CN1384610A - 无线电接收装置 - Google Patents

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Abstract

一种用于接收多频带信号的无线电接收装置;包括级联连接的多个信道滤波器,每个信道滤波器包括一个复数系数滤波器,当需要能够接收具有带宽比N的多频带信号时,适当地变稀每个信道滤波器的取样频率,以按照通过舍入满足N=4M的数M的小数部分而得到的数量来提供所述信道滤波器。

Description

无线电接收装置
本申请是以下专利申请的分案申请：申请号：97110960.5，申请日：1997.3.27，发明名称：无线电接收装置。
                       技术领域
本发明涉及在移动通信设备中使用的无线电接收装置，具体涉及能减少高频电路部件的数量，并从而能减少出现在高频电路中的高功率消耗因数和引起不稳定操作的因数的无线电接收装置。
本发明还涉及在根据信息类型改变带宽的同时发射信息的通信设备，具体地本发明打算以简单的结构实现用于接收不同带宽的通信信号的无线电接收装置。
                       背景技术
移动通信设备中的无线电接收装置的一个重要方面是如何减少高频电路部件的数量以便减少出现在高频电路中的高功率消耗因数和引起不稳定工作的因数，从而减少制造费用和由高频电路部件所占据的空间。无线电接收装置的高频部件制造得复杂的这个事实的原因之一是很难实现用于从其相邻信道中分离出所希望的信道频带的锐衰减信道滤波器，和需要逐步地建立所希望的滤波特性。
在当前的移动通信设备中所使用的无线电接收方案结构的示例表示在图38中。另外，作为另一传统示例，图39表示其中本机振荡频率设置在载频上的直接解调方案，即，用于直接变换为基带的直接变换接收方案(日本待审专利公开平成6-164243)。
在图38中，具有频率fc的无线电信号进入天线ANT，并由低噪声放大器LNA放大，所放大的无线电信号通过带通滤波器BPF1以便从其他通信信号组中分离出通信系统的总的目标(subject)频率信道，由变频器MIX1将带通滤波器输出变换为第一中频，并由尽可能多的第一中频滤波器IF1-FLT除去所希望的频道之外的信号成分，滤波器IF1-FLT输出由第一中频放大器IF1-AMP放大，并随后馈送到变频器MIX2。
对于已变换为第二中频的所接收的信号，还由第二中频滤波器IF2-FLT除去所希望的频道之外的其他信号成分，此中频滤波器IF2-FLT的输出由第二中频放大器IF2-AMP进行放大，并随后输入到正交检波器Q-DET。
这里，所接收的信号也利用第二中频FLO频率变换到基带中。所接收的信号通过低通滤波器LPF以除去该频道之外的信号成分和除去频率变换中的图像信号。因此，提取出所需要的信道信号，并由基带放大器BF-AMP放大到预定的信号强度，从而提供接收输出。
因此，首先描述在微波波段附近所使用的并在表示传统示例的图38中所示出的通信设备的无线电接收装置中所遇到的问题。
在图38的传统示例中所看见的第一个问题是：执行三级频率变换包括正交检波，并且进行四级滤波与四级放大。需要三个本机振荡器L01、L02与FL0。因此，该无线电接收装置要求许多部件。
第二个问题是这许多部件导致大功率消耗。
接下来，将考虑图39的示例，即，其中尝试使无线电接收装置简化的直接变换接收装置。在图39中，接收的AM(调幅)高频信号输入到一对混频器18与19并且与其频率等于载频而相位相互相差90°的各自的高频信号相混频。
混频器18与19的输出分别经低通滤波器23与24和A/D(模/数)变换器25与26输入到移相器27与28。各个信号相位由移相器27与28以如此方式延迟使得相位彼此相差90°，这些信号输入到矩阵电路29，在此矩阵电路29中导出表示各个信号之和以及各个信号之间的差值的信号。
来自矩阵电路29的信号由D/A(数/模)变换器30与31变换为模拟信号，分离出在AM高频信号的两个边带中的调制信号并选择性地输出具有较少噪声的信号到扬声器35。实现具有较少噪声与无线电干扰的直接变换接收装置。
在此传统示例中将考虑各部件所要求的电路的功率消耗与性能。在图39的传统示例中，由低通滤波器23与24和在A/D变换之后在数字电路中提供的数字滤波器来实现从相邻的干扰信号中分离并提取所接收的信号的信道滤波器。
在由解调电路42中的数字电路进行信号处理的情况，有可能简化无线电系统的滤波器23与24。但是，为了获得足够的幅度分离性能和频率分离性能，计算时钟速率必须比模拟信号的最高频率成分足够高。因此，由于操作部分的操作速度变得高和数字系统42中的操作幅度是固定的并且大至几个伏特，所以其缺点是，这导致功率消耗增加比由模拟系统进行处理的情况中大几倍。
还有，许多处理系统在逻辑电路中并行操作。也就是，即使计算机时钟速率靠近基带频率，该电路总的功率消耗变为(电压幅度的平方)×(处理速度)×(电路系统负载的静电电容)×(并联数量)，使得总的功率消耗变为很大。也就是说，由数字电路处理该信号的事实具有增加功率消耗的负因数。
第三个问题是：如果尝试数字化信号处理就导致功率消耗增加为比由无线电系统实施处理的情况中大几倍。
第四个问题是：传统数字滤波器涉及复杂的计算，并且甚至在滤波器结构简单时也要求四则运算，以致功率消耗不可忽略。
另外，如果考虑用于数字化信号的A/D变换器25与26，要求输入信号的电压幅度一般是1伏或2伏大小。因此，在图39所示的传统示例中，要求前级中的混频器18与19有提供此幅度的能力。可以说，在由图39的传统示例处理的AM无线电频率，即，中波广播波段的频率中这是可能的；但是，在诸如用于电视TV广播与蜂窝电话系统的更高频段中，没有能获得如此大输出的混频器可用。由于这个原因，一般需要通过在A/D变换器的前级插入放大器来放大电压。因此，第五个问题是：如果采用使用A/D变换器的方法，就有显著增加无线电系统或模拟系统中的功率消耗的负面因素。
另外，在图39中所示的传统方案中，由本机振荡器生成的频率等于所接收信号的载频。由于这个原因，第六个问题是：在许多通信方案中出现故障。即，如图40(a)所示，因为振荡频率等于接收电路系统的谐波频率，所以振荡频率泄漏到接收电路系统，以致泄漏的振荡频率从天线干扰相邻站(蜂窝电话)或从混频器18与19的接收信号输入端中进入。在混频器18与19中，图40(b)所示的本机振荡信号发生的和DC成分发生的混合，即相乘(在I-Q平面上的相位圈的中心偏移)，结果是DC成分以DC偏移成分(例如，BER(误码率)增加)的形式将误差传递到解调的信号。因此，选择载频为本机振荡频率的类型的直接变换接收方案已主要采用在使用相对地抗单频干扰的频率解调方案的通信中。
这里将如下概述上述问题。
第一个问题是无线电接收装置要求许多部件以保障有利的接收信道选择性。
第二个问题是出现上面提到的第一问题的许多部件带来大的功率消耗。
第三个问题是信号处理的数字化要求比模拟处理大几倍的功率消耗。
第四个问题是传统数字滤波器采用复杂计算，以致其功率消耗大。
第五个问题是信号数字化的A/D变换器要求大输入信号幅度。
第六个问题是，在其本机振荡信号等效于接收信号的载频的直接变换接收方案中，本机振荡信号从天线干扰相邻站，并且出现DC(直流)偏移，将误差传递到解调的信号。
现在，转到一般称为多频带系统的系统的情况，为了接收不同带宽的通信信号，传统地需要使用与带宽类型数量相同数量的信道滤波器。这增加了无线电接收装置的尺寸并且在滤波器组之间切换的电路的增加还造成不能在尺寸与功率消耗上进一步减少。
图54表示在日本未审查的实用新型申请昭62-171228号中公开的接收多频带信号的传统无线电接收装置的主要部件。由天线101接收的信号经高频放大器103提供给由开关104A与104B切换的四个滤波器，其中这些滤波器提取所要的频带成分，所提取的信号经过还接收本机振荡信号109的用于频率变换的变频器113提供给两个解调电路115与116。在此传统装置中，解调电路115与116是用于具有不同带宽的FM(调频)与AM(调幅)信号。为了容纳如此不同的带宽，各个解调电路115与116的中频放大级具有不同的中频滤波器，因此，总共需要6个或更多个滤波器。
图55(a)至55(d)表示在近年已进行广泛研究的移动多频带通信系统中频率使用的示例。在当前的蜂窝电话系统中，窄频率带宽信道以如图55(d)中所示的规则的频率间隔安排。如在不仅容纳电话(话音信号)也容纳含有大量信息的数据通信的情况下，通过组合如图55(c)与55(d)所示的多个信道形成宽带宽。例如，为了发射更大数量的运动图像信息，有可能出现通过组合如图55(a)所示的给定通信频带的所有通信信道形成宽带宽的情况。
在利用多种带宽的通信系统中，如同在上面的传统示例中那样如果将滤波器设为对应各自带宽，那么在应用到便携设备和类似设备上将出现严重问题，诸如尺寸增加、形状的复杂性增加、需要在外围部分增加开关、和由于寄生电容而引起的功率消耗的增加。
                        发明内容
为了解决在传统无线电接收装置中所遇到的上述6个问题，本发明的目的是提供能减少高频电路部件数量并因此能减少高频电路中出现的高功率消耗因数与引起不稳定操作的因数，也能减少制造费用与由高频电路部件所占据空间的无线电接收装置。
本发明的另一目的是提供尺寸小和消耗较小功率量的接收多频带信号的高级无线电接收设备。
为了达到上述目的，根据本发明的第一方面，提供用于无线电系统的无线电接收装置，其中载频是按信道配置在相等的频率间隔上或以类似方式配置，并采用正交解调方案或类似解调方案，所述无线电接收装置包括用于接收含有所要接收信道信号的接收信号并用于选择性地将中心频率的每个上边与下边上的多达约三个信道的频率范围变换为中频范围的装置，其中中心频率的上边与下边是所要接收信道的上端与下端或是其中具有相邻信道的边界频率；用于以所要接收信道带宽的16倍(16-fold)频率或是无线电系统的信道间隔频率的1/2频率的16倍频率来取样变频信号的装置；用于从取样信号中提取相位平面上的正交成分的装置；和用于从提取的正交成分的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中提取所要接收信道信号的装置。在此结构中，能由单个操作消除三对中的一对上和下相邻信道。
根据本发明的第二方面，提供无线电系统的无线电接收装置，其中载频按信道配置在相等的频率间隔上或以类似方式配置，并采用正交解调方案或类似解调方案，所述无线电接收装置包括用于接收含有所要接收信道信号的接收信号并用于选择性地将包含在中心频率的每个上边与下边上的多达约三个信道的频率范围变换为DC频率范围的装置，其中中心频率的上边与下边是所要接收信道的上端与下端或是其中具有相邻信道的边界频率；用于以所要接收信道带宽的16倍频率或是无线电系统的信道间隔频率的1/2频率的16倍频率来取样变频信号的装置；用于从取样信号中提取相位平面上的正交成分的装置；和从提取的正交成分的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中提取所要接收信道信号的装置。在此结构中，能由单个操作消除三对中的一对上与下相邻信道。
根据从属于本发明第一方面的本发明的第三方面，该无线电接收装置包括变频器，用于接收包含所要接收信道信号的接收信号并用于选择性地将所要接收信道的上或下端或其中具有相邻信道的边界频率变换为中频；一个中频级，用于通过在一频率范围中的变频器的变频输出的一部分，所述频率范围包含在中频的每个中心频率的上边与下边上的多达约三个信道；一个取样与保持电路，用于以所要接收信道带宽的16倍频率或是无线电系统的信道间隔频率的8倍频率取样中频级的输出；希尔伯特(Hilbert)变换器，用于从取样与保持电路的取样输出中提取相位平面上的正交分量，并用于生成正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量；复数系数滤波器，用于从正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中消除在所要信道信号的每个上边与下边上的三个相邻信道的一个信号；两个相位均衡器，用于接收复数系数滤波器的各个输出；和两个低通滤波器，用于接收相位均衡器的各个输出，从而提取所要接收信道的信号。在此结构中，能由复数系数滤波器实现正交滤波功能。
根据本发明的第四方面，此第四方面从属于本发明的第二方面，所述无线电接收装置包括变频器，用于接收包含所要接收信道信号的接收信号，并用于选择性地将所要接收信道的上端或下端或具有相邻信道的边界频率变换为零(zero)频率；一个低频级，用于通过包含在零频率的每个中心频率上边与下边上的多达约三个信道的频率范围中的变频器的变频输出；一个取样与保持电路，用于以是所要接收信道带宽的16倍的频率或无线电系统的信道间隔频率的8倍频率取样低频级的输出；Hilbert变换器，用于从取样与保持电路的取样输出中提取在相位平面上的正交成分，并用于生成正相位轴信号分量和正交相位轴信号分量；一个复数系数滤波器，用于从正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中消除在所要信道信号的每个上边与下边上的三个相邻信道的一个信号；两个相位均衡器，用于接收复数系数滤波器的各个输出；和两个低通滤波器，用于接收相位均衡器的各个输出，从而提取所要接收信道的信号。在此结构中，能由单个操作消除三对中的一对上与下相邻信道。还有，能由复数系数滤波器实现正交滤波功能。
根据从属于本发明第三或第四方面的本发明的第五方面，无线电接收装置还包括变稀(thinning)电路，用于在从两个低通滤波器输出的所要接收信道的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量上进行频率变稀；和一个镜频抑制(image suppressing)变频电路，用于从变稀电路的两个输出中消除偏频。在此结构中，能通过变稀和偏频消除而准确地提取所要接收的信道。
根据从属本发明第三或第四方面的本发明的第六方面，该无线电接收装置还包括一个平均电路，用于平均从两个均衡器输出的所要接收信道的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量；和一个镜频抑制变频电路，用于从平均电路的两个输出中消除偏频。在此结构中，能通过平均与偏频消除准确地提取所要接收的信道。
根据本发明的第七方面，提供一种无线电系统的无线电接收装置，其中载波是按信道配置在相等频率间隔上的或以类似方式配置，并采用正交解调方案或类似的解调方案，所述无线电接收装置包括用于接收包含所要接收信道信号的接收信号并用于选择性地将包含在中心频率的每个上与下边上的多达约12信道的频率范围变换为中频或DC频率范围的装置，其中中心频率上边与下边是所要接收信道的上或下端或是其中具相邻信道的边界频率；用于以所要接收信道带宽的64倍的频率或无线电系统的信道间隔频率的1/2频率的64倍频率来取样变换信号的装置；用于从取样的信号中提取相位平面上的正交分量的装置；用于在消除其他相邻信道的一个信号的同时从提取的正交成分的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中提取包含所要接收信道的四个信道的一个信号的装置；和用于在消除具有取样频率的其他相邻信道的一个信号时只提取所要接收信道的信号的装置，所述取样频率设置在所要接收信道带宽的16倍频率或无线电系统的信道间隔频率的1/2频率的16倍频率上。在此结构中，即使覆盖所要接收信道与相邻信道的频带宽也能提取所要的信道。
