JP3660050B2 - 受信装置 - Google Patents
受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3660050B2 JP3660050B2 JP09589196A JP9589196A JP3660050B2 JP 3660050 B2 JP3660050 B2 JP 3660050B2 JP 09589196 A JP09589196 A JP 09589196A JP 9589196 A JP9589196 A JP 9589196A JP 3660050 B2 JP3660050 B2 JP 3660050B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- channel
- signal
- circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- Y02B60/50—
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信機器における受信装置に関し、特に高周波回路部分を少なくして高周波回路に内在する高電力消費要因及び動作不安定要因を低減することができる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信機器における受信装置のポイントのひとつは、高周波回路部分をいかに少なくし高周波回路に内在する高電力消費要素と動作不安定要素と製造コストと占有する空間とを少なくすることにある。ここで、受信装置の高周波部が複雑になっている原因の一つは、希望チャネル帯域を隣接チャネルから切り離して取り出すための切れの良いチャネルフィルタの実現が非常に難しく、数段に分けて徐々に特性を確立しなければならないからである。
【０００３】
まず、現在の移動通信機器に用いられている受信方式の構成例を図３８に示す。また、同じく従来例として、特開平6-164243号公報に記載されているように、高周波回路部分を低減するために、搬送周波数を局部発振周波数とする直接復調方式すなわちベースバンド帯域への直接変換方式であるダイレクトコンバージョン受信方式を図３９に示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図３８において、周波数fcなる無線信号がアンテナANTより入り、低雑音増幅器LNAで増幅された後、帯域通過型フィルタBPF1を通過して通信システムの対象となっている周波数チャネル全体を他の通信信号群から抽出する。その出力は周波数変換器MIX1により第1中間周波数に変換され、第１中間周波数フィルタIF1-FLTにより希望する周波数チャネル以外の信号成分をできるだけ除去する。その出力は第１中間周波増幅器IF1-AMPで補強されて周波数変換器MIX2に供給される。
【０００５】
第２中間周波数となった受信信号は第２中間周波数フィルタIF2-FLTによりさらに希望する周波数チャネル以外の信号成分を除去される。その出力は第２中間周波増幅器IF2-AMPで補強されて直交検波器Q-DETに入る。
【０００６】
ここで第２中間周波数fLOにより周波数変換作用も受け、ベースバンド帯へ還元される。周波数変換におけるイメージ信号除去を含めた周波数チャネル以外の信号成分の除去のために低域通過型フィルタLPFを通過させる。このようにして希望するチャネルの信号を取りだし、ベースバンド増幅器BF-AMPにより所定の信号強度に増幅して受信出力が提供される。
【０００７】
そこでまず、従来例である図３８に示したマイクロ波帯付近で使われる通信機器の受信装置についての課題を示す。
【０００８】
第１の課題としては図３８の従来例に見られるように、直交検波を含めて３段の周波数変換がなされ、４段のフィルタリングと４段の増幅がされる。局部発振器としてはLO1、LO2、fLOの３種類を用意しなければならない。したがって受信装置には多くの部品が必要となることである。
【０００９】
第２の課題は、これらの多くの部品が大きな消費電力を生じることである。
【００１０】
つぎに、受信装置の簡略化を図ったダイレクトコンバージョン受信装置について図３９の例を考える。図３９においては、一対の各混合器18、19に受信したＡＭ高周波信号を入力し、それぞれ相互に90度位相が異なる搬送周波数に等しい高周波信号を混合する。
【００１１】
混合器18、19の出力をそれぞれローパスフィルタ23、24、Ａ／Ｄ変換器25、26を介して各移相器27、28に入力する。移相器27、28で相互に位相が90度だけ異なるように位相を遅延された各信号はマトリクス回路29に入力され、各信号の和および差の信号が導出される。
【００１２】
マトリクス回路29からの信号は、Ｄ／Ａ変換器30、31でアナログ信号に変換され、ＡＭ高周波信号の各側波帯の変調信号が分離され、雑音の少ない方の信号がスピーカ35に選択出力され、雑音や混信の少ないダイレクトコンバージョン受信装置が実現されるとされている。
【００１３】
ここで、この従来例について回路の消費電力や部品に要求される性能を考える。図３９の従来例では、受信信号を隣接する妨害信号から分離し抽出するためのチャネルフィルタは、ローパスフィルタ23、24およびＡ／Ｄ変換後のディジタル回路内に設けるディジタルフィルタで確保することになる。
【００１４】
復調回路42において信号処理をディジタル回路で行なう場合に、無線系のフィルタ23、24を簡易化することはできるが、十分な振幅分解能および周波数分解能を得るためにはディジタル系42の演算クロック速度がアナログ系の最高周波数成分よりも十分に高くなくてはならないために動作部分が高速になってしまうとともに、ディジタル系42では動作振幅が一定かつ数ボルトと大きいために、アナログ系で処理する場合の数倍の消費電力の増大を招くという課題をもつ。
【００１５】
さらに、論理回路系ではパラレルに動作する処理系が多い。すなわち、演算クロック速度がベースバンド周波数に近いとしても回路の総消費電力は、（電圧振幅の２乗）×（処理速度）×（回路系負荷静電容量）×（パラレル数）となるために大きなものになっている。すなわち、信号をディジタル回路で処理することは消費電力を増大するマイナス要素をもつ。
