JPH09200165A - チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置 - Google Patents
チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置Info
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- JPH09200165A JPH09200165A JP8006445A JP644596A JPH09200165A JP H09200165 A JPH09200165 A JP H09200165A JP 8006445 A JP8006445 A JP 8006445A JP 644596 A JP644596 A JP 644596A JP H09200165 A JPH09200165 A JP H09200165A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 回路が小型・軽量であって製造コストを低減
でき、しかも帯域通過帯域の中心周波数を精度よく調整
することができるチャンネル分離用フィルタ装置と、回
路が簡単であるＰＳＫ復調装置と、回路が簡単であるＰ
ＳＫ受信装置を提供する。 【解決手段】 チャンネル分離用フィルタ装置は、周波
数多重化された複数のチャンネルの信号を、その中心の
周波数が０となるように周波数変換する周波数変換部１
２と、周波数変換後の複数のチャンネルの信号を各チャ
ンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチ
ャンネル分離用フィルタバンク１０とを備え、チャンネ
ル分離用フィルタバンク１０は、少なくとも１段のフィ
ルタバンクを備え、正域通過フィルタと、負域通過フィ
ルタと、各通過フィルタに接続されるダウンサンプリン
グ処理器とにより構成される。ＰＳＫ復調装置も同様に
構成され、チャンネル分離用フィルタ装置と組み合わせ
られる。
でき、しかも帯域通過帯域の中心周波数を精度よく調整
することができるチャンネル分離用フィルタ装置と、回
路が簡単であるＰＳＫ復調装置と、回路が簡単であるＰ
ＳＫ受信装置を提供する。 【解決手段】 チャンネル分離用フィルタ装置は、周波
数多重化された複数のチャンネルの信号を、その中心の
周波数が０となるように周波数変換する周波数変換部１
２と、周波数変換後の複数のチャンネルの信号を各チャ
ンネルの信号の周波数成分のみにチャンネル分離するチ
ャンネル分離用フィルタバンク１０とを備え、チャンネ
ル分離用フィルタバンク１０は、少なくとも１段のフィ
ルタバンクを備え、正域通過フィルタと、負域通過フィ
ルタと、各通過フィルタに接続されるダウンサンプリン
グ処理器とにより構成される。ＰＳＫ復調装置も同様に
構成され、チャンネル分離用フィルタ装置と組み合わせ
られる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数多重化され
た複数のチャンネルを分離するためのチャンネル分離用
フィルタ装置、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）復調装置
及びＰＳＫ受信装置に関する。
た複数のチャンネルを分離するためのチャンネル分離用
フィルタ装置、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）復調装置
及びＰＳＫ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在使用されている、いわゆる簡易型携
帯電話システムと呼ばれるパーソナルハンディホンシス
テム（以下、ＰＨＳシステムという。）においては、図
２０（ａ）に示すように、１つの基地局に対して１つの
搬送波を使用する帯域を使用しており、ここで、時分割
多重アクセス−時分割二重方式（以下、ＴＤＭＡ−ＴＤ
Ｄ方式という。）が用いられており、１つの基地局に対
して最大３個の移動端末の同時使用が可能である。実際
のＰＨＳシステムでは、回線制御用のチャンネルが必要
であるために、図２０（ｂ）に示すように、１方向に対
して４チャンネルを用いていわゆるピンポン伝送を行っ
ている。
帯電話システムと呼ばれるパーソナルハンディホンシス
テム（以下、ＰＨＳシステムという。）においては、図
２０（ａ）に示すように、１つの基地局に対して１つの
搬送波を使用する帯域を使用しており、ここで、時分割
多重アクセス−時分割二重方式（以下、ＴＤＭＡ−ＴＤ
Ｄ方式という。）が用いられており、１つの基地局に対
して最大３個の移動端末の同時使用が可能である。実際
のＰＨＳシステムでは、回線制御用のチャンネルが必要
であるために、図２０（ｂ）に示すように、１方向に対
して４チャンネルを用いていわゆるピンポン伝送を行っ
ている。
【０００３】従来例のＰＨＳシステムにおいて、１つの
サービスエリア内において端末数を増大させるために、
図２１（ａ）及び（ｂ）に示すように、複数の搬送波Ｃ
Ａ１，ＣＡ２，ＣＡ３を用いており、言い換えれば、１
つの搬送波を使用する基地局の数を１つのサービスエリ
ア内で複数個以上に増大させている。ここで、基地局が
使用する搬送波の周波数については、基地局の発呼時又
は移動端末局の発呼時に、予め割り当てられた７７チャ
ンネルのうちの空きのチャンネルを使用している。ま
た、従来例のＰＨＳシステムにおいては、各チャンネル
の分離に帯域通過フィルタを使用し、さらに、π／４シ
フトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の変
調信号の復調に遅延検波方式が広く用いられている。
サービスエリア内において端末数を増大させるために、
図２１（ａ）及び（ｂ）に示すように、複数の搬送波Ｃ
Ａ１，ＣＡ２，ＣＡ３を用いており、言い換えれば、１
つの搬送波を使用する基地局の数を１つのサービスエリ
ア内で複数個以上に増大させている。ここで、基地局が
使用する搬送波の周波数については、基地局の発呼時又
は移動端末局の発呼時に、予め割り当てられた７７チャ
ンネルのうちの空きのチャンネルを使用している。ま
た、従来例のＰＨＳシステムにおいては、各チャンネル
の分離に帯域通過フィルタを使用し、さらに、π／４シ
フトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の変
調信号の復調に遅延検波方式が広く用いられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、周波数
多重チャンネルを用いる無線システムにおいて、各チャ
ンネルの分離に帯域通過フィルタを使用した場合、帯域
通過フィルタにおいてインダクタンス回路を使用するた
めに回路が大型になるとともに製造コストが比較的高
く、帯域通過帯域の中心周波数の調整が難しいという問
題点があった。また、π／４シフトＱＰＳＫの変調信号
の復調に遅延検波方式を用いた場合、回路が比較的複雑
になるという問題点があった。
多重チャンネルを用いる無線システムにおいて、各チャ
ンネルの分離に帯域通過フィルタを使用した場合、帯域
通過フィルタにおいてインダクタンス回路を使用するた
めに回路が大型になるとともに製造コストが比較的高
く、帯域通過帯域の中心周波数の調整が難しいという問
題点があった。また、π／４シフトＱＰＳＫの変調信号
の復調に遅延検波方式を用いた場合、回路が比較的複雑
になるという問題点があった。
【０００５】本発明の第１の目的は以上の問題点を解決
し、従来例に比較して回路が小型・軽量であって製造コ
ストを低減でき、しかも帯域通過帯域の中心周波数を精
度よく調整することができるチャンネル分離用フィルタ
装置を提供することにある。本発明の第２の目的は、従
来例に比較して回路が簡単であるＰＳＫ復調装置を提供
することにある。本発明の第３の目的は、従来例に比較
して回路が簡単であるＰＳＫ受信装置を提供することに
ある。
し、従来例に比較して回路が小型・軽量であって製造コ
ストを低減でき、しかも帯域通過帯域の中心周波数を精
度よく調整することができるチャンネル分離用フィルタ
装置を提供することにある。本発明の第２の目的は、従
来例に比較して回路が簡単であるＰＳＫ復調装置を提供
することにある。本発明の第３の目的は、従来例に比較
して回路が簡単であるＰＳＫ受信装置を提供することに
ある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のチャンネル分離用フィルタ装置は、周波数多重化さ
れた複数のチャンネルの信号を各チャンネルの信号にチ
ャンネル分離するためのチャンネル分離用フィルタ装置
において、上記複数のチャンネルの信号を、その中心に
位置し互いに隣接する２つのチャンネルの各搬送波周波
数の平均値が実質的に０となるように周波数変換して周
波数変換後の複数のチャンネルの信号を出力する周波数
変換手段と、上記周波数変換手段から出力される複数の
チャンネルの信号を各チャンネルの信号の周波数成分の
みにチャンネル分離するチャンネル分離手段とを備え、
上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段のフィルタ
バンクを備え、第１段目のフィルタバンクは、上記周波
数変換手段から出力される複数のチャンネルの信号のう
ち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域
ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フィルタと、上
記第１の正域通過フィルタから出力される信号に対して
ダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少
なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力
する第１の処理手段と、上記周波数変換手段から出力さ
れる複数のチャンネルの信号のうち所定の負の周波数の
信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力す
る第１の負域通過フィルタと、上記第１の負域通過フィ
ルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処
理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャン
ネルの信号を含む信号として出力する第２の処理手段と
を備え、上記周波数多重化された複数のチャンネルの信
号を少なくとも２つのチャンネルの信号にチャンネル分
離することを特徴とする。
載のチャンネル分離用フィルタ装置は、周波数多重化さ
れた複数のチャンネルの信号を各チャンネルの信号にチ
ャンネル分離するためのチャンネル分離用フィルタ装置
において、上記複数のチャンネルの信号を、その中心に
位置し互いに隣接する２つのチャンネルの各搬送波周波
数の平均値が実質的に０となるように周波数変換して周
波数変換後の複数のチャンネルの信号を出力する周波数
変換手段と、上記周波数変換手段から出力される複数の
チャンネルの信号を各チャンネルの信号の周波数成分の
みにチャンネル分離するチャンネル分離手段とを備え、
上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段のフィルタ
バンクを備え、第１段目のフィルタバンクは、上記周波
数変換手段から出力される複数のチャンネルの信号のう
ち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域
ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フィルタと、上
記第１の正域通過フィルタから出力される信号に対して
ダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少
なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力
する第１の処理手段と、上記周波数変換手段から出力さ
れる複数のチャンネルの信号のうち所定の負の周波数の
信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力す
る第１の負域通過フィルタと、上記第１の負域通過フィ
ルタから出力される信号に対してダウンサンプリング処
理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチャン
ネルの信号を含む信号として出力する第２の処理手段と
を備え、上記周波数多重化された複数のチャンネルの信
号を少なくとも２つのチャンネルの信号にチャンネル分
離することを特徴とする。
【０００７】また、請求項２記載のチャンネル分離用フ
ィルタ装置は、請求項１記載のチャンネル分離用フィル
タ装置において、上記チャンネル分離手段は、少なくと
も２段のフィルタバンクを備え、第２段目のフィルタバ
ンクは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち
所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ
波後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記
第２の正域通過フィルタから出力される信号に対してダ
ウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少な
くとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力す
る第３の処理手段と、上記第１の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の負域通過フィ
ルタと、上記第２の負域通過フィルタから出力される信
号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の
信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号
として出力する第４の処理手段と、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第３の正域通過フィルタから
出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行
して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信
号を含む信号として出力する第５の処理手段と、上記第
２の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第３の負域通過フィルタと、上記第３の負域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチ
ャンネルの信号を含む信号として出力する第６の処理手
段とを備え、上記周波数多重化された複数のチャンネル
の信号を少なくとも４つのチャンネルの信号にチャンネ
ル分離することを特徴とする。
ィルタ装置は、請求項１記載のチャンネル分離用フィル
タ装置において、上記チャンネル分離手段は、少なくと
も２段のフィルタバンクを備え、第２段目のフィルタバ
ンクは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち
所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ
波後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記
第２の正域通過フィルタから出力される信号に対してダ
ウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少な
くとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力す
る第３の処理手段と、上記第１の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の負域通過フィ
ルタと、上記第２の負域通過フィルタから出力される信
号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の
信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号
として出力する第４の処理手段と、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第３の正域通過フィルタから
出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行
して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信
号を含む信号として出力する第５の処理手段と、上記第
２の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第３の負域通過フィルタと、上記第３の負域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチ
ャンネルの信号を含む信号として出力する第６の処理手
段とを備え、上記周波数多重化された複数のチャンネル
の信号を少なくとも４つのチャンネルの信号にチャンネ
ル分離することを特徴とする。
【０００８】さらに、請求項３記載のチャンネル分離用
フィルタ装置は、請求項２記載のチャンネル分離用フィ
ルタ装置において、上記第１の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
１の検出信号を出力する第１の検出手段と、上記第２の
処理手段から出力される信号の信号レベルを検出し、信
号が存在しないときに第２の検出信号を出力する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段からの第１の検出信号
に応答して、上記第２の正域通過フィルタと、上記第２
の負域通過フィルタと、上記第３及び第４の処理手段の
動作を停止し、上記第２の検出手段からの第２の検出信
号に応答して、上記第３の正域通過フィルタと、上記第
３の負域通過フィルタと、上記第５及び第６の処理手段
の動作を停止するように制御する動作制御手段とをさら
に備えたことを特徴とする。
フィルタ装置は、請求項２記載のチャンネル分離用フィ
ルタ装置において、上記第１の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
１の検出信号を出力する第１の検出手段と、上記第２の
処理手段から出力される信号の信号レベルを検出し、信
号が存在しないときに第２の検出信号を出力する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段からの第１の検出信号
に応答して、上記第２の正域通過フィルタと、上記第２
の負域通過フィルタと、上記第３及び第４の処理手段の
動作を停止し、上記第２の検出手段からの第２の検出信
号に応答して、上記第３の正域通過フィルタと、上記第
３の負域通過フィルタと、上記第５及び第６の処理手段
の動作を停止するように制御する動作制御手段とをさら
に備えたことを特徴とする。
【０００９】本発明に係る請求項４記載のＰＳＫ復調装
置は、少なくとも２つの符号に応じて変調されたＰＳＫ
変調信号を復調するＰＳＫ復調装置において、上記ＰＳ
Ｋ変調信号の各符号に対応して上記ＰＳＫ変調信号の振
幅周波数特性において信号のピークが互いに異なること
を利用し、上記信号のピークの周波数成分を検出するこ
とにより、上記信号のピークに対応する符号を表わす信
号を復調信号として出力する信号復調手段を備えたこと
を特徴とする。
置は、少なくとも２つの符号に応じて変調されたＰＳＫ
変調信号を復調するＰＳＫ復調装置において、上記ＰＳ
Ｋ変調信号の各符号に対応して上記ＰＳＫ変調信号の振
幅周波数特性において信号のピークが互いに異なること
を利用し、上記信号のピークの周波数成分を検出するこ
とにより、上記信号のピークに対応する符号を表わす信
号を復調信号として出力する信号復調手段を備えたこと
を特徴とする。
【００１０】また、請求項５記載のＰＳＫ復調装置は、
請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調手段
は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実質的
に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰＳＫ
変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別の周
波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調して
符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備え、上
記信号復調手段は、少なくとも１段のフィルタバンクを
備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周波数変
換手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信
号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する
第１の正域通過フィルタと、上記別の周波数変換手段か
ら出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分の
みを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負
域通過フィルタと、上記第１の正域通過フィルタから出
力される信号の信号レベルを検出し、検出したとき当該
信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調信号と
して出力する第１の符号識別手段と、上記第１の負域通
過フィルタから出力される信号の信号レベルを検出し、
検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を表わす
信号を復調信号として出力する第２の符号識別手段とを
備えたことを特徴とする。
請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調手段
は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実質的
に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰＳＫ
変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別の周
波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調して
符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備え、上
記信号復調手段は、少なくとも１段のフィルタバンクを
備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周波数変
換手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信
号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する
第１の正域通過フィルタと、上記別の周波数変換手段か
ら出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分の
みを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負
域通過フィルタと、上記第１の正域通過フィルタから出
力される信号の信号レベルを検出し、検出したとき当該
信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調信号と
して出力する第１の符号識別手段と、上記第１の負域通
過フィルタから出力される信号の信号レベルを検出し、
検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を表わす
信号を復調信号として出力する第２の符号識別手段とを
備えたことを特徴とする。
【００１１】さらに、請求項６記載のＰＳＫ復調装置
は、請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調
手段は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実
質的に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰ
ＳＫ変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別
の周波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調
して符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備
え、上記信号復調手段は、少なくとも２段のフィルタバ
ンクを備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周
波数変換手段から出力される信号のうち所定の正の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第１の正域通過フィルタと、上記第１の正域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を出力する第１の処理手
段と、上記別の周波数変換手段から出力される信号のう
ち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域
ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、上
記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対して
ダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力
する第２の処理手段とを備え、第２段目のフィルタバン
クは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち所
定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波
後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記第
