CN1498457A - 直接转换接收器和降低直流偏移的方法 - Google Patents

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Abstract

一确定部分(18)和增益变化量检测部分(9)，检测由于AGC操作造成的，直接转换接收器内置电路的DC部分偏移的增加有可能超过允许值的时间段，在该时间段内，将每个高通滤波器(12a到12d)的截止频率设置为比常规操作高的频率，从而快速收敛通过高通滤波器信号的瞬态响应，同时精确控制接收功率测量部分(16)，增益计算部分(22)，增益控制部分(23)和电路供电控制部分(24)等AGC回路构成部分的操作时间，从而防止DC偏移增加，确保稳定的电路操作。因此，有可能使用直接转换接收器使CDMA接收器的体积和功耗进一步减小。

Description

直接转换接收器和降低直流偏移的方法
技术领域
本发明涉及一种降低直流(DC)偏移的方法、一种直接转换接收器中的自动增益控制(AGC)电路、一种码分多址(CDMA)接收器以及一种基带可变增益放大电路。
背景技术
直接转换接收器是这样一种转换器，其将从天线接收的射频(RF)信号乘以一基本为相同频率的载波(本地信号)，从而直接将RF信号转换为基带信号，而不排除到中间频率信号的转换，使无线接收器小型化、减轻重量，以及低功耗。
直接转换接收器例如在日本早期公开专利权出版物No.H10-247953中有所描述。
但是，在直接转换接收器中，会发生特别对电路的直流偏移(在下文中称为“DC偏移”)问题。
有这样一种方法可以用于测量DC偏移：在信号通路中插入一个高通滤波器，使用一个电容器阻断DC分量，如图11所示的上述日本早期公开专利权出版物No.H10-247953所述。
本发明的发明人考虑在一个CDMA接收器如蜂窝电话中安装一个直接转换接收器。
结果，很显然，CDMA接收器中必不可少的AGC电路会产生一DC偏移，而上述在信号通路中插入高通滤波器的方法不能解决由AGC电路引起的DC偏移问题。
下面是对这个问题的解释。
对于一个CDMA接收器，不论是在弱电场还是在强电场中，接收器都需要在信道中从来自其他用户的数据中正确区分出该接收器提供的终端信息，因此，就需要一个AGC电路，在预定的范围内保持信号振幅以将其输入至一个A/D转换器。
AGC电路的基本操作是测量接收信号的功率，将该功率与一个目标值比较，生成一个控制信号，使用控制信号改变一个可变增益放大器的增益(负反馈控制操作)。
在CDMA接收器中，需要高速调整可变增益放大器的收敛系数，以适应电流的接收状态，特别是在刚供电后、在电路刚被激活处于间歇接收后(此时蜂窝电话处于待机状态，间歇地检查与基站的同步，而在其它状态下，电路的电源关闭、被置于低功耗模式)、在具有不同压缩模式频率的小区间进行切换时，以及在具有不同系统的基站间进行切换时，比如，在亚洲地区，就存在不同系统的基站，如W-CDMA系统和全球移动通信系统(GSM)，在这种情况下，就需要提高负反馈回路的增益。
换言之，就是需要减小可变增益放大器增益更新的时间间隔，同时增加每一次增益更新控制值的变化宽度。
当可变增益放大器的增益因此以一个较大的变化宽度被频繁更新时，由增益切换引起的电压波动被传送到上述存在于信号通路上的高通滤波器的一个电容器，结果，瞬时输出一个尖的差分波形。
差分波形随时间变化将收敛。但是，当另一个随后的差分波形在收敛前输出时，差分波形将彼此重叠，如图1所示，结果，电路中的DC电压偏离很大。换言之，会产生一个很大的DC偏移。
当产生如此大的DC偏移时，解调信号的精确性将恶化，精确的AGC变得困难。
如上所述，直接转换接收器需要一个高通滤波器阻断DC部分，而CDMA接收器需要一个AGC电路，高通滤波器是AGC回路的必备结构元件。
那么，比如，在AGC的初始阶段如刚供电时，同样需要提高AGC的收敛系数(增加增益变化量)，以便高速响应外部传播环境。因此，当提高AGC的响应能力以加速收敛时，如上所述，在切换可变增益放大器增益的同时，高通滤波器输出的差分波形重叠将产生DC偏移，结果导致相反的事实，即最终很难执行正确的AGC，以及可变增益放大器的增益进行收敛所需的时间增长。
因此，当应用一个直接转换接收器时，比如一个配备AGC电路的CDMA接收器，AGC的操作将发生自相矛盾，因此，很难实际使用直接转换接收器作为CDMA接收器。
发明内容
本发明要解决的是本发明发明人新近发现的问题，本发明的目的是提供一种直接转换接收器，能够降低由AGC引起的DC偏移，进一步保证正确、快速的AGC，同时消除发生DC偏移的问题。
在本发明中，将检测出DC偏移增加可能性较高的时间段，减小位于信号通路上用于阻断DC分量的高通滤波器的时间常数，在此时间段内，与在常规操作中不同，通过高通滤波器的信号的瞬态响应(差分波形)将快速收敛，因此在电路的实际操作中DC偏移被降低到可以忽略。
这样，就消除了差分波形的重叠，防止了DC变化的积聚。因此，不会生成大的DC偏移。
通过提高高通滤波器的截止频率，能够减小高通滤波器的时间常数。但是，当高通滤波器的截止频率高于预先设定的值时，即截止频率接近调制信号(接收信号)部分的频率时，调制信号(接收信号)部分的振幅和相位的变化加大，因而出现新的问题，包括矢量偏离增大，解调精确性降低。
解调精确性在这里是误差矢量值(E.V.M.)，是由一个实际收到的变形信号被解调的时间，和一个接收到的具有理想波形的信号被解调的时间(理想采样点)之间的差决定的。
换言之，改变高通滤波器的时间常数相当于提供一个与当前波形不同的变形的接收信号波形，导致解调精确性的恶化。
因此，在本发明中，只有当发生大的DC偏移时(发生的可能性较高)，才将高通滤波器的截止频率提高以快速收敛发生的DC偏移至与稳定状态相同的水平，除此时段，高通滤波器的截止频率均保持在一个较低的频率。