【００１６】
第３の課題としては、信号処理のディジタル化を図った場合に、無線系で処理する場合の数倍の消費電力の増大を招くことである。
【００１７】
第４の課題としては、従来のディジタルフィルタは演算が複雑で、簡略な構成でも加減乗除を要し、消費電力を無視できない点があった。
【００１８】
また、信号のディジタル化をすべきＡ／Ｄ変換器25、26について考えると、一般に入力信号に要求される電圧振幅は１ボルトないし２ボルトという大きなものである。したがってその振幅を供給する能力は図３９に示された従来例においては、その前段の混合器18、19に要求されることとなる。これは図３９の従来例が対象とするＡＭ無線帯すなわち中波放送帯の周波数においては可能と言えなくはないが、より高い周波数であるＴＶ放送や携帯電話などの周波数帯域においてはそのような大きい出力が得られる混合器は存在しない。そのため、一般にはＡ／Ｄ変換器の前段に増幅器を挿入して電圧振幅を増幅する必要がある。したがって、第５の課題としては、Ａ／Ｄ変換器を用いる方法を採ると無線系あるいはアナログ系の電力が大きく増大するというマイナス要素がある。
【００１９】
また、図３９に見られる従来方式では、局部発振器の発生する周波数は受信信号の搬送波周波数と等しい。このために、第６の課題としては、多くの通信方式において障害を生じるということである。すなわち、図４０(ａ)に示すように、従来方式の局部発振信号は、発振周波数が受信回路系の同調周波数と同一なために受信回路系に漏れて、空中線から隣接局に妨害を与えたり、混合器18、19の受信信号入力部側から入る。混合器では局部発振信号同士の混合すなわち乗算が生じ、図４０(ｂ)に示すように直流成分が発生し、直流オフセット成分となって復調信号に誤りを与える。したがって局部発振周波数に搬送周波数を選ぶ方式のダイレクトコンバージョン受信方式はもっぱら単一周波数干渉に比較的強い周波数変調方式の通信に採用されている。
【００２０】
ここで上述した課題を整理しておくと、
第１の課題は、良好な受信チャネル選択度の確保に受信装置が多くの部品を必要とする。
【００２１】
第２の課題は、前記第１の課題である多くの部品が、大きな消費電力を招くことである。
【００２２】
第３の課題は、信号処理のディジタル化はアナログ処理の数倍の消費電力となる。
【００２３】
第４の課題は、従来のディジタルフィルタは演算が複雑で、消費電力が大きいということである。
【００２４】
第５の課題は、信号ディジタル化のＡ／Ｄ変換器は大入力信号振幅を必要とするということである。
【００２５】
第６の課題は、局部発振信号が受信信号の搬送波周波数と等しいダイレクトコンバージョン受信方式は、局部発振信号が空中線から隣接局に妨害を与えたり、直流オフセットが発生し復調信号に誤りを与える。
【００２６】
本発明は、従来の受信装置に見られる前記６つの課題を解決するために、高周波回路部分を少なくし、高周波回路に内在する高電力消費要素と動作不安定要素と製造コストと占有する空間とを少なくした受信装置を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために請求項１の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする。
【００２８】
また請求項２記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする。
【００２９】
また請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする。
【００３０】
また請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわちゼロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心に正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする。
【００３１】
また、請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネルの直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引き回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする。
【００３２】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする。
【００３３】
本発明の請求項７に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみを抽出する手段とを備えたことを特徴とする。
【００３４】
また、請求項８記載の発明は、請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の間引き回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第１の間引き回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
また、請求項９の発明は、請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする。
【００３６】
また請求項１０の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記ヒルベルト変換器を、スイッチトキャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイッチで構成したことを特徴とする。
【００３７】
また、請求項１１の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記複素係数フィルタにおける係数の絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする。
