CN1219358C - 数字广播接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明是通过自动调整增益将接收的数字调制信号波(RF)放大后解调为数字信号SDMD的数字广播接收装置RP。其调谐器2将数字调制信号波Srf频率变换，生成第1调制信号SMA，第1自动增益控制放大器AGC1控制调谐器2的增益，使第1调制信号SMA的电平SL1成为第1规定电平，AD变换器3将第1调制信号SMA变换为第2调制信号SMD，而解调器7再对其解调生成第1解调数字信号SDD，第2自动增益控制放大器AGC2a除去数字调制信号波Srf的频率变动生成第2解调数字信号SMDa。

Description

数字广播接收装置

技术领域

本发明涉及电视及电台广播的特别是数字广播接收装置。

背景技术

图21所示为已有的数字广播接收装置的结构。数字广播接收装置Rc包含天线1、调谐器2、AD变换器3、解调器7及自动增益控制器AGC。另外，自动增益控制器AGC包含自动增益控制信号发生器SG及电平检测器LD。从广播台发送的数字广播波RF在空中传播，由天线1接收。天线1接收的数字广播波Srf用调谐器2进行频率变换，生成调制的模拟信号SMA。该调制的模拟信号SMA用AD变换器3变换为调制的数字信号SMD，然后输出给自动增益控制器AGC和解调器7。

在自动增益控制器AGC中，电平检测器LD检测输入的调制数字信号SMD的电平，判断检测出的信号电平是大于还是小于某一定的电平(参考值)，然后生成电平信号SL。自动增益控制信号发生器SG根据由电平检测器LD输入的电平信号SL，对调谐器2输出调节调谐器2的增益用的控制信号SAG。换句话说，当大于规定电平(参考值)时，电平检测器LD让自动增益控制信号发生器SG输出使调谐器2增益下降的控制信号SAG。反之，小于规定电平(参考值)时，让自动增益控制信号发生器SG输出使调谐器2的增益上升的控制信号SAG。

结果，对调谐器2的增益进行控制而生成的调制模拟信号SMA用AD变换器3进行A/D变换，生成调制的数字信号SMD。然后，利用解调器7，由该调制的数字信号SMD生成解调的数字信号SDD，输出给后面的纠错处理。

图22所示为电平检测器LD的详细结构。电平检测器LD包含减法器12、加法器13、延迟器14及移位器15(在图22中，用“2^-n”表示)。n为移位位数。加法器13及延迟器14构成积分器100。移位器15在例如根据4096＝2¹²个数据求平均值时，设定n＝12。从AD变换器3输入的调制的数字信号SMD由减法器12减去由移位器15输出的平均信号Y/2n，然后输出给积分器100。

图23所示为自动增益控制信号发生器SG的详细结构。自动增益控制信号发生器SG包含参考值发生器16、减法器24、乘法器17、常数发生器18、积分器21、电平变换器LC、PWM(脉宽调制器：Pulse Width Modulator)22及低通滤波器23。积分器21包含加法器19及延迟器20。电平变换器LC包含乘法器33、反转系数发生器34、补偿系数发生器46及加法器47。

减法器24计算由电平检测器LD输入的电平信号SL与参考值发生器16提供的规定参考值R的误差，生成误差信号SE。另外，在本说明书中，为了说明简单起见，用适当的符号表示信号及参数。乘法器17将常数发生器18提供的常数G与减法器24计算的误差信号SE相乘，生成G·SE，然后输出给积分器21。

积分器21用延迟器20使从乘法器17输入的G·SE延迟1个控制周期t，然后用加法器19与当时从乘法器17的输入相加，以此对G·SE进行积分。该积分结果作为积分信号Z由延迟器20输出给加法器19及电平变换器LC。所谓1个控制周期说的是，数字广播接收装置Rc和后述的本发明数字广播接收装置RPa及其结构要素中连续进行的控制处理的1个顺序循环(sequence)。而所谓1个控制周期期间是执行1个控制周期所需要的时间，说的是某一个控制周期开始后至下一个控制周期开始前的期间。

在电平变换器LC中，乘法器33用反转系数发生器34提供的“-1”相乘，这样使从积分器21输入的积分信号Z的正负反转，生成-Z。加法器47将补偿系数发生器46提供的补偿系数OB与从乘法器33输入的-Z相加，生成-Z+OB。PWM22对从加法器47输入的-Z+OB进行脉宽调制，生成方波信号Sr。低通滤波器23从由PWM22输入的方波信号Sr抽取低频分量，生成具有规定控制电压的控制信号SAG。结果，在调谐器2、电平检测器LD与自动增益控制信号发生器SG之间形成环路。

下面简单说明电平变换器LC。电平变换器LC设在用PWM22对从积分器21输出的积分信号Z进行处理之前，用来对积分信号Z的值进行标准化处理，使得积分信号Z的值大于基准值时，也能够正确进行增益控制。为此，反转系数发生器34将规定的负值的反转系数提供给乘法器33，使积分信号Z正负反转。补偿系数发生器46为了使PWM22的处理方便，提供进行补偿用的具有规定值的补偿系数OB，使反转的积分信号Z(-Z)的值在电平变换器LC的输出中为正值或为零。

补偿系数OB的值根据反转系数发生器34提供的反转系数及积分器21的输出位数来决定。现在以反转系数为-1、积分器21的输出位数为11的情况为例进行说明。即积分信号Z是-1024至+1023之间的值。若设定补偿系数OB为积分器21的输出位数即11位(1024)，则加法器47输出的-Z+OB的值存在于0至2047之间。积分器21的输出为0时，加法器47输出的-Z+OB的值为+1024(OB)。积分器21的输出为负时，-N+OB的值存在于+1025至+2047之间。这样的构成能够根据变动对数字广播波Srf正确地进行增益控制。

下面参照图22及图23，对任意控制周期t中电平检测器LD及自动增益控制信号发生器SG的内部生成的各种信号处理用框图进行说明。另外，在本说明书中，不限于已有的技术，即使是关于本发明的实施形态的说明，也用t表示控制周期，用Pt表示控制周期期间。即相对于某一个控制周期t，过去或未来的控制周期分别利用t加减自然数来表示，对应的控制周期期间Pt也同样利用t加减自然数来表示。这样，控制周期t也是表示相对时刻的参数。又，为了说明简单起见，根据需要可将控制周期t简单称为“t”，同时各信号及参数用其符号表示。

如图22所示，在电平检测器LD的减法器12中，从由AD变换器3输出的SMD(t)减去从移位器15输出的平均信号Y(t+1)/2ⁿ，生成SMD(t)-Y(t+1)/2ⁿ。

在积分器100的加法器13，从减法器12输入的SMD(t)-Y(t+1)/2ⁿ与从延迟器14输出的积分信号Y(t+1)相加，生成SMD(t)-Y(t+1)/2ⁿ+Y(t+1)＝SMD(t)+Y(t+1)(1-2^-n)。

在延迟器14，使从加法器13输入的SMD(t)+Y(t+1)(1-2^-n)延迟1个控制周期t，生成积分信号Y(t+1)。

在移动器15，按具有规定值的移位位数n进行移位，生成平均信号Y(t+1)/2ⁿ。该平均信号Y(t+1)/2ⁿ相当于根据2ⁿ个数据值求输入至电平检测器LD的调制数字信号SMD得到的平均值。这意味着，移位位数n规定了利用移位器15求平均值所需要的数据数。即2ⁿ是求输入至电平检测器LD的调制数字信号SMD的平均值所需要的数据数，移位位数n是平均系数。下面将2ⁿ称为平均数据数。

接着如图23所示，在自动增益控制信号发生器SG的减法器24中，从电平检测器LD输入的电平信号SL减去从参考值发生器16输入的参考值R，生成误差信号SE(t)。

在乘法器17将从减法器24输入的SE(t)与从常数发生器18输入的常数G相乘，生成G·SE(t)。

在积分器21的加法器19，从乘法器17输入的G·SE(t)与从延迟器20输出的积分信号Z(t+1)相加，生成G·SE(t)+Z(t+1)。

在延迟器20，使从加法器19输入的G·SE(t)+Z(t+1)延迟1个控制周期t，生成积分信号Z(t+1)。

在电平变换器LC的反转系数发生器34，从延迟器20输入的积分信号Z(t+1)与从反转系数发生器34输入的反转系数“-1”相乘，生成-Z(t+1)。

在加法器47，从补偿系数发生器46输入的补偿系数OB与从乘法器33输入的-Z(t+1)相加，生成-Z(t+1)+OB。

PWM22将从电平变换器LC输入的-Z(t+1)+OB的脉宽加以变换，生成方波信号Sr。低通滤波器23从由PWM22输入的方波信号Sr抽取低频分量，使其稳定于所希望的稳定电平，生成增益控制信号SAG。

在上述那样构成的数字广播接收装置Rc中，在数字广播波Srf的信号为最大，电平信号SL的值也为最大时，-Z+OB为0，方波信号Sr如图24所示，始终输出0，控制信号SAG为最小。在数字广播波Srf为中间值，电平信号SL的值也为中间值时，-Z+OB为1024，方波信号Sr如图25所示，以每2次有1次的比例输出1，控制信号SAG为中间值。在数字广播波Srf为最小，电平信号SL的值也最小时，-Z+OB为+2047，方波信号Sr如图26所示，始终输出1，控制信号SAG为最大。

图27所示为上述构成的数字广播接收装置Rc中数字广播波Srf与调制模拟信号SMA的关系之一例。在该图中，上面所示的SW1为短时间内的数字广播波Srf的信号波形。

中间的SW2表示与SW1所示的情况相比是在相当长时间内的数字广播波Srf的包络线的波形。在该例子中，数字广播波Srf以6dB的变动振幅且100Hz的频率在变化着。

下面的SW3所示为数字广播波Srf(SW2)利用调谐器2除去变动后输出的调制模拟信号SMA的信号波形。

通过减少电平检测器LD进行电平检测用的数据数(例如127＝27个)，增大自动增益控制信号发生器SG的乘法器17用于相乘的常数G的值(例如128)，可以使从调谐器2输出的调制模拟信号SWA的频率变动为零。即能够跟踪输入的数字广播波Srf频率变动。