这样，对应接收状态(包括接收器的操作状态)，通过适当地控制高通滤波器的时间常数切换，有可能有效地抑制DC偏移，执行快速和正确的AGC，同时消除接收精确性的恶化。
换言之，本发明的AGC电路对于实质问题提供了的一种手段，即由于自身AGC电路操作造成的DC偏移增加的测量，并始终确保它的稳定操作。
附图说明
图1示出了说明当按常规固定高通滤波器的截止频率时，DC偏移主要由重叠的瞬态响应波形生成的图；
图2示出了控制值(模拟控制电压)和基带可变增益放大电路中可变增益放大器的固有增益(set gain)之间的关系；
图3示出了另一控制值(给定数据(set data))和基带可变增益放大电路中可变增益放大器的固有增益之间的关系；
图4示出了高通滤波器的截止频率和如图10所示的直接转换接收器的解调精确性(误差特性)之间的关系；
图5示出了当高通滤波器的截止频率在三种不同水平变化时，瞬态响应波形的收敛；
图6示出了当可变增益放大器设置的增益变化时，DC偏移随增益变化(电平变化)成比例的增长的情况，这是由图10中直接转换接收器的AGC造成的。
图7示出了DC偏移量和解调信号的比特误差率(BER)间的关系；
图8示出了DC偏移量和平均功率测量值间的关系；
图9示出了当截止频率被切换到比常规情况高的频率时，不会产生瞬态响应波形重叠的情况；
图10是说明根据本发明第一实施例的一种直接转换接收器(具有内置AGC电路的CDMA接收器)配置的方框图；
图11A示出了当如图10所示的直接转换接收器应用AGC模式1(高速响应模式：进行高通滤波器截止频率切换的模式)时，测量平均接收功率时间的时序图；
图11B示出了当如图10所示的直接转换接收器应用AGC模式2(低速响应模式：不进行高通滤波器截止频率切换的模式)时，测量平均接收功率时间的时序图；
图12A示出了当如图10所示的直接转换接收器应用AGC模式1(高速响应模式：进行高通滤波器截止频率切换的模式)时，每次更新的增益变化量和更新周期的例子；
图12B示出了当如图10所示的直接转换接收器应用AGC模式2(低速响应模式：不进行高通滤波器截止频率切换的模式)时，每次更新的增益变化量和更新周期的例子；
图13A示出了当如图10所示的直接转换接收器应用AGC模式1(高速响应模式：进行高通滤波器截止频率切换的模式)时，每个包含AGC回路部分操作时间的时序图；
图13B示出了当如图10所示的直接转换接收器应用AGC模式2(低速响应模式：不进行高通滤波器截止频率切换的模式)时，每个包含AGC回路部分操作时间的时序图；
图14示出了本发明AGC电路(如图10所示的直接转换接收器提供的AGC电路)的主要操作程序的流程图；
图15示出了在只改变如图10所示的直接转换接收器的基带可变增益放大电路的供电控制方案，而不改变其主要配置的情况下，一个修改的配置例子的方框图；
图16示出了根据本发明第二实施例的一种直接转换接收器(具备内置AGC电路的CDMA接收器)的配置；
图17示出了在只改变如图16所示的直接转换接收器的基带可变增益放大电路的供电控制方案，而不改变其主要配置的情况下，一个修改的配置的例子的方框图；
图18示出了根据本发明第三实施例的一种直接转换接收器中的一种电路(其中，使用串行数据对可变增益放大器进行增益控制)配置例子的方框图；
图19示出了根据本发明第三实施例的一种直接转换接收器中的一种电路(其中，使用供电开启(ON)作为触发器切换高通滤波器的时间常数)配置例子的方框图；
图20示出了根据本发明第三实施例的一种直接转换接收器中的一种电路(其中，使用PLL合成器指示高通滤波器时间常数的切换)配置例子的方框图。
具体实施方式
本发明的一个要点就是要减小高通滤波器的时间常数，以防止DC部分变化的积聚，从而当AGC造成的DC偏移增加时降低DC偏移。
检测DC偏移呈现增长状态的方法大致有如下三种。
第一种方法是检测增益控制的增益变化量，当该变化量超过一个预先设定的门限值时，就判断有DC偏移增加的风险。第二种方法是基于一个控制信号，检测用户供电或被激活间歇接收的时间，并说明DC变化趋于发生的时间。第三种方法是从包含在接收信号中的广播信息中获得诸如小区间移动的信息，使用该信息，说明DC变化发生的时间。
本发明揭示了对状态的检测，其中，预见AGC中可变增益放大器的增益切换造成的DC偏移增加，使用上述任何一种方法，只对短时间周期改变高通滤波器的时间常数，防止DC部分的误差积聚。
下面将借助附图对本发明的实施方式进行详细描述。
第一实施例
本发明的一个特征是检测可变增益放大器的增益变化量以及切换高通滤波器的时间常数。
在解释本发明的直接转换接收器的配置和操作前，参阅图1至图9，下面将描述切换高通滤波器的截止频率能够有效降低直接转换接收器的DC偏移的原因。
图2示出了使用模拟控制电压改变可变增益放大电路的增益时，可变增益放大器的增益特性，图3示出了使用数字控制信号(串行数据)进行控制时可变增益放大器的增益特性。
根据本实施例，本发明能够在具有线性增益变化特性的可变增益放大电路中实现，如图2或图3所示。
图4示出了高通滤波器的截止频率和接收信号解调精确性(误差特性)之间的关系，图5示出了高通滤波器截止频率差分波形的收敛特性。在图5中，截止频率依特性S1、S2和S3的顺序增长。
从图4可以看出，当截止频率变高时，调制信号部分的幅度和相位变化也将增长，从而导致解调精确性恶化。
此外，从图5可以看出，当高通滤波器的截止频率提高时，由于高通滤波器的瞬态特性将产生一个差分波形，差分波形电压幅度收敛所需时间将减少。
换言之，随着高通滤波器截止频率的提高，差分波形收敛更快，解调精确性更加恶化。因此，当接收特性被赋予高优先级时，高通滤波器的截止频率应该降低。反之，当DC变化的收敛被赋予高优先级时，高通滤波器的截止频率应该提高。
图6示出了可变增益放大器设置的增益变化量和产生的DC偏移量之间的对应关系。
