JPH1013484A - 復調用信号変換方法及び復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 差動アンプでの中心電圧の調整を不要とする
ことで調整時間の短縮化を図ることができ、かつ温度環
境および差動アンプの影響を受けることのない復調用信
号変換方法及び復調回路を提供する。 【解決手段】 入力されるアナログ信号をデジタル信号
に変換するＡ／Ｄコンバータを具備したデジタル多重無
線装置の復調回路において、入力されるアナログ信号を
デジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ１２と、この
Ａ／Ｄコンバータ１２の信号入力端子Ｖc に入力される
前記アナログ信号の直流成分を除去するコンデンサ１８
とを有し、このコンデンサ１８で直流成分が除去された
アナログ信号に当該Ａ／Ｄコンバータ１２で得られる判
定電圧Ｖref を印加したアナログ信号が前記信号入力端
子Ｖc に入力されるように構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、復調用信号変換方
法及び復調回路に関し、特にスクランブラを具備したデ
ジタル多重無線装置に適用して好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の復調回路の構成及びその作用につ
いて簡単に説明する。図２に６ＧＨz帯ＰＣＭ多方向多
重無線装置（１６ＱＡＭ方式）の復調ユニット（ＤＥ
Ｍ）部分の回路図を示す。

【０００３】一般的に１６ＱＡＭ復調方式によるデジタ
ルマイクロ波通信においては、１６ＱＡＭで変調された
信号（搬送波＋信号波）が入力され、この変調信号はバ
ッファーアンプ２１を通してＩチャネルとＱチャネルの
２系統に分けられる。次に、基準搬送波再生回路２５に
おいて生成された搬送波により同期検波回路２３Ｉ，２
３Ｑでそれぞれ同期検波され信号波（アナログ信号）の
みが取り出され、さらに差動アンプ１１Ｉ，１１Ｑで増
幅された後に、このアナログ信号はアナログ／デジタル
（以下、単にＡ／Ｄという）コンバータ１２Ｉ，１２Ｑ
で信号変換（Ａ／Ｄ変換）されてデジタル化される。

【０００４】また、差動アンプ１１Ｉ，１１Ｑの出力
は、クロック再生回路１７の情報信号を作るために、そ
れぞれコンパレータ１５Ｉ，１５Ｑにも入力され、基準
電圧値の調整用のコンパレータ基準電圧発生回路１６か
ら出力される基準電圧値と比較され、その比較結果がそ
れぞれクロック再生回路１７に出力される。そして、ク
ロック再生回路１７にて再生されたクロックはＡ／Ｄコ
ンバータ１２Ｉ，１２Ｑへ出力され、そのサンプリング
クロックに供される。

【０００５】このように従来の復調回路は、一般的に差
動アンプとＡ／Ｄコンバータ及び差動アンプとコンパレ
ータとを直結して構成されていた。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２に
示した従来の復調回路においては、復調回路における評
価パラメータとなるＢＥＲ（エラー率）を最良の状態に
するために、差動アンプ１１から出力される信号波の中
心電圧を、Ａ／Ｄコンバータ１２で要求される中心電圧
となるように、差動アンプ１１の部分で調整する必要が
あり、この調整値がずれていたり、何らかの原因でずれ
ると装置全体の品質の低下を招来するという問題を有し
ていた。

【０００７】以下、差動アンプ１１及びＡ／Ｄコンバー
タ１２を含む要部を示す図３を参照して詳細に説明す
る。この部分は上述したようにＩチャネル／Ｑチャネル
の２系統あるが、共に同様に動作するため、図３におい
てはそのうちの１系統を示している。

【０００８】この図３に示されるＡ／Ｄコンバータ１２
は、部品使用初期条件として、最高基準電圧（ＶＲＴ）
と最低基準電圧（ＶＲＢ）とを入力することになってお
り、その場合のＡ／Ｄコンバータ１２で要求される中心
電圧（Ｖｃ）は、図３中の（式１）に示されるように最
高基準電圧発生回路１３で生成される最高基準電圧（Ｖ
ＲＴ）と最低基準電圧発生回路１４で生成される最低基
準電圧（ＶＲＢ）とを足して２で割った値となる。差動
アンプ１１から出力される信号波（図３（ｂ）ではアイ
パターンで示している）の中心電圧を、この電圧に合わ
せるためには、差動アンプ側で調整しなければならな
い。しかしながら、この調整は、装置の品質そのものを
決める、特に大切な調整となるため、慎重に行なう必要
があり、それ故に難易度の高い調整になり、かつ、その
ための時間もかなりかかることになる。