根据从属于本发明第七方面的本发明的第八方面，该无线电接收装置包括用于接收包含所要接收信道信号的接收信号并用于选择性地将包含在中心频率的每个上边与下边上的多达约12个信道的频率范围变换为中频或DC频率范围的装置，其中中心频率的上边与下边是所要接收信道的上端或下端或是具有相邻信道的边界频率；一个取样与保持电路，用于以所要接收信道带宽的64倍频率或无线电系统的信道间隔频率的1/2频率的64倍频率取样变频信号；Hilbert变换器，用于从取样与保持电路的取样输出中提取相位平面上的正交成分，和用于生成正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量；第一复数系数滤波器，用于从正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中消除在所要信道的每个上边与下边上的三个相邻信道之外的信道的一信号；两个第一相位均衡器，用于接收第一复数系数滤波器的各个输出；两个第一低通滤波器，用于接收两个第二相位均衡器的各个输出；第一变稀电路，用于将两个第二低通滤波器的输出变稀为1/4；第二复数系数滤波器，用于从第一变稀电路输出的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中消除在所要信道的每个上边与下边上的三个相邻信道的一个信号，并用于将所要的信道信号变换为基带信号；两个第二相位均衡器，用于接收第二复数系数滤波器的各个输出；两个第二低通滤波器，用于接收两个第一相位均衡器的各个输出；第二变稀电路，用于将两个低通滤波器的输出变稀为1/4；和镜频抑制变频电路，用于从第二变稀电路的两个输出中消除偏频。在此结构中，通过级联基本信号处理块，能消除在所要信道的上边与下边上的三个相邻信道并能进行变换为基带。
根据从属本发明第七方面的本发明的第九方面，该无线电接收装置包括用于接收包含所要接收信道信号的接收信号并用于选择性地将包含在中心频率的每个上边与下边上的多达约12个信道的频率范围变换为中频或DC频率范围的装置，其中中心频率的上边与下边是所要接收信道的上端或下端或是其中具有相邻信道的边界频率；一个取样与保持电路，用于以所要接收的信道带宽的64倍频率或无线电系统的信道间隔频率的1/2频率的64倍频率取样变频信号；Hilbert变换器，用于从取样与保持电路的取样输出中提取相位平面上的正交成分，并用于生成正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量；第一复数系数滤波器，用于从正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中消除除在所要信道的每个上边与下边上的三个相邻信道之外的信道的一个信号；两个第一相位均衡器，用于接收第一复数系数滤波器的各个输出；第一平均电路，用于在8个样值上平均两个第一相位均衡器的输出；第二复数系数滤波器，用于从第一平均电路输出的正相位轴信号分量与正交相位轴信号分量中消除在所要信道的每个上边与下边上的三个相邻信道的一个信号，并用于将所要信道的信号变换为基带信号；两个第二相位均衡器，用于接收第二复数系数滤波器的各个输出；第二平均电路，用于在8个样值上平均两个第二相位均衡器的输出；和镜频抑制变频电路，用于从第二平均值电路的输出中消除偏频。在此结构中，通过级联基本信号处理块，能消除在所要信道的上边与下边上的三个相邻信道并能进行变换为基带。
根据从属本发明第三、第四、第八与第九的任一方面的本发明的第十方面，Hilbert变换器包括一个缓冲放大器和一个倒相放大器和一个开关，其中两个放大器各是一个开关电容电路。在此结构中，可实现简单的同步控制和低功率消耗。
根据从属于本发明的第三、第四、第八与第九方面的任一方面本发明的第十一方面，复数系数滤波器只有两种值作为系数绝对值。在此结构中，可以利用具有有限的、固定值的电路元件构造电路，从而能使电路设计容易，可提高电路器件的生产质量并能使操作稳定。
根据从属于本发明第三、第四与第八方面的任一方面的本发明的第十二方面，两个相位均衡器的运算放大器分别与跟在两个相位均衡器之后的两个低通滤波器的运算放大器公用。在此结构中，可利用有限的电路单元构造电路，从而能减少功率消耗、提高电路器件的生产质量并能使操作稳定。
根据从属于第十二方面的本发明第十三方面，使用CCD(电荷耦合器件)来构成两个低通滤波器，以减少运算放大器的数量。在此结构中，不仅能减小功率消耗，而且可方便电路设计，并改善电路器件质量。另外，使工作更稳定。
在本发明的第三至第六方面和第八与第九方面，对于组成复数系数滤波器的三级连接顺序和复数系数滤波器与均衡器连接顺序来说，因为各个单元的特性能在数字上相乘在一起，所以即使顺序变化也能获得基本相同的结果。这是在一般线性电路中的内在基本特性，上面提到的连接顺序的变化包含在本发明的范围中。
同样地，在本发明的第八和第九方面中，对于变稀电路与用于消除偏频的变频电路或平均电路与用于消除偏频的变频电路的连接顺序来说，因为各个单元的特性在数字上能相乘在一起，所以连接顺序颠倒包含在本发明的范围中。
在本发明的第一至第九方面，基本取样频率设置在所要波带宽的16倍频率上。从将此基本取样频率设置在所要频带宽的32倍频率上至大约使相邻波数量加倍是本发明概念的非本质发展，不必说，它也是包含在本发明的范围中的。
在其中两倍使用利用复数系数滤波器的相邻波消除电路装置的本发明第七至第九方面中，总取样频率设置在所要波带宽的64倍频率上。这表示能以两倍或多倍方式使用上面的电路装置。64倍的过取样(oversample)的概念应包括与2的整数次幂相乘的情况。
在本发明中，为用硬件实现信号处理目的设计了各种手段。例如，可提供一个构置使得取样频率设置在所要波带宽的16倍频率上和利用数字信号处理来构造复数系数滤波器，以便第二和第三相邻波位于π/4相位角间隔上以允许消除第二与第三相邻波，这也落入本发明的范围之中。
在从属于本发明第一至第四方面的本发明的第五与第六方面中，利用数字系统消除剩余偏频，这是本发明的非常重要的特性。
分别根据本发明第八与第九方面共同使用变稀与平均是基本地包含在本发明的第七方面中。
同样地，在本发明的第八和第九方面中，在利用本机振荡频率变换为中频范围或变换为DC范围之间的选择和在变稀与平均之间的选择产生几种组合，所有这样的组合基本包含在本发明的第七方面。
根据本发明的第十四方面，提供用于接收多频带信号的无线电接收装置，包括多个级联的信道滤波器，其中每个信道滤波器包括一个复数系数滤波器，每个信道滤波器的取样频率在需要时被适当变稀以便能接收具有带宽比N的多频带信号，提供通过上舍入满足N＝4M的数M的小数部分获得的数量的信道滤波器。
根据从属于本发明第十四方面的本发明的第十五方面，信道滤波器还包括被至少部分信道滤波器共同使用的均衡器。在此结构中，可简化信道滤波器的结构。
根据从属于本发明第十四或第十五方面的本发明的第十六方面，该无线电接收装置还包括在将信道滤波器的下游(down stream)处提供的根(root)奈奎斯特(Nyquist)滤波器，用于补偿由于接收所要信道的特性而附加到奈奎斯特特性上的恶化成分。
                         附图说明
图1表示本发明第一实施例的结构；
图2和3(a)-3(e)表示本发明第一实施例的操作；
图4表示本发明第二实施例的结构；
图5和6(a)-6(e)表示本发明第二实施例的操作；
图7表示本发明第三实施例的结构；
图8(a)-8(e)表示本发明第三实施例的操作；
图9表示本发明第四实施例的结构；
图10(a)-10(e)表示本发明第四实施例的操作；
图11表示在本发明第四实施例中使用的平均电路的结构；
图12与13表示本发明第五实施例的结构；
图14表示本发明中所使用的变稀电路结构；
图15(a)-15(e)表示本发明第五实施例的操作；
图16表示本发明中所使用的高速取样与保持电路的结构；
图17表示正交成分分离电路的特定示例；
图18表示图17的正交成分分离电路的操作时序图；
图19表示本发明所使用的复数系数滤波器结构；
图20表示图19的复数系数滤波器的特性；
图21(a)-21(c)表示复数系数滤波器的操作；
图22(a)-22(b)表示消除第二和第三相邻相道的相位旋转角；
图23(a)和23(b)表示复数系数滤波器的理论特性；
图24表示均衡器的结构；
图25表示图24的均衡器的操作；
图26表示滤波功能如何在复数系数滤波器组输出中高频频带中衰退，并且也表示由低通滤波器消除的滤波特性部分；
图27表示延迟元件类型的低通滤波器的结构；
图28表示图27的延迟元件类型的低通滤波器的特性和各个信道波之间的位置关系；
图29表示镜频抑制变频电路的结构；
图30表示控制图29(a)和29(b)的镜频抑制类型的变频电路的电路示例；
图31是镜频抑制类型变频电路的操作时序图；
图32(a)-32(d)表示如何利用开关电容电路实施滤波器；
图33表示利用开关电容电路实施一级复数系数滤波器；
图34表示利用开关电容电路的相位均衡器的实施；
图35表示利用开关电容电路的低通滤波器的实施；
图36表示均衡器和低通滤波器电路的示例，其中尝试共用运算放大器减少功率消耗；
图37(a)和37(b)表示利用多个CCD的均衡器和低通滤波器；
图38表示传统无线电接收装置的结构；
图39表示传统的直接变换的接收装置示例；
图40表示直接变换接收方案的问题；
图41是表示根据本发明的第六实施例用于接收多频带信号的无线电接收装置结构的方框图；
图42表示第六实施例中的正交检测/信道滤波部分的结构；
图43表示包含复数系数滤波器的信道滤波器的基本结构；
图44是用于描述第一级复数系数滤波器的频率特性的相位图；
图45(a)-45(d)表示包含复数系数滤波器的信道滤波器的理论特性；
图46(a)-46(c)表示2级级联的信道滤波器的总的频率特性，每个信道滤波器包括其中第二级的取样频率变稀为1/4的复数系数滤波器；
图47表示根据本发明第六实施例的特定结构，其中每个信道滤波器包含复数系数滤波器，并且信道滤波器互相级联；
图48表示根据本发明第八实施例的特定结构，其中每个信道滤波器包含复数系数滤波器并且互相级联；
图49(a)-49(c)表示在本发明第七实施例的复数系数滤波器的各级中的相位旋转；
图50表示各个复数系数滤波器的相位特性和其中组合的信道滤波器的相位特性；
图51是表示根据本发明第八实施例的接收多频带信号的无线电接收装置的结构方框图；
图52(a)和52(b)表示根据本发明第八实施例具有补偿功能的根奈奎斯特滤波器的特性；
图53表示根据本发明第八实施例的具有补偿功能的根奈奎斯特滤波器的结构；
图54表示接收多频带信号的传统无线电接收装置的主要部件；和
图55(a)-55(d)表示在等频率间隔信道安排方案的多频带通信通系统中的频率轴上的信道安排。
                      具体实施方式实施例1：
图1表示本发明第一实施例的结构，从天线中获得的接收信号1馈送到并由高频放大器2放大。高频放大器2的输出馈送到第一带通滤波器3以便从其他无线电信号中只分离相关通信系统的所有信道的信号。自第一带通滤波器3的输出馈送到变频器4，在变频器4中利用本机振荡频率fL0进行频率变换。
变频器4的输出提供给第二带通滤波器6以便获得信道滤波效果，从而吸收出现在变频器4中的镜频信号并只允许通过所要的波。第二带通滤波器6的输出馈送到AGC放大器7，从AGC放大器7中输出具有预定信号强度的放大信号，此输出馈送到取样与保持电路8，在电路8中在取样时钟信号9的控制下进行取样和保持。在取样与保持操作中的取样频率设置为等于通带宽度的频率的整数分之一上，通带宽度由第二带通滤波器6或类似的确定。即，带宽限定取样原理用在利用取样与保持电路进行取样中。如此获得的接收信号的数字化信号分别提供给I轴分量分离电路10和Q轴分量分离电路11。
在I轴分量分离电路10中每隔一个时钟脉冲获得一个取样输出，同时在Q轴分量分离电路11中，在I轴分量分离电路10中不获得取样输出的时间点上获得取样输出。对于每个I轴与Q轴每隔一时钟脉冲的输出极性相反以便实施Hilbert变换，从而将取样输出变换为相位平面上的两个正交分量，此两个信号提供到复数系数滤波器12。复数系数滤波器12消除不要的相邻信道信号组，并且其正交输出13与14分别馈送到I轴均衡器15与Q轴均衡器16，在这两均衡器中均衡相位延迟。I轴均衡器15与Q轴均衡器16的输出17与18分别馈送到I轴低通滤波器19和Q轴低轴滤波器20，以便消除不要的高频剩余成分。
还有，如果需要实施电平变换，并将数字信号电平的输出21与22提供给数字系统。利用由时钟信号生成与控制电路23提供的不同时钟信号进行在取样与保持操作之后的所有操作的控制。
参见图2，如在频率轴中所看到的，将描述图1所示的第一实施例中的变频电路涉及的处理。
图2(a)利用示例表示由目标(subject)通信系统、在那个通信频带中的通信信道和这些信道中的所要的波信道使用的频带安排。此图表示其中在这个通信频带上面和下面的频带由其他通信信号组占据的状态。
图2(b)表示其中已由图1所示的第一带通滤波器3提取的目标通信频带并已滤掉其他通信信号组的状态。
图2(c)表示其中目标通信频带已由图1所示的变频器4进行变频并因此已移到低频带和目标通信频带已由第二带通滤波器6限制频带为以所要波信道频带的下端为中心的中频带宽fFB的状态。
图2(d)表示其中已限制频带到上面提到的中频带宽fFB的信号由取样与保持电路8在取样的同时进行频率变换，从而将此信号移到基带频率附近的状态。这里，fS表示取样时钟信号9的频率，和在本发明中，中频带宽fFB设置在六倍于信道间隔宽度的范围中。此时的取样频率设置到是基带带宽的fb的1/2或偶数倍或者信道间隔频率fw的16倍的一个频率上。
在传统取样中，根据一阶取样原理取样频率一般设置到中频中心频率fIF的两倍或更多倍频率上，在本发明中，利用限制频带信号的取样原理，最低取样频率fS可设置为中频频带带宽fFB的两倍。
在图2(d)中，由于取样而引起的下变频的结果可能获得一个频谱，在此频谱中，所要波信道移到其中所要波信道下端是在基带区域的DC点附近的位置，并且其中同一号的信道相对DC轴对称地安排在频率轴的正和负侧上。
参见图3(a)-3(e)，如频率轴所看到的，将描述图1所示的第一实施例中从变频电路至取样以及此后涉及的处理。
图3(a)与图2(c)所示的相同，并表示其中目标通信频带已由图1所示的变频器4进行变频，并因此移到低频频带，和目标通信频带已由第二带通滤波器6限制频带到以所要波信道频带下端为中心的中频带宽fFB上的状态。
图3(b)表示取样与保持电路8的取样频率fS与中频中心频率之间的关系(fC-fLO)。取样频率fS要求是将中频中心频率(fC-fLO)除以2或更大整数而获得的频率。
图3(c)表示在获得的频谱中，中频带宽fFB的信道组是叠加在包含零频率的取样频率的多重波上，如图3(b)所示。从图3(c)中可看出，中频中心频率(fC-fLO)设置到高于中频带宽fFB值的频率，以阻止取样中混叠(aliasing)的出现。
在图3(d)中，本发明中包括复数系数滤波器12、相位均衡器15与16和延迟型低通滤波器19与20的相邻信道消除滤波器的特性表示在信道安排中。此图表示滤波器的零点位于相邻信道的中心频率上。