从图6可以看出，在基带可变增益放大电路中，有这样一种趋势，即DC变化量的增加与增益变化量成比例。由这样一个趋势，可以推测对应具体情况的最佳控制可以如下所述实现，即通过：只有当可变增益放大电路设置的增益变化量大时(在AGC模式1下)，在预先设定的时间内，增加高通滤波器的截止频率直到DC变化稳定，而在其它情况下(在AGC模式2下)减小截止频率。
同时，图7示出了接近敏感水平的DC偏移值解调信号的比特误差率(BER)特性，图8示出了在接收电场为常数的状态下，对应DC偏移值的平均功率测量值的变化。
从图7可以理解，随着DC偏移值的增加，解调信号的BER特性将恶化，从图8可以理解，随着DC偏移值的增加，测量的功率水平将增加。
换言之，由于DC偏移值在一定的数值范围内的影响无关紧要，最好的方法就是，在此影响不大的范围内，确定一个最大偏移值作为允许值(门限值)，当DC偏移超过该门限值时，提高高通滤波器的截止频率，而在其它情况下，降低高通滤波器的截止频率。
图1示出了当如常规情况固定高通滤波器的截止频率，在较短的时间间隔内频繁进行可变增益放大器的增益切换时，DC偏移积聚的状态，图9示出了当使用本发明适当地切换高通滤波器的截止频率时，DC偏移的变化。
从图1可以看出，响应增益的一次切换生成一个差分波形，当下一个差分波形在其电压波动足够收敛前输出时，DC部分的偏移将积聚，结果，将生成非常大的DC偏移。
当大量高速改变可变增益放大器的增益，如在供电时，如此大的DC偏移的扩大的风险很高。
比如，假定可变增益放大器增益的变化为10个等级，改变当前等级为1的增益到等级10，由于不可能一下改变等级，就需要高速地逐步改变每个等级。
此时，只要增益被改变一次，高通滤波器就会成功地输出一个差分波形，如图1所示，DC部分偏移的积聚，导致总共生成较大的DC偏移。
反之，如图9所示，当高通滤波器的时间常数减小时，差分波形形成一个尖形波，电压电平快速收敛。换言之，差分波形的重叠被消除了，因此，这种情况确实可以防止DC部分偏移的积聚。
因此，在本发明中，当DC偏移的高风险增加时，通过即时地增加高通滤波器的截止频率可以减小时间常数，即使当出现由于瞬态响应造成的DC变化增加时，该变化也能够快速收敛，有可能防止DC变化的积聚，没有任何问题地将DC变化量限制在等级内。
基于上述考虑，在本实施例中，高通滤波器的截止频率被动态地改变，基于对截止频率这些变化的考虑，每个组成AGC回路的部分的操作时间被精确控制，从而有可能可靠地防止DC偏移增加，确保稳定的电路操作。
如图10所示，本实施例的直接转换接收器具有天线25，接收带通滤波器(RX-BPF)26，低噪声放大器(LNA)1，积分混频器(quadrature mixer)2a和2b，本地振荡器3，移相器4，基带可变增益放大电路6，DC阻断电容器C1和C2，A/D转换器13a和13b，解码器17，确定部分18，接收功率测量部分16，时序控制部分20，增益计算部分22和增益控制部分23。
基带可变增益放大电路6具有增益可变放大器7a，7b，7c，7d，7e，和7f，低通滤波器(LPF)8a和8b，截止频率切换高通滤波器(HPF)12a，12b，12c和12d，全通滤波器(APF)14a和14b，增益变化量检测部分9和滤波器控制部分11。
下面将描述直接转换接收器的操作。
RX-BPF 26去除从天线25接收到的信号的接收频带以外的多余信号成分(包括由于发射机造成的噪声)，将结果输入到LNA 1。LNA 1放大调制后的接收信号(f0±Δf)然后输出到积分混频器2a和2b。
本地振荡器3振荡产生一个与LNA 1的输出频率频率(f0)相同的信号，输出到移相器4。移相器4将从本地振荡器3输出的信号不进行任何相移地输出到积分混频器2a，同时将相位提前90度输出到积分混频器2b。每个积分混频器2a和2b将LNA 1的输出(f0±Δf)乘以移相器4输出的(f0)，并将生成的基带信号(Δf)输出到基带可变增益放大电路6。
关于输入到基带可变增益放大电路6的信号，LPFs 8a和8b，HPFs 12a，12b，12c和12d，以及APFs 14a和14b从这些信号中去除掉预先设定的多余的频率成分，可变增益放大器7a，7b，7c，7d，7e和7f根据预先设定的增益放大信号。
根据滤波器控制部分11事先设定的截止频率，HPFs 12a，12b，12c和12d去除低于基带信号各自的截止频率的频率部分。
增益控制部分23动态调节可变增益放大器7a，7b，7c和7d的增益。
关于基带可变增益放大电路6的输出信号，相位相差90度的I部分和Q部分分别通过DC阻断电容器C1和C2，经A/D转换器13a和13b进行A/D转换，由解码器17解码(包括解扩)。A/D转换器13a和13b的输出还被输出到接收功率测量部分16。
接收功率测量部分16将接收信号的I部分和Q部分各自振幅的平方相加，转换为一个功率电平。在一个接收具有不同峰值因数的接收信号的设备中，如在W-CDMA系统中，由于接收电平因接收时间(根据系统决定)不同而不同，就需要在一个预先设定的时间段内平均功率测量电平以将其转换为功率电平。使用确定部分18输出的接收模式信号确定测量周期。这一点将在后面进行描述。
接收信号包含的各种信息被提供给确定部分18，用于通知供电的信号VD以及间歇接收时间控制信号VX也被提供给确定部分18。
确定部分18从包含在接收信号中的各种信息确定当前接收状态，或者从供电通知信号VD和间歇接收时间控制信号VX中，确定直接转换接收器的当前操作状态，将确定结果通知时序控制部分20，同时将AGC模式信号19提供给接收功率测量部分16、增益计算部分22和增益控制部分23。
此外，时序控制部分20分别提供控制信号21a到21d给接收功率测量部分16、增益计算部分22、增益控制部分23和基带可变增益放大电路6中的电路供电控制部分24。电路供电控制部分24间歇地开启和关闭基带可变增益放大电路6的电源，从而实现所谓的间歇接收(待机接收模式)。
