FI98584C - Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi - Google Patents

Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi Download PDF

Info

Publication number
FI98584C
FI98584C FI952186A FI952186A FI98584C FI 98584 C FI98584 C FI 98584C FI 952186 A FI952186 A FI 952186A FI 952186 A FI952186 A FI 952186A FI 98584 C FI98584 C FI 98584C
Authority
FI
Finland
Prior art keywords
sample
frequency
signal
filter
circuit
Prior art date
Application number
FI952186A
Other languages
English (en)
Swedish (sv)
Other versions
FI98584B (fi
FI952186A (fi
FI952186A0 (fi
Inventor
Jukka Henriksson
Vesa Vaelimaeki
Timo I Laakso
Original Assignee
Nokia Technology Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nokia Technology Gmbh filed Critical Nokia Technology Gmbh
Priority to FI952186A priority Critical patent/FI98584C/fi
Publication of FI952186A0 publication Critical patent/FI952186A0/fi
Priority to EP96106338A priority patent/EP0741472A3/en
Priority to US08/642,339 priority patent/US5812608A/en
Publication of FI952186A publication Critical patent/FI952186A/fi
Publication of FI98584B publication Critical patent/FI98584B/fi
Application granted granted Critical
Publication of FI98584C publication Critical patent/FI98584C/fi

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/438—Interfacing the downstream path of the transmission network originating from a server, e.g. retrieving encoded video stream packets from an IP network
    • H04N21/4382—Demodulation or channel decoding, e.g. QPSK demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0248—Filters characterised by a particular frequency response or filtering method
    • H03H17/028—Polynomial filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
    • H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
    • H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/238—Interfacing the downstream path of the transmission network, e.g. adapting the transmission rate of a video stream to network bandwidth; Processing of multiplex streams
    • H04N21/2383—Channel coding or modulation of digital bit-stream, e.g. QPSK modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0057—Closed loops quadrature phase
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
    • H04L7/0062—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on data decision error, e.g. Mueller type detection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/027—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit
    • H04L7/0274—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information extracting the synchronising or clock signal from the received signal spectrum, e.g. by using a resonant or bandpass circuit with Costas loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Description