１の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第２の負域通過フィルタと、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第２の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の負域通過フィ
ルタと、上記第２の正域通過フィルタから出力される信
号の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波
数に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力す
る第１の符号識別手段と、上記第２の負域通過フィルタ
から出力される信号の信号レベルを検出し、検出したと
き当該信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調
信号として出力する第２の符号識別手段と、上記第３の
正域通過フィルタから出力される信号の信号レベルを検
出し、検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を
表わす信号を復調信号として出力する第３の符号識別手
段と、上記第３の負域通過フィルタから出力される信号
の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数
に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力する
第４の符号識別手段とを備えたことを特徴とする。
は、請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調
手段は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実
質的に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰ
ＳＫ変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別
の周波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調
して符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備
え、上記信号復調手段は、少なくとも２段のフィルタバ
ンクを備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周
波数変換手段から出力される信号のうち所定の正の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第１の正域通過フィルタと、上記第１の正域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を出力する第１の処理手
段と、上記別の周波数変換手段から出力される信号のう
ち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域
ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、上
記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対して
ダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力
する第２の処理手段とを備え、第２段目のフィルタバン
クは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち所
定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波
後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記第
１の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第２の負域通過フィルタと、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第２の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の負域通過フィ
ルタと、上記第２の正域通過フィルタから出力される信
号の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波
数に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力す
る第１の符号識別手段と、上記第２の負域通過フィルタ
から出力される信号の信号レベルを検出し、検出したと
き当該信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調
信号として出力する第２の符号識別手段と、上記第３の
正域通過フィルタから出力される信号の信号レベルを検
出し、検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を
表わす信号を復調信号として出力する第３の符号識別手
段と、上記第３の負域通過フィルタから出力される信号
の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数
に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力する
第４の符号識別手段とを備えたことを特徴とする。
【００１２】またさらに、請求項７記載のＰＳＫ復調装
置は、請求項６記載のＰＳＫ復調装置において、上記第
１の処理手段から出力される信号の信号レベルを検出
し、信号が存在しないときに第１の検出信号を出力する
第１の検出手段と、上記第２の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
２の検出信号を出力する第２の検出手段と、上記第１の
検出手段からの第１の検出信号に応答して、上記第２の
正域通過フィルタと、上記第２の負域通過フィルタと、
上記第１及び第２の符号識別手段の動作を停止し、上記
第２の検出手段からの第２の検出信号に応答して、上記
第３の正域通過フィルタと、上記第３の負域通過フィル
タと、上記第３及び第４の符号識別手段の動作を停止す
るように制御する動作制御手段とを備えたことを特徴と
する。
置は、請求項６記載のＰＳＫ復調装置において、上記第
１の処理手段から出力される信号の信号レベルを検出
し、信号が存在しないときに第１の検出信号を出力する
第１の検出手段と、上記第２の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
２の検出信号を出力する第２の検出手段と、上記第１の
検出手段からの第１の検出信号に応答して、上記第２の
正域通過フィルタと、上記第２の負域通過フィルタと、
上記第１及び第２の符号識別手段の動作を停止し、上記
第２の検出手段からの第２の検出信号に応答して、上記
第３の正域通過フィルタと、上記第３の負域通過フィル
タと、上記第３及び第４の符号識別手段の動作を停止す
るように制御する動作制御手段とを備えたことを特徴と
する。
【００１３】本発明に係る請求項８記載のＰＳＫ受信装
置は、各チャンネルの信号がＰＳＫ変調信号であり、周
波数多重化された複数のチャンネルの信号を含む無線信
号を受信する受信手段と、上記受信手段によって受信さ
れた無線信号を各チャンネルの信号にチャンネル分離す
る請求項１、２又は３記載のチャンネル分離用フィルタ
装置と、上記チャンネル分離用フィルタ装置によってチ
ャンネル分離された各チャンネルの信号を復調する請求
項４、５、６又は７記載のＰＳＫ復調装置とを備えたこ
とを特徴とする。
置は、各チャンネルの信号がＰＳＫ変調信号であり、周
波数多重化された複数のチャンネルの信号を含む無線信
号を受信する受信手段と、上記受信手段によって受信さ
れた無線信号を各チャンネルの信号にチャンネル分離す
る請求項１、２又は３記載のチャンネル分離用フィルタ
装置と、上記チャンネル分離用フィルタ装置によってチ
ャンネル分離された各チャンネルの信号を復調する請求
項４、５、６又は７記載のＰＳＫ復調装置とを備えたこ
とを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明に係
る実施形態について説明する。図１は、本発明に係る一
実施形態であるチャンネル分離用フィルタバンク１０
と、フィルタバンクを用いた復調器１１とを備えたπ／
４シフトＱＰＳＫ受信装置を示すブロック図であり、図
２及び図３は、図１のチャンネル分離用フィルタバンク
１０を示すブロック図であり、図４は、図１の復調器１
１を示すブロック図である。本実施形態の受信装置は、
正域通過フィルタ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｐａｓｓ Ｆｉ
ｌｔｅｒ；以下、ＰＰＦという。）と負域通過フィルタ
（Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ；以下、
ＮＰＦという。）とダウンサンプリング処理器（Ｄｏｗ
ｎ−ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；以下、Ｄ
ＳＣという。）とを用いて構成したチャンネル分離用フ
ィルタバンク１０と、ＰＰＦとＮＰＦとＤＳＣとを用い
て構成したフィルタバンクを用いた復調器１１とを備え
たことを特徴としている。まず、ＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤ
ＳＣの動作原理と理論解析について説明する。
る実施形態について説明する。図１は、本発明に係る一
実施形態であるチャンネル分離用フィルタバンク１０
と、フィルタバンクを用いた復調器１１とを備えたπ／
４シフトＱＰＳＫ受信装置を示すブロック図であり、図
２及び図３は、図１のチャンネル分離用フィルタバンク
１０を示すブロック図であり、図４は、図１の復調器１
１を示すブロック図である。本実施形態の受信装置は、
正域通過フィルタ（Ｐｏｓｉｔｉｖｅ Ｐａｓｓ Ｆｉ
ｌｔｅｒ；以下、ＰＰＦという。）と負域通過フィルタ
（Ｎｅｇａｔｉｖｅ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ；以下、
ＮＰＦという。）とダウンサンプリング処理器（Ｄｏｗ
ｎ−ｓａｍｐｌｉｎｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；以下、Ｄ
ＳＣという。）とを用いて構成したチャンネル分離用フ
ィルタバンク１０と、ＰＰＦとＮＰＦとＤＳＣとを用い
て構成したフィルタバンクを用いた復調器１１とを備え
たことを特徴としている。まず、ＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤ
ＳＣの動作原理と理論解析について説明する。
【００１５】＜ＰＰＦ及びＮＰＦの動作原理と理論解析
＞周波数多重化された複数の信号を分離するためには、
一般的に、伝達関数ＨL（ｚ）を有する低域通過フィル
タ（以下、ＬＰＦという。）と、伝達関数ＨH（ｚ）を
有する高域通過フィルタ（以下、ＨＰＦという。）とを
用いて低周波成分と高周波成分とに分離している。本実
施形態では、信号を正と負の周波数で２分割可能な複素
フィルタを用いており、ここで、正の周波数成分のみを
通過させ伝達関数ＨP（ｚ）を有するＰＰＦと、負の周
波数成分のみを通過させ伝達関数ＨN（ｚ）を有するＮ
ＰＦとを用いる。これらＰＰＦとＮＰＦは、従来技術の
有限インパルス応答型ディジタルフィルタ（以下、ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタという。）を用いて構成され
る。
＞周波数多重化された複数の信号を分離するためには、
一般的に、伝達関数ＨL（ｚ）を有する低域通過フィル
タ（以下、ＬＰＦという。）と、伝達関数ＨH（ｚ）を
有する高域通過フィルタ（以下、ＨＰＦという。）とを
用いて低周波成分と高周波成分とに分離している。本実
施形態では、信号を正と負の周波数で２分割可能な複素
フィルタを用いており、ここで、正の周波数成分のみを
通過させ伝達関数ＨP（ｚ）を有するＰＰＦと、負の周
波数成分のみを通過させ伝達関数ＨN（ｚ）を有するＮ
ＰＦとを用いる。これらＰＰＦとＮＰＦは、従来技術の
有限インパルス応答型ディジタルフィルタ（以下、ＦＩ
Ｒ型ディジタルフィルタという。）を用いて構成され
る。
【００１６】図１０にＦＩＲ型ディジタルフィルタの構
成を示す回路図を示す。図１０に示すように、入力信号
は、所定の増幅度ｈ（０）を有する増幅器５０２−０を
介して加算器５０３に入力されるとともに、それぞれ所
定の同一遅延量を有し互いに縦続に接続された複数（Ｍ
−１）個の遅延回路５０１−１乃至５０１−（Ｍ−１）
及び、所定の増幅度ｈ（Ｍ−１）を有する増幅器５０２
−（Ｍ−１）を介して加算器５０３に入力される。ま
た、遅延回路５０１−１から出力される信号は所定の増
幅度ｈ（１）を有する増幅器５０２−１を介して加算器
５０３に入力され、遅延回路５０１−２から出力される
信号は所定の増幅度ｈ（２）を有する増幅器５０２−２
を介して加算器５０３に入力され、以下同様にして、遅
延回路５０１−ｍから出力される信号は所定の増幅度ｈ
（ｍ）を有する増幅器５０２−ｍを介して加算器５０３
に入力され、ここで、ｍは１，２，３，…，Ｍ−１であ
る。加算器５０３は、入力される複数Ｍ個の信号を加算
して加算結果の信号を出力信号として出力する。ここ
で、増幅器５０２−ｍは、入力信号に対して増幅度ｈ
（ｍ）を乗算する乗算器と考えることもできる。
成を示す回路図を示す。図１０に示すように、入力信号
は、所定の増幅度ｈ（０）を有する増幅器５０２−０を
介して加算器５０３に入力されるとともに、それぞれ所
定の同一遅延量を有し互いに縦続に接続された複数（Ｍ
−１）個の遅延回路５０１−１乃至５０１−（Ｍ−１）
及び、所定の増幅度ｈ（Ｍ−１）を有する増幅器５０２
−（Ｍ−１）を介して加算器５０３に入力される。ま
た、遅延回路５０１−１から出力される信号は所定の増
幅度ｈ（１）を有する増幅器５０２−１を介して加算器
５０３に入力され、遅延回路５０１−２から出力される
信号は所定の増幅度ｈ（２）を有する増幅器５０２−２
を介して加算器５０３に入力され、以下同様にして、遅
延回路５０１−ｍから出力される信号は所定の増幅度ｈ
（ｍ）を有する増幅器５０２−ｍを介して加算器５０３
に入力され、ここで、ｍは１，２，３，…，Ｍ−１であ
る。加算器５０３は、入力される複数Ｍ個の信号を加算
して加算結果の信号を出力信号として出力する。ここ
で、増幅器５０２−ｍは、入力信号に対して増幅度ｈ
（ｍ）を乗算する乗算器と考えることもできる。
【００１７】次に、図１０のＦＩＲ型ディジタルフィル
タで実現されるＬＰＦのインパルス応答は、増幅度であ
るフィルタ係数ｈ（ｍ）によって次式のように表され
る。
タで実現されるＬＰＦのインパルス応答は、増幅度であ
るフィルタ係数ｈ（ｍ）によって次式のように表され
る。
【００１８】
【数１】
【００１９】ここで、フィルタ係数ｈ（ｍ）は全て実数
なので、時間軸で見たＬＰＦのインパルス応答処理後の
サンプリング信号は図１１（ａ）のようになる。次に、
図１１（ｂ）に示すように、ｍが１つ進むごとにフィル
タ係数ｈ（ｍ）が複素平面上で−π／２ずつ回転するこ
とによってできるＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）は次式で
表せる。
なので、時間軸で見たＬＰＦのインパルス応答処理後の
サンプリング信号は図１１（ａ）のようになる。次に、
図１１（ｂ）に示すように、ｍが１つ進むごとにフィル
タ係数ｈ（ｍ）が複素平面上で−π／２ずつ回転するこ
とによってできるＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）は次式で
表せる。
【００２０】
【数２】
【００２１】上記数２により、ＬＰＦの伝達関数Ｈ
L（ｚ）と、ＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）との間の関係は
次のように表せる。
L（ｚ）と、ＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）との間の関係は
次のように表せる。
【００２２】
【数３】
【００２３】さらに、ＬＰＦの伝達関数ＨL（ｚ）と、
ＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）の振幅周波数振幅特性と
は、次式のように関係づけられる。
ＮＰＦの伝達関数ＨN（ｚ）の振幅周波数振幅特性と
は、次式のように関係づけられる。
【００２４】
【数４】｜ＨN（ｅjω）｜＝｜ＨL（ｅjπ/2・ｅjω）
｜＝｜ＨL（ｅj(ω+π/2)）｜
｜＝｜ＨL（ｅj(ω+π/2)）｜
【００２５】上記数４からも分かる通り、ＮＰＦはＬＰ
Ｆの振幅周波数特性（図１２）を周波数軸上でπ／２だ
け負の周波数の方向に周波数軸上でシフトした振幅周波
数特性（図１３）になることが分かる。従って、図１３
に示すように、ＮＰＦは、０から−πまでの負の正規周
波数範囲で帯域幅πの３ｄＢ通過帯域を有する。同様に
して、ｍが１つ進むごとにフィルタ係数ｈ（ｍ）が複素
平面上でπ／２ずつ回転してできるＰＰＦの伝達係数Ｈ
P（ｚ）はＬＰＦの伝達関数ＨL（ｚ）を正の周波数の方
向に周波数軸上でπ／２だけシフトすることによって求
めることができ、図１４に示す。従って、図１４に示す
ように、ＰＰＦは、０からπまでの正の正規周波数範囲
で帯域幅πの３ｄＢ通過帯域を有する。
Ｆの振幅周波数特性（図１２）を周波数軸上でπ／２だ
け負の周波数の方向に周波数軸上でシフトした振幅周波
数特性（図１３）になることが分かる。従って、図１３
に示すように、ＮＰＦは、０から−πまでの負の正規周
波数範囲で帯域幅πの３ｄＢ通過帯域を有する。同様に
して、ｍが１つ進むごとにフィルタ係数ｈ（ｍ）が複素
平面上でπ／２ずつ回転してできるＰＰＦの伝達係数Ｈ
P（ｚ）はＬＰＦの伝達関数ＨL（ｚ）を正の周波数の方
向に周波数軸上でπ／２だけシフトすることによって求
めることができ、図１４に示す。従って、図１４に示す
ように、ＰＰＦは、０からπまでの正の正規周波数範囲
で帯域幅πの３ｄＢ通過帯域を有する。
【００２６】図１０のＦＩＲ型ディジタルフィルタを用
いて段数Ｍ＝１２のＰＰＦ及びＮＰＦを構成したときの
フィルタ係数の設計例を表１及び表２に示す。
いて段数Ｍ＝１２のＰＰＦ及びＮＰＦを構成したときの
フィルタ係数の設計例を表１及び表２に示す。
【００２７】
【表１】 ＰＰＦのフィルタ係数ｈ（Ｍ） ─────────────────────────────────── Ｍ Ｒｅ（ｈ（Ｍ）） Ｉｍ（ｈ（Ｍ）） ─────────────────────────────────── ０ −３．８０９６９９０×１０-3 ０．０ １ ０．０ １．８８５６５９０×１０-2 ２ ２．７１０３２６０×１０-3 ０．０ ３ ０．０ ８．４６９５９４０×１０-2 ４ ８．８４６９９２０×１０-2 ０．０ ５ ０．０ ４．８４３８９４０×１０-1 ６ −４．８４３８９４ ×１０-1 ０．０ ７ ０．０ −８．８４６９９２０×１０-2 ８ −８．４６９５９４０×１０-2 ０．０ ９ ０．０ −２．７１０３２６０×１０-3 １０ −１．８８５６５９０×１０-2 ０．０ １１ ０．０ ３．８０９６９９０×１０-3 ───────────────────────────────────
【００２８】
【表２】 ＮＰＦのフィルタ係数ｈ（Ｍ） ─────────────────────────────────── Ｍ Ｒｅ（ｈ（Ｍ）） Ｉｍ（ｈ（Ｍ）） ─────────────────────────────────── ０ −３．８０９６９９０×１０-3 ０．０ １ ０．０ −１．８８５６５９０×１０-2 ２ ２．７１０３２６０×１０-3 ０．０ ３ ０．０ −８．４６９５９４０×１０-2 ４ ８．８４６９９２０×１０-2 ０．０ ５ ０．０ −４．８４３８９４０×１０-1 ６ −４．８４３８９４ ×１０-1 ０．０ ７ ０．０ ８．８４６９９２０×１０−２ ８ −８．４６９５９４０×１０−２ ０．０ ９ ０．０ ２．７１０３２６０×１０-3 １０ −１．８８５６５９０×１０-2 ０．０ １１ ０．０ −３．８０９６９９０×１０-3 ───────────────────────────────────
【００２９】＜ＤＳＣの理論＞ダウンサンプリングと
は、デシメーションともいわれ、ＤＳＣはサンプリング
速度を低下させる回路である。デシメーション係数Ｍｄ
は、サンプリング信号のデシメート（すなわち、間引
き）の割合を表しており、レベルＭｄとも呼ばれる。Ｍ
ｄは２以上の自然数である。また、入力信号系列をｘ
（ｎ）とし、出力信号系列をｙ（ｎ）とすれば、入力信
号系列ｘ（ｎ）と出力信号系列ｙ（ｎ）の関係は次式で
表される。
は、デシメーションともいわれ、ＤＳＣはサンプリング
速度を低下させる回路である。デシメーション係数Ｍｄ
は、サンプリング信号のデシメート（すなわち、間引
き）の割合を表しており、レベルＭｄとも呼ばれる。Ｍ
ｄは２以上の自然数である。また、入力信号系列をｘ
（ｎ）とし、出力信号系列をｙ（ｎ）とすれば、入力信
号系列ｘ（ｎ）と出力信号系列ｙ（ｎ）の関係は次式で
表される。
【００３０】
【数５】 ｙ（ｎ）＝ｘ（Ｍｄ・ｎ），ｎ＝１，２，３，…
【００３１】Ｍｄ＝２の場合におけるダウンサンプリン
グ処理を図１５（ａ）及び（ｂ）に示す。図１５（ａ）
及び（ｂ）から分かる通り、入力信号系列ｘ（ｎ）を２
個おきに、すなわち１個とばしにサンプリングすること
により、ダウンサンプリングされた出力信号系列ｙ
（ｎ）を得ることができる。図１５（ａ）及び（ｂ）に
おいて、ｔｓは入力信号系列ｘ（ｎ）のサンプリング周
期である。
グ処理を図１５（ａ）及び（ｂ）に示す。図１５（ａ）
及び（ｂ）から分かる通り、入力信号系列ｘ（ｎ）を２
個おきに、すなわち１個とばしにサンプリングすること
により、ダウンサンプリングされた出力信号系列ｙ
（ｎ）を得ることができる。図１５（ａ）及び（ｂ）に
おいて、ｔｓは入力信号系列ｘ（ｎ）のサンプリング周
期である。
【００３２】＜ダウンサンプリング処理による振幅周波
数特性＞ＤＳＣの入力信号系列ｘ（ｎ）と出力信号系列
ｙ（ｎ）の各振幅周波数特性Ｘ（ｅjω），Ｙ（ｅjω）
の関係を以下で求める。この関係式を導くために、信号
系列ｘ’（ｎ）を以下のように定義しておく。
数特性＞ＤＳＣの入力信号系列ｘ（ｎ）と出力信号系列
ｙ（ｎ）の各振幅周波数特性Ｘ（ｅjω），Ｙ（ｅjω）
の関係を以下で求める。この関係式を導くために、信号
系列ｘ’（ｎ）を以下のように定義しておく。
【００３３】
【数６】 ｘ’（ｎ）＝ｘ（ｎ），ｎ＝０，Ｍｄ，２Ｍｄ，３Ｍｄ，…のとき ＝０，その他のとき
【００３４】この信号系列ｘ’（ｎ）はｘ（ｎ）と周期
Ｍｄのインパルス列の掛け合わせたものに相当する。す
なわち、信号系列ｘ’（ｎ）は次式のように表される。
Ｍｄのインパルス列の掛け合わせたものに相当する。す
なわち、信号系列ｘ’（ｎ）は次式のように表される。
【００３５】
【数７】
【００３６】上記数７における右辺の［］内は周期Ｍｄ
のインパルス列のフーリエ級数表示である。ここで、表
記の明確化のため、ｌ＝ｌ（小文字のエル）である。数
７における右辺の［］内をＱとおく。これは次のように
して確かめることができる。ｎが周期Ｍｄの整数倍でな
い場合、Ｑは次式で表される。
のインパルス列のフーリエ級数表示である。ここで、表
記の明確化のため、ｌ＝ｌ（小文字のエル）である。数
７における右辺の［］内をＱとおく。これは次のように
して確かめることができる。ｎが周期Ｍｄの整数倍でな
い場合、Ｑは次式で表される。
【００３７】
【数８】
【００３８】一方、ｎがＭｄの整数倍である場合、Ｑは
次式で表される。
次式で表される。
【００３９】
【数９】
【００４０】上の準備のもとで、出力信号系列ｙ（ｍ）
をｚ変換すると次式で表される。
をｚ変換すると次式で表される。
【００４１】
【数１０】 ｙ（ｍ）＝ｘ（Ｍｄ・ｍ）＝ｘ’（Ｍｄ・ｍ）であるの
で、
で、
【数１１】
【００４２】ここで、ｘ’（ｍ）は周期Ｍｄの整数倍を
除いて０であるから次式のように書くことができる。
除いて０であるから次式のように書くことができる。
【００４３】
【数１２】
【００４４】以上の式をまとめると次式のように表せ
る。
る。
【００４５】
【数１３】 ただし、
【数１４】Ｗ＝ｅ-j2π/Md
【００４６】ダウンサンプリング処理は、一般的に上記
数１３のような特性を有するが、簡単のため、Ｍｄ＝２
の場合における特性について考えてみる。上記数１３の
Ｍｄに２を代入すると次式のようになる。
数１３のような特性を有するが、簡単のため、Ｍｄ＝２
の場合における特性について考えてみる。上記数１３の
Ｍｄに２を代入すると次式のようになる。
【００４７】
【数１５】
【００４８】上記数１５の右辺は２つの項に分かれてい
るが、それぞれには重要な意味がある。つまり、数１５
の右辺の第１項である｛（１／２）Ｘ（ｚ1/2）｝の振
幅周波数特性は、元のＸ（ｚ）に比べて振幅が１／２に
なり、帯域幅が２倍になっている。また、数１５の右辺
の第２項の｛１／２（ｅ-jπ・ｚ1/2）｝の周波数振幅
特性はその第１項の式をさらに周波数軸上で±πずつ繰
り返しシフトさせて理想的には無限に続く折り返し繰り
返し特性を有することがわかる。以上のことを考慮すれ
ば、図１６（ａ）に示すＸ（ｚ）を、Ｍｄ＝２でダウン
サンプリング処理した後のＹ（ｚ）の振幅周波数特性は
図１６（ｂ）に示す特性となる。なお、スペクトルの範
囲は［０，２π］から［−π，π］に置換している。す
なわち、ダウンサンプリング処理によって、元のＸ
（ｚ）に比べて振幅が１／２になり、帯域幅が２倍にな
るとともに、周波数軸上で±πずつ繰り返しシフトさせ
た折り返し繰り返し特性を有する。ここで、入力信号の
周波数帯域の条件が｜ωa｜≦π／４のもとでは、ダウ
ンサンプリング処理後でも折り返し繰り返し特性の各帯
域は重ならない。
るが、それぞれには重要な意味がある。つまり、数１５
の右辺の第１項である｛（１／２）Ｘ（ｚ1/2）｝の振
幅周波数特性は、元のＸ（ｚ）に比べて振幅が１／２に
なり、帯域幅が２倍になっている。また、数１５の右辺
の第２項の｛１／２（ｅ-jπ・ｚ1/2）｝の周波数振幅
特性はその第１項の式をさらに周波数軸上で±πずつ繰
り返しシフトさせて理想的には無限に続く折り返し繰り
返し特性を有することがわかる。以上のことを考慮すれ
ば、図１６（ａ）に示すＸ（ｚ）を、Ｍｄ＝２でダウン
サンプリング処理した後のＹ（ｚ）の振幅周波数特性は
図１６（ｂ）に示す特性となる。なお、スペクトルの範
囲は［０，２π］から［−π，π］に置換している。す
なわち、ダウンサンプリング処理によって、元のＸ
（ｚ）に比べて振幅が１／２になり、帯域幅が２倍にな
るとともに、周波数軸上で±πずつ繰り返しシフトさせ
た折り返し繰り返し特性を有する。ここで、入力信号の
周波数帯域の条件が｜ωa｜≦π／４のもとでは、ダウ
ンサンプリング処理後でも折り返し繰り返し特性の各帯
域は重ならない。
