CN1784825B - 低功耗的接收机前端 - Google Patents

Abstract

接收机(20)包括具有第一输入端、第二输入端和一个输出端的混频器(23)。包括高频分量f_RF的输入信号(S_RF(t))被施加到该第一输入端上，并且本地振荡器信号(S_LOnew(t))被施加到该混频器(23)的第二输入端上。该本地振荡器信号(S_LOnew(t))由信源(30)生成，该本地振荡器信号(S_LOnew(t))具有频率为fLo11的频率分量。该频率fLOnew比输入信号(S_RF(t))的频率f_RF低至少3倍。该混频器(23)用来将该输入信号(S_RF(t))下变频到更低频带。

Description

低功耗的接收机前端

本发明涉及用来进行信息传输的接收机、无线电收发机和集成电路。尤其是，本发明涉及一种用来进行数据通信的射频(RF)接收机前端和基于其的设备。

通信市场的竞争非常激烈，而且商业成功越来越多地依赖于持续的产品创新。对于一个专门提供通信集成电路(IC)和系统解决方案的半导体提供商来说，这意味着，为了能够实现低成本、低功率和形状系数小的终端而进行系统体系结构和电路技术上的创新。

低功率既是大学中也是工业上的一项研究课题。对于许多应用、诸如便携式应用，对低功耗的需要是最重要的。接收机中大多数功率消耗在前端，所以当然它是低功率研究活动的主要关注点。

在射频通信系统中，采用射频接收机，该射频接收机从射频载波中提取基带信号。这个过程涉及从射频载波到基带频率的频率变换。根据这个频率变换发生的方式有两种类型的接收机：外差接收机和零差接收机。对于其中采用外差接收机和零差接收机的光通信系统情况是相同的。

传统的外差接收机和零差接收机包括发出具有频率f_LO的信号的压控振荡器(VCO)。更具体地说，接收机中的频率f_LO通常由置于锁相环(PLL)中的VCO生成。或者将频率f_LO选择得等于在无线电收发机的天线(称作零差接收机)处接收到的射频(RF)信号的频率，因此将RF信号直接下变频到基带。这种零差接收机被某些制造商称作零中频接收机。或者，频率f_LO非常接近在所谓的超外差接收机中选择的射频f_RF，在第一步将射频信号变换成中频(IF)，然后在第二甚至第三步变换成基带。

具有置于锁相环(PLL)中的VCO 15的传统的零差RF接收机10在图1中被图示说明。接收机10包括天线11、低噪声放大器(LNA)12和混频器13。本地振荡器信号f_LO由接收机包括参考振荡器18、相位检测器17、分频器16、VCO 15、低通滤波器19和缓冲器/放大器14的一部分生成。包括高频分量(f_RF)和本地振荡器信号(f_LO)的输入信号s(t)被施加到混频器13的输入上，并且混频器13用来将输入信号s(t)下变频到较低频段处的信号r(t)。

在这样一个零差RF接收机而且在外差RF接收机中，LO频率(f_LO)非常高。例如，在GSM中f_RF位于900MHz，在DCS中f_RF位于1800MHz，而在蓝牙中它甚至更高，在2450MHz的ISM频段。在接收机中，VCO 15、随后的缓冲器14和分频器16等等大致操作在这样一个高频上，并且因此消耗了相当多功率。尤其是VCO 15，常常被设计得操作在甚至二倍大的频率上，以便生成有期望的LO频率f_LO的同相正交信号。由LC VCO牵引的电流例如与振荡频率的平方成比例，即，

Idd_VCO≈f_LO ²     (1)

以至于从900MHz切换到1800MHz，VCO的功耗是原来的四倍。

为了在混频器输入端上提供充分的隔离并提供足够的放大，在VCO 15和混频器13之间几乎总是需要缓冲器/放大器14.缓冲器/放大器14必须是宽带的，以使混频器13随着快速切换一起进行电流整流.由于这个原因，实际的VCO缓冲器/放大器14被设计成宽带的，并且因此消耗相当多功率.对于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)实现的缓冲器/放大器14，其漏电流Ids和合成的单位电流增益频率f_T之间的关系由下式给出。

