WO2003065600A1

WO2003065600A1 - Recepteur a conversion directe et procede de reduction de decalage en continu

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Publication number: WO2003065600A1
Application number: PCT/JP2003/000783
Authority: WO
Inventors: Hidenori Matsumoto; Toshio Obara
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2002-01-29
Filing date: 2003-01-28
Publication date: 2003-08-07
Also published as: CN1302625C; JP2003224488A; KR20040002882A; CN1498457A; KR100532266B1; JP3805258B2; EP1471653A1; EP1471653A4; US20040097212A1; US7171185B2

Description

明細書ダイレクトコンバージョン受信機おょぴ D Cオフセット低減方法

技術分野，

本発明は、 D C (Direct Current) オフセット低減方法、ダイレクトコンバージョン受信機における A G C (Auto Gain Control)回路、 C D MA (Code Division Multiple Access)受信機およびベースバンド可変利得増幅回路に関する。背景技術

ダイレクトコンバージョン受信機は、アンテナで受信された R F信号に、実質的に同一周波数のキャリア（ローカル信号）を乗算し、中間周波数への変換を省いてダイレクトにベースパンド信号に変換する受信機であり、無線受信機の小型化、軽量化および低消費電力化に貢献する。

ダイレクトコンバージョン受信機については、例えば、特開平 1 0— 2 4

7 9 5 3号公報に記載されている。

伹し、ダイレクトコンパージョン受信機は、回路固有の直流オフセット（以下、 D Cオフセット）が発生するという問題がある。

この D Cオフセットに対する対策としては、上述の特開平 1 0— 2 4 7 9 5 3号の図 1 1に記載されるように、信号経路にハイパスフィルタを揷入し、コンデンサにより直流成分を阻止するという方法がある。

本願発明の発明者は、ダイレクトコンバージョン受信機を携帯電話のような C D M A受信機に搭載することを検討した。

その結果、 C D MA受信機に必須の A G C回路が D Cオフセットを発生させる原因となり、かつ、上述のハイパスフィルタを信号経路に揷入する方法では、この A G C回路に起因する D Cオフセットの問題を解決できないことが明らかとなった。

以下、この問題点について説明する。

C D MA受信機の場合、弱電界、強電界のいずれのエリアにおいても、同一チャネル内の自己の端末の情報と他のユーザとのデータ識別を常に正しく行うため、 A/Dコンバータ入力への信号振幅をある範囲内に保つ A G C回路を設けることが必須である。

A G C回路の基本的動作は、受信信号電力を実測し、目標値との比較により制御信号を発生させ、その制御信号により可変利得アンプのゲインを変化させるというもの（負帰還制御動作）である。

C D MA受信機では、特に、電源投入時、間欠受信（携帯電話が待ち受け状態となっていて、基地局との同期を間欠的にチェックし、その他の状態では回路電源をオフして低消費電力モードとする受信）時における回路の立ち上げ直後、あるいは、コンプレストモードによる異周波数セル間のハンドォーバを行う場合、 W— C D MA方式と G S M (Global System for Mobile communications) 方式のように異なる方式の基地局が混在しているアジア地域などで、方式の異なる基地局間でハンドオーバを行う場合、等において、可変利得アンプの収束係数を、現在の受信状態に適合するように高速に調整する必要があり、この場合には、負帰還ループのゲインを増大させる必要がある。

すなわち、可変利得アンプのゲインを更新するインターバルを短くすると共に、 1回のゲイン更新当たりの制御値の変化幅を大きくすることが必要である。

このように、頻繁に、かつ大きな変化幅で可変利得アンプのゲインを更新すると、そのゲイン切り換えに伴う電圧変動が、信号経路に介在する上述のハイパスフィルタのコンデンサに伝達され、その結果として、鋭い微分波形が瞬時的に出力される。

この微分波形は、時間経過と共に収束するが、その収束の前に、次の微分波形が出力されると、図 1に示すように、微分波形が次々と重なり合って、その結果として、回路の直流電圧が大きくずれてしまう。すなわち、大きな D Cオフセットが発生する。

このような大きな DCオフセットが発生すると、復調信号の精度が低下し、また、正確な AG C制御が困難となる。

上述したように、ダイレクトコンバージョン受信機においては、直流成分を阻止するためのハイパスフィルタは必要であり、一方、 CDMA受信機では AG C回路は必須であり、そして、ハイパスフィルタは、必然的に AG C ループの構成要素でもある。 '

そして、例えば、電源投入時等の AG C制御の初期において、 AGCの収束係数を大きく（ゲイン変化量を大きく）、高速に外界の伝搬環境に追従させることも必須のことである。このように、収束を早めるために AGCの追従能力を増大させると、上述のように、可変利得アンプのゲイン切り換えに同期してハイパスフィルタから出力される微分波形の重なりによって DCオフセットが発生し、結局、正確な AGC制御が困難となって、可変利得アンプのゲインを収束させるまでの時間が長くなる、という矛盾した結果となる。このように、ダイレクトコンバージョン受信機を、 AG C回路を搭載した CDMA方式などの受信機に適用しようとすると、 AG C動作に自己矛盾が生じ、したがって、ダイレクトコンバージョン受信機を、 CDMA受信機として現実に使用することは困難である。発明の開示

本発明は、本願発明者によって見い出された、このような新規な問題点を克服するためになされたものであり、その目的は、ダイレクトコンパージョン受信機において、 AGC制御に起因して発生する DCオフセットを低減すること、ならびに、 DCオフセットの発生を問題とすることなく、正確かつ高速な AG C制御を可能とすることにある。本発明では、 D Cオフセットが増大する可能性の高い期間を検出し、その期間において、信号経路に介在する D C成分阻止用のハイパスフィルタの時定数を通常動作時よりも小さくして、ハイパスフィルタを通過した信号の過渡応答（微分波形）を急速に収束させ、これにより、 D Cオフセットを、回路の実際の動作において無視できる程度に低減する。

これにより、微分波形の重なりがなくなり、直流分の変動の累積が防止される。よって、大きな D Cオフセットが発生しない。

ハイパスフィルタの時定数を小さくすることは、ハイノスフイノレタの力ットオフ周波数（遮断周波数）を高めることにより実現される。ただし、ハイパスフィルタのカットオフ周波数をある値より高くすると、つまり変調信号

(受信信号）成分の周波数に近づけると、変調信号（受信信号）成分の振幅 - 位相変化が大きくなり、ベタトルのずれが大きくなつて復調精度が低下するという新たな問題が生じる。

ここでいう、復調精度とは、 E . V .M. (エラー 'ベクトル ' マグニュチュード）のことであり、この復調精度は、歪みをもつ実際の受信信号を復調するタイミングが、理想的な波形の受信信号を復調するタイミング（理想のサンプリング点）から、どれだけずれているかにより決定される。

つまり、ハイパスフィルタの時定数を変化させることは、受信信号の波形に今までとは異なる変形を与えることにもなり、このことが、復調精度を低下させる原因となる。

そこで、本発明では、大きな D Cオフセットが大幅に発生するとき（発生する危険性が高いとき）のみ、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を高くし、発生した D Cオフセットを速やかに定常状態と同様のレベルに収束させ、これ以外の期間では、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数を通常通り低くする。

このように、ハイパスフィルタの時定数の切り換えを、受信状態（受信機の動作状態を含む）に応じて適切に制御することで、受信精度の低下を問題とすることなく、 D Cオフセットを効果的に抑制し、かつ、高速かつ正確な A G C制御を行うことができる。

すなわち、本発明の A G C回路では、自己の A G C制御動作に起因して D Cオフセットが増大するという本質的な問題に対する対策がなされており、安定した動作が常に保障される。図面の簡単な説明