图3(e)示意地表示基于图3(d)所示的滤波器特性的相邻信道消除效果。实施例2：
图4表示本发明第二实施例的结构，从天线获得的接收信号1被馈送并由高频放大器2放大。高频放大器2的输出提供给带通滤波器3以便只提取相关通信系统所有信道的信号并滤除其他无线电信号。带通滤波器3的输出提供给变频器4，在变频器4中利用本机振荡频率fLO即在所要波和与其相邻的低信道这间边界上的频率进行变频。
变频器4的输出提供到第一级低通滤波器6＇以便获得信道滤波效果，从而吸收出现在变频器4中的镜频信号并只允许所要波通过。第一级低通滤波器6＇的输出提供给AGC放大器7，从AGC放大器7中输出具有预定信号强度的放大信号。此输出提供给取样与保持电路8，在电路8中取样时钟信号9控制下进行取样与保持。
取样与保持操作中的取样频率设置为等于由第一级低通滤波器6＇之类定义的通带的两倍频率的整数分之一。即，一阶取样原理用在利用取样与保持电路的取样中。如此获得的接收信号的离散信号分别提供给I轴分量分离电路10和Q轴分量分离电路11。
在I轴分量分离电路10中每隔一个时钟脉冲获得一个取样输出，同时在Q轴分量分离电路11中，在I轴分量分离电路10中没获得取样输出的时间点上获得取样输出。对于每个I轴与Q轴每隔一个时钟脉冲将取样输出的极性反向以便实施Hilbert变换，从而将取样输出变换为在相位平面上的正交分量形式。
这两个信号提供到复数系数滤波器12，复数系数滤波器12消除不要的相邻信道信号组，并且其正交输出13与14分别馈送到I轴均衡器15和Q轴均衡器16，在均衡器中均衡相位延迟。I轴均衡器15和Q轴均衡器16的输出17与18分别馈送到I轴低通滤波器19和Q轴低通滤波器20以便消除不要的高频残余成分。
还有，如果有需要就实施电平变换，并且数字信号电平的输出21和22提供给数字系统，利用从时钟信号生成与控制电路23＇中提供的不同时钟信号进行在取样与保持操作之后的所有操作的控制。
参见图5，如频率轴所看到的，将描述在图4所示的第二实施例中的变频电路中涉及的处理。
图5(a)利用示例表示由目标通信系统，在那个通信频带中的通信信道和这些信道中的所要波使用的频带的安排。此图表示在此通信频带上面和下面的频带是由其他通信信号组占据的状况。
图5(b)表示目标通信频带已由图4表示的带通滤波器3提取并已滤除其他通信信号组的状况。
图5(c)表示目标通信频带已由图4所示的变频器4变频，并因此移到低频带，和目标通信频带已由第一级低通滤波器6＇限制频带到以所要波信道频带下端为中心的中频带宽fFB上的状态。
图5(d)表示已限制频带到上面提到的中频带宽fFB的信号由取样与保持电路8在取样的同一时间进行变频，从而将此信号移到基带频率附近的状态。这里，fS表示取样时钟信号9的频率，并在本发明中中频带宽fFB设置为在六倍于信道间隔范围中。此时的取样频率设置到1/2或偶数倍基带带宽频率fb或信道宽度频率fw的16倍的一个频率。
在本发明中，利用限制频带信号的取样原理，最低取样频率fS可设置到2倍的中频带宽fFB。
在图5(d)中，作为取样引起的下变频的结果，获得一个频谱，其中所要波信道移到一个所要波信道的下端位于基带区域的DC点附近的位置，并且其中同一号的信道相对DC轴对称地安排在频率轴的正和负侧。
参见图6(a)-6(e)，如频率轴所看到的，将描述图4所示的第二实施例从变频电路到取样和此后涉及的处理。
图6(a)等同于图5(b)所示的，并且图6(c)等同于图5(c)所示的。这些图表示其中目标通信频带已由图4所示的变频器4进行变频并且因此移到低频带，和目标通信频带已由第一级低通滤波器6＇限制频带到基带频率区域fBB的状态，在区域fBB中所要波信道的频带下端是在DC点的附近。
图6(b)表示本机振荡频率fLO((所要信道频率fC)-(信道宽度)/2)值和取样与保持电路8的取样频率fS之间的关系。要求取样频率fS不小于基带频率区域fBB的2倍，以阻止取样中混叠的出现。
图6(c)表示获得一个频谱，其中基带频率区域fBB的信道组是叠加在包含零频率的取样频率的多个波上，如图6(b)所示的。应注意，一般不限制本机振荡频率fLO和取样频率fS之间的关系。
在图6(d)中，本发明中包括复数系数滤波器12、相位均衡器15与16和延迟型低通滤波器19与20的相邻信道消除滤波器的特性表示在这种信道安排中。此图表示该滤波器的零点位于相邻信道的中心频率上。
图6(e)示意地表示图6(d)所示的滤波器特性的相邻信道消除效果。实施例3：
图7表示本发明的第三实施例的结构。在图7中，I轴变稀电路24、Q轴变稀电路25和镜频抑制变频电路26内插在本发明第二实施例的图4结构中的I轴低通滤波器19与数字系统21＇之间或在Q轴低通滤波器20与数字系统22＇之间。在这个结构中，增加了时钟信号生成与控制电路23’的控制系统。
从天线获得的接收信号馈送给并由高频放大器2放大。高频放大器2的输出提供给带通滤波器3以便只提取相关通信系统的所有信道信号并滤除其他无线电信号。带通滤波器3的输出提供给变频器4，在变频器4中利用本机振荡频率fLO即在所要波与其较低相邻信道之间边界上的频率进行变频。
变频器4的输出提供给第一级低通滤波器6＇以便获得信道滤波效果，从而吸收出现在变频器4中的镜频信号并只允许所要波通过。第一级低通滤波器6＇的输出提供给AGC放大器7，从AGC放大器7输出具有预定信号强度的放大信号，此输出提供给取样与保持电路8，在电路8中在取样时钟信号9的控制下进行取样和保持。
在取样与保持操作中的取样频率设置为等于由第一级低通滤波器6＇之类定义的通带宽度2倍的频率的整数分之一。即，一阶取样原理使用在利用取样与保持电路的取样中。如此获得的接收信号的数字化信号分别提供给I轴分量分离电路10和Q轴分量分离电路11。
在I轴分量分离电路10中每隔一个时钟脉冲获得一个取样输出，同时在Q轴分量分离电路11中在I轴分量分离电路10中没有获得取样输出的时间点上获得一个取样输出。对于每个I轴和Q轴每隔一个时钟脉冲使取样输出的极性反向以便实现Hilbert变换，从而将取样输出变换为相位平面上的两个正交分量的形式。
这两个信号提供给复数系数滤波器12。复数系数滤波器12消除不要的相邻信道信号组，并且其正交输出13与14分别馈送到I轴均衡器15和Q轴均衡器16，在这些均衡器中均衡相位延迟。I轴均衡器15与Q轴均衡器16的输出17与18分别馈送到I轴低通滤波器19与Q轴低通滤波器20以便消除不要的高频残余成分。
I轴低通滤波器19与Q轴低通滤波器20的输出输入到I轴变稀电路24和Q轴变稀电路25。然后，I轴变稀电路24和Q轴变稀电路25的输出输入到镜频抑制变频电路26，并且其输出以数字输出21＇与22＇的形式提供给数字系统。
因为在图7所示的第三实施例中，如从频率轴所看到的，高频电路中涉及的处理和如从频率轴所看到的，从变频电路到取样及此后涉及的处理类似于图5和图6(a)-6(e)所示的处理，所以其描述将省略，其中如频率轴所看到的，图5说明变频电路中涉及的处理，和如频率轴所看到的，图6(a)-6(e)说明图4所示的第二实施例中从高频电路到取样及此后涉及的处理。
现在参见图8(a)-8(e)，将描述变稀电路24与25的操作。图8(a)类似于图6(d)，即表示滤波器特性图。下面将描述I轴变稀电路24和Q轴变稀电路25(见图7)的操作。
图8(b)表示其中所要波一般已由包括复数系数滤波器12、I轴均衡器15、Q轴均衡器16、I轴低通滤波器19与Q轴低轴滤波器20的相邻信道消除滤波器提取的状态。但是，与所要波及其已移到DC区域的相邻信道信号组残余频谱相同的频谱相对每个取样频率fS的谐波被重复。
图8(c)表示其中已以1/2比率变稀数据的状态。利用原始取样频率fS一半的取样频率fS＇，使谐波之间的间隔为一半并加倍频谱重复率。即，在16倍过取样中取样频率的谐波之间出现8个信道，由于1/2变稀而只存在其间的4个信道，并且不同信道的残余信号在每个信道位置上重叠。
在图8(d)中，还以1/2比率变稀数据。在图8(e)中，数据仍然以1/2比率变稀，即，以1/8比率变稀来自图8(b)状态的数据。结果，所要波频谱重复出现在信道间隔中。此时的取样频率fS对应于所要波的2倍抽样的频率。这意味着取样频率已减至仅满足取样定理的最小判据的程度。
在图8(e)中，相邻信道组信号叠加在所要波频谱中。但基本上，相邻信道信号主要由包括复数系数滤波器12、I轴均衡器15、Q轴均衡器16、I轴低通滤波器19和Q轴低通滤波器20的相邻信道消除滤波器进行衰减。
因此，图8(e)的状态可看作其中所要波已以两倍于所要波频率的频率进行取样和提取的状态。但是，仍存在与DC频率的频偏。变稀电路24与25的输出输入到镜频抑制变频电路26以消除该偏频。另外，每个变稀电路24或25是每8个时钟脉冲取样一次的取样与保持电路式转换电路。因为其特定电路是足够公知的，所以这里省略其详细的描述。
从上面第三实施例的描述中可清楚，可由包括复数系数滤波器12、I轴均衡器15、Q轴均衡器16、I轴低通滤波器19和Q轴低通滤波器20组成的相邻信道消除滤波器提取所要波。实施例4：
图9表示本发明第四实施例的结构。在图9中，I轴平均电路27、Q轴平均电路28与镜频抑制变频电路26插入在本发明第二实施例的图4结构中的I轴均衡器15与数字系统21＇之间或在Q轴均衡器16与数字系统22＇之间。在这个结构中，增加了时钟信号生成与控制电路23＇的控制系统。
从天线获得的接收信号1馈送给并由高频放大器2放大，高频放大器2的输出提供给带通滤波器3以便只提取相关通信系统所有信道信号并滤除其他无线电信号，带通滤波器3的输出提供给变频器4，在变频器4中利用本机振荡频率fLO即在所要波与其相邻低信道之间的边界上频率进行变频。
变频器4的输出提供给第一级低通滤波器6＇以便获得信道滤波效果，从而吸收出现在变频器4中的镜频信号并只允许所要波通过。第一级低通滤波器6＇的输出提供给AGC(自动增益控制)放大器7，从放大器7中输出具有预定信号强度的放大信号，此输出提供给取样与保持电路8，在电路8中在取样时钟信号9控制下进行取样和保持。
在取样与保持操作中的取样频率设置为等于由第一级低通滤波器6＇之类定义的通带宽度2倍的频率的整数分之一。即，一阶取样原理使用在利用取样与保持电路的取样中。如此获得的接收信号的离散信号分别提供给I轴分量分离电路10和Q轴分量分离电路11。
在I轴分量分离电路10中每隔一个时钟脉冲获得此取样输出，同时在Q轴分量分离电器11中，在I轴分量分离电路10不获得取样输出的时间点上获得一个取样输出。对于每个I轴与Q轴每隔一个时间脉冲使取样输出的极性反向以实现Hilbert变换，从而将取样输出变换为相位平面上的两个正交分量的形式。
这两个信号提供给复数系数滤波器12，复数系数滤波器12消除不要的相邻信道信号组，并且其正交输出13与14分别馈送到I轴均衡器15和Q轴均衡器16，在均衡器中均衡相位延迟。I轴均衡器15和Q轴均衡器16的输出17与18分别输入到I轴平均电路27与Q轴平均电路28。然后，I轴平均电路27与Q平均电路28的输出输入到镜频抑制变频电路26，并且其输出以数字输出21＇与22＇的形式提供给数字系统。
因为在图9所示的第四实施例中，正如从频率轴看到的，直到变频电路所涉及的处理和正如从频率轴看到的，从变频电路到取样及之后所涉及的处理类似于图5和图6(a)-6(e)的情况，图5说明正如从频率轴看到的直到变频电路涉及的处理，而图6(a)-6(e)说明在图4所示的一第二实施例中，正如从频率轴所看到的，从变频电路到取样及之后所涉及的处理，因此省略其叙述。
现在，参见图10，将描述平均电路27与28的操作。图10(a)类似于图6(d)，即表示滤波器特性的图。下面将描述I轴平均电路27和Q轴平均电路28的操作。
图10(b)表示所要波一般已由包括复数系数滤波器12、I轴均衡器15、Q轴均衡器16、I轴平均电路27与Q轴平均电路28的相邻信道消除滤波器提取的状态。但是，与所要波及其已移到DC区域的相邻信道信号组的残余频谱相同的频谱相对每个取样频率fS的谐波被重复。
图10(c)表示数据已在两个取样周期中平均的状态。利用是原始取样频率fS一半的取样频率fS＇，使谐波之间的间隔为一半并加倍频谱重复率。即，在16倍过取样中在取样频率谐波之间存在8信道，由于两个部分平均只有4个信道存在于其间，并且不同信道的残余信号重叠在每个信道位置上。
在图10(d)中，该数据进一步进行平均，使得与图10(b)相比，在四个周期中平均数据。在图10(e)，数据又进一步进行平均，与图10(b)相比，是在8个周期中进行平均。结果，所要波频谱重复地出现在信道间隔中。此时的取样频率fS对应根据所要波的2倍过取样。这意味着，取样频率已减少至仅满足取样定理最小判据的程度。
在图10(e)中，虽然可希望相邻信道组的信号叠加在所要波频谱之中，但实际上所叠加的相邻信道成分由于平均的低通滤波效应而衰减。
因此，图10(e)状态可认为是所要波已以2倍于所要波频率的频率进行取样和提取。但是，仍存在偏离DC频率的频偏。平均电路27与28的输出输入到镜频抑制变频电路26以消除偏频。
图11表示用于平均8个样值的电路结构的示例。对每个I轴与Q轴级联连接7级延迟装置，并且其所有输出与输入被组合以便进行平均。严格地讲，应实施1/8的划分。但是，这里不必通过将这样的一个因素分配给整个系统必要放大因素的成分来进行这种划分。
从上面的第四实施例的描述中可知道，可利用包括复数系数滤波器12、I轴均衡器15、Q轴均衡器16、I轴平均电路27与Q轴平均电路28的相邻信道消除滤波器的特性提取所要波。实施例5：
图12与13表示本发明第五实施例的结构。在图12中，4倍范围复数系数滤波器112(即第二复数系数滤波器)，I轴4倍范围均衡器115(即第二I轴均衡器)、Q轴4倍范围均衡器116(即第二Q轴均衡器)、I轴4倍范围平均电路127(即第二I轴平均电路)和Q轴4倍范围平均电路128(即第二Q轴平均电路)插入在本发明第四实施例结构中的I轴分量分离电路10与第一复数系数滤波器12之间和在Q轴分量分离电路11与第一复数系数滤波器12之间。同时，在图13中，4倍范围复数系数滤波器112(即第二复数系数滤波器)、I轴4倍范围均衡器115(即第二I轴均衡器)、Q轴4倍范围均衡器116(即第二Q轴均衡器)、I轴4倍范围低通滤波器119(即第二I轴低通滤波器)、Q轴4倍低通滤波器120(即第二Q轴低通滤波器)、I轴4倍变稀电路124(即第二I轴变稀电路)、与Q轴4倍变稀电路125(即第二Q轴变稀电路)插入在本发明第三实施例结构中的I轴分量分离电路10与第一复数系数滤波器12之间和Q轴分量分离电路11与第一复数系数滤波器12之间。
通过以上面方式插入包括复数系数滤波器、均衡器和平均电路或变稀电路的电路装置，从基带频率中可看出，能双倍实施利用16倍过取样消除相邻波的操作。结果，利用16×4，即64倍过取样实现在每侧上消除9至16个相邻信道。
在图12中，因为从天线至取样与保持电路8以及其连接与第三和第四实施例中相同，所以省略其描述。取样与保持电路8从时钟信号生成与控制电路23＇中接收64倍过取样所需的取样时钟信号9，限制频带取样原理使用在该取样中。