Ids≈f_T ²      (2)

金属氧化物半导体(MOS)晶体管的单位电流增益频率f_T必须匹配LO频率f_LO，因而LO频率f_LO每次翻一番都要求缓冲器/放大器14的功耗翻两番(等于图1中的Idd_BF*Vdd)。

分频器(还称作预定标器)基本上是使用逻辑门比如dFF的数字电路。逻辑电路的动态功耗与时钟频率成比例。以至于时钟频率每次翻一番都需要分频器的动态功耗翻一番。

既然信号处理的部分由电气完成，所以光通信系统中所用的零差和外差接收机前端也消耗大量功率。零差接收机的例子在2001年5月9日公开的公开号为EP1098459-A2欧洲专利申请中描述。

用来减小RF接收机所消耗的功率的最浅易技术之一是降低电压。这代表功耗上的减小。然而，为了使接收机保持在某个动态范围并由此具有操作在RF不足条件下的能力至少针对模拟接收机前端需要一定的电压电平。

有几个用来减小功耗的容易理解的其他技术。在系统级，应当做出分区选择以便尽可能多的电路可以在不需要的时候关闭。此外，功能应当分配在可以用最小功率执行的地方。譬如，如果减小接收机数字部分的时钟速率，则可以进一步取得一定的功耗减小量。

此外，已做出了巨大努力并尝试了几乎每件事情来最小化尤其是接收机前端的功率，因为已知接收机前端消耗大量功率。这些努力包括增加LC VCO的电感，降低电源电压，如上面所指出的，以及使用半摆逻辑，这仅仅是提到的一些例子。

这些减小功耗的传统办法还不够成功。可以取得的减小量是不足的。

因而本发明的目标是提供减小接收机功耗而不影响接收机性能的方案。

按照本发明所述的接收机在权利要求1中请求保护。该接收机的各种有利的实施方案在权利要求2到6中请求保护。

包括这样一个接收机的无线电收发机在独立权利要求7中请求保护，包括这样一个接收机的集成电路在独立权利要求8中请求保护。

本发明的优点是实质上在所有类型的接收机前端和采用这种接收机前端的设备中产生空前的功率减小。

本发明的直接益处是大幅度减小的功耗和由此改进的竞争性。所提出的接收机、无线电收发机和基于其的集成电路简单便宜。按照本发明所述的接收机、无线电收发机和集成电路是可靠的并且可以预期表现出至少与传统设备的性能一样好的性能。

本发明的其他优点结合具体实施例来阐述。

为了对本发明进行更完整的描述并且为了其进一步的目标和优点，参考下面结合附图进行的描述，图中：

图1示出一个传统接收机结构的示意性框图；

图2示出三个图形，图示说明传统的频域上的混频处理；

图3示出按照本发明所述的第一接收机的示意性框图；

图4示出三个图形，图示说明该发明的频域上的混频处理；

图5示出按照本发明所述的无线电收发机的示意性框图；

图6示出按照本发明所述的光接收机的示意性框图。

迄今为止还从来没有考虑通过改变接收机的LO频率f_LO来减少功耗。直到现在这个参数虽然有巨大潜力存在却还保持未改变，如本说明书引言部分中给出的上面公式所建议的。

往往认定，LO频率f_LO或者被规定，或者一旦选择了f_IF就立即固定，或者被提前确定，因此不可改变。与这个众所周知的信念相反，本发明论证至少10倍的巨大的功率减小量可以通过降低LO频率f_LO而取得，同时保持所规定的f_IF和该接收机的其他优点。

在论证降低f_LO的可行性之前，更详细地阐述图1的传统接收机的体系结构10。图1示出典型的接收机的体系结构10，忽略了各种滤波器。天线11发现的很微弱的RF信号s(t)首先被LNA 12放大，然后从RF制式(regime)下变频到IF制式。这个下变频由混频器13完成。