図 1は、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数を従来どおり固定した場合に、過渡応答波形同士の重なりが生じて大きな D Cオフセットが発生する様子を示した図、

図 2は、ベースバンド可変利得増幅回路内の可変利得増幅器における、制御値（アナログ制御電圧）と設定されるゲインとの関係を示す図、

図 3は、ベースバンド可変利得増幅回路内の可変利得増幅器における、制御値（設定データ）と設定されるゲインとの関係を示す図、

図 4は、図 1 0のダイレクトコンバージョン受信機における、ハイパスフィルタのカットオフ周波数と復調精度（誤り特性）との関係を示す図、図 5は、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数を 3段階に変化させた場合の、過渡応答波形が収束する様子を示す波形図、

図 6は、図 1 0のダイレクトコンバージョン受信機における A G C制御により、可変利得増幅器に設定するゲインが変化した場合に、そのゲインの変動（レベル変動）に比例して D Cオフセットが増大する様子を示した図、図 7は、 D Cオフセット量と復調信号のビット誤り率（B E R ) との関係を示す図、

図 8は、 D Cオフセット量と平均電力測定値との関係を示す図、図 9は、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を、通常よりも高側に切り換えた場合に、過渡応答波形同士の重なりが生じない様子を示した図、図 1 0は、本発明の実施の形態 1にかかる、ダイレクトコンバージョン受信機（AGC回路を内蔵した CDMA受信機）の構成を示すブロック図、図 1 1 Aは、図 10のダイレクトコンバージョン受信機において、 AGC モード 1 (高速追従モード：ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換えを伴うモード）が採用されている場合に、受信平均電力を測定するタイミングを示すタイミング図、

図 1 1 Bは、図 10のダイレクトコンバージョン受信機において、 AGC モード 2 (低速追従モード：ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換え無しのモード）が採用されている場合に、受信平均電力を測定するタイミングを示すタイミング図、

図 1 2Aは、図 1 0のダイレクトコンバージョン受信機において、 AGC モード 1 (高速追従モード：ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換えを伴うモード）が採用されている場合における、 1回の更新当たりのゲイン変化量と更新周期の例を示す図、

図 1 2 Bは、図 10のダイレクトコンバージョン受信機において、 AGC モード 2 (低速速追従モード：ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換え無しのモード）が採用されている場合における、 1回の更新当たりのゲイン変化量と更新周期の例を示す図、

図 1 3 Aは、図 10のダイレクトコンバージョン受信機において、 AGC モード 1 (高速追従モード：ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換えを伴うモード）が採用されている場合における、 AGCループを構成する各部の動作タイミングを示すタイミング図、

図 1 3 Bは、図 10のダイレクトコンバージョン受信機において、 AGC モード 2 (低速追従モード：ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換え無しのモード）が採用されている場合における、 AG Cループを構成する各部の動作タイミングを示すタイミング図、

図 14は、本発明の AG C回路（図 1 0のダイレクトコンバージョン受信機に搭載されている AG C回路）の主要な動作手順を示すフロー図、図 1 5は、図 1 0のダイレクトコンバージョン受信機の主要な構成はそのままにして、ベースバンド可変利得増幅回路の電源制御方式のみを変更した変形例の構成を示すプロック図、

図 1 6は、本発明の実施の形態 2にかかる、ダイレクトコンバージョン受信機（A G C回路を内蔵した C D MA受信機）の構成を示すブロック図、図 1 7は、図 1 6のダイレクトコンバージョン受信機の主要な構成はそのままにして、ベースバンド可変利得増幅回路の電源制御方式のみを変更した変形例の構成を示すプロック図、

図 1 8は、本発明の実施の形態 3にかかる、ダイレクトコンバージョン受信機の回路構成の一例（可変利得増幅器のゲイン制御をシリアルデータにて行う回路）を示すブロック図、

図 1 9は、本発明の実施の形態 3にかかる、ダイレクトコンバージョン受信機の回路構成の一例（電源オンをトリガーとしてハイパスフィルタの時定数を切り換える回路）を示すブロック図、

図 2 0は、本発明の実施の形態 3にかかる、ダイレクトコンバージョン受信機の回路構成の一例（P L Lシンセサイザを利用して、ハイパスフィルタの時定数の切り換えを指示する回路）を示すプロック図である。発明を実施するための最良の形態

本発明の骨子は、 A G C制御に起因して D Cオフセットが増大する状況となったときに、ハイパスフィルタの時定数を小さくして、直流分の変動の累積を防止して D Cオフセットを低減することである。

ここで D Cオフセットが増大する状況であることを検出する方法としては、大別して、次の 3つの方法が考えられる。

第 1の方法は、ゲイン制御のゲイン変化量を検出し、予め設定した閾値を越えた場合に D Cオフセットが増大する危険性あり、と判断する方法であり、第 2の方法は、ユーザにより電源投入時、間欠受信の立ち上げ時などを内部の制御信号に基づいて検知し、 D C変動が生じやすいタイミングを特定する方法であり、第 3の方法は、コンプレストモード時などにおいて、受信信号に含まれる報知情報よりセル間を移動する等の情報を入手し、これにより D C変動が生じるタイミングを特定する方法である。

本発明では、 A G C制御による可変利得増幅器のゲイン切り換えに起因する D Cオフセットの増大が懸念される状況を、上述のいずれかの方法で検出し、ハイパスフィルタの時定数をほんのわずかの期間だけ変化させて、直流分の誤差の累積を未然に防止する。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

(実施の形態 1 )

本実施の形態の特徴は、可変利得増幅器のゲイン変化量を検出して、ハイパスフィルタの時定数を切り換えることである。

本発明のダイレクトコンバージョン受信機の構成や動作を説明する前に、まず、ハイパスフィルタのカットオフ周波数の切り換えが、ダイレクトコンバージョン受信機における D Cオフセットの低減に有効な理由について、図 1〜図 9を用いて、説明する。

図 2は、アナログ制御電圧を用いて可変利得増幅回路の利得を変化させた場合の可変利得増幅器のゲイン特性を示し、図 3は、ディジタル制御信号（シリアルデータ）による制御をした場合の可変利得増幅器のゲイン特性を示している。

本実施の形態に係る発明は、図 2あるいは図 3に示すように、ゲインがリユアに変化する特性を持つ可変利得増幅回路において実現可能である。図 4は、ハイパスフィルタのカットオフ周波数と受信信号の復調精度（誤差特性）の関係を示し、図 5は、ハイパスフィルタのカットオフ周波数に対する微分波形の収束特性を示す。図 5において、特性 S 1 , S 2 , S 3の順に、カットオフ周波数が高くなつている。

図 4からわかるように、カットオフ周波数が高くなると変調信号成分の振幅 -位相変化が大きくなることで復調精度が低下する。

また、図 5からわかるように、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を高くすると、ハイパスフィルタの過渡特性により微分波形が発生した場合に、その微分波形の電圧レベルの収束に要する時間が短くなる。

つまり、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を増大させると、微分波形の収束が早まるが、一方で、復調精度が劣化していく。よって、受信特性を優先する際にはハイパスフィルタの力ットオフ周波数を下げなければならず、また、これに対して D C変動の収束を優先する際にはハイパスフィルタの力ットオフ周波数を高くしなければならない。

図 6は、可変利得増幅器に設定するゲインの変動量と、発生する D Cオフセット量の対応関係を示す図である。

図 6からわかるように、ベースバンド可変利得増幅回路においては、ゲイン変化量に比例して D C変動量が増加していく傾向がある。このことから、可変利得増幅回路に設定するゲインの変化が大きい時 (A G Cモード 1のとき）のみ、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数を D C変動が安定するまでの一定期間だけ高くし、それ以外のとき（A G Cモード 2のとき）は、カットォフ周波数を低くすることで、状況に合わせた最適な制御が可能になることが推測される。