【００４９】以上説明したＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを
用いて図１乃至図３に図示のチャンネル分離用フィルタ
バンク１０を構成している。
用いて図１乃至図３に図示のチャンネル分離用フィルタ
バンク１０を構成している。
【００５０】次いで、図４の復調器１１を、チャンネル
分離用フィルタバンク１０のときと同様にＰＰＦ、ＮＰ
Ｆ及びＤＳＣを用いて構成することができる新しい原理
を以下に説明する。図１７に、例えばＰＨＳシステムで
用いられるπ／４シフトＱＰＳＫの信号空間ダイアグラ
ムを示す。図１７から明らかなように、同一の振幅円上
でπ／４ずつずれた８個の信号点Ｐ１乃至Ｐ８を有す
る。
分離用フィルタバンク１０のときと同様にＰＰＦ、ＮＰ
Ｆ及びＤＳＣを用いて構成することができる新しい原理
を以下に説明する。図１７に、例えばＰＨＳシステムで
用いられるπ／４シフトＱＰＳＫの信号空間ダイアグラ
ムを示す。図１７から明らかなように、同一の振幅円上
でπ／４ずつずれた８個の信号点Ｐ１乃至Ｐ８を有す
る。
【００５１】図１８に、π／４シフトＱＰＳＫ変調信号
のスペクトル特性を示す。図１８から明らかなように、
当該ＱＰＳＫの４つの変調された符号に応じて変調信号
のエネルギーのピークが変化し、信号が存在するピーク
の周波数を検出すれば一義的に符号を決定することがで
きることがわかる。これを模式的に書けば、図１９のよ
うになる（図１９において振幅値は正確ではない場合が
ある。）。図１９に示すように、正規化ω／２π上で、
−πから＋πまでの正規化周波数の範囲で、符号００の
ピークが正の正規化周波数ωc00のときにあり、符号０
１のピークが正の正規化周波数ωc01（＞ωc00）のとき
にあり、符号１０のピークが負の正規化周波数ωc10の
ときにあり、符号１１のピークが負の正規化周波数ω
c11（＜ωc10）のときにあることがわかる。ここで、各
符号のピークはある時刻において１つしか存在しない。
すなわち、各符号のピークの正規化周波数を検出すれ
ば、当該ＱＰＳＫ変調信号を復調することができる。本
実施形態では、復調器１１をチャンネル分離用フィルタ
バンク１０のときと同様にＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを
用いて構成する。
のスペクトル特性を示す。図１８から明らかなように、
当該ＱＰＳＫの４つの変調された符号に応じて変調信号
のエネルギーのピークが変化し、信号が存在するピーク
の周波数を検出すれば一義的に符号を決定することがで
きることがわかる。これを模式的に書けば、図１９のよ
うになる（図１９において振幅値は正確ではない場合が
ある。）。図１９に示すように、正規化ω／２π上で、
−πから＋πまでの正規化周波数の範囲で、符号００の
ピークが正の正規化周波数ωc00のときにあり、符号０
１のピークが正の正規化周波数ωc01（＞ωc00）のとき
にあり、符号１０のピークが負の正規化周波数ωc10の
ときにあり、符号１１のピークが負の正規化周波数ω
c11（＜ωc10）のときにあることがわかる。ここで、各
符号のピークはある時刻において１つしか存在しない。
すなわち、各符号のピークの正規化周波数を検出すれ
ば、当該ＱＰＳＫ変調信号を復調することができる。本
実施形態では、復調器１１をチャンネル分離用フィルタ
バンク１０のときと同様にＰＰＦ、ＮＰＦ及びＤＳＣを
用いて構成する。
【００５２】＜ＱＰＳＫ受信装置の構成及び動作＞図１
を参照して、本発明に係る一実施形態であるチャンネル
分離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた
復調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の
構成及び動作について説明する。本実施形態では、図５
（ａ）に示すように、当該無線システムにおいては、互
いに２ｆ0のチャンネル間隔で周波数軸上で並置された
８個のチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ８の無線信号を用いて
通信を行う。すなわち、８個のチャンネルの信号は周波
数分割多重化された信号群であり、８個のチャンネル信
号は必ずしも常にすべてが存在していなくてもよい。こ
こで、チャンネルＣＨ１の搬送波周波数をｆcc1とし、
以下同様に、チャンネルＣＨｍの搬送波周波数をｆccm
とする。図５（ａ）及び以下の図面においては、１つの
チャンネルの帯域とそれに隣接するチャンネルの帯域と
の間は０としているが、実際に無線システムを構成する
際には、マージンの周波数が設定される。
を参照して、本発明に係る一実施形態であるチャンネル
分離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた
復調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の
構成及び動作について説明する。本実施形態では、図５
（ａ）に示すように、当該無線システムにおいては、互
いに２ｆ0のチャンネル間隔で周波数軸上で並置された
８個のチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ８の無線信号を用いて
通信を行う。すなわち、８個のチャンネルの信号は周波
数分割多重化された信号群であり、８個のチャンネル信
号は必ずしも常にすべてが存在していなくてもよい。こ
こで、チャンネルＣＨ１の搬送波周波数をｆcc1とし、
以下同様に、チャンネルＣＨｍの搬送波周波数をｆccm
とする。図５（ａ）及び以下の図面においては、１つの
チャンネルの帯域とそれに隣接するチャンネルの帯域と
の間は０としているが、実際に無線システムを構成する
際には、マージンの周波数が設定される。
【００５３】図１において相手方の送信装置のアンテナ
から送信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の送信無
線信号はアンテナ１で受信された後、８個のチャンネル
ＣＨ１乃至ＣＨ８の全帯域の信号のみを通過させて増幅
する高周波増幅器２を介して分配器３に出力する。ここ
で、ＱＰＳＫ変調信号は送信装置において入力されるパ
ラレル２ビットのデータ信号に応じて搬送波信号をＱＰ
ＳＫ変調された信号である。分配器３は、入力された信
号を２分配し、分配された一方の信号を混合器４ａに出
力するとともに、分配された他方の信号を混合器４ｂに
出力する。局部発振器５は、局部発振周波数｛（ｆcc4
＋ｆcc5）／２｝を有する局部発振信号を発生して混合
器４ａに出力するとともに、入力信号をπ／２だけ移相
するπ／２移相器６を介して混合器４ｂに出力する。混
合器４ａは、入力される２つの信号を乗算して混合し、
混合後の信号を、周波数８ｆ0以下を通過させるＬＰＦ
７ａを介してＡ／Ｄ変換器８ａに出力する。一方、混合
器４ｂは、同様に、入力される２つの信号を乗算して混
合し、混合後の信号を、周波数８ｆ0以下を通過させる
ＬＰＦ７ｂを介してＡ／Ｄ変換器８ｂに出力する。従っ
て、分配器３によって２分配された信号は、混合器４
ａ，４ｂ及びＬＰＦ７ａ，７ｂから構成される周波数変
換部１２によって、図５（ｂ）に示すように、チャンネ
ルＣＨ４の搬送波周波数ｆcc4とチャンネルＣＨ５の搬
送波周波数ｆcc5との平均周波数が周波数０となるよう
に、すなわち、正の周波数にチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ
４の信号成分が存在する一方、負の周波数にチャンネル
ＣＨ５乃至ＣＨ８の信号成分が存在するように周波数変
換される。
から送信されたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号の送信無
線信号はアンテナ１で受信された後、８個のチャンネル
ＣＨ１乃至ＣＨ８の全帯域の信号のみを通過させて増幅
する高周波増幅器２を介して分配器３に出力する。ここ
で、ＱＰＳＫ変調信号は送信装置において入力されるパ
ラレル２ビットのデータ信号に応じて搬送波信号をＱＰ
ＳＫ変調された信号である。分配器３は、入力された信
号を２分配し、分配された一方の信号を混合器４ａに出
力するとともに、分配された他方の信号を混合器４ｂに
出力する。局部発振器５は、局部発振周波数｛（ｆcc4
＋ｆcc5）／２｝を有する局部発振信号を発生して混合
器４ａに出力するとともに、入力信号をπ／２だけ移相
するπ／２移相器６を介して混合器４ｂに出力する。混
合器４ａは、入力される２つの信号を乗算して混合し、
混合後の信号を、周波数８ｆ0以下を通過させるＬＰＦ
７ａを介してＡ／Ｄ変換器８ａに出力する。一方、混合
器４ｂは、同様に、入力される２つの信号を乗算して混
合し、混合後の信号を、周波数８ｆ0以下を通過させる
ＬＰＦ７ｂを介してＡ／Ｄ変換器８ｂに出力する。従っ
て、分配器３によって２分配された信号は、混合器４
ａ，４ｂ及びＬＰＦ７ａ，７ｂから構成される周波数変
換部１２によって、図５（ｂ）に示すように、チャンネ
ルＣＨ４の搬送波周波数ｆcc4とチャンネルＣＨ５の搬
送波周波数ｆcc5との平均周波数が周波数０となるよう
に、すなわち、正の周波数にチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ
４の信号成分が存在する一方、負の周波数にチャンネル
ＣＨ５乃至ＣＨ８の信号成分が存在するように周波数変
換される。
【００５４】Ａ／Ｄ変換器８ａ，８ｂはそれぞれ、入力
されたアナログ信号を所定のサンプリングレートでディ
ジタル信号データにＡ／Ｄ変換し、互いに直交するＩチ
ャンネルデータ信号及びＱチャンネルデータ信号をチャ
ンネル分離用フィルタバンク１０に出力する。チャンネ
ル分離用フィルタバンク１０は、詳細後述するように、
８チャンネルのデータ信号をチャンネル毎に周波数分離
し、すなわちチャンネル分離することにより、チャンネ
ルＣＨ１のＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネルデ
ータ信号を復調器１１−１に出力し、以下同様に、チャ
ンネルＣＨｍのＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネ
ルデータ信号を復調器１１−ｍに出力する（ｍ＝２，
３，…，８）。これに応答して、復調器１１−ｍ（ここ
で、ｍ＝１，２，…，ｍ；以下、復調器１１−１乃至１
１−８を総称して１１という。）は、入力された信号
を、復調データ信号にＱＰＳＫ復調して出力する。
されたアナログ信号を所定のサンプリングレートでディ
ジタル信号データにＡ／Ｄ変換し、互いに直交するＩチ
ャンネルデータ信号及びＱチャンネルデータ信号をチャ
ンネル分離用フィルタバンク１０に出力する。チャンネ
ル分離用フィルタバンク１０は、詳細後述するように、
８チャンネルのデータ信号をチャンネル毎に周波数分離
し、すなわちチャンネル分離することにより、チャンネ
ルＣＨ１のＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネルデ
ータ信号を復調器１１−１に出力し、以下同様に、チャ
ンネルＣＨｍのＩチャンネルデータ信号及びＱチャンネ
ルデータ信号を復調器１１−ｍに出力する（ｍ＝２，
３，…，８）。これに応答して、復調器１１−ｍ（ここ
で、ｍ＝１，２，…，ｍ；以下、復調器１１−１乃至１
１−８を総称して１１という。）は、入力された信号
を、復調データ信号にＱＰＳＫ復調して出力する。
【００５５】＜チャンネル分離用フィルタバンクの構成
＞図２及び図３を参照して、図１のチャンネル分離用フ
ィルタバンク１０の構成について説明する。なお、図２
乃至図４において、信号線上で２と示しているのは、そ
の信号線を流れる信号が複素数の信号であり、互いに直
交する実数部のＩチャンネルデータ信号と虚数部のＱチ
ャンネルデータ信号とを表わす。当該チャンネル分離用
フィルタバンク１０は、第１段目乃至第３段目のフィル
タバンク１０ａ，１０ｂ，１０ｃから構成される。各段
のフィルタバンクは、１組又は複数組のＰＰＦとＮＰＦ
のペアと、ＰＰＦの出力をダウンサンプリング処理する
ＤＳＣと、ＮＰＦの出力をダウンサンプリング処理する
ＤＳＣとから構成される。
＞図２及び図３を参照して、図１のチャンネル分離用フ
ィルタバンク１０の構成について説明する。なお、図２
乃至図４において、信号線上で２と示しているのは、そ
の信号線を流れる信号が複素数の信号であり、互いに直
交する実数部のＩチャンネルデータ信号と虚数部のＱチ
ャンネルデータ信号とを表わす。当該チャンネル分離用
フィルタバンク１０は、第１段目乃至第３段目のフィル
タバンク１０ａ，１０ｂ，１０ｃから構成される。各段
のフィルタバンクは、１組又は複数組のＰＰＦとＮＰＦ
のペアと、ＰＰＦの出力をダウンサンプリング処理する
ＤＳＣと、ＮＰＦの出力をダウンサンプリング処理する
ＤＳＣとから構成される。
【００５６】ここで、各ＰＰＦ１０１，２０１，２２
１，３０１，３２１，３４１，３６１は互いに同一の規
格、すなわち、０から８ｆ0までの同一の正の通過帯域
を有して構成され、入力された複素数のデータ信号を当
該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力す
る。また、各ＮＰＦ１１１，２１１，２３１，３１１，
３３１，３５１，３７１は、互いに同一の規格、すなわ
ち、０から−８ｆ0までの同一の負の通過帯域を有して
構成され、入力された複素数のデータ信号を当該負の通
過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力する。さら
に、各ＤＳＣ１０２，１１２，２０２，２１２，２２
２，２３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４
２，３５２，３６２，３７２は、互いに同一の規格で構
成され、入力された複素数のデータ信号をＭｄ＝２のダ
ウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力す
る。ここで、Ｍｄ＝２のダウンサンプリング処理におい
ては、詳細後述したように、入力されるデータ信号を１
個ずつおきにダウンサンプリングすることにより、出力
されるデータ信号は、入力されるデータ信号に比較して
振幅値が１／２になりかつ各チャンネルの帯域が２倍に
なるとともに、±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返した
スペクトルを有する。
１，３０１，３２１，３４１，３６１は互いに同一の規
格、すなわち、０から８ｆ0までの同一の正の通過帯域
を有して構成され、入力された複素数のデータ信号を当
該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力す
る。また、各ＮＰＦ１１１，２１１，２３１，３１１，
３３１，３５１，３７１は、互いに同一の規格、すなわ
ち、０から−８ｆ0までの同一の負の通過帯域を有して
構成され、入力された複素数のデータ信号を当該負の通
過帯域の信号成分のみを帯域通過させて出力する。さら
に、各ＤＳＣ１０２，１１２，２０２，２１２，２２
２，２３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４
２，３５２，３６２，３７２は、互いに同一の規格で構
成され、入力された複素数のデータ信号をＭｄ＝２のダ
ウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力す
る。ここで、Ｍｄ＝２のダウンサンプリング処理におい
ては、詳細後述したように、入力されるデータ信号を１
個ずつおきにダウンサンプリングすることにより、出力
されるデータ信号は、入力されるデータ信号に比較して
振幅値が１／２になりかつ各チャンネルの帯域が２倍に
なるとともに、±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返した
スペクトルを有する。
【００５７】図２に示すように、Ａ／Ｄ変換器８ａから
出力されるＩチャンネルデータ信号は１段目のフィルタ
バンク１０ａのＰＰＦ１０１及びＮＰＦ１１１に入力さ
れる一方、Ａ／Ｄ変換器８ｂから出力されるＱチャンネ
ルデータ信号は第１段目のフィルタバンク１０ａのＰＰ
Ｆ１０１及びＮＰＦ１１１に入力される。
出力されるＩチャンネルデータ信号は１段目のフィルタ
バンク１０ａのＰＰＦ１０１及びＮＰＦ１１１に入力さ
れる一方、Ａ／Ｄ変換器８ｂから出力されるＱチャンネ
ルデータ信号は第１段目のフィルタバンク１０ａのＰＰ
Ｆ１０１及びＮＰＦ１１１に入力される。
【００５８】第１段目のフィルタバンクにおいて、ＰＰ
Ｆ１０１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ１
０２を介して第２段目のフィルタバンク１０ｂのＰＰＦ
２０１及びＮＰＦ２１１に入力される一方、ＮＰＦ１１
１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ１１２を
介して第２段目のフィルタバンク１０ｂのＰＰＦ２２１
及びＮＰＦ２３１に入力される。
Ｆ１０１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ１
０２を介して第２段目のフィルタバンク１０ｂのＰＰＦ
２０１及びＮＰＦ２１１に入力される一方、ＮＰＦ１１
１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ１１２を
介して第２段目のフィルタバンク１０ｂのＰＰＦ２２１
及びＮＰＦ２３１に入力される。
【００５９】従って、ＰＰＦ１０１からの出力データ信
号は、図６（ａ）に示すように、０から８ｆ0までの正
の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４の帯
域信号成分となり、次段のＤＳＣ１０２からの出力デー
タ信号は、図６（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0ま
での正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ
４の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返
えされたスペクトルを有する。一方、ＮＰＦ１１１から
の出力データ信号は、図６（ｂ）に示すように、０から
−８ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ
５乃至ＣＨ８の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ１１
２からの出力データ信号は、図６（ｄ）に示すように、
０から−１６ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャン
ネルＣＨ５乃至ＣＨ８の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつ
シフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。
号は、図６（ａ）に示すように、０から８ｆ0までの正
の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ４の帯
域信号成分となり、次段のＤＳＣ１０２からの出力デー
タ信号は、図６（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0ま
での正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１乃至ＣＨ
４の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返
えされたスペクトルを有する。一方、ＮＰＦ１１１から
の出力データ信号は、図６（ｂ）に示すように、０から
−８ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ
５乃至ＣＨ８の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ１１
２からの出力データ信号は、図６（ｄ）に示すように、
０から−１６ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャン
ネルＣＨ５乃至ＣＨ８の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつ
シフトさせて繰り返えされたスペクトルを有する。
【００６０】第２段目のフィルタバンク１０ｂにおい
て、ＰＰＦ２０１から出力される複素数のデータ信号は
ＤＳＣ２０２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃ
のＰＰＦ３０１及びＮＰＦ３１１に入力される一方、Ｎ
ＰＦ２１１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ
２１２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰ
Ｆ３２１及びＮＰＦ３３１に入力される。また、ＰＰＦ
２２１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２２
２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３
４１及びＮＰＦ３５１に入力される一方、ＮＰＦ２３１
から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２３２を介
して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３６１及
びＮＰＦ３７１に入力される。
て、ＰＰＦ２０１から出力される複素数のデータ信号は
ＤＳＣ２０２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃ
のＰＰＦ３０１及びＮＰＦ３１１に入力される一方、Ｎ
ＰＦ２１１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ
２１２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰ
Ｆ３２１及びＮＰＦ３３１に入力される。また、ＰＰＦ
２２１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２２
２を介して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３
４１及びＮＰＦ３５１に入力される一方、ＮＰＦ２３１
から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ２３２を介
して第３段目のフィルタバンク１０ｃのＰＰＦ３６１及
びＮＰＦ３７１に入力される。
【００６１】従って、例えば、ＰＰＦ２０１からの出力
データ信号は、図７（ａ）に示すように、０から８ｆ0
までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ３及び至
ＣＨ４の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ２０２から
の出力データ信号は、図７（ｃ）に示すように、０から
１６ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ
３及びＣＨ４の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさ
せて繰り返えされたスペクトルを有する。また、例え
ば、ＮＰＦ２１１からの出力データ信号は、図７（ｂ）
に示すように、０から−８ｆ0までの負の周波数帯域を
有するチャンネルＣＨ１及びＣＨ２の帯域信号成分とな
り、次段のＤＳＣ２１２からの出力データ信号は、図７
（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ0までの負の周波
数帯域を有するチャンネルＣＨ１及びＣＨ２の帯域信号
成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペ
クトルを有する。
データ信号は、図７（ａ）に示すように、０から８ｆ0
までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ３及び至
ＣＨ４の帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ２０２から
の出力データ信号は、図７（ｃ）に示すように、０から
１６ｆ0までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ
３及びＣＨ４の帯域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさ
せて繰り返えされたスペクトルを有する。また、例え
ば、ＮＰＦ２１１からの出力データ信号は、図７（ｂ）
に示すように、０から−８ｆ0までの負の周波数帯域を
有するチャンネルＣＨ１及びＣＨ２の帯域信号成分とな
り、次段のＤＳＣ２１２からの出力データ信号は、図７
（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ0までの負の周波
数帯域を有するチャンネルＣＨ１及びＣＨ２の帯域信号
成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペ
クトルを有する。
【００６２】第３段目のフィルタバンク１０ｃにおい
て、ＰＰＦ３０１から出力される複素数のデータ信号は
ＤＳＣ３０２を介して出力することにより、チャンネル
ＣＨ４のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された
後、復調器１１−４に出力される。また、ＮＰＦ３１１
から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３１２を介
して出力することにより、チャンネルＣＨ３のデータ信
号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−３
に出力される。ＰＰＦ３２１から出力される複素数のデ
ータ信号はＤＳＣ３２２を介して出力することにより、
チャンネルＣＨ２のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽
出された後、復調器１１−２に出力される。また、ＮＰ
Ｆ３３１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３
３２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ１の
データ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器
１１−１に出力される。ＰＰＦ３４１から出力される複