【００３８】
また、請求項１２の発明は、請求項３、請求項４または請求項８いずれかに記載のの発明において、前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペアンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそれぞれ共用したことを特徴とする。
【００３９】
また、請求項１３の発明は、請求項１２記載の発明において、前記ローパス・フィルタをＣＣＤを用いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去するという作用を有する。
【００４１】
本発明の請求項２に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去するという作用を有する。
【００４２】
本発明の請求項３に記載の発明は、請求項１記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする受信装置としたもので、複素係数フィルタにより直交フィルタ機能を実現するという作用を有する。
【００４３】
また、本発明の請求項４に記載の発明は、請求項２記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわちゼロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心に正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去するとともに複素係数フィルタにより直交フィルタ機能を実現するという作用を有する。
【００４４】
本発明の請求項５に記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネルの直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引き回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする受信装置としたもので、間引き処理とオフセット周波数を除去を行なうことによって正確に受信希望チャネルを抽出しうるようになるという作用を有する。
【００４５】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする受信装置としたもので、平均化処理とオフセット周波数を除去を行なうことによって正確に受信希望チャネルを抽出しうるようになるという作用を有する。
【００４６】
本発明の請求項７に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみを抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたもので、受信希望チャネルを含む隣接チャネルの帯域を広くしても希望のチャネルを抽出しうるという作用を有する。
【００４７】
本発明の請求項８に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の間引き回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第１の間引き回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする受信装置としたもので、基本的な信号処理ブロックを縦続することによって希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換せしめるという作用を有する。
【００４８】
また、本発明の請求項９に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする受信装置としたもので、基本的な信号処理ブロックを縦続することによって希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換せしめるという作用を有する。
【００４９】
本発明の請求項１０に記載の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記ヒルベルト変換器を、スイッチトキャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイッチで構成したことを特徴とする受信装置としたもので、簡潔な同期制御と低い消費電力を実現するという作用を有する。
【００５０】
本発明の請求項１１に記載の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記複素係数フィルタにおける係数の絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする受信装置としたもので、限定した固定値の回路エレメントで回路を構成し設計の容易性と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有する。
【００５１】
本発明の請求項１２に記載の発明は、請求項３、請求項４または請求項８いずれかに記載のの発明において、前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペアンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそれぞれ共用したことを特徴とする受信装置としたもので、限定した回路エレメントで回路を構成し消費電力の低減と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有する。
【００５２】
本発明の請求項１３に記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記ローパス・フィルタをＣＣＤを用いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴とする受信装置としたもので、低消費電力化を促進するとともに設計の容易性と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有する。