通过实验确认，在上述数字广播接收装置Rc中，相对于具有6dB的变动振幅的数字广播波Srf，最大跟踪变动频率约为100Hz。具体地说意味着，通过尽可能减少电平检测器LD进行电平检测用的数据数(移位位数n)，而且尽可能增大常数G的值，将具有6dB的变动振幅的、变动频率在100Hz以下的数字广播波Srf作为输入，就能够输出频率变动为零的调制模拟信号SMA。另外，100Hz的频率变动是广播台或中继台发送的数字广播波Srf在空中传播，在数字广播接收装置Rc接收之前由以时速180Km移动的物体引起的。

但是，该最大变动频率(100Hz)以下的数字广播波Srf，也常常会因树叶的摇晃或车子等移动物体等的碰撞，而引起最大跟踪变动频率(100Hz)以上的频率变动。这种情况下，在数字广播接收装置Rc中，不能不跟踪数字广播波Srf的频率变动地高质量重放解调的数字信号SDD。另外，对于由飞机等更高速移动的物体所反射产生的数字广播波Srf的超过100Hz的频率变动不能跟踪。

再者，调谐器2的控制电压相对于增益的斜率因输入至调谐器2的数字广播波Srf的电平而异。因此，在接收频率变动的数字广播波Srf信号时，因输入至调谐器2的电平不同，能够跟踪频率变动的能力也发生变化。结果，因输入至调谐器2的数字广播波Srf的电平不同，解调的数字信号SDD的质量也变差。

如上所述，在接收飞机等高速移动物体反射的广播波时，在以NTSC为代表的已有的模拟广播中，即使解调信号恶化，也只是重放画面紊乱，但图像本身没有中断。但是，在数字广播的情况下，若解调数字信号SDD的质量恶化，则图像会完全中断。本发明的目的在于提供一种数字广播接收装置，所述数字广播接收装置在数字广播波即使由于飞机等高速移动体造成较大的频率变动，也能够跟踪其频率变动，不中断图像地进行重放。

发明内容

本发明的第1种情况是一种数字广播接收装置，该装置对接收的在空中传播的数字调制信号波以自动调节的增益进行放大，使其具有规定的振幅，然后解调为数字信号，该装置具备

对所接收的数字调制信号波进行频率变换，生成第1调制信号的调谐器；

由第1电平检测器和第1自动增益控制信号发生器构成的、控制调谐器的增益使第1调制信号的电平为第1规定电平的第1自动增益控制放大器；

对第1调制信号进行A/D变换，生成第2调制信号的A/D变换器；

对第2调制信号进行解调，生成第1解调数字信号的解调器；以及

由乘法器、第2电平检测器和第2自动增益控制信号发生器构成的、进行放大，使第1解调数字信号的电平为第2规定电平，生成第2解调数字信号的第2自动增益控制放大器。

如上所述，在第1种情况，由于具有两个自动增益控制器，其中第1自动增益控制器根据电平检测进行调谐器的增益控制需要时间，而且与调谐器形成增益环路；而第2自动增益控制器根据电平检测进行增益控制不需要时间，因此能够利用第1自动增益控制器及第2自动控制控制器分散进行有速度要求的增益控制与没有速度要求的增益控制，而且能够进行串行处理。

第2种情况是在第1种情况中，具有下述特征，即第1自动增益控制放大器不跟踪数字调制波的频率变动地进行放大，生成第1调制信号，而第2自动增益控制放大器跟踪第1解调数字信号的频率变动，同时进行放大，生成第2解调数字信号。

如上所述，在第2种情况中，由于利用第2自动增益控制器进行跟踪频率变动的增益控制处理，因此对于以往不能跟踪的高频变动也能够跟踪。

第3种情况是在第1种情况中，具有下述特征，即第1自动增益控制放大器跟踪数字调制波的比第1预定频率低的频率变动，同时进行放大，生成第1调制信号，而第2自动增益控制放大器跟踪比第1预定频率高的第2预定频率的频率变动，同时进行放大，生成第2解调数字信号。

如上所述，在第3种情况中，利用第1自动增益控制器跟踪低频变动，然后利用第2自动增益控制器跟踪高频变动，这样能够减少数字调制信号波所含的噪声成分的影响。

第4种情况是在第3种数字广播接收装置中，具有

检测第1调制信号电平的电平检测器，以及

根据检测出的电平改变调谐器的增益的增益调节器。

如上所述，在第4种情况中，能够根据调谐器的特性，适当设定增益。

第5种情况是在第4种情况中，具有下述特征，即具有将使得调谐器控制电压对振幅衰减度特性发生急剧变化的衰减特性临界电压作为阈值的阈值，

若检测出的电平大于阈值，则增益调节器将第1规定值作为增益；若检测出的电平小于阈值，则增益调节器将比第1规定值小的第2规定值作为增益。

如上所述，在第5种情况中，能够对调谐器特性急剧变化的衰减特性临界电压适当设定增益。

第6种情况是在第4种情况中，具有下述特征，即具有第1阈值及第2阈值，将比使得调谐器控制电压对振幅衰减度特性发生急剧变化的衰减特性临界电压小第1规定量的电压值作为第1阈值，将比衰减特性临界电压大第2规定量的电压值作为第2阈值，

在检测出的电平小于第1阈值时，增益调节器将第1规定值作为增益；在检测出的电平大于第2阈值时，增益调节器将大于第1规定值的第2规定值作为增益；在检测出的电平大于第1阈值而小于第2阈值时，根据紧接着检测出的电平之前的数值，将第1及第2规定值的其中某一个值作为增益。

如上所述，在第6种情况下，由于在包含调谐器特性急剧变化的衰减特性临界电压的区域设置对于改变增益的缓冲带，因而即使检测出的电平以衰减特性临界电压为中心变化，也能够防止增益值跳动。

第7种情况是一种数字广播接收装置，该装置是对接收的在空中传播的数字调制信号波以自动调节的增益进行放大，使其具有规定的振幅，然后解调为数字信号，该装置具有

对所接收的数字调制信号波进行频率变换、生成第1调制信号的调谐器；

控制调谐器的增益使第1调制信号的电平为第1规定电平的第1自动增益控制放大器；

对第1调制信号进行AD变换，生成第2调制信号的AD变换手段；以及

进行放大使第2调制信号的电平为第2规定电平，生成第3调制信号的第2自动增益控制放大器。

如上所述，在第7种情况中，具有与第1种情况同样的效果，但由于紧接在第1自动增益控制器的后面设置第2自动增益控制器，因而能够进行更高速的增益控制处理。

附图说明

本发明的这些目的以及其他目的、特征、情况及效果通过与附图对照，从下述详细说明可以更清楚了解。

图1所示为本发明第1实施形态的数字广播接收装置的结构方框图。

图2所示为图1所示的第1电平检测器的结构方框图。

图3所示为图1所示的第1自动增益控制信号发生器的结构方框图。

图4所示为图1所示的第2电平检测器的结构方框图。

图5所示为图1所示的第2自动增益控制信号发生器的结构的方框图。

图6所示为图1所示的数字广播接收装置中观察到的数字广播波及模拟调制信号的波形图。

图7所示为本发明第2实施形态的数字广播接收装置的结构方框图。

图8所示为图7所示的第1电平检测器的结构方框图。

图9所示为图7所示的第1自动增益控制信号发生器的结构方框图。

图10所示为图7所示的第2电平检测器的结构方框图。

图11所示为图7所示的第2自动增益控制信号发生器的结构方框图。

图12所示为图7所示的数字广播接收装置中观察到的数字广播波及模拟调制信号的波形图。

图13所示为本发明第3实施形态的数字广播接收装置的结构方框图。

图14为利用图13所示的电平判断器根据1电平信号切换第1常数值的动作说明图。

图15所示为图13所示的第1自动增益控制信号发生器的结构方框图。

图16所示为在图13所示的数字广播接收装置中调谐器控制电压对振幅衰减度特性及衰减特性临界电压图。

图17所示为本发明第4实施形态的数字广播接收装置的结构方框图。

图18为利用图17所示的电平判断器的、在第1电平信号增大时的第1常数值的切换动作说明图。

图19为利用图17所示的电平判断器的、在第1电平信号减少时的第1常数值的切换动作说明图。

图20所示为在图17所示的数字广播接收装置中调谐器控制电压对振幅衰减度特性及第1和第2衰减特性临界电压图。

图21所示为已有的数字广播接收装置的结构方框图。

图22所示为图21所示的电平检测器的结构方框图。

图23所示为图21所示的自动增益控制信号发生器的结构方框图。

图24所示为在图21所示的数字广播接收装置中数字广播波的值为最大而且电平信号的值也为最大时的方波信号的示意图。

图25所示为在图21所示的数字广播接收装置中数字广播波与电平信号的值均为中间值时的方波信号示意图。

图26所示为在图21所示的数字广播接收装置中数字广播波与电平信号的值均为最小值时的方波信号示意图。

图27所示为在图21所示的数字广播接收装置中数字广播波与调制模拟信号的关系的示意图。

具体实施方式

下面参照图1、图2、图3、图4、图5及图6，说明本发明第1实施形态的数字广播接收装置。然后，参照图7、图8、图9、图10、图11及图12，说明本发明第2实施形态的数字广播接收装置。参照图13、图14、图15及图16，说明本发明第3实施形态的数字广播接收装置。再参照图17、图18、图19及图20，说明本发明第4实施形态的数字广播接收装置。

第1实施形态

在参照图1～图6对采用本发明第1实施形态的数字广播接收装置用来接收数字广播波的例子进行说明之前，首先叙述本发明的基本概念。在本发明目的在于跟踪100Hz以上的高频变动。但是，在已有的数字广播接收装置Rc那样的，自动增益控制器AGC在调谐器2与AD变换器3之间形成增益控制环路的结构中，由于电平检测器LD与调谐器2之间的延迟时间过大，不可能跟踪100Hz以上的频率变动。所以在本发明中，在解调器7的后面新设置由乘法器、第2电平检测器及第2自动增益控制信号发生器构成的自动增益控制器，在乘法器、第2电平检测器及第2自动增益控制信号发生器之间形成增益控制环路。另外，由于在这些新设置的乘法器、第2电平检测器及第2自动增益控制信号发生器之间的延迟时间非常小，因此足以跟踪数字广播波Srf的频率变动。