在此，本实施例中的AGC模式包括一个高速模式(模式1)和一个低速模式(模式2)。高速模式(模式1)用于使可变增益放大器7a，7b，7c，7d，7e和7f的增益快速适应接收环境，比如，在刚刚供电后，取得同步前，在激活间歇接收时，以及在激活对不同频率的测量时。
同时，低速模式(模式2)被用在当可变增益放大电路的增益调节收敛，进行稳定的数据接收时。在此模式下，为了不使DC偏移增加，减少了更新可变增益放大电路增益的次数和每次更新的量，从而，抑制了由于增益切换造成的高频部分的电平(level)。
接收功率测量部分16、增益计算部分22和增益控制部分23的操作时间的确定，是基于分别从确定部分18输出的AGC模式信号和从时序控制部分20输出的时间控制信号21a到21d的。
使用时序控制部分20输出的时间控制信号21d，控制电路供电控制部分24的操作时间。
增益控制部分23分别为可变增益放大器7a，7b，7c，7d，7e和7f设置在增益控制部分22计算的增益。
当一个增益变化量(上一个设置值和当前设置值间的差)超过一预先设定的门限值时，增益变化量检测部分将结果通知滤波器控制部分11。
当从增益变化量检测部分9接到通知时，滤波器控制部分11提高高通滤波器12a，12b，12c和12d的截止频率，从而减小时间常数以立即收敛DC变化，过了一段预先设定的时间后，降低截止频率。因此，高通滤波器截止频率的切换是在AGC模式1下进行的。换言之，AGC模式1是提供用于高通滤波器截止频率切换的模式。
同时，在上述AGC模式2中，滤波器控制部分11保持高通滤波器的截止频率在低值(常规截止频率)。
根据上述操作，在配备AGC电路的直接转换接收器中，有可能保证防止由AGC造成的大DC偏移的发生。
此外，在AGC电路中，要求每个作为负反馈控制回路结构元件的部分，根据AGC模式彼此协调操作。因此，在考虑高通滤波器时间常数的切换时，优化每个部分的操作时间至关重要。
考虑到上述内容，在本实施例中，接收功率测量部分16根据AGC模式，在测量功率时适当改变时序。
图11A示出了在AGC模式1(具备高通滤波器切换的模式)下，平均功率测量时序的一个例子，图11B示出了在AGC模式2下，平均功率测量时序的一个例子。
在图11A中，假定平均功率测量周期从t1到t3(比如，相当于1个时隙的持续时间)，在初始时间段(t1到t2)，由于高通滤波器瞬态响应造成DC偏移增加的风险很高(因此，在该时间段内切换高通滤波器的时间常数)，功率测量不能够被正确执行的可能性较高，所以在该时间段功率测量被清除，在该时间段之后进行功率测量。
同时，在AGC模式2(对应于AGC收敛和实施了稳定接收的状态)下，如图11B所示，为提高测量精确性，拓宽了测量周期(t1到t3时间段)。从而可能在不考虑高通滤波器操作的情况下，精确地测量功率。
此外，根据AGC模式适当地控制增益计算部分22的操作。换言之，以与在接收功率测量部分16中一样的方式，基于从确定部分18输出的AGC模式信号19和从时序控制部分20输出的控制信号21b，确定增益计算方法和将数据输出到增益控制部分23的时间。
图12A示出了在AGC模式1下，每次更新的增益变化量和更新周期的例子，图12B示出了在AGC模式2下，每次更新的增益变化量和更新周期的例子。
如图12A所示，在AGC模式1下，因为预见增益变化量(可变增益放大器设置的上一个增益值和当前增益值间的差)将增加，基于高通滤波器的截止频率将被切换的前提，每次更新的增益变化量变大，增益更新时间提前，从而立即收敛接收信号的振幅至最佳振幅。
在图12A中，f1到f3为增益计算部分22计算的增益值，每个增益值的等级是逐步变化的。每次更新的最大变化量为增益值f1，此处增益值从等级L0变为等级L1，成为一个允许的最大变化量LMS 1(增益最大变化宽度)。增益以短时间间隔周期性地更新(t1到t3)。
同时，如图12B所示，在AGC模式2下，因为预见增益变化量不会很大，每次更新的增益变化量变小，增益更新时间延迟，因此，执行适应高通滤波器特性的适当的控制。特别是，在AGC模式2下，因为数据接收的执行，增益变化到不会生成超过允许值范围的DC偏移，从而有可能执行稳定的接收。
换言之，在图12B中，每次更新增益变化量的允许最大宽度被限制为LMS 2。另外，增益更新间隔增加了(时间t4到t8)，从而在不产生大的DC偏移的情况下提供稳定的操作。
此外，最好适应性地相应于实际使用的衰落频率和调制信号封装(envelop)确定增益变化的更新时间。
增益计算部分22可以输出作为串行数据的增益计算值。在使用DC电压控制增益的可变增益放大器的情况下，增益计算部分22的计算数据值在D/A转换器中被转换为模拟电压，并提供给可变增益放大器。使用串行数据的控制将在下文中参考图18至20进行更具体地描述。
增益控制部分23操作时间的确定同样基于来自确定部分18的AGC模式信号和来自时序控制部分20的控制信号21c。
从增益计算部分22收到计算值后，增益控制部分23迅速输出增益控制信号S至基带可变增益放大器6，从而可与增益计算部分22的增益值计算周期(输出周期)同步实现增益更新。
图13A示出了在AGC模式1下每个构成AGC回路的部分的操作时间例子的时序图，图13B示出了在模式2下每个构成AGC回路的部分的操作时间的例子的时序图。
如图13A所示，在AGC模式1下，在时间t1到t2时，增益控制部分23控制可变增益放大器7a到7f的增益，在时间t2到t3时，增益变化量检测部分9测量增益变化(当前值和前一个值间的差)。
当检测到的增益变化量超过一个门限值时，在t3到t4的时间周期内，滤波器控制部分11将高通滤波器12a到12d的截止频率(fc)切换到更高的频率，在时间t4，发生较大DC偏移的可能性降低，高通滤波器的截止频率被切换回原来的低频。