【００５３】
（第１の実施の形態）
図１は，本発明の第１の実施の形態の構成例を示すものである。アンテナから得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は第１の帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発信周波数fLOで周波数変換される。
【００５４】
周波数変換器４の出力は第２の帯域通過フィルタ６により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、第２の帯域フィルタ６などにより規定される通過帯域幅に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは帯域制限サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【００５５】
この標本出力はＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。この２信号は複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留成分を除去する。
【００５６】
さらに必要であれば、レベル変換を行ない、ディジタル信号レベルの出力21、22をディジタル系に供給する。サンプル・ホールド以降の動作制御はすべてクロック信号発生および制御回路23から供給される各種クロック信号で行なわれる。
【００５７】
図２を用いて、図１の第１の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００５８】
図２(ａ)は、対象とする通信システムの使用する周波数帯域と、その通信用帯域内での通信用チャネルの配置と、その一つを希望波チャネルとして例示したもので、この通信用帯域の上下の周波数域は、他の通信信号群に占有されている状況を示したものである。
【００５９】
図２(ｂ)は図１の第１の帯域通過フィルタ３により対象とする通信用帯域が他の通信信号群から抽出された状況を示すものである。
【００６０】
図２(ｃ)は、図１の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに第２の帯域通過フィルタ６により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態を示す。
【００６１】
図２(ｄ)は、前記の中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態の信号にサンプル・ホールド回路８によりサンプリングと同時に周波数変換作用を与え、ベースバンド周波数近傍に移動した状態を示す。ここでfsはサンプリング・クロック９の周波数を示し、本発明においては中間周波帯域幅fFBをチャネル間隔幅の６倍以内とする。このときサンプリング周波数はベースバンド帯域幅周波数fbもしくはチャネル間隔周波数fwの1／2の16倍または16倍の偶数倍の周波数に設定する。
【００６２】
従来のサンプリングにおいては、通常は１次サンプリング定理により中間周波中心周波数fIFの２倍以上に設定される。本発明においては、帯域制限を施した信号に対する標本化定理を用いて、最低のサンプリング周波数fsを中間周波数帯の帯域幅fFBの２倍にできる。
【００６３】
図２(ｄ)においてはサンプリングによるダウンコンバージョンの結果、希望波チャネルがベースバンド領域の直流点付近に希望波チャネルの下端を置く位置に移動するとともに、直流軸を境に周波数軸正負に同数のチャネルが対称に並ぶスペクトルが得られる。
【００６４】
図３を用いて、図１の第１の実施の形態における周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００６５】
図３(ａ)は、図２(ｃ)に示したものと同一のもので、図１の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに第２の帯域通過フィルタ６により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態を示す。
【００６６】
図３(ｂ)は、サンプル・ホールド回路のサンプリング周波数fsと中間周波中心周波数(fc-fLO)の関係を示すもので、サンプリング周波数fsは中間周波中心周波数(fc-fLO)の２以上の整数分周波の関係が必要である。
【００６７】
図３(ｃ)は、図３(ｂ)の周波数ゼロを含めたサンプリング周波数の倍数波上に中間周波数帯域幅fFBのチャネル群が重畳するスペクトルが得られることを示す。図３(ｃ)から明らかなように、サンプリングにおいてエイリアシングが発生しないようにするために、中間周波中心周波数(fc-fLO)を中間周波数帯域幅fFBの値よりも高い周波数にする。
【００６８】
図３(ｄ)は、本発明における複素係数フィルタと位相等化器と遅延型ローパス・フィルタから成る隣接チャネル除去フィルタ特性をチャネル配置上に示したものである。フィルタの零点が隣接チャネルの各中心周波数上に位置されることを示している。
【００６９】
図３(ｅ)は、図３(ｄ)のチャネル特性による隣接チャネル除去効果を模式的に図示したものである。
【００７０】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態の構成例を示すものである。アンテナから得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数fLOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数変換される。
【００７１】
周波数変換器４の出力は初段のローパス・フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。