根据这一观点，在本发明第1实施形态的数字广播接收装置RPa中，对于相当于已有的数字广播接收装置Rc中的自动增益控制器AGC的第1自动增益控制器，使数字广播波Srf在不跟踪频率变动，保持变动的状态下通过，作为从解调器7解调的第1数字信号输出。然后，在新设置的第2自动增益控制器AGC全部消除解调的第1数字信号的频率变动。在本实施形态的数字广播接收装置RPa中，在数字广播波Srf的频率为600MHz时，可以消除约600Hz频率的变动。这相当于数字广播波Srf由时速1080km的移动物体引起的频率变动。这相当于以时速1080km移动的物体接收数字广播波Srf时产生的的频率变动。

如图1所示，本实施形态的数字广播接收装置RPa包含天线1、调谐器2、AD变换器3、第1自动增益控制器AGC1a、解调器7及第2自动增益控制器AGC2a。从发射台发送的数字广播波RF在空中传播，由天线1接收。天线1接收的数字广播波Srf用调谐器2进行频率变换，生成调制的模拟信号SMAa。该调制的模拟信号SMAa用AD变换器3进行A/D变换，生成调制的数字SMDa。该调制的数字信号SMDa输出给第1自动增益控制器AGC1a及解调器7。

第1自动增益控制器AGC1a相当于关于本发明的基本概念叙述的第1自动增益控制器AGC，设置为可以不去除输入的数字广播波Srf的频率变动，而能够使仅仅进行增益控制的数字广播波Srf照原样通过。第1自动增益控制器AGC1a包含第1自动增益控制信号发生器SG1a及第1电平检测器LD1a。

第1电平检测器LD1a与AD变换器3连接，接收调制数字信号SMDa作为输入。第1电平检测器LD1a检测调制数字信号SMDa的平均电平，生成表示检测出的平均电平的第1电平信号SL1a。

第1自动增益控制信号发生器SG1a与第1电平检测器LD1a连接，接受第1电平信号SL1a作为输入。第1自动增益控制信号发生器SG1a根据第1电平信号SL1a生成第1增益控制信号SAG1a，输出到调谐器2，所述第1增益控制信号SAG1a能够控制用调谐器2从数字广播波Srf生成调制模拟信号SMAa时的增益。另外，关于第1电平检测器LD1a及第1自动增益控制信号发生器SG1a的结构，将在后面参照图2及图3进行详细说明。

在调谐器2，根据从第1自动增益控制器AGC1a的第1自动增益控制信号发生器SG1a输入的第1增益控制信号SAG1a，调节由天线1输入至调谐器2的数字广播波Srf的电平。即进行了增益控制的调制模拟信号SMAa由调谐器2输出给AD变换器3。

这样，利用第1自动增益控制器AGC1a进行了增益控制的调制模拟信号SMAa，在利用AD变换器3变换成调制数字信号SMDa后，输出给解调器7，同时再次输出给第1自动增益控制器AGC1a。然后，在第1自动增益控制器AGC1a中，反复进行上述的电平控制处理。另一方面，在解调器7中，将调制数字信号SMDa解调，生成解调的第1数字信号SDDa，输出给第2自动增益控制器AGC2a。另外，如上所述，该调制数字信号SMDa及解调的数字信号SDDa是没有去取数据广播波Srf所具有的频率变动而生成的信号。

第2自动增益控制器AGC2a与第1自动增益控制器AGC1a相同，包含生成第2电平信号SL2b的第2电平检测器LD2a及根据第2电平信号LS2a生成第2增益控制信号SAG2a的第2自动增益控制信号发生器SG2a，另外还包含乘法器8。第2自动增益控制器AGC2a对于解调的第1数字信号SDDa进行增益控制处理，同时进行频率变动去除处理，然后作为第2数字信号SDMDa输出给后续的纠错处理器(未图示)。

乘法器8将第2自动增益控制信号发生器SG2a输出的第2增益控制信号SAG2a与解调器7输出的解调的第1数字信号SDDa相乘，生成进行了增益控制处理及频率变动去除处理的信号SDDa·SAG2a(如上所述，在本说明书中为了避免冗长和便于识别，根据需要用符号表示各信号)。然后，将该生成的信号SDDa·SAG2a反馈至第2电平检测器LD2a，同时作为解调的第2数字信号SDMDa输出给后续的纠错处理器。

第2电平检测器LD2a，根据从乘法器8输入的信号SDDa·SAG2a，生成第2电平信号SL2a，然后输出给第2自动增益控制信号发生器SG2a。第2自动增益控制信号发生器SG2a根据从第2电平检测器LD2a输入的第2电平信号SL2a，生成第2增益控制信号SAG2a。关于这些，将在后面参照图4及图5进行详细说明。

下面参照图2，详细说明上述第1电平检测器LD1a。第1电平检测器LD1a包含减法器12、积分器100、移位器15及第1平均系数发生器150a1。积分器100包含加法器13及延迟器14。输入至第1电平检测器LD1a的调制数据信号SMDa用减法器12减去从移位器15输出的平均信号Ya1/2ⁿ，然后输出给积分器100。

积分器100的加法器13将从延迟器14输出的积分信号Y1a与从减法器12输入的信号相加，然后输出给延迟器14。延迟器14使从加法器13输入的信号延迟1个控制周期t，然后作为积分信号Y1a输出给加法器13及移位器15。

移位器15将从积分器100的延迟器14输入的积分信号Y1a移位设定的位数n，然后作为平均信号Y1a/2ⁿ输出给减法器12，同时作为第1电平信号SL1a输出给第1自动增益控制信号发生器SG1a。第1平均系数发生器150a1将规定移位器15的移位位数n的移位参数N1a输出。

图2用方框图形式表示在任意控制周期t中第1电平检测器LD1a的内部生成的各种信号处理。在减法器12，从AD变换器3输出的SMDa(t)减去从移位器15输出的平均信号Y1a(t+1)/2^N1a，生成SMDa(t)-Y1a(t+1)/2^N1a。

在积分器100的加法器13，将从减法器12输入的SMDa(t)-Y1a(t+1)/2^N1a与从延迟器14输出的积分信号Y1a(t+1)相加，生成SMDa(t)-Y1a(t+1)/2^N1a+Y1a(t+1)＝SMDa(t)+Y1a(t+1)(1-2^-N1a)。

在延迟器14，使从加法器13输入的SMDa(t)+Y1a(t+1)(1-2^-N1a)延迟1个控制周期t，生成积分信号Y1a(t+1)。

在移位器15，将从延迟器14输入的Y1a(t+1)移位由第1平均系数发生器150a1输出的第1平均系数N1a规定的位数，生成平均信号Y1a(t+1)/2^N1a。该平均信号Y1a(t+1)/2^N1a相当于根据2^N1a个数据值求输入至第1电平检测器LD1a的调制数据信号SMDa的平均值。这意味着，移位位数n规定了利用移位器15求平均值所需要的数据数。即2ⁿ是输入至第1电平检测器LD1a的调制数据信号SMDa求平均值所需要的数据数，移位位数n是平均系数。下面将2ⁿ称为平均数据数。

第1平均系数发生器150a1是将规定平均系数n的第1平均系数N1a提供给移位器15的手段。例如，在平均数据数2ⁿ为4096，即根据4096(2¹²)个数据求平均值时，由第1平均系数发生器150a1将表示n＝12的第1平均系数N1a输出给移位器15。然后，移位器15设定第1平均系数N1a表示的12的值作为平均系数n，求得从延迟器14输出的2¹²(4096)个数据值的平均值，然后输出第1电平信号SL1a。

通过适当设定平均系数n的值，控制对输入的数字广播波Srf的频率变动的跟踪性。为求取平均值所用的数据数在n＝12时相当于4096个，在n＝11时相当于2048个，在n＝10时相当于1024个。这样，由于移位位数n的值越大所用的数据数越多，因此很难跟踪频率变动的信号。

因而，在第1自动增益控制器AGC1a中，由于不使其跟踪数字广播波Srf的频率变动，因此移位位数n的值设定得较大。在本实施形态中，最好是将移位位数n设定为11，因此第1平均系数发生器150a1将11的值的第1移位参数N1a输出给移位器15。即在第1电平检测器LD1a(第1自动增益控制器AGC1a)中，用2¹¹(2048)个数据求平均值。另外，第1移位参数N1a的值是考虑到在整个数字广播接收装置RPa的处理平衡，特别是考虑数字广播波Srf的频率及常数G而决定的，结果，可以采用在第1自动增益控制器AGC1a中能够不跟踪数字广播波Srf的频率变动而选取的11以外的适当数值。

下面参照图3说明上述第1自动增益控制信号发生器SG1a。第1自动增益控制信号发生器SG1a包含第1参考值发生器16a、减法器24、乘法器17、第1常数发生器18a1、积分器21、第1电平变换器LC1、PWM22及低通滤波器23。第1电平变换器LC1包含乘法器33、反转系数发生器34、补偿系数发生器46及加法器47。积分器21包含加法器19及延迟器20。

减法器24计算从第1电平检测器LD1a输入的第1电平信号SL1a与由第1参考值发生器16a供给的第1参考值R1之误差，生成误差信号SE1a。乘法器17将由第1常数发生器18供给的第1常数G1a与减法器24计算出的误差信号SE1a相乘，输出给积分器21。结果，调制器2、第1电平检测器LD1a及第1自动增益控制信号发生器SG1a之间形成的环路增益得以调节。积分器21通过用延迟器20使乘法器17的输出延迟1个控制周期的时间，然后用加法器19与当前的输出相加，以对乘法器17的输出进行积分，生成积分信号Z1a。

在第1电平变换器LC1中，乘法器33用反转系数发生器34供给的反转系数“-1”相乘，使从积分器21输入的积分信号Z1a正负反转，生成-Z1a。

加法器47将补偿系数发生器46供给的第1补偿系数OB与从乘法器33输入的-Z1a相加，生成-Z1a+OB。PWM22将从加法器47输入的-Z1a+OB的脉宽加以调制，生成方波信号Sr1a。低通滤波器23从由PWM22输入的方波信号Sr1a抽取低频分量，生成第1增益控制信号SAG1a。