98584
Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi - Förfa-rande och anordning för att behandla en mottagen signal
Keksinnön kohteena on menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsitte-5 lemiseksi muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä, esim. digitaalisessa televisio-järjestelmässä.
Digitaalisissa tiedonsiirtojärjestelmissä on pyrkimyksenä ottaa käyttöön siirtomenetelmiä, joissa käytetään kvadratuurista monitilamodulaatiota ja joissa signaalin 10 symboli- eli siirtonopeus on muuttuva. Symbolinopeus saattaa olla kanavakohtainen tai se voi muuttua myös samalla tiedonsiirtokanavalla. Symbolinopeus saattaa olla tyypillisesti 1-30 MBd. Muuttuvan symbolinopeuden järjestelmässä vastaanottimen tehtävänä on tunnistaa käytetty symbolinopeus ja suorittaa vastaanotto kyseiseen symbolinopeuteen nähden optimaalisella tavalla. Digitaalista siirtomenetelmää on 15 kuvattu mm. julkaisussa [1] The European Digital Video Broadcasting Project (DVB) 1994 DVB-TCM 11, version 3, DVB Project Office c/o EBU, 1994.
On ennestään tunnettua suorittaa vastaanotetun signaalin käsittely käyttämällä kiin-20 teällä kellotaajuudella tapahtuvaa digitaalista näytteenottoa kantataajuisesta signaalista, jolloin saatu näytejono suodatetaan ja suodatettujen näytteiden perusteella tehdään päätös signaaliarvosta. Näytteiden digitaalisessa suodatuksessa käytetään : : samaa kellotaajuutta kuin näytteenotossa.
25 Mainittua periaatetta voidaan soveltaa muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä .·. : muuttamalla näytteenottotaajuutta käytettyä symbolitaajuutta vastaavaksi. Koska • «· symbolitaajuutta ei aluksi tunneta, se ilmaistaan suodatetuista näytteistä, ja tämän jälkeen näytteenottotaajuus sekä suodattimen kellotaajuus muutetaan vastaamaan • · · ilmaistua symbolitaajuutta. Symbolitaajuuden ilmaisuun on tunnettua käyttää esim. 30 ns. nollanylitysten tarkkailua, epälineaarista operaatiota + suodatusta tai ns. early-late-piiriä.
• «· • · · • « · » : ·. Näytteenottotaajuudelta edellytetään huomattavan hyvää tarkkuutta ja stabiilisuutta.
. · · ·, Kiinteän symbolitaajuuden järjestelmissä näytteenottotaajuus muodostetaan jaka- V 35 maila sopivasti valitun kideoskillaattorin taajuus kokonaisluvulla. Tällöin kideoskil-: ’ ' laattorista digitaalisesti johdettu näytteenottotaajuus täyttää mainitut vaatimukset.
98584 2
Jos muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä käytetään vain sovittuja symbolitaa-juuksia, joiden taajuuksien suhde on rationaaliluku, on tarvittavat näytetaajuudet mahdollista muodostaa jakamalla riittävän korkea kideoskillaattorin taajuus muutettavilla kokonaisluvuilla.
5
Muuttuvan symbolitaajuuden järjestelmässä käytettyjen symbolitaajuuksien suhde ei kuitenkaan välttämättä ole pienistä kokonaisluvuista muodostettu murtoluku, vaan mm. järjestelmän siirtotehokkuuden maksimoimiseksi on edullista sallia käytettävän symbolitaajuuden valitseminen vapaasti asetetuissa rajoissa. Tällöin oikeaa näyt-10 teenottotaajuutta ei välttämättä saada käytettävissä olevan kideoskillaattorin taajuudesta jakamalla, vaan olisi käytettävä esim. vaihelukittuun silmukkaan perustuvaa analogista oskillaattoria. Tällä tavoin on hyvin vaikeaa saavuttaa riittävää näytteenottotaajuuden tarkkuutta ja stabiilisuutta. Lisäksi analogisen teknologian käyttö muutoin digitaalisella tekniikalla toteutettujen lohkojen yhteydessä on valmistus-15 teknisesti vaikeasti toteutettava ja lisäkustannuksia aiheuttava ratkaisu.
Keksinnön tarkoituksena on luoda menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi järjestelmässä, jossa on muuttuva symbolitaajuus, siten, että mainitut tekniikan tasoon liittyvät epäkohdat vältetään.
20
Keksinnön olennaisena ajatuksena on, että vastaanotetusta kantataajuisesta signaalista otetaan digitaalisia näytteitä näytetaajuudella, joka on suurempi kuin vastaanotettavien signaalien maksimi symbolitaajuus, ja tämän jälkeen näytetaajuus muunnetaan mainitun symbolitaajuuden suuruiseksi tai sen kokonaislukukerran-25 naiseksi suodatusta ja päätöksentekoa varten. Näytetaajuuden muunnos suoritetaan .·. : edullisesti ns. muunnetulla Farrow-tyyppisellä murtoviivesuotimella, jota ohjataan • «« kunkin näytteen viiveeseen verrannollisella ohjaussignaalilla.
• · · • · · · • · · • · · ’·’ * Keksinnön mukaisen ratkaisun etuna on, että vastaanotetun signaalin symbolitaa- 30 juuden ja vastaanottimen näytteenottotaajuuden suhde voi asetetuissa rajoissa olla mielivaltainen. Ratkaisu on lisäksi toteutettavissa digitaalisella tekniikalla, yksin- • · · : keltaisella rakenteella ja vähäisellä laskentakapasiteettitarpeella.
• 1 * ’ · · ·. Keksinnön mukaiselle menetelmälle on tunnusomaista, että 35 - näytteenotto suoritetaan taajuudella, joka on suurempi kuin vastaanotettavan sig- : * · · naalin suurin symbolitaajuus, 98584 3 - ennen suodatusta näin saadusta ensimmäisestä näytejonosta muodostetaan toinen näytejono, jonka näytetaajuus on olennaisesti yhtä suuri kuin vastaanotetun signaalin symbolitaajuus tai tämän kokonaislukukerrannainen ja - toisen näytejonon muodostamiseksi ensimmäiselle näytejonolle suoritetaan Lag-5 range-interpolaatio.