【００７２】
サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定される通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【００７３】
この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。
【００７４】
この２信号は複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留成分を除去する。
【００７５】
さらに必要であれば、レベル変換を行ない、ディジタル信号レベルの出力21、22をディジタル系に供給する。サンプル・ホールド以降の動作制御はすべてクロック信号発生および制御回路23'から供給される各種クロック信号で行なわれる。
【００７６】
図５を用いて、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００７７】
図５(ａ)は、対象とする通信システムの使用する周波数帯域と、その通信用帯域内での通信用チャネルの配置と、その一つを希望波チャネルとして例示したもので、この通信用帯域の上下の周波数域は、他の通信信号群に占有されている状況を示したものである。
【００７８】
図５(ｂ)は、図４の帯域通過フィルタ３により対象とする通信用帯域が他の通信信号群から抽出された状況を示すものである。
【００７９】
図５(ｃ)は、図４の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに初段のローパス・フィルタ６'により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態を示す。
【００８０】
図５(ｄ)は、前記の中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態の信号にサンプル・ホールド回路８によりサンプリングと同時に周波数変換作用を与え、ベースバンド周波数近傍に移動した状態を示す。ここでfsはサンプリング・クロック９の周波数を示し、本発明においては中間周波帯域幅fFBをチャネル間隔幅の6倍以内とする。このときサンプリング周波数はベースバンド帯域幅周波数fbもしくはチャネル間隔周波数fwの1／2の16倍または16倍の偶数倍の周波数に設定する。従来のサンプリングにおいては、通常は１次サンプリング定理により中間周波中心周波数fIFの２倍以上に設定される。
【００８１】
本発明においては、帯域制限を施した信号に対する標本化定理を用いて、最低のサンプリング周波数fsを中間周波数帯の帯域幅fFBの２倍にできる。
【００８２】
図５(ｄ)においては、サンプリングによるダウンコンバージョンの結果、希望波チャネルがベースバンド領域の直流点付近に希望波チャネルの下端を置く位置に移動するとともに、直流軸を境に周波数軸正負に同数のチャネルが対称に並ぶスペクトルが得られる。
【００８３】
図６を用いて、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００８４】
図６(ａ)は、図５(ｂ)に示したものと同一のもので、図６(ｃ)は、図５(ｃ)に示したものと同一のものであり、図４の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに初段のローパス・フィルタ６'により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を直流付近とするベースバンド周波数領域fBB内に帯域制限された状態を示す。
【００８５】
図６(ｂ)は、局部発振周波数fLOすなわち(希望チャネル周波数fc−チャネル幅／２）の値とサンプル・ホールド回路のサンプリング周波数fsとの関係を示すもので、サンプリング周波数fsはサンプリングにおいてエイリアシングが発生しないようにするために、ベースバンド周波数領域fBBの２倍以上であることが必要である。
【００８６】
図６(ｃ)は、図６(ｂ)の周波数ゼロを含めたサンプリング周波数の倍数波上にベースバンド周波数領域fBBのチャネル群が重畳するスペクトルが得られることを示す。なお、局部発振周波数fLOとサンプリング周波数fsの間には、一般的には制約はない。
【００８７】
図６(ｄ)は、本発明における複素係数フィルタと位相等化器と遅延型ローパス・フィルタから成る隣接チャネル除去フィルタ特性をチャネル配置上に示したものである。フィルタの零点が隣接チャネルの各中心周波数上に位置されることを示している。
【００８８】
図６(ｅ)は、図６(ｄ)のチャネル特性による隣接チャネル除去効果を模式的に図示したものである。
【００８９】
（第３の実施の形態）
図７は、本発明の第３の実施の形態の構成例を示すものである。図７は、本発明の第２の実施の形態の第１の構成例を示した図４において、主にＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25とイメージ抑制型周波数変換回路26がＩ軸ローパス・フィルタ19とディジタル系21'またはＱ軸ローパス・フィルタ20とディジタル系22'の間に挿入されたものである。関連してクロック信号発生および制御回路23'は制御系が増加する。
【００９０】
アンテナから得た受信信号１は、高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数fLOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数変換される。
【００９１】
周波数変換器４の出力は初段のローパス・フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。
【００９２】
サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定される通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【００９３】