【０００９】従来、この調整には２通りの仕方がある。
すなわち、１つは測定器のみを用いて単体で調整する方
法であるが、総合評価に関わる重要な部分であるために
高精度なものを用いなければならず、仮に精密に調整し
たとしても、総合系で見ると完全に調整しきれていない
場合もあるため、装置総合調整時、再度微調整する必要
が生じる。また、もう１つの方法としては、総合系（装
置全体）と同等な測定系を組み、ＢＥＲ（エラー率）が
最良になるように調整を行なう方法がある。しかし、こ
の方法では測定系を構成するという手間がかかり、しか
もＢＥＲ測定を行ないながらの調整のため時間も非常に
かかることになる。また、どちらの調整法を採用しても
この調整部分はＩチャネルとＱチャネルの２系列あり、
この２系列を交互に調整しながら一番最良の状態に仕上
げていく必要がある。

【００１０】さらに、常温で調整が完了したとしても、
高温・低温の環境で使われた場合、または経年変化によ
る差動アンプのドリフトで、差動アンプから出力される
中心電圧がずれる可能性があり、このような場合には手
の施しようがなかった。

【００１１】本発明は、以上の点を考慮してなされたも
のであり、差動アンプでの中心電圧の調整を不要とする
ことで調整時間の短縮化を図ることができ、かつ温度環
境および差動アンプの影響を受けない復調用信号変換方
法及び復調回路を提供しようとするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め、本発明の請求項１においては、入力されるアナログ
信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルＡ／
Ｄコンバータを復調回路に具備したデジタル多重無線装
置の復調用信号変換方法において、以下のようにした。

【００１３】すなわち、本発明はＡ／Ｄコンバータから
出力される判定電圧Ｖref （最高基準電圧ＶRTと最低基
準電圧ＶRBとの和を２で割った値の電圧）を使用するも
のであり、このＡ／Ｄコンバータで中心電圧Ｖｃとして
判断される判定電圧Ｖref を利用するものである。その
ために、信号波を復調する際にＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコ
ンバータの信号入力点に直流成分を除去するためのコン
デンサを介して信号波を入力すると共に、当該Ａ／Ｄコ
ンバータで得られる判定電圧を前記信号入力点に入力す
ることとした。

【００１４】従って、前段の、例えば差動アンプから供
給されるアナログ信号波に含まれる直流成分をコンデン
サで除去し、新たにＡ／Ｄコンバータで得られる判定電
圧を信号波の中心電圧として前記信号入力点に入力する
ことができ、差動アンプでの中心電圧の調整を不要とす
る。

【００１５】本発明の請求項２においては、入力される
アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバー
タを具備したデジタル多重無線装置の復調回路におい
て、以下の各構成要素によって構成した。

【００１６】すなわち、前記Ａ／Ｄコンバータの信号入
力点に入力される前記アナログ信号の直流成分を除去す
るコンデンサと、このコンデンサで直流成分が除去され
たアナログ信号に前記Ａ／Ｄコンバータで得られる判定
電圧を印加して前記信号入力点に入力する電圧印加手段
とを備えて構成することとした。

【００１７】従って、前段の、例えば差動アンプからＡ
／Ｄコンバータに供給されるアナログ信号に含まれる直
流成分をコンデンサで除去し、新たにＡ／Ｄコンバータ
で得られる判定電圧を電圧印加手段を介して信号波の中
心電圧として前記信号入力点に入力することができ、差
動アンプでの中心電圧の調整を不要とする。

【００１８】本発明の請求項３においては、入力される
アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバー
タを具備したデジタル多重無線装置の復調回路におい
て、以下の各構成要素によって構成した。

【００１９】すなわち、入力されるアナログ信号の直流
成分を除去するコンデンサと、このコンデンサで直流成
分が除去されたアナログ信号に前記Ａ／Ｄコンバータで
得られる判定電圧が印加されたアナログ信号が信号入力
点に入力され、かつ前記Ａ／Ｄコンバータで得られる判
定電圧が基準電圧入力点に印加されて、前記Ａ／Ｄコン
バータのサンプリングクロックを生成するクロック再生
回路に位相情報を供給するコンパレータとを備えて構成
することとした。