接收功率测量部分16在t3到t4的时间段内中断接收功率的测量，从时间t4开始测量平均接收功率。接收功率的测量一直持续到时间t5，在时间t5到t6，基于测得的接收功率，增益计算部分22计算用于设置可变增益放大器的增益值。然后，在时间t6后执行相似的控制。
在AGC模式2下，如图1 3B所示，在时间t1到t2进行增益控制，在时间t2到t3检测增益变化，在时间t3到t6测量功率，在时间t8到t9计算增益值。此后，进行相似的控制。
图14示出了AGC操作的主要操作过程(包括AGC模式切换，高通滤波器截止频率切换)。在图14的流程中，假定直接转换接收器执行间歇接收(用于间歇地检查来自基站的呼叫，并在非检查周期关闭电路电源)以减小功耗。
在供电时或在间歇接收被激活时，接收部分被开启(步骤100)，确定部分18确定是否在间歇接收被激活前，或者在由于压缩模式造成的不同频率的测量被激活前供电(步骤101)。
在此，在间歇接收被激活前，或者在由于压缩模式而激活不同频率的测量之前供电的情况下，因为可变增益放大器的增益不会收敛，以及由于增益切换造成的DC偏移增加的可能性较大，模式转换为AGC模式1(步骤102)。在其它情况下，模式转换为AGC模式2(步骤109)。
在AGC模式1下，记录回路重复次数的参数N被清零(步骤103)，然后进行功率测量(当需要时，与测量同时，通过增益变化量检测部分9和滤波器控制部分11的控制切换高通滤波器的截止频率)(步骤104)。
然后，计算增益(步骤105)，控制增益(步骤106)，继续AGC直到回路重复10次(步骤107和108)，在接收部分处于非操作前立即重复相似的控制(步骤116)。
同时，在AGC模式2下，测量功率(步骤110)，计算增益(步骤111)，控制增益(步骤112)，作出数据决策(data decision)(步骤113)。
然后，当在步骤114中检测出M次不同步时，因为需要再从第一个设置开始设置可变增益放大器的增益，模式将回到AGC模式2。同时，当未检测出不同步时，在接收部分处于非操作前立即重复相似的控制(步骤115)。
这样，在本实施例的直接转换接收器(一种具有内置AGC电路的W-CDMA接收器)中，对由于AGC中可变增益放大器的增益切换造成的DC偏移增加的问题，将自动进行测量，缩短高通滤波器的时间常数以快速吸收瞬态响应，同时模式被分成一种具备高通滤波器截止频率切换的模式(AGC模式1)，和另一种用于稳定操作的模式(AGC模式2)，并且最优化地控制组成AGC回路的每个部分的操作，从而实现非常出色的负反馈控制，同时消除对AGC变得不稳定的担心。
图15举例示出了一个修改的配置。图15中的直接转换接收器的配置和图10中的配置基本相同，除了用于开启/关闭基带可变增益放大电路6电源的配置以外。
在图10中，基于来自时序控制部分20的时间控制信号21d，基带可变增益放大电路6内部的电路供电控制部分24开启/关闭电路供电。
相反，在图15中，可变放大器供电控制部分50是在外部提供的，用于控制供电电压。图15中的基带可变增益放大电路6具有电路51(功率输入部分)，通过它输入来自外界的供电电压。
第二实施例
根据本发明第二实施例，图16示出了一种直接转换接收器(具有一内置AGC电路的W-CDMA接收器)的配置。
根据本实施例的接收器的基本配置几乎与第一实施例中的一样(图10)。在本实施例中，其特征是：对高通滤波器时间常数切换的控制是基于确定部分18输出的AGC模式信号19和时序控制部分20输出的时间控制信号21e，并且去除了图10中的增益变化量检测部分9。
如上所述，当AGC根本不收敛时，需要切换高通滤波器的截止频率，比如，刚刚供电后，需要高速重复回路以使可变增益放大器的增益高速适应传播环境。
在此情况下，AGC回路每个部分的操作都服从确定部分18和时序控制部分20的集中控制。因此，有可能使用由确定部分18输出的AGC模式信号19，和时序控制部分20输出的控制信号21e，控制高通滤波器切换的时间。
考虑到上述内容，在图16中，确定部分18输出的AGC模式信号19和时序控制部分20输出的控制信号21e被提供给滤波器控制部分11。
这样，就消除了对如图10所示的增益变化量检测部分9的需要，简化了电路。
此外，当应用如图16所示的配置时，需要在信号线路上匹配一个延迟，通过该信号线路，确定部分18输出的AGC模式信号19被以信号线上的延迟输送到滤波器控制部分11，时序控制部分20输出的控制信号21e被精确地输送到滤波器控制部分11。
图17举例示出了一个修改的配置的方框图。
图17所示的直接转换接收器的配置和图16中的配置基本相同，除了用于开启/关闭基带可变增益放大电路6供电的配置以外。
在图16中，基于来自时序控制部分20的时间控制信号21d，基带可变增益放大电路6内部提供的电路供电控制部分24开启/关闭电路供电。
反之，在图17中，外部提供的可变放大器供电控制部分50控制供电电压。图17的基带可变增益放大电路6提供电路(功率输入部分)51，通过它，输入来自外界的供电电压。
第三实施例
本发明的特征是考虑了在实际电路中实现高通滤波器截止频率切换的多种方法。本实施例描述了上述实施例中未包括的多种切换截止频率的配置的修改。
图18示出了直接转换接收器利用数字数据(串行数据)，而不是使用模拟控制信号，控制可变增益放大器的增益的例子。
增益控制部分23输出一个增益控制信号(串行数据)。比如，串行数据的宽度为16位，其中，10位为增益数据，其余的6位可以用于多种控制。
那么，当切换高通滤波器的截止频率时，控制数据为“1”。反之，当控制数据为“0”时，不进行截止频率切换。
这样，当使用数字数据调节增益时，容易传输表示是否切换高通滤波器截止频率的数据。