混频器是非常关键的组成部件并且接收机的整体性能主要取决于它。从原理上讲，混频器可以被视为乘法器。混频器需要两个输入。在接收机中，RF信号s(t)被施加到混频器第一输入端上，LO信号被施加到混频器第二输入端上。LO信号由频率合成器中的VCO 15生成。

假设来自LNA 12的输入信号是S_RF(t)＝sinω_RF(t)，而且由VCO 15提供的LO信号是频率ω_LO的方波，如下所述

$S_{\mathrm{LO}}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}[\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{3}\sin 3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\frac{1}{5}\sin 5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LO}}t+\·\·\·]---\left(3\right)$

将混频器13视为乘法器产生以下结果：

S_out(t)＝S_RF(t)·S_LO(t)

$=\frac{2}{\mathrm{\π}}[\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}t+\frac{1}{3}\cos (2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})t+\cos (2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})t+\·\·\·]---\left(5\right)$

这里假设低侧注入，即，ω_IF＝ω_RF-ω_LO。公式(5)的括号中的第一项是下变频后的IF信号，而且剩下的项是要被带通(或低通)滤波器去掉的不想要的乘积，产生：

$S_{\mathrm{outfiltered}}\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}\left[\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}t\right]---\left(6\right)$

频域上的混频过程在图2中图示说明。包括高频分量f_RF的输入信号S_RF(f)在最顶上的图形中被描绘。具有频率f_LO的LO信号S_LO(f)在中间的图形中示出。混频之后的输出信号S_OUT(f)在底部的图形中图示说明。期望的峰值9是下变频后的具有频率f_IF的IF信号。底部图形中的其他峰值代表不想要的项。

本发明基于这样一种认识，即使接收机VCO的功耗最小化的效率最高的方式是降低它的频率。原理上，LO频率f_LO可以下降任意奇整数。作为一个例子，想到通过只将LO频率f_LO以因子A＝3降低来获得功率的节省，最后得到在此称作ω_LOnew的新LO频率。

像先前的LO信号S_LO(t)那样，具有频率f_LOnew的新LO信号S_LOnew(t)被假定为具有50％占空比的方波。类似地，它的傅立叶级数可以如公式(7)中所写：

$S_{\mathrm{LOnew}}\left(t\right)=\frac{4}{\mathrm{\π}}[\sin {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LOnew}}t+\frac{1}{3}\sin 3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LOnew}}t+\frac{1}{5}\sin 5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{LOnew}}t+\·\·\·]---\left(7\right)$

将新的LO信号S_LOnew(t)施加到同一个混频器13上，而且对于同一个RF输入信号ω_RF(t)，再一次将两个信号乘起来从而获得混频器13的输出：

$S_{\mathrm{out}}\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}[\frac{1}{3}\cos {\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}t+\frac{1}{5}\cos (2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-5{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})\frac{t}{3}+\cos (2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}})\frac{t}{3}+\·\·\·]---\left(8\right)$

为了出现上面的结果，使用了在公式(6)和ω_IF＝ω_RF-ω_LO中示出的关系。可以示出现在我们得到过滤之后的：

$S_{\mathrm{outfiltered}}\left(t\right)=\frac{2}{3\mathrm{\π}}\left[{\cos \mathrm{\ω}}_{\mathrm{IF}}t\right]---\left(9\right)$

将这个公式(9)中的新结果与先前公式(5)的结果比较，令人关注的是发现：

两个结果都包含同一个期望的IF项，在同样的中频频率处，意味着输出端上的信号在两种情况下除了信号电平中的差别之外完全相同，信号电平也就是振幅。

公式(8)和(9)中期望的IF项更小，其表示更低的转换增益。在例如Gilbert混频器中，两个电路部分直接贡献于转换增益：一个是将输入RF电压S_RF(t)转换成电流的跨导级，另一个是负载，它们将整流后的电流转换回电压信号S_out(f)。应当指出跨导级和它对转换增益的贡献在ω_LO被ω_LOnew替换之后没有被改变。对所涉及的期望IF项而言，ω_LOnew没什么改变，除了现在它是与输入信号S_RF(t)混频并最后得到期望的IF的LO信号的三次谐波。因此，增益减小单纯由取代基波的三次谐波的振幅更小引起的。这个更低的增益不成问题，因为下变频之后马上就可以不费力地补偿它。