【００２０】従って、前段の、例えば差動アンプからＡ
／Ｄコンバータに供給されるアナログ信号に含まれる直
流成分をコンデンサで除去し、新たにＡ／Ｄコンバータ
で得られる判定電圧を印加したアナログ信号を信号波の
中心電圧として前記信号入力点に入力することができ、
前記Ａ／Ｄコンバータで得られる判定電圧を基準電圧入
力点に印加することから、コンパレータにおける調整を
不要とする。

【００２１】本発明の請求項４においては、入力される
アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバー
タを具備したデジタル多重無線装置の復調回路におい
て、以下の各構成要素によって構成した。

【００２２】すなわち、入力されるアナログ信号の直流
成分を除去するコンデンサと、このコンデンサで直流成
分が除去されたアナログ信号が信号入力点に入力される
と共に基準電圧入力点が接地されて、前記Ａ／Ｄコンバ
ータのサンプリングクロックを生成するクロック再生回
路に位相情報を供給するコンパレータとを備えて構成す
ることとした。

【００２３】従って、前段の、例えば差動アンプからコ
ンパレータに供給されるアナログ信号に含まれる直流成
分をコンデンサで除去して信号波の中心電圧を接地電位
と等しくて信号入力点に入力すると共に基準電圧入力点
を接地することから、クロック再生に係る最適ポイント
を得ることができ、また基準電圧入力点は接地するだけ
であることからパターン設計が容易となる。

【００２４】

【発明の実施の形態】

（Ａ）第１の実施形態 以下、本発明による復調用信号変換方法を該方法が適用
される復調回路を一例に図面を参照しながら詳述する。
ここで、図１は、第１の実施形態の構成を示すものであ
り、上述した図３との同一又は対応部分には同一符号を
付して示している。

【００２５】図１において、この第１の実施形態の復調
回路も、図２及び図３に示した構成要素、すなわち、差
動アンプ１１と、Ａ／Ｄコンバータ１２と、最高基準電
圧発生回路１３と、最低基準電圧発生回路１４と、コン
パレータ１５と、コンパレータ基準電圧発生回路１６
と、クロック再生回路１７と、バッファアンプ２１と、
同期検波回路２２と、π／２位相シフタ２３及び基準搬
送波再生回路２４とをそのまま有する。これに加えて、
この第１の実施形態の復調回路は、コンデンサ１８及び
抵抗１９とを有する。

【００２６】コンデンサ１８は、差動アンプ１１の出力
端子とＡ／Ｄコンバータ１２の信号入力点である信号入
力端子Ｖc との間に設けられる。また、Ａ／Ｄコンバー
タ１２の判定電圧Ｖref 出力端子は、コンデンサ１８と
信号入力端子Ｖc との間で接続され、この接続点と判定
電圧Ｖref 出力端子との間に抵抗１９が設けられて、電
圧印加手段を構成する。

【００２７】すなわち、差動アンプ１１の出力は、コン
デンサ１８を通ってＡ／Ｄコンバータ１２の信号入力端
子Ｖc に入力され、またコンデンサ１８とＡ／Ｄコンバ
ータ１２の信号入力端子Ｖc との間には抵抗１９を介し
て判定電圧Ｖref 出力端子が接続されており、この判定
電圧Ｖref 出力端子からＡ／Ｄコンバータ１２の判定電
圧Ｖref が出力される。

【００２８】次に、第１の実施形態の作用について説明
する。

【００２９】Ａ／Ｄコンバータ１２の判定電圧Ｖref 出
力端子からは、最高基準電圧発生回路１３からＡ／Ｄコ
ンバータ１２に出力される最高基準電圧ＶRTと、最低基
準電圧発生回路１４からＡ／Ｄコンバータ１２に出力さ
れる最低基準電圧ＶRBとを足して２で割った値の電圧、
すなわち判定電圧Ｖref が出力されている。この判定電
圧Ｖref は、Ａ／Ｄコンバータ１２で中心電圧Ｖｃとし
て判断される電圧値である。なお、図１（ｂ）には、差
動アンプ１１からの信号波のアイパターンを示してお
り、アイパターンの中心電圧が判定電圧Ｖref となる。