Keksinnön mukaiselle piirijärjestelylle on tunnusomaista, että - näytteenottopiirin näytetaajuus on suurempi kuin vastaanotettavan signaalin suurin symbolitaajuus, 10 - piirijärjestely käsittää murtoviivesuotimen näytteistetyn signaalin näytetaajuuden muuntamiseksi olennaisesti yhtä suureksi kuin vastaanotetun signaalin symboli-taajuus tai tämän kokonaislukukerrannainen ja - mainittu murtoviivesuodin on Lagrange-interpolaattori.
15 Keksinnön edullisia suoritusmuotoja on esitetty epäitsenäisissä patenttivaatimuksissa.
Seuraavassa keksintöä selostetaan oheisten piirustusten avulla, joissa 20 kuvio 1 esittää erästä keksinnön mukaisen vastaanottimen kantataajuisen osan lohkokaaviota, kuvio 2 esittää Lagrange-interpolaattorin Farrow-rakennetta ja .,,,: 25 kuvio 3 esittää 3-asteisen Lagrange-interpolaattorin muunnettua Farrow-rakennetta.
• · • · · • · · .* Kuvioissa on käytetty seuraavia lohkojen merkintöjä: • · · • · · · • · · *·* 1 Kaistanpäästösuodin 11 FIR-suodin 30 2 Sekoitin 12 Kertoja 3 Jänniteohjattu oskillaattori 13 Summain 4 Alipäästösuodin 14 Summain :·’ 5 A/D-muunnin 15 Siirtorekisteri 6 Murtoviivesuodin 16 Summain 35 7 Näytetaajuuden muunnin 17 Vakiokertoja : ·· 8 Signaali suodin 18 Ohjattava kertoja . : 9 Päätöspiiri 10 Ajastuslohko 98584 4
Kuvio 1 esittää erästä keksinnön mukaisen, QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) -siirtojärjestelmän vastaanottimen lohkokaaviota kantataajuisen signaalinkäsittelyn osalta. Vastaanottimen suurtaajuusosassa (ei esitetty kuviossa) vastaanotettu signaali 5 vahvistetaan ja sekoitetaan välitaajuudelle (IF). IF-signaali on kaistarajoitettu kais-tanpäästösignaali, jonka keskitaajuus on vastaanottimen valmistajan valittavissa (esim. 70 MHz). QPSK-symbolinopeus, jota vastaanottaja ei ennalta tiedä, voidaan valita esimerkiksi 1 ja 30 MBd:n väliltä.
10 Välitaajuinen signaali suodatetaan kaistanpäästösuotimella 1 ja johdetaan sekoitti-miin 2, joissa signaali demoduloidaan kantataajuudelle. Jänniteohjattu oskillaattori 3 (VCO) syöttää I (In-phase) ja Q (quadrature) -haarojen sekoittimiin 2 vastaavasti vaiheessa olevan ja vaihesiirretyn sekoitustaajuuden, jolloin tuloksina saadaan vaiheessa oleva (I) ja kvadratuurinen (Q) kantataajuinen signaalikomponentti. Sekoi-15 tustuloksina syntyvät sivukaistat poistetaan loivalla analogisella alipäästösuotimella 4, joka ei vaikuta alipäästötyyppisen signaalin sisältöön.
Alipäästösignaalit muunnetaan digitaalisiksi A/D-muuntimessa 5, jossa näytteen resoluutio on digitaalitelevisiosovelluksessa noin 5-6 bittiä. A/D-muuntimen näyte-20 taajuus on tässä keksinnön mukaisessa ratkaisussa kiinteä ff. Näytetaajuuden on teoreettisesti oltava vähintään symbolitaajuuden fj suuruinen, mutta riittävän tarkkuuden saavuttamiseksi näytetaajuuden ff tulisi olla vähintään kaksinkertainen sym-: : : bolitaajuuteen fj nähden. Digitaalisessa televisiojärjestelmässä, jossa maksimi sym- bolitaajuus on 30 MBd, järjestelmän kellotaajuuden ff tulee siis olla vähintään 60 25 MHz.
• · » » · • ♦ ·
Signaali suodatetaan digitaalisilla kohokosini-puolen Nyquistin suotimilla 8 näyttei- • « · den keskinäisvaikutuksen vähentämiseksi. Digitaalitelevisiosovelluksissa suotimen • · · *·’ ns. a parametrin arvoksi on määritelty 0,35. Tämän suotimen on adaptoiduttava 30 käytettyyn symbolinopeuteen, ts. suotimen kellotaajuuden fs tulee olla vastaanote-tun signaalin symbolitaajuus tai sen kokonaislukukerrannainen.
• · · • ♦ · • « · • : ·. Suodatettujen näytteiden perusteella tehdään signaaliarvosta päätös päätöspiirissä 9.
• · , Päätös voidaan tehdä jollakin tunnetulla menetelmällä kuten kvantisoimalla tai las- 35 kemalla minimietäisyyksiä. Päätökset tehdään symbolitaaj uudella fj
Vastaanotetun signaalin symbolitaajuus ilmaistaan ajastuslohkossa 10. Kun symbolitaajuus on ilmaistu, muodostetaan ajastuslohkossa suotimen kellotaajuus fs.
98584 5
Symbolikellon muodostamiseen voidaan käyttää mm. aiemmin mainittuja menetelmiä nollanylitysten tarkkailua, epälineaarista operaatiota + suodatusta tai ns. early-late-piiriä. Ajastuslohkossa muodostetaan symbolitaajuinen fj kellosignaali päätöspiirille.
5
Ajastuslohko 10 suorittaa myös kantoaallon taajuuden ja vaiheen uuton ja ohjaa demodulaatiossa käytettävää jänniteohjattua oskillaattoria 3. Tämä voidaan toteuttaa COSTAS-silmukalla tai päätösohjatulla silmukalla. Päätösohjattu silmukka edellyttää päätöspiirissä suoritettujen päätösten ohjaamista myös ajastusyksikköön 10, kun 10 COSTAS-silmukka käyttää ainoastaan suotimista 8 saatuja näytteitä.
Nyquist-suotimen ja päätöspiirin toimintaa sekä symbolitaajuuden ilmaisua ja kantoaallon uuttoa on kuvattu mm. julkaisussa [2] Proakis, J.G.: Digital communications (1989) McGraw-Hill, Inc., New York, 15 905 s.
