共通接続点に出力する第３のデ
ジタル／アナログ変換器と、
前記第３のデジタルデータが入力されない場合、前記共通接続点が接続されるグランド
端子と、
前記第１乃至第３のデジタル／アナログ変換器は、それぞれ周波数変換器を有し、それ
ぞれに入力される前記第１乃至第３のデジタルデータのサンプリング周波数が可聴範囲で
ある場合、前記周波数変換器をイネーブルにし、前記サンプリング周波数が可聴範囲であ
るデジタルデータのサンプリング周波数が逓倍となり、かつ、可聴範囲よりも高いサンプ
リング周波数となるように変換して、前記ＰＷＭ信号に変換する処理を行う
を具備したことを特徴とするオーディオミキシング装置。