如此获得的接收信号的离散信号分别提供给I轴分量分离电路10和Q轴分量分离电路11。它们各自的输出提供给4倍范围复数系数滤波器112，并且从每个所要波的上边和下边中消除8个相邻信道信号。其各自输出113和114分别提供给I轴4倍范围均衡器115和Q轴4倍范围均衡器116。还有，均衡器115和116的输出分别提供给I轴4倍范围平均电路127和Q轴4倍范围平均电路128，或I轴4倍低通滤波器115/变稀电路119和Q轴4倍低通滤波器120/变稀电路120。包含所要波的4倍频带的基带输出存储在那里。
如此获得的4倍频带的2个基带输出提供给电路装置，用于提取已在第三和第四实施例中说明的基带信号。根据第四实施例，此两输出提供给对应16倍过取样的第一复数系数滤波器12、第一均衡器15与16、第一平均电路27与28、和镜频抑制变频电路26，并且在那里提取原始基带信号。
根据第三实施例，这两个输出提供给对应16倍过取样的第一复数系数滤波器12、第一均衡器15与16、第一低通滤波器19与20、第一变稀电路24与25、和镜频抑制变频电路26，并且在那里提取原始基带信号。
变稀电路结构的具体示例表示在图14中。图14的变稀电路由用于接收输入的开关SW1；利用输入电压充电的电容器C1；倒相放大器U6；反馈电容器C3；连到地的电容器C2；用于选择性地将电容器C2连到倒相放大器U6的输入或输出的开关SW2；用于在其时钟输入CLK上接收取样时钟信号a的第一D型触发器U1；用于在其时钟输入CLK上接收来自U1的Q输出的第二D型触发器U2；用于在其时钟输入CLK上接收来自U2的Q输出的第三D型触发器U3；和所有Q输出及取样时钟信号a都输入到其中的与门电路U4组成。
参见图14，将描述此操作。此变稀电路是在其时钟输入上接收取样时钟信号时每8个时钟脉冲取样一次的取样与保持电路或变换(transfer)电路。利用第一D型触发器U1、第二D型触发器U2和第三D型触发器U3将取样频率除以8，并且与门电路U4的输出每8个时钟脉冲，即在上面提到的触发器的所有输出和取样时钟信号a都在高电位“H”时变为高电位“H”一次。
开关SW1由这个输出控制并允许其输入提供给电容器C2，并在同时开关SW2将电容器C2连到倒相放大器U6的输入。此刻，倒相放大器U6的输出利用存储先前输出状态的电容器C2保持其输出状态。与门电路U4的输出在取样时钟信号的一个脉冲持续期间过去之后返回到低电位“L”，以便开关SW1和SW2转换到先前的开关状态。但此时，因为电容器C1由输入的瞬时电压充电，所以这个输入信号的瞬时电压继续在随后的15个取样脉冲期间作为在倒相放大器U6上的电压。从上面可知，可利用上面描述的电路以1/8比率变稀输入信号。
图15(a)-15(e)表示在第五实施例中如从频率轴看到的从变频电路到取样及此后涉及的处理。图15(a)表示已利用64倍过取样进行取样与保持的接收信号组作为包括4个信道为一组的虚(imaginary)信道进行处理的状态。图15(b)表示类似图3(d)或图6(d)的状态并表示导致随后处理的步骤。
从第五实施例描述中可知，如从基带频率所见的，双倍地执行以16倍过取样消除相邻波的操作可以提取所要波。取样与保持电路的具体示例：
在图1所示，在本发明中，为了减轻高频电路上的负担，在已实施一级下变频的状态中执行宽带取样，并且利用数字装置进行随后的信号处理。取样与保持电路8的成分的具体示例是一个输入缓冲器、取样门和输出缓冲器。可以说，已取样和保持的接收信号是已数字化并变换为数据的模拟信号。
至于取样频率，为了部分地承担叠加在用于消除相邻信道的滤波器功能上的负担的目的，使中频级的带宽更宽，从而也使它可能减轻中频级中的滤波器的要求的性能。如果提供中频级的带宽以覆盖整个五个上和下相邻信道，那中频级带宽对应于包含所要信道的总共6信道。因此，如从基带信号带宽中所见到的，过取样是16倍过取样。
图16表示最好由取样门组成的取样与保持电路的示例，例如取样门使用诸如GaAs的化合物半导体以便能在中频级中以2倍或更大比率过取样信号。
还有，如果取样与保持电路例如由使用诸如GaAs的化合物半导体的低噪声器件组成，因为取样输入与输出不需要如传统A/D变换器所要求的大幅度信号，所以能大大降低功率消耗。
图16中的取样时钟信号CLK的占空比(duty cycle)设置为50％以实施跟踪保持操作，以便减少取样门的开关空载电流。这个方法要求在设置时间上稍微更严格的要求，但整体上使负担减少了。正交分量分离电路的具体示例：
图17表示图1或4所示的I轴分量分离电路10和Q轴分量分离电路11的具体示例。图18表示其操作。
在图17中，取样与保持电路8的取样与保持输出提供给开关SW21和开关SW31。倒相放大器U1是基于利用电容器C3的负反馈的并联(shunt)反馈型放大器。当开关SW21和SW22是在图17所示的状态中时，由于存储在电容器C1中的电荷而由端电压确定输出。
当开关SW21和SW22在时刻t0上反向时，连到倒相放大器U1的输出端并由输出电压充电至那时的电容器C2由开关SW22连到倒相放大器U1的输入。因此，一旦C2与C3的电容器彼此相等时，倒相放大器U1的输出电位保持在同一电位上。在此期间，开关SW21将取样与保持电路8的输出连到电容器C1，并且电容器C1利用新样值的电压进行充电。
在时间t1开关SW21和SW22回到图17所示的状态时，取样与保持电路8的输出电压加到倒相放大器U1，该输出电压是存储在电容器C1中的，而且如果C1和C3的电容量彼此相等，在倒相放大器U1的输出产生等于新的样值的电压。即，该倒相放大器U1起着缓冲放大器的作用，它保持取样与保持电路8输出的极性。
倒相放大器U2是基于利用电容器C6的负反馈的并联反馈型放大器。当开关SW32和SW33处于图17所示的状态时，由存储在电容器C5中电荷产生的端电压确定该输出。
当开关SW31、SW32和SW33在时间t0反向，接到倒相放大器U2的输入端和直到那时控制该输出电压的电容器C5通过开关SW33接到倒相放大器U2的输出。在同时，电容器C4的SW31侧接地，和开关SW32侧接到倒相放大器U2的输入。在C4和C6的电容量相等的情况，在倒相放大器U2的输出产生取样与保持电路8的样值电压。仍然在同一时间，电容器C5通过开关SW33接到倒相放大器U2的输出，并利用新的样值的电压充电。
因此，在时间t1开关SW32和SW33回到图17中所示的状态时，存储在电容器C5中的电压加在倒相放大器U2的输入端，并且还继续保持该输出电位。即，倒相放大器U2起着反相该取样与保持电路8输出的极性的放大器的作用。
D型触发器U3在其输入端接收取样时钟信号，且其输出反馈到其D输入。因此，D型触发器U3构成一个分频器。类似地，触发器U5也构成一个分频器。级联的两级触发器将该频率分为4个频率。
这个电路的操作将利用在图18的操作定时图中所示的信号的例子叙述。取样时钟脉冲以等间隔在时间点t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8，...到达。如前所述的，取样时钟信号是具有约50％的占空比的方波。收到这个信号时，触发器U3的输出Q在奇数时间点t1，t3，t5，t7，...变为1。收到这个输出时，在时间点t1，t5，t9，...触发器U4的输出变为1。
另一方面，为了在相位空间中分离正交相位调制的信号为两部分，以相同频率进行鉴相就足够了。为此目的正交检波等效于以π/2的相位偏差的取样。为了对样值串进行这种取样，该样值串已经以一致的方式连续地取样，通过将该样值乘以余弦函数(I轴分量侧)和正弦函数(Q轴分量侧)来鉴别该相位就足够了。
如果上面的操作在该取样限值处执行，图18(a)中所示的每个取样时钟脉冲相应于π/2的间隔。即，最高频率分量以图18(a)中所示的四个取样时钟脉冲取样。
用于提取正交分量的I轴分量提取的余弦函数和Q轴分量提取的正弦函数被给予对应于该最高频率的频率并在同一时间进行取样，这样就足够了。如果其频率为取样时钟信号重复频率的1/4的正弦波是利用该取样时钟信号进行取样，则在余弦函数中+1和+1是在图8(d)中所示的位置进行取样，而在正弦函数中+1和-1是在滞后于余弦函数的位置对应于一个取样的π/2的相位的位置进行取样的，如图8(e)中所示的。因此，在图18(d)中所示的位置得到I轴侧样值而其极性不反向，同时Q轴侧样值在图18(e)中所示的位置得到其极性交替反向。
如果以上述方式进行取样，则可从一系列的取样得到的样值中得到取样输出，这些取样输出等效于对于正交信号进行的取样的输出。为了利用一个电路实现上述操作，如果使用每个具有相同极性的部分将图18(d)中的I轴的乘法系数和图18(e)中的Q轴乘法系数分类为组，则得到三个样值和一个样值的对，如图18(h)和18(i)中所示。
假定接收触发器U4的Q输出的或门U5在图18中的时间点t1、t2、t5和t6呈现“H”状态。因此，或门U5的输出和取样时钟信号Q输入到与门U6，与门U6的输出产生图18(h)中所示的波形。另一方面，或门U5的负逻辑输出和取样时钟信号a输入到与门U7，与门U7的输出产生图18(i)中所示的波形。
另一方面，I轴样值和Q轴样值交替地输出，如图18(j)中所示。从前面的叙述可知道，图17的电路可变换取样与保持电路8的输出为正交信号。为了在该电路中管理上述状态变化，提供了使用前述触发器输出的图17中所示的三类门电路U5、U6和U7。
复数系数滤波器的具体例子：
图19表示在图1中所示的复数系数滤波器12的具体例子。复数系数滤波器12由具有相同结构的级联的三个滤波器，即复数系数滤波器I、复数系数滤波器II和复数系数滤波器III构成。这三个滤波器的零点分别设定在三个相邻信道的中心频率，这三个相邻信道已移到基带区并且位于图2(d)中的负频率区域。
参见图19对上述配置进行说明，该图19表示复数系数滤波器特性的设定。图20(A)表示一个信道组，它与图2(b)中所示的信道组相同。图20(B)表示的信道已经移到基带附近而且等效于图2(d)。(本机振荡频率偏移ω。)
复数系数滤波器I、II和III的零点分别设定在相邻信道的中心频率-fb、-3fb和-5fb。图20(B-1)示意表示只使用复数系数滤波器I消除具有中心频率-fb的信道的情况。类似地，图20(B-2)示意地表示在上面施加(Supper imposition)的消除具有中心频率-fb，-3fb和-5fb的三个信道复数系数滤波器I、II和III特性。图20(C)表示作为上述三个特性组合的特性，而且表示实际上在正区域中的相邻信道信号也被衰减了(该特性与需要的信道对称)。
图21(a)-21(c)表示复数系数滤波器12的操作。图21(a)表示复数系数滤波器12即复数系数滤波器I的基本方框的配置。图21(b)表示在相位平面中的操作，和图21(c)表示在相位—频率平面中的操作。
图21(b)表示复数系数滤波器I相对于中心频率-fb的操作，该操作是针对相邻信道波的，该相邻信道波的相位以与需要信道波的相位相反方向旋转。正如从需要的波信道中所看到的，取样是16倍过取样，而且在一个取样周期中有π/8的相位差。
对于具有中心频率-fb的相邻波，一个取样周期中有-π/8的相位差。因此，在本发明中，已设计出一种方法，其中将由在前的一个样值的信号矢量旋转7/8π相位所得到的信号加到在后一个样值的信号上，因此，抵消了具有中心频率-fb的相邻波。
如从图21(b)可看到的，上述两个样值消失了，因为它们具有相位差π，即具有相反的方向。在这时，需要的波的相位差为6π/8并以2sin(π/8)的矢量存在下来。
图22(a)和22(b)表示用于消除第二和第三相邻信道的相位旋转角，它们与用于消除图21(b)中所示的相邻信道的相位旋转角相似。可看出用于消除第二相邻信道该相位旋转角为5π/8和用于消除第三相邻信道则为3π/8。
如果假定在时间t0时I轴和Q轴的样值为I0和Q0，则在时间t1的旋转矢量计算如下：
I轴旋转矢量＝I0cos(旋转角)-Q0sin(旋转角)
           ＝I0cos7π/8-Q0sin7π/8
           ＝-I0cosπ/8-Q0sinπ/8
Q轴旋转矢量＝I0sin(旋转角)+Q0cos(旋转角)
           ＝I0sin7π/8+Q0cos7π/8
           ＝I0sinπ/8-Q0cosπ/8。
虽然在相位上I轴相应于余弦分量和Q轴相应于正弦分量，但每个旋转矢量是将这两个分量乘以旋转角的正弦及余弦值得到的。以这个方法，构成称为复数系数滤波器的一个滤波器。
在图19所示的每个复数系数滤波器I、II和III中有桥接I和Q轴的元件。从前述中，通过与经过延迟然后旋转在前一取样的样值得到的矢量相组合而得到在时间t1的一个复数值。因此，复数系数滤波器I的I轴及Q轴输出I1和Q1计算如下：
I1＝I0(t＝t0+ts)-I0(t＝t0)cosπ/8
    -Q0(t＝t0)sinπ/8                         (1)
Q1＝Q0(t＝t0+ts)+I0(t＝t0)sinπ/8
    -Q0(t＝t0)cosπ/8                         (2)式中t和t0代表时间，而ts表示一个取样周期。
类似地，在用于消除第二相邻信道的复数系数滤波器II中，矢量的旋转角设定为5π/8，而在用于消除第三相邻信道的复数系数滤波器III中，矢量的旋转角设定为3π/8。因此，复数系数滤波器II的I轴及Q轴输出计算如下：
I2＝I1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)cos5π/8
    -Q1(t＝t0)sin5π/8                        (3)
Q2＝Q1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)sin5π/8
    +Q1(t＝t0)cos5π/8                        (4)
复数系数滤波器III的I轴及Q轴输出计算如下：
I3＝I2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)cos3π/8
    -Q2(t＝t0)sin3π/8                        (5)
Q3＝Q2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)sin3π/8
    +Q2(t＝t0)cos3π/8                        (6)
在时间点t0和t0+ts上的取样之间存在延迟的关系。在图19中，在t0侧提供延迟装置。顺便说一下，关于复数系数滤波器级联的顺序，在理论上是无差别的，即使其中的任一个放在开头。但是，在实际上，根据实现该电路的装置的频率特性存在一个希望的顺序。
在图21(c)中，需要波的中心角频率以+ω0表示，而三个较低相邻信道波的中心角频率分别以-ω0，-3ω0，-5ω0表示，用于消除相邻信道波的复数系数滤波器I、II和III的相位特性P假定呈现三条向右下斜的平行线，相应于下式：
复数系数滤波器I(-ω0消除)：
P＝-πω/16ω0+3π/16
复数系数滤波器II(-3ω0消除)：
P＝-πω/16ω0+5π/16
复数系数滤波器III(-5ω0消除)：
P＝-πω/16ω0+7π/16
如果组合这三个滤波器相位特性，我们就得到图21(c)中的线A，表示如下：
P＝-3πω/16ω0+15π/16在ω＝0的截距B等于15π/16。