Keksinnön mukaisessa ratkaisussa kiinteällä näytetaajuudella ff A/D-muuntimesta saadut digitaaliset näytteet muunnetaan ensin matalammalle näytetaajuudelle mur-toviivesuotimen 6 avulla ennen suodinta 8. Murtoviivesuodin pienentää näytetaa-20 juutta tekijällä 1...2 interpoloimalla uudet näytearvot tarvittavina ajanhetkinä. Mur-toviivesuodinta ohjataan siten, että tuloksena saadun näytejonon näytetaajuus on yhtä suuri kuin vastaanotetun signaalin symbolitaajuus fj tai tämän kokonaislukuker-rannainen.
, : 25 Piirissä voi lisäksi olla murtoviivesuotimen 6 jälkeen, ennen suodinta 8, näytetaa- juuden muunnin 7, joka tarvittaessa jakaa murtoviivesuotimesta 6 saadun näytetaa- • * · ' / juuden pienellä kokonaisluvulla M, jonka suuruus on edullisesti 1, 2, 3 tai 4. Näin ; ; suotimelle 8 saadaan näytejono, jonka näytetaajuus on vastaanotetun signaalin sym- 4 · · ’·’ bolitaajuuden fj suuruinen tai sen kokonaislukukerrannainen riippumatta A/D- 30 muuntunen kellotaajuuden ff ja symbolitaajuuden fj suhteesta.
• ♦ · • · · V · Keksinnön mukainen ratkaisun olennainen rakenneosa on murtoviivesuodin, jonka avulla voidaan interpoloida näytteet mielivaltaisina ajanhetkinä. Seuraavassa esitetään murtoviivesuodinrakenne, jonka avulla pystytään edullisesti toteuttamaan kek-35 sinnön mukainen vastaanotinratkaisu vaihtuvan symbolinopeuden järjestelmään.
; · · Lisäksi esitetään teoreettinen perusta mainitun suodinrakenteen toiminnalle.
98584 6
Yksittäinen ulostuleva signaalinäyte y(n) approksimoi ideaalisesti viivästettyä signaalia yid(n) = x(n - D). Muuttuja D on reaaliarvoinen viiveparametri, jonka murto-osaa d kutsutaan murtoviiveeksi. Signaalinäyte y(n) voidaan esittää seuraavasti: 5 y(n) = x(n)*h(n) =£h(k)x(n - k) (1), k=0 jossa x(n) on tuleva signaali ja h(n) on interpoloivan suotimen impulssivaste.
Jotta signaali y(n) vastaisi ideaalisesti viivästettyä signaalia, impulssivasteen h(n) 10 tulisi olla äärettömän pituinen, mikä ei käytännön ratkaisuissa ole mahdollista. Eräs tunnettu menetelmä äärellisen pituisen, ns. FIR (Finite Impulse Response) -tyyppisen murtoviivesuotimen suunnittelemiseksi on Lagrangen interpolointitekniikka, joka on ideaalisen interpolaattorin maksimaalisen laakalatvainen approksimaatio.
15 Lagrange-interpolaattorin kertoimet voidaan esitettää suljetussa muodossa: K*1) = Y[~~T j°ssa n = 0,1,2,...N (2) *=J n-k kitn jossa N on suotimen asteluku.
20 Tällaista menetelmää on käsitelty mm. seuraavassa julkaisussa: [3] Laakso, T., Välimäki, V., Karjalainen, M., & Laine, U.K. 1994. Crushing the Delay - Tools for Fractional Delay Filter Design. Report no. 35, Helsinki University /. j of Technology, Laboratory of Acoustics and Audio Signal Processing, Espoo, Fin- 25 land, 46 s.
r- · · 7 • · « • · · * a * · · • Seuraavassa johdetaan Lagrange-interpolaattorille rakenne, joka voidaan toteuttaa tehokkaasti aikamuuttuvassa sovelluksessa. Tavoitteena on, että FIR-suotimen kertoimet esitetään N-asteisina viiveparametrin D polynomeina, jolloin suodin voi- • % e V : 30 daan toteuttaa N+l -vakiokertoimisen FIR-suotimen avulla ja viiveen säätäminen _ t vaatii ainoastaan parametrin D muuttamisen. Lagrange-interpolointi voidaan johtaa , ·, tällaiseen muotoon seuraavasti:
Muodostetaan suodinapproksimaatio z-tasossa: Y(z) = H(z)X(z) (3) ; 35 98584 7 jossa X(z) ja Y(z) ovat suotimen tulo-ja lähtösignaalien, x(n) ja y(n), z-muunnokset ja interpolointisuotimen siirtofunktio H(z) esitetään nyt D:n polynomina: 5 H(z) = f Ck(z)Dk (4) *=0
Lagrange-interpolaation johdossa edellytetään, että polynomi saa datan x(n) kanssa saman arvon kokonaislukupisteissä n = 0, 1, 2,N. Sama vaatimus voidaan esittää z-tasossa seuraavasti: 10 Y(z) = z’DX(z) kun D = 0,1,2,.. ,,N (5)
Yhtälöiden (3) ja (4) kanssa tästä voidaan johtaa N+l ehtoa: 15 Σ Ck(z)D^ = z-D kun D = 0,1,2,...,N (6) ifc=0 joka voidaan kirjoittaa matriisimuodossa: 20 Uc = z (7) jossa L x L-matriisi U on: "o° o1 o2 .· oN 1 n o o ··· o ' 1° 1' l2 1N 111 1 • · U = 2° 2' 22 2N = 1 2 4 2N (8), ·«· · ··· · ··· · ·.· ·· ♦ •c · ··· ·· N° N1 N2 ---Nn [l N N2 --- NN_ . : 25 • « · vektori c: c = [C0(z) C!(z) C2(z) ... CN(z))]T (9) 30 ja viivevektori z: z = [1 z-1 z-2 ... z-N]T (10) 98584 8 U on ns. Vandermonde-matriisi, jolloin on olemassa käänteismatriisi lH, jonka avulla yhtälön (7) ratkaisu voidaan kirjoittaa muodossa: 5 c = lHz (11) Käänteismatriisia iH merkitään jatkossa Q:lla.
10 Käänteis-Vandermonde-matriisin Q vaakarivit sisältävät uuden suodinrakenteen kertoimet, minkä vuoksi matriisi ositellaan seuraavasti: Q = [qo qi q2 - qN]T (12) 15 Siirtofunktiot Cn(z) saadaan sisätuloina cn(z)= qnz = Σ qn(k)z"k , jossa n = 1,2,...,N (13) k=0
Sijoittamalla D = 0 yhtälössä (13) nähdään, että 20 Σ Ck(z)Ok = 1 =5 C0(z) S 1 (14) k=0 eli että siirtofunktio Co(z) = 1 riippumatta suotimen asteluvusta N. Muut siirtofunk-':". tiot Cn(z) ovat N-asteisia z:n polynomeja eli N-asteisia FIR-suotimia.
