JPH11225179A - ダイレクトコンバージョン受信装置 - Google Patents
ダイレクトコンバージョン受信装置Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/008—Compensating DC offsets
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0082—Quadrature arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transceivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流電圧成分を抽出して帰還するフィードバ
ックループを用いることで、ベースバンド信号中の直流
オフセット電圧を抑圧する従来のダイレクトコンバージ
ョン受信装置では、装置の大型化や消費電力の面で問題
がある。 【解決手段】 ミキサ１４ａ及び１４ｂの出力ベースバ
ンド信号には、ミキサ１４ａ及び１４ｂの偶数次歪みに
より、直流オフセット電圧が発生する。この直流オフセ
ット電圧は、コンデンサ１９ａ及び１９ｂにより除去さ
れてＡ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂに入力される。この
コンデンサ１９ａ及び１９ｂの容量値は、コンデンサ１
９ａ及び１９ｂとＡ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂの入力
抵抗とにより構成される高域フィルタのカットオフ周波
数が、使用されているＱＰＳＫ変調のシンボルレートの
約１％程度以下になるように設定する。これにより、受
信品質（ＢＥＲ）を損なうことなく、直流オフセット電
圧の影響を無視できる。
ックループを用いることで、ベースバンド信号中の直流
オフセット電圧を抑圧する従来のダイレクトコンバージ
ョン受信装置では、装置の大型化や消費電力の面で問題
がある。 【解決手段】 ミキサ１４ａ及び１４ｂの出力ベースバ
ンド信号には、ミキサ１４ａ及び１４ｂの偶数次歪みに
より、直流オフセット電圧が発生する。この直流オフセ
ット電圧は、コンデンサ１９ａ及び１９ｂにより除去さ
れてＡ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂに入力される。この
コンデンサ１９ａ及び１９ｂの容量値は、コンデンサ１
９ａ及び１９ｂとＡ／Ｄ変換器２０ａ及び２０ｂの入力
抵抗とにより構成される高域フィルタのカットオフ周波
数が、使用されているＱＰＳＫ変調のシンボルレートの
約１％程度以下になるように設定する。これにより、受
信品質（ＢＥＲ）を損なうことなく、直流オフセット電
圧の影響を無視できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はダイレクトコンバー
ジョン受信装置に係り、特に受信高周波信号をミキサで
局部発振周波数と周波数変換して直接にベースバンドの
信号を得るダイレクトコンバージョン受信装置に関す
る。
ジョン受信装置に係り、特に受信高周波信号をミキサで
局部発振周波数と周波数変換して直接にベースバンドの
信号を得るダイレクトコンバージョン受信装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】受信高周波信号をミキサで局部発振周波
数と周波数変換して直接にベースバンドの信号を得るダ
イレクトコンバージョン受信装置が従来より知られてい
る（例えば、特開平１−２７４５１８号、特開平３−１
６３４９号、特開平３−２２０８２３号各公報）。
数と周波数変換して直接にベースバンドの信号を得るダ
イレクトコンバージョン受信装置が従来より知られてい
る（例えば、特開平１−２７４５１８号、特開平３−１
６３４９号、特開平３−２２０８２３号各公報）。