利用图23(a)和23(b)理论上的计算结果表示上述效果。图23(a)表示三类滤波器即复数系数滤波器I、II和III的单个特性，而图23(b)表示总的特性。从图23(a)中可懂得，对于一级复数系数滤波器，零点以四倍于信道间隔率的比率出现，但是在组合的特性中零点以信道间隔率出现。另外，从图23(b)可看出，上述上和下相邻波组被显著地衰减的结果，而以灰色表示的所要波被保护。
从在频率变换之后的所要波的中心频率和该取样频率之间提供信道间隔频率的1/2频偏的事实中可得到上述效果，如图2(a)和2(b)中所示。
另外，该频偏提供去除了在解调之后出现的直流偏移和漂移影响的另一个作用。
如图21(c)中所示的，复数系数滤波器提供与频率无关的固定相位提前或延迟。但是，如果多个复数系数滤波器级联连接使用时，产生与频率相关的相位失真，如图21(c)中B所示的。
为了消除该相位失真，复数系数滤波器接到图24中所示的一个均衡器。在这种情况下，由于不执行信号消除，不需要延迟电路并且可能只返回该相位。关于由该均衡器进行的相位均衡，如图25中所示的，具有-15π/16旋转相位的均衡器的I轴和Q轴输出I4与Q4表示如下：
I4＝I3cos(-15π/16)-Q3sin(-15π/16)          (7)
Q4＝I3sin(-15π/16)+Q3cos(-15π/16)          (8)
根据图24中所示的结构，通过使正交轴相位旋转对I轴和Q轴信号信息进行相位校正。
在这里，如果再看看式(1)至(6)，可以看到只有两类产生旋转需要的计算系数。即，如果π/8的正弦和余弦值分别写为α和β，则我们得到：
sinπ/8＝cos3π/8＝-cos5π/8＝sin7π/8＝0.38268
       ＝α
cosπ/8＝sin3π/8＝sin5π/8＝cos7π/8＝0.92388
       ＝β
因此，式(1)至(6)中该系数的绝对值可只以上述两个值表示。即，可以以上述两个值表示所有的滤波器系数的事实是基于各信道的角速度的差是π/8的倍数的事实。这个优点也是从在频率变换之后的所要波的中心频率和取样频率之间提供信道间隔频率的1/2频偏的事实中得到的。
在上述方法中，可以衰减在所要波的每侧的两个相邻信道。但是，通常是在远离需要波的频率区域中形成的，这些频率区是镜频抑制滤波器特有的重叠的频率区。低通滤波器的具体例子：
在本发明中，低通滤波器是使用延迟装置在末级构成的，以简单的结构消除上述不想要的高频信号。图26表示要消除的不需要信号在频率轴上的位置，而图27表示低通滤波器结构。
根据图27的结构，由于每个延迟元件具有由延迟时间确定的积分(integration)功能，相对于相应作为基本周期的延迟时间的基本频率，以及其两倍波和四倍波该滤波器呈现一个阻抗功能。这个理论特性示于图28中。负频率侧特性对称于正频率侧特性。镜频抑制频率变换电路的具体例子：
图29(a)和29(b)表示用于图7、9、12和13中的镜频抑制频率变换电路的具体例子。图31表示其操作定时。
频率变换可以使用复数表示，如下面所示的。在组合具有中心角频率ωc的角度调制cosω0和被加上的角频率ω0的情况下，我们得到：
cos((ωc+ω0)t+cosω0t)+j sin((ωc+ω0)t+cosωt)
＝cos(ωct+cosω0t)cosω0t-sin(ωct+cosω0t)sinω0t
+j{sin(ωct+cosω0t)cosω0t
+cos(ωct+cosω0t)sinω0t}                      (9)
由于在所要波的情况下必须降低该中心频率到DC(直流)区域，在式(9)中-ω0被替代为ωc，得到：
cos((ω0t+cosω0t)-ω0t)+jsin((ω0t+cosω0t)-ω0t)
＝cos(ω0t+cosω0t)cosω0t+sin(ω0t+cosω0t)sinω0t
+j{sin(ω0t+cosω0t)cosω0t-cos(ω0t+cosω0t)sinω0t}
假定cosω0t＜π/2，
cos((ω0t+cosω0t)-ω0t)+jsin((ω0t+cosω0t)-ω0t)
＝cos(ω0t+)cosω0t+sin(ω0t+)sinω0t
+j{sin(ω0t+)cosω0t-cos(ω0t+)sinω0t}。
如果取样预率为2ω0，则相应的余弦和正弦项满足取样定理。因此，取样可在每一周期四个取样点上进行，其中角频率ω0的信号相位值是π/2的整数倍。
图31(d)和31(e)表示如上所述的cosω0t和sinω0t以每一周期四个取样的速率进行取样的情况。在时间点nπ，sinω0t项变为0，而在相位被从那里延迟π/2时的时间点上cosω0t项变为0。因此，在一个周期中只有两个位置出现非零样值，如图31(d)和31(e)中所示。
由于如上所述的频率变换由乘法确定的，所以在使它们为零的相位上cosω0t和sinω0t可忽略。因此，用cosω0t或sinω0t相乘可认为以+1或-1相乘。因此，乘法仅仅通过管理其极性进行。图31(j)到31(m)的信号表示在cosω0t或sinω0t变为+1或-1时，以及用作选择正极性的In(hT)与Qi(nT)和负极性的-In(nT)或-Qi(nT)的选通信号的时间点，选通信号是取样信号In(nT)或Qi(nT)乘以+1或-1得到的信号。
图31中所示的所有控制信号由时钟信号控制。很明显这些控制信号可由与图17中所示的控制电路非常相似的电路产生，因为这样的电路能由标准逻辑电路构成，所以这种电路的具体例子不再描述。
在图29(b)所示的电路图中，放大器U10利用开关SW11和电容器C10执行与图17所示的倒相放大器U1的相同功能，而且构成保持该输入信号极性的缓冲放大器。以完全相同的方法，放大器U20构成保持该输入信号极性的缓冲放大器。放大器U11执行图17所示的倒相放大器U2相同的功能，并且构成产生输出信号的倒相放大器，该输出信号的极性从该输入信号极性中倒向。相同的情况应用到放大器U21。
每个放大器U12和U22构成一个极性反向乘法器/加法器电路，它从多个电容器C17和C28或C18和C27接收信号。其放大增益由输入侧电容C17、C28、C18或C27与反馈电容C31或C32的比率确定。开关SW11至SW15和开关SW21至SW25操作由图31(a)、31(b)和31(c)中所示的信号或与时间信号a同步产生的它们的反相信号来控制，使得放大器U11、U12、U21和U22在收到输入信号Ii(nT)或Qi(nT)时产生正极性的In(nT)或Qi(nT)和负极性的-In(nT)或-Qi(nT)。开关SW16至SW19从正极性的In(nT)及Qi(nT)和负极性的-In(nT)及-Qi(nT)中选择，将它发送到包括放大器U12并控制其输出I0(nT)的加法器电路。用于控制开关SW16至SW19的信号是示于图31(j)-31(m)的信号或它们的反相信号。
这时，在时间t1，通过图31(j)所示的定时控制j只使余弦为+1，和开关SW17通过-Ii(nT)并将-Ii(nT)提供给极性反向乘法器/加法器电路U12，使得Ii(nT)出现在其输出I0(nT)上。
在时间t2，通过图31(1)所示的定时控制只使正弦为+1，和开关SW18通过-Qi(nT)并将其提供给极性反向乘法器/加法器电路U12，使得Qi(nT)出现在其输出I0(nT)上。
在时间t3，通过图31(k)所示的定时控制只使余弦为-1，和开关SW16通过+Ii(nT)并将其提供给极性反向乘法器/加法器电路U12，使得-Ii(nT)出现在其输出I0(nT)上。
在时间t4，通过图31(m)所示的定时控制只使正弦为-1，和开关SW19通过+Qi(nT)并将其提供给极性反向乘法器/加法器电路U12，使得-Qi(nT)出现在其输出I0(nT)上。
类似地，在Q0(nT)终端侧，在时间t1，利用图31(j)所示的定时控制只是余弦为+1，和开关SW27通过-Qi(nT)并提供给极性反向乘法器/加法器电路U22，使得Qi(nT)出现在其输出Q0(nT)上。
在时间t2，利用图31(1)所示的定时控制只使余弦为+1，和开关SW28通过-Ii(nT)并提供给极性反向乘法器/加法器电路U22，使得Ii(nT)出现在其输出Q0(nT)上。
在时间t3，利用图31(k)所示的定时控制只使余弦为-1，和开关SW26通过+Ii(nT)并提供给极性反向乘法器/加法器电路U22，使得-Qi(nT)出现在其输出Q0(nT)上。
在时间t4，利用图31(m)所示的定时控制只使余弦为-1，和开关SW29通过+Ii(nT)并提供给极性反向乘法器/加法器电路U22，使得-Ii(nT)出现在其输出Q0(nT)上。
此后，每四个时钟周期进行如在t1至t4周期中的相同的电路切换控制，并根据图29(a)所示的基本原理执行上述式(7)和(8)的计算。
如上所述，镜频抑制频率变换电路可利用开关电容器电路实现。
图30表示用于控制图29(a)和29(b)所示的镜频抑制频率变换电路26的电路的实例。这个电路包括：第一D型触发器U1，用于接收在其时钟输入端CLK的取样时钟信号a；第二D型触发器U2，用于接收在其时钟输入端CLK的来自U1的Q输出；第一与门电路U3，用于接收作为其输入的第一D型触发器U1的Q输出和取样时钟信号a；第一或门电路U4，用于接收作为其输入的第一D型触发器U1的 Q输出和第二D型触发器U2的 Q输出；第二或门电路U6，用于接收作为其输入的第一D型触发器U1的Q输出和第二D型触发器U2的 Q输出；第三或门电路28，用于接收作为其输入的第一D型触发器U1的 Q输出和第二D型触发器U2的Q输出；第四或门电路U10，用于接收作为其输入的第一D型触发器U1的Q输出和第二D型触发器U2的Q输出；第二与门电路U5，用于接收作为其输入的第一或门电路U4的负逻辑输出和取样时钟信号a；第三与门电路U7，用于接收作为其输入的第二或门电路U6的负逻辑输出和取样时钟信号a；第四与门电路U9，用于接收作为其输入的第三或门电路U8的负逻辑输出和取样时钟信号a；和第五与门电路U11，用于接收作为其输入的第四或门电路U10的负逻辑输出和取样时钟信号a。
参见图30，将叙述其操作。取样时钟信号a加到第一D型触发器U1的时钟输入CLK，由此得到分频的输出Q和负逻辑输出 Q，其Q输出加到第二D型触发器U2的时钟输入CLK，由此得到分频的Q和负逻辑输出 Q。接着，在第二D型触发器U2的输出Q和负逻辑输出 Q得到取样时钟信号a的四分频信号。因此，取样时钟信号a和第一D型触发器U1的Q输出都加到第一“与”电路U3，而且只在Q输出为高电位“H”时的两个时钟脉冲周期期间其输出才设定为高电位“H”。提供给第二“与”电路U5的是该取样时钟信号a和第一“或”电路U4的负逻辑输出，作为U4输入接收的是从第一D型触发器U1的 Q输出来的取样时钟信号a的二分频信号和从第二D型触发器U2的 Q输出来的取样时钟信号a的四分频信号，结果在四个取样时钟周期的第一时钟周期期间第二与电路U5的输出设定为高电位“H”。类似地，加到第三与电路U7的是取样时钟信号a和第二或电路U6的负逻辑输出，作为U6输入接收的是来自第一D型触发器U1的Q输出的取样时钟信号a的二分频信号和来自第二D型触发器U2的 Q输出的取样时钟信号a的四分频信号，结果在四个取样时钟周期的第二时钟周期期间第二与电路U5的输出设定为高电位“H”。加到第四与电路U9的是取样时钟信号a和第三或电路U8的负逻辑输出，作为U8输入接收的是来自第一D型触发器U1的 Q输出的取样时钟信号a的二分频信号和来自第二D型触发器U2的Q输出的取样时钟信号的四分频信号，结果在四个取样时钟周期的第三时钟周期期间第二与电路U5的输出设定为高电位“H”。加到第五与电路U11的是取样时钟信号a和第四或电路U10的负逻辑输出，作为U10输入接收的是来自第一D型触发器U1的Q输出的取样时钟信号a的二分频信号和来自第二D型触发器U2的Q输出的取样时钟信号a的四分频信号，结果在四个取样时钟周期的第四时钟周期期间第二与电路U5的输出设定为高电位“H”。
从上面叙述已清楚，根据上述控制电路，对于图31所示的镜频抑制频率变换电路的具体例子的操作定时图中的各个定时波形，上述控制电路的第一与电路U3的输出信号相应于图31(h)中所示的+1/-1鉴别信号。类似地，上述控制电路的第一D型触发器U1的Q输出信号相应于图31(i)所示的I/Q鉴别信号。上述电路的第二与电路U5的输出信号相应于图31(j)所示的cosθ的+1定时波形。上述电路的第三与电路U7的输出信号相应于图31(k)所示的cosθ的-1定时波形。上述电路的第四与电路U9的输出信号相应于图31(l)所示的sinθ的+1定时波形。上述电路的第五与电路U11的输出信号相应于图31(m)所示的cosθ的-1定时波形。因此，很明显该镜频抑制频率变换可通过图29(a)和29(b)所示的镜频抑制频率变换电路26和图30所示的控制电路的结构得到。使用开关电容器电路的一些功能元件的具体例子：
图32(a)-32(d)表示复数系数滤波器的具体例子。在图32(a)-32(d)中，构成复数系数滤波器的基本元件的延迟器件、反相器和乘法加法器利用开关电容器电路实现。
关于开关电容器电路的工作原理，可使用在叙述图17的正交分量分离电路中的操作的描述，而无需实质上的替代，因此其叙述将略去。构成复数系数滤波器的开关电容器电路的电路元件在图32(b)、32(c)和32(d)中示出。要求延迟器件，正数乘法器、负数乘法器和加法器实现复数系数滤波器，如图32(a)所示。
图32(b)表示使用开关电容器电路的延迟器件。乘法功能可由电容器提供。在该图中表示出了乘法公式。
负数乘法器示于图32(c)。乘法加法器示于图32(d)。当进行正数乘法时，两个负数乘法器级联。
图33示出使用前述元件的开关电容器电路的一级复数系数滤波器的具体例子。类似地，使用开关电容器电路的相位均衡器的具体例子示于图34。
图35表示使用开关电容器电路的低通滤波器的具体例子。在图35中，具有相同结构的低通滤波器用于I轴和Q轴。所有的操作都由时钟信号控制。
开关电容器电路的功耗正比于转送时钟速率和相关的静电电容，而且正比于所处理的信号幅度的平方。如果开关电容器电路是由诸如GaAs的化合物半导体组成的低噪声器件构成的，则即使具有小的信号幅度也可获得足够大的S/N比，因此保证大的幅度已要得不必要了。因此，即使中频信号具有高的频率，功耗下降到大大低于由传统数字电路处理的功率消耗的程度。
图36表示一个具体例子，其中使用开关电容器电路的均衡器和低通滤波器集成地构成。在原则上，开关电容器电路在每一级有一个运算放大器，并且该运算放大器构成增加开关电容器电路中功耗的主要原因。在图36中，通过共同使用在均衡器侧的运算放大器和在低通滤波器侧的运算放大器减少了运算放大器的数量。基本上，来自均衡器51的正交分量可独立地接到低通滤波器52。但是，在图36中，为了省去在要不然会放置在图36中的粗线框内的均衡器51输出附近的运算放大器，连接是以这样方法进行以便将两个正交分量提供给在低通滤波器52的输入附近的运算放大器54和运算放大器55。另外，图36只表示Q轴侧，但是也能够以完全相同的方式共同使用在I轴侧的运算放大器。
为了进一步降低无线电接收设备的功耗，可能出现使用图33-36所示的开关电容器电路的滤波器设计不足够的情况。如从图33-36可看到的，这是因为有太多的消耗功率的工作元件，特别是放大器。使用CCD电路的功能元件的具体例子：
图37(a)和37(b)表示本发明的具体实施例，其中取样输出馈送给由CCD电路构成的滤波器。图37(a)表示CCD的结构。构成CCD使得电荷的电荷位阱可在n型基底与SiO2层之间形成，以允许存储在位阱中的电荷利用在SiO2层外部提供的栅极的电位进行转移。