在上述第1自动增益控制信号发生器SG1a中，若第1电平检测器LD1a输出的具有正值的第1电平信号SL1a大于第1参考值R1，则从积分器21输出具有正值的误差信号SE1a。通过适当设定第1参考值R1的值，能够调节输入至AD变换器3的调制模拟信号SMAa的电平。也就是说在数字广播接收装置RPa中，为了任意设定适当的调制模拟信号SMAa的电平，决定第1参考值R1的值。

若设定第1常数G1a为较大的值，则易于跟踪数字广播波Srf的频率变动。因此，在本实施形态中，第1自动增益控制器AGC1a中最好第1常数G1a设定为1，使得不跟踪数字广播波Srf的频率变动。

积分器21是为了使乘法器17输出的信号G1a·SE1a随时间平滑变化而设置的。第1电平变换器LC1是为了使积分信号Z1a的值标准化，以使得积分器21输出的积分信号Z1a在用PWM22进行处理之前，即使积分信号Z1a的值大于第1参考值R1时，也能够正确进行增益控制而设置的。为此，反转系数发生器34将规定负值的反转系数提供给乘法器33，使积分信号Z1a的正负反转。补偿系数发生器46为了使PWM22的处理方便，提供进行补偿用的具有规定值的补偿系数OB，进行补偿使反转的积分信号Z1a(-Z1a)的值为正值或为零。

补偿系数OB的值根据反转系数发生器34提供的反转系数及积分器21的输出位数来决定。现在以反转系数为-1及积分器21的输出位数为11的情况为例加以叙述。即积分信号Z1a为-11024至+1023之间的值。若设定补偿系数OB使积分器21的输出为11位(1024)，则加法器47输出的(-Z+OB)的值存在于0至2047之间。在误差信号SE为零时，加法器47输出的(-Z+OB)的值为+1024(OB)。在误差信号SE1a的值为负时，(-Z1a+OB)的值存在于+1025至+2048之间。这样的结构能够根据变动对数字广播波Srf正确地进行增益控制。即第1电平变换器LC1将积分信号Z1a的值变换为0以上的整数值。

下面说明在任意的控制周期t中第1自动增益控制信号发生器SG1a内部进行的信号处理。另外，如上所述，为了说明简单起见，根据需要将控制周期t简单为称“t”，同时用其符号表示各信号。在减法器24，从由第1电平检测器LD1a输入的第1电平信号SL1a减去从第1参考值发生器16a输入的第1参考值R1，生成误差信号SE1a(t)。

在乘法器17，将从减法器24输入的SE1a(t)与从第1常数发生器18a1输入的第1常数G1a相乘，生成G1a·SE1a(t)。另外，在本实施形态中，第1常数G1a的值最好设定为1，使得不跟踪数字广播波Srf的频率变动。另外，第1常数G1a的值是考虑到整个数字广播接收装置RPa的处理平衡、即考虑数字广播波Srf的频率及第1移位位数n决定的，结果，若能够使得在第1自动增益控制器AGC1a不跟踪数字广播波Srf的频率变动，则可以采用1以外的适当的数值。

在积分器21的加法器19，将从乘法器17输入的G1a·SE1a(t)与从延迟器20输出的积分信号Z1a(t+1)相加，生成G1a·SE1a(t)+Z1a(t+1)。

在延迟器20，使从加法器19输入的G1a·SE1a(t)+Z1a(t+1)延迟1个控制周期t，生成积分信号Z1a(t+1)。

在第1电平变换器LC1的反转系数发生器34，将从加法器19输入的积分信号Z1a(t+1)与从反转系数发生器34输入的反转系数“-1”相乘，生成(-Z1a(t+1))。

在加法器47，将从补偿系数发生器46输入的补偿系数OB与从乘法器33输入的(-Z1a(t+1))相加，生成具有正值的(-Z1a(t+1)+OB)。

PWM22将从第1电平变换器LC1输入的(-Z1a(t+1)+OB)的脉宽加以变换，生成方波信号Sr1a。低通滤波器23从由PWM22输出的方波信号Sr1a抽取低频分量后处于稳定的所希望的电平，生成第1增益控制信号SAG1a。

下面参照图4说明上述第2电平检测器LD2a。第2电平检测器LD2a与参照图2说明的第1电平检测器LD1a结构相同。但是在第2电平检测器LD2a中，将第1平均系数发生器150a1换成第2平均系数发生器150a2，另外还输入解调的第2数字信号SDMDa代替调制的数字信号SMDa。因而，只要没有特别需要，就省略与第1电平检测器LD1a相同的内容的说明，仅仅叙述第2电平检测器LD2a所固有的特征。

第2平均系数发生器150a2与第1平均系数发生器150a1一样，输出规定移位器15的移位位数n的第2移位参数N2a。即第2平均系数发生器150a2规定第2电平检测器LD2a的平均系数n。但是，在第2自动增益控制器AGC2a中，为了跟踪输入的解调的第2数字信号SDMDa的频率变动，移位位数n的值最好设定为小于第1移位参数N1a的值。即第2移位参数N2a与第1移位参数N1a之间存在下式(1)所示的关系。

  N1a≥N2a                                         ……(1)

如上式(1)所示的意思，第2移位参数N2a也可以取与第1移位参数N1a相同的值。这在与第1常数G1a、后述的第2常数G2a及数字广播波Srf的频率的平衡中成立。特别是在移位位数n的值较小时(例如n为8以下)，N1a＝N2a容易成立。在本实施形态中，作为一个例子，设定Na1为11，Na2为8。若N1a1为11，则在第1电平检测器LD1a中，用2¹¹(2048)个数据求平均值。若N2a为8，则在第2电平检测器LD2a中，用2⁸(256)个数据求平均值。

下面简单说明在任意控制周期t中第2电平检测器LD2a内部进行的信号处理。在减法器12，将从乘法器8输出的利用第2自动增益控制器AGC2a进行增益控制的第2解调数字信号SDMDa(SDDa·SAG2a)减去从移位器15输出的平均信号Y2a(t+1)/2^N2a，生成SDMDa(t)-Y2a(t+1)/2^N2a。这种情况下，为了跟踪解调的第2数字信号SDMDa的频率变动，第2移位参数N2a设定为8。

在积分器100的加法器13，将从减法器12输入的SDMDa(t)-YZa(t+1)/2^N2a与从延迟器14输出的积分信号Y2a(t+1)相加，生成SDMDa(t)-Y2a(t+1)/2^N2a+Y2a(t+1)＝SDMDa(t)+Y2a(t+1)(1-2^-N2a)。

在延迟器14，使从加法器13输入的SDMDa(t)+YZa(t+1)(1-2^-N2a)延迟1个控制周期，生成积分信号Y2a(t+1)。

在移位器15，将从延迟器14输入的Y2a(t+1)移位由第2平均系数发生器150a2输出的第2平均系数N2a规定的位数，生成平均信号YZa(t+1)/2^N2a。该平均信号Y2a(t+1)/2^N2a相当于根据2^N2a个数据的值求第2电平检测器LD2a输入的解调的第2数字信号SDMDa的平均值。

下面参照图5说明上述的第2自动增益控制信号发生器SG2a。第2自动增益控制信号发生器SG2a具有与参照图3说明过的第1自动增益控制信号发生器SG1a类似的结构。即将第1自动增益控制信号发生器SG1a中的第1参考值发生器16a换成第2参考值发生器26，将第1常数发生器18a1换成第2常数发生器18a2，将第1电平变换器LC1换成第2电平变换器LC2，同时将PWM22及低通滤波器23换成误差设定器50、电平判断器51、切换开关52及除法器53。又将第2电平信号SL2a输入至第2自动增益控制信号发生器SG2a，而不对其输入第1电平信号SL1a。因而，只要没有特别需要，就省略对与第1自动增益控制信号发生器SG1a相同的内容的说明，仅仅叙述第2自动增益控制信号发生器SG2a所固有的特征。

第2参考值发生器26将第2参考值R2输出给减法器24。第2参考值R2可以将解调的第2数字信号SDMDa调节为所希望的电平。即在数字广播接收装置RPa中，为了任意设定适当的调制模拟信号SMAa的电平，适当决定第2参考值R2的值。

第2常数发生器18a2将第2常数G2a输出给减法器24。而且，在第1自动增益控制器AGC2a中，为了跟踪输入的解调的第2数字信号SDMDa的频率变动，将第2常数G2a的值设定得较大。在本实施形态中，最好是第1常数G1a设定为1，第2常数G2a设定为16。另外，第1常数G1a与第2常数G2a之间存在下式(2)所示的关系。

  G1a＜G2a                                         ……(2)

第2电平变换器LC2与第1电平变换器LC1一样包含乘法器33、反转系数发生器34及加法器47，但将补偿系数发生器46换成增益设定范围系数发生器48。增益设定范围系数发生器48将把乘法器8的增益设定在所希望的范围内用的增益设定范围系数GRS提供给加法器47。另外，关于增益设定范围系数GRS，将在后面叙述。

减法器24求出从第2电平检测器LD2a输出的第2电平信号SL2a与从第2参考值发生器26提供的第2参考值R2的误差，生成第2误差信号SE2a。

乘法器17将第2常数发生器28提供的G2a与从减法器24输入的第2误差信号SE2a相乘，将生成的G2a·SE2a输出给积分器21。结果，能够调节在乘法器8、第2电平检测器LD2a及第2自动增益控制信号发生器SG2a之间形成的环路增益。

积分器21用延迟器20使经过加法器19从乘法器输入的G2a·SE2a延迟1个控制周期的时间，然后用加法器19将其与当时乘法器17的输出相加，以此对G2a·SE2a进行积分。

乘法器33用反转系数发生器34提供的“-1”相乘，使积分器21输入的积分信号Z2a正负反转，生成-Z2a。

加法器47将增益设定范围系数发生器48提供的GRS(在本实施形态中为256)与从乘法器33输入的一-Z2a相加，将-N2a+GRS(256)输出给电平判断器51及切换开关52。