25 • · : Tätä johdettua rakennetta voidaan kutsua Lagrange-interpolaattorin Farrow-raken- • · · · teeksi. Farrow-rakennetta on aikaisemmin käsitelty muissa yhteyksissä mm. seuraa-vissa julkaisuissa: [4] Farrow, C.W. 1988. A continuously variable digital delay element. Proc. 1988 *::: 30 IEEE Int. Symp. On Circuits and Systems (ISCAS '88), Espoo, Finland, June 7-9, : 1988, vol. 3, pp. 2641-2645.
. ·.. [5] Välimäki, V. 1994. Fractional Delay Waveguide Modeling of Acoustic Tubes.
: Report no. 34, Helsinki University of Technology, Laboratory of Acoustics and
Audio Signal Processing, Espoo, Finland, 133 p.
: 35 98584 9
Farrow-rakenne voidaan toteuttaa tehokkaasti Homerin menetelmän avulla, joka on tehokas menetelmä polynomin evaluoimiseksi: N ._*_.
Σ Ck(z)Dk = C0(z)+[C1(z)+[C2(z)+...+[CN.i(z)+CN(z)O]ö]fl..]fl (15) k=0 5 Tässä muodossa suodinrakenteen toteutus vaatii N kertolaskua D:llä. Tämän "suoramuotoisen", N-asteisen Lagrange-interpolaattorin toteutus yhtälön (15) mukaisesti esitetään kuvassa 2. Tämän rakenteen edullinen ominaisuus on se, että siirtofunktiot Cn(z) 11 ovat vakioita tietyllä N:n arvolla. Interpolaattoria säädetään 10 siis suoraan murtoviiveen arvona D kertojissa 12 eli muiden parametrien laskentaa ei tarvita, kun viiveen arvo muuttuu.
Farrow-rakenne voidaan muuntaa tehokkaampaan muotoon muuttamalla parametrin D kokonaisosaa. Tämä merkitsee yksikköviiveiden siirtämistä paikasta toiseen 15 järjestelmän sisällä, jolloin järjestelmän siirtofunktio säilyy ennallaan. Uusi para metri d saa arvoja 0 < d < 1 (N pariton) tai -0,5 < d < 0,5 (N parillinen). Tämä muutos voidaan tehdä muunnosmatriisilla T, joka määritellään seuraavasti: (νΥ'ΎΌ round — kun»>/w τ„.„ = (2) mJ (16) 0 kun n<m 20 jossa n,m = 0, 1, 2, ..., N.
• · • · ·
• M
' Seuraavassa käsitellään uuden rakenteen erikoistapausta arvona N = 3. Silloin 25 muunnosmatriisi on seuraavanlainen: • « ·
I · I
T 1 1 Γ : 0 12 3 ::: τ = (n) ::: 0013 v [000 1
Kun kolmannen asteen suodinrakenteen keiToinmatriisi Q kerrotaan tällä matriisilla, : · 30 saadaan seuraava tulos: 98584 10 '0 10 0' -1/3 -1/2 1 -1/6 O = TQ = (18) 1/2 -1 1/2 0 v ' -1/6 1/2 -1/2 1/6 Tämä suotimen toteutus on esitetty kuviossa 3. Kuvion rakenteessa on 10 yhteenlaskua, jotka on toteutettu summaimilla 16. Yhdellä summaimista on kolme tuloa, 5 jolloin laskutoimitus saattaa käytännössä olla edullisempaa toteuttaa kahdella 2-tuloisella summaimella. Tällöin summaimia tarvitaan 11 kappaletta. Lisäksi rakenteessa on 9 kertojaa, joista kuudessa kertojassa 17 kertoja on vakio ja kolmessa kertojassa 18 kertoja on viiveparametri d. Vakiokertoimiset siirtofunktiot voivat käyttää yhteisiä siirtorekistereitä 15. N-asteinen Farrow-suodin vaatiikin vain N 10 siirtorekisteriä viivelinjan toteutukseen kuten yksi N-asteinen suoramuotoinen FIR-suodin.
Jos Lagrange-interpolaattori toteutettaisiin suoramuotoisena FIR-suotimena, tarvittaisiin ensin 3 yhteen-ja 10 kertolaskua suodinkertoimien määrittämiseen ja vielä 3 15 yhteen- ja 4 kertolaskua ulostulonäytteen laskemiseen eli yhteensä 6 yhteen- ja 14 kertolaskua. Yhteensä tarvitaan siis 20 laskutoimitusta kuten Farrow-rakenteessakin, mutta kertolaskujen osuus olisi suoramuotoisessa toteutuksessa suurempi kuin Farrow-rakenteessa. Lisäksi suoramuotoisessa toteutuksessa kertoimien käytännöllinen laskenta edellyttää välitulosten tallennusta ja siten enemmän muistia.
: 20
Tavanomaista digitaalitelevisiosovellutusta ajatellen yllä käsitellyllä kolmannen ] '. asteen suotimella saavutetaan riittävä näytearvojen tarkkuus. Asteluku voi olla myös • * . . jokin muu pieni pariton kokonaisluku kuten 5 tai 7. Keksinnön mukaisessa piirijär- • · · / / jestelyssä ei siten tarvita korkea-asteisia suotimia ja siirtorekistereiden tarve on • · · :·· · 25 vähäinen. Lisäksi suodinkertoimille voidaan yksinkertaisesti ja nopeasti laskea ; tarkat arvot. Toteutuksessa tarvitaan vain vähäinen määrä kertolaskuja jokaista ulostulevaa näytettä kohden.
• « * • « a • · · : Menetelmä voidaan toteuttaa tehokkaasti ohjelmoitavalla signaaliprosessorilla tai 30 erityispiirillä, joka voidaan suunnitella tähän tarkoitukseen. Digitaalitelevisiotek-niikassa näytetaajuus on hyvin suuri ja siksi erityispiiritoteutus on edullinen ratkaisu ; ' tähän tarkoitukseen. Pienemmän näytetaajuuden sovelluksissa, kuten esim. mo- ; .. deemi- tai audiosignaalisovelluksissa, signaaliprosessori on edullinen toteutusratkai- : su.
35 11 98584
Vaikka edellä esitetyssä järjestelmässä käsiteltävä signaali on kantataajuinen, on keksinnöllisen ajatuksen puitteissa mahdollista toteuttaa myös vastaanotin, jossa näytetaajuuden muunnos suoritetaan signaalille, jota ei ole demoduloitu kantataa-j uudelle.
5
Edellä on esitetty eräitä keksinnön mukaisen menetelmän sovelluksia. Luonnollisesti keksinnön mukaista periaatetta voidaan muunnella patenttivaatimusten suoja-alan puitteissa esim. toteutuksen yksityiskohtien sekä käyttöalueiden osalta. Keksintö ei siten rajoitu digitaaliseen televisiojärjestelmään vaan se on sovellettavissa 10 muissakin digitaalisissa tiedonsiirtojärjestelmissä.
• · • · · • · · • · • · • · · • · · • * * * • · · • * · • ·
IM
« · · ♦ · · • · · i :