如从图37(a)可看到的，在原则上，在电荷转移方向不存在工作的元件。由于利用电荷转移进行处理，所以对于相同的信息不需要提供新的电荷。因此，在CCD中功耗基本上是低的。而且，所有的操作都由加到栅极上的时钟信号控制。但是，由于不需要使时钟信号通过开关元件，所以开关噪声和类似噪声很小。
如果电路由低噪声器件构成，则即使信号幅度小也可获得足够大的S/N比，所以不需要保证大的幅度。因此，功耗下降到比在开关电容器电路情况下低得多的程度。CCD一般用于传送图象(image)信号。由于此原因，信号只使用输入的电荷传送到最后的输出，如图37(a)所示。
为了实现本发明的目的，需要分配信号到延迟电路部分、产生延迟差和组合无延迟信号与延迟信号的功能。考虑到要防噪声，只使用输入的电荷来处理信号到处理的结束不是可取的。
如图37(b)中所示的，用于前述功能的电路已经设计用于这个目的。对于一级的低通滤波器将给予详细的叙述。在图37(b)中，灰色粗线框表示一级延迟型低通滤波器的基本结构，包括一个输入缓冲级61、一个延迟侧CCD系列62、一个无延迟侧CCD系列63、一个加法CCD 64和也用作输出缓冲器的一个输入缓冲器级65。图37(b)表示图27所示的第一级所延迟元件型低通滤波器的具体例子。在图37(b)中，这个第一级由标号66表示以提供对应性。类似地，标号67表示提供两级的延迟差的一个低通滤波器级，而标号68表示提供四级的延迟差的一个低通滤波器级。
在第一级中，输入缓冲器级61是一个缓冲器，用于将等效于输入电荷的电荷等量地提供给随后的延迟侧CCD系列62和无延迟侧CCD系列63，和其数量约为输入电荷的两倍的电荷从电源加到CCD系列62及63。对于延迟侧CCD系列62和无延迟侧CCD系列63，在传输衰减可忽略的情况下，单位单元(unit cell)可具有完全相同的结构。
在第一级中，使延迟侧CCD系列62的CCD系列的长度比无延迟侧CCD系列63长一个单元(cell)。由于加法CCD 64从两个系统接收电荷，位阱宽，因此这些单元不饱和。相同的东西也加到用作输出缓冲器的输入缓冲级65。缓冲器级65的FET(场效应管)缓冲器的功能基本上类似于输入缓冲器级61的功能。从上述叙述中可懂得，低通滤波器可通过推进CCD器件技术实现。
利用上述结构，在本发明中，只有一个中频级，而其输出被取样和保持，即数字化，以便利用数字电路执行随后的信号处理，该数字电路很容易利用集成电路实现。因此，本发明提供对第一问题的解决方案，即该无线电接收装置要求用于保证良好的接收信道选择性的许多部件。
在本发明中，数字信号处理是使用环节关电容器电路而不是数字逻辑电路进行的，因而信号幅度降低了和集成电路的构成便于使用较少量的电路元件。因此，提供对第二问题的解决方案，其中第二问题是上面提到的第一问题的许多部件的存在引起大功耗。
在本发明中，数字化取样是根据频带限制取样方案而不是通常的一阶取样方案进行的，因而大大地降低取样时钟频率。因此，提供对第三问题的解决方案，该问题是：数字化的信号处理带来比模拟处理大几倍的功耗。
在本发明中，(1)使用采用开关电容器电路的复数系数滤波器，可以以低功耗执行四则运算，该功耗基本上与传统情况中一样，和(2)通过提供相应于下变频到中频的信道间隔频率的频偏和使用上述复数系数滤波器可减少计算次数。因此，提供对第四个问题的解决方案，该问题是传统的数字滤波器采用复合计算，因此它们的功耗大。
在本发明中，虽然接收的信号利用取样与保持电路表现为离散形式，不执行变换为逻辑电平并使用开关电容器电路执行数字信号处理，而不需要增大输入信号的幅度。因此，提供对第五问题的解决方案，该问题是A/D变换器要求输入信号具有大的幅度。
在本发明中，不使本机振荡信号等于接收信号的载频，和如上所述提供相应于信道间隔频率的频偏。因此，提供对第六问题的解决方案，在直接变换接收方案中，本机振荡信号从天线辐射而干扰相邻站，和DC偏移出现而将误差传递给已解调信号。
如上所述，本发明能够提供克服现有技术的所有上述问题的无线电接收装置。
现在对照图41-53叙述本发明另一方面的实施例。实施例6：
图41是表示根据本发明的第六实施例接收多频带信号的无线电接收装置结构的方框图。参见图41，接收电路部分226包括一个低噪声高频放大器202、用于消除分配给相关的通信系统以外的频带信号的第一滤波器203、一个变频器204、一个中频带滤波器206、一个自动增益控制放大器207、一个正交检波/信道滤波器部分208、一个I信号根奈奎斯特(root Nyquist)滤波器222、一个Q信号根奈奎斯特滤波器223和一个信号检波与解调部分224。
正交检波/信道滤波器部分208由一个取样与保持电器209、一个希尔伯特(Hilbert)变换部分210、第一信道滤波器211至第N信道滤波器212和一个时钟产生/控制部分213组成。在接收到基准时钟信号218和时钟控制信号219时，时钟产生/控制部分213产生该取样与保持电路的时钟信号214、该希尔伯特变换部分的时钟信号215和第一信道滤波器的时钟信号216到第N信道滤波的时钟信号217。
接着叙述图41的无线电接收装置的操作。从天线来的接收信号201由低噪声高频放大器202放大并提供给第一滤波器203，在滤波器203中消除了分配给相关通信系统的频带的信号之外的信号。提取的信号在变频器204中使用本机振荡频率信号205进行频率变换。变频器204的输出加到中频带滤波器206，该中频带滤波器206设定在相关通信系统的最宽的频率带宽。中频带滤波器206的输出由自动增益控制放大器207放大到预定的信号强度，然后加到正交检波/信道滤波器部分208。正交检波/信道滤波器部分208的正交检波输出即I信号输出220和Q信号输出221分别加到I信号根奈奎斯特滤波器222和Q信号根奈奎斯特滤波器223，在其中相应的信号进行整形以便具有奈奎斯特特性。得到的信号由信号检波与解调部分224解调为基带信号225。
如图42所示，正交检波/信道滤波器部分208包括N级信道滤波器211、211a、211b、......212，时钟信号216、216a、216b、......、217从时钟产生/控制部分213分别加到N级信道滤波器211、211a、211b、......212。
下面叙述假定N等于2时N级信道滤波器的操作。
上面已经叙述了包括复数系数滤波器的信道滤波器的基本结构。因此，只根据描述本发明的当前方面是必须的项目叙述N级信道滤波器，除了再次对照相应于图1、11、19、29(a)-29(b)和32(a)的图43叙述信道滤波器的基本结构及相关的描述之外。希尔伯特变换部分210和变稀(thinning)部分类似于上面分别结合图17和14叙述的部分。信道滤波器的基本结构的叙述意图是在理论上说明其频率特性，因而表示本发明可容纳多频带信号。
三个复数系数滤波器的频率特性理论示于图43，它们是该信道滤波器的心脏。
图44表示第一级复数系数滤波器的频率特性。假定P0代表在时间t0时具有幅度A0的旋转信号矢量。如果每个时间期间τ进行取样，则下一个信号矢量P+1位于旋转一个等于角频率ω和该时间期间τ的乘积的相位的位置。另一方面，消除相邻波所需的矢量旋转角以θ表示，在时间t0的矢量Pr0从矢量P0中得到。由于复数系数滤波器的输出是P+1和Pr0的矢量和，其正交分量即I分量(Ir(nT))和Q分量(Qr(nT))表示为：
Ir(nT)＝I(τ)+Ir＝A0(cosωτ+cosθ)
Qr(nT)＝Q(τ)+Qr＝jA0(sinωτ-sinθ)。
这个矢量的频率特性以该矢量的乘方即包络表示。因此，
乘方＝|Ir(nT)+Qr(nT)|2
    ＝{A0(cosωτ+cosθ)+jA0(sinωτ-sinθ)}
      ×{A0(cosωτ+cosθ)-jA0(sinωτ-sinθ)}
    ＝{A0(cosωτ+cosθ)}2+{A0(sinωτ-sinθ)}2
    ＝A0 2{cos2ωτ+2cosωτcosθ+cos2θ}
      +A0 2{sin2ωτ-2sinωτsinθ+sin2θ}
    ＝A0 2{cos2ωτ+sin2ωτ+cos2θ+sin2θ}
      +A0 2{2cosωτcosθ-2sinωτsinθ}
    ＝2A0 2{1+cos(ωτ+θ)}。这个式子表示该频率特性具有角频率ω和两个参数即取样间隔τ和相位旋转角θ。
图45(a)-45(d)表示频率特性为角频率ω的函数，其中复数系数滤波器的增益和取样间隔τ都假定为1。
图45(a)相应于相位旋转角θ为-π/4的情况，和表示图43的第一级复数系数滤波器方框的特性。图45(b)表示以dB表示的相同特性。图45(c)表示图43的第一、第二和第三复数系数滤波器的特性，在图43中相应旋转角θ分别为-π/4、-2π/4和-3π/4。图45(d)表示三个滤波器的复合特性，其中在相邻波的中心频率得到大于125dB的衰减。在相邻波之间的边界处得到25dB的衰减。
正如在本实施例的叙述的初始部分中已经叙述的，上述特性是从以下事实得到的：四个信道的滤波器频率区域利用16倍过取样频率固定在上侧与下侧的每一侧，和通过在频率变换中进行基带频率的偏移，将除了需要的波之外3级梳状滤波器的零点频率设定在相邻波的中心频率上。关于信道频率宽度，四个信道可插入在取样频率的图象频率之间。
因此应懂得在各包括上面的复数系数滤波器的级联信道滤波器的下一级中将取样频率变稀为1/4允许实现具有高度对称的频率特性的非常有效的滤波器。
图46(a)-46(c)表示信道滤波器的两级级联连接的理论特性。
图46(a)表示在图43的信道滤波器由相对于该频率带宽的64倍过取样驱动时得到的频率特性。图46(b)表示在图43的信道滤波器由相对于该频率带宽16倍的过取样驱动时得到的频率特性。图46(c)表示上述两个信道滤波器级联连接的频率特性。从图46(c)可看到在该取样频率以下容纳16信道。在第二相邻波和第三相邻波之间的边界上得到大于30dB的衰减，而在第七和第八相邻波之间的边界上衰减达到60dB。很明显，该滤波器的零点位于该相邻的中心频率，在该处衰减量大于125dB。
图47表示每个包括复数系数滤波器的信道滤波器级联连接的具体例子。参见图47，带通滤波器只通过输入信号的所需频带的分量。得到的信号由取样与保持电路以取样时钟信号的频率取样。希尔伯特变换部分将取样与保持电路的输出分离为正交的分量，它们被加到第一信道滤波器。(存在着互相级联连接的第一和第二信道滤波器)。
首先，在第一信道滤波器中，复数系数滤波器I至III只通过所需频带的分量，和其中产生的相位旋转误差由下一级的均衡器补偿。该均衡器的输出加到作为低通滤波器的一个平均电路，用于消除高频折叠噪声，然后加到作为取样与保持电路的变稀电路用于变换为低速率取样频率，这是在下一级的第二信道滤波器中需要的。此后，改变偏移频率。该偏移频率应保持相同，即使在变稀之后。
这个情况可参照图46(a)和46(b)说明。如在图46(a)中所示，在第一信道滤波器中，所需波带被给予1/2带宽的频偏，即第一信道滤波器的1/4通常宽度。如果第一信道滤波器的输出被变稀，然后提供给第二信道滤波器，则频偏将是第二信道滤波器的1/4通带宽度，导致图46(a)和46(b)的通带中心频率之间的差别。为了校正这个偏差，在第一信道滤波器的最后一级提供一个频偏电路。第一信道滤波器的输出加在第二信道滤波器，它具有与第一信道滤波器相同的结构和执行相同的操作，除了取样频率不同外。因此，得到图46(b)的滤波效果。
如上所述，根据本发明接收多频带信号的滤波器具有图46(c)所示的总特性。在第二信道滤波器的最后一级的频偏电路中，消除了至此保持的频偏，以便输出I和Q信号作为完整的基带信号。
在第一信道滤波器中，具有通过将输入到取样与保持电路的输入信号带宽分别乘以1、1/2和1/4得到的带宽的信号可通过切换取样与保持电路的取样时钟信号频率提取。这是因为如图46(a)中所示在相邻通带之间有三个零点。
类似地，在第二信道滤波器中，可提取具有通过将输入到取样与保持电路的输入信号的带宽分别乘以1/4、1/8和1/16得到的带宽的信号。即，很明显，每个信道滤波器的带宽变化率为1∶4。
因此，应懂得，如果多频带无线电接收机容纳带宽比率为N，则M个信道滤波器可准备并且互相级联连接，这里N等于4M。但是，由于M必须是整数，需要进行小数部分的舍入处理。
即，本发明可通过准备和级联信道滤波器提供带宽比率N的多频带无线电接收机，信道滤波器的数量通过舍入的满足N＝4M的M的小数部分得到。实施例7：
图48表示根据本发明的第七实施例的无线电接收装置的结构。这个实施例的第一信道滤波器与图47的第一信道滤波器具有相同的结构，除了没有均衡器之外。即，最后一级信道滤波器的均衡器也能得到第一信道滤波器的均衡器的功能。
参见图49(a)-49(c)和50，将从理论上叙述该均衡器的相位补偿角。图49(a)表示用于消除第一相邻波的复数系数滤波器I的操作。参见图49(a)，如果假定相位0的矢量P0代表在时间t0的负频率相邻波(-ω0)，则通过将矢量P0顺时针方向旋转π/8得到的矢量P-1就应代表过了一个取样时钟周期之后的负频率相邻波。用于抵消矢量P-1的矢量Pr0可从将矢量P0反时针方向旋转7π/8产生。这以公式表示如下，这清楚地表示矢量Pr0可通过将在时间t0的矢量P0的分量乘以cosθ和sinθ得到。
Ir(nT)＝A0cos(-ω0t0+θ)
      ＝A0cos(-ω0t0)cosθ-A0sin(-ω0t0)sinθ
      ＝I0(t0)cosθ-Q0(t0)sinθ
Qr(nT)＝A0sin(-ω0t0+θ)
      ＝A0sin(-ω0t0)cosθ-A0cos(-ω0t0)sinθ
       ＝Q0(t0)cosθ-I0(t0)sinθ
图49(b)和49(c)表示分别以类似的方法消除第二和第三相邻信道的相位旋转角5π/8和3π/8。
另一方面，如上所述，相位旋转的应用意味着出现相位特性失真。图50表示由每个复数系数滤波器引起的相位失真。三级滤波器的相位特性在图50中以字母A表示，其中相位偏移为15π/16，如由字母B所指示的。
这将在下面说明。复数系数滤波器I、II和III的零点设定在相邻信道的中心频率-fb、-3fb和-5fb。利用在一个取样周期中16倍过取样所产生的所需波的相位变化为π/8。对具有中心频率-fb的相邻波，在一个取样周期中出现的相位差为-π/8。通过旋转前一个取样的信号矢量7π/8来抵消后一个取样的信号。具有相位差6π/8的所需波作为2sin(π/8)的矢量继续存在。如果假定在时间t0的I轴和Q轴样值是I0和Q0，则在时间t1的旋转矢量计算如下：
I轴旋转矢量＝I0cos7π/8-Q0sin7π/8
Q轴旋转矢量＝I0sin7π/8-Q0cos7π/8
通过组合在时间t1的样值与通过转动前一个样值的矢量得到的值，复数系数滤波器I的I轴和Q轴输出I1和Q1计算如下：
I1＝I0(t＝t0+ts)-I0(t＝t0)cos7π/8
      -Q0(t＝t0)sin7π/8                        (10)
Q1＝Q0(t＝t0+ts)+I0(t＝t0)sin7π/8
     -Q0(t＝t0)cos7π/8                         (11)式中t和t0代表时间，而ts是表示一个取样周期。