一方、図 7に感度点付近の D Cオフセット値による復調信号の B E R (Bit Error Kate) 特性を示し、図 8に受信電界が一定状態における、 D Cオフセット値に対応した平均電力測定値の変化を示す。

図 7から、 D Cオフセット値が増えるに従って復調信号の B E R特性が劣化していくことがわかり、図 8から D Cオフセット値が增えるに従って測定電力値が高い値を示すようになることがわかる。

つまり、 D Cオフセットは、ある値までは影響が少ないのであり、この影響が少ない範囲の最大のオフセット値を許容値（しきい値）として定め、 D Cオフセットがこれを越えたときは、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数を高くし、それ以下では、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を低くすることが最良であるといえる。

図 1は、従来のように、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を固定したままで、可変利得増幅器のゲイン切り換えを短いィンターパルで頻繁に行つた場合において、 D Cオフセットが累積していく様子を示しており、図 9は、本発明を用いて、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を適宜、切り換えた場合の、 D Cオフセットの変動の様子を示している。

図 1からわかるように、 1回のゲイン切り換えに対応して発生した微分波形の電圧変動が十分に収束する前に、次の微分波形が出力されると、直流分のシフトが次々と累積していき、結果的に、極めて大きな D Cオフセットが発生することになる。

このような、大きな D Cオフセットが発生する危険性が高いのは、例えば、電源投入時等に、可変利得増幅器のゲインを、大幅に、しかも高速に変化させるときである。

例えば、仮に、可変利得増幅器のゲインを 1 0段階に変化させることができるとし、現在のゲインがレベル 1であったものを、レベル 1 0まで変化させる場合に、一挙に 1 0段階のレベルを変化させることはできないから、各レベル毎に段階的に、高速にレベルを変化させる必要がある。

このとき、 1回のゲインの切り換えに伴って、ハイパスフィノレタからは、次々と微分波形が出力され、図 1に示すように、直流分のシフトが累積して、トータノレとして大きな D Cオフセットとなる。

これに対し、図 9に示すように、ハイパスフィルタの時定数を小さくすると、微分波形は先鋭化し、電圧レベルは急速に収束する。つまり、各微分波形の重なりがなくなり、これにより、直流分のシフトが累積するという事態が確実に防止されることになる。

したがって、本発明のように、 D Cオフセットが增大する危険性の高いタイミングで、ハイパスフィルタのカツトオフ周波数を瞬間的に高くして時定数を小さくすることで、過渡応答による DC変動が発生しても速やかに収束させることで DC変動の累積を防止し、常に、 DC変動量を問題のないレべルに抑えることが可能となる。

以上の考察に基づいて、本実施の形態では、ハイパスフィルタのカットォフ周波数をダイナミックに変化させると共に、そのようなカットオフ周波数の変化を考慮しつつ、 AG Cループを構成する各部の動作タイミングをきめ細かく制御することにより、 DCオフセットの増大を確実に防止しつつ、安定した回路動作を保障する。

図 10に示されるように、本実施の形態のダイレクトコンバージョン方式の受信機は、アンテナ 25、受信用のバンドパスフィルタ（RX— B PF) 26、ローノイズアンプ（LNA) 1、直交ミキサ 2 a , 2 b、局部発振器 (ローカル） 3、移相器 4、ベースバンド可変利得増幅回路 6、直流カットコンデンサ C 1， C 2、 A/Dコンバータ 1 3 a, 1 3 b、デコーダ 1 7、判定部 1 8、受信電力測定部 1 6、タイミング制御部 20、ゲイン算出部 2 2、ゲイン制御部 23を有する。

また、ベースバンド可変利得増幅回路 6は、利得可変増幅器 7 a , 7 b， 7 c , 7 d , 7 e , 7 f 、ローパスフィノレタ（LP F) 8 a , 8 b、カットオフ周波数切り替えハイパスフィルタ（HP F) 1 2 a， 1 2 b， 1 2 c , 1 2 d、オールパスフィルタ（APF) 14 a， 14 b、ゲイン変化量検出部 9、フィルタ制御部 1 1を有する。

次いで、ダイレクトコンバージョン受信機の動作について説明する。

アンテナ 25で受信された信号は、 RX— B P F 26により、受信帯域外の不要な信号成分 (送信機によるノィズを含む)が除去された後、 L N A 1に入力される。 LNA 1は、変調された受信信号（f 0土 Δ f)を増幅した後、 2 つの直交ミキサ 2 a， 2 bに出力する。

局部発振器 3は、 L N A 1の出力周波数と同一周波数の信号を発振し（ f 0)、移相 '器 4に出力する。移相器 4は、局部発振器 3から出力された信号を、直交ミキサ 2 aには位相をそのままで、直交ミキサ 2 bには 90度位相を進めて出力する。直交ミキサ 2 a， 2 bは、 LNA 1からの出力（f 0土 Δ f )と、移相器 4からの出力（f 0)を乗算し、発生したベースバンド信号 (Δί)をベースバンド可変利得増幅回路 6に出力する。

ベースバンド可変利得増幅回路 6に入力された信号は、 L P F 8 a， 8 b , HPF 1 2 a， 1 2 b, 1 2 c , 1 2 d、およぴ A P F 1 4 a , 14 bで所定の不要な周波数成分が除去され、また、可変利得増幅器 7 a， 7 b， 7 c , 7 d, 7 e , 7 f において、所定のゲインに従って増幅される。

ここで、 HPF 1 2 a， 1 2 b, 1 2 c， 1 2 dは、フィルタ制御部 1 1 によって予め設定されたカットオフ周波数に従って、ベースバンド信号の当該カツトオフ周波数以下の周波数成分を除去する。

また、可変利得増幅器 7 a， 7 b, 7 c , 7 dのゲインは、ゲイン制御部 2 3によってダイナミックに調整される。

ベースバンド可変利得増幅回路 6の出力信号は、位相が 90度異なる I成分おょぴ Q成分毎に、直流カットコンデンサ C 1， C 2を経由した後、 AZ Dコンバータ 1 3 a， 1 3 bにおいて AZD変換が行われ、デコーダ 1 7においてデコード（逆拡散を含む）される。 A/Dコンバータ 1 3 a， 1 3 b の各出力は、受信電力測定部 1 6にも出力される。

受信電力測定部 1 6では、受信信号の I成分および Q成分の振幅の 2乗値を加算後、電力値に換算する。 W—CDMA方式のようにピークファクターが異なる受信信号を受信する装置においては、受信タイミングにより受信レベルが異なっているため（システム的に決まる）、電力測定値をある一定区間で平均化することで電力値換算する必要がある。この測定区間は、判定部 1 8から出力される受信モード信号により決定される。この点については、後述する。

判定部 1 8には、受信信号の含まれる種々の情報が供給され、また、電源投入を通知する信号 VDや、間欠受信時におけるタイミング制御信号 VXも供給される。

この判定部 1 8は、受信信号に含まれる種々の情報から現在の受信状態を判定し、あるいは、電源投入通知信号 V Dや、間欠受信時におけるタイミング制御信号 V Xによって、現在のダイレクトコンバージョン受信機の動作状態を判定し、その判定結果をタイミング制御部 2 0に通知すると共に、 A G Cモード信号 1 9を、受信電力測定部 1 6、ゲイン算出部 2 2およびゲイン制御部 2 3に与える。