【００３０】従来の復調回路は、この電圧値にあわせる
ように差動アンプ１１の出力の信号波の中心電圧を調整
していた。この第１の実施形態では、差動アンプ１１か
らのアナログ出力信号に含まれる直流成分（ＤＣ成分）
をコンデンサ１８で除去し、この直流成分の除去された
アナログ信号に、Ａ／Ｄコンバータ１２の判定電圧Ｖre
f 端子から出力された判定電圧Ｖref を印加して、これ
を中心電圧として信号入力端子Ｖc に入力し使用するこ
とにより、この差動アンプ１１の出力調整の作業をなく
すことを可能とした。

【００３１】なお、この第１の実施形態が適用されるデ
ジタル多重無線装置は、スクランブラが具備されている
ため、差動アンプ１１から出力される信号波には常に交
流成分が含まれており、コンデンサ１８の回路への挿入
による問題は生じない。また、抵抗１９は、差動アンプ
１１から出力されるアナログ信号波が、Ａ／Ｄコンバー
タ１２の判定電圧Ｖref 端子に対して悪影響を及ぼさな
いようにアイソレーションを施すためのものである。

【００３２】次に、上述した第１の実施形態の効果につ
いて説明する。以上説明した第１の実施形態では、以下
の効果が得られる。

【００３３】(1) 差動アンプ１１での中心電圧の調整が
不要となる。すなわち、従来の中心電圧の調整の場合に
は、電圧の測定器に高精度なものを用い、かつこの復調
回路を装着した後の装置の総合調整時に、再度微調整す
る必要があり、さらにＢＥＲ（エラー率）の測定も行な
いながらの作業となるため面倒が伴うものであった。し
かも、ＩチャネルとＱチャネルの２系列を交互に調整し
ながら一番最良の状態に持っていく必要があった。この
第１の実施形態でこれら面倒な調整が一切不要になるた
め調整時間の短縮化を図ることができる。

【００３４】(2) 温度環境の影響を受けることがない。
判定電圧Ｖref 値は、最高基準電圧ＶRTと最低基準電圧
ＶRBにより決まるものであり、通常では温度環境の影響
を受けない。仮に温度変化により、最高基準電圧ＶRTま
たは最低基準電圧ＶRBが変化した場合、それに応じて判
定電圧Ｖref の電圧値も変化するものの、その判定電圧
Ｖref 値がそのまま信号波の中心電圧となるため、どん
な状態であっても常に最良の状態で信号波を入力させる
ことができる。

【００３５】(3) 差動アンプ１１の影響を受けない。従
来の復調回路が差動アンプ１１の出力をそのままＡ／Ｄ
コンバータ１２に入力しているのと比べ、中心電圧に関
してはコンデンサ１８により、差動アンプ１１とＡ／Ｄ
コンバータ１２の部分が完全に独立されているため、差
動アンプ１１の電源電圧変化や温度変化による信号波出
力の変化の影響を全く考えずに済む。

【００３６】（Ｂ）第２の実施形態 図４において、この第２の実施形態の復調回路も、図２
及び図３に示した構成要素とほぼ同様であり、さらに、
これに加えて、この第２の実施形態の復調回路は、第１
の実施形態の復調回路と同様に、コンデンサ１８及び抵
抗１９とを有する。

【００３７】コンデンサ１８は、差動アンプ１１の出力
端子とＡ／Ｄコンバータ１２の信号入力点である信号入
力端子Ｖc との間に設けられる。また、Ａ／Ｄコンバー
タ１２の判定電圧Ｖref 出力端子は、コンデンサ１８と
信号入力端子Ｖc との間で接続され、この接続点と判定
電圧Ｖref 出力端子との間に抵抗１９が設けられる。ま
た、コンパレータの信号入力点としてのコンパレータ信
号波入力端子１５ｂには前記接続点が接続されて、判定
電圧が印加されたアナログ信号が入力され、基準電圧入
力点としてのコンパレータ基準電圧入力端子１５ａには
Ａ／Ｄコンバータ１２の判定電圧Ｖref 出力端子が接続
されて判定電圧Ｖref が印加される。