Claims (13)

98584 12
1. Menetelmä vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi muuttuvan symbolinopeuden järjestelmässä, jolloin vastaanotetusta signaalista otetaan digitaalisia näytteitä, digitaaliset näytteet suodatetaan ja suodatetuista näytteistä tehdään päätökset, tunnettu 5 siitä, että - näytteenotto suoritetaan taajuudella (ff), joka on suurempi kuin vastaanotettavan signaalin suurin symbolitaajuus, - ennen suodatusta näin saadusta ensimmäisestä näytejonosta muodostetaan toinen näytejono, jonka näytetaajuus on olennaisesti yhtä suuri kuin vastaanotetun signaa-
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että Lagrange-inter-15 polaatio suoritetaan olennaisesti Farrow-rakenteen mukaisesti.
3. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että Lagrange-interpolaation asteluku on pieni pariton kokonaisluku.
4. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että kunkin toisen näytejonon näytearvon muodostamiseksi määritetään kunkin näytteen viiveen arvo (D).
. . 5. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että , ’, ’: 25 toisesta näytejonosta muodostetaan kolmas näytejono, jonka näytetaajuus on olen- · . ^ . naisesti toisen näytejonon näytetaajuus jaettuna kokonaisluvulla (M).
• · * • · • « < ·;;· 6. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että *·' ' ensimmäisen näytejonon näytetaajuus muunnetaan siten, että suodattimelle syötettä- 30 vän näytejonon näytetaajuus on yhtä suuri kuin vastaanotetun signaalin symbolitaa- v..: juus tai tämän kokonaislukukerrannainen. ♦ · ♦ • · *
7. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että vastaanotettu signaali on moduloitu kvadratuurisella menetelmällä, jolloin mainittu 35 näytejonon näytetaajuuden muunnos suoritetaan erikseen I-ja Q-haaran näytejo-• ' · · noille. 98584 13
8. Piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi muuttuvan symbolinopeu-den järjestelmässä, joka käsittää peräkkäin kytkettyinä näytteenottopiirin (5) digitaalisten näytteiden muodostamiseksi, suotimen (8) ja päätöspiirin (9) päätösarvon muodostamiseksi näytteistä, tunnettu siitä, että 5. näytteenottopiirin (5) näytetaajuus (ff) on suurempi kuin vastaanotettavan signaa lin suurin symbolitaajuus, - piirijärjestely käsittää murtoviivesuotimen (6) näytteistetyn signaalin näytetaajuu-den muuntamiseksi olennaisesti yhtä suureksi kuin vastaanotetun signaalin symboli-taajuus tai tämän kokonaislukukerrannainen ja 10 - mainittu murtoviivesuodin (6) on Lagrange-interpolaattori.
9. Patenttivaatimuksen 8 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että murtoviivesuotimen (6) jälkeen ennen päätöspiiriä (9) piirissä on näytetaajuuden muunnin (7) näytetaajuuden jakamiseksi kokonaisluvulla (M). 15
10. Patenttivaatimuksen 8 tai 9 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että mainitulla Lagrange-interpolaattorilla on Farrow-rakenne, jolloin ohjaussignaali on olennaisesti verrannollinen näyteviiveeseen (D).
10 Iin symbolitaajuus (fj) tai tämän kokonaislukukerrannainen ja - toisen näytejonon muodostamiseksi ensimmäiselle näytejonolle suoritetaan Lag-range-interpolaatio.
11. Patenttivaatimuksen 10 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että mainitulla Lagrange-interpolaattorilla on muunnettu Farrow-rakenne, jossa siirtorekisterien ja kertojien lukumäärä on minimoitu.
12. Jonkin patenttivaatimuksen 8-11 mukainen piirijärjestely, tunnettu siitä, että 25 Lagrange-interpolaattorin asteluku on pieni pariton kokonaisluku. • · ♦ · 1
/ / 13. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukaisen menetelmän tai piirijärjestelyn ► · 1 *··'· : käyttö digitaalisen televisiojärjestelmän vastaanottimessa. • · • · * · ♦ • 1 » • · · 1. t » 1 • ♦ ♦ 98584 14
FI952186A 1995-05-05 1995-05-05 Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi FI98584C (fi)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI952186A FI98584C (fi) 1995-05-05 1995-05-05 Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi
EP96106338A EP0741472A3 (en) 1995-05-05 1996-04-23 Method and circuit arrangement for processing variable symbol rates
US08/642,339 US5812608A (en) 1995-05-05 1996-05-03 Method and circuit arrangement for processing received signal