なお、タイミング制御部 2 0は、受信電力測定部 1 6、ゲイン算出部 2 2、ゲイン制御部 2 3、およびベースバンド可変利得増幅回路 6における回路電源制御部 2 4のそれぞれに、制御信号 2 1 a〜 2 1 dを与え、各部のタイミングを統括的に制御する。回路電源制御部 2 4は、ベースバンド可変利得増幅回路 6の電源を間欠的にオン Zオフさせて、いわゆる間欠受信（待ち受け受信モード）を実現する。

ここで、本実施の形態における A G Cモードとしては、高速モード（モード 1 ) と低速モード（モード 2 ) があり、高速モード（モード 1 ) は、例えば、電源投入直後で同期確立前、間欠受信立ち上げ時、異周波数測定立ち上げ時等において、受信環境に適応して可変利得増幅器 7 a， 7 b , 7 c , 7 d , 7 e , 7 f のゲインを高速に追従させるときに採用されるモードである。一方、低速モード（モード 2 ) は、可変利得増幅回路の利得調整が収束して、安定したデータ受信が行われている時に採用されるモードであり、このモードでは、 D Cオフセットの増大を招かないように、可変利得増幅回路のゲインの更新頻度を少なくし、また、 1回の更新量を小さくして、ゲイン切り換えに伴う高調波成分のレベルを抑制する。

受信電力測定部 1 6、ゲイン算出部 2 2、ゲイン制御部 2 3の各々の動作タイミングは、判定部 1 8から出力される A G Cモード信号と、タイミング制御部 2 0から出力されるタイミング制御信号 2 1 a〜 2 1 cに基づいて決定される。また、回路電源制御部 24の動作タイミングは、タイミング制御部 20から出力されるタイミング制御信号 21 dにより制御される。

ゲイン制御部 2 3は、ゲイン算出部 22が算出したゲインを、可変利得增幅器 7 a , 7 b， 7 c , 7 d, 7 e , 7 f のそれぞれに設定する。

ゲイン変化量検出部は、可変利得増幅器のゲイン変動量（前回の設定値と今回の設定値との差分量）が所定のしきい値を超える場合に、このことをフィルタ制御部 1 1に通知する。

フィルタ制御部 1 1は、ゲイン変化量検出部 9からの通知を受けると、ハィパスフィルタ 1 2 a, 1 2 b, 1 2 c , 1 2 dのカットオフ周波数を高く切り替え、時定数を小さくして D C変動を速やかに収束させ、一定時間経過後に再ぴ、カットオフ周波数を低くする。このような、ハイパスフィルタのカットオフ周波数の切り換えは、 AGCモード 1のときに行われる。すなわち、 AG Cモード 1は、ハイパスフィルタのカットオフ周波数の切り換え伴うモードである。

一方、上述の AGCモード 2のときには、フィルタ制御部 1 1は、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数を低いまま（通常の力ットオフ周波数のまま）維持する。

以上の動作により、 AG C回路を搭載するダイレクトコンバージョン受信機において、 AG C制御に起因して大きな DCオフセットが発生するのを確実に防止することができる。

ただし、 AG C回路では、負帰還制御ループの構成要素である各部が、 A GCモードに対応して協同して動作することが必要である。したがって、ノヽィパスフィルタの時定数の切り換えを考慮して、各部の動作タイミングを最適化することが重要である。

このような観点から、本実施の形態では、受信電力測定部 1 6では、 AG Cモードに対応して、電力測定動作のタイミングを適宜、変更する。

図 1 1 Aは、 AGCモード 1 (ハイパスフィルタの切り換えを伴うモード）における平均電力測定のタイミング例を示す図であり、図 1 1 Bは、 AGC モード 2における平均電力測定のタイミング例を示す図である。

図 1 1 Aにおいて、平均電力測定期間が t l〜 t 3であるとし（この期間は、例えば、 1スロット期間に対応する）、その初期の期間（t l〜 t 2) では、ハイパスフィルタの過渡応答によって DCオフセットが増大する危険性が高く（ゆえに、この期間においてハイパスフィルタの時定数の切り換えが行われる）、電力測定が正しく行われない可能性が高いため、その区間の電力測定を除き、それ以降の測定を行う。

一方、 AGCモード 2 (AGCが収束して、安定した受信が行われている状態に対応するモード）では、図 1 1 Bに示すように、測定精度を高めるために、測定区間を広くとる（期間 t l〜 t 3)。これにより、ハイパスフィルタの動作に関わらず電力測定を正しく行うことが可能となる

また、ゲイン算出部 22の動作も、 AG Cモードに対応して、適切に制御される。つまり、受信電力測定部 16と同様に、判定部 1 8からの AG Cモード信号 1 9およびタイミング制御部 20からの制御信号 2 1 bに基づいて、ゲイン算出方法や、ゲイン制御部 23へのデータ送出タイミングが決定される。

図 1 2 Aは、 AGCモード 1のときの、 1回の更新あたりのゲイン変化量および更新周期の一例を示し、図 1 2 Bは、 AGCモード 2のときの、 1回の更新あたりのゲイン変化量および更新周期の一例を示している。

図 1 2 Aのように、 AG Cモード 1のときは、ゲイン変動量（可変利得増幅器に設定されるゲインの今回値と前回値との差）が大きくなることが予想されるため、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数の切り換えを前提として、 1回のゲイン変化量を大きく、ゲイン更新タイミングを早くすることで、速やかに最適な受信信号の振幅に収束させる。

図 1 2Aにおいて、 i l〜 i 3は、ゲイン算出部 2 2で算出されるゲイン値であり、各ゲイン値のレベルは、段階的に変化している。 1回の更新あたりの変化量が最大なのは、ゲイン値 f lであり、このときは、レベル L 0からレベル L 1に変化しており、これが許容される最大の変化量（ゲインの最大の変化幅） LMS 1となる。また、ゲインの更新周期も短い間隔（時刻 t 1〜 t 3) で行われる。

一方、図 1 2 Bに示すように、 AGCモード 2のときは、ゲイン変動量がそれほど大きくないことが予想されるため、 1回当たりのゲイン変化量を小さく、ゲイン更新タイミングをゆつくりとすることでハイパスフィルタの特性に合わせた制御制御が適当である。特に、 AG Cモード 2のときは、データ受信が行われていることもあり、許容値を越えた DCオフセットを発生させない程度のゲイン変動になるように設定することで、安定的な受信が可能になる。

すなわち、図 1 2 Bでは、 1回の更新あたりのゲイン変化量の許容最大幅が LMS 2に抑制されている。また、ゲインの更新間隔も長くして（時刻 t 4〜 t 8)、大きな DCオフセットを発生させずに安定した動作ができるように配慮している。

なお、ゲイン変更の更新タイミングは、実使用状態におけるフェージング周波数、変調信号の包絡線 (エンベロープ) との兼ね合いから、適応的に決定することが好ましい。

なお、ゲイン算出部 22からの出力は、ゲイン算出値をそのままシリアルデータとして出力してもよいし、直流電圧を用いてゲイン制御を行うタイプの可変利得増幅器の場合は、ゲイン算出部 22の算出データ値を DZA変換器によりアナログ電圧に変換して、可変利得増幅器に供給する。シリアルデータによる制御については、図 1 8〜図 20を用いて、後に具体的に説明する。

ゲイン制御部 23でも同様に、判定部 1 8からの AGCモード信号やタイミング制御部 20からの制御信号 2 1 cに基づいて動作タイミングが決定される。ゲイン算出部 2 2からの算出値を受信後、速やかにゲイン制御部 2 3からゲイン制御信号 Sをベースバンド可変増幅器 6に出力することで、ゲイン算出部 22におけるゲイン値の算出周期（出力周期）に同期したゲインの更新を実現することができる。

図 1 3Aは、 AGCモード 1における、 AGC制御ループを構成する各部の動作タイミングの一例を示すタイミング図であり、図 1 3 Bは、 AGCモード 2における、 AG C制御ループを構成する各部の動作タイミングの一例を示すタイミング図である。