【００３８】すなわち、第１の実施形態等ではコンパレ
ータ１５のコンパレータ基準電圧入力端子１５ａに接続
されていたコンパレータ基準電圧発生回路１６に変え
て、この第２の実施形態では、Ａ／Ｄコンバータ１２の
判定電圧Ｖref 端子を接続し、コンパレータ基準電圧入
力端子１５ａに判定電圧Ｖref を印加するようにした。
さらに、差動アンプ１１の出力端子とコンパレータ信号
波入力端子１５ｂとが直接接続されていたものを、コン
デンサ１８の下流側の接続点と接続するようにすること
で、直流成分を除去した後、判定電圧Ｖref を印加した
アナログ信号を入力するようにした。

【００３９】次に、第２の実施形態の作用について説明
する。

【００４０】第１の実施形態の場合と同様に、差動アン
プ１１から出力されたアナログ信号は、コンデンサ１８
で直流成分が除去され、Ａ／Ｄコンバータ１２の判定電
圧Ｖref が印加される。この判定電圧Ｖref が印加され
たアナログ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１２の信号入力端
子Ｖc に入力されると共に、コンパレータ信号波入力端
子１５ｂに入力される。このとき、Ａ／Ｄコンバータ１
２の判定電圧Ｖref の電圧値が中心電圧Ｖｃとされる。
そして、この判定電圧Ｖref 値をそのままコンパレータ
基準電圧とすることにより、最適の判断ポイントが得ら
れ、クロック再生回路１７に最適の位相情報を提供する
ことができる。

【００４１】次に、上述した第２の実施形態の効果につ
いて説明する。以上説明した第２の実施形態では、コン
パレータ基準電圧発生回路１６を不要としたことから、
以下の効果が得られる。

【００４２】(1) コンパレータ基準電圧発生回路１６を
用いた場合には必要とされる基準電圧の調整作業を不要
とすることが可能となる。この調整は差動アンプ１１の
調整ほど面倒なものではないものの、装置全体の評価を
決めるＢＥＲ（エラー率）に影響を及ぼすことから、精
密な調整が要求される。この実施の形態によれば、その
調整に掛けられていた手間と時間を大幅に短縮すること
ができる。

【００４３】(2) コンパレータ基準電圧発生回路１６の
温度変化による電圧変動の影響が無くなる。

【００４４】(3) コンパレータ基準電圧発生回路１６の
動作を安定化するために、このコンパレータ基準電圧発
生回路１６の入力電圧を安定化する必要があったが、そ
の必要がなくなり回路を簡略化することができる。

【００４５】（Ｃ）第３の実施形態 図５において、この第５の実施形態の復調回路も、図２
及び図３に示した構成要素とほぼ同様であり、さらに、
これに加えて、この第３の実施形態の復調回路は、第１
の実施形態の復調回路と同様にコンデンサ１８及び抵抗
１９とを有し、さらにコンデンサ５１をも有する。

【００４６】コンデンサ１８は、差動アンプ１１の出力
端子とＡ／Ｄコンバータ１２の信号入力点である信号入
力端子Ｖc との間に設けられる。また、Ａ／Ｄコンバー
タ１２の判定電圧Ｖref 出力端子は、コンデンサ１８と
信号入力端子Ｖc との間で接続され、この接続点と判定
電圧Ｖref 出力端子との間に抵抗１９が設けられる。ま
た、コンパレータ１５のコンパレータ信号波入力端子１
５ｂが差動アンプ１１の出力端子とコンデンサ５１を介
して接続され、コンパレータ基準電圧入力端子１５ａは
接地される。

【００４７】すなわち、第１の実施形態等ではコンパレ
ータ１５のコンパレータ基準電圧入力端子１５ａに接続
されていたコンパレータ基準電圧発生回路１６を削除
し、このコンパレータ基準電圧入力端子１５ａを接地し
た。さらに、第１の実施形態等ではコンパレータ１５の
コンパレータ信号波入力端子１５ｂは差動アンプ１１の
出力端子と直接接続されていたものを、コンデンサ５１
を介して接続するようにした。

【００４８】次に、第３の実施形態の作用について説明
する。

【００４９】差動アンプ１１から出力されるアナログ信
号波は、コンデンサ５１により直流成分がカットされ
る。つまりアナログ信号波の中心電圧Ｖｃは接地電圧と
同じ０Ｖとなる。また、コンパレータ基準電圧入力端子
１５ａを接地することにより、第２の実施形態と同様、
最適の判断ポイントが得られ、クロック再生回路１７に
最適の位相情報を提供することができる。