【０００３】しかし、このダイレクトコンバージョン受
信装置では、ミキサの偶数次歪みにより、ミキサの出力
に所要のベースバンド信号の他に直流オフセット電圧が
発生し、また、ベースバンド信号の増幅器としてオペア
ンプ等を用いた場合は入力直流オフセット電圧分が増幅
倍されて出力に現れることにより、更なる直流オフセッ
ト電圧が重畳していた。このことから、従来のダイレク
トコンバージョン受信装置では、受信品質（ＢＥＲ）が
悪化したり、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジが著し
く損なわれたりしている。
信装置では、ミキサの偶数次歪みにより、ミキサの出力
に所要のベースバンド信号の他に直流オフセット電圧が
発生し、また、ベースバンド信号の増幅器としてオペア
ンプ等を用いた場合は入力直流オフセット電圧分が増幅
倍されて出力に現れることにより、更なる直流オフセッ
ト電圧が重畳していた。このことから、従来のダイレク
トコンバージョン受信装置では、受信品質（ＢＥＲ）が
悪化したり、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジが著し
く損なわれたりしている。
【０００４】そこで、直流電圧成分を抽出して帰還する
フィードバックループを用いることで、上記の直流オフ
セット電圧を抑圧する方法が従来より提案されている
（特開平３−２２０８２３号公報）。
フィードバックループを用いることで、上記の直流オフ
セット電圧を抑圧する方法が従来より提案されている
（特開平３−２２０８２３号公報）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
のダイレクトコンバージョン受信装置では、デューティ
検出回路やＤ／Ａ変換器等の回路が必要となり、全体的
に装置が大規模となってしまうため、特に小型、軽量化
が厳しく求められる携帯型無線機にとっては大変に問題
であり、また消費電力の面からも問題である。
のダイレクトコンバージョン受信装置では、デューティ
検出回路やＤ／Ａ変換器等の回路が必要となり、全体的
に装置が大規模となってしまうため、特に小型、軽量化
が厳しく求められる携帯型無線機にとっては大変に問題
であり、また消費電力の面からも問題である。
【０００６】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
消費電力の増大をもたらすことなく、受信品質を良好に
保持し得るダイレクトコンバージョン受信装置を提供す
ることを目的とする。
消費電力の増大をもたらすことなく、受信品質を良好に
保持し得るダイレクトコンバージョン受信装置を提供す
ることを目的とする。
【０００７】また、本発明の他の目的は、比較的小型な
回路構成で直流オフセット電圧の影響を無視し得るダイ
レクトコンバージョン受信装置を提供することにある。
回路構成で直流オフセット電圧の影響を無視し得るダイ
レクトコンバージョン受信装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、第１の発明は、アンテナを介して受信して得た高周
波受信信号を、局部発振周波信号を用いてベースバンド
信号に周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手
段から取り出されたベースバンド信号の直流成分を除去
する直流除去用コンデンサと、直流除去用コンデンサを
通して入力されたベースバンド信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタ
ル信号を波形整形した後、復調して復調信号を得る復調
手段とを有し、直流除去用コンデンサとＡ／Ｄ変換器の
入力抵抗とにより構成される高域フィルタのカットオフ
周波数が所定値以下となるように、直流除去用コンデン
サの容量値を設定した構成としたものである。