図 1 3 Aに示すように、 AG Cモード 1のときは、時刻 t l〜 t 2において、ゲイン制御部 23による可変利得増幅器 7 a〜 7 f のゲイン制御が行われ、時刻 t 2〜 t 3において、ゲイン変化量検出部 9がゲイン変化（今回値と前回値との差分）が測定される。

検出されたゲイン変化量がしきい値を超えている場合には、時刻 t 3〜 t 4の期間において、フィルタ制御部 1 1により、ハイパスフィルタ 1 2 a〜 1 2 dのカットオフ周波数（i c) が高い周波数に切り換えられ、大きな D Cオフセットが発生する可能性が低くなつた時刻 t 4に、ハイパスフィルタのカツトオフ周波数は元の低い周波数に戻る。

受信電力測定部 16は、時刻 t 3〜 t 4の期間は、受信電力の測定を中止し、時刻 t 4から受信平均電力の測定を開始する。受信電力の測定は時刻 t 5まで行われ、時刻 t 5〜 t 6において、実測された受信電力に基づいて、可変利得増幅器に設定すべきゲイン値が、ゲイン算出部 2 2により算出される。そして、時刻 t 6以降、同様の制御が行われる。

AGCモード 2の場合には、図 1 3 Bに示すように、時刻 t 1〜 t 2においてゲイン制御が行われ、時刻 t 2〜 t 3においてゲイン変化が検出され、時刻 t 3〜 t 6において電力測定が行われ、時刻 t 8〜 t 9においてゲイン値が算出される。以降、同様の制御がなされる。

図 14に、 AG C制御動作（AG Cモードの切り換え、ハイパスフィルタのカットオフ周波数の切り換え動作を含む）の主要な手順を示す。図 1 4のフローでは、ダイレクトコンバージョン受信機が、消費電力削減のために間欠受信（基地局からの呼び出しを間欠的にチェックし、それ以外の期間は回路の電源をオフする態様の受信）を行っていることを前提としている。

まず、電源が投入され、あるいは、間欠受信の立ち上げタイミングとなつて受信部がオンすると（ステップ 1 00)、電源投入直後であるか、間欠受信立ち上げ時であるか、あるいは、コンプレストモードによる異周波数測定立ち上げ時であるかを、判定部 1 8が判定する（ステップ 1 0 1)。

ここで、電源投入直後、間欠受信立ち上げ時、あるいは、コンプレストモードによる異周波数測定立ち上げ時である場合には、可変利得増幅器のゲインが収束しておらず、ゲイン切り換えに伴って DCオフセットが増大する可能性が高いから、 AGCモード 1に移行し (ステップ 1 02)、それ以外の場合には、受信モード 2に移行する（ステップ 1 09)。

AGCモード 1では、ループを回した回数を記録するためのパラメータ n をゼロにクリアした後（ステップ 1 0 3)、電力測定（必要な場合には、これと並行して、ゲイン変化量検出部 9、フィルタ制御部 1 1の制御によりハイパスフィルタのカツトオフ周波数の切り換え）が行われる（ステップ 1 04)。そして、ゲイン算出（ステップ 1 0 5)、ゲイン制御（ステップ 1 06) が行われ、ループが 1 0回まわっていない場合には AGC制御を続行し（ステップ 107， 1 08)、受信部が非動作となる直前まで（ステップ 1 1 6)、同様の制御を繰り返す。

一方、 AGCモード 2のときは、電力測定を行い（ステップ 1 1 0)、ゲイン算出（ステップ 1 1 1)、ゲイン制御（ステップ 1 1 2)、データ判定（ステツプ 1 1 3) を行う。

そして、ステップ 1 14にて、 m回の同期外れを検出すると、可変利得増 '幅器のゲイン設定を最初からやり直す必要があるために AGCモード 2に戻り、一方、同期外れが検出されないならば、受信部が非動作となる直前まで . 1 5)、同様の制御を繰り返す。

このように、本実施の形態のダイレクトコンバージョン受信機（AGC内蔵の W— CDMA方式の受信機）では、 AG C制御による可変利得増幅器のゲイン切り換えに伴って DCオフセットが増大するという問題点に対して、ハイパスフィルタの時定数を短くして過渡応答を高速に吸収するという対策が自動的に採られると共に、そのようなハイパスフィルタの力ットオフ周波数（遮断周波数）の切り換えを伴うモード（AGCモード 1) と、安定した動作時におけるモード（AG Cモード 2) に分けて、 AG C制御ループを構成する各部の動作を、最適にコントロールすることにより、 AG Cを不安定化させる心配もなく、きわめて良好な負帰還制御が実現される。

図 1 5に、変形例の構成を示す。図 1 5のダイレクトコンバージョン受信機の構成は、図 1 0の構成とほとんど同じであるが、ベースバンド可変利得増幅回路 6の電源をオン/オフさせるための構成が異なる。

図 1 0の場合、ベースバンド可変利得増幅回路 6に内蔵される回路電源制御部 24が、タイミング制御部 20からのタイミング制御信号 2 1 dに基づいて、回路電源をオン/オフしている。

これに対し、図 1 5では、可変増幅器用電源制御部 50を外部に設けて、ここから電源電圧の供給をコントロールするようにしている。図 1 5のべ一スパンド可変利得増幅回路 6には、外部から供給される電源電圧を入力するための回路（電源入力部） 5 1が設けられている。 '

(実施の形態 2)

図 1 6は、本発明の実施の形態 2にかかるダイレクトコンバージョン受信機（AG C内蔵の W— CDMA方式の受信機）の構成を示すブロック図である。

本実施の形態にかかる受信機の主要な構成は、前掲の実施の形態 1 (図 1 0) とほぼ同じであるが、本実施の形態の場合、ハイパスフィルタの時定数の切り換え制御を、判定部 1 8から出力される AGCモード信号 1 9およびタイミング制御部 2 0からのタイミング制御信号 2 1 eに基づいて行うこととし、図 1 0のゲイン変化量検出部 9を除去した点に特徴がある。

上述のように、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数の切'り換えが必要となるのは、電源投入直後のように、 A G Cがまったく収束しておらず、高速にループを回して、可変利得増幅器のゲインを伝搬環境に高速追従させる必要があるときである。

このような場合の A G Cループの各部の動作は、判定部 1 8ならびにタイミング制御部 2 0により、統括的に制御されている。よって、判定部 1 8から出力される A G Cモード信号 1 9およびタイミング制御部 2 0から出力される制御信号 2 1 eによって、ハイパスフィルタの切り換えタイミングも制御することが可能である。

このような観点から、図 1 6では、フィルタ制御部 1 1に、判定部 1 8から出力される A G Cモード信号 1 9およびタイミング制御部 2 0から出力される制御信号 2 1 eを与えている。

これにより、図 1 0において設けられていたゲイン変化量検出部 9が不要となり、回路の簡素化を図ることができる。

ただし、図 1 6の構成を採用する場合には、判定部 1 8から出力される A G Cモード信号 1 9をフィルタ制御部 1 1に伝達する信号線における遅延と、タイミング制御部 2 0から出力される制御信号 2 1 eを伝達する信号線における遅延とを精度よく揃える必要がある。

図 1 7は、変形例の構成を示すブロック図である。

図 1 7のダイレクトコンパージョン受信機の構成は、図 1 6の構成とほとんど同じであるが、ベースバンド可変利得増幅回路 6の電源をオン Zオフさせるための構成が異なる。