类似地，在用于消除第二相邻信道的复数系数滤波器II中，矢量的旋转角设定在5π/8，而在用于消除第三相邻信道的复数系数滤波器III中，矢量的旋转角设定在3π/8。
因此，复数系数滤波器II的I轴和Q轴输出计算如下：
I2＝I1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)cos5π/8
     -Q1(t＝t0)sin5π/8                        (12)
Q2＝Q1(t＝t0+ts)+I1(t＝t0)sin5π/8
     +Q1(t＝t0)cos5π/8                        (13)
复数系数滤波器III的I轴及Q轴输出计算如下：
I3＝I2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)cos3π/8
     -Q2(t＝t0)sin3π/8                   (14)
Q3＝Q2(t＝t0+ts)+I2(t＝t0)sin3π/8
     +Q2(t＝t0)cos3π/8                   (15)
在图50中，所需波的中心角频率以+ω0表示，而三个较低的相邻信道波的中心角频率分别以-ω0、-3ω0、-5ω0表示，用于消除相邻信道波的复数系数滤波器I、II和III的相位特性P假定为三条向右下斜的平行线，相应于下列情况：
复数系数滤波器I(-ω0消除)：
P＝-πω/16ω0+3π/16
复数系数滤波器II(-3ω0消除)：
P＝-πω/16ω0+5π/16
复数系数滤波器III(-5ω0消除)：
P＝-πω/16ω0+7π/16
如果组合这三个滤波器相位特性，我们得到图50中的线A，它以下式表示：
P＝-3πω/16ω0+15π/16在ω＝0的截距B等于15π/16。因此，该均衡器应提供抵消上述值15π/16的相位偏移。
从图50可看出，复数系数滤波器I-III的相应相位特性是线性的。因此，很明显该组合的特性也是线性的。
在多个信道滤波器级联的情况下，总的特性以该频部的一阶函数表示，如下面叙述的。第一级信道滤波器的相位特性为：
P1＝(-πω/16ω0+3π/16)+(-πω/16ω0+5π/16)
    +(-πω/16ω0+7π/16)
  ＝-3πω/16ω0+15π/16。
如果在下一级信道滤波器中取样时钟频率被变稀为1/4，则在该级中所需波的频率变为ω0。因此，第二级信道滤波器的相位特性P2为：
P2＝(-4πω/16ω0+3π/16)+(-4πω/16ω0+5π/16)
    +(-4πω/16ω0+7π/16)
  ＝(-πω/4ω0+3π/16)+(-πω/4ω0+5π/16)  +(-πω/4ω0+7π/16)＝-3πω/4ω0+15π/16第n级信道滤波器的相位特性Pn为：Pn＝(-4nπω/64ω0+3π/16)+(-4nπω/64ω0+5π/16)
+(-4nπω/64ω0+7π/16)＝(-nπω/16ω0+3π/16)+(-nπω/16ω0+5π/16)
+(-nπω/16ω0+7π/16)＝-3πω/16ω0+15π/16。因此，n级的总特性P总为
Figure A0210622700461
    ＝-3n(n-1)πω/32ω0+15nπ/16。
很清楚，这是频率ω的一阶函数。因此，利用该末级的均衡器执行15nπ/16的相位补偿可消除相位失真。即，虽然在第六实施例中，在每个信道滤波器中提供该均衡器，但即使只在末级提供该均衡器也可得到相同特性，因而可大大地减少这些均衡器的电路。实施例8：
图51表示根据本发明的第八实施例的无线电接收装置的结构。这个结构与图41或47的结构相同，除了在信道滤波器输出侧提供具有补偿的根奈奎斯特滤波器322和323来代替根奈奎斯特滤波器222和223。即，这个实施例利用根奈奎斯特滤波器322和323补偿由信道滤波器引入到传输特性中的恶化来保持奈奎斯特传输。
图52(a)表示用于奈奎斯特传输所需的奈奎斯特频率特性，和图52(b)表示相对于在第六或第七实施例的无线电接收装置出现的奈奎斯特频率特性的恶化。
在一般的数字传输中，使用量化的电平发送信息，以及传输波形被变换为奈奎斯特波形以消除由瞬态响应引起的传送信息的码之间的干扰。由于奈奎斯特波形是由总的传输系统实现的，所以奈奎斯特波形本身在接收机解码器的输入部分的鉴频器产生。因此，为了实现奈奎斯特波形，需要管理该传输系统的总特性，以使它具有与发送频率f0相应的点对称的滚降(roll-off)特性，如在图52(a)中所示的。一般地讲，所要的特性均等地分配给发送和接收侧；因此，在每侧建立根奈奎斯特特性。
在图52(b)中，字母A表示根奈奎斯特特性。通常，为了避免恶化，试图保持从低频范围至f0的平坦的频率特性。但是，在使用提供频率特性0.5(1+cos2πf/f0)的本发明的信道滤波器的情况下，其特性呈现图52(b)中所示的曲线B，它包括在f0以下的范围中的大衰减。图52(b)的曲线C代表这种误差的补偿值。可看出在低于1.5f0的频率范围中需要+5fB至-15dB的校正。
图53表示用于实现根奈奎斯特滤波器的数字信号处理系统的结构，该根奈奎斯特滤波器采用普通使用的数字滤波器。这个根奈奎斯特滤波器包括相应于发送取样时间的信号延迟器件302-308、用于加权的放大器309-315和一个加法器316。
如果放大器309-315的加权系数h0、h2、h3、...、hm-2、hm-1和hm设定为1，则得到众所周知的梳状滤波器特性。根奈奎斯特滤波器通过设定加权系数h0、h2、h3、...、hm-2、hm-1和hm为适当的值来实现的。在本发明中，根奈奎斯特滤波器322和323的加权系数h0、h2、h3、...、hm-2、hm-1和hm是这样设定的，以便提供图52(b)的补偿特性，因而提供用于补偿由信道滤波器引起的奈奎斯特传输特性的恶化的一个装置。很明显以这个方式不仅可得到信道滤波器特性的优点，而且也可保证根奈奎斯特特性而不改变接收机系统的电路大小。
如上所述，根据本发明，每个信道滤波器包括复数系数滤波器，而在必须能够接收具有带宽比率N的多频带信号时，每个信道滤波器的取样频率被适当地变稀，信道滤波器以通过舍入满足N＝4M的数M的小数部分得到的数量来级联连接。与传统情况相反，在传统情况中为了接收多频带信号，滤波器所需数量N必须等于多频带的种类数，在本发明中，滤波器数可大大地减少约为M。而且，电路可以集成电路实现，因而可减少该接收设备的尺寸和功耗。

Claims (5)

1.一种用于接收多频带信号的无线电接收装置，包括级联连接的多个信道滤波器，每个信道滤波器包括一个复数系数滤波器，当需要能够接收具有带宽比N的多频带信号时，适当地变稀每个信道滤波器的取样频率，以按照通过舍入满足N＝4M的数M的小数部分而得到的数量来提供所述信道滤波器。
2.根据权利要求1的无线电接收装置，其中该信道滤波器还包括一个均衡器，该均衡器由至少一部分信道滤波器共同使用。
3.根据权利要求1或2的无线电接收装置，还包括提供在信道滤波器下游的一个根奈奎斯特滤波器，用于利用所要信道的接收特性来补偿加到奈奎斯特特性的恶化的分量。
4.根据权利要求1或2的无线电接收装置，其中该复数系数滤波器只有两类值作为各系数的绝对值。
5.根据权利要求3的无线电接收装置，其中该复数系数滤波器只有两类值作为各系数的绝对值。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7904040B2 (en) 2003-04-14 2011-03-08 Silicon Laboratories, Inc. Receiver architectures utilizing coarse analog tuning and associated methods
CN103746657A (zh) * 2013-12-30 2014-04-23 北京星河亮点技术股份有限公司 一种镜频抑制方法和装置

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10313260A (ja) * 1997-05-13 1998-11-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置
SE512708C2 (sv) * 1997-06-27 2000-05-02 Ericsson Telefon Ab L M Konstruktionsförfarande för ett komplext kopplat kondensatorfilter
US6252910B1 (en) * 1998-11-11 2001-06-26 Comspace Corporation Bandwidth efficient QAM on a TDM-FDM system for wireless communications
KR100382470B1 (ko) * 1999-04-08 2003-05-01 엘지전자 주식회사 Imt-2000 이동 통신 시스템의 무선 프로토콜
US6996080B1 (en) * 1999-07-23 2006-02-07 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Chip-synchronous CDMA multiplexer and method resulting in constant envelope signals
DE19960559A1 (de) * 1999-12-15 2001-07-05 Infineon Technologies Ag Empfangsvorrichtung für winkelmodulierte Signale
JP2002033675A (ja) * 2000-07-13 2002-01-31 Sony Corp マルチバンド送受信用信号発生装置及び方法、並びにマルチバンド無線信号送受信装置
US6724788B1 (en) * 2000-09-06 2004-04-20 Max-Planck-Gesellschaft Zur Forderung Der Wissenschaften E.V. Method and device for generating radiation with stabilized frequency
DE10114779A1 (de) * 2001-03-26 2002-10-24 Infineon Technologies Ag Sende-und Empfangseinheit
US6940896B2 (en) * 2001-03-26 2005-09-06 The Boeing Company Method for seamlessly combining adjacent filters in a frequency channelizer
US7110732B2 (en) * 2001-04-09 2006-09-19 Texas Instruments Incorporated Subsampling RF receiver architecture
JP4287152B2 (ja) * 2001-05-01 2009-07-01 マツシタ コミュニケーション インダストリアル コーポレーション オブ ユー．エス．エイ． 周波数調整及び周波数逓降変換のためのスイッチキャパシターネットワーク
FR2824986B1 (fr) * 2001-05-18 2003-10-31 St Microelectronics Sa Composant electronique permettant le decodage d'un canal de transmission radiofrequence vehiculant des informations numeriques codees, en particulier pour la telediffusion numerique par satellite
WO2003034715A2 (en) * 2001-10-16 2003-04-24 Rfstream Corporation Monolithic integrated circuit for a television receiver
WO2003105464A2 (en) * 2002-06-05 2003-12-18 Ukom, Inc. Quadratic video demodulation with baseband nyquist filter
JP3695586B2 (ja) * 2002-06-25 2005-09-14 三菱電機株式会社 受信装置
GB2390497A (en) * 2002-07-04 2004-01-07 R F Engines Ltd Frequency band separation using complex frequency shifting converters
JP2004294269A (ja) * 2003-03-27 2004-10-21 Agilent Technol Inc ベクトル測定装置およびインピーダンス測定装置
JP2005130043A (ja) * 2003-10-21 2005-05-19 Pioneer Electronic Corp 受信機
US7177617B2 (en) * 2003-12-30 2007-02-13 Silicon Laboratories Method and apparatus for enhancing signal quality within a wireless receiver
GB0407587D0 (en) * 2004-04-02 2004-05-05 Univ Nottingham Trent Cancer associated antigens
US7236901B2 (en) * 2004-05-14 2007-06-26 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Digital broadband frequency measurement
US7593482B2 (en) * 2004-09-30 2009-09-22 St-Ericsson Sa Wireless communication system with hardware-based frequency burst detection
US7567637B2 (en) 2004-09-30 2009-07-28 St-Ericsson Sa Wireless communication system and method with frequency burst acquisition feature using autocorrelation and narrowband interference detection
JP4459029B2 (ja) * 2004-11-22 2010-04-28 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ無線受信機