この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。
【００９４】
この２信号は複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留成分を除去する。
【００９５】
Ｉ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20の出力は、それぞれＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25に入力される。そして、Ｉ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25の出力は、イメージ抑制型周波数変換回路26に入力され、その出力はディジタルの出力21'および22'となってディジタル系に提供される。
【００９６】
図７の第３の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係は、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係を説明した図５および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係を説明した図６と同じなので省略する。
【００９７】
そこで図８を用いて、間引き回路の作用を説明する。図８(ａ)は、図６(ｄ)のフィルタリングの位置を示す図と同一であり、図７に示されたＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25の働きを示す。
【００９８】
図８(ｂ)は、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波が概ね抽出できた様子を示している。ただし、サンプリング周波数fsの高調波毎に、直流域に移った希望波および隣接チャネル信号群の残余のスペクトルと同一のスペクトルが繰り返される。
【００９９】
ここで、図８(ｃ)はデータを1／2に間引いたものであるが、もとのサンプリング周波数fsの1／2となったサンプリング周波数fs'は高調波の間隔が1／2となり、スペクトルの繰り返しが倍になる。すなわち、16倍オーバーサンプリングにおいてはサンプリング周波数の高調波間に８チャネルが存在していたが、1／2の間引きにより４チャネルになり、各チャネル位置においては、異なるチャネルの信号残余が重なり合うことになる。
【０１００】
図８(ｄ)においては、さらにデータを1／2に間引き、図８(ｅ)においてはさらにデータを1／2に間引き、図８(ｂ)からは1／8の間引きを行なったものになっている。この結果、希望波スペクトルは、チャネル間隔で繰り返し現れることになる。この時のサンプリング周波数fs'''は、希望波に対して２倍オーバーサンプリングとなり、サンプリング定理の最低基準を満たす状態にまで引き下げられたことになる。
【０１０１】
図８(ｅ)においては、隣接チャネル群の信号が折り重なって希望波スペクトル内にたたみこまれているが、基本的には複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により隣接チャネル信号は大きく減衰している。
【０１０２】
したがって、図８(ｅ)においては、希望波が希望波の２倍の周波数でサンプリングされ抽出されたとみてよい。ただし、直流からの周波数オフセットはまだ存在しており、このオフセット周波数を除去するために出力をイメージ抑制型周波数変換回路26に入力する。なお、間引き回路は、８クロックに１回だけサンプリングをするサンプル・ホールド回路もしくは転送回路であり、具体的回路は十分に公知であるので、ここでの提示は省略することとする。
【０１０３】
このように第３の実施の形態の説明から明らかなように、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波を抽出できる。
【０１０４】
（第４の実施の形態）
図９は、本発明の第４の実施の形態の構成例を示すものである。図９は、本発明の第２の実施の形態の第１の構成例を示した図４において、主にＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とイメージ抑制型周波数変換回路26がＩ軸等化器15とディジタル系21'またはＱ軸等化器16とディジタル系22'の間に挿入されたものである。関連してクロック信号発生および制御回路23'は制御系が増加する。
【０１０５】
アンテナから得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数fLOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数変換される。
【０１０６】
周波数変換器４の出力は初段のローパス・フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。
【０１０７】
サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定される通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【０１０８】
この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。
【０１０９】
この２信号は、複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸間平均化回路27とＱ軸平均化回路28に入力する。そして、Ｉ軸間平均化回路27とＱ軸平均化回路28の出力は、イメージ抑制型周波数変換回路26に入力され、その出力はディジタルの出力21'および22'となってディジタル系に提供される。
【０１１０】
図９の第４の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係は、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係を説明した図５および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係を説明した図６と同じなので省略する。