素数のデータ信号はＤＳＣ３４２を介して出力すること
により、チャンネルＣＨ８のデータ信号のみが帯域ろ波
されて抽出された後、復調器１１−８に出力される。ま
た、ＮＰＦ３５１から出力される複素数のデータ信号は
ＤＳＣ３５２を介して出力することにより、チャンネル
ＣＨ７のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された
後、復調器１１−７に出力される。ＰＰＦ３６１から出
力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３６２を介して出
力することにより、チャンネルＣＨ６のデータ信号のみ
が帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−６に出力
される。また、ＮＰＦ３７１から出力される複素数のデ
ータ信号はＤＳＣ３７２を介して出力することにより、
チャンネルＣＨ５のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽
出された後、復調器１１−５に出力される。
て、ＰＰＦ３０１から出力される複素数のデータ信号は
ＤＳＣ３０２を介して出力することにより、チャンネル
ＣＨ４のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された
後、復調器１１−４に出力される。また、ＮＰＦ３１１
から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３１２を介
して出力することにより、チャンネルＣＨ３のデータ信
号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−３
に出力される。ＰＰＦ３２１から出力される複素数のデ
ータ信号はＤＳＣ３２２を介して出力することにより、
チャンネルＣＨ２のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽
出された後、復調器１１−２に出力される。また、ＮＰ
Ｆ３３１から出力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３
３２を介して出力することにより、チャンネルＣＨ１の
データ信号のみが帯域ろ波されて抽出された後、復調器
１１−１に出力される。ＰＰＦ３４１から出力される複
素数のデータ信号はＤＳＣ３４２を介して出力すること
により、チャンネルＣＨ８のデータ信号のみが帯域ろ波
されて抽出された後、復調器１１−８に出力される。ま
た、ＮＰＦ３５１から出力される複素数のデータ信号は
ＤＳＣ３５２を介して出力することにより、チャンネル
ＣＨ７のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽出された
後、復調器１１−７に出力される。ＰＰＦ３６１から出
力される複素数のデータ信号はＤＳＣ３６２を介して出
力することにより、チャンネルＣＨ６のデータ信号のみ
が帯域ろ波されて抽出された後、復調器１１−６に出力
される。また、ＮＰＦ３７１から出力される複素数のデ
ータ信号はＤＳＣ３７２を介して出力することにより、
チャンネルＣＨ５のデータ信号のみが帯域ろ波されて抽
出された後、復調器１１−５に出力される。
【００６３】従って、例えば、ＰＰＦ３２１からの出力
データ信号は、図８（ａ）に示すように、０から８ｆ0
までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ２の帯域
信号成分となり、次段のＤＳＣ３２２からの出力データ
信号は、図８（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0まで
の正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ２の帯域信号
成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペ
クトルを有する。また、例えば、ＮＰＦ３３１からの出
力データ信号は、図８（ｂ）に示すように、０から−８
ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１の
帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ３３２からの出力デ
ータ信号は、図８（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ
0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１の帯
域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされ
たスペクトルを有する。他のチャンネルのデータ信号の
成分は同様に処理され、各ＤＳＣ３０２，３１２，３２
２，３３２，３４２，３５２，３６２，３７２から復調
器１１−ｍ（ｍ＝１，２，…８）には、各チャンネルＣ
Ｈｍの帯域信号成分のみが出力されることになる。
データ信号は、図８（ａ）に示すように、０から８ｆ0
までの正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ２の帯域
信号成分となり、次段のＤＳＣ３２２からの出力データ
信号は、図８（ｃ）に示すように、０から１６ｆ0まで
の正の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ２の帯域信号
成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされたスペ
クトルを有する。また、例えば、ＮＰＦ３３１からの出
力データ信号は、図８（ｂ）に示すように、０から−８
ｆ0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１の
帯域信号成分となり、次段のＤＳＣ３３２からの出力デ
ータ信号は、図８（ｄ）に示すように、０から−１６ｆ
0までの負の周波数帯域を有するチャンネルＣＨ１の帯
域信号成分が±１６ｆ0ずつシフトさせて繰り返えされ
たスペクトルを有する。他のチャンネルのデータ信号の
成分は同様に処理され、各ＤＳＣ３０２，３１２，３２
２，３３２，３４２，３５２，３６２，３７２から復調
器１１−ｍ（ｍ＝１，２，…８）には、各チャンネルＣ
Ｈｍの帯域信号成分のみが出力されることになる。
【００６４】図３において、各レベル検出器１０３，１
１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３０３，３１
３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６３，３７３
は同一の構成を有し、入力される複素数の信号の振幅値
を演算して演算結果を信号レベル信号として出力する。
各ＤＳＣ１０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２
３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５
２，３６２，３７２から出力される各データ信号はそれ
ぞれレベル検出器１０３，１１３，２０３，２１３，２
２３，２３３，３０３，３１３，３２３，３３３，３４
３，３５３，３６３，３７３に入力され、各レベル検出
器１０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，
３０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３
６３，３７３から出力される各信号レベル信号はフィル
タバンク動作コントローラ１００に入力される。これに
応答して、フィルタバンク動作コントローラ１００は、
信号レベル信号が０となった（すなわち、信号が無くオ
フである）状態のときに、それを検出したＤＳＣ以降の
回路における動作を不動作制御信号によりディスエーブ
ルして停止するとともに、対応する復調器１１から出力
される復調データ信号の符号を００とする（この００は
所定の別の符号であってもよい。）。この不動作制御信
号による動作により、それを検出したＤＳＣ以降の回路
に対する供給電源電流を０とすることにより、消費電流
を節約することができる。
１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３０３，３１
３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６３，３７３
は同一の構成を有し、入力される複素数の信号の振幅値
を演算して演算結果を信号レベル信号として出力する。
各ＤＳＣ１０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２
３２，３０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５
２，３６２，３７２から出力される各データ信号はそれ
ぞれレベル検出器１０３，１１３，２０３，２１３，２
２３，２３３，３０３，３１３，３２３，３３３，３４
３，３５３，３６３，３７３に入力され、各レベル検出
器１０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，
３０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３
６３，３７３から出力される各信号レベル信号はフィル
タバンク動作コントローラ１００に入力される。これに
応答して、フィルタバンク動作コントローラ１００は、
信号レベル信号が０となった（すなわち、信号が無くオ
フである）状態のときに、それを検出したＤＳＣ以降の
回路における動作を不動作制御信号によりディスエーブ
ルして停止するとともに、対応する復調器１１から出力
される復調データ信号の符号を００とする（この００は
所定の別の符号であってもよい。）。この不動作制御信
号による動作により、それを検出したＤＳＣ以降の回路
に対する供給電源電流を０とすることにより、消費電流
を節約することができる。
【００６５】以上のチャンネル分離用フィルタバンク１
０においては、３段構成のフィルタバンクについて述べ
ているが、本発明はこれに限らず、１段、２段又は４段
以上の構成のフィルタバンクを構成してもよい。ＰＰＦ
とＮＰＦのフィルタ対で構成した場合、ｎ段のフィルタ
バンクは、２n個のチャンネルを分離することできる
が、２段目以降においてＰＰＦ又はＮＰＦの片方を省略
することにより、２n個以外の任意の複数のチャンネル
を分離することができるように構成できる。以上の実施
形態のチャンネル分離用フィルタバンク１０において
は、ＱＰＳＫ変調信号のためのチャンネル分離用フィル
タバンク１０について述べているが、本発明はこれに限
らず、ＦＳＫやＱＡＭなどの他の変調信号又は搬送波信
号などの非変調信号のチャンネルを分離するために用い
ることができる。
０においては、３段構成のフィルタバンクについて述べ
ているが、本発明はこれに限らず、１段、２段又は４段
以上の構成のフィルタバンクを構成してもよい。ＰＰＦ
とＮＰＦのフィルタ対で構成した場合、ｎ段のフィルタ
バンクは、２n個のチャンネルを分離することできる
が、２段目以降においてＰＰＦ又はＮＰＦの片方を省略
することにより、２n個以外の任意の複数のチャンネル
を分離することができるように構成できる。以上の実施
形態のチャンネル分離用フィルタバンク１０において
は、ＱＰＳＫ変調信号のためのチャンネル分離用フィル
タバンク１０について述べているが、本発明はこれに限
らず、ＦＳＫやＱＡＭなどの他の変調信号又は搬送波信
号などの非変調信号のチャンネルを分離するために用い
ることができる。
【００６６】＜復調器１１の構成＞図４を参照して、図
１の復調器１１−１乃至１１−８の構成について説明す
る。復調器１１−１乃至１１−８の各構成は同一である
ので、以下では、１つの復調器１１について説明する。
当該復調器１１は、図４に示すように、周波数変換部１
１ａと、信号復調部１１ｂとから構成される。
１の復調器１１−１乃至１１−８の構成について説明す
る。復調器１１−１乃至１１−８の各構成は同一である
ので、以下では、１つの復調器１１について説明する。
当該復調器１１は、図４に示すように、周波数変換部１
１ａと、信号復調部１１ｂとから構成される。
【００６７】周波数変換部１１ａは、２個の混合器４０
１ａ，４０１ｂ、局部発振周波数８ｆ0の局部発振信号
を発生する局部発振器４０２、π／２移相器４０３、そ
れぞれ０から±８ｆ0までの周波数成分を低域ろ波する
２個のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂとから構成され、図１
の周波数変換部１２と同様に、図９の（ａ）及び（ｂ）
に示すように、入力されるデータ信号を出力されるデー
タ信号における各チャンネルの帯域信号成分の中心が周
波数０となるように、すなわち、局部発振周波数８ｆ0
を用いて周波数変換する。周波数変換後の複素数のデー
タ信号は、ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから信号復調部１
１ｂのＤＳＣ４１１に出力される。
１ａ，４０１ｂ、局部発振周波数８ｆ0の局部発振信号
を発生する局部発振器４０２、π／２移相器４０３、そ
れぞれ０から±８ｆ0までの周波数成分を低域ろ波する
２個のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂとから構成され、図１
の周波数変換部１２と同様に、図９の（ａ）及び（ｂ）
に示すように、入力されるデータ信号を出力されるデー
タ信号における各チャンネルの帯域信号成分の中心が周
波数０となるように、すなわち、局部発振周波数８ｆ0
を用いて周波数変換する。周波数変換後の複素数のデー
タ信号は、ＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂから信号復調部１
１ｂのＤＳＣ４１１に出力される。
【００６８】信号復調部１１ｂの前段の部分（ＮＰＦ４
１６、ＰＰＦ４２６、ＮＰＦ４３６又はＰＰＦ４４６ま
で）は、図２の構成と比較して分かるように、周波数帯
域成分を分離するための回路であり、図２の回路におけ
るチャンネルＣＨ３乃至ＣＨ６をチャンネル分離するた
めの回路に対応する。ここで、各ＰＰＦ４２２，４２
４，４２６，４４６は互いに同一の規格、すなわち、図
１９に示す周波数ｆ＝ω／２π軸上で０からπまでの同
一の正の通過帯域を有して構成され、入力された複素数
のデータ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域
通過させて出力する。また、各ＮＰＦ４１２，４１４，
４１６，４３６は互いに同一の規格、すなわち、図１９
に示す周波数ｆ＝ω／２π軸上で０から−πまでの同一
の負の通過帯域を有して構成され、入力された複素数の
データ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通
過させて出力する。さらに、各ＤＳＣ４１１，４１３，
４１５，４２３，４２５は、互いに同一の規格で構成さ
れ、入力された複素数のデータ信号をＭｄ＝２のダウン
サンプリング処理を実行して処理後の信号を出力する。
ここで、Ｍｄ＝２のダウンサンプリング処理において
は、詳細後述したように、入力されるデータ信号を１個
ずつおきにダウンサンプリングすることにより、出力さ
れるデータ信号は、入力されるデータ信号に比較して振
幅値が１／２になりかつ各チャンネルの帯域が２倍にな
るとともに、±πずつシフトさせて繰り返したスペクト
ルを有する。
１６、ＰＰＦ４２６、ＮＰＦ４３６又はＰＰＦ４４６ま
で）は、図２の構成と比較して分かるように、周波数帯
域成分を分離するための回路であり、図２の回路におけ
るチャンネルＣＨ３乃至ＣＨ６をチャンネル分離するた
めの回路に対応する。ここで、各ＰＰＦ４２２，４２
４，４２６，４４６は互いに同一の規格、すなわち、図
１９に示す周波数ｆ＝ω／２π軸上で０からπまでの同
一の正の通過帯域を有して構成され、入力された複素数
のデータ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域
通過させて出力する。また、各ＮＰＦ４１２，４１４，
４１６，４３６は互いに同一の規格、すなわち、図１９
に示す周波数ｆ＝ω／２π軸上で０から−πまでの同一
の負の通過帯域を有して構成され、入力された複素数の
データ信号を当該正の通過帯域の信号成分のみを帯域通
過させて出力する。さらに、各ＤＳＣ４１１，４１３，
４１５，４２３，４２５は、互いに同一の規格で構成さ
れ、入力された複素数のデータ信号をＭｄ＝２のダウン
サンプリング処理を実行して処理後の信号を出力する。
ここで、Ｍｄ＝２のダウンサンプリング処理において
は、詳細後述したように、入力されるデータ信号を１個
ずつおきにダウンサンプリングすることにより、出力さ
れるデータ信号は、入力されるデータ信号に比較して振
幅値が１／２になりかつ各チャンネルの帯域が２倍にな
るとともに、±πずつシフトさせて繰り返したスペクト
ルを有する。
【００６９】図４において、π／４シフトＱＰＳＫ変調
信号のピークは図１８に示すように−π／２から＋π／
２までの範囲にあるので、ＤＳＣ４１１は、周波数軸上
で２倍するために、入力データ信号をＭｄ＝２のダウン
サンプリング処理を実行して、処理後のデータ信号をＮ
ＰＦ４１２及びＰＰＦ４２２に出力する。そして、ＮＰ
Ｆ４１２から出力されるデータ信号はＤＳＣ４１３、Ｎ
ＰＦ４１４及びＤＳＣ４１５とを介してＮＰＦ４１６及
びＰＰＦ４２６に出力される。一方、ＰＰＦ４２２から
出力されるデータ信号はＤＳＣ４２３、ＰＰＦ４２４及
びＤＳＣ４２５を介してＮＰＦ４３６及びＰＰＦ４４６
に出力される。ここで、ＰＰＦ４２２及びＰＰＦ４２４
は正の正規化周波数側に位置する符号００の信号成分の
ピークと符号０１の信号成分のピークを分離抽出するた
めに用いられる一方、ＮＰＦ４１２及び４１４は負の正
規化周波数側に位置する符号１１の信号成分のピークと
符号１０の信号成分のピークを分離抽出するために用い
られる。ここで、２段のＰＰＦ４２２及びＰＰＦ４２４
又はＮＰＦ４１２及び４１４を用いているのは、４つの
ピークが図１８に示すように正規化周波数０に近接して
存在しているためである。そして、ＮＰＦ４１６、ＰＰ
Ｆ４２６、ＮＰＦ４３６、及びＰＰＦ４４６によりそれ
ぞれ符号１１、１０、０１及び００の信号成分のピーク
を帯域ろ波することができる。
信号のピークは図１８に示すように−π／２から＋π／
２までの範囲にあるので、ＤＳＣ４１１は、周波数軸上
で２倍するために、入力データ信号をＭｄ＝２のダウン
サンプリング処理を実行して、処理後のデータ信号をＮ
ＰＦ４１２及びＰＰＦ４２２に出力する。そして、ＮＰ
Ｆ４１２から出力されるデータ信号はＤＳＣ４１３、Ｎ
ＰＦ４１４及びＤＳＣ４１５とを介してＮＰＦ４１６及
びＰＰＦ４２６に出力される。一方、ＰＰＦ４２２から
出力されるデータ信号はＤＳＣ４２３、ＰＰＦ４２４及
びＤＳＣ４２５を介してＮＰＦ４３６及びＰＰＦ４４６
に出力される。ここで、ＰＰＦ４２２及びＰＰＦ４２４
は正の正規化周波数側に位置する符号００の信号成分の
ピークと符号０１の信号成分のピークを分離抽出するた
めに用いられる一方、ＮＰＦ４１２及び４１４は負の正
規化周波数側に位置する符号１１の信号成分のピークと
符号１０の信号成分のピークを分離抽出するために用い
られる。ここで、２段のＰＰＦ４２２及びＰＰＦ４２４
又はＮＰＦ４１２及び４１４を用いているのは、４つの
ピークが図１８に示すように正規化周波数０に近接して
存在しているためである。そして、ＮＰＦ４１６、ＰＰ
Ｆ４２６、ＮＰＦ４３６、及びＰＰＦ４４６によりそれ
ぞれ符号１１、１０、０１及び００の信号成分のピーク
を帯域ろ波することができる。
【００７０】ＮＰＦ４１６から出力される複素数のデー
タ信号はレベル検出器４１７に入力されてその振幅値が
演算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器
４１８の非反転入力端子に入力される。また、ＰＰＦ４
２６から出力される複素数のデータ信号はレベル検出器
４２７に入力されてその振幅値が演算された後、演算結
果を示す信号レベル信号が比較器４２８の非反転入力端
子に入力される。さらに、ＮＰＦ４３６から出力される
複素数のデータ信号はレベル検出器４３７に入力されて
その振幅値が演算された後、演算結果を示す信号レベル
信号が比較器４３８の非反転入力端子に入力される。さ
らにまた、ＰＰＦ４４６から出力される複素数のデータ
信号はレベル検出器４４７に入力されてその振幅値が演
算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器４
４８の非反転入力端子に入力される。
タ信号はレベル検出器４１７に入力されてその振幅値が
演算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器
４１８の非反転入力端子に入力される。また、ＰＰＦ４
２６から出力される複素数のデータ信号はレベル検出器
４２７に入力されてその振幅値が演算された後、演算結
果を示す信号レベル信号が比較器４２８の非反転入力端
子に入力される。さらに、ＮＰＦ４３６から出力される
複素数のデータ信号はレベル検出器４３７に入力されて
その振幅値が演算された後、演算結果を示す信号レベル
信号が比較器４３８の非反転入力端子に入力される。さ
らにまた、ＰＰＦ４４６から出力される複素数のデータ
信号はレベル検出器４４７に入力されてその振幅値が演
算された後、演算結果を示す信号レベル信号が比較器４
４８の非反転入力端子に入力される。
【００７１】ここで、各比較器４１８，４２８，４３
８，４４８の各反転入力端子は接地され、すなわち０の
データ信号が入力され、従って、各比較器４１８，４２
８，４３８，４４８は各符号を示すピークが存在するか
否かを検出し、検出したときはＨレベルの検出信号を符
号識別器４５０に出力する一方、検出しないときＬレベ
ルの検出信号を符号識別器４５０に出力する。各レベル
検出器４１７，４２７，４３８，４４７から出力される
信号レベル信号は加算器４５１に入力されて加算された
後、加算結果を示す信号が基準クロック再生回路４５２
に入力される。これに応答して、基準クロック再生回路
４５２は、入力される加算結果の信号に基づいて、ピー
クが存在する時間位置を基準クロックの立ち上がりで示
す基準クロックを再生して符号識別器４５０に出力す
る。符号識別器４５０は、基準クロックの立ち上がり時
に、比較器４１８からＨレベルの検出信号が入力される
とき、符号１１の復調データ信号を出力し、比較器４２
８からＨレベルの検出信号が入力されるとき、符号１０
の復調データ信号を出力し、比較器４３８からＨレベル
の検出信号が入力されるとき、符号０１の復調データ信
号を出力し、比較器４４８からＨレベルの検出信号が入
力されるとき、符号００の復調データ信号を出力する。
８，４４８の各反転入力端子は接地され、すなわち０の
データ信号が入力され、従って、各比較器４１８，４２
８，４３８，４４８は各符号を示すピークが存在するか
否かを検出し、検出したときはＨレベルの検出信号を符
号識別器４５０に出力する一方、検出しないときＬレベ
ルの検出信号を符号識別器４５０に出力する。各レベル
検出器４１７，４２７，４３８，４４７から出力される
信号レベル信号は加算器４５１に入力されて加算された
後、加算結果を示す信号が基準クロック再生回路４５２
に入力される。これに応答して、基準クロック再生回路
４５２は、入力される加算結果の信号に基づいて、ピー
クが存在する時間位置を基準クロックの立ち上がりで示
す基準クロックを再生して符号識別器４５０に出力す
る。符号識別器４５０は、基準クロックの立ち上がり時
に、比較器４１８からＨレベルの検出信号が入力される
とき、符号１１の復調データ信号を出力し、比較器４２
８からＨレベルの検出信号が入力されるとき、符号１０
の復調データ信号を出力し、比較器４３８からＨレベル
の検出信号が入力されるとき、符号０１の復調データ信
号を出力し、比較器４４８からＨレベルの検出信号が入
力されるとき、符号００の復調データ信号を出力する。
【００７２】以上の復調器１１において、ＤＳＣ４１３
及び４２３の後段にそれぞれ、図３のチャンネル分離用
フィルタバンク１０と同様にレベル検出器４６１，４６
２を設け、信号復調部動作コントローラ４７０により、
ＤＳＣ４１３の出力において信号が存在しないときは、
不動作制御信号を用いてＮＰＦ４１４から後段の回路の
動作を停止する一方、ＤＳＣ４２３の出力において信号
が存在しないときは、不動作制御信号を用いてＰＰＦ４
２４から後段の回路の動作を停止する。
及び４２３の後段にそれぞれ、図３のチャンネル分離用
フィルタバンク１０と同様にレベル検出器４６１，４６
２を設け、信号復調部動作コントローラ４７０により、
ＤＳＣ４１３の出力において信号が存在しないときは、
不動作制御信号を用いてＮＰＦ４１４から後段の回路の
動作を停止する一方、ＤＳＣ４２３の出力において信号
が存在しないときは、不動作制御信号を用いてＰＰＦ４
２４から後段の回路の動作を停止する。
【００７３】図４の比較器４１８，４２８，４３８，４
４８において、信号の存在を検出するしきい値として０
レベルを用いているが、本発明はこれに限らず、０に近
い正の数を用いてもよい。以上の復調器１１において、
ＮＰＦ４１２からＤＳＣ４１５までの２段のフィルタバ
ンク構成とし、ＰＰＦ４２２からＤＳＣ４２５までの２
段のフィルタバンク構成としているが、本発明はこれに
限らず、それぞれ１段のフィルタバンク構成としてもよ
い。この場合、１段のフィルタバンクの最後のＤＳＣの
後段にレベル検出器を設け、当該ＤＳＣの出力において
信号が存在しないときは、当該ＤＳＣの後段以降の回路
の動作を停止する。また、ＤＳＣ４１１は、ＰＳＫ変調
信号のスペクトラム特性に応じて不要なときは省略して
もよい。
４８において、信号の存在を検出するしきい値として０
レベルを用いているが、本発明はこれに限らず、０に近
い正の数を用いてもよい。以上の復調器１１において、
ＮＰＦ４１２からＤＳＣ４１５までの２段のフィルタバ
ンク構成とし、ＰＰＦ４２２からＤＳＣ４２５までの２
段のフィルタバンク構成としているが、本発明はこれに
限らず、それぞれ１段のフィルタバンク構成としてもよ
い。この場合、１段のフィルタバンクの最後のＤＳＣの
後段にレベル検出器を設け、当該ＤＳＣの出力において
信号が存在しないときは、当該ＤＳＣの後段以降の回路
の動作を停止する。また、ＤＳＣ４１１は、ＰＳＫ変調
信号のスペクトラム特性に応じて不要なときは省略して
もよい。
【００７４】なお、以上の本実施形態では、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式を用いているが、ＢＰＳＫ、ＱＰＳ
Ｋ、１６値ＰＳＫ、２５６値ＰＳＫ又はシフト動作や差
動動作をしないなどの他のＰＳＫ変調方式でも本実施形
態と同様に符号に応じてピークの周波数が変化するの
で、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳ
Ｋ、１６値ＰＳＫ、２５６値ＰＳＫなどの他のＰＳＫ変
調方式でも復調器１１と同様に復調器を構成することが
できる。以上の実施形態においては、８個のチャンネル
を有する無線システムについて述べているが、本発明は
これに限らず、互いに帯域が分離された複数のチャンネ
ルを有する無線システムに適用することができる。
トＱＰＳＫ変調方式を用いているが、ＢＰＳＫ、ＱＰＳ
Ｋ、１６値ＰＳＫ、２５６値ＰＳＫ又はシフト動作や差
動動作をしないなどの他のＰＳＫ変調方式でも本実施形
態と同様に符号に応じてピークの周波数が変化するの
で、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳ
Ｋ、１６値ＰＳＫ、２５６値ＰＳＫなどの他のＰＳＫ変
調方式でも復調器１１と同様に復調器を構成することが
できる。以上の実施形態においては、８個のチャンネル
を有する無線システムについて述べているが、本発明は
これに限らず、互いに帯域が分離された複数のチャンネ
ルを有する無線システムに適用することができる。
【００７５】＜フィルタバンク処理＞最後に、図２のチ
ャンネル分離用フィルタバンク１０を、プログラム格納
用ＲＯＭとワークエリア用ＲＡＭとを備えたディジタル
シグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという。）で構成し
て、フィルタバンク処理をソフトウエアで実現したとき
の制御フローについて説明する。図２２及び図２３は、
メインルーチンのフィルタバンク処理の一例を示すフロ
ーチャートである。当該フィルタバンク処理では、入力
信号データがその実数部（Ｉチャンネル信号）ＡＲ
（ｉ，ｊ）及びその虚数部（Ｑチャンネル信号）ＡＩ
（ｉ，ｊ）とに分割されてパラレルに入力され、フィル
タバンク処理後の出力信号データはその実数部（Ｉチャ
ンネル信号）ＢＲ（ｉ，ｊ）及びその虚数部（Ｑチャン
ネル信号）ＢＩ（ｉ，ｊ）とに分割されてパラレルに出
力され、ここで、ｉはフレーム番号であり、ｊは各フレ
ーム内のデータ番号である。また、当該フィルタバンク
処理では、１フレーム当たり５１２個のデータを有する
１０２４フレームの入力信号データに対して一括して処
理を実行する。
ャンネル分離用フィルタバンク１０を、プログラム格納
用ＲＯＭとワークエリア用ＲＡＭとを備えたディジタル
シグナルプロセッサ（以下、ＤＳＰという。）で構成し
て、フィルタバンク処理をソフトウエアで実現したとき
の制御フローについて説明する。図２２及び図２３は、
メインルーチンのフィルタバンク処理の一例を示すフロ
ーチャートである。当該フィルタバンク処理では、入力
信号データがその実数部（Ｉチャンネル信号）ＡＲ
（ｉ，ｊ）及びその虚数部（Ｑチャンネル信号）ＡＩ
（ｉ，ｊ）とに分割されてパラレルに入力され、フィル
タバンク処理後の出力信号データはその実数部（Ｉチャ
ンネル信号）ＢＲ（ｉ，ｊ）及びその虚数部（Ｑチャン
ネル信号）ＢＩ（ｉ，ｊ）とに分割されてパラレルに出
力され、ここで、ｉはフレーム番号であり、ｊは各フレ
ーム内のデータ番号である。また、当該フィルタバンク
処理では、１フレーム当たり５１２個のデータを有する
１０２４フレームの入力信号データに対して一括して処
理を実行する。
【００７６】図２２に示すように、ステップＳ１におい
て初期化処理が実行される。ここで、フィルタバンク１
０の総段数Ｉｓに３が代入され、フレームの最大個数ｂ
ｓｔに１０２４が代入され、１フレームに含まれるデー
タ数Ｎに５１２が代入され、フィルタ長（ＰＰＦ及びＮ
ＰＦの各フィルタ長に対応する。）Ｍに１２が代入され
る。また、前のバーストフレームの後部データがリアル
タイム処理用としてフィルタ長Ｍだけ保存されるリアル
タイム処理用信号データの実数部ＹＲ（ｉ，ｊ，ｋ）及
びその虚数部ＹＩ（ｉ，ｊ，ｋ）がともに０に初期化さ
れる。次いで、ステップＳ２において、フレーム数計数
用状態変数パラメータｂｓが０に初期化される。さら
に、ステップＳ３では、各段毎に存在するフィルタの個
数ｆｓに上記Ｎが代入され、各段に存在するフィルタ対
（本実施形態では、ＰＰＦとＮＰＦの対をフィルタ対と
いう。）の個数ｆｃの中で実際に含まれるフィルタ対の
数ｆのパラメータに１が代入される。次いで、ステップ
Ｓ４では、フィルタバンク段数計数用状態変数パラメー
タＩが０に初期化される。ステップＳ５では、２Iを計
算してフィルタ対の個数パラメータｆｃに代入し、ステ
ップＳ６において各段におけるフィルタ対の数の計数用
状態変数パラメータｋを０に初期化する。
て初期化処理が実行される。ここで、フィルタバンク１
０の総段数Ｉｓに３が代入され、フレームの最大個数ｂ
ｓｔに１０２４が代入され、１フレームに含まれるデー
タ数Ｎに５１２が代入され、フィルタ長（ＰＰＦ及びＮ
ＰＦの各フィルタ長に対応する。）Ｍに１２が代入され
る。また、前のバーストフレームの後部データがリアル
タイム処理用としてフィルタ長Ｍだけ保存されるリアル
タイム処理用信号データの実数部ＹＲ（ｉ，ｊ，ｋ）及
びその虚数部ＹＩ（ｉ，ｊ，ｋ）がともに０に初期化さ
れる。次いで、ステップＳ２において、フレーム数計数
用状態変数パラメータｂｓが０に初期化される。さら
に、ステップＳ３では、各段毎に存在するフィルタの個
数ｆｓに上記Ｎが代入され、各段に存在するフィルタ対
（本実施形態では、ＰＰＦとＮＰＦの対をフィルタ対と
いう。）の個数ｆｃの中で実際に含まれるフィルタ対の
数ｆのパラメータに１が代入される。次いで、ステップ
Ｓ４では、フィルタバンク段数計数用状態変数パラメー
タＩが０に初期化される。ステップＳ５では、２Iを計
算してフィルタ対の個数パラメータｆｃに代入し、ステ
ップＳ６において各段におけるフィルタ対の数の計数用
状態変数パラメータｋを０に初期化する。
【００７７】そして、ステップＳ７では、入力データセ
ット処理が実行される。この処理では、データをバース
ト単位で処理を実行しているので、見かけ上連続したデ
ータとするために前のバーストで前送したデータの後部
（フィルタ長）をヘッダとして現在のデータに付加し入
力データを構成するという処理が実行される。次いで、
ステップＳ８では、畳み込み積分処理が実行され、ここ
では、畳み込み積分のための積和演算を実行するととも
に、入力信号のエネルギー値を演算し、さらには、演算
されたエネルギー値に基づいて、信号が存在するか否か
を判断するために所定のしきい値Ｔｈｒ（当該しきい値
は、好ましくは、０又は０に近い正数値が予めセットさ
れる。）との比較を実行して以下のソフトウエアの処理
を実行するか否かを示すオン／オフ情報を入力する。さ
らに、ステップＳ９では、パラメータｋが設定値ｆ以上
であるか否かを判断し、設定値ｆ未満であればステップ
Ｓ１０でｋを１だけインクリメントしてステップＳ７に
戻り、上記の処理を続ける。
ット処理が実行される。この処理では、データをバース
ト単位で処理を実行しているので、見かけ上連続したデ
ータとするために前のバーストで前送したデータの後部
（フィルタ長）をヘッダとして現在のデータに付加し入
力データを構成するという処理が実行される。次いで、
ステップＳ８では、畳み込み積分処理が実行され、ここ
では、畳み込み積分のための積和演算を実行するととも
に、入力信号のエネルギー値を演算し、さらには、演算
されたエネルギー値に基づいて、信号が存在するか否か
を判断するために所定のしきい値Ｔｈｒ（当該しきい値
は、好ましくは、０又は０に近い正数値が予めセットさ
れる。）との比較を実行して以下のソフトウエアの処理
を実行するか否かを示すオン／オフ情報を入力する。さ
らに、ステップＳ９では、パラメータｋが設定値ｆ以上
であるか否かを判断し、設定値ｆ未満であればステップ
Ｓ１０でｋを１だけインクリメントしてステップＳ７に
戻り、上記の処理を続ける。
【００７８】一方、ステップＳ９でパラメータｋが設定
値ｆ以上であるときは、所定のフィルタ対の処理の実行
が完了したと判断して、ステップＳ１１でダウンサンプ
リング処理が実行され、ここでは、入力信号を２個おき
にサンプリングすることにより、ダウンサンプリング処
理が行われる。次いで、ステップＳ１２で、パラメータ
Ｉが設定値Ｉｓ以上であるか否かが判断され、設定値Ｉ
ｓ未満であるときはステップＳ１３でパラメータＩが１
だけインクリメントされて、ステップＳ５に進み、上記
の処理が繰り返される。
値ｆ以上であるときは、所定のフィルタ対の処理の実行
が完了したと判断して、ステップＳ１１でダウンサンプ
リング処理が実行され、ここでは、入力信号を２個おき
にサンプリングすることにより、ダウンサンプリング処
理が行われる。次いで、ステップＳ１２で、パラメータ
Ｉが設定値Ｉｓ以上であるか否かが判断され、設定値Ｉ
ｓ未満であるときはステップＳ１３でパラメータＩが１
だけインクリメントされて、ステップＳ５に進み、上記
の処理が繰り返される。
【００７９】一方、ステップＳ１２で設定値Ｉｓ以上で
あるときは、図２３のステップＳ１４に進み、出力デー
タセット処理が実行され、当該処理では、ダウンサンプ
リング処理によって得られた中間信号データの実数部Ｄ
Ｒ（フィルタ対番号，データ番号）、及びその虚数部Ｄ
Ｉ（フィルタ対番号，データ番号）をそれぞれ、出力信
号データの実数部ＢＲ（フレーム番号，フィルタ対番
号，データ番号）及びその虚数部ＢＩ（フレーム番号，
フィルタ対番号，データ番号）に置き換える処理を実行
する。次いで、ステップＳ１５では、パラメータｂｓが
設定値ｂｓｔ以上であるか否かが判断され、設定値ｂｓ
ｔ未満であるときはステップＳ１７でパラメータｂｓを
１だけインクリメントして図２２のステップＳ３に戻り
上記の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１５で、パラ
メータｂｓが設定値以上であるときは、ステップＳ１６
において出力信号データＢＲ（ｉ，ｊ）及びＢＩ（ｉ，
ｊ）を復調器１１に出力する。
あるときは、図２３のステップＳ１４に進み、出力デー
タセット処理が実行され、当該処理では、ダウンサンプ
リング処理によって得られた中間信号データの実数部Ｄ
Ｒ（フィルタ対番号，データ番号）、及びその虚数部Ｄ
Ｉ（フィルタ対番号，データ番号）をそれぞれ、出力信
号データの実数部ＢＲ（フレーム番号，フィルタ対番
号，データ番号）及びその虚数部ＢＩ（フレーム番号，
フィルタ対番号，データ番号）に置き換える処理を実行
する。次いで、ステップＳ１５では、パラメータｂｓが
設定値ｂｓｔ以上であるか否かが判断され、設定値ｂｓ
ｔ未満であるときはステップＳ１７でパラメータｂｓを
１だけインクリメントして図２２のステップＳ３に戻り
上記の処理を繰り返す。一方、ステップＳ１５で、パラ
メータｂｓが設定値以上であるときは、ステップＳ１６
において出力信号データＢＲ（ｉ，ｊ）及びＢＩ（ｉ，
ｊ）を復調器１１に出力する。
【００８０】＜入力データセット処理＞図２４及び図２
５は、図２２の入力データセット処理を示すフローチャ
ートである。当該処理において用いるデータ配列の構成
は以下の通りである。 （ａ）入力信号データの実数部ＡＲ（フレーム番号，デ
ータ番号）、（ｂ）入力信号データの虚数部ＡＩ（フレ
ーム番号，データ番号）、（ｃ）中間信号データの実数
部ＤＲ（フィルタ対番号，データ番号）、（ｄ）中間信
号データの虚数部ＤＩ（フィルタ対番号，データ番
号）、（ｅ）リアルタイム処理用信号データの実数部Ｙ
Ｒ（段数番号，フィルタ対番号，データ番号）、（ｆ）
リアルタイム処理用信号データの虚数部ＹＩ（段数番
号，フィルタ対番号，データ番号）、（ｇ）畳み込み積
分用信号データの実数部ＸＲ（データ番号）、（ｈ）畳
み込み積分用信号データの虚数部ＸＩ（データ番号）、
（ｉ）段数状態変数パラメータＩ、（ｊ）各段のフィル
タ対の数の状態変数パラメータｋ、及び（ｋ）フィルタ
長Ｍ。
５は、図２２の入力データセット処理を示すフローチャ
ートである。当該処理において用いるデータ配列の構成
は以下の通りである。 （ａ）入力信号データの実数部ＡＲ（フレーム番号，デ
ータ番号）、（ｂ）入力信号データの虚数部ＡＩ（フレ
ーム番号，データ番号）、（ｃ）中間信号データの実数
部ＤＲ（フィルタ対番号，データ番号）、（ｄ）中間信
号データの虚数部ＤＩ（フィルタ対番号，データ番
号）、（ｅ）リアルタイム処理用信号データの実数部Ｙ
Ｒ（段数番号，フィルタ対番号，データ番号）、（ｆ）
リアルタイム処理用信号データの虚数部ＹＩ（段数番
号，フィルタ対番号，データ番号）、（ｇ）畳み込み積
分用信号データの実数部ＸＲ（データ番号）、（ｈ）畳
み込み積分用信号データの虚数部ＸＩ（データ番号）、
（ｉ）段数状態変数パラメータＩ、（ｊ）各段のフィル
タ対の数の状態変数パラメータｋ、及び（ｋ）フィルタ
長Ｍ。
【００８１】図２４に示すように、ステップＳ２１にお
いてフィルタ長計数用パラメータｉが０に初期化された
後、ステップＳ２２において、リアルタイム処理用信号
データの実数部ＹＲ（Ｉ，ｋ，ｉ）が畳み込み積分用信
号データの実数部ＸＲ（ｉ）に代入されるとともに、リ
アルタイム処理用信号データの虚数部ＹＩ（Ｉ，ｋ，
ｉ）が畳み込み積分用信号データの虚数部ＸＩ（ｉ）に
代入される。ここで、リアルタイム処理用信号データＹ
Ｒ（Ｉ，ｋ，ｉ）及びＹＩ（Ｉ，ｋ，ｉ）には、前のバ
ーストフレームの後部データがリアルタイム処理用とし
てフィルタ長Ｍだけ保存されているので、入力データセ
ット処理では、実際の入力信号データＮ個の先頭に前の
バーストフレームデータ通過した入力信号データの最後
尾Ｍ個の信号データが付加され、畳み込み積分用信号デ
ータＸＲ（ｉ）及びＸＩ（ｉ）は（Ｎ＋Ｍ）個のデータ
長を有するデータ配列となる。
いてフィルタ長計数用パラメータｉが０に初期化された
後、ステップＳ２２において、リアルタイム処理用信号
データの実数部ＹＲ（Ｉ，ｋ，ｉ）が畳み込み積分用信
号データの実数部ＸＲ（ｉ）に代入されるとともに、リ
アルタイム処理用信号データの虚数部ＹＩ（Ｉ，ｋ，
ｉ）が畳み込み積分用信号データの虚数部ＸＩ（ｉ）に
代入される。ここで、リアルタイム処理用信号データＹ
Ｒ（Ｉ，ｋ，ｉ）及びＹＩ（Ｉ，ｋ，ｉ）には、前のバ
ーストフレームの後部データがリアルタイム処理用とし
てフィルタ長Ｍだけ保存されているので、入力データセ
ット処理では、実際の入力信号データＮ個の先頭に前の
バーストフレームデータ通過した入力信号データの最後
尾Ｍ個の信号データが付加され、畳み込み積分用信号デ
ータＸＲ（ｉ）及びＸＩ（ｉ）は（Ｎ＋Ｍ）個のデータ
長を有するデータ配列となる。
【００８２】上記ステップＳ２２の処理は、データ番号
ｉがＭとなるまで１ずつインクリメントされてステップ
Ｓ２２及びＳ２４の処理により繰り返し実行される。パ
ラメータｉが設定Ｍとなったときは、ステップＳ２５で
段数状態変数パラメータＩが０であるか否かが判断さ
れ、０であるならば、最初の段のフィルタバンクである
と判断し、ステップＳ２６でパラメータｉに設定Ｍを代
入した後、ステップＳ２７で、入力信号データの実数部
ＡＲ（ｂｓ，ｉ−Ｍ）を畳み込み積分用信号データの実
数部ＸＲ（ｉ）に代入するとともに、入力信号データの
虚数部ＡＩ（ｂｓ，ｉ−Ｍ）を畳み込み積分用信号デー
タの虚数部ＸＩ（ｉ）に代入する。上記ステップＳ２７
の処理は、ステップＳ２８及びＳ２９の処理によりデー
タ番号ｉが（Ｎ＋Ｍ）になるまで１ずつインクリメント
されて繰り返されて実行された後、元のメインルーチン
に戻る。
ｉがＭとなるまで１ずつインクリメントされてステップ
Ｓ２２及びＳ２４の処理により繰り返し実行される。パ
ラメータｉが設定Ｍとなったときは、ステップＳ２５で
段数状態変数パラメータＩが０であるか否かが判断さ
れ、０であるならば、最初の段のフィルタバンクである
と判断し、ステップＳ２６でパラメータｉに設定Ｍを代
入した後、ステップＳ２７で、入力信号データの実数部
ＡＲ（ｂｓ，ｉ−Ｍ）を畳み込み積分用信号データの実
数部ＸＲ（ｉ）に代入するとともに、入力信号データの
虚数部ＡＩ（ｂｓ，ｉ−Ｍ）を畳み込み積分用信号デー
タの虚数部ＸＩ（ｉ）に代入する。上記ステップＳ２７
の処理は、ステップＳ２８及びＳ２９の処理によりデー
タ番号ｉが（Ｎ＋Ｍ）になるまで１ずつインクリメント
されて繰り返されて実行された後、元のメインルーチン
に戻る。
【００８３】ステップＳ２５で段数状態変数パラメータ
Ｉが０でないときは最初の段のフィルタバンクではない
と判断し、図２５のステップＳ３０に進み、パラメータ
ｉに設定値Ｍを代入した後、ステップＳ３１において、
中間信号データの実数部ＤＲ（ｋ，ｉ＋Ｍ）を畳み込み
積分用信号データの実数部ＸＲ（ｉ）に代入するととも
に、中間信号データの虚数部ＤＩ（ｋ，ｉ＋Ｍ）を畳み
込み積分用信号データの虚数部ＸＩ（ｉ）に代入する。
上記ステップＳ３１の処理は、ステップＳ３２及びＳ３
３の処理によりデータ番号ｉが（Ｎ＋Ｍ）になるまで１
ずつインクリメントされて繰り返されて実行された後、
元のメインルーチンに戻る。
Ｉが０でないときは最初の段のフィルタバンクではない
と判断し、図２５のステップＳ３０に進み、パラメータ
ｉに設定値Ｍを代入した後、ステップＳ３１において、
中間信号データの実数部ＤＲ（ｋ，ｉ＋Ｍ）を畳み込み
積分用信号データの実数部ＸＲ（ｉ）に代入するととも
に、中間信号データの虚数部ＤＩ（ｋ，ｉ＋Ｍ）を畳み
込み積分用信号データの虚数部ＸＩ（ｉ）に代入する。
上記ステップＳ３１の処理は、ステップＳ３２及びＳ３
３の処理によりデータ番号ｉが（Ｎ＋Ｍ）になるまで１
ずつインクリメントされて繰り返されて実行された後、
元のメインルーチンに戻る。
【００８４】＜畳み込み積分処理＞図２６及び図２７
は、図２２の畳み込み積分処理を示すフローチャートで
ある。当該畳み込み積分処理において用いられる入出力
の引数は、以下の通りである。 （ａ）ＰＰＦのフィルタ係数の実数部ＨＰＲ（タップ番
号）、（ｂ）ＰＰＦのフィルタ係数の虚数部ＨＰＩ（タ
ップ番号）、（ｃ）ＮＰＦのフィルタ係数の実数部ＨＮ
Ｒ（タップ番号）、（ｄ）ＮＰＦのフィルタ係数の虚数
部ＨＮＩ（タップ番号）、（ｅ）畳み込み積分用信号デ
ータの実数部ＸＲ（データ番号）、（ｆ）畳み込み積分
用信号データの虚数部ＸＩ（データ番号）、（ｈ）リア
ルタイム処理用信号データの実数部ＹＲ（段数番号，フ
ィルタ対番号，データ番号）、（ｉ）リアルタイム処理
用信号データの虚数部ＹＩ（段数番号，フィルタ対番
号，データ番号）、（ｊ）畳み込み積分の出力信号デー
タの実数部ＴＥＲ（フィルタ番号，データ番号）、
（ｋ）畳み込み積分の出力信号データの虚数部ＴＥＩ
（フィルタ番号，データ番号）、（ｌ）ＰＰＦを通過し
た信号エネルギー値Ｅｐ、（ｍ）ＮＰＦを通過した信号
エネルギー値Ｅｎ、（ｎ）各段のフィルタ対の計数用状
態変数パラメータｋ、（ｏ）フィルタ長Ｍ、（ｐ）段数
の状態変数パラメータＩ、及び（ｑ）信号レベルのしき
い値Ｔｈｒ（これは、図４の比較器４１８，４２８，４
３８，４４８の反転入力端子に入力されるしきい値基準
レベルであり、図４では０としているが、ソフトウエア
では、０又は０に近い０でない正の実数値とすることが
好ましい。）。
は、図２２の畳み込み積分処理を示すフローチャートで
ある。当該畳み込み積分処理において用いられる入出力
の引数は、以下の通りである。 （ａ）ＰＰＦのフィルタ係数の実数部ＨＰＲ（タップ番
号）、（ｂ）ＰＰＦのフィルタ係数の虚数部ＨＰＩ（タ
ップ番号）、（ｃ）ＮＰＦのフィルタ係数の実数部ＨＮ
Ｒ（タップ番号）、（ｄ）ＮＰＦのフィルタ係数の虚数
部ＨＮＩ（タップ番号）、（ｅ）畳み込み積分用信号デ
ータの実数部ＸＲ（データ番号）、（ｆ）畳み込み積分
用信号データの虚数部ＸＩ（データ番号）、（ｈ）リア
ルタイム処理用信号データの実数部ＹＲ（段数番号，フ
ィルタ対番号，データ番号）、（ｉ）リアルタイム処理
用信号データの虚数部ＹＩ（段数番号，フィルタ対番
号，データ番号）、（ｊ）畳み込み積分の出力信号デー
タの実数部ＴＥＲ（フィルタ番号，データ番号）、
（ｋ）畳み込み積分の出力信号データの虚数部ＴＥＩ
（フィルタ番号，データ番号）、（ｌ）ＰＰＦを通過し
た信号エネルギー値Ｅｐ、（ｍ）ＮＰＦを通過した信号
エネルギー値Ｅｎ、（ｎ）各段のフィルタ対の計数用状
態変数パラメータｋ、（ｏ）フィルタ長Ｍ、（ｐ）段数
の状態変数パラメータＩ、及び（ｑ）信号レベルのしき
い値Ｔｈｒ（これは、図４の比較器４１８，４２８，４
３８，４４８の反転入力端子に入力されるしきい値基準
レベルであり、図４では０としているが、ソフトウエア
では、０又は０に近い０でない正の実数値とすることが
好ましい。）。
【００８５】図２６に示すように、ステップＳ４１にお
いて、データ数のパラメータｉは０に初期化され、信号
エネルギー値Ｅｐ，Ｅｎがそれぞれ０に初期化される。
次いで、ステップＳ４２において、次の数１６乃至数１
９を用いて積和演算値の実数部ＴＥＲ（２ｋ，ｉ）及び
虚数部ＴＥＩ（２ｋ，ｉ）並びに実数部ＴＥＲ（２ｋ＋
１，ｉ）及び虚数部ＴＥＩ（２ｋ＋１，ｉ）を演算す
る。
いて、データ数のパラメータｉは０に初期化され、信号
エネルギー値Ｅｐ，Ｅｎがそれぞれ０に初期化される。
次いで、ステップＳ４２において、次の数１６乃至数１
９を用いて積和演算値の実数部ＴＥＲ（２ｋ，ｉ）及び
虚数部ＴＥＩ（２ｋ，ｉ）並びに実数部ＴＥＲ（２ｋ＋
１，ｉ）及び虚数部ＴＥＩ（２ｋ＋１，ｉ）を演算す
る。
【００８６】
【数１６】
【数１７】
【数１８】
【数１９】
【００８７】ここで、ＨＰＲ（ｐ）はＰＰＦのフィルタ
計数の実数部であり、ＰＰＦのＲｅ（ｈ（ｐ））に対応
し、ＨＰＩ（ｐ）はＰＰＦのフィルタ計数の虚数部であ
り、ＰＰＦのＩｍ（ｈ（ｐ））に対応する。
計数の実数部であり、ＰＰＦのＲｅ（ｈ（ｐ））に対応
し、ＨＰＩ（ｐ）はＰＰＦのフィルタ計数の虚数部であ
り、ＰＰＦのＩｍ（ｈ（ｐ））に対応する。
【００８８】次いで、ステップＳ４３において信号エネ
ルギー値Ｅｐ，Ｅｎを次の数２０及び数２１を用いて演
算する。ここでは、右辺の計算値を左辺に代入する。
ルギー値Ｅｐ，Ｅｎを次の数２０及び数２１を用いて演
算する。ここでは、右辺の計算値を左辺に代入する。
【００８９】
【数２０】Ｅｐ←Ｅｐ＋ＴＥＲ2（２ｋ，ｉ）＋ＴＥＩ2
（２ｋ，ｉ）
（２ｋ，ｉ）
【数２１】Ｅｎ←Ｅｎ＋ＴＥＲ2（２ｋ＋１，ｉ）＋Ｔ
ＥＩ2（２ｋ＋１，ｉ）
ＥＩ2（２ｋ＋１，ｉ）
【００９０】次いで、上記ステップＳ４２及びＳ４３の
処理は、パラメータｉが設定値ｆｓになるまで１ずつイ
ンクリメントされてステップＳ４４及びＳ４５により繰
り返される。さらに、ステップＳ４６においてパラメー
タｉが０に初期化された後、ステップＳ４７において畳
み込み積分用信号データの実数部ＸＲ（ｆｓ＋ｉ）はリ
アルタイム処理用信号データの実数部ＹＲ（Ｉ，ｋ，
ｉ）に代入されるとともに、畳み込み積分用信号データ
の虚数部ＸＩ（ｆｓ＋ｉ）はリアルタイム処理用信号デ
ータの虚数部ＹＩ（Ｉ，ｋ，ｉ）に代入される。そし
て、上記ステップＳ４７の処理は、パラメータｉが設定
値ＭになるまでステップＳ４８及びＳ４９により１ずつ
インクリメントされて繰り返された後、図２７のステッ
プＳ５０に進む。
処理は、パラメータｉが設定値ｆｓになるまで１ずつイ
ンクリメントされてステップＳ４４及びＳ４５により繰
り返される。さらに、ステップＳ４６においてパラメー
タｉが０に初期化された後、ステップＳ４７において畳
み込み積分用信号データの実数部ＸＲ（ｆｓ＋ｉ）はリ
アルタイム処理用信号データの実数部ＹＲ（Ｉ，ｋ，
ｉ）に代入されるとともに、畳み込み積分用信号データ
の虚数部ＸＩ（ｆｓ＋ｉ）はリアルタイム処理用信号デ
ータの虚数部ＹＩ（Ｉ，ｋ，ｉ）に代入される。そし
て、上記ステップＳ４７の処理は、パラメータｉが設定
値ＭになるまでステップＳ４８及びＳ４９により１ずつ
インクリメントされて繰り返された後、図２７のステッ
プＳ５０に進む。
【００９１】次のステップＳ５０からＳ５２までの処理
は、フィルタ番号が偶数のとき（ＰＰＦを通過した信号
のとき）の信号のオン／オフ情報データを設定するため
の処理であり、ステップＳ５３からＳ５５までの処理
は、フィルタ番号が奇数のとき（ＮＰＦを通過した信号
のとき）の信号のオン／オフ情報データを設定するため
の処理である。
は、フィルタ番号が偶数のとき（ＰＰＦを通過した信号
のとき）の信号のオン／オフ情報データを設定するため
の処理であり、ステップＳ５３からＳ５５までの処理
は、フィルタ番号が奇数のとき（ＮＰＦを通過した信号
のとき）の信号のオン／オフ情報データを設定するため
の処理である。
【００９２】図２７のステップＳ５０では、ＰＰＦを通
過する信号エネルギー値Ｅｐがしきい値Ｔｈｒ以上であ
るか否かを判断し、しきい値Ｔｈｒ以上であるときは、
信号が存在すると判断し信号のオン／オフ情報データＣ
Ｔ（Ｉ，２ｋ）に１がセットされた後、ステップＳ５３
に進む。一方、ステップＳ５３においてしきい値Ｔｈｒ
未満であるときは、信号が存在しないと判断し信号のオ
ン／オフ情報データＣＴ（Ｉ，２ｋ）に０がセットされ
た後、ステップＳ５３に進む。次いで、ステップＳ５３
では、ＮＰＦを通過する信号エネルギー値Ｅｎがしきい
値Ｔｈｒ以上であるか否かを判断し、しきい値Ｔｈｒ以
上であるときは、信号が存在すると判断し信号のオン／
オフ情報データＣＴ（Ｉ，２ｋ＋１）に１がセットされ
た後、メインルーチンに戻る。一方、ステップＳ５３に
おいてしきい値Ｔｈｒ未満であるときは、信号が存在し
ないと判断し信号のオン／オフ情報データＣＴ（Ｉ，２
ｋ＋１）に０がセットされた後、メインルーチンに戻
る。
過する信号エネルギー値Ｅｐがしきい値Ｔｈｒ以上であ
るか否かを判断し、しきい値Ｔｈｒ以上であるときは、
信号が存在すると判断し信号のオン／オフ情報データＣ
Ｔ（Ｉ，２ｋ）に１がセットされた後、ステップＳ５３
に進む。一方、ステップＳ５３においてしきい値Ｔｈｒ
未満であるときは、信号が存在しないと判断し信号のオ
ン／オフ情報データＣＴ（Ｉ，２ｋ）に０がセットされ
た後、ステップＳ５３に進む。次いで、ステップＳ５３
では、ＮＰＦを通過する信号エネルギー値Ｅｎがしきい
値Ｔｈｒ以上であるか否かを判断し、しきい値Ｔｈｒ以
上であるときは、信号が存在すると判断し信号のオン／
オフ情報データＣＴ（Ｉ，２ｋ＋１）に１がセットされ
た後、メインルーチンに戻る。一方、ステップＳ５３に
おいてしきい値Ｔｈｒ未満であるときは、信号が存在し
ないと判断し信号のオン／オフ情報データＣＴ（Ｉ，２
ｋ＋１）に０がセットされた後、メインルーチンに戻
る。
【００９３】＜ダウンサンプリング処理＞図２８及び図
２９は、図２２のダウンサンプリング処理を示すフロー
チャートである。ここで、実際のダウンサンプリング処
理は、図２８のステップＳ６５及び図２９のステップＳ
７５において実行される。当該ダウンサンプリング処理
において用いる引数は次の通りである。 （ａ）信号がオンであるフィルタ対の計数用状態変数
ｋ、（ｂ）次段のフィルタ対において信号がオンである
フィルタ対の数を計数する変数パラメータｒ、（ｃ）畳
み込み積分の出力信号データの実数部ＴＥＲ（フィルタ
番号，データ番号）、（ｄ）畳み込み積分の出力信号デ
ータの虚数部ＴＥＩ（フィルタ番号，データ番号）、
（ｅ）中間信号データの実数部ＤＲ（フィルタ対番号，
データ番号）、（ｆ）中間信号データの虚数部ＤＩ（フ
ィルタ対番号，データ番号）、（ｇ）次段のフィルタ対
の動作をさせるか否かを示すための信号のオン／オフ情
報データＣＴ（段数，フィルタ番号）、（ｈ）フィルタ