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI952186A FI98584C (fi) 1995-05-05 1995-05-05 Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi
FI952186 1995-05-05

Publications (4)

Publication Number Publication Date
FI952186A0 FI952186A0 (fi) 1995-05-05
FI952186A FI952186A (fi) 1996-11-06
FI98584B FI98584B (fi) 1997-03-27
FI98584C true FI98584C (fi) 1997-07-10

Family

ID=8543361

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
FI952186A FI98584C (fi) 1995-05-05 1995-05-05 Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5812608A (fi)
EP (1) EP0741472A3 (fi)
FI (1) FI98584C (fi)

Families Citing this family (74)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09200165A (ja) * 1996-01-18 1997-07-31 Daihen Corp チャンネル分離用フィルタ装置、ｐｓｋ復調装置及びｐｓｋ受信装置
US6539064B1 (en) * 1997-09-02 2003-03-25 Intermec Ip Corp. Multiple data rate filtered modulation system for digital data
FR2787201B1 (fr) * 1998-12-14 2001-01-12 Inst Francais Du Petrole Methode et dispositif d'acquisition synchronisee de signaux sismiques
EP1052800B1 (fr) * 1999-05-11 2006-09-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Système de transmission et récepteur avec dispositif de décimation
US7102692B1 (en) * 1999-10-13 2006-09-05 Thomson Licensing Digital and analog television signal digitization and processing device
US6600495B1 (en) 2000-01-10 2003-07-29 Koninklijke Philips Electronics N.V. Image interpolation and decimation using a continuously variable delay filter and combined with a polyphase filter
US6683905B1 (en) 2000-04-17 2004-01-27 Rf Micro Devices, Inc. Dual-mode receiver
US6917657B2 (en) * 2001-03-20 2005-07-12 Cyntrust Communications, Inc. Reduced MIPS pulse shaping filter
US6512468B1 (en) 2001-08-03 2003-01-28 Agere Systems Inc. System and method for increasing sample rate converter filter coefficient derivation speed
US20030235292A1 (en) * 2002-06-24 2003-12-25 George Cheng Dual tone multi-frequency decoder combines software and hardware and method of operating the same
US7515651B1 (en) 2003-08-07 2009-04-07 L3 Communications Corporation Parallel processing for programmable wideband digital modulation
US7340024B1 (en) 2003-10-22 2008-03-04 L3 Communications Corporation Parallel fractional interpolator with data-rate clock synchronization
GB0418133D0 (en) * 2004-08-13 2004-09-15 Ttp Communications Ltd Sample acquisition timing adjustment
JP2006148854A (ja) * 2004-10-21 2006-06-08 Hitachi Kokusai Electric Inc マルチキャリア受信機及び遅延補正機能付き送信機
DE602004015517D1 (de) * 2004-12-21 2008-09-11 Ericsson Telefon Ab L M Mehrschrittige nichtlineare zeitdiskrete verarbeitung
SG126799A1 (en) * 2005-04-29 2006-11-29 Oki Techno Ct Singapore Pte Ltd A modified transposed farrow structure
GB0718706D0 (en) 2007-09-25 2007-11-07 Creative Physics Ltd Method and apparatus for reducing laser speckle
EP1956707A1 (en) 2007-02-09 2008-08-13 Afa Technologies, Inc. Signal interpolation apparatus and method
ATE492939T1 (de) * 2007-06-04 2011-01-15 Nxp Bv Schaltung zur verarbeitung digitaler signale und entsprechendes verfahren mit bandauswahl
US9335604B2 (en) 2013-12-11 2016-05-10 Milan Momcilo Popovich Holographic waveguide display
US11726332B2 (en) 2009-04-27 2023-08-15 Digilens Inc. Diffractive projection apparatus
US11300795B1 (en) 2009-09-30 2022-04-12 Digilens Inc. Systems for and methods of using fold gratings coordinated with output couplers for dual axis expansion
US10795160B1 (en) 2014-09-25 2020-10-06 Rockwell Collins, Inc. Systems for and methods of using fold gratings for dual axis expansion
US11320571B2 (en) 2012-11-16 2022-05-03 Rockwell Collins, Inc. Transparent waveguide display providing upper and lower fields of view with uniform light extraction
US8233204B1 (en) 2009-09-30 2012-07-31 Rockwell Collins, Inc. Optical displays
US8659826B1 (en) 2010-02-04 2014-02-25 Rockwell Collins, Inc. Worn display system and method without requiring real time tracking for boresight precision
WO2012136970A1 (en) 2011-04-07 2012-10-11 Milan Momcilo Popovich Laser despeckler based on angular diversity
WO2016020630A2 (en) 2014-08-08 2016-02-11 Milan Momcilo Popovich Waveguide laser illuminator incorporating a despeckler
US10670876B2 (en) 2011-08-24 2020-06-02 Digilens Inc. Waveguide laser illuminator incorporating a despeckler
EP2995986B1 (en) 2011-08-24 2017-04-12 Rockwell Collins, Inc. Data display
US9599813B1 (en) 2011-09-30 2017-03-21 Rockwell Collins, Inc. Waveguide combiner system and method with less susceptibility to glare
US8634139B1 (en) 2011-09-30 2014-01-21 Rockwell Collins, Inc. System for and method of catadioptric collimation in a compact head up display (HUD)
US9366864B1 (en) 2011-09-30 2016-06-14 Rockwell Collins, Inc. System for and method of displaying information without need for a combiner alignment detector
US9715067B1 (en) 2011-09-30 2017-07-25 Rockwell Collins, Inc. Ultra-compact HUD utilizing waveguide pupil expander with surface relief gratings in high refractive index materials
WO2013102759A2 (en) 2012-01-06 2013-07-11 Milan Momcilo Popovich Contact image sensor using switchable bragg gratings
US9523852B1 (en) 2012-03-28 2016-12-20 Rockwell Collins, Inc. Micro collimator system and method for a head up display (HUD)
CN106125308B (zh) 2012-04-25 2019-10-25 罗克韦尔柯林斯公司 用于显示图像的装置和方法
US9933684B2 (en) 2012-11-16 2018-04-03 Rockwell Collins, Inc. Transparent waveguide display providing upper and lower fields of view having a specific light output aperture configuration
US9674413B1 (en) 2013-04-17 2017-06-06 Rockwell Collins, Inc. Vision system and method having improved performance and solar mitigation
US9727772B2 (en) 2013-07-31 2017-08-08 Digilens, Inc. Method and apparatus for contact image sensing
US9244281B1 (en) 2013-09-26 2016-01-26 Rockwell Collins, Inc. Display system and method using a detached combiner
US10732407B1 (en) 2014-01-10 2020-08-04 Rockwell Collins, Inc. Near eye head up display system and method with fixed combiner
US9519089B1 (en) 2014-01-30 2016-12-13 Rockwell Collins, Inc. High performance volume phase gratings
US9244280B1 (en) 2014-03-25 2016-01-26 Rockwell Collins, Inc. Near eye display system and method for display enhancement or redundancy
WO2016020632A1 (en) 2014-08-08 2016-02-11 Milan Momcilo Popovich Method for holographic mastering and replication
WO2016042283A1 (en) 2014-09-19 2016-03-24 Milan Momcilo Popovich Method and apparatus for generating input images for holographic waveguide displays
US10088675B1 (en) 2015-05-18 2018-10-02 Rockwell Collins, Inc. Turning light pipe for a pupil expansion system and method
US9715110B1 (en) 2014-09-25 2017-07-25 Rockwell Collins, Inc. Automotive head up display (HUD)
CN107873086B (zh) 2015-01-12 2020-03-20 迪吉伦斯公司 环境隔离的波导显示器
US9632226B2 (en) 2015-02-12 2017-04-25 Digilens Inc. Waveguide grating device
US10126552B2 (en) 2015-05-18 2018-11-13 Rockwell Collins, Inc. Micro collimator system and method for a head up display (HUD)
US11366316B2 (en) 2015-05-18 2022-06-21 Rockwell Collins, Inc. Head up display (HUD) using a light pipe
US10247943B1 (en) 2015-05-18 2019-04-02 Rockwell Collins, Inc. Head up display (HUD) using a light pipe
US10108010B2 (en) 2015-06-29 2018-10-23 Rockwell Collins, Inc. System for and method of integrating head up displays and head down displays
WO2017060665A1 (en) 2015-10-05 2017-04-13 Milan Momcilo Popovich Waveguide display
US10598932B1 (en) 2016-01-06 2020-03-24 Rockwell Collins, Inc. Head up display for integrating views of conformally mapped symbols and a fixed image source
JP6895451B2 (ja) 2016-03-24 2021-06-30 ディジレンズ インコーポレイテッド 偏光選択ホログラフィー導波管デバイスを提供するための方法および装置
EP3433658B1 (en) 2016-04-11 2023-08-09 DigiLens, Inc. Holographic waveguide apparatus for structured light projection
EP3548939A4 (en) 2016-12-02 2020-11-25 DigiLens Inc. UNIFORM OUTPUT LIGHTING WAVEGUIDE DEVICE
US10545346B2 (en) 2017-01-05 2020-01-28 Digilens Inc. Wearable heads up displays
US10295824B2 (en) 2017-01-26 2019-05-21 Rockwell Collins, Inc. Head up display with an angled light pipe
EP3698214A4 (en) 2017-10-16 2021-10-27 Digilens Inc. SYSTEMS AND METHODS FOR MULTIPLICATION OF THE IMAGE RESOLUTION OF A PIXELIZED DISPLAY
WO2019136476A1 (en) 2018-01-08 2019-07-11 Digilens, Inc. Waveguide architectures and related methods of manufacturing
KR20200104402A (ko) 2018-01-08 2020-09-03 디지렌즈 인코포레이티드. 도파관 셀을 제조하기 위한 시스템 및 방법
JP7404243B2 (ja) 2018-01-08 2023-12-25 ディジレンズ インコーポレイテッド 導波管セル内のホログラフィック格子の高スループット記録のためのシステムおよび方法
US11402801B2 (en) 2018-07-25 2022-08-02 Digilens Inc. Systems and methods for fabricating a multilayer optical structure
EP3924759A4 (en) 2019-02-15 2022-12-28 Digilens Inc. METHODS AND APPARATUS FOR MAKING A HOLOGRAPHIC WAVEGUIDE DISPLAY WITH INTEGRATED GRIDINGS
JP2022525165A (ja) 2019-03-12 2022-05-11 ディジレンズ インコーポレイテッド ホログラフィック導波管バックライトおよび関連する製造方法
WO2020247930A1 (en) 2019-06-07 2020-12-10 Digilens Inc. Waveguides incorporating transmissive and reflective gratings and related methods of manufacturing
US11681143B2 (en) 2019-07-29 2023-06-20 Digilens Inc. Methods and apparatus for multiplying the image resolution and field-of-view of a pixelated display
EP4022370A4 (en) 2019-08-29 2023-08-30 Digilens Inc. VACUUM BRAGG GRATINGS AND METHODS OF MANUFACTURING
CN111327382B (zh) * 2020-02-25 2022-03-08 东南大学 一种幅度、时延带宽和延迟可变的信道模拟架构及其方法
US11115004B1 (en) * 2020-08-05 2021-09-07 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Fractional delay filter for a digital signal processing system
CN114816325A (zh) * 2021-01-28 2022-07-29 深圳三星通信技术研究有限公司 信号处理系统、信号处理方法及电子设备