电平判断器51判断加法器47输出的-Z2a+GRS(256)的电平，生成表示判断结果的电平判断信号SSW。在本实施形态中，电平判断器51将输入的-Z2a+GRS(256)的值与规定的阈值0进行比较，生成识别小于0和大于0两种情况的二值的电平判断信号SSW。

切换开关52与加法器47的输出口、误差设定器50的输出口、除法器53的输入口及电平判断器51的输出口连接。根据从电平判断器51输入的电平判断信号SSW，切换开关52选择加法器47或误差设定器50的某一个输出口与除法器53的输入口连接。

结果，误差设定器50提供的数值1或从加法器47输入的-Z2a+GRS(256)中的某一个值被输入到除法器53。更详细地说，-Z2a+GRS为正值时，切换开关52将从加法器47输出的-Z2a+GRS提供给除法器53，为负值时，则将误差设定器50输出的“1”输出给除法器53。

除法器53将从切换开关52输出的-Z2a+GRS(256)或从误差设定器50输出的“1”除以增益设定范围系数发生器48提供的“256”后作为第2增益控制信号SAG2a输出。

下面简单说明增益设定范围系数GRS。增益设定范围系数GRS决定得使乘法器8的增益设定在所希望的范围内。在反转系数为-1、积分器21的输出位数为11时，积分信号Z2a是在-1024至+1023之间的值。作为一个例子，如果设定增益设定范围系数GRS为8位(256)，则从乘法器33输出的-Z2a+GRS的值存在于-768至1279之间。在利用电平判断器51判定-Z2a+GRS的值为正时，-Z2a+GRS照原样输出给除法器53。

而在判定-Z2a+GRS的值为负值时，将误差设定器50提供的“1”输出到除法器53，以代替-Z2a+GRS。即从切换开关52的输出为1～1279之间的值。结果，在除法器53中，将1～1279的值除以增益设定范围系数GRS(256)，就生成具有1/256～1279/256数值的第2增益控制信号SAG2a。即乘法器可以在1/256(约0.004)～1279/256(约5)倍的范围设定控制增益。即对积分器21的输出位数，可以通过任意设定增益设定范围系数GRS调整增益设定范围。

上述数值只是一例，可以采用任意值。例如，在实际商品化的情况下，最好是积分器21的输出位数设定为15(-16384～+16383)，增益设定范围系数GRS设定为9位(1024)。这种情况下的增益设定范围为1/1024(约0)～16383/1024(约16倍)。若这样设定，则即使相邻频道很大的干扰波(具有数字广播波的约16倍的大小)输入至第1自动增益控制器AGC2a，第1自动增益控制器AGC2a也能够正常工作。

下面简单说明在任意控制周期t中第2自动增益控制信号发生器SG2a的内容中进行的信号处理。在减法器24，第2电平检测器LD2a输出的第2电平信号SL2a减去第2参考值发生器26输出的第2参考值R2，生成第2误差信号SE2a(t)。

在乘法器17，减法器24输入的第2误差信号SE2a(t)与从第2常数发生器18a2输入的第2常数G2a相乘，生成G2a·SE2a(t)。

在积分器21的加法器19，从乘法器17输入的G2a·SE2a(t)与延迟器20输出的积分信号Z2a(t+1)相加，生成G2a·SE2a(t)+Z2a(t+1)。另外，如上所述，为了对输入的解调的数字信号SDMDa跟踪其频率变动，第2常数G2a设定为较大数值(16)。

在延迟器20，使从加法器19输入的G2a·SE2a(t)+Z2a(t+1)延迟1个控制周期t，生成积分信号Z2a(t+1)。在第2电平变换器LC2的乘法器33，从延迟器20输入的积分信号Z2a(t+1)与从反转系数发生器34输入的反转系数“-1”相乘，生成-Z2a(t+1)。

在加法器47，与从增益设定范围系数发生器48输入的增益设定范围系数GRS(在本实施形态中为256)相加，生成-Z2a(t+1)+GRS。

在电平判断器51，生成表示从第2电平变换器LC2的加法器47输入的-Z2a(t+1)+GRS是否小于零的电平判断信号S_SW，输出给切换开关52。

在切换开关52，根据从电平判断器51输入的电平判断信号SSW，将从加法器47输入的-Z2a(t+1)+GRS或从误差设定器50输入的“1”有选择地输出给除法器53。即第2自动增益控制信号发生器SG2a计算利用第2电平检测器LD2a求得的信号电平(第2电平信号SL2a)与第2参考值R2的误差(第2误差信号SE2a)，所述第2参考值R2是用来决定从第2自动增益控制信号发生器SG2a输出的第2增益控制信号SAG2a想要控制的电平的值的，然后，用乘法器17将该第2误差信号SE2a与决定第2自动增益控制器AGC2a内的环路增益的第2常数G2a相乘，通过加法器19与延迟器20构成的积分器21、乘法器33与常数“-1”构成的反转电路、加法器47、切换开关52及除法器53，反馈至乘法器8。

在积分器21的输出为11位的情况下，积分器21输出的积分信号Z2a的值在-1024至+1023的范围内。在增益设定范围系数GRS设定为256时，从加法器47输出的-Z2a+256的值小于255。即第2电平检测器LD2a输出的第2电平信号SL2a的值大于第2参考值R2时，加法器47的输出值小于255。由于在加法器47输出的-Z2a+256小于零时，切换开关52的输出为1，在加法器47输出的-Z2a+256为正值时，切换开关52的输出为-Z2a+256，因此若在除法器53用256去除切换电路52的输出，则具有1/256～255/256的数值的第2增益控制信号SAG2a被输入至乘法器8。结果，乘法器8输出的解调的数字信号SDMDa的值小于输入至乘法器8的解调的数字信号SDDa的值。

在第2电平检测器LD2a输出的第2电平信号SL2a的值与第2参考值R2相同时，减法器24输出的第2误差信号SE2a的值为零。因此，从乘法器17将数值为零的G2a·SE2a输入至积分器21。积分器21将在各时间计算的SE2a加以累计，输出零。积分器21的输出用-1024至+1023的某一个值表示，乘法器33的输出为零，加法器47的输出为0+256＝256。

即第2电平检测器LD2a输出的第2电平信号SL2a与第2参考值R2相同时，加法器47的输出值为256。由于在加法器47的输出为零以下时，切换开关52的输出为1，在加法器47的输出为正值时，切换开关52的输出为加法器47的输出值，因此若加法器47输出256，在除法器53将切换电路52的输出除以256，则将数值1输入至乘法器8，乘法器8输出的解调的数字信号SDMDa的值与输入至乘法器8的解调的数字信号SDDa的值相同。

另外，在第2电平信号LS2a的值小于第2参考值R2时，减法器24输出的第2误差信号SE2a为负值。在乘法器17与第2常数G2a相乘，则从乘法器17将具有负值的G2a·SE2a输入至积分器21，在积分器21对在各时间计算的误差信号进行累计，输出积分信号Z2a。积分器21的输出用-1024至+1023中的某一个值表示，乘法器33输出的-Z2a为-1023至+1024的值。因而，加法器47输出的-Z2a+GRS(256)小于255。

即第2电平检测器LD2a输出的第2电平信号SL2a大于第2参考值R2时，加法器47的输出值大于256。由于在加法器47输出的-Z2a+GRS(小于255)小于零时，切换开关52输出1，在其为正值时，输出-Z2a+GRS(小于255)，因此若在除法器53切换电路52的输出除以256，则具有1/256～(1023+256)/256的值的第2增益控制信号SAG2a被输入至乘法器8，从乘法器8输出具有大于解调的数字信号SDDa值的解调的数字信号SDMDa。

下面参照图6说明输入至调谐器2的数字广播波Srf与调谐器2输出的调制模拟信号SMAa的关系。在该图中，分别图示表示数字广播波Srf与调制的模拟信号SMAa的包络线波形。

如上所述，在第1自动增益控制信号发生器SG1a中，第1常数发生器18a1将较小的第1常数G1a(例如为“1”)输出给乘法器17。结果，调制的模拟信号Sma这样管理，即不改变数字广播波Srf的振动振幅的比例及振动频率，仅仅将信号整体的电平控制为规定值，完全不在调谐器2跟踪电平变动的信号。

装置的结构是这样的，即以第1电平检测器LD1a的移位器15的电平检测中使用的数据数、例如4096(N1a＝12)个数据进行电平检测，以第2电平检测器LD2a的移位器15的电平检测使用的数据数、例如128(N2a＝7)个数据进行电平检测，设定第1自动增益控制信号发生器SG1a的第1常数G1a为例如1，跟踪数字广播波Srf的电平变动，设定第2自动增益控制信号发生器SG2a的第2常数G2a为例如16，跟踪电平变动的信号。

另外，利用第1自动增益控制器AGC1a输出的控制电压(第1增益控制信号SAG1a)控制调谐器2的增益的系统中，第1电平检测器LD1a的检测结果通过第1自动增益控制器AGC1a到达调谐器2的延迟时间较长，而与此相反，第2电平检测器LD2a的检测结果通过第2自动增益控制器AGC2a到达乘法器8的延迟时间非常短。因此，经过实验确认，第2自动增益控制器AGC2a与第1自动增益控制器AGC1a相比，能够跟踪的变动频率较高。所以其结构是这样的，即在第1自动增僧控制器AGC1a，使其完全不跟踪频率变动信号，而仅仅在第2自动增益控制器AGC2a，使其跟踪频率变动的信号。

结果在上述的已有的数字广播接收装置Rc中，为了仅仅用自动增益控制器A跟踪100Hz以上的频率变动的数字广播波Srf，将电平检测器LD的移位器15进行电平检测用的数据数设定得较小，例如以128(n＝7)个数据进行电平检测。然后，若将自动增益控制信号发生器SG的常数G的值设定为更大的值(例如256)，则调谐器2与自动增益控制器AGC之间的环路增益将变得过大，调谐器2输出的调制的模拟信号SMA将产生振荡。也就是说，能够解决调制的数字信号SMD的变动频率增大，用解调器7不能进行解调处理这样的、已有的数字广播接收装置Rc所存在的固有的问题。