【００５０】次に、上述した第３の実施形態の効果につ
いて説明する。以上説明した第３の実施形態では、上記
第２の実施形態の効果に加えて、コンパレータ基準電圧
入力端子１５ａを接地するのみで良いため、パターン設
計の簡略化を図ることができる。

【００５１】

【発明の効果】以上のように、本発明の復調用信号変換
方法及び復調回路によれば、Ａ／Ｄコンバータ内の判定
電圧Ｖref を用いて信号波の中心電圧を設定するように
したので、差動アンプでの中心電圧の調整を不要とする
ことができこれにより調整時間の短縮化を図ることがで
き、さらに温度環境および差動アンプの影響を排除する
ことができる。また、同様にコンパレータの基準電圧に
Ａ／Ｄコンバータ内の判定電圧Ｖref を用いることによ
り、コンパレータ基準電圧発生回路を削除することがで
き、回路を簡略にすることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の復調回路の要部の構成を示す
回路図である。

【図２】従来例のＰＣＭ多方向多重無線装置の復調ユニ
ットの回路図である。

【図３】図２に示した復調ユニットの要部の構成を示す
回路図である。

【図４】第２の実施形態の復調回路の要部の構成を示す
回路図である。

【図５】第３の実施形態の復調回路の要部の構成を示す
回路図である。

【符号の説明】

１１…差動アンプ、１２…Ａ／Ｄコンバータ、１３…最
高基準電圧発生回路、１４…最低基準電圧発生回路、１
５…コンパレータ、１６…コンパレータ基準電圧発生回
路、１７…クロック再生回路、１８…コンデンサ、１
９，５１…抵抗、２１…バッファアンプ、２２…同期検
波回路、２３…π／２位相シフタ、２４…基準搬送波再
生回路。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力されるアナログ信号をデジタル信号
   に変換するアナログ／デジタルコンバータを復調回路に
   具備したデジタル多重無線装置の復調用信号変換方法に
   おいて、 前記アナログ／デジタルコンバータの信号入力点に直流
   成分を除去するためのコンデンサを介して信号波を入力
   すると共に、当該アナログ／デジタルコンバータで得ら
   れる判定電圧を前記信号入力点に入力することを特徴と
   した復調用信号変換方法。
2. 【請求項２】 入力されるアナログ信号をデジタル信号
   に変換するアナログ／デジタルコンバータを具備したデ
   ジタル多重無線装置の復調回路において、前記アナログ
   ／デジタルコンバータの信号入力点に入力される前記ア
   ナログ信号の直流成分を除去するコンデンサと、 このコンデンサで直流成分が除去されたアナログ信号に
   前記アナログ／デジタルコンバータで得られる判定電圧
   を印加して前記信号入力点に入力する電圧印加手段とを
   備えたことを特徴とした復調回路。
3. 【請求項３】 入力されるアナログ信号をデジタル信号
   に変換するアナログ／デジタルコンバータを具備したデ
   ジタル多重無線装置の復調回路において、入力されるア
   ナログ信号の直流成分を除去するコンデンサと、 このコンデンサで直流成分が除去されたアナログ信号に
   前記アナログ／デジタルコンバータで得られる判定電圧
   が印加されたアナログ信号が信号入力点に入力され、か
   つ前記アナログ／デジタルコンバータで得られる判定電
   圧が基準電圧入力点に印加されて、前記アナログ／デジ
   タルコンバータのサンプリングクロックを生成するクロ
   ック再生回路に位相情報を供給するコンパレータとを備
   えたことを特徴とした復調回路。
4. 【請求項４】 入力されるアナログ信号をデジタル信号
   に変換するアナログ／デジタルコンバータを具備したデ
   ジタル多重無線装置の復調回路において、 入力されるアナログ信号の直流成分を除去するコンデン
   サと、 このコンデンサで直流成分が除去されたアナログ信号が
   信号入力点に入力されると共に基準電圧入力点が接地さ
   れて、前記アナログ／デジタルコンバータのサンプリン
   グクロックを生成するクロック再生回路に位相情報を供
   給するコンパレータとを備えたことを特徴とした復調回
   路。