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4866647A (en) * 1988-02-04 1989-09-12 American Telephone And Telegraph Company Continuously variable digital delay circuit
ES2060536B1 (es) * 1992-11-30 1995-06-01 Alcatel Standard Electrica Sintetizador de frecuencias.
JP3003826B2 (ja) * 1992-12-11 2000-01-31 三菱電機株式会社 クロック再生回路
GB9301704D0 (en) * 1993-01-28 1993-03-17 Signal Processors Ltd New digital modem design techniques
US5504785A (en) * 1993-05-28 1996-04-02 Tv/Com Technologies, Inc. Digital receiver for variable symbol rate communications
IT1271527B (it) * 1993-10-14 1997-05-30 Sits Soc It Telecom Siemens Metodo di recupero del sincronismo di simbolo in ricevitori di segnali modulati digitalmente e circuito da esso derivato
DE69428987T2 (de) * 1994-07-25 2002-04-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Digital/Digital-Abtastratenumsetzer
SG64964A1 (en) * 1996-02-27 1999-05-25 Thomson Consumer Electronics Filter in a digital timing recovery system

Also Published As

Publication number Publication date
FI98584B (fi) 1997-03-27
FI952186A (fi) 1996-11-06
EP0741472A3 (en) 2000-06-07
EP0741472A2 (en) 1996-11-06
US5812608A (en) 1998-09-22
FI952186A0 (fi) 1995-05-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FI98584C (fi) Menetelmä ja piirijärjestely vastaanotetun signaalin käsittelemiseksi
US5872480A (en) Programmable down-sampler having plural decimators and modulator using same
JPH01212108A (ja) Ｓｓｂ信号発生器
AU573966B2 (en) Zero-if digital receiver
JP4583196B2 (ja) 通信装置
EP0695028B1 (en) Small-scale signal adding device and differential detecting device
US6624691B1 (en) Demodulator for processing digital signal
CN106301287A (zh) 一种重采样方法及装置
KR100959229B1 (ko) 데이터 수신 장치
US20080224750A1 (en) Digital delay architecture
US20020067218A1 (en) Circuit configuration for producing a quadrature-amplitude-modulated transmission signal
US6590948B1 (en) Parallel asynchronous sample rate reducer
Cardells-Tormo et al. Design of a DVB-S receiver in FPGA
JP3643109B2 (ja) データ受信装置
JPH09135150A (ja) ディジタルフィルタと受信装置
JP2002271431A (ja) 低域通過フィルタ
JP2002300224A (ja) 受信装置
Liu et al. A Variable Bandwidth High Speed FIR Filter Design for RFID Reader Receiver
Zhao et al. A IF Signal Precessing System Design Based on Software Radio Platform
Nagesh et al. Digital Down Converter For 5G Systems
KR100252341B1 (ko) 디지탈 복조기의 다운 컨버터
Cho et al. A VLSI architecture for a frequency-agile single-chip 10-MBaud digital QAM modulator
KR100913202B1 (ko) 주파수 변조된 신호의 복조를 위한 위상변화 검출 장치 및 방법
CN1988435B (zh) 一种数字比特位同步方法
JPH11243432A (ja) タイミング同期回路

Legal Events

Date Code Title Description
BB Publication of examined application