此外，需要为基带可变增益放大电路6提供一个D/A转换器作为接口。当使用模拟控制信号调节增益时，操作可以自动进行，通过切换AGC模式2到AGC模式1，增加高通滤波器的截止频率，通过切换AGC模式1到AGC模式2，减小高通滤波器的截止频率到原来的值。当使用串行数据调节增益时，为了一旦增加了高通滤波器的截止频率就然后减小频率到原来的值，需要再次输入数字数据以使用定时器指示或执行时序控制。
在图18中，基带可变增益放大电路6中配备了D/A转换器501和定时器502，从而可以在高通滤波器的截止频率被切换后的一段预先设定的时间之后启动检测，当达到该预先设定的时间后，滤波器控制部分11将截止频率切换到原来的值。
在图19中，在使用模拟控制信号调节增益时，使用基带可变增益放大电路6的供电开启作为触发器，滤波器控制部分11将高通滤波器的截止频率切换到更高的值。
换言之，如上所述，具有DC偏移增加问题的状态有：刚刚供电后的状态，在间歇接收时电路供电刚刚被开启的状态。通过观察控制电路供电部分的操作，可以检测这样的状态。
因此，在图19中，在供电输入部分51提供供电电压时，滤波器控制部分11切换高通滤波器的截止频率到更高的值。然后，定时器502检查一段预先设定的时间，当该预先设定的时间过去后，将截止频率切换到原来的值。
在如图19配置的情况下，无需象在图10中那样观测增益变化量，可以只注意在供电开启的情况下，切换高通滤波器的时间常数，从而可以简化电路配置。
进一步，在图20中，基于基带可变增益放大电路6有一个内置PLL电路(使用PLL的频率合成器)的前提，通过从外部控制PLL电路输出信号的频率，指示高通滤波器截止频率的切换。
PLL频率合成器(PLL电路)是这样一种电路，其中，一个可变分频器被插入到PLL回路中，所设置的分频器分配比率是可变的，从而提取出期望的频率的振荡输出。
在图20中，在基带可变增益放大电路6中提供了这样一个PLL电路703。合成器控制部分701输出串行控制数据，串行接口702对这些串行控制数据进行解释，并提供给滤波器控制部分11作为切换PLL电路703振荡频率和切换截止频率的控制信号(由于振荡频率切换可能会造成电场电平的较大变化，即识别不同频率，同时切换截止频率)。
因此，通过使用基带可变增益放大电路中的现有电路，可以有效地切换高通滤波器的截止频率。此外，如在图18和19的情况下，使用定时器502控制将截止频率切换回原值。
如上所述，在直接转换接收器的AGC电路中，以及本发明的配备AGC电路的CDMA接收器中，可以确实防止由AGC操作造成的DC偏移问题的发生(由于高通滤波器瞬态响应波形积聚造成的DC偏移的增加)，同时确保适应环境，高速稳定地执行AGC操作，该操作对于稳定接收信号的放大很有必要，只在非常短的时间内使用降低高通滤波器时间常数的新方法，从而快速收敛瞬态振动波形。
换言之，通过切换高通滤波器的截止频率(fc)，能够始终实现最佳的接收条件。
那就是，在一般情况下，在高通滤波器的特性固定(高通滤波器的截止频率为低)的情况下，当可变增益放大器的增益变化较大时，由于DC偏移的发生，解调时间和理想时间(采样点)相差较大，解调精确性(比特误差)恶化，出现较大的功率测量误差，从而使接收基本无法进行。
同时，当增加高通滤波器的截止频率时，即使截止频率靠近调制信号(接收信号)部分的频率时，调制信号(接收信号)的振幅和相位变化极大，调制精确性恶化。为避免这些问题，最好将高通滤波器的截止频率设置为低频。如此设置，在没有发生DC偏移变化的情况下，有可能达到极好的接收条件。
因此，为了利用这两种情况，在本发明中，将在最佳时间动态切换高通滤波器的截止频率。
这样，可以利用高通滤波器优异的瞬态特性(截止频率为高)，和高通滤波器优异的静态特性(截止频率为低)，从而始终能够实现优异的接收条件。
进一步，关于CDMA接收器不可缺少的AGC，有可能执行优化控制(在高速模式和低速模式间切换，等等)，而不必关心接收精确性的降低。
因此有可能实际安装具有这种特性的直接转换接收器，使得CDMA(包括W-CDMA系统和遵循IS95的系统)接收器中的接收器紧凑并在降低功耗方面表现出色，从而实现接收器的小型化和低功耗。
如上所述，在本发明中，在由于AGC操作引起的、直接转换接收器内置电路的DC偏移增加可能超过允许值的一段时间内，将动态切换和控制高通滤波器的截止频率(时间常数)，防止DC部分偏移的积聚(相加)。以这种方式，可以在具备可靠的内置AGC电路的通信设备(如W-CDMA接收器)中安装直接转换接收器。
进一步，由于本发明的直接转换接收器中的AGC电路有一个用以解决由于AGC操作造成的DC偏移增加问题的电路(即用于检测危险时间段以及切换高通滤波器时间常数的电路)，不会发生下面自相矛盾的情况：提高AGC回路的增益以快速适应接收状态，却产生AGC收敛延迟的情形。因此，可以应环境不同而自由执行AGC。
此外，在AGC电路中，需要包含负反馈控制回路的各部分稳定协作，彼此保持同步。在本发明的AGC电路中，考虑到高通滤波器截止频率切换的存在与否，提供了多个AGC模式，各部分针对每个模式分别执行优化操作。换言之，所有部分中的每个部分，如测量部分，计算部分，增益控制部分和可变放大器的供电控制部分均被适当控制，而不是只控制可变增益放大器中的高通滤波器，从而确保AGC电路在任何情况下都能够稳定操作。
通过应用本发明，可以将具有优异特性而由于DC偏移问题很难投入实际使用的直接转换接收器用作CDMA接收器。因此，就有可能进一步降低CDMA接收器的体积和功耗(电池寿命长)。
根据本发明的一个方面，在DC偏移增加可能性高的时间段内，将高通滤波器的用于阻断存在于信号通路上的DC部分的时间常数减小到比常规操作时小。以这种方式，通过高通滤波器的信号的瞬态响应快速收敛，消除了差分波形的重叠，从而可以防止DC部分偏移的积聚。
根据本发明的另一个方面，在上述配置中，可以确定DC偏移增加可能性高的时间段，通过：检测作为AGC回路结构元件的可变增益放大器设定的增益值的增益变化量超过一预先设定的量，或检测直接转换接收器当前正处于刚刚供电后的时间段，接收器刚刚被激活，正处于间歇接收状态的时间段，以及在W-CDMA系统中不同频率的测量刚刚被激活的时间段。