図 1 6の場合、ベースバンド可変利得増幅回路 6に内蔵される回路電源制御部 2 4が、タイミング制御部 2 0からのタイミング制御信号 2 1 dに基づいて、回路電源をオン/オフしている。これに対し、図 1 7では、可変増幅器用電源制御部 5 0を外部に設けて、ここから電源電圧の供給をコントロールするようにしている。図 1 7のべ一スバンド可変利得増幅回路 6には、外部から供給される電源電圧を入力するための回路（電源入力部） 5 1が設けられている。

(実施の形態 3 )

本発明の特徴であるハイパスフィルタの力ットオフ周波数の切り換えを、実際の回路で行う場合の実現方法としては、種々のものが考えられる。本実施の形態では、上述の実施の形態では開示されていない、カットオフ周波数切り換えのための構成のパリエーションについて説明する。

図 1 8のダイレクトコンバージョン受信機では、可変利得増幅器のゲイン制御を、アナ口グ制御信号ではなく、ディジタルデータ (シリアルデータ) により行う例を示している。

ゲイン制御部 2 3からは、ゲイン制御信号（シリアルデータ）が出力される。このシリアルデータは、例えば、 1 6ビットの幅を有し、そのうちの 1 0ビットをゲインデータとし、残りの 6ビットは、種々の制御に自由に使用できるようにしておく。

そして、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数の切り換えを行わせる場合には制御データを" 1 "とし、逆に、制御データ力 0 "のときは、カットオフ周波数の切り換えは行わないことにする。

このように、ゲイン調整をディジタルデータによって行う場合には、ハイパスフィルタの力ットオフ周波数の切り換えの有無を示すデータを送信することは容易である。

但し、ベースパンド可変利得増幅回路 6において、インタフェースとして、 D ZA変換器を設ける必要がある。また、アナログ制御信号によるゲイン調整の場合、 A G Cモード 2から A G Cモード 1への切り換えで、ハイパスフィルタのカツトオフ周波数を高め、 A G Cモード 2から A G Cモード 1への切り換えで、再び、カットオフ周波数を元に戻すという動作を自動的に行わせることができるが、ディジタルデータによるゲイン調整の場合、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を一旦、高めた後、それを元に戻すためには、再度、ディジタルデータを入力して指示するか、あるいはタイマによる時間制御を行う必要がある。

図 1 8では、ベースバンド可変利得増幅回路 6内に、 D ZAコンバータ 5 0 1を設けると共に、タイマ 5 0 2を設けて、ハイパスフィルタのカットォフ周波数を切り換えてから所定時間が経過したことを検出できるようにし、その所定時間経過のタイミングで、フィルタ制御部 1 1が、カットオフ周波数を元に戻すようにしている。

図 1 9では、アナログ制御信号によるゲイン調整の場合において、ベースバンド可変利得増幅回路 6の電源のオンをトリガーとして、フィルタ制御部 1 1がハイパスフィルタの力ットオフ周波数を高めに切り換えるようにしている。

つまり、上述のとおり、 D Cオフセットの増大が問題となる状態の一つとして、電源投入直後や間欠受信時の回路電源オン直後の状態があり、このような状態にあることは、回路電源を制御する部分の動作をウォッチングすることで把握することが可能である。

そこで、図 1 9では、電源入力部 5 1から電源電圧が供給されるタイミングで、フィルタ制御部 1 1がハイパスフィルタの力ットオフ周波数を高めに切り換える。その後、タイマ 5 0 2にて所定時間の経過をチェックし、所定時間経過後のタイミングで、力ットオフ周波数を元に戻す。

図 1 9の構成の場合、図 1 0のようにゲイン変動量をウォッチングする必要はなく、電源のオンのみに着目してハイパスフィルタの時定数の切り換えを行えるため、回路構成を簡素化することができる。

また、図 2 0では、ベースバンド可変利得増幅回路 6が P L L回路（P L Lを用いた周波数シンセサイザ）を内蔵していることを前提として、外部から、この P L L回路の出力信号の周波数を制御することで、ハイパスフィルタのカツトオフ周波数の切り換えの指示を行うものである。

P L L周波数シンセサイザ（P L L回路）は、 P L Lのループに可変分周器を挿入し、この分周器に設定する分周比を変化させることにより、所望の周波数の発振出力を取り出す回路である。

図 2 0では、このような P L L回路 7 0 3が、ベースバンド可変利得増幅回路 6に備えられている。そして、シンセサイザ制御部 7 0 1からシリアル制御データを出力し、シリアルインタフェース 7 0 2がこのシリアル制御データを解読して、 P L L回路 7 0 3の発振周波数の切り替え及びカツトオフ周波数を切り替える制御信号として、フィルタ制御部 1 1に与えるようにする（発振周波数の切り替え、すなわち、異周波確認により、大きな電界レベル変動が予想されるため、同時にカツトオフ周波数の切り替えを行う）。

このように、ベースバンド可変利得増幅回路 6に備わっている既存の回路を利用することで、効率よくハイパスフィルタの力ットオフ周波数の切り換えを行うことができる。なお、カツトオフ周波数を元に戻す制御は、図 1 8、図 1 9の場合と同じく、タイマ 5 0 2を用いて行う。

以上説明したように、本発明のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路、およびこれを搭載した C D MA受信機では、受信信号の振幅安定化のために必須である A G C動作を環境に適応させて高速に、かつ安定に行わせることを保障しつつ、その A G C動作に起因して発生する D Cオフセット（ハイパスフィルタの過渡応答波形の累積による D Cシフトの增大）の問題を、ハイパスフィルタの時定数をごく短い時間だけ小さくして過渡的な振動波形を急速に収束させるという新規な手法を用いて、確実に防止することができる。

つまり、ハイパスフィルタのカツトオフ周波数（i c ) を切り換えることで、常に最適な受信状態が実現される。

すなわち、従来のように、ハイパスフィルタの特性が固定されている場合 (ハイパスフィルタのカットオフ周波数が低い状態）では、可変利得アンプのゲイン変化が大きいとき、 D Cオフセットの発生により、復調タイミング力理想的なタイミング (サンプリング点) からのずれが大きくなつて復調精度（ビットエラーレート）が低下し、かつ、大きな電力測定誤差が発生して、実質的に受信不能状態に陥ってしまう。

一方、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を高くすると、つまり変調信号（受信信号）成分の周波数に近づけると、変調信号（受信信号）の振幅 - 位相の変化が大きくなり復調精度を低下させる。この問題があるために、ノ、ィパスフィルタの力ットオフ周波数は低めに設定しておくのが良いのであり、こうしておけば、 D Cオフセットの変動が発生しないという条件下では、良好な受信状態を実現できることになる。

したがって、これらの両方の場合の長所を享受できるようにするべく、本発明では、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を、最適なタイミングでダイナミックに切り換える。

これにより、過渡特性に優れるハイパスフィルタ（カットオフ周波数が高い状態）と、静特性に優れるハイパスフィルタ（カットオフ周波数が低い状態）の双方の長所を取り込むことができ、これにより、常に、良好な受信状態が実現されることになる。

また、 C D MA受信機において不可欠な A G Cに関しては、受信精度の低下を心配することなく、最適な制御（高速モードや低速モードの自在な切り換え等）を行うことができる。

これにより、コンパクトで低消費電力性に優れるという特性をもつダイレクトコンバージョン受信機を、 C D MA方式（W— C D MA方式や I S 9 5 に準拠した方式を含む）の受信機に現実に搭載することが可能となり、これにより、受信機の小型化、低消費電力化が実現される。

以上説明したように、本発明では、ダイレクトコンバージョン受信機の内部回路の直流分オフセットが、 A G C動作に起因して、許容値を超えて増大する可能性がある期間において、ハイパスフィルタのカットオフ周波数（時定数）をダイナミックに切り換え制御し、直流分のシフトの累積（加算）を防止する。これにより、ダイレクトコンバージョン受信機を、 AGC回路を内蔵する通信機器（W— CDMA方式の受信機等）に、安心して搭載することが可能となる。