め、第１の発明は、アンテナを介して受信して得た高周
波受信信号を、局部発振周波信号を用いてベースバンド
信号に周波数変換する周波数変換手段と、周波数変換手
段から取り出されたベースバンド信号の直流成分を除去
する直流除去用コンデンサと、直流除去用コンデンサを
通して入力されたベースバンド信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタ
ル信号を波形整形した後、復調して復調信号を得る復調
手段とを有し、直流除去用コンデンサとＡ／Ｄ変換器の
入力抵抗とにより構成される高域フィルタのカットオフ
周波数が所定値以下となるように、直流除去用コンデン
サの容量値を設定した構成としたものである。
【０００９】本発明では、直流除去用コンデンサとＡ／
Ｄ変換器の入力抵抗とにより構成される高域フィルタの
カットオフ周波数を所定値以下とするようにしたため、
ベースバンド信号に本来含まれている低周波数成分を極
力除去することなく、直流除去用コンデンサにより周波
数変換手段の出力ベースバンド信号の直流オフセット電
圧を除去できる。
Ｄ変換器の入力抵抗とにより構成される高域フィルタの
カットオフ周波数を所定値以下とするようにしたため、
ベースバンド信号に本来含まれている低周波数成分を極
力除去することなく、直流除去用コンデンサにより周波
数変換手段の出力ベースバンド信号の直流オフセット電
圧を除去できる。
【００１０】また、第２の発明は、周波数変換手段を、
局部発振周波信号を発生する発振器と、局部発振周波信
号を９０°移相する移相器と、高周波受信信号を発振器
よりの局部発振周波信号を用いて周波数変換して第１の
ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、高周波受
信信号を移相器よりの局部発振周波信号を用いて周波数
変換して第２のベースバンド信号を出力する第２のミキ
サとを有し、直流除去用コンデンサ及びＡ／Ｄ変換器
を、第１及び第２のベースバンド信号に対応して２系統
設けた構成としたものである。
局部発振周波信号を発生する発振器と、局部発振周波信
号を９０°移相する移相器と、高周波受信信号を発振器
よりの局部発振周波信号を用いて周波数変換して第１の
ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、高周波受
信信号を移相器よりの局部発振周波信号を用いて周波数
変換して第２のベースバンド信号を出力する第２のミキ
サとを有し、直流除去用コンデンサ及びＡ／Ｄ変換器
を、第１及び第２のベースバンド信号に対応して２系統
設けた構成としたものである。
【００１１】これにより、高周波受信信号がＱＰＳＫ変
調されている場合、あるいは直接拡散方式によるスペク
トラム拡散変調されている場合のいずれでも、高周波受
信信号を直交復調できる。
調されている場合、あるいは直接拡散方式によるスペク
トラム拡散変調されている場合のいずれでも、高周波受
信信号を直交復調できる。
【００１２】また、第３の発明は、直流除去用コンデン
サとＡ／Ｄ変換器の入力抵抗とにより構成される高域フ
ィルタのカットオフ周波数を、高周波受信信号がＱＰＳ
Ｋ変調されているときには、ＱＰＳＫ変調のシンボルレ
ートの１％程度以下としたものであり、第４の発明は、
上記の高域フィルタのカットオフ周波数を、高周波受信
信号が直接拡散方式による周波数スペクトラム拡散変調
されているときには、周波数スペクトラム拡散変調のシ
ンボルレートの１０％程度以下としたことを特徴とす
る。これにより、上記の高域フィルタのカットオフ周波
数を、受信信号品質の劣化をもたらさないような値にで
きる。
サとＡ／Ｄ変換器の入力抵抗とにより構成される高域フ
ィルタのカットオフ周波数を、高周波受信信号がＱＰＳ
Ｋ変調されているときには、ＱＰＳＫ変調のシンボルレ
ートの１％程度以下としたものであり、第４の発明は、