根据本发明的另一个方面，AGC电路具有一个滤波器控制部分，该部分将高通滤波器的截止频率切换到高于常规操作的频率，从而降低高通滤波器的时间常数，以高速收敛DC变化，这种情况发生在：当作为AGC回路结构元件的可变增益放大器设定的增益值的增益变化量超过一预先设定的量时，或直接转换接收器当前正处于刚刚供电后的时间段，接收器刚刚被激活，正处于间歇接收状态的时间段，以及在W-CDMA系统中不同频率的测量刚刚被激活的时间段。
根据本发明另一方面，AGC电路中的增益变化量检测部分检测可变增益放大器增益变化量是否高于或等于一个预先设定的量，当接到检测结果通知时，滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频。
根据本发明的另一个方面，在如上所述配置的AGC电路中，在高通滤波器截止频率被切换到高频的时间段内，增益计算部分和增益控制部分执行至少一种处理，以增加每次更新的变化宽度和减小更新周期，并比常规操作更快速地执行AGC。由于DC偏移的风险被降低，负反馈回路的增益增加以对接收环境更快地响应。
根据本发明的另一个方面，在如上所述配置的AGC电路中，滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频，然后再将截止频率切换至低频。在测量预先设定时间段的平均接收功率时，高通滤波器截止频率被切换至高频，此时功率测量部分不对接收功率进行测量。由于在DC偏移增加的时间段内实际功率测量值可靠性很低，使用该值作为AGC防止控制可靠性的恶化的基础没有意义。
根据本发明的另一个方面，AGC电路有一个确定部分，其基于解调信号中包含的信息，或基于直接转换接收器的操作状态，确定某一状态是否极可能增加通过高通滤波器的信号的DC偏移，并将确定结果通知滤波器控制部分。当接收到来自确定部分的通知时，滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频。根据此配置，消除了对上述增益变化量检测部分的需要。
根据本发明的另一个方面，CDMA接收器配备了上述AGC电路中的任意一种。CDMA接收器具有很多出色的优势，如体积小，重量轻和直接转换接收器的低功耗，确保稳定操作，而不会产生由DC偏移和AGC不稳定造成的解调精确性恶化的情况。
根据本发明的另一个方面，一个基带可变增益放大电路通过检测增益变化量切换高通滤波器的截止频率。
根据本发明的另一个方面，一个基带可变增益放大电路基于AGC模式信号和时间控制信号切换高通滤波器的截止频率。
根据本发明的另一个方面，一个基带可变增益放大电路接收数字控制数据并切换高通滤波器的截止频率。
根据本发明的另一个方面，一个基带可变增益放大电路使用PLL合成器切换高通滤波器的截止频率。
根据本发明的另一个方面，一个基带可变增益放大电路使用供电开启的时间作为参考切换高通滤波器的截止频率。
本发明基于2002年1月29日提交的日本专利权申请No.2002-020251，在此将其全部内容引入作为参考。
工业可应用性
本发明可被用于直接转换接收器中的自动增益控制电路(AGC)、码分多址(CDMA)接收器和基带可变增益放大电路。

Claims (17)

1.一种降低直流偏移的方法，用于降低发生在直接转换接收器中的DC偏移，其包括：
检测DC偏移增加可能性大的时间段；
在该时间段内，将用以阻断信号通路上DC部分的滤波器的时间常数设置为比常规操作小的值，从而快速收敛通过该滤波器的信号的瞬态响应。
2.根据权利要求1所述的降低直流偏移的方法，其中，所述DC偏移增加可能性大的时间段是基于下述检测出的，即：增益的变化量超过预先设定的值，即作为AGC回路结构元件的可变增益放大器设定的增益值，或直接转换接收器当前正处于刚刚供电后的时间段、接收器刚刚被激活，正处于间歇接收时间段，以及刚刚激活不同频率的测量的时间段。
3.一种直接转换接收器中的自动增益控制电路，其将接收的高频信号乘以一频率基本与高频信号频率相同的本地信号；将其直接转换为基带信号；使用基带可变增益放大电路放大该基带信号，该基带可变增益放大电路具有作为结构元件的可变增益放大器，具有可变截止频率、用于阻断DC部分的低通滤波器和高通滤波器；以及对结果进行A/D转换和解调，其包括：
滤波器控制部分，当增益变化量超过一预先设定的量时，即作为AGC回路结构元件的可变增益放大器的设定增益值时，或直接转换接收器当前正处于刚刚供电后的时间段，接收器刚刚被激活，正处于间歇接收状态的时间段，以及刚刚激活不同频率的测量的时间段，该滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率转换为比常规操作高的频率，从而降低高通滤波器的时间常数，以高速收敛DC的变化。
4.一种直接转换接收器中的自动增益控制电路，其将接收的高频信号乘以一频率基本与高频信号频率相同的本地信号；将其直接转换为基带信号；使用基带可变增益放大电路放大该基带信号，该基带可变增益放大电路具有作为结构元件的可变增益放大器，具有可变截止频率、用于阻断DC部分的低通滤波器和高通滤波器；以及对结果进行A/D转换和解调，其包括：
功率测量部分，其基于A/D转换的信号测量接收功率；
增益计算部分，其使用测得的接收功率和目标收敛值之间的差的信息，计算可变增益放大器的增益；
增益控制部分，其基于计算出的增益，控制可变增益放大器的增益；
滤波器控制部分，其具有在至少高和低两种频率间切换高通滤波器的截止频率的功能；
增益变化量检测部分，当作为增益控制部分控制的结果，检测出可变增益放大器的增益变化量超过一预先设定的值时，将该检测通知滤波器控制部分，