还有，经过实验确认，这样设置控制调谐器2的第1自动增益控制器AGC1a与全数字控制的第2自动增益控制器AGC2a这两个自动增益控制器，在第1自动增益控制器中选择完全不能跟踪频率变动的参数，仅仅在第2自动增益控制器选择跟踪频率变动的参数，能够对580Hz以下的频率变动进行跟踪。

另外，在如上所述构成的数字广播接收装置RPa中，调制的模拟信号SMA、调制的数字信号SMD、解调的第1数字信号SDD、解调的第2数字信号SDMD、第1自动增益控制器AGC1a、第1自动增益控制信号发生器SGA1a、第1电平检测器LD1a、第1电平信号SL1a、第1增益控制信号SAG1a、第2自动增益控制器AGC2a、第2电平检测器LD2a、第2自动增益控制信号发生器SG2a、平均信号Y1a、第1移位参数N1a、第1误差信号SE1a、第1常数G1a、积分信号Z1a、方波信号Sr1a、平均信号Y2a、第2移位参数N2a、第2误差信号SE2a、第2常数G2a及积分信号Z2a，从狭义来说具备本实施形态固有的特征，但从广义来说，具备在下述本发明其他实施形态中也具有的共有特征。因而，在本说明书中，在需要认识各实施形态中具有固有特征时，通过对各符号附加表示对应的实施形态的接尾符号来表示。在上述例子中，接尾符“a”表示本实施形态。同样，后述的第2实施形态、第3实施形态及第4实施形态分别通过附加接尾符号“b”、“c”及“d”以识别和表达。在没有必要识别各实施形态的特征区别时，可不附加这些接尾符号表示。

另外，在第1实施形态中，第2自动增益控制器也可以位于解调器的前面。

第2实施形态

在参照图7～图12说明将本发明第2实施形态的数字广播接收装置用于接收数字广播波的例子之前，首先叙述本实施形态的基本概念。在上述第1实施形态的数字广播接收装置RPa中，接收包含超过规定值(例如C/N＝17.5dB以下)的噪声成分的数字广播波RF时，由于用于解调器7进行的解调的调制数字信号SMDa的电平经常变动，因此解调器7的解调处理性能变差。

即在解调器7进行解调处理时，进行自动频率控制。所谓自动频率控制，是通过利用输入信号进行的频率误差检测生成误差信号，然后根据生成的误差信号对频率误差进行校正的处理。但是，若输入信号的电平变动，则当然检测出的频率误差也发生变动。在数字广播波Srf的状态良好时，该频率误差的变动问题不大。但是，若数字广播波Srf附加了噪声等，信号状态恶化，则由于该频率误差的变动，解调器7的解调性能大大恶化。

换句话说，在数字广播接收装置RPa中，若是变动频率为100Hz以下的信号，则可以将无频率变动的信号交给解调器7。解调器7根据输入信号检测与基准值的误差后进行解调。但是若输入解调器7的信号电平以某一周期变动，则检测出的误差信号也变动。在频率变动的信号上所附加的噪声较少的情况下，即使该误差信号变动，在解调器7也不产生错误，但在频率变动的信号上所附加的噪声较多的情况下，在解调器7要产生错误。具体来说，在100Hz频率变动的数字广播波RF上附有噪声、而C/N比在17.5dB以下时，在数广播接收装置RPa中，在自动频率控制中将发生错误。

根据这一观点，在本发明第2实施形态的数字广播接收装置RPb中，用相当于数字广播接收装置RPa的第1自动增益控制器AGC1a的第1自动增益控制器AGC1b，尽可能从输入的数字广播波中消除频率变动，再将未去除光的高频变动用相当于第2自动增益控制器AGC2a的第2自动增益控制器AGC2b去除。即用第1自动增益控制器AGC1b去除例如100Hz以下的低频变动，用第2自动增益控制器AGC2b去除例如100Hz～300Hz的高频变动。

另外，在本实施形态的数字广播接收装置RPb中，在数字广播波Srf的频率为600MHz时，能够去除约300Hz的频率变动。这相当于数字广播波Srf因以时速480km移动的物体而引起的频率变动。结果，在本实施形态中，在C/N比小于17dB时能够防止在自动频率控制中出现错误，频率变动跟踪虽比第1实施形态差，但噪声性能能够提高0.5dB左右。

如图7所示，本实施形态的数字广播接收装置RPb具有与图1所示的数字广播接收装置RPa类似的结构。即除了第1自动增益控制器AGC1a换成第1自动增益控制器AGC1b，同时第2自动增益控制器AGC2a换成第2自动增益控制器AGC2b外，数字广播接收装置RPb与数字广播接收装置RPa结构相同。另外，第1自动增益控制器AGc1b包含第1电平检测器LD1b及第1自动增益控制信号发生器SG1b，第2自动增益控制器AGC2b包含第2电平检测器LD2b及第2自动增益控制信号发生器SG2b。

下面只要不特别需要，就只说明本实施形态固有的特征。另外，对狭义上本实施形态固有的结构要素、信号及参数，在其符号上附加接尾符号“b”在附图上表示且加以识别，但广义上与上述第1实施形态相同的部分及相同的动作，则省略其说明。

图8所示为第1电平检测器LD1b的结构。第1电平检测器LD1b除了平均系数发生器150a1换成第1平均系数发生器150b1以外，其余与图2所示的第1电平检测器LD1a结构相同。第1平均系数发生器150b1与第1平均系数发生器150a1一样，对移位器15输出第1移位参数N1b。

在本实施形态中，由于在第1自动增益控制器AGC1b中对输入的数字广播波Srf的频率变动也进行某种程度(例如100Hz以下)的跟踪，因此第1移位参数N1b的值设定得略小于上述第1实施形态的第1电平检测器LD1a中的第1移位参数N1a的值。另外，在本实施形态中第1移位参数N1b最好设定为8。

因此，第1移位参数N1b与第1移位参数N1a之间存在下式(3)所示的关系。

  N1a≥N1b                                        ……(3)

如上式(3)所示的意思，第1移位参数N1b也可以取与第1移位参数N1a相同的值。这在后述的第1常数G1b及第2常数G2b与数字广播波Srf的频率的平衡中成立。若第1移位参数N1b的值为8，则在第1电平检测器LD1b中，用2⁸(256)个数据求平均值。结果，与第1移位参数N1a的值为11的第1自动增益控制器AGC1a相比，能够进行利用数字广播波Srf的频率变动跟踪的增益控制。

图9所示为第1自动增益控制信号发生器SG1b的结构。第1自动增益控制信号发生器SG1b除了第1常数发生器18a1换成第1常数发生器18b1外，与图3所示的第1自动增益控制信号发生器SG1a结构相同。第1常数发生器18b1与第1常数发生器18a1一样，对乘法器17输出第1常数G1b。在本实施形态中，由于在第1自动增益控制器AGC1b中，也对输入的数字广播波Srf的频率变动在某种程度上(例如100Hz以下)进行跟踪，因此第1常数G1b的值设定得大于上述第1实施形态的第1自动增益控制信号发生器SG1a中的第1常数G1a。另外，在本实施形态中，第1常数G1b最好设定为8。

因此，第1常数G1b与第1常数G1a之间，存在下式(4)所示的关系。

  G1a＜G1b                                   ……(4)

如上所述，第1移位参数N1b及第1常数G1b分别与第1实施形态的第1自动增益控制器AGC1a中对应的第1移位参数N1a及第1常数G1a相比，设定为比较容易跟踪数字广播波Srf的频率变动的值。结果，与上述第1增益控制信号SAG1a相比，生成的第1增益控制信号SAG1b具有比较容易跟踪数字广播波Srf的频率变动的值，然后将该第1增益控制信号SAG1b输入至调谐器2。

然后，根据该第1增益控制信号SAG1b进行增益控制的调谐器2生成调制的模拟信号SMAb，所述调制的模拟信号SMAb根据来自调谐器2的数字广播波Srf的频率变动进行跟踪，然后输出给解调器7。调制的模拟信号SMAb能去除如上所述的100Hz以下的频率变动。

AD变换器3对从调谐器2输入的调制模拟信号SMAb进行AD变换，生成调制的数字信号SMDb，输出给第1自动增益控制器AGC1b及解调器7。第1自动增益控制器AGC1b根据如上所述的调制数字信号SMDb，生成第1增益控制信号SAG1b。解调器7将调制的数字信号SMDb解调，生成解调的第1数字信号SDDb，输出给第2自动增益控制器AGC2b。

图10所示为第2电平检测器LD2b的结构。第2电平检测器LD2b除了将第2平均系数发生器150a2换成第2平均系数发生器150b2以外，其他与图4所示的第2电平检测器LD2a结构相同。第2平均系数发生器150b2与第2平均系数发生器150a2一样，对移位器15输出第2移位参数N2b。

在本实施形态中，第2自动增益控制器AGC2b中对于已经去除100Hz以下的频率变动的解调数字信号SDMDb，有必要跟踪300Hz以下的频率变动。为此，第2移位参数N2b的值设定为小于上述第1实施形态的第1自动增益控制信号发生器SG1a中的第1移位参数N1a的值。另外，在本实施形态中，第2移位参数N2b最好设定为8。但是，希望设定为与第1移位参数N1b相同的值。因而，在本例中，第1移位参数N1b的值设定为第1移位参数N1a相同，即设定为8。

因此，第2移位参数N2b、第1移位参数N1b以及上述第1实施形态的数字广播接收装置RPa中的第1移位参数N1a之间，具有下式(5)和(6)所示的关系。

  N1a≥N1b                                   ……(5)

  N1a≥N2b                                   ……(6)

结果，若第1移位参数N2b的值为8，则在第2电平检测器LD2b中，与第1电平检测器LD1b中的一样，用2⁸(256)个数据求平均值。结果，生成与第1移位参数N1a的值为8的第1自动增益控制器AGC1b相同程度跟踪解调数字信号SDMDb的频率变动的第2电平信号SL2b。