WO2006067681A2 (en) * 2004-12-24 2006-06-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Quadrature phase mismatch compensation in a receiver
US7551127B2 (en) * 2005-02-10 2009-06-23 Motorola, Inc. Reconfigurable downconverter for a multi-band positioning receiver
US7813710B2 (en) * 2005-02-23 2010-10-12 Renesas Technology Corp. Receiving circuit
US7358795B2 (en) * 2005-03-11 2008-04-15 Rfstream Corporation MOSFET temperature compensation current source
US7446631B2 (en) * 2005-03-11 2008-11-04 Rf Stream Corporation Radio frequency inductive-capacitive filter circuit topology
US20070178862A1 (en) * 2006-01-30 2007-08-02 Motia, Inc. Weight Training For Antenna Array Beam Patterns in FDD/TDMA Terminals
US7844237B2 (en) * 2006-04-27 2010-11-30 Microsoft Corporation Radio frequency signal for determining location
US8902365B2 (en) * 2007-03-14 2014-12-02 Lance Greggain Interference avoidance in a television receiver
US8502920B2 (en) * 2007-03-14 2013-08-06 Vyacheslav Shyshkin Method and apparatus for extracting a desired television signal from a wideband IF input
US20100002815A1 (en) * 2008-07-01 2010-01-07 Qualcomm Incorporated Dynamic filtering for adjacent channel interference suppression
EP2251984B1 (en) * 2009-05-11 2011-10-05 Harman Becker Automotive Systems GmbH Signal analysis for an improved detection of noise from an adjacent channel
US8976302B2 (en) 2009-09-30 2015-03-10 Wi-Lan, Inc. Radio frequency front end for television band receiver and spectrum sensor
US8350970B2 (en) * 2009-09-30 2013-01-08 Wi-Lan, Inc. Radio frequency front end for television band receiver and spectrum sensor
KR20110065070A (ko) * 2009-12-09 2011-06-15 삼성전자주식회사 믹서 및 이를 이용하는 ｒｆ 수신기
CN102201824B (zh) * 2010-03-23 2013-12-04 上海华虹集成电路有限责任公司 一种联合数字下变频和频偏校正电路的实现方法
JP5828215B2 (ja) * 2011-03-31 2015-12-02 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
WO2013097354A1 (zh) * 2011-12-30 2013-07-04 中兴通讯股份有限公司 功率放大器的保护电路和保护方法
JP6298710B2 (ja) * 2013-08-26 2018-03-20 ルネサスエレクトロニクス株式会社 無線通信システムおよびデータ送信機
CN107078750B (zh) * 2014-10-31 2019-03-19 瑞典爱立信有限公司 无线电接收器、检测无线电接收器中的侵扰信号的方法以及计算机程序
US10650319B2 (en) * 2015-02-06 2020-05-12 Northrop Grumman Systems Corporation Flux control of qubit under resonant excitation
US10756712B2 (en) 2017-11-13 2020-08-25 Northrop Grumman Systems Corporation RQL phase-mode flip-flop
US10554207B1 (en) 2018-07-31 2020-02-04 Northrop Grumman Systems Corporation Superconducting non-destructive readout circuits
US11201608B2 (en) 2020-04-24 2021-12-14 Northrop Grumman Systems Corporation Superconducting latch system

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US516359A (en) * 1894-03-13 Wheel-mold
US4893316A (en) * 1985-04-04 1990-01-09 Motorola, Inc. Digital radio frequency receiver
JPS62171228A (ja) * 1986-01-23 1987-07-28 Mitsubishi Electric Corp デジタルｐｌｌ回路
US4733403A (en) * 1986-05-12 1988-03-22 Motorola, Inc. Digital zero IF selectivity section
US5058107A (en) * 1989-01-05 1991-10-15 Hughes Aircraft Company Efficient digital frequency division multiplexed signal receiver
US4902979A (en) * 1989-03-10 1990-02-20 General Electric Company Homodyne down-converter with digital Hilbert transform filtering
US4910469A (en) * 1989-05-02 1990-03-20 Rca Licensing Corporation Demodulator for sampled data FM signals
ES2063372T3 (es) * 1989-08-11 1995-01-01 Siemens Ag Procedimiento y dispositivo para la conversion de señales de recepcion de alta frecuencia moduladas digitalmente.
US5216696A (en) * 1989-12-22 1993-06-01 Comsat Laboratories Programmable noise bandwidth reduction by means of digital averaging
US5122879A (en) * 1990-06-01 1992-06-16 Citizen Watch Co., Ltd. Television synchronous receiver with phase shifter for reducing interference from a lower adjacent channel
US5163159A (en) * 1990-07-30 1992-11-10 Motorola, Inc. Dual mode automatic frequency control
CA2066851C (en) * 1991-06-13 1996-08-06 Edwin A. Kelley Multiple user digital receiver apparatus and method with combined multiple frequency channels
JPH06164243A (ja) * 1992-11-19 1994-06-10 Fujitsu Ten Ltd ダイレクトコンバージョン受信回路
US5375146A (en) * 1993-05-06 1994-12-20 Comsat Corporation Digital frequency conversion and tuning scheme for microwave radio receivers and transmitters
US5490173A (en) * 1993-07-02 1996-02-06 Ford Motor Company Multi-stage digital RF translator
JP2982567B2 (ja) * 1993-07-20 1999-11-22 松下電器産業株式会社 受信装置
US5642382A (en) * 1995-03-01 1997-06-24 Hitachi America, Ltd. Fir filters with multiplexed inputs suitable for use in reconfigurable adaptive equalizers
US5757867A (en) * 1995-03-30 1998-05-26 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Digital mixing to baseband decimation filter
US5737035A (en) * 1995-04-21 1998-04-07 Microtune, Inc. Highly integrated television tuner on a single microcircuit
US5930231A (en) * 1995-06-30 1999-07-27 Scientific-Atlanta, Inc. Block spectrum receiver for a broadband communications system
US5719867A (en) * 1995-06-30 1998-02-17 Scientific-Atlanta, Inc. Plural telephony channel baseband signal demodulator for a broadband communications system
FR2742956B1 (fr) * 1995-12-22 1998-01-30 Thomson Multimedia Sa Circuit pour realiser un filtrage de nyquist numerique de signaux a frequence intermediaire fi
JPH09200165A (ja) * 1996-01-18 1997-07-31 Daihen Corp チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置
US5799037A (en) * 1996-02-16 1998-08-25 David Sarnoff Research Center Inc. Receiver capable of demodulating multiple digital modulation formats
US5754601A (en) * 1996-05-10 1998-05-19 Rockwell International Corporation Jitter circuit for reduced switching noise
US5949796A (en) * 1996-06-19 1999-09-07 Kumar; Derek D. In-band on-channel digital broadcasting method and system
US5926513A (en) * 1997-01-27 1999-07-20 Alcatel Alsthom Compagnie Generale D'electricite Receiver with analog and digital channel selectivity
US6005894A (en) * 1997-04-04 1999-12-21 Kumar; Derek D. AM-compatible digital broadcasting method and system

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7904040B2 (en) 2003-04-14 2011-03-08 Silicon Laboratories, Inc. Receiver architectures utilizing coarse analog tuning and associated methods
CN103746657A (zh) * 2013-12-30 2014-04-23 北京星河亮点技术股份有限公司 一种镜频抑制方法和装置
CN103746657B (zh) * 2013-12-30 2017-01-11 北京星河亮点技术股份有限公司 一种镜频抑制方法和装置

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US6104764A (en) 2000-08-15
EP0798868A3 (en) 2003-06-25
EP0798868A2 (en) 1997-10-01
KR100402158B1 (ko) 2004-02-05
US6307897B1 (en) 2001-10-23
CN1218494C (zh) 2005-09-07
US6026129A (en) 2000-02-15

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