其中，当接收到来该自增益变化量检测部分的检测通知时，所述滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频。
5.根据权利要求4所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路，其中，在高通滤波器的截止频率被切换至高频的时间段内，所述增益计算部分和所述增益控制部分执行至少一种处理，以增加每次更新的增益变化宽度和减小更新周期。
6.根据权利要求4所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路，其中，所述滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频，然后再将该截止频率切换至低频，在为预定周期测量平均接收功率的预定周期内，高通滤波器截止频率被切换至高频，此时所述功率测量部分不对接收功率进行测量。
7.一种直接转换接收器中的自动增益控制电路，其将接收的高频信号乘以一频率基本与高频信号频率相同的本地信号；将其直接转换为基带信号；使用基带可变增益放大电路放大该基带信号，该基带可变增益放大电路具有作为结构元件的可变增益放大器，具有可变截止频率、用于阻断DC部分的低通滤波器和高通滤波器；以及对结果进行A/D转换和解调，其包括：
功率测量部分，其基于A/D转换的信号测量接收功率；
增益计算部分，其使用测得的接收功率和目标收敛值之间的差的信息，计算可变增益放大器的增益；
增益控制部分，其基于所计算出的增益控制可变增益放大器的增益；
滤波器控制部分，其具有在至少高和低两种频率间切换高通滤波器的截止频率的功能；以及
确定部分，其基于解调信号中包含的信息，或基于直接转换接收器的操作状态，确定某一状态是否具有增加通过高通滤波器的信号的DC偏移的高可能性，该确定部分还将确定结果通知所述滤波器控制部分，
其中，当接收到来自该确定部分的通知，所述滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频。
8.根据权利要求7所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路，其中，在所述高通滤波器的截止频率被切换至高频的时间段内，所述增益计算部分和增益控制部分执行至少一种处理，以增加每次更新的增益变化宽度和减小更新周期，并比常规操作更快速地实现自动增益控制。
9.根据权利要求7所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路，其中，所述滤波器控制部分将高通滤波器的截止频率切换至高频，然后再将该截止频率切换至低频，在为预定周期测量平均接收功率的预定周期内，高通滤波器截止频率被切换至高频，此时所述功率测量部分不对接收功率进行测量。
10.一种CDMA接收器，其具有根据权利要求3所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路。
11.一种CDMA接收器，其具有根据权利要求4所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路。
12.一种CDMA接收器，其具有根据权利要求7所述的直接转换接收器中的自动增益控制电路。
13.一种基带可变增益放大电路，其被配备在直接转换接收器中，用于放大基带信号，其包括：
可变增益放大器，用于放大基带信号；
高通滤波器，用于阻断基带信号的信号通路上的DC部分，能够使截止频率在至少高和低两种频率间变化；
增益变化量检测部分，用于检测可变增益放大器设置的增益变化量是否超过一预先设定的门限值；
滤波器控制部分，用于当检测部分检测出增益变化量超过预先设定的门限值时，将高通滤波器的截止频率切换至高频。
14.一种基带可变增益放大电路，其被配备在直接转换接收器中，用于放大基带信号，其包括：
可变增益放大器，用于放大基带信号；
高通滤波器，用于阻断基带信号的信号通路上的DC部分，能够使截止频率在至少高和低两种频率间变化；
滤波器控制部分，用于基于AGC模式信号和直接转换接收器的时间控制信号，切换该高通滤波器的截止频率。
15.一种基带可变增益放大电路，其被配备在直接转换接收器中，用于放大基带信号，其包括：
可变增益放大器，用于放大基带信号；
高通滤波器，用于阻断基带信号的信号通路上的DC部分，能够使截止频率在至少高和低两种频率间变化；
D/A转换器，用于将可变增益放大器设置的增益数据，以及包含用于指示切换高通滤波器截止频率的数据的数字数据转换为模拟信号；
滤波器控制部分，用于基于一对应于指示截止频率切换的数据的信号，切换截止频率。
16.一种基带可变增益放大电路，其被配备在直接转换接收器中，用于放大基带信号，其包括：
可变增益放大器，用于放大基带信号；
高通滤波器，用于阻断基带信号的信号通路上的DC部分，能够使截止频率在至少高和低两种频率间变化；
PLL合成器电路；
接口电路，用于接收数字控制信号，所述数字控制信号包括用于指定PLL合成器电路振动频率的指定数据，当输出一个振动输出时，由该指定数据指定的所述PLL合成器电路的输出被作为切换高通滤波器截止频率的控制信号；
滤波器控制部分，用于基于该接口电路输出的控制信号，切换高通滤波器的截止频率。
17.一种基带可变增益放大电路，其被配备在直接转换接收器中，用于放大基带信号，其包括：
可变增益放大器，用于放大基带信号；
高通滤波器，用于阻断基带信号的信号通路上的DC部分，能够使截止频率在至少高和低两种频率间变化；
一用于开启/关闭该基带可变增益放大电路电源的电路；
滤波器控制部分，用于利用该用于开启/关闭该基带可变增益放大电路电源的电路实施的、使电源从关闭到开启的改变作为触发器，切换高通滤波器的截止频率。
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