対の段毎に信号がオンであるフィルタ対の個数ｆ、及び
（ｉ）フィルタ対の段毎に存在するフィルタの個数ｆ
ｓ。なお、フィルタ番号が偶数であるときはＰＰＦの信
号出力である一方、フィルタ番号が奇数であるときはＮ
ＰＦの信号出力である。フィルタ番号は各段毎に初期値
０から付加される。
２９は、図２２のダウンサンプリング処理を示すフロー
チャートである。ここで、実際のダウンサンプリング処
理は、図２８のステップＳ６５及び図２９のステップＳ
７５において実行される。当該ダウンサンプリング処理
において用いる引数は次の通りである。 （ａ）信号がオンであるフィルタ対の計数用状態変数
ｋ、（ｂ）次段のフィルタ対において信号がオンである
フィルタ対の数を計数する変数パラメータｒ、（ｃ）畳
み込み積分の出力信号データの実数部ＴＥＲ（フィルタ
番号，データ番号）、（ｄ）畳み込み積分の出力信号デ
ータの虚数部ＴＥＩ（フィルタ番号，データ番号）、
（ｅ）中間信号データの実数部ＤＲ（フィルタ対番号，
データ番号）、（ｆ）中間信号データの虚数部ＤＩ（フ
ィルタ対番号，データ番号）、（ｇ）次段のフィルタ対
の動作をさせるか否かを示すための信号のオン／オフ情
報データＣＴ（段数，フィルタ番号）、（ｈ）フィルタ
対の段毎に信号がオンであるフィルタ対の個数ｆ、及び
（ｉ）フィルタ対の段毎に存在するフィルタの個数ｆ
ｓ。なお、フィルタ番号が偶数であるときはＰＰＦの信
号出力である一方、フィルタ番号が奇数であるときはＮ
ＰＦの信号出力である。フィルタ番号は各段毎に初期値
０から付加される。
【００９４】図２８に示すように、ステップＳ６１にお
いて、信号がオンであるフィルタ対の計数用状態変数ｋ
が０に初期化されるとともに、次段のフィルタ対におい
て信号がオンであるフィルタ対の数を計数する変数パラ
メータｒを０に初期化する。
いて、信号がオンであるフィルタ対の計数用状態変数ｋ
が０に初期化されるとともに、次段のフィルタ対におい
て信号がオンであるフィルタ対の数を計数する変数パラ
メータｒを０に初期化する。
【００９５】次いで、ステップＳ６２において信号のオ
ン／オフ情報データＣＴ（ｆｃ−１，２ｋ）＝１である
か否かが判断され、ＹＥＳであるときはステップＳ６３
においてパラメータｒを１だけインクリメントし、ステ
ップＳ６４においてパラメータｉを０に初期化した後、
ステップＳ６５に進む。なお、ステップＳ６２でＮＯで
あるときは、図２９のステップＳ７２に進む。ステップ
Ｓ６５においては、畳み込み積分の出力信号データの実
数部ＴＥＲ（２ｋ，２ｉ）を中間信号データの実数部Ｄ
Ｒ（２ｒ，ｉ）に代入する。そして、上記ステップＳ６
５の処理は、パラメータｉが設定値ｆｓとなるまで１ず
つインクリメントされて、上記ステップＳ６６及びＳ６
７の処理により繰り返された後、図２９のステップＳ７
２に進む。
ン／オフ情報データＣＴ（ｆｃ−１，２ｋ）＝１である
か否かが判断され、ＹＥＳであるときはステップＳ６３
においてパラメータｒを１だけインクリメントし、ステ
ップＳ６４においてパラメータｉを０に初期化した後、
ステップＳ６５に進む。なお、ステップＳ６２でＮＯで
あるときは、図２９のステップＳ７２に進む。ステップ
Ｓ６５においては、畳み込み積分の出力信号データの実
数部ＴＥＲ（２ｋ，２ｉ）を中間信号データの実数部Ｄ
Ｒ（２ｒ，ｉ）に代入する。そして、上記ステップＳ６
５の処理は、パラメータｉが設定値ｆｓとなるまで１ず
つインクリメントされて、上記ステップＳ６６及びＳ６
７の処理により繰り返された後、図２９のステップＳ７
２に進む。
【００９６】図２９に示すように、ステップＳ７２にお
いて信号のオン／オフ情報データＣＴ（ｆｃ−１，２ｋ
＋１）＝１であるか否かが判断され、ＹＥＳであるとき
はステップＳ７３においてパラメータｒを１だけインク
リメントし、ステップＳ７４においてパラメータｉを０
に初期化した後、ステップＳ７５に進む。なお、ステッ
プＳ７２でＮＯであるときは、ステップＳ７８に進む。
ステップＳ７５においては、畳み込み積分の出力信号デ
ータの実数部ＴＥＲ（２ｋ＋１，２ｉ）を中間信号デー
タの実数部ＤＲ（２ｒ＋１，ｉ）に代入する。そして、
上記ステップＳ７５の処理は、パラメータｉが設定値ｆ
ｓとなるまで１ずつインクリメントされて、上記ステッ
プＳ７６及びＳ７７の処理により繰り返された後、ステ
ップＳ７８に進む。
いて信号のオン／オフ情報データＣＴ（ｆｃ−１，２ｋ
＋１）＝１であるか否かが判断され、ＹＥＳであるとき
はステップＳ７３においてパラメータｒを１だけインク
リメントし、ステップＳ７４においてパラメータｉを０
に初期化した後、ステップＳ７５に進む。なお、ステッ
プＳ７２でＮＯであるときは、ステップＳ７８に進む。
ステップＳ７５においては、畳み込み積分の出力信号デ
ータの実数部ＴＥＲ（２ｋ＋１，２ｉ）を中間信号デー
タの実数部ＤＲ（２ｒ＋１，ｉ）に代入する。そして、
上記ステップＳ７５の処理は、パラメータｉが設定値ｆ
ｓとなるまで１ずつインクリメントされて、上記ステッ
プＳ７６及びＳ７７の処理により繰り返された後、ステ
ップＳ７８に進む。
【００９７】ステップＳ７８においては、パラメータｋ
が設定値ｆであるかが判断され、ＮＯであるときは、ス
テップＳ８０においてパラメータｋを１だけインクリメ
ントしてステップＳ６２に戻り、別のフィルタ番号につ
いてダウンサンプリング処理を実行する。一方、ステッ
プＳ７８においてＹＥＳであるときはパラメータｒをパ
ラメータｆにセットしてメインルーチンに戻る。
が設定値ｆであるかが判断され、ＮＯであるときは、ス
テップＳ８０においてパラメータｋを１だけインクリメ
ントしてステップＳ６２に戻り、別のフィルタ番号につ
いてダウンサンプリング処理を実行する。一方、ステッ
プＳ７８においてＹＥＳであるときはパラメータｒをパ
ラメータｆにセットしてメインルーチンに戻る。
【００９８】＜出力データセット処理＞図３０は、図２
３の出力データセット処理を示すフローチャートであ
る。当該出力データセット処理は、ダウンサンプリング
処理によって得られた中間信号データの実数部ＤＲ（フ
ィルタ対番号，データ番号）、及びその虚数部ＤＩ（フ
ィルタ対番号，データ番号）をそれぞれ、出力信号デー
タの実数部ＢＲ（フレーム番号，フィルタ対番号，デー
タ番号）及びその虚数部ＢＩ（フレーム番号，フィルタ
対番号，データ番号）に置き換える処理である。当該出
力データセット処理において用いる引数は以下の通りで
ある。 （ａ）出力信号データの実数部ＢＲ（フレーム番号，フ
ィルタ対番号，データ番号）、（ｂ）出力信号データの
虚数部ＢＩ（フレーム番号，フィルタ対番号，データ番
号）、（ｃ）中間信号データの実数部ＤＲ（フィルタ対
番号，データ番号）、（ｄ）中間信号データの虚数部Ｄ
Ｉ（フィルタ対番号，データ番号）、（ｅ）受信信号フ
レームの個数ｂｓ、（ｆ）フレームサイズ計数用状態変
数パラメータｆｓ、（ｇ）１フレームに含まれるデータ
数Ｎ、及び（ｈ）フィルタ対の段毎のフィルタ対の個数
ｆ。
３の出力データセット処理を示すフローチャートであ
る。当該出力データセット処理は、ダウンサンプリング
処理によって得られた中間信号データの実数部ＤＲ（フ
ィルタ対番号，データ番号）、及びその虚数部ＤＩ（フ
ィルタ対番号，データ番号）をそれぞれ、出力信号デー
タの実数部ＢＲ（フレーム番号，フィルタ対番号，デー
タ番号）及びその虚数部ＢＩ（フレーム番号，フィルタ
対番号，データ番号）に置き換える処理である。当該出
力データセット処理において用いる引数は以下の通りで
ある。 （ａ）出力信号データの実数部ＢＲ（フレーム番号，フ
ィルタ対番号，データ番号）、（ｂ）出力信号データの
虚数部ＢＩ（フレーム番号，フィルタ対番号，データ番
号）、（ｃ）中間信号データの実数部ＤＲ（フィルタ対
番号，データ番号）、（ｄ）中間信号データの虚数部Ｄ
Ｉ（フィルタ対番号，データ番号）、（ｅ）受信信号フ
レームの個数ｂｓ、（ｆ）フレームサイズ計数用状態変
数パラメータｆｓ、（ｇ）１フレームに含まれるデータ
数Ｎ、及び（ｈ）フィルタ対の段毎のフィルタ対の個数
ｆ。
【００９９】図３０に示すように、ステップＳ８１にお
いて状態変数パラメータｋが０に初期化された後、ステ
ップＳ８２において状態変数パラメータｉが０に初期化
される。次いで、ステップＳ８３においては、中間信号
データの実数部ＤＲ（２ｋ，ｉ）を出力信号データの実
数部ＢＲ（ｂｓ，２ｋ，ｉ）に代入し、中間信号データ
の実数部ＤＲ（２ｋ＋１，ｉ）を出力信号データの実数
部ＢＲ（ｂｓ，２ｋ＋１，ｉ）に代入し、中間信号デー
タの虚数部ＤＩ（２ｋ，ｉ）を出力信号データの虚数部
ＢＩ（ｂｓ，２ｋ，ｉ）に代入し、中間信号データの虚
数部ＤＩ（２ｋ＋１，ｉ）を出力信号データの虚数部Ｂ
Ｉ（ｂｓ，２ｋ＋１，ｉ）に代入する。次いで、ステッ
プＳ８４において状態変数パラメータｉが設定値ｆｓ以
上であるか否かが判断され、ＮＯであるときはステップ
Ｓ８５において状態変数パラメータｉを１だけインクリ
メントした後ステップＳ８３に進む一方、ＹＥＳである
ときはステップＳ８６に進む。ステップＳ８６において
状態変数パラメータｋが設定値ｆ以上であるか否かが判
断され、ＮＯであるときは、ステップＳ８７において状
態変数パラメータｋを１だけインクリメントしてステッ
プＳ８２に戻り、上記の処理を繰り返す。一方、ステッ
プＳ８６でＹＥＳのときは、出力データセット処理が完
了したと判断してメインルーチンに戻る。
いて状態変数パラメータｋが０に初期化された後、ステ
ップＳ８２において状態変数パラメータｉが０に初期化
される。次いで、ステップＳ８３においては、中間信号
データの実数部ＤＲ（２ｋ，ｉ）を出力信号データの実
数部ＢＲ（ｂｓ，２ｋ，ｉ）に代入し、中間信号データ
の実数部ＤＲ（２ｋ＋１，ｉ）を出力信号データの実数
部ＢＲ（ｂｓ，２ｋ＋１，ｉ）に代入し、中間信号デー
タの虚数部ＤＩ（２ｋ，ｉ）を出力信号データの虚数部
ＢＩ（ｂｓ，２ｋ，ｉ）に代入し、中間信号データの虚
数部ＤＩ（２ｋ＋１，ｉ）を出力信号データの虚数部Ｂ
Ｉ（ｂｓ，２ｋ＋１，ｉ）に代入する。次いで、ステッ
プＳ８４において状態変数パラメータｉが設定値ｆｓ以
上であるか否かが判断され、ＮＯであるときはステップ
Ｓ８５において状態変数パラメータｉを１だけインクリ
メントした後ステップＳ８３に進む一方、ＹＥＳである
ときはステップＳ８６に進む。ステップＳ８６において
状態変数パラメータｋが設定値ｆ以上であるか否かが判
断され、ＮＯであるときは、ステップＳ８７において状
態変数パラメータｋを１だけインクリメントしてステッ
プＳ８２に戻り、上記の処理を繰り返す。一方、ステッ
プＳ８６でＹＥＳのときは、出力データセット処理が完
了したと判断してメインルーチンに戻る。
【０１００】以上のフィルタバンク処理においては、チ
ャンネル分離用フィルタバンク１０をＤＳＰで構成した
ときのソフトウエアについて説明したが、復調器１１を
ＤＳＰで構成し、図２２乃至図３０と同様にソフトウエ
アで構成することができる。この場合、図２のチャンネ
ル分離用フィルタバンク１０の回路と図４の復調器１１
の信号復調部１１ｂの回路との比較から明らかなよう
に、ハードウエアの回路では、各復調器１１−１乃至１
１−８に接続されるＤＳＣ３０２，３１２，３２２，３
３２，３４２，３５２，３６２，３７２が省略されると
ともに、各復調器１１−７及び１１−８からＰＰＦ２２
１までに接続される回路、各復調器１１−１及び１１−
２からＮＰＦ２１１までに接続される回路が省略され
る。対応するソフトウエアでは、対応する部分が省略さ
れることになる。
ャンネル分離用フィルタバンク１０をＤＳＰで構成した
ときのソフトウエアについて説明したが、復調器１１を
ＤＳＰで構成し、図２２乃至図３０と同様にソフトウエ
アで構成することができる。この場合、図２のチャンネ
ル分離用フィルタバンク１０の回路と図４の復調器１１
の信号復調部１１ｂの回路との比較から明らかなよう
に、ハードウエアの回路では、各復調器１１−１乃至１
１−８に接続されるＤＳＣ３０２，３１２，３２２，３
３２，３４２，３５２，３６２，３７２が省略されると
ともに、各復調器１１−７及び１１−８からＰＰＦ２２
１までに接続される回路、各復調器１１−１及び１１−
２からＮＰＦ２１１までに接続される回路が省略され
る。対応するソフトウエアでは、対応する部分が省略さ
れることになる。
【０１０１】＜本実施形態の効果＞ ［チャンネル分離用フィルタバンク１０の効果］ （ａ）１つの基地局で複数のチャンネルを一括処理する
ことができるので、設備投資のコストを軽減することが
できる。また、帯域通過フィルタを用いる従来例に比較
して回路を小型・軽量化することができるとともに、簡
単化することができる。 （ｂ）チャンネルの信号が存在する周波数帯域付近を分
離してチャンネルを分離することができるために、無駄
なハードウエアの回路動作の消費電流を軽減し、又はソ
フトウエアで構成したときは計算処理を省略して計算時
間を短縮して高速で処理することができる。これは、図
２８のステップＳ６２の分岐処理、及び図２９のステッ
プＳ７２の分岐処理に対応し、特に繰り返し計算が多
い、ダウンサンプリング処理においてその効果は顕著で
ある。 （ｃ）チャンネル分離は、例えば高速フーリエ変換（以
下、ＦＦＴという。）を用いてチャンネル分離すること
ができるが、ＦＦＴの場合に比較して積和演算などの繰
り返し処理の数は大幅に減少させることができるので、
処理時間を高速にすることができる。 （ｄ）ＰＰＦ，ＮＰＦ及びＤＳＣに入力される信号を複
素化しているので、サンプリングレートをより低くする
ことができる。これにより、ハードウエアで構成した回
路では、より製造コストの安い回路で構成することがで
きる一方、ソフトウエアで構成した回路では、設計コス
ト及び製造コストを安価にすることができる。 （ｅ）復調器１１において用いる各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及
び各ＤＳＣはそれぞれ同一の規格の処理を行うハードウ
エア又はソフトウエアで構成することができるので、設
計がきわめて簡単であって製造コストを大幅に低減でき
る。
ことができるので、設備投資のコストを軽減することが
できる。また、帯域通過フィルタを用いる従来例に比較
して回路を小型・軽量化することができるとともに、簡
単化することができる。 （ｂ）チャンネルの信号が存在する周波数帯域付近を分
離してチャンネルを分離することができるために、無駄
なハードウエアの回路動作の消費電流を軽減し、又はソ
フトウエアで構成したときは計算処理を省略して計算時
間を短縮して高速で処理することができる。これは、図
２８のステップＳ６２の分岐処理、及び図２９のステッ
プＳ７２の分岐処理に対応し、特に繰り返し計算が多
い、ダウンサンプリング処理においてその効果は顕著で
ある。 （ｃ）チャンネル分離は、例えば高速フーリエ変換（以
下、ＦＦＴという。）を用いてチャンネル分離すること
ができるが、ＦＦＴの場合に比較して積和演算などの繰
り返し処理の数は大幅に減少させることができるので、
処理時間を高速にすることができる。 （ｄ）ＰＰＦ，ＮＰＦ及びＤＳＣに入力される信号を複
素化しているので、サンプリングレートをより低くする
ことができる。これにより、ハードウエアで構成した回
路では、より製造コストの安い回路で構成することがで
きる一方、ソフトウエアで構成した回路では、設計コス
ト及び製造コストを安価にすることができる。 （ｅ）復調器１１において用いる各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及
び各ＤＳＣはそれぞれ同一の規格の処理を行うハードウ
エア又はソフトウエアで構成することができるので、設
計がきわめて簡単であって製造コストを大幅に低減でき
る。
【０１０２】［復調器１１の効果］ （ａ）遅延検波方式を用いる従来例の復調器に比較し
て、回路がきわめて簡単になる。 （ｂ）符号の存在する信号成分が存在する周波数帯域付
近を分離して符号のピークを抽出分離することができる
ために、無駄なハードウエアの回路動作の消費電流を軽
減し、又はソフトウエアで構成したときは計算処理を省
略して計算時間を短縮して高速で処理することができ
る。 （ｃ）チャンネル分離用フィルタバンク１０と同様のハ
ードウエア又はソフトウエアを用いて構成することがで
きるので、設計時間を短縮することができる。ソフトウ
エアを用いて構成するときは、各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及び
各ＤＳＣなど同一のソフトウエアを用いることができる
ので、ＤＳＰに接続されるＲＯＭの容量を軽減すること
ができる。 （ｄ）復調器１１をソフトウエアで構成したとき、チャ
ンネル分離用フィルタバンク１０と同じＤＳＰを用いて
復調処理をさせることができるので、ハードウエアの回
路規模が簡単になる。 （ｅ）復調器１１において用いる各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及
び各ＤＳＣはそれぞれ同一の規格の処理を行うハードウ
エア又はソフトウエアで構成することができるので、設
計がきわめて簡単であって製造コストを大幅に低減でき
る。
て、回路がきわめて簡単になる。 （ｂ）符号の存在する信号成分が存在する周波数帯域付
近を分離して符号のピークを抽出分離することができる
ために、無駄なハードウエアの回路動作の消費電流を軽
減し、又はソフトウエアで構成したときは計算処理を省
略して計算時間を短縮して高速で処理することができ
る。 （ｃ）チャンネル分離用フィルタバンク１０と同様のハ
ードウエア又はソフトウエアを用いて構成することがで
きるので、設計時間を短縮することができる。ソフトウ
エアを用いて構成するときは、各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及び
各ＤＳＣなど同一のソフトウエアを用いることができる
ので、ＤＳＰに接続されるＲＯＭの容量を軽減すること
ができる。 （ｄ）復調器１１をソフトウエアで構成したとき、チャ
ンネル分離用フィルタバンク１０と同じＤＳＰを用いて
復調処理をさせることができるので、ハードウエアの回
路規模が簡単になる。 （ｅ）復調器１１において用いる各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及
び各ＤＳＣはそれぞれ同一の規格の処理を行うハードウ
エア又はソフトウエアで構成することができるので、設
計がきわめて簡単であって製造コストを大幅に低減でき
る。
【０１０３】［チャンネル分離用フィルタバンク１０と
復調器１１とを組み合わせたときの効果］特に、チャン
ネル分離用フィルタバンク１０と復調器１１とを組み合
わせたとき、各回路１０，１１をソフトウエアで構成し
たとき、同一のＤＳＰを用いてチャンネル分離処理と復
調処理を実行することができるので、ハードウエアの回
路規模が簡単になる。このとき、各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及
び各ＤＳＣなど同一のソフトウエアを用いることができ
るので、ＤＳＰに接続されるＲＯＭの容量を大幅に軽減
することができる。
復調器１１とを組み合わせたときの効果］特に、チャン
ネル分離用フィルタバンク１０と復調器１１とを組み合
わせたとき、各回路１０，１１をソフトウエアで構成し
たとき、同一のＤＳＰを用いてチャンネル分離処理と復
調処理を実行することができるので、ハードウエアの回
路規模が簡単になる。このとき、各ＰＰＦ，各ＮＰＦ及
び各ＤＳＣなど同一のソフトウエアを用いることができ
るので、ＤＳＰに接続されるＲＯＭの容量を大幅に軽減
することができる。
【０１０４】＜変形例＞以上の実施形態においては、フ
ィルタバンクを用いた復調器１１を備えているが、本発
明はこれに限らず、従来技術の遅延検波方式の復調器を
用いてもよい。以上の実施形態において、ＰＰＦ、ＮＰ
Ｆ及びＤＳＣを用いて構成された復調器１１を用いてい
るが、ＦＦＴを用いてＰＳＫのエネルギーのピークを検
出することにより符号識別を行ってもよい。
ィルタバンクを用いた復調器１１を備えているが、本発
明はこれに限らず、従来技術の遅延検波方式の復調器を
用いてもよい。以上の実施形態において、ＰＰＦ、ＮＰ
Ｆ及びＤＳＣを用いて構成された復調器１１を用いてい
るが、ＦＦＴを用いてＰＳＫのエネルギーのピークを検
出することにより符号識別を行ってもよい。
【０１０５】
【発明の効果】以上詳述したように本発明に係る請求項
１記載のチャンネル分離用フィルタ装置によれば、周波
数多重化された複数のチャンネルの信号を各チャンネル
の信号にチャンネル分離するためのチャンネル分離用フ
ィルタ装置において、上記複数のチャンネルの信号を、
その中心に位置し互いに隣接する２つのチャンネルの各
搬送波周波数の平均値が実質的に０となるように周波数
変換して周波数変換後の複数のチャンネルの信号を出力
する周波数変換手段と、上記周波数変換手段から出力さ
れる複数のチャンネルの信号を各チャンネルの信号の周
波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段
とを備え、上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段
のフィルタバンクを備え、第１段目のフィルタバンク
は、上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネ
ルの信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域
ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フ
ィルタと、上記第１の正域通過フィルタから出力される
信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後
の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信
号として出力する第１の処理手段と、上記周波数変換手
段から出力される複数のチャンネルの信号のうち所定の
負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の
信号を出力する第１の負域通過フィルタと、上記第１の
負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサ
ンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも
１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第２
の処理手段とを備え、上記周波数多重化された複数のチ
ャンネルの信号を少なくとも２つのチャンネルの信号に
チャンネル分離する。従って、当該装置によれば、上記
周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少なくと
も２つのチャンネルの信号にチャンネル分離することが
でき、ここで、従来例の帯域通過フィルタを用いてチャ
ンネル分離する場合に比較して、回路が小型・軽量かつ
簡単であって製造コストを低減でき、しかもディジタル
回路で構成することができるので、各チャンネルの帯域
通過帯域の中心周波数を精度よく調整することができ
る。
１記載のチャンネル分離用フィルタ装置によれば、周波
数多重化された複数のチャンネルの信号を各チャンネル
の信号にチャンネル分離するためのチャンネル分離用フ
ィルタ装置において、上記複数のチャンネルの信号を、
その中心に位置し互いに隣接する２つのチャンネルの各
搬送波周波数の平均値が実質的に０となるように周波数
変換して周波数変換後の複数のチャンネルの信号を出力
する周波数変換手段と、上記周波数変換手段から出力さ
れる複数のチャンネルの信号を各チャンネルの信号の周
波数成分のみにチャンネル分離するチャンネル分離手段
とを備え、上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段
のフィルタバンクを備え、第１段目のフィルタバンク
は、上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネ
ルの信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域
ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フ
ィルタと、上記第１の正域通過フィルタから出力される
信号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後
の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信
号として出力する第１の処理手段と、上記周波数変換手
段から出力される複数のチャンネルの信号のうち所定の
負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の
信号を出力する第１の負域通過フィルタと、上記第１の
負域通過フィルタから出力される信号に対してダウンサ
ンプリング処理を実行して処理後の信号を、少なくとも
１つのチャンネルの信号を含む信号として出力する第２
の処理手段とを備え、上記周波数多重化された複数のチ
ャンネルの信号を少なくとも２つのチャンネルの信号に
チャンネル分離する。従って、当該装置によれば、上記
周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少なくと
も２つのチャンネルの信号にチャンネル分離することが
でき、ここで、従来例の帯域通過フィルタを用いてチャ
ンネル分離する場合に比較して、回路が小型・軽量かつ
簡単であって製造コストを低減でき、しかもディジタル
回路で構成することができるので、各チャンネルの帯域
通過帯域の中心周波数を精度よく調整することができ
る。
【０１０６】また、請求項２記載のチャンネル分離用フ
ィルタ装置は、請求項１記載のチャンネル分離用フィル
タ装置において、上記チャンネル分離手段は、少なくと
も２段のフィルタバンクを備え、第２段目のフィルタバ
ンクは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち
所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ
波後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記
第２の正域通過フィルタから出力される信号に対してダ
ウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少な
くとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力す
る第３の処理手段と、上記第１の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の負域通過フィ
ルタと、上記第２の負域通過フィルタから出力される信
号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の
信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号