图11所示为第2自动增益控制信号发生器SG2b的结构。第2自动增益控制信号发生器SG2b除了将第2常数发生器18a2换成第2常数发生器18b2以外，与图5所示的第2自动增益控制信号发生器SG2a结构相同。第2常数发生器18b2与第1常数发生器18b1一样，将第2常数G2b输出给乘法器17。

在本实施形态的第2自动增益控制器AGC2b中，对已经去除100Hz以下频率变动的数字信号SDMDb有必要跟踪300Hz以下的频率变动。因此，第2常数G2b的值设定为大于上述第1实施形态的第1自动增益控制信号发生器SG1a中的第1常数G1a，并且小于第2常数G2a。或者第2常数G2b的值设定为大于第1常数G1a，并且大于本实施形态的第1自动增益控制器AGC1b中的第1常数G1b。最好第2常数G2b设定为与第2常数G2a相同，即设定为16。

第2常数G2b、第1常数G1b、以及上述第1实施形态的数字广播接收装置RPa中的第1常数G1a与第2常数G2a之间，具有下式(7)及(8)所示的关系。

  G1a＜G1b＜G2a                              ……(7)

  G1a＜G1b＜G2b                              ……(8)

如上所述，第2移位参数N2b及第2常数G2b分别与第1自动增益控制器AGC1b的第1移位参数N1b及第1常数G1b相比，设定为更容易跟踪数字信号SDMDb的频率变动的值。结果生成与第1增益控制信号SAG1b相比具有更容易跟踪高频率变动的数值的第2增益控制信号SAG2b，输入至乘法器8。结果，能够去除用第1自动增益控制器AGC1b未能去除的100Hz～300Hz的频率变动。

在本实施形态中，在频率变动着的数字广播波Srf输入至调谐器2时，将第1电平检测器LD1b的移位器15的电平检测用的数据数设定得较少，例如用128(N1b＝7)个数据检测电平，将第1自动增益控制信号发生器SG1b的第1常数G1b的值设定得较大(例如8)。结果，在第1自动增益控制器AGC1b，像图12所示的数字广播波Srf及调制的模拟信号SMAb那样，仅将信号整体的电平控制为某一定值，同时尽可能跟踪频率变动着的信号。

然后，将第2电平检测器LD2b的移位器15的电平检测用的数据数设定得较少，例如用128(N2b＝7)个数据数检测电平。将第2自动增益控制信号发生器SG2b的第2常数G2b的值设定为较大的值(例如8)，用第2自动增益控制器AGC2b跟踪在第1自动增益控制器AGC1b剩下的变动频率及振幅变动。

即在本实施形态中，在第1自动增益控制器AGC1b尽可能跟踪频率变动的信号，减小变动频率及变动振幅，用第2自动增益控制器AGC2b跟踪剩下的变动频率及变动振幅。借助于此，用已有的结构只能跟踪100Hz以下的频率变动，而这样设置控制调谐器2的第1自动增益控制器AGC1b及全数字控制的第2自动增益控制器AGC2b两个自动增益控制器，在各自动增益控制器选择能够跟踪频率变动的参数，则如果是C/N比17dB以下的数字广播波Srf，就能够跟踪到300Hz以下的频率变动。

第3实施形态

在说明将本发明第3实施形态的数字广播接收装置用于接收数字广播波的例子之前，参照图16叙述本实施形态的基本概念。图16所示为调谐器2的控制电压相对振幅衰减度的特性。在该图中，横轴表示调谐器2的控制电压，纵轴表示该控制电压下的调谐器2的振幅衰减度。实线LVA表示控制电压相对振幅衰减度的特性。如该图所示，以规定的控制电压(在本例中，约2.4V左右)为界，控制电压相对振幅衰减度的特性有很大变动。

这样，将控制电压相对振幅衰减度的特性LVA有很大变化的边界的控制电压称为衰减特性临界电压Vth，用双点划线L表示。即控制电压相对振幅衰减度特性曲线LVA的斜率在衰减特性临界电压Vth的附加有很大不同。为了便于观察，将高于衰减特性临界电压Vth的控制电压下的控制电压相对振幅衰减度特性曲线LVA的斜率用点划线LS近似表示，将低于衰减特性临界电压Vth的控制电压下的控制电压相对振幅衰减度特性曲线LVA的斜度用点划线LL近似表示。

这样，以衰减特性临界电压Vth为界，控制电压相对振幅衰减特性曲线LVA的斜率有很大不同。因此，在上述第2实施形态的数字广播接收装置RPb中，在用第1电平检测器LD1b检测出的第1电平信号SL1b在小于衰减特性临界电压Vth的情况下与超过衰减特性临界电压Vth的情况下，调谐器2与第1自动增益控制器AGC1b之间的环路增益不同。

在数字广播波Srf的信号以某一频率产生频率变动时，若增大调谐器2与第1自动增益控制器AGC1b之间的环路增益，则通过实验确认，用第1电平检测器LD1b检测出的值(第1电平信号SL1b)小于衰减特性临界电压Vth时，能够跟踪最多180Hz的频率变动，而用第1电平检测器LD1b检测出的值(第1电平信号SL1b)超过衰减特性临界电压Vth时，最多只能跟踪150Hz。

根据这一观点，数字广播波Srf的电平即使变化，为了构成最多能够跟踪300Hz的频率变动的数字广播接收装置，最好切换第1常数G1b的值，使得调谐器2与第1自动增益控制器AGC1c之间的环路增益在某种程度上能够保持一定。为此，预先设置适合于数字广播波Srf的电平小于衰减特性临界电压Vth的情况的较小常数G1及适合于数字广播波Srf的电平大于衰减特性临界电压Vth的情况的较大常数G2。然后，根据数字广播波Srf的电平，选择这两类常数G1及G2的某一个常数用作第1常数G1b，通过这样来切换第1自动增益控制器AGC1b与调谐器2之间的环路增益。这样就提出一个数字接收装置的方案，它在接收频率变动着的数字广播波RF的情况下能够与输入至调谐器2的数字广播波Srf的电平无关地始终具有高性能。

下面参照图13说明本实施形态的数字广播接收装置RPc。数字广播接收装置RPc除了将第1自动增益控制器AGC1b换成第1自动增益控制器AGC1c外，与图7所示的数字广播接收装置RPb结构相同。第1自动增益控制器AGC1c是在第2实施形态的第1自动增益控制器AGC1b中，将第1自动增益控制信号发生器SG1b换成第1自动增益控制信号发生器SG1c，同时追加与该第1自动增益控制信号发生器SG1c以及第1电平检测器LD1b连接的电平判断器37c。

下面只要不特别需要，就只说明本实施形态的固有特征。另外，对在狭义上本实施形态固有的结构要素、信号及参数，在其符号上附加接尾符“c”，在附图上表示且加以识别，但在广义上与上述第1及第2实施形态相同的部分及相同的动作，则省略其说明。

电平判断器37c根据第1电平检测器LD1b输出的第1电平信号SL1c，将具有0或1的二值控制信号SGc输出给第1自动增益控制信号发生器SG1c。

下面参照图14简单说明电平判断器37c的动作。在图14中，纵轴表示第1电平检测器LD1b输出的第1电平信号SL1c，横轴表示与控制信号SGc及第1常数G1c对应的常数值。即电平判断器37c将第1电平信号SL1c的电平与阈值Lth进行比较，在大于阈值Lth时，输出1作为控制信号SGc，在小于阈值Lth时，输出0作为控制信号SGc。对于控制信号SGc的值，相应附加决定调谐器2及第1自动增益控制器AGC1c之间的环路增益的小常数G1及大常数G2。在本实施形态中，对于控制信号SGc的值0，相应附加小常数G1，而对于控制信号SGc的值1，则相应附加大常数G2。关于这将在下面与第1自动增益控制信号发生器SG1c的结构一起加以说明。

图15所示为第1自动增益控制信号发生器SG1c的详细结构。第1自动增益控制信号发生器SG1c除了第1常数发生器18b1换成自适应常数切换器18c1外，其余与图9所示的第1自动增益控制信号发生器SG1b结构相同。自适应常数切换器18c1包含小常数发生器18S、大常数发生器18L及切换开关39。小常数发生器18S及大常数发生器18L分别输出参照图14及图16说明的小常数G1及大常数G2。

切换开关39与小常数发生器18S的输出口、大常数发生器18L的输出口、电平判断器37c的输出口及乘法器17的输入口连接。然后，切换开关39根据从电平判断器37c输入的控制信号SGc选择小常数发生器18S及大常数发生器18L中的某一个的输出口与乘法器17的输入口连接。结果，从小常数发生器18S输出的小常数G1或从大常数发生器18L输出的大常数G2作为第1常数G1c输入至乘法器17。结果，根据第1电平信号SL1c的电平输出具有两种数值中的某一数值的第1常数G1c，来代替第2实施形态的OFDM数字广播接收装置RPb的第1自动增益控制信号发生器SG1b的第1常数G1b，借助于此，根据第1电平信号SL1c的电平，对调谐器2与第1自动增益控制器AGC1c之间的环路增益进行自适应调整。

第4实施形态

在对本发明第4实施形态的数字广播接收装置用于接收数字广播波的例子进行说明之前，参照图16及图20叙述本发明的基本概念。图20是在图16所示的控制电压相对振幅衰减度的特性中，将双点划线表示的衰减特性临界电压Vth换为双点划线L1表示的第1衰减特性临界电压Vth1及双点划线L2表示的第2衰减特性临界电压Vth2(Vth1＜Vth2)。

在上述第3实施形态的数字接收装置RPc中，图16所示的控制电压相对振幅衰减度的特性中，根据第1电平信号SL1c的值与一个衰减特性临界电压Vth的大小关系，将第1常数G1c的值切换为小常数G1与大常数G2中的某一个。但是，由于数字广播波Srf常常多少有些频率变动，因此第1电平信号SL1c的电平也常常变动。

因而，有时第1电平信号SL1c的电平以衰减特性临界电压Vth为中心或在其附近变动，这种情况下，对应于其变动，小常数G1及大常数G2就频繁切换。如上所述，由于小常数G1与大常数G2的值有很大不同，因此即使对于第1电平信号SL1c的微小变动，第1常数G1c的值也频繁地产生很大变动，即产生所谓跳动。这种情况下，第1自动增益控制器AGC1c的增益调整动作也不稳定，进而解调的数字信号SDMDc的质量也恶化。