上記の高域フィルタのカットオフ周波数を、高周波受信
信号が直接拡散方式による周波数スペクトラム拡散変調
されているときには、周波数スペクトラム拡散変調のシ
ンボルレートの１０％程度以下としたことを特徴とす
る。これにより、上記の高域フィルタのカットオフ周波
数を、受信信号品質の劣化をもたらさないような値にで
きる。
【００１３】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になるダイレクト
コンバージョン受信装置の一実施の形態のブロック図を
示す。この実施の形態は、ＱＰＳＫ変調方式に対応した
ダイレクトコンバージョン受信装置の例で、ミキサ１４
ａ及び１４ｂ、増幅器１８ａ及び１８ｂにて発生した直
流オフセット電圧を、コンデンサ１９ａ及び１９ｂで除
去するようにしたものである。
て図面と共に説明する。図１は本発明になるダイレクト
コンバージョン受信装置の一実施の形態のブロック図を
示す。この実施の形態は、ＱＰＳＫ変調方式に対応した
ダイレクトコンバージョン受信装置の例で、ミキサ１４
ａ及び１４ｂ、増幅器１８ａ及び１８ｂにて発生した直
流オフセット電圧を、コンデンサ１９ａ及び１９ｂで除
去するようにしたものである。
【００１４】次に、この実施の形態の構成及び動作につ
いて説明する。アンテナ１１で受信された高周波受信信
号は、フィルタ１２により受信品質を劣化させるような
不要周波数成分が除去された後、増幅器１３で増幅され
てから２分岐され、ミキサ１４ａ及び１４ｂにそれぞれ
供給される。一方、局部発振器１５より発振出力された
局部発振周波信号は、ミキサ１４ｂに直接に供給される
一方、９０°移相器１６で位相が９０°シフトされた後
ミキサ１４ａに供給される。
いて説明する。アンテナ１１で受信された高周波受信信
号は、フィルタ１２により受信品質を劣化させるような
不要周波数成分が除去された後、増幅器１３で増幅され
てから２分岐され、ミキサ１４ａ及び１４ｂにそれぞれ
供給される。一方、局部発振器１５より発振出力された
局部発振周波信号は、ミキサ１４ｂに直接に供給される
一方、９０°移相器１６で位相が９０°シフトされた後
ミキサ１４ａに供給される。
【００１５】ミキサ１４ａ及び１４ｂは、増幅器１３か
らの高周波数の受信信号を、９０°移相器１６又は局部
発振器１５からの局部発振周波信号で周波数変換して、
ベースバンド信号（Ｑ信号、Ｉ信号）を得る。ミキサ１
４ａ、１４ｂからそれぞれ出力されたベースバンド信号
は、ミキサ１４ａ、１４ｂで発生した不要周波数成分を
除去する低域フィルタ１７ａ、１７ｂを通過して増幅器
１８ａ、１８ｂに供給され、ここで後段のＡ／Ｄ変換器
２０ａ、２０ｂのフルスケールに相当するまで増幅され
た後、コンデンサ１９ａ、１９ｂで直流成分が除去され
てＡ／Ｄ変換器２０ａ、２０ｂに供給される。
らの高周波数の受信信号を、９０°移相器１６又は局部
発振器１５からの局部発振周波信号で周波数変換して、
ベースバンド信号（Ｑ信号、Ｉ信号）を得る。ミキサ１
４ａ、１４ｂからそれぞれ出力されたベースバンド信号
は、ミキサ１４ａ、１４ｂで発生した不要周波数成分を
除去する低域フィルタ１７ａ、１７ｂを通過して増幅器
１８ａ、１８ｂに供給され、ここで後段のＡ／Ｄ変換器
２０ａ、２０ｂのフルスケールに相当するまで増幅され
た後、コンデンサ１９ａ、１９ｂで直流成分が除去され
てＡ／Ｄ変換器２０ａ、２０ｂに供給される。
【００１６】Ａ／Ｄ変換器２０ａ、２０ｂでそれぞれア
ナログ・ディジタル変換して得られたディジタル信号
は、符号間干渉を生じさせないために設けられたディジ
タルフィルタ（例えば、ルートナイキストフィルタ（Ｒ
ＮＦ））２１ａ、２１ｂに供給されて波形整形を施され
た後、受信データ処理回路２２に供給され、ここで復調
処理が施されて、出力端子２３に復調信号が出力され
る。
ナログ・ディジタル変換して得られたディジタル信号
は、符号間干渉を生じさせないために設けられたディジ