として出力する第４の処理手段と、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第３の正域通過フィルタから
出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行
して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信
号を含む信号として出力する第５の処理手段と、上記第
２の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第３の負域通過フィルタと、上記第３の負域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチ
ャンネルの信号を含む信号として出力する第６の処理手
段とを備え、上記周波数多重化された複数のチャンネル
の信号を少なくとも４つのチャンネルの信号にチャンネ
ル分離する。従って、当該装置によれば、上記周波数多
重化された複数のチャンネルの信号を少なくとも４つの
チャンネルの信号にチャンネル分離することができ、こ
こで、従来例の帯域通過フィルタを用いてチャンネル分
離する場合に比較して、回路が小型・軽量かつ簡単であ
って製造コストを低減でき、しかもディジタル回路で構
成することができるので、各チャンネルの帯域通過帯域
の中心周波数を精度よく調整することができる。さら
に、各ＰＰＦ、各ＮＰＦ及び各処理手段はそれぞれ同一
の規格の回路で構成することができるので、回路設計が
簡単となり製造コストを大幅に軽減できる。
ィルタ装置は、請求項１記載のチャンネル分離用フィル
タ装置において、上記チャンネル分離手段は、少なくと
も２段のフィルタバンクを備え、第２段目のフィルタバ
ンクは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち
所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ
波後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記
第２の正域通過フィルタから出力される信号に対してダ
ウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、少な
くとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出力す
る第３の処理手段と、上記第１の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第２の負域通過フィ
ルタと、上記第２の負域通過フィルタから出力される信
号に対してダウンサンプリング処理を実行して処理後の
信号を、少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号
として出力する第４の処理手段と、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第３の正域通過フィルタから
出力される信号に対してダウンサンプリング処理を実行
して処理後の信号を、少なくとも１つのチャンネルの信
号を含む信号として出力する第５の処理手段と、上記第
２の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第３の負域通過フィルタと、上記第３の負域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を、少なくとも１つのチ
ャンネルの信号を含む信号として出力する第６の処理手
段とを備え、上記周波数多重化された複数のチャンネル
の信号を少なくとも４つのチャンネルの信号にチャンネ
ル分離する。従って、当該装置によれば、上記周波数多
重化された複数のチャンネルの信号を少なくとも４つの
チャンネルの信号にチャンネル分離することができ、こ
こで、従来例の帯域通過フィルタを用いてチャンネル分
離する場合に比較して、回路が小型・軽量かつ簡単であ
って製造コストを低減でき、しかもディジタル回路で構
成することができるので、各チャンネルの帯域通過帯域
の中心周波数を精度よく調整することができる。さら
に、各ＰＰＦ、各ＮＰＦ及び各処理手段はそれぞれ同一
の規格の回路で構成することができるので、回路設計が
簡単となり製造コストを大幅に軽減できる。
【０１０７】さらに、請求項３記載のチャンネル分離用
フィルタ装置は、請求項２記載のチャンネル分離用フィ
ルタ装置において、上記第１の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
１の検出信号を出力する第１の検出手段と、上記第２の
処理手段から出力される信号の信号レベルを検出し、信
号が存在しないときに第２の検出信号を出力する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段からの第１の検出信号
に応答して、上記第２の正域通過フィルタと、上記第２
の負域通過フィルタと、上記第３及び第４の処理手段の
動作を停止し、上記第２の検出手段からの第２の検出信
号に応答して、上記第３の正域通過フィルタと、上記第
３の負域通過フィルタと、上記第５及び第６の処理手段
の動作を停止するように制御する動作制御手段とをさら
に備える。従って、当該装置によれば、所定の手段の回
路動作を停止することができるので、動作のための電源
供給電流を少なくすることができ、消費電力を低減でき
る。また、ソフトウエアで構成すれば、処理時間を短縮
することができ高速で処理することができる。
フィルタ装置は、請求項２記載のチャンネル分離用フィ
ルタ装置において、上記第１の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
１の検出信号を出力する第１の検出手段と、上記第２の
処理手段から出力される信号の信号レベルを検出し、信
号が存在しないときに第２の検出信号を出力する第２の
検出手段と、上記第１の検出手段からの第１の検出信号
に応答して、上記第２の正域通過フィルタと、上記第２
の負域通過フィルタと、上記第３及び第４の処理手段の
動作を停止し、上記第２の検出手段からの第２の検出信
号に応答して、上記第３の正域通過フィルタと、上記第
３の負域通過フィルタと、上記第５及び第６の処理手段
の動作を停止するように制御する動作制御手段とをさら
に備える。従って、当該装置によれば、所定の手段の回
路動作を停止することができるので、動作のための電源
供給電流を少なくすることができ、消費電力を低減でき
る。また、ソフトウエアで構成すれば、処理時間を短縮
することができ高速で処理することができる。
【０１０８】本発明に係る請求項４記載のＰＳＫ復調装
置は、少なくとも２つの符号に応じて変調されたＰＳＫ
変調信号を復調するＰＳＫ復調装置において、上記ＰＳ
Ｋ変調信号の各符号に対応して上記ＰＳＫ変調信号の振
幅周波数特性において信号のピークが互いに異なること
を利用し、上記信号のピークの周波数成分を検出するこ
とにより、上記信号のピークに対応する符号を表わす信
号を復調信号として出力する信号復調手段を備える。従
って、当該装置によれば、従来例の遅延検波方式の復調
装置に比較して、簡単な回路で構成することができ、製
造コストを低減できる。
置は、少なくとも２つの符号に応じて変調されたＰＳＫ
変調信号を復調するＰＳＫ復調装置において、上記ＰＳ
Ｋ変調信号の各符号に対応して上記ＰＳＫ変調信号の振
幅周波数特性において信号のピークが互いに異なること
を利用し、上記信号のピークの周波数成分を検出するこ
とにより、上記信号のピークに対応する符号を表わす信
号を復調信号として出力する信号復調手段を備える。従
って、当該装置によれば、従来例の遅延検波方式の復調
装置に比較して、簡単な回路で構成することができ、製
造コストを低減できる。
【０１０９】また、請求項５記載のＰＳＫ復調装置は、
請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調手段
は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実質的
に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰＳＫ
変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別の周
波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調して
符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備え、上
記信号復調手段は、少なくとも１段のフィルタバンクを
備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周波数変
換手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信
号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する
第１の正域通過フィルタと、上記別の周波数変換手段か
ら出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分の
みを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負
域通過フィルタと、上記第１の正域通過フィルタから出
力される信号の信号レベルを検出し、検出したとき当該
信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調信号と
して出力する第１の符号識別手段と、上記第１の負域通
過フィルタから出力される信号の信号レベルを検出し、
検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を表わす
信号を復調信号として出力する第２の符号識別手段とを
備える。従って、当該装置によれば、少なくとも２つの
符号を含むＰＳＫ復調信号を復調することができ、従来
例の遅延検波方式の復調装置に比較して、簡単な回路で
構成することができ、製造コストを低減できる。
請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調手段
は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実質的
に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰＳＫ
変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別の周
波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調して
符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備え、上
記信号復調手段は、少なくとも１段のフィルタバンクを
備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周波数変
換手段から出力される信号のうち所定の正の周波数の信
号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する
第１の正域通過フィルタと、上記別の周波数変換手段か
ら出力される信号のうち所定の負の周波数の信号成分の
みを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負
域通過フィルタと、上記第１の正域通過フィルタから出
力される信号の信号レベルを検出し、検出したとき当該
信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調信号と
して出力する第１の符号識別手段と、上記第１の負域通
過フィルタから出力される信号の信号レベルを検出し、
検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を表わす
信号を復調信号として出力する第２の符号識別手段とを
備える。従って、当該装置によれば、少なくとも２つの
符号を含むＰＳＫ復調信号を復調することができ、従来
例の遅延検波方式の復調装置に比較して、簡単な回路で
構成することができ、製造コストを低減できる。
【０１１０】さらに、請求項６記載のＰＳＫ復調装置
は、請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調
手段は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実
質的に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰ
ＳＫ変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別
の周波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調
して符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備
え、上記信号復調手段は、少なくとも２段のフィルタバ
ンクを備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周
波数変換手段から出力される信号のうち所定の正の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第１の正域通過フィルタと、上記第１の正域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を出力する第１の処理手
段と、上記別の周波数変換手段から出力される信号のう
ち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域
ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、上
記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対して
ダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力
する第２の処理手段とを備え、第２段目のフィルタバン
クは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち所
定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波
後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記第
１の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第２の負域通過フィルタと、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第２の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の負域通過フィ
ルタと、上記第２の正域通過フィルタから出力される信
号の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波
数に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力す
る第１の符号識別手段と、上記第２の負域通過フィルタ
から出力される信号の信号レベルを検出し、検出したと
き当該信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調
信号として出力する第２の符号識別手段と、上記第３の
正域通過フィルタから出力される信号の信号レベルを検
出し、検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を
表わす信号を復調信号として出力する第３の符号識別手
段と、上記第３の負域通過フィルタから出力される信号
の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数
に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力する
第４の符号識別手段とを備える。従って、当該装置によ
れば、少なくとも２つの符号を含むＰＳＫ復調信号を復
調することができ、従来例の遅延検波方式の復調装置に
比較して、簡単な回路で構成することができ、製造コス
トを低減できる。さらに、各ＰＰＦ、各ＮＰＦ及び各処
理手段はそれぞれ同一の規格の回路で構成することがで
きるので、回路設計が簡単となり製造コストを大幅に軽
減できる。
は、請求項４記載のＰＳＫ復調装置において、上記復調
手段は、上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実
質的に０となるように周波数変換して周波数変換後のＰ
ＳＫ変調信号を出力する別の周波数変換手段と、上記別
の周波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号を復調
して符号を表わす信号を出力する信号復調手段とを備
え、上記信号復調手段は、少なくとも２段のフィルタバ
ンクを備え、第１段目のフィルタバンクは、上記別の周
波数変換手段から出力される信号のうち所定の正の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第１の正域通過フィルタと、上記第１の正域通過
フィルタから出力される信号に対してダウンサンプリン
グ処理を実行して処理後の信号を出力する第１の処理手
段と、上記別の周波数変換手段から出力される信号のう
ち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域
ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、上
記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対して
ダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出力
する第２の処理手段とを備え、第２段目のフィルタバン
クは、上記第１の処理手段から出力される信号のうち所
定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波
後の信号を出力する第２の正域通過フィルタと、上記第
１の処理手段から出力される信号のうち所定の負の周波
数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出
力する第２の負域通過フィルタと、上記第２の処理手段
から出力される信号のうち所定の正の周波数の信号成分
のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の
正域通過フィルタと、上記第２の処理手段から出力され
る信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ
波して帯域ろ波後の信号を出力する第３の負域通過フィ
ルタと、上記第２の正域通過フィルタから出力される信
号の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波
数に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力す
る第１の符号識別手段と、上記第２の負域通過フィルタ
から出力される信号の信号レベルを検出し、検出したと
き当該信号の周波数に対応する符号を表わす信号を復調
信号として出力する第２の符号識別手段と、上記第３の
正域通過フィルタから出力される信号の信号レベルを検
出し、検出したとき当該信号の周波数に対応する符号を
表わす信号を復調信号として出力する第３の符号識別手
段と、上記第３の負域通過フィルタから出力される信号
の信号レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数
に対応する符号を表わす信号を復調信号として出力する
第４の符号識別手段とを備える。従って、当該装置によ
れば、少なくとも２つの符号を含むＰＳＫ復調信号を復
調することができ、従来例の遅延検波方式の復調装置に
比較して、簡単な回路で構成することができ、製造コス
トを低減できる。さらに、各ＰＰＦ、各ＮＰＦ及び各処
理手段はそれぞれ同一の規格の回路で構成することがで
きるので、回路設計が簡単となり製造コストを大幅に軽
減できる。
【０１１１】またさらに、請求項７記載のＰＳＫ復調装
置は、請求項６記載のＰＳＫ復調装置において、上記第
１の処理手段から出力される信号の信号レベルを検出
し、信号が存在しないときに第１の検出信号を出力する
第１の検出手段と、上記第２の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
２の検出信号を出力する第２の検出手段と、上記第１の
検出手段からの第１の検出信号に応答して、上記第２の
正域通過フィルタと、上記第２の負域通過フィルタと、
上記第１及び第２の符号識別手段の動作を停止し、上記
第２の検出手段からの第２の検出信号に応答して、上記
第３の正域通過フィルタと、上記第３の負域通過フィル
タと、上記第３及び第４の符号識別手段の動作を停止す
るように制御する動作制御手段とを備える。従って、当
該装置によれば、所定の手段の回路動作を停止すること
ができるので、動作のための電源供給電流を少なくする
ことができ、消費電力を低減できる。また、ソフトウエ
アで構成すれば、処理時間を短縮することができ高速で
処理することができる。
置は、請求項６記載のＰＳＫ復調装置において、上記第
１の処理手段から出力される信号の信号レベルを検出
し、信号が存在しないときに第１の検出信号を出力する
第１の検出手段と、上記第２の処理手段から出力される
信号の信号レベルを検出し、信号が存在しないときに第
２の検出信号を出力する第２の検出手段と、上記第１の
検出手段からの第１の検出信号に応答して、上記第２の
正域通過フィルタと、上記第２の負域通過フィルタと、
上記第１及び第２の符号識別手段の動作を停止し、上記
第２の検出手段からの第２の検出信号に応答して、上記
第３の正域通過フィルタと、上記第３の負域通過フィル
タと、上記第３及び第４の符号識別手段の動作を停止す
るように制御する動作制御手段とを備える。従って、当
該装置によれば、所定の手段の回路動作を停止すること
ができるので、動作のための電源供給電流を少なくする
ことができ、消費電力を低減できる。また、ソフトウエ
アで構成すれば、処理時間を短縮することができ高速で
処理することができる。
【０１１２】本発明に係る請求項８記載のＰＳＫ受信装
置は、各チャンネルの信号がＰＳＫ変調信号であり、周
波数多重化された複数のチャンネルの信号を含む無線信
号を受信する受信手段と、上記受信手段によって受信さ
れた無線信号を各チャンネルの信号にチャンネル分離す
る請求項１、２又は３記載のチャンネル分離用フィルタ
装置と、上記チャンネル分離用フィルタ装置によってチ
ャンネル分離された各チャンネルの信号を復調する請求
項４、５、６又は７記載のＰＳＫ復調装置とを備える。
従って、当該装置によれば、従来例の遅延検波方式の復
調装置を備えたＰＳＫ受信装置に比較して、簡単な回路
で構成することができ、製造コストを低減できる。さら
に、各ＰＰＦ、各ＮＰＦ及び各処理手段はそれぞれ同一
の規格の回路で構成することができるので、回路設計が
簡単となり製造コストを大幅に軽減できる。
置は、各チャンネルの信号がＰＳＫ変調信号であり、周
波数多重化された複数のチャンネルの信号を含む無線信
号を受信する受信手段と、上記受信手段によって受信さ
れた無線信号を各チャンネルの信号にチャンネル分離す
る請求項１、２又は３記載のチャンネル分離用フィルタ
装置と、上記チャンネル分離用フィルタ装置によってチ
ャンネル分離された各チャンネルの信号を復調する請求
項４、５、６又は７記載のＰＳＫ復調装置とを備える。
従って、当該装置によれば、従来例の遅延検波方式の復
調装置を備えたＰＳＫ受信装置に比較して、簡単な回路
で構成することができ、製造コストを低減できる。さら
に、各ＰＰＦ、各ＮＰＦ及び各処理手段はそれぞれ同一
の規格の回路で構成することができるので、回路設計が
簡単となり製造コストを大幅に軽減できる。
【図１】 本発明に係る一実施形態であるチャンネル分
離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた復
調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置を示
すブロック図である。
離用フィルタバンク１０と、フィルタバンクを用いた復
調器１１とを備えたπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置を示
すブロック図である。
【図２】 図１のチャンネル分離用フィルタバンクの第
１の部分を示すブロック図である。
１の部分を示すブロック図である。
【図３】 図１のチャンネル分離用フィルタバンクの第
２の部分を示すブロック図である。
２の部分を示すブロック図である。
【図４】 図１の復調器１１を示すブロック図である。
【図５】 図１のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図１の高周
波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、
（ｂ）は図１のＬＰＦ７ａ，７ｂの出力信号の振幅周波
数特性図である。
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図１の高周
波増幅器２の出力信号の振幅周波数特性図であり、
（ｂ）は図１のＬＰＦ７ａ，７ｂの出力信号の振幅周波
数特性図である。
【図６】 図１のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２のＰＰ
Ｆ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）
は図２のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図で
あり、（ｃ）は図２のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周
波数特性図であり、（ｄ）は図２のＤＳＣ１１２の出力
信号の振幅周波数特性図である。
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２のＰＰ
Ｆ１０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）
は図２のＮＰＦ１１１の出力信号の振幅周波数特性図で
あり、（ｃ）は図２のＤＳＣ１０２の出力信号の振幅周