また、本発明のダイレクトコンバージョン受信機における AGC回路は、 AG C動作自体に起因して、 DCオフセットが増大するという問題に対する対策回路（つまり、危険期間を検出してハイパスフィルタの時定数を切り換える回路）を内蔵しているため、従来例のように、受信状態に高速追従するベく AGCループのゲインを高めると、かえって、 AGCの収束を遅らせる事態が発生するという自己矛盾が生じることがなく、したがって、環境に追従して、自在に AG C制御を行うことができる。

また、 AG C回路は、負帰還制御ループを構成する各部が、互いに協同して同期をとりつつ安定に動作することが必要であるが、本発明の AG C回路では、ハイパスフィルタのカツトオフ周波数の切り換えの有無を考慮して複数の AG Cモードを設け、各モード毎に、各部が最適な動作をするように配慮している。すなわち、可変利得増幅器内のハイパスフィルタみの制御でなく、測定部、算出部、ゲイン制御部、可変増幅器内の電源制御部の全てを各々、適切に制御しているため、 AGC回路は、どのような状態にあっても、常に安定に ¾作することが保障される。

本発明を用いることにより、優れた特性をもちながら、 DCオフセットの問題があるがゆえに、実用化しにくかったダイレクトコンバージョン受信機を、 CDMA受信機として、実際に使用することが可能となる。これにより、 CDMA受信機のさらなる小型化や低消費電力化（電池の長寿命化）を達成することが可能となる。

本発明の一形態によれば、 DCオフセットが増大する可能性の高い期間において、信号経路に介在する D C成分阻止用のハイパスフィルタの時定数を通常動作時よりも小さくする。これにより、ハイパスフィルタを通過した信号の過渡応答を急速に収束させ、微分波形の重なりをなくすことにより、直流分のシフトが累積されることを防止する。

本発明の他の形態によれば、上記の構成において、 A G C制御ループの構成要素である可変利得増幅器に設定されるゲイン値の変化量が所定量を超えたこと、あるいは、現在のダイレクトコンバージョン受信機が、電源投入直後の期間、間欠受信における受信機の立ち上げ直後の期間、 W— C D MAシステムにおける異周波数測定の開始直後の期間のいずれかにあることを検出して、 D Cオフセットが増大する可能性の高い期間であると判定する。

本発明の他の形態の A G C回路は、 A G C制御ループの構成要素である可変利得増幅器に設定されるゲイン値の変化量が所定量を超えたとき、あるいは、現在のダイレクトコンバージョン受信機が、電源投入直後の期間、間欠受信における受信機の立ち上げ直後の期間、 W— C D M Aシステムにおける異周波数測定の開始直後の期間のいずれかにあるときに、前記ハィパスフィルタの遮断周波数を、通常動作における周波数より高い周波数に切り換えて、ハイパスフィルタの時定数を小さくし、 D C変動を高速に収束させるフィルタ制御部を有している。

本発明の他の形態の A G C回路は、ゲイン変化量検出部にて、可変利得増幅器のゲインの変化量が所定量以上であることを検出し、その検出結果の通知を受けて、フィルタ制御部が、ハイパスフィルタの遮断周波数を高側に切り換える。

本発明の他の形態の A G C回路は、上記の構成において、ハイパスフィルタの遮断周波数が高側に切り換えられている期間では、ゲイン算出器およびゲイン制御部は、 1回の更新当たりのゲインの変化幅を大きくするか、あるいは、更新の周期を短くするかの少なくとも一つを行って、通常の動作時よりも高速な A G C制御を実現する。 D Cオフセットの危険性が低減されているため、負帰還ループのゲインを高くして、受信環境への追従を高速化するものである。本発明の他の形態の A G C回路は、上記の構成において、フィルタ制御部は、ハイパスフィルタの遮断周波数を高側に切り換えた後、再び低側に戻し、電力測定部は、所定期間における平均受信電力を測定するに際し、所定期間内の、ハイパスフィルタの遮断周波数が高側に切り換えられている区間については、受信電力の測定を行わない。 D Cオフセットが増大する期間における電力の実測値は信頼性が低いため、これを A G C制御の基礎としないことで、制御の信頼性低下を防止するものである。

本発明の他の形態の A G C回路は、ハイパスフィルタを通過した信号の D Cオフセットが増大する可能性が高い状態であるか否かを、復調処理後の信号に含まれる情報に基づいて、あるいは、ダイレクトコンバージョン受信機自体の動作状態に基づいて判定し、その判定結果をフィルタ制御部に通知する判定部を設け、判定部からの通知を受けると、フィルタ制御部は、ハイパスフィルタの遮断周波数を、高側に切り換えるようにした。この構成によれば、上記記載のゲイン変化量検出部が不要となる。

本発明の他の形態の C D MA受信機は、上記いずれかに記載の A G C回路を搭載した C D MA受信機であり、この C D MA受信機は、ダイレクトコンバージョン受信機のもつ小型、軽量、低消費電力という優れた特性をもち、かつ、 D Cオフセットに起因する復調精度の低下や A G C制御の不安定化といった問題もなく、安定した動作を保障する。

本発明の他の形態のベースバンド可変利得増幅回路は、ゲイン変動量を検出してハイパスフィルタの遮断周波数を切り換える構成をとる。

本発明の他の形態のベースバンド可変利得増幅回路は、 A G Cモード信号とタイミング制御信号に基づいてハイパスフィルタの遮断周波数を切り換える構成をとる。

本発明の他の形態のベースバンド可変利得増幅回路は、ディジタル制御データを受けて、ハイパスフィルタの遮断周波数を切り換える構成をとる。本発明の他の形態のベースバンド可変利得増幅回路は、 P L Lシンセサイザを利用してハイパスフィルタの遮断周波数を切り換える構成をとる。

本発明の他の形態のベースバンド可変利得増幅回路は、電源オンのタイミングを基準としてハイパスフィルタの遮断周波数を切り換える構成をとる。本明細書は、 200 2年 1月 2 9 S出願の特願 200 2— 020 2 5 1に基づく。この内容はすべてここに含めておく。産業上の利用可能性

本発明は、ダイレクトコンバージョン受信機における AGC (Auto Gain Control) 回路、 CDMA (Code Division Multiple Access) 受信機およびべ一スパンド可変利得増幅回路に適用することができる。

Claims

請求の範囲

1 . ダイレクトコンバージョン受信機において発生する D Cオフセットを低減する方法であって、

D Cオフセットが増大する可能性の高い期間を検出し、その期間において、信号経路に介在する D C成分阻止用のフィルタの時定数を通常動作時よりも小さくして、前記フィルタを通過した信号の過渡応答を急速に収束させる D Cオフセット低減方法。

2 . D Cオフセットが増大する可能性の高い期間であることの検出は、 A G C制御ループの構成要素である可変利得増幅器に設定されるゲイン値の変化量が所定量を超えたこと、あるいは、現在のダイレクトコンバージョン受信機が、電源投入直後の期間、間欠受信における受信機の立ち上げ直後の期間、または異周波数測定の開始直後の期間のいずれかにあること、に基づいて行われる請求の範囲第 1項記載の D Cオフセット低減方法。

3 . 受信した高周波信号に、この高周波信号と実質的に同一の周波数の口一カル信号を乗算して直接、ベースバンド信号に変換し、そのベースバンド信号を、可変利得増幅器、ローパスフィルタ、および D C成分カット用の遮断周波数可変のハイパスフィルタを構成要素に含むベースバンド可変利得増幅回路により増幅した後、 AZD変換ならびに復調処理を行うダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路であって、