タルフィルタ（例えば、ルートナイキストフィルタ（Ｒ
ＮＦ））２１ａ、２１ｂに供給されて波形整形を施され
た後、受信データ処理回路２２に供給され、ここで復調
処理が施されて、出力端子２３に復調信号が出力され
る。
【００１７】ここで、通常、ダイレクトコンバージョン
受信装置では、ミキサ１４ａ及び１４ｂの偶数次歪みに
より、直流オフセット電圧が発生し、また、ベースバン
ド信号を増幅する増幅器１８ａ及び１８ｂにオペアンプ
を用いた場合には、入力オフセット電圧分が増幅倍され
て出力に現れることにより、更なる直流オフセット電圧
が重畳する。よって、単一ベースバンド矩形信号の振幅
スペクトルを考えた場合、信号成分に多く含まれる直流
成分に不要な直流オフセット電圧が加算されてしまう。
受信装置では、ミキサ１４ａ及び１４ｂの偶数次歪みに
より、直流オフセット電圧が発生し、また、ベースバン
ド信号を増幅する増幅器１８ａ及び１８ｂにオペアンプ
を用いた場合には、入力オフセット電圧分が増幅倍され
て出力に現れることにより、更なる直流オフセット電圧
が重畳する。よって、単一ベースバンド矩形信号の振幅
スペクトルを考えた場合、信号成分に多く含まれる直流
成分に不要な直流オフセット電圧が加算されてしまう。
【００１８】そこで、この実施の形態では、コンデンサ
１９ａ及び１９ｂを用いることで、直流成分を除去する
ことにより、不要な直流オフセット電圧による影響を無
くすようにしている。しかし、コンデンサ１９ａ及び１
９ｂを用いただけでは、同時に信号成分に本来多く含ま
れる直流成分と低周波数成分も除去してしまい、また、
符号間干渉を生じさせないようなＲＮＦ２１ａ及び２１
ｂのインパルス応答も乱してしまう。
１９ａ及び１９ｂを用いることで、直流成分を除去する
ことにより、不要な直流オフセット電圧による影響を無
くすようにしている。しかし、コンデンサ１９ａ及び１
９ｂを用いただけでは、同時に信号成分に本来多く含ま
れる直流成分と低周波数成分も除去してしまい、また、
符号間干渉を生じさせないようなＲＮＦ２１ａ及び２１
ｂのインパルス応答も乱してしまう。
【００１９】このため、上記のコンデンサ１９ａ及び１
９ｂの容量値は、後段に接続されるＡ／Ｄ変換器２０ａ
及び２０ｂの入力抵抗と併せて考慮して決定する必要が
ある。つまり、図２に示すように、コンデンサ１９（図
１のコンデンサ１９ａ又は１９ｂに相当）とＡ／Ｄ変換
器２０（図１のＡ／Ｄ変換器２０ａ又は２０ｂに相当）
内の入力抵抗２５とにより、高域フィルタを形成してし
まうために、この高域フィルタのカットオフ周波数を、
使用されているＱＰＳＫ変調のシンボルレートに従っ
て、適切に選択しないと著しい受信品質（ＢＥＲ）劣化
を生じさせる危険性がある。
９ｂの容量値は、後段に接続されるＡ／Ｄ変換器２０ａ
及び２０ｂの入力抵抗と併せて考慮して決定する必要が
ある。つまり、図２に示すように、コンデンサ１９（図
１のコンデンサ１９ａ又は１９ｂに相当）とＡ／Ｄ変換
器２０（図１のＡ／Ｄ変換器２０ａ又は２０ｂに相当）
内の入力抵抗２５とにより、高域フィルタを形成してし
まうために、この高域フィルタのカットオフ周波数を、
使用されているＱＰＳＫ変調のシンボルレートに従っ
て、適切に選択しないと著しい受信品質（ＢＥＲ）劣化
を生じさせる危険性がある。
【００２０】そこで、この実施の形態では、上記のコン
デンサ１９ａ及び１９ｂの容量値を、そのコンデンサと
Ａ／Ｄ変換器２０ａ、２０ｂの入力抵抗とにより構成さ
れる高域フィルタのカットオフ周波数が、使用されてい
るＱＰＳＫ変調のシンボルレートの約１％程度以下にな
るように設定する。これにより、図３にＩで示すよう
に、受信品質（ＢＥＲ）を損なうことなく、直流オフセ
ット電圧の影響を無視できる。なお、ＱＰＳＫ変調のシ
ンボルレートの例としては、例えば２１ｋシンボル／
秒、あるいは１９２ｋシンボル／秒などがある。
デンサ１９ａ及び１９ｂの容量値を、そのコンデンサと