波数特性図であり、（ｄ）は図２のＤＳＣ１１２の出力
信号の振幅周波数特性図である。
【図７】 図１のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２のＰＰ
Ｆ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）
は図２のＮＰＦ２１１の出力信号の振幅周波数特性図で
あり、（ｃ）は図２のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周
波数特性図であり、（ｄ）は図２のＤＳＣ２１２の出力
信号の振幅周波数特性図である。
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２のＰＰ
Ｆ２０１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）
は図２のＮＰＦ２１１の出力信号の振幅周波数特性図で
あり、（ｃ）は図２のＤＳＣ２０２の出力信号の振幅周
波数特性図であり、（ｄ）は図２のＤＳＣ２１２の出力
信号の振幅周波数特性図である。
【図８】 図１のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２のＰＰ
Ｆ３２１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）
は図２のＮＰＦ３３１の出力信号の振幅周波数特性図で
あり、（ｃ）は図２のＤＳＣ３２２の出力信号の振幅周
波数特性図であり、（ｄ）は図２のＤＳＣ３３２の出力
信号の振幅周波数特性図である。
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図２のＰＰ
Ｆ３２１の出力信号の振幅周波数特性図であり、（ｂ）
は図２のＮＰＦ３３１の出力信号の振幅周波数特性図で
あり、（ｃ）は図２のＤＳＣ３２２の出力信号の振幅周
波数特性図であり、（ｄ）は図２のＤＳＣ３３２の出力
信号の振幅周波数特性図である。
【図９】 図１のπ／４シフトＱＰＳＫ受信装置の動作
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図３の復調
器１１−１のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂの出力信号の振
幅周波数特性図であり、（ｂ）は図３の復調器１１−１
のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂの出力信号の振幅周波数特
性図である。
を示す振幅周波数特性図であって、（ａ）は図３の復調
器１１−１のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂの出力信号の振
幅周波数特性図であり、（ｂ）は図３の復調器１１−１
のＬＰＦ４０４ａ，４０４ｂの出力信号の振幅周波数特
性図である。
【図１０】 図２及び図３のＰＰＦ及びＮＰＦを構成す
るために用いるＦＩＲ型ディジタルフィルタを示すブロ
ック図である。
るために用いるＦＩＲ型ディジタルフィルタを示すブロ
ック図である。
【図１１】 （ａ）は図１０のＦＩＲ型ディジタルフィ
ルタのＬＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信
号を複素平面に対する時間軸で示すタイミングチャート
であり、（ｂ）は図１０のＦＩＲ型ディジタルフィルタ
のＮＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信号を
複素平面に対する時間軸で示すタイミングチャートであ
る。
ルタのＬＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信
号を複素平面に対する時間軸で示すタイミングチャート
であり、（ｂ）は図１０のＦＩＲ型ディジタルフィルタ
のＮＰＦのインパルス応答処理後のサンプリング信号を
複素平面に対する時間軸で示すタイミングチャートであ
る。
【図１２】 従来の低域通過フィルタ（ＬＰＦ）の振幅
周波数特性を示す図である。
周波数特性を示す図である。
【図１３】 図２及び図３の回路で用いる負域通過フィ
ルタ（ＮＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
ルタ（ＮＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
【図１４】 図２及び図３の回路で用いる正域通過フィ
ルタ（ＰＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
ルタ（ＰＰＦ）の振幅周波数特性を示す図である。
【図１５】 （ａ）は、図２及び図３のダウンサンプリ
ング処理器の処理前のサンプリング信号を時間軸で示す
タイミングチャートであり、（ｂ）は、図２及び図３の
ダウンサンプリング処理器の処理後のサンプリング信号
を時間軸で示すタイミングチャートである。
ング処理器の処理前のサンプリング信号を時間軸で示す
タイミングチャートであり、（ｂ）は、図２及び図３の
ダウンサンプリング処理器の処理後のサンプリング信号
を時間軸で示すタイミングチャートである。
【図１６】 （ａ）は、図２及び図３のダウンサンプリ
ング処理器の処理前の信号の振幅周波数特性図であり、
（ｂ）は、図２及び図３のダウンサンプリング処理器
（Ｍｄ＝２）の処理後の信号の振幅周波数特性図であ
る。
ング処理器の処理前の信号の振幅周波数特性図であり、
（ｂ）は、図２及び図３のダウンサンプリング処理器
（Ｍｄ＝２）の処理後の信号の振幅周波数特性図であ
る。
【図１７】 図１の受信装置で用いるπ／４シフトＱＰ
ＳＫの信号空間ダイヤグラムを示す図である。
ＳＫの信号空間ダイヤグラムを示す図である。
【図１８】 図１の受信装置で用いるπ／４シフトＱＰ
ＳＫの変調信号のスペクトル特性を示す図である。
ＳＫの変調信号のスペクトル特性を示す図である。
【図１９】 図３の復調器１１における符号識別処理を
示す振幅周波数特性図である。
示す振幅周波数特性図である。
【図２０】 （ａ）は、従来技術のＴＤＭＡ−ＴＤＤ方
式の周波数特性図であり、（ｂ）は、従来技術のＴＤＭ
Ａ−ＴＤＤ方式の時分割多重フォーマットを示すタイミ
ングチャートである。
式の周波数特性図であり、（ｂ）は、従来技術のＴＤＭ
Ａ−ＴＤＤ方式の時分割多重フォーマットを示すタイミ
ングチャートである。
【図２１】 （ａ）は、従来技術のＰＨＳ方式のシステ
ム構成を示す外観図であり、（ｂ）は、従来技術のＰＨ
Ｓ方式の周波数配置を示す振幅周波数特性図である。
ム構成を示す外観図であり、（ｂ）は、従来技術のＰＨ
Ｓ方式の周波数配置を示す振幅周波数特性図である。
【図２２】 図２のチャンネル分離用フィルタバンク１
０をＤＳＰのソフトウエアで実現したときの制御フロー
を示すメインルーチンのフィルタバンク処理の第１の部
分を示すフローチャートである。
０をＤＳＰのソフトウエアで実現したときの制御フロー
を示すメインルーチンのフィルタバンク処理の第１の部
分を示すフローチャートである。
【図２３】 メインルーチンのフィルタバンク処理の第
２の部分を示すフローチャートである。
２の部分を示すフローチャートである。
【図２４】 図２２の入力データセット処理の第１の部
分を示すフローチャートである。
分を示すフローチャートである。
【図２５】 図２２の入力データセット処理の第２の部
分を示すフローチャートである。
分を示すフローチャートである。
【図２６】 図２２の畳み込み積分処理の第１の部分を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図２７】 図２２の畳み込み積分処理の第２の部分を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図２８】 図２２のダウンサンプリング処理の第１の
部分を示すフローチャートである。
部分を示すフローチャートである。
【図２９】 図２２のダウンサンプリング処理の第２の
部分を示すフローチャートである。
部分を示すフローチャートである。
【図３０】 図２３の出力データセット処理を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
１…アンテナ、 ２…高周波増幅器、 ３…分配器、 ４ａ，４ｂ…混合器、 ５…局部発振器、 ６…π／２移相器、 ７ａ，７ｂ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、 ８ａ，８ｂ…Ａ／Ｄ変換器、 １０…チャンネル分離用フィルタバンク、 １１，１１−１乃至１１−８…復調器、 １１ａ…周波数変換部、 １１ｂ…信号復調部、 １００…フィルタバンク動作コントローラ、 １０１，２０１，２２１，３０１，３２１，３４１，３
６１…正域通過フィルタ（ＰＰＦ）、 １１１，２１１，２３１，３１１，３３１，３５１，３
７１…負域通過フィルタ（ＮＰＦ）、 １０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２３２，３
０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５２，３６
２，３７２…ダウンサンプリング処理器（ＤＳＣ）、 １０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３
０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６
３，３７３…レベル検出器、 ４０１ａ，４０１ｂ…混合器、 ４０２…局部発振器、 ４０３…π／２移相器、 ４０４ａ，４０４ｂ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、 ４１１，４１３，４１５，４２３，４２５…ダウンサン
プリング処理器（ＤＳＣ）、 ４１２，４１４，４１６，４３６…負域通過フィルタ
（ＮＰＦ）、 ４２２，４２４，４２６，４４６…正域通過フィルタ
（ＰＰＦ）、 ４１７，４２７，４３７，４４７，４６１，４６２…レ
ベル検出器、 ４１８，４２８，４３８，４４８…比較器、 ４５０…符号識別器、 ４５１…加算器、 ４５２…基準クロック再生回路、 ４７０…信号復調部動作コントローラ、 ５０１，５０１−１乃至５０１−（Ｍ−１）…遅延回
路、 ５０２−０乃至５０２−（Ｍ−１）…増幅器、 ５０３…加算器。
６１…正域通過フィルタ（ＰＰＦ）、 １１１，２１１，２３１，３１１，３３１，３５１，３
７１…負域通過フィルタ（ＮＰＦ）、 １０２，１１２，２０２，２１２，２２２，２３２，３
０２，３１２，３２２，３３２，３４２，３５２，３６
２，３７２…ダウンサンプリング処理器（ＤＳＣ）、 １０３，１１３，２０３，２１３，２２３，２３３，３
０３，３１３，３２３，３３３，３４３，３５３，３６
３，３７３…レベル検出器、 ４０１ａ，４０１ｂ…混合器、 ４０２…局部発振器、 ４０３…π／２移相器、 ４０４ａ，４０４ｂ…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、 ４１１，４１３，４１５，４２３，４２５…ダウンサン
プリング処理器（ＤＳＣ）、 ４１２，４１４，４１６，４３６…負域通過フィルタ
（ＮＰＦ）、 ４２２，４２４，４２６，４４６…正域通過フィルタ
（ＰＰＦ）、 ４１７，４２７，４３７，４４７，４６１，４６２…レ
ベル検出器、 ４１８，４２８，４３８，４４８…比較器、 ４５０…符号識別器、 ４５１…加算器、 ４５２…基準クロック再生回路、 ４７０…信号復調部動作コントローラ、 ５０１，５０１−１乃至５０１−（Ｍ−１）…遅延回
路、 ５０２−０乃至５０２−（Ｍ−１）…増幅器、 ５０３…加算器。
フロントページの続き (72)発明者 小牧 省三 大阪府大阪市鶴見区諸口３丁目５−27− 413 (72)発明者 森永 規彦 大阪府吹田市山田西４−６−１−1012
Claims (8)
- 【請求項１】 周波数多重化された複数のチャンネルの
信号を各チャンネルの信号にチャンネル分離するための
チャンネル分離用フィルタ装置において、 上記複数のチャンネルの信号を、その中心に位置し互い
に隣接する２つのチャンネルの各搬送波周波数の平均値
が実質的に０となるように周波数変換して周波数変換後
の複数のチャンネルの信号を出力する周波数変換手段
と、 上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの
信号を各チャンネルの信号の周波数成分のみにチャンネ
ル分離するチャンネル分離手段とを備え、 上記チャンネル分離手段は、少なくとも１段のフィルタ
バンクを備え、 第１段目のフィルタバンクは、 上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの
信号のうち所定の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波
して帯域ろ波後の信号を出力する第１の正域通過フィル
タと、 上記第１の正域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、
少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出
力する第１の処理手段と、 上記周波数変換手段から出力される複数のチャンネルの
信号のうち所定の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波
して帯域ろ波後の信号を出力する第１の負域通過フィル
タと、 上記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、
少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出
力する第２の処理手段とを備え、 上記周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少な
くとも２つのチャンネルの信号にチャンネル分離するこ
とを特徴とするチャンネル分離用フィルタ装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のチャンネル分離用フィル
タ装置において、 上記チャンネル分離手段は、少なくとも２段のフィルタ
バンクを備え、 第２段目のフィルタバンクは、 上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の正
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第２の正域通過フィルタと、 上記第２の正域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、
少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出
力する第３の処理手段と、 上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の負
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第２の負域通過フィルタと、 上記第２の負域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、
少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出
力する第４の処理手段と、 上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の正
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第３の正域通過フィルタと、 上記第３の正域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、
少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出
力する第５の処理手段と、 上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の負
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第３の負域通過フィルタと、 上記第３の負域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を、
少なくとも１つのチャンネルの信号を含む信号として出
力する第６の処理手段とを備え、 上記周波数多重化された複数のチャンネルの信号を少な
くとも４つのチャンネルの信号にチャンネル分離するこ
とを特徴とするチャンネル分離用フィルタ装置。 - 【請求項３】 請求項２記載のチャンネル分離用フィル
タ装置において、 上記第１の処理手段から出力される信号の信号レベルを
検出し、信号が存在しないときに第１の検出信号を出力
する第１の検出手段と、 上記第２の処理手段から出力される信号の信号レベルを
検出し、信号が存在しないときに第２の検出信号を出力
する第２の検出手段と、 上記第１の検出手段からの第１の検出信号に応答して、
上記第２の正域通過フィルタと、上記第２の負域通過フ
ィルタと、上記第３及び第４の処理手段の動作を停止
し、上記第２の検出手段からの第２の検出信号に応答し
て、上記第３の正域通過フィルタと、上記第３の負域通
過フィルタと、上記第５及び第６の処理手段の動作を停
止するように制御する動作制御手段とをさらに備えたこ
とを特徴とするチャンネル分離用フィルタ装置。 - 【請求項４】 少なくとも２つの符号に応じて変調され
たＰＳＫ変調信号を復調するＰＳＫ復調装置において、 上記ＰＳＫ変調信号の各符号に対応して上記ＰＳＫ変調
信号の振幅周波数特性において信号のピークが互いに異
なることを利用し、上記信号のピークの周波数成分を検
出することにより、上記信号のピークに対応する符号を
表わす信号を復調信号として出力する信号復調手段を備
えたことを特徴とするＰＳＫ復調装置。 - 【請求項５】 請求項４記載のＰＳＫ復調装置におい
て、 上記復調手段は、 上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実質的に０
となるように周波数変換して周波数変換後のＰＳＫ変調
信号を出力する別の周波数変換手段と、 上記別の周波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号
を復調して符号を表わす信号を出力する信号復調手段と
を備え、 上記信号復調手段は、少なくとも１段のフィルタバンク
を備え、 第１段目のフィルタバンクは、 上記別の周波数変換手段から出力される信号のうち所定
の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後
の信号を出力する第１の正域通過フィルタと、 上記別の周波数変換手段から出力される信号のうち所定
の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後
の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、 上記第１の正域通過フィルタから出力される信号の信号
レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数に対応
する符号を表わす信号を復調信号として出力する第１の
符号識別手段と、 上記第１の負域通過フィルタから出力される信号の信号
レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数に対応
する符号を表わす信号を復調信号として出力する第２の
符号識別手段とを備えたことを特徴とするＰＳＫ復調装
置。 - 【請求項６】 請求項４記載のＰＳＫ復調装置におい
て、 上記復調手段は、 上記ＰＳＫ変調信号を、その中心の周波数が実質的に０
となるように周波数変換して周波数変換後のＰＳＫ変調
信号を出力する別の周波数変換手段と、 上記別の周波数変換手段から出力されるＰＳＫ変調信号
を復調して符号を表わす信号を出力する信号復調手段と
を備え、 上記信号復調手段は、少なくとも２段のフィルタバンク
を備え、 第１段目のフィルタバンクは、 上記別の周波数変換手段から出力される信号のうち所定
の正の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後
の信号を出力する第１の正域通過フィルタと、 上記第１の正域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出
力する第１の処理手段と、 上記別の周波数変換手段から出力される信号のうち所定
の負の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後
の信号を出力する第１の負域通過フィルタと、 上記第１の負域通過フィルタから出力される信号に対し
てダウンサンプリング処理を実行して処理後の信号を出
力する第２の処理手段とを備え、 第２段目のフィルタバンクは、 上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の正
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第２の正域通過フィルタと、 上記第１の処理手段から出力される信号のうち所定の負
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第２の負域通過フィルタと、 上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の正
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第３の正域通過フィルタと、 上記第２の処理手段から出力される信号のうち所定の負
の周波数の信号成分のみを帯域ろ波して帯域ろ波後の信
号を出力する第３の負域通過フィルタと、 上記第２の正域通過フィルタから出力される信号の信号
レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数に対応
する符号を表わす信号を復調信号として出力する第１の
符号識別手段と、 上記第２の負域通過フィルタから出力される信号の信号
レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数に対応
する符号を表わす信号を復調信号として出力する第２の
符号識別手段と、 上記第３の正域通過フィルタから出力される信号の信号
レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数に対応
する符号を表わす信号を復調信号として出力する第３の
符号識別手段と、 上記第３の負域通過フィルタから出力される信号の信号
レベルを検出し、検出したとき当該信号の周波数に対応
する符号を表わす信号を復調信号として出力する第４の
符号識別手段とを備えたことを特徴とするＰＳＫ復調装
置。 - 【請求項７】 請求項６記載のＰＳＫ復調装置におい
て、 上記第１の処理手段から出力される信号の信号レベルを
検出し、信号が存在しないときに第１の検出信号を出力
する第１の検出手段と、 上記第２の処理手段から出力される信号の信号レベルを
検出し、信号が存在しないときに第２の検出信号を出力
する第２の検出手段と、 上記第１の検出手段からの第１の検出信号に応答して、
上記第２の正域通過フィルタと、上記第２の負域通過フ
ィルタと、上記第１及び第２の符号識別手段の動作を停
止し、上記第２の検出手段からの第２の検出信号に応答
して、上記第３の正域通過フィルタと、上記第３の負域
通過フィルタと、上記第３及び第４の符号識別手段の動
作を停止するように制御する動作制御手段とを備えたこ
とを特徴とするＰＳＫ復調装置。 - 【請求項８】 各チャンネルの信号がＰＳＫ変調信号で
あり、周波数多重化された複数のチャンネルの信号を含
む無線信号を受信する受信手段と、 上記受信手段によって受信された無線信号を各チャンネ
ルの信号にチャンネル分離する請求項１、２又は３記載
のチャンネル分離用フィルタ装置と、 上記チャンネル分離用フィルタ装置によってチャンネル
分離された各チャンネルの信号を復調する請求項４、
５、６又は７記載のＰＳＫ復調装置とを備えたことを特
徴とするＰＳＫ受信装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8006445A JPH09200165A (ja) | 1996-01-18 | 1996-01-18 | チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置 |
| US08/784,054 US5999575A (en) | 1996-01-18 | 1997-01-17 | Channel separating filter apparatus, PSK demodulator apparatus and PSK receiver apparatus each equipped with channel separating filter apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8006445A JPH09200165A (ja) | 1996-01-18 | 1996-01-18 | チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09200165A true JPH09200165A (ja) | 1997-07-31 |
Family
ID=11638619
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|---|---|---|---|
| JP8006445A Pending JPH09200165A (ja) | 1996-01-18 | 1996-01-18 | チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置 |
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- 1996-01-18 JP JP8006445A patent/JPH09200165A/ja active Pending
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- 1997-01-17 US US08/784,054 patent/US5999575A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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| US5999575A (en) | 1999-12-07 |
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