【０１１１】
そこで図１０を用いて、平均化回路の作用を説明する。図１０(ａ)は、図６(ｄ)のフィルタリングの位置を示す図と同一であり、図９に示されたＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28の働きを示す。
【０１１２】
図１０(ｂ)は、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波が概ね抽出できた様子を示している。ただし、サンプリング周波数fsの高調波毎に、直流域に移った希望波および隣接チャネル信号群の残余のスペクトルと同一のスペクトルが繰り返される。
【０１１３】
ここで、図１０(ｃ)はデータを２サンプリング期間にわたり平均化したものであるが、もとのサンプリング周波数fsの1／2となったサンプリング周波数fs'は高調波の間隔が1／2となり、スペクトルの繰り返しが倍になる。すなわち、16倍オーバーサンプリングにおいてはサンプリング周波数の高調波間に８チャネルが存在していたが、２区間の平均化により４チャネルになり、各チャネル位置においては、異なるチャネルの信号残余が重なり合うことになる。
【０１１４】
図１０(ｄ)において、はさらにデータを平均化し、図１０(ｂ)からは４期間の平均化を行なったものである。図１０(ｅ)においてはさらにデータを平均化し、図１０(ｂ)からは８期間の平均化を行なったものになっている。この結果、希望波スペクトルは、チャネル間隔で繰り返し現れることになる。この時のサンプリング周波数fs'''は、希望波に対して２倍オーバーサンプリングとなり、サンプリング定理の最低基準を満たす状態にまで引き下げられたことになる。
【０１１５】
図１０(ｅ)においては、隣接チャネル群の信号が折り重なって希望波スペクトル内にたたみこまれることが想像されるが、平均化によるローパス・フィルタ効果により折重ねの隣接チャネル成分は減衰されている。
【０１１６】
したがって、図１０(ｅ)においては、希望波が希望波の２倍の周波数でサンプリングされ抽出されたとみてよい。ただし、直流からの周波数オフセットはまだ存在しており、このオフセット周波数を除去するためにこの出力をイメージ抑制型周波数変換回路26に入力する。
【０１１７】
図１１は、８サンプルを平均化する回路の構成例である。遅延手段をＩ軸Ｑ軸ともに７段用いて、カスケードに接続するとともにその入出力をすべて合成することにより平均化している。厳密には1／8に除算すべきであるが、システム全体の必要な増幅度の中の構成要素に配分することで、実際に除算する必要はないと考える。
【０１１８】
このように第４の実施の形態の説明から明らかなように、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波を抽出できる。
【０１１９】
（第５の実施の形態）
図１２および図１３は本発明の第５の実施の形態の構成例を示すものである。図１２は、本発明の第２の実施の形態および第４の実施の形態に示す構成例のうち、主にＩ軸成分分離回路10と第１の複素係数フィルタ12との間、およびＱ軸成分分離回路11と第１の複素係数フィルタ12との間に、第２の複素係数フィルタである４倍域複素係数フィルタ112と第２のＩ軸４等化器であるＩ軸４倍域等化器115と第２のＱ軸等化器であるＱ軸４倍域等化器116および第２のＩ軸平均化回路であるＩ軸４倍域平均化回路127と第２のＱ軸平均化回路であるＱ軸４倍域平均化回路128を挿入したものであり、また図１３は、本発明の第１の実施の形態および第３の実施の形態に示す構成例のうち、主にＩ軸成分分離回路10と第１の複素係数フィルタ12との間、およびＱ軸成分分離回路11と第１の複素係数フィルタ12との間に、第２の複素係数フィルタである４倍域複素係数フィルタ112と第２のＩ軸等化器であるＩ軸４倍域等化器115と第２のＱ軸等化器であるＱ軸４倍域等化器116および第２のＩ軸ローパス・フィルタであるＩ軸４倍域ローパス・フィルタ119と第２のＱ軸ローパス・フィルタであるＱ軸４倍域ローパス・フィルタ120および第２のＩ軸間引き回路出あるＩ軸４倍域間引き回路124と第２のＱ軸間引き回路であるＱ軸４倍域間引き回路125を挿入したものである。
【０１２０】
そして、これらの複素係数フィルタ、等化器、平均化回路または間引き回路からなる回路手段を挿入して、ベースバンド周波数から見た場合の16倍のオーバーサンプリングによる隣接波除去作用を二重に用い、16×４すなわち64倍のオーバーサンプリングによる両側各9波ないし16波の隣接チャネル波の除去を行なうものである。
【０１２１】
図１２において、アンテナからサンプル・ホールド回路８における構成および接続についての説明は上述したものと変わりないので省略する。サンプル・ホールド回路８はクロック信号発生および制御回路23'から64倍オーバーサンプリングに必要なサンプリング・クロック９を受け、受信信号をサンプル・ホールドする。サンプリングは帯域制限サンプリング定理を用いる。
【０１２２】
こうして得られた受信信号の離散化信号は、Ｉ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。その各出力は４倍域複素係数フィルタ112に供給されて上下各８つの隣接チャネル信号が除去される。その各出力113、114は各々Ｉ軸４倍域等化器115とＱ軸４倍域等化器116に供給される。さらに、それぞれＩ軸４倍域平均化回路127とＱ軸４倍域平均化回路128に供給され、ここで希望波を含む４倍帯域のベースバンド出力に復元される。
【０１２３】
こうして得られた４倍帯域ベースバンド出力の２出力は、前記した第３の実施の形態ないし第４の実施の形態で説明した本来のベースバンド信号を抽出する回路手段に供給される。すなわち、第４の実施の形態に従えば、16倍オーバーサンプリングに対応する第１の複素係数フィルタ12と、第１の等化器15、16と、第１の平均化回路27、28と、イメージ抑制型周波数変換回路26に供給されて本来のベースバンド信号が抽出される。