Ａ／Ｄ変換器２０ａ、２０ｂの入力抵抗とにより構成さ
れる高域フィルタのカットオフ周波数が、使用されてい
るＱＰＳＫ変調のシンボルレートの約１％程度以下にな
るように設定する。これにより、図３にＩで示すよう
に、受信品質（ＢＥＲ）を損なうことなく、直流オフセ
ット電圧の影響を無視できる。なお、ＱＰＳＫ変調のシ
ンボルレートの例としては、例えば２１ｋシンボル／
秒、あるいは１９２ｋシンボル／秒などがある。
【００２１】また、この実施の形態では、受動素子のコ
ンデンサ１９ａ及び１９ｂを用いて直流オフセット電圧
の影響を無視できるようにしたため、従来の受信装置の
オフセットキャンセラのような電力を消費する回路に比
べて、消費電力を小にできると共に、装置の小型、軽量
化を実現できる。
ンデンサ１９ａ及び１９ｂを用いて直流オフセット電圧
の影響を無視できるようにしたため、従来の受信装置の
オフセットキャンセラのような電力を消費する回路に比
べて、消費電力を小にできると共に、装置の小型、軽量
化を実現できる。
【００２２】なお、本発明は上記の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えばスペクトラム拡散通信の受信
装置にも適用できる。この場合、上記のコンデンサ１９
ａ及び１９ｂの容量値を、そのコンデンサとＡ／Ｄ変換
器２０ａ、２０ｂの入力抵抗とにより構成される高域フ
ィルタのカットオフ周波数が、例えば拡散率＝６４程度
の直接拡散方式（ＤＳ）によるスペクトラム通信のシン
ボルレートの約１０％程度以下になるように設定する。
これにより、図３にIIで示すように、受信品質（ＢＥ
Ｒ）を損なうことなく、直流オフセット電圧の影響を無
視できる。
れるものではなく、例えばスペクトラム拡散通信の受信
装置にも適用できる。この場合、上記のコンデンサ１９
ａ及び１９ｂの容量値を、そのコンデンサとＡ／Ｄ変換
器２０ａ、２０ｂの入力抵抗とにより構成される高域フ
ィルタのカットオフ周波数が、例えば拡散率＝６４程度
の直接拡散方式（ＤＳ）によるスペクトラム通信のシン
ボルレートの約１０％程度以下になるように設定する。
これにより、図３にIIで示すように、受信品質（ＢＥ
Ｒ）を損なうことなく、直流オフセット電圧の影響を無
視できる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
直流除去用コンデンサとＡ／Ｄ変換器の入力抵抗とによ
り構成される高域フィルタのカットオフ周波数を所定値
以下とすることにより、ベースバンド信号に本来含まれ
ている低周波数成分を極力除去しないようにしたため、
受信品質（ＢＥＲ）を損なうことなく、回路により発生
する直流除去用コンデンサにより周波数変換手段の出力
ベースバンド信号の直流オフセット電圧を除去できる。
直流除去用コンデンサとＡ／Ｄ変換器の入力抵抗とによ
り構成される高域フィルタのカットオフ周波数を所定値
以下とすることにより、ベースバンド信号に本来含まれ
ている低周波数成分を極力除去しないようにしたため、
受信品質（ＢＥＲ）を損なうことなく、回路により発生
する直流除去用コンデンサにより周波数変換手段の出力
ベースバンド信号の直流オフセット電圧を除去できる。
【００２４】また、本発明によれば、ベースバンド信号
の直流オフセット電圧を、受動素子である直流除去用コ
ンデンサにより除去するようにしているため、オフセッ
トキャンセラにより直流オフセット電圧を除去する従来
受信装置に比し、消費電力を大幅に低減できると共に回
路構成を小型化でき、よって、携帯電話機に適用してと
くに好適である。
の直流オフセット電圧を、受動素子である直流除去用コ
ンデンサにより除去するようにしているため、オフセッ
トキャンセラにより直流オフセット電圧を除去する従来
受信装置に比し、消費電力を大幅に低減できると共に回
路構成を小型化でき、よって、携帯電話機に適用してと
くに好適である。