下一个最接近不想要的项的频率与期望的IF项的频率f_IF的比率Θ是对接着混频器的带通或低通滤波器的要求的指示。在零差接收机中，这个滤波器通过允许中频(IF)项没有任何衰减地通过从而选择想要的频道f_IF，同时充分拒绝所有不想要的项。更大的比率Θ意味着更宽松的要求。在频率f_LOnew，比率Θ稍微减小但对任何滤波器来说仍足够大。

按照上面理论，接收机20的第一创造性的实施例在图3中图示说明。接收机20包括用来接收RF信号s(t)的天线21。这个信号被低噪声放大器22放大并被馈送到混频器23的第一输入端。放大后的信号被称作S_RF(t)。接收机20进一步包括本地振荡器单元30。这个本地振荡器单元30包括参考振荡器28，譬如石英振荡器、相位检测器27、分频器26、VCO 25和缓冲器24。按照本发明，本地振荡器单元30提供具有频率f_LOnew的LO信号S_LOnew(t)。这个LO信号S_LOnew(t)被施加到混频器23的第二输入端上，而混频器23提供信号S_RF(t)的到由频率f_IF定义的更低频段的下变频。接收机20包括低通滤波器(LPF)，用于对混频器的输出信号S_outnew(t)进行滤波。

本地振荡器单元30提供混频器注入所需要的参考信号S_LOnew(t)，以为接收机20中的频率变换提供方便。该LO信号S_LOnew(t)是将混频器二极管或晶体管驱动到非线性区间中的大信号，由此使得混频器23在输出端上生成具有基频的信号S_outnew(t)，该基频连同谐波和混频项在一起。

VCO 25被相位锁定到高稳定度参考振荡器28(例如晶体振荡器)。相位检测器27将分频后的VCO频率输出的相位与精确参考振荡器28的相位做比较，并在输出端27.1上基于参考和VCO之间的相位差为VCO 25创建校正电压。校正电压经由LPF 27.2馈送到VCO 25。

本地振荡器单元30被设计成提供具有频率Af_LOnew≤f_RF(其中A≥3)的LO信号S_LOnew(t)。也就是，LO信号S_LOnew(t)的频率f_LOnew比输入信号s(t)的频率f_RF低至少3倍。由于采用低频LO信号S_LOnew(t)代替等于或非常接近于频率f_RF的LO信号S_LO(t)的事实，本地振荡器单元30比传统的本地振荡器单元消耗更少的功率。

混频器的设计使用非线性设备，比如二极管或晶体管。使用二极管，混频器是无源的并且有转换损失。使用有源器件、比如晶体管，转换增益是可能的。对于混频器，各种各样的电路拓扑都存在。单端混频器通常基于单个肖特基(Schottky)二极管或晶体管。平衡混频器典型地结合两个或多个肖特基二极管或肖特基四元组(四个二极管形成环形结构)。平衡混频器因为有平衡结构，所以与单端混频器相比在三阶互调失真性能上表现出优势。这些类型的混频器中的任何混频器均适于在根据本发明的接收机中使用。

流入本地振荡器单元30的各种组成部件的电流在图3中示出。如果假定本地振荡器单元30的所有的组成部件都操作在减小后的频率上，本地振荡单元30的总的电流消耗是

Idd_new＝Idd_Gnew+Idd_PDnew+Idd_PSnew+Idd_VCOnew+Idd_BF    (10)

为了取得这种电流消耗上的减小，可以采用参考振荡器28来发出有较低频率f_refnew的信号。还有可能将参考振荡器28保持在通常的频率f_ref处，但采用按本发明减小频率的分频器26。