また、第３の実施の形態に従えば、16倍オーバーサンプリングに対応する第１の複素係数フィルタ12と、第１の等化器15、16と、第１のローパス・フィルタ19、20と、第１の間引き回路24、25と、イメージ抑制型周波数変換回路26に供給されて本来のベースバンド信号が抽出される。
【０１２４】
間引き回路の具体的構成例を図１４に示す。図１４の間引き回路は、入力を受けるスイッチSW1と入力電圧を充電するキャパシタC1と反転増幅器U6と帰還容量C3と前記反転増幅器U6の入力と出力を選択的に接続させるスイッチSW2とこのスイッチSW2により接地間に接続されるキャパシタC2と、サンプリング・クロック信号ａをクロック入力ＣＬＫに受ける第１のＤ型フリップフロップU1とそのＱ出力をクロック入力に受ける第２のＤ型フリップフロップU2とそのＱ出力をクロック入力に受ける第３のＤ型フリップフロップU3そのすべてのＱ出力と前記サンプリング・クロック信号ａとを入力する論理積回路U4とから成る。
【０１２５】
この図１４を用いて動作を説明する。サンプリング・クロック信号ａをクロック入力に受けると８クロックに１回だけサンプリングをするサンプリル・ホールド回路もしくは転送回路であり、第１のＤ型フリップフロップU1と第２のＤ型フリップフロップU2と第３のＤ型フリップフロップU3により８分周され、論理積回路U4の出力はそれらすべての出力とサンプリング・クロック信号ａが高電位"H"となる８クロックに１回だけ高電位"H"となる。
【０１２６】
この出力により前記スイッチSW1は制御されて入力をキャパシタC2に接続し、同時にスイッチSW2は反転増幅器U6の入力にキャパシタC2を接続する。この瞬間は反転増幅器U6の出力はそれまでの出力状態を記憶したキャパシタC2によりさらにその出力状態を継続する。論理積回路U4の出力はサンプリング・クロック信号１パルス幅分の時間が経過すると低電位"L"に戻るので、スイッチSW1およびスイッチSW2は、以前の状態に接続するが、この時キャパシタC1には入力の瞬時電圧が充電されており、反転増幅器U6の電圧にはこの入力信号の瞬時電圧が以後のサンプリング・パルス15本分の期間だけ継続する。以上により、前記回路によれば入力信号が１／８に間引かれることが明らかである。
【０１２７】
第５の実施の形態における周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係を図１５に示す。図１５(ａ)は、64倍オーバーサンプリングを受け、サンプル・ホールドされた受信信号群が、４チャネルを１組とする仮想のチャネルとして扱われる様子を示している。図１５(ｂ)は、図３(ｄ)または図６(ｄ)に示したものと同じで、以降の処理につながる様子を示したものである。
【０１２８】
このように第５の実施の形態の説明から明らかなように、ベースバンド周波数から見た場合の16倍のオーバーサンプリングによる隣接波除去作用を二重に用いることにより希望波を抽出することができる。
【０１２９】
（サンプル・ホールド回路の具体例）
図１に示したように、本発明は高周波回路の負担を軽減すべく、ダウンコンバージョンを１段行なった状態でそのまま広帯域サンプリングを行ない、以後の信号処理をディジタル化手段で行なうようにしたものである。構成要素の具体例として、サンプル・ホールド回路は入力バッファ段とサンプリング・ゲートと出力バッファで構成するようにしている。サンプル・ホールドした受信信号は離散化され、データ化したアナログ信号といえる。
【０１３０】
サンプリング周波数は、隣接チャネル除去フィルタ機能の一部を負担する目的で中間周波段の帯域幅を広めにして中間周波段のフィルタの要求される性能も軽減できるようにしている。中間周波段の帯域幅は隣接チャネルを上下合計５チャネルを対象とすると、希望チャネルを含めて６チャネル分に相当するものになる。したがって、ベースバンド信号の帯域幅から見ると16倍のオーバーサンプリングとなる。
【０１３１】
したがって、図１６のサンプル・ホールド回路は中間周波数段の信号を２倍以上のオーバ−サンプリングできるものとするために、GaAsなど化合物半導体等によるサンプリング・ゲートで構成することが望ましい例である。
【０１３２】
さらに、GaAsなど化合物半導体等の低雑音のデバイスで構成すれば、サンプリングの入出力が従来のＡ／Ｄコンバータが要求するような大振幅信号でなくて済むので、電力消費を根本的に低くできる。
【０１３３】
なお、図１６のサンプリング・クロック信号CLKは、サンプリング・ゲートのスイッチング用アイドリング電流を低減するためにデューティ比を50％前後としてトラック・ホールド動作させることとする。この方式はセットリング時間に対してわずかに要求を厳しくするものであるが、総合的には無理の少ない方法である。
【０１３４】
（直交成分分離回路の具体例）
図１または図４におけるＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11の具体例を図１７およびその動作説明を図１８に示す。
【０１３５】
図１７において、サンプル・ホールド回路８から提供されるサンプル・ホールド出力はスイッチSW21とスイッチSW31に供給される。反転増幅器U1はキャパシタC3による負帰還によりシャントフィードバック型増幅器となっている。SW21およびSW22が図１７の図示の状態であるとき、出力はキャパシタC1に蓄積された電荷による端子電圧で規定されている。
【０１３６】
時刻toにSW21およびSW22が反転すると、それまで反転増幅器U1の出力端に接続され出力電圧により充電されていたキャパシタC2をSW22が反転増幅器U1の入力に接続する。したがって、C2とC3の容量が等しい場合には、反転増幅器U1の出力電位はなおも同一電位に保たれる。この間、SW21はサンプル・ホールド回路の出力をキャパシタC1に接続し、キャパシタC1は新たなサンプル値で充電される。
【０１３７】
時刻t1に再びSW21およびSW22が図１７の図示の状態に戻ると、キャパシタC1に充電されたサンプル・ホールド回路８の出力電