【図１】本発明の一実施の形態のブロック図である。
【図２】本発明の要部の構成の説明図である。
【図３】ＱＰＳＫ信号とスペクトラム拡散信号に本発明
を適用したときの、本発明の要部の高域フィルタのカッ
トオフ周波数と受信品質（ＢＥＲ）との関係を示す図で
ある。
を適用したときの、本発明の要部の高域フィルタのカッ
トオフ周波数と受信品質（ＢＥＲ）との関係を示す図で
ある。
１３、１８ａ、１８ｂ 増幅器 １４ａ、１４ｂ ミキサ １５ 局部発振器 １６ ９０°移相器 １７ａ、１７ｂ 低域フィルタ １９ａ、１９ｂ、１９ 直流電圧阻止用コンデンサ ２０ａ、２０ｂ、２０ Ａ／Ｄ変換器 ２１ａ、２１ｂ ルートナイキストフィルタ（ＲＮＦ） ２２ 受信データ処理回路
Claims (6)
- 【請求項１】 アンテナを介して受信して得た高周波受
信信号を、局部発振周波信号を用いてベースバンド信号
に周波数変換する周波数変換手段と、 前記周波数変換手段から取り出された前記ベースバンド
信号の直流成分を除去する直流除去用コンデンサと、 前記直流除去用コンデンサを通して入力された前記ベー
スバンド信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、 前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタル信号を波形整形した
後、復調して復調信号を得る復調手段とを有し、前記直
流除去用コンデンサと前記Ａ／Ｄ変換器の入力抵抗とに
より構成される高域フィルタのカットオフ周波数が所定
値以下となるように、前記直流除去用コンデンサの容量
値を設定したことを特徴とするダイレクトコンバージョ
ン受信装置。 - 【請求項２】 前記周波数変換手段は、前記局部発振周
波信号を発生する発振器と、該局部発振周波信号を９０
°移相する移相器と、前記高周波受信信号を前記発振器
よりの局部発振周波信号を用いて周波数変換して第１の
ベースバンド信号を出力する第１のミキサと、前記高周
波受信信号を前記移相器よりの局部発振周波信号を用い
て周波数変換して第２のベースバンド信号を出力する第
２のミキサとを有し、前記直流除去用コンデンサ及び前
記Ａ／Ｄ変換器は、前記第１及び第２のベースバンド信
号に対応して２系統設けられていることを特徴とする請
求項１記載のダイレクトコンバージョン受信装置。 - 【請求項３】 前記周波数変換手段は、ＱＰＳＫ変調さ
れている高周波受信信号を直交復調する手段であること
を特徴とする請求項１記載のダイレクトコンバージョン
受信装置。 - 【請求項４】 前記周波数変換手段は、直接拡散方式に
よるスペクトラム拡散変調されている高周波受信信号を
直交復調する手段であることを特徴とする請求項１記載
のダイレクトコンバージョン受信装置。 - 【請求項５】 前記直流除去用コンデンサと前記Ａ／Ｄ
変換器の入力抵抗とにより構成される高域フィルタのカ
ットオフ周波数は、前記高周波受信信号がＱＰＳＫ変調
されているときには、ＱＰＳＫ変調のシンボルレートの
１％程度以下であることを特徴とする請求項１記載のダ
イレクトコンバージョン受信装置。 - 【請求項６】 前記直流除去用コンデンサと前記Ａ／Ｄ
変換器の入力抵抗とにより構成される高域フィルタのカ
ットオフ周波数は、前記高周波受信信号が直接拡散方式
による周波数スペクトラム拡散変調されているときに
は、周波数スペクトラム拡散変調のシンボルレートの１
０％程度以下であることを特徴とする請求項１記載のダ
イレクトコンバージョン受信装置。
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- 1999-02-09 CN CNB991022351A patent/CN1227880C/zh not_active Expired - Fee Related
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