按照本发明的混频过程在图4中图示说明。包括高频分量f_RF的输入信号S_RF(f)在最上面的图形中描绘。具有低频f_LOnew的新LO信号S_LOnew(f)在中间的图形中示出。混频后的输出信号S_outnew(f)在底部的图形中图示说明。期望的峰值9(对照图4)是下变频后的具有频率f_IF的IF信号。底部图形中的其他峰值代表不想要的项。

另一个实施例在图5中描绘。在这个图中，无线电收发机40的示意性框图被示出。该无线电收发机包括发射机51和接收机53。发射机51和接收机53都使用同一个天线41。有单元51辨别输入和输出信号。接收机53是一个零IF(零差)接收机，提供集成的低通(LP)滤波器49.1、49.2进行狭窄的基带滤波。在接收机53的输入侧上有一个RF放大器42。有两个并行信号处理分支。上面的分支包括混频器43.1、滤波器49.1和限幅器44.1。上面分支的混频器43.1执行与具有频率f’_LOnew的LO信号S’_LOnew(t)的乘法，这个LO信号S’_LOnew(t)在相位上移动90°。该相移由移相器46完成。下面的分支包括混频器43.2、滤波器49.2、以及限幅器44.2。下面分支的混频器43.2执行与具有频率f_LOnew的LO信号S_LOnew(t)的乘法。这个LO信号S_LOnew(t)没有被移相。检测器45被提供在接收机的输出侧处。检测器45从接收到的信号中提取信息。

按照图5中描绘的实施例，两个分支都从一个本地振荡器单元50中接收LO信号。一个LO信号S’_LOnew(t)相对其他信号S_LOnew(t)相移了90°。本地振荡器单元50被设计来提供具有频率f_LOnew＝f’_LOnew≤(1/A)f_RF(其中A≥5)的两个LO信号。也就是，两个LO信号的频率比输入信号s(t)的频率低至少5倍。

按照本发明的另一个实施例，采用具有低频的LO信号S_LOnew(t)进行混频过程这个事实所导致的增益损失用放大器来补偿。这个放大器可以处于低通滤波器(LPF)之后，也就是，该放大器放大下变频后并且滤波后的基带信号。

本发明还可以被用来减小在图6中图示说明的或在其他光接收机中的光接收机前端60的功耗.接收机前端60是零差接收机的部分.由接收机前端60接收到的光学光波e_s(t)与本地振荡器激光器58的光波e₁以180°混合的方式叠加。前端60包括经由电容器C耦合到放大器70上的两个光电二极管58和59。接收机前端60提供对信号e_s(t)的下变频。在输出端61处提供基带信号u(t)。接收机前端60进一步包括锁相环结构中的环路滤波器54和信号发生器55。环路滤波器54和信号发生器55控制本地振荡器激光器58的频率。在传统的光接收机中，本地振荡器激光器58的频率与光学光波e_s(t)的载波频率完全一致。按照本发明，本地振荡器的频率至少以因子3减小。这使大量能量得以节省，像在此提出的RF接收机中一样，因为该激光器以及该反馈环的电子元件会消耗更少功率。

虽然简单的混频器被示出并描述，所提出的功率节省方法同样可以应用于正交混频器。给定方波形式的正交信号，可以示出这些信号任何阶的谐波也是正交的。

还在另一个实施例中，既然混频器现在只需要在较低频率处做乘法，所以该混频器的设计被修改。

还有另一个实施例的特征在于，整个接收机前端(除了天线)都在一块芯片上实现。本发明很适合用来实现包括低噪声放大器、电阻FET混频器、以及压控振荡器的全部集成的接收机。

本发明可以在零差接收机、超外差接收机、双超外差接收机等等设备中使用。

这个说明书中，在描述接收机的地方开发重点是最小化DC功耗而不牺牲任何关键的性能参数。

当按照本发明所述使用较低的LO频率时，有许多直接受益之处：

更少的自混频：零差或直接转换接收机中的主要缺点之一是所谓的自混频。由于电容或基底耦合，所以从VCO/LO端口到LNA的输入端或混频器的输入端存在有限量的馈通。结果，LNA和混频器输入端上出现的泄漏信号与LO信号混频，因而在混频器输出端上产生DC分量。因为在接收机中，从天线到位于混频器之后的模数转换器(ADC)的增益典型地为大约80到100dB。在混频器输出端上非常小的DC偏移会使接收链路中有些电路饱和。这个泄漏与频率有关。随着LO频率降低，如在此提出的，自混频效应大大减小。