A G C制御ループの構成要素である可変利得増幅器に設定されるゲイン値の変化量が所定量を超えたとき、あるいは、現在のダイレクトコンパージョン受信機が、電源投入直後の期間、間欠受信における受信機の立ち上げ直後の期間、異周波数測定の開始直後の期間のいずれかにあるときに、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を、通常動作における周波数より高い周波数に切り換えて前記ハイパスフィルタの時定数を小さくし、前記 D C変動を高速に収束させるフィルタ制御部、を有するダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路。

4 . 受信した高周波信号に、この高周波信号と実質的に同一の周波数の口一カル信号を乗算して直接、ベースバンド信号に変換し、そのベースバンド信号を、可変利得増幅器、ローパスフィルタおよび D C成分カット用のハイパスフィルタを構成要素に含むベースバンド可変利得増幅回路により増幅した後、 AZD変換ならびに復調処理を行う、ダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路であって、

A/D変換後の信号に基づいて受信電力を測定する電力測定部と、測定された受信電力と収束目標値との差の情報から、前記可変利得増幅器のゲインを算出するゲイン算出器と、

算出されたゲインに基づき、前記可変利得増幅器のゲインを制御するゲイン制御部と、

前記ハイパスフィルタの遮断周波数を、少なくとも、高低 2段階に切り換える機能をもっフィルタ制御部と、

前記ゲイン制御部による制御の結果、前記可変利得増幅器のゲインが、所定量を超えて変化することを検出すると、前記フィルタ制御部に通知するゲイン変化量検出部と、を有し、

前記フィルタ制御部は、前記ゲイン変化量検出部からの通知を受けると、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を、高側に切り換えるダイレクトコンバ一ジョン受信機における A G C回路。

5 . 前記ハイパスフィルタの遮断周波数が高側に切り換えられている期間では、前記ゲイン算出器および前記ゲイン制御部は、 1回の更新当たりのゲインの変化幅を大きくするか、あるいは、前記更新の周期を短くするかの少なくとも一つを行う、請求の範囲第 4項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路。

6 . 前記フィルタ制御部は、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を高側に切り換えた後、再び低側に戻し、また、前記電力測定部は、所定期間における平均受信電力を測定するに際し、前記所定期間内の、前記ハイパスフィルタの遮断周波数が高側に切り換えられている区間については、受信電力の測定を行わない、請求の範囲第 4 項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路。

7 . 受信した高周波信号に、この高周波信号と実質的に同一の周波数の口一カル信号を乗算して直接、ベースバンド信号に変換し、そのベースバンド信号を、可変利得増幅器、ローパスフィルタおよび D C成分カット用のハイパスフィルタを構成要素に含むベースバンド可変利得増幅回路により増幅した後、 AZD変換ならぴに復調処理を行う、ダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路であって、

AZD変換後の信号に基づいて受信電力を測定する電力測定部と、測定された受信電力と収束目標値との差の情報から、前記可変利得増幅器のゲインを算出するゲイン算出器と、

前記ハイパスフィルタの遮断周波数を、少なくとも、高低 2段階に切り換える機能をもつフィルタ制御部と、

前記ハイパスフィルタを通過した信号の D Cオフセットが増大する可能性が高い状態であるか否かを、前記復調処理後の信号に含まれる情報に基づいて、あるいは、前記ダイレクトコンバージョン受信機自体の動作状態に基づいて判定し、その判定結果を前記フィルタ制御部に通知する判定部と、を有し、

前記判定部からの通知を受けると、前記フィルタ制御部は、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を、高側に切り換える、ダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路。

8 . 前記ハィパスフィルタの遮断周波数が高側に切り換えられている期間では、前記ゲイン算出器および前記ゲイン制御部は、 1回の更新当たりのゲインの変化幅を大きくするか、あるいは、前記更新の周期を短くするかの少なくとも一つを行って、通常の動作時よりも高速な A G C制御を実現する、請求の範囲第 7項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路。

9 . 前記フィルタ制御部は、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を高側に切り換えた後、再ぴ低側に戻し、

また、前記電力測定部は、所定期間における平均受信電力を測定するに際し、前記所定期間内の、前記ハイパスフィルタの遮断周波数が高側に切り換えられている区間については、受信電力の測定を行わない、請求の範囲第 7 項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路。

1 0 . 請求の範囲第 3項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路を搭載した C D MA受信機。

1 1 . 請求の範囲第 4項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路を搭載した C D MA受信機。

1 2 . 請求の範囲第 7項記載のダイレクトコンバージョン受信機における A G C回路を搭載した C D MA受信機。

1 3 . ダイレクトコンバージョン受信機に搭載される、ベースバンド信号を増幅するためのベースバンド可変利得増幅回路であって、

前記ベースバンド信号を増幅するための可変利得増幅器と、

ベースバンド信号の信号経路に介在する直流阻止用の、遮断周波数を少なくとも高低 2段階に変化させることができるハイパスフィルタと、

前記可変利得増幅器に設定されるゲインの変化量が、所定のしきい値を超えていることを検出するゲイン変化量検出部と、

このゲイン変化量検出部により、ゲインの変化量が前記所定のしきい値を超えていることが検出された場合に、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を、高側に

切り換えるフィルタ制御部と、を有するベースバンド可変利得増幅回路。

1 4 . ダイレクトコンバージョン受信機に搭載される、ベースバンド信号を増幅するためのベースバンド可変利得増幅回路であって、

前記ベースパンド信号を増幅するための可変利得増幅器と、

外部から供給される、前記ダイレクトコンバージョン受信機の A G Cモード信号およびタイミング制御信号に基づいて、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を切り換えるフィルタ制御部と、

を有するベースバンド可変利得増幅回路。

1 5 . ダイレクトコンバージョン受信機に搭載される、ベースバンド信号を増幅するためのベースバンド可変利得増幅回路であって、

前記可変利得増幅器に設定するゲインデータ、ならびに前記ハイパスフィルタの遮断周波数の切り換え指示データを含むディジタルデータを、アナ口グ信号に変換する D / Aコンバータと、

この D / Aコンバータの変換出力に含まれる、前記遮断周波数の切り換え指示データに対応する信号に基づき、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を切り換えるフィルタ制御部と、

を有するベースバンド可変利得増幅回路。

1 6 . ダイレクトコンバージョン受信機に搭載される、ベースバンド信号を増幅するためのベースバンド可変利得増幅回路であって、

前記ベースパンド信号を增幅するための可変利得増幅器と、

ベースバンド信号の信号経路に介在する直流阻止用の、遮断周波数を少なくとも高低 2段階に変化させることができるハイパスフィルタと、 P L Lシンセサイザ回路と、

この P L Lシンセサイザ回路の発振周波数を指定する指定データを含むデイジタル制御信号を受信すると共に、前記指定データにより指定された通りに前記 P L Lシンセサイザ回路から出力される発振出力を、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を切り換えるための制御信号として出力するインタフエース回路と、

前記ィンタフース回路から出力される前記制御信号に基づき、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を切り換えるフィルタ制御部と、

を有するベースバンド可変利得増幅回路。

1 7 . ダイレクトコンバージョン受信機に搭載される、ベースバンド信号を增幅するためのベースバンド可変利得増幅回路であって、

前記べースバンド信号を増幅するための可変利得増幅器と、

前記ベースバンド可変利得増幅回路の電源のオン Zオフを実行する回路と、この電源のオン/オフを実行する回路によって電源がオフからオンに変化したことをトリガーとして、前記ハイパスフィルタの遮断周波数を切り換えるフィルタ制御部と、

を有するベースバンド可変利得増幅回路。