根据这一观点，不是用一个衰减特性临界电压Vth来检测第1电平信号SL1c的电平变动，而利用与图20所示的第1衰减特性临界电压Vth1及第2衰减特性临界电压Vth2的关系进行检测，以此防止由于第1电平信号SL1c的微小变动导致第1常数G1的跳动。换句话说，在第1衰减特性临界电压Vth1与第2衰减特性临界电压Vth2之间的区域，对于第1电平信号SL1c的变动不是唯一与之对应，而且根据第1电平信号SL1c的变动模式改变对应的方法，这种方法起到一个缓冲带的作用。

如图17所示，本实施形态的数字广播接收装置RPd，除了将电平判断器37c换成电平判断器37d外，其余与图13所示的第3实施形态的数字广播接收装置RPc具有相同的结构。

下面只要不特别需要，就仅说明本实施形态的固有特征。另外，对狭仪上本实施形态固有的结构要素、信号及参数，在其符号上附加接尾符号“d”，在附图上表示且加以识别，但广义上与上述第1、第2及第3实施形态相同的部分及相同的动作，则省略其说明。

下面参照图18及图19，说明电平判断器37d。电平判断器37d与参照图14说明的电平判断器37c构成类似。但是，在电平判断器37d中，设置第1阈值Lth1及第2阈值Lth2(Lth1＜Lth2)代替阈值Lth。然后，在该第1阈值Lth1与第2阈值Lth2之间设置缓冲带BA，所述缓冲带BA根据第1电平信号SL1d的变动状况，分配0或1的某一个值作为控制信号SGd。

下面用图18及图19说明相对于第1电平信号SL1d的变化，控制信号SGd与第1常数G1d的变化。

首先说明第1个例子，开始时第1电平信号SL1d处于比第2阈值Lth2的电平小的电平，在这种情况下，如图18所示，控制信号SGd的值设定为1，输出小常数G1作为第1常数G1d。然后，第1电平信号DL1d变为大于第2阈值Lth2的电平，这种情况下，如图18所示，控制信号SGd的值切换为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。然后，第1电平信号SL1d变为小于第2阈值Lth2而且大于第1阈值Lth1的电平，在这种情况下，如图19所示，控制信号SGd的值仍保持0不变，输出大常数G2作为第1常数G1d，第1电平信号SL1d变为小于第1阈值Lth1的电平时，在这种情况下，如图19所示，控制信号SGd的值切换为1，输出小常数G1作为第1常数G1d。然后，第1电平信号LS1d变为小于第2阈值Lth2而且大于第1阈值Lth1的电平，在这种情况下，如图18所示，控制信号SGd的值仍保持1不变，输出小常数G1作为第1常数G1d，第1电平信号SL1d变为大于第2阈值Lth2的电平时，在这种情况下，如图18所示，控制信号SGd的值切换为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。

下面说明第2个例子。开始时第1电平信号SL1d处于比第2阈值Lth2的电平大的电平，在这种情况下，如图19所示，控制信号SGd的值设定为1，输出大常数G2作为第1常数G1d。然后，第1电平信号SL1d变为小于第2阈值Lth2而且大于第1阈值Lth1的电平，在这种情况下，如图19所示，控制信号SGd的值仍保持0不变，输出大常数G2作为第1常数G1d。然后，第1电平信号SL1d变为小于第1阈值Lth1的电平，在这种情况下，如图19所示，控制信号SGd的值切换为1，输出小常数G1作为第1常数G1d。然后，第1电平信号SL1d变为小于第2阈值Lth2而且大于第1阈值Lth1的电平，在这种情况下，如图18所示，控制信号SGd的值仍保持1不变，输出小常数G1作为第1常数G1d，第1电平信号SL1d变为大于第2阈值Lth2的电平时，在这种情况下，如图18所示，控制信号SGd的值切换为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。

若将上述第1个例子换成图20所示的控制电压变化加以说明，则开始时控制电压SAG1d小于第2衰减特性临界电压Vth2的情况下，控制信号SGd的值设定为1，输出小常数G1作为第1常数G1d。然后，控制电压SAG1d大于第2衰减特性临界电压Vth2的情况下，控制信号SGd的值切换为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。然后，控制电压SAG1d变为小于第2衰减特性临界电压Vth2而且大于第1衰减特性临界电压Vth1的情况下，控制信号SGd的值仍保持0不变，输出大常数G2作为第1常数G1d，控制电压SAG1d变为小于第1衰减特性临界电压Vth1的情况下，控制信号SGd的值切换为1，输出小常数G1作为第1常数G1d。然后，控制电压SAG1d变为小于第2衰减特性临界电压Vth2而且大于第1衰减特性临界电压Vth1的情况下，控制信号SGd的值仍保持1不变，输出常数G1作为第1常数G1d，控制电压SAG1d变为大于第2衰减特性临界电压Vth2的情况下，控制信号SGd的值切换为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。

下面若将上述第2个例子换成图20所示的控制电压变化加以说明，则开始时控制电压SAG1d大于第2衰减特性临界电压Vth2的情况下，控制信号SGd的值设定为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。然后，控制电压SAG1d变为小于第2衰减特性临界电压Vth2而且大于第1衰减特性临界电压Vth1的情况下，控制信号SGd的值仍保持0不变，输出大常数G2作为第1常数G1d。然后，控制电压SAG1d变为小于第1衰减特性临界电压Vth1的情况下，控制信号SGd的值切换为1，输出小常数G1作为第1常数G1d。然后，控制电压SAG1d变为小于第2衰减特性临界电压Vth2而且大于第1衰减特性临界电压Vth1的情况下，控制信号SGd的值仍保持1不变，输出小常数G1作为第1常数G1d，控制电压SAG1d大于第2衰减特性临界电压Vth2时，控制信号SGd的值切换为0，输出大常数G2作为第1常数G1d。

这样通过在第1衰减特性临界电压Vth1与第2衰减特性临界电压Vth2之间设置缓冲带，使其具有迟滞特性，以使决定调谐器2与第1自动增益控制器AGC1d之间的环路增益的第1常数G1d的值不在小常数G1与大常数G2这两个常数间频繁切换。

在上面对本发明进行了详细说明，但前述说明的所有观点不过是本发明的例子，不是想要限定其范围的说明。当然在不超出本发明的范围内可以进行各种改进及变形。

Claims (7)

1.一种数字广播接收装置，该装置对接收的在空中传播的数字调制信号波以自动调节的增益进行放大，使其具有规定的振幅，然后解调为数字信号，其特征在于，具有

对所述接收的数字调制信号波进行频率变换，生成第1调制信号的调谐器装置；

由第1电平检测器和第1自动增益控制信号发生器构成的、控制所述调谐装置的增益使所述第1调制信号的电平为第1规定电平的第1自动增益控制放大器装置；

对所述第1调制信号进行A/D变换，生成第2调制信号的A/D变换装置；

对所述第2调制信号进行解调，生成第1解调数字信号的解调装置；以及

由乘法器、第2电平检测器和第2自动增益控制信号发生器构成的、进行放大，使所述第1解调数字信号的电平为第2规定电平，生成第2解调数字信号的第2自动增益控制放大装置。

2.如权利要求1所述的数据广播接收装置，其特征在于，所述第1自动增益控制放大装置不跟踪所述数字调制波的频率变动地进行放大，生成所述第1调制信号，而第2自动增益控制放大装置在跟踪所述第1解调数字信号的频率变动的同时进行放大，生成所述第2解调数字信号。

3.如权利要求1所述的数据广播接收装置，其特征在于，所述第1自动增益控制放大装置在跟踪所述数字调制波的比第1预定频率低的频率变动的同时进行放大，生成所述第1调制信号，而所述第2自动增益控制放大装置在跟踪比所述第1预定频率高的第2预定频率的频率变动的同时进行放大，生成所述第2解调数字信号。

4.如权利要求3所述的数字广播接收装置，其特征在于，具备

检测所述第1调制信号的电平的电平检测装置，以及

根据所述检测出的电平，改变所述调谐装置的增益的增益调节装置。

5.如权利要求4所述的数据广播接收装置，其特征在于，

具有以使得所述调谐装置的控制电压对振幅衰减度特性发生急剧变化的衰减特性临界电压作为阈值的阈值装置，

若检测出的电平大于所述阈值，则所述增益调节装置根据第1规定值调节所述增益；若检测出的电平小于所述阈值，则所述增益调节装置将比第1规定值小的第2规定值作为所述增益。

6.如权利要求4所述的数据广播接收装置，其特征在于，具有第1阈值装置及第2阈值装置，

所述第1阈值装置将比使得所述调谐装置的控制电压对振幅衰减度特性发生急剧变化的衰减特性临界电压小第1规定量的电压值作为第1阈值，

所述第2阈值装置将比衰减特性临界电压大第2规定量的电压值作为第2阈值，

在所述检测出的电平小于所述第1阈值时，所述增益调节装置根据第1规定值调节所述增益；在所述检测出的电平大于所述第2阈值时，所述增益调节装置将大于所述第1规定值的第2规定值作为所述增益；在所述检测出的电平大于所述第1阈值而小于所述第2阈值时，所述增益调节装置根据紧接所述检测出电平的前面的值，将该第1及第2规定值的某一个值作为该增益。

7.一种数字广播接收装置，该装置对所接收的在空中传播的数字调制信号波以自动调节的增益进行放大，使其具有规定的振幅，然后解调为数字信号，其特征在于，具有

对所述接收的数字调制信号波进行频率变换，生成第1调制信号的调谐装置；

由第1电平检测器和第1自动增益控制信号发生器构成的、控制所述调谐装置的增益，使所述第1调制信号的电平为第1规定电平的第1自动增益控制放大装置；

对所述第1调制信号进行A/D变换，生成第2调制信号的A/D变换装置；以及

由乘法器、第2电平检测器和第2自动增益控制信号发生器构成的、进行放大，使所述第2调制信号的电平为第2规定电平，生成第3调制信号的第2自动增益控制放大装置。

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