更低的噪声：已经发现由标准混频器的引线(tail)电容引起的噪声与ω_LO成比例。所以利用ω_LOnew，更好的噪声性能被获得而不增加功耗而且不对混频电路作任何改变。

更低的互调失真：当LO频率下降时互调失真减小。

由VCO缓冲器/放大器和预定标器所消耗的功率更少：更低的LO频率f_LO意味着分频器需要更小的分频比率。

上面内容中，在示出混频器例子的地方LO频率被降低了3，在示出另一个混频器例子的地方LO频率被降低了5。如所指出的，降低因子A还可以是任何比3大的其他奇整数。选择显然取决于特定应用，而且必须在可获得的功率减小和转换增益之间、还有在可获得的功率减小和比率之间进行权衡，以便取得最佳的整体性能。

对于本地振荡器关键的规范(应当指出接收机可以具有一个以上的本地振荡器，取决于IF的数量和系统体系结构)包括调谐范围、频率稳定度、乱真输出水平、锁定时间、以及相位噪声。这些规范中大部分确定LO对特定无线接收机应用的适合度。乱真和相位噪声性能还影响灵敏度和动态范围性能。迄今为止没有人考虑通过减小LO的频率f_LO来减小接收机前端的功耗，如在此提出的。

容易理解，本发明的各种技术特征为清楚起见在独立的实施例的环境中描述，这些特征还可以通过结合在单个实施例中来提供。相反，本发明的各种技术特征为简洁起见在单个实施例的环境中描述，还可以独立或以任何合适的子组合方式来提供。

在附图和说明书中已经叙述本发明的优选实施例，虽然使用了特定术语，但是因而给出的描述内容对术语的使用只是从一般性描述的意义上来说而不起限定作用。

Claims (8)

1.接收机(20；40；60)，包括具有第一输入端、第二输入端和一个输出端的混频器(23；43.1，43.2；53)，从而包括高频分量f_RF的输入信号(S_RF(t))可被施加到所述第一输入端上，并且本地振荡器信号(S_LOnew(t))可被施加到所述第二输入端上，该接收机(20；40；60)还包括用来提供所述本地振荡器信号(S_LOnew(t))的信源(30；50；58)，所述本地振荡器信号(S_LOnew(t))具有频率为f_LOnew的频率分量，由此满足以下条件：Af_LOnew≤f_RF，其中A≥3，而且所述混频器(23；43.1，43.2；53)用来将该输入信号(S_RF(t))下变频到更低频带。

2.权利要求1的接收机(20；40；60)，它是其中较低频带的中心频率由频率f_LOnew定义的零差接收机的一部分。

3.权利要求1的接收机(20；40；60)，它是其中较低频带的中心频率由中频f_IF定义的外差接收机的一部分。

4.按照前述权利要求之一所述的接收机(20；40；60)，由此所述混频器(23；43.1，43.2；53)在输出端上生成具有连同谐波和混频项一起的基频的输出信号(S_outnew(t))。

5.按照前述权利要求4所述的接收机(20；40；60)，包括带通或低通滤波器以抑制所述输出信号(S_outnew(t))的谐波和/或混频项。

6.按照前述权利要求之一所述的接收机(20；40；60)，由此所述信源(30；50；58)包括振荡器(28；58)，优选是石英振荡器，还包括相位检测器(27)、分频器(26)、压控振荡器(25；55)、以及缓冲器(24)。

7.用来进行数据通信的无线电收发机，包括按照前述权利要求中一个或多个权利要求所述的接收机(20；40；60)和发射机(52)。

8.用来进行数据通信的集成电路，包括按照权利要求1到6中一个或多个权利要求所述的接收机(20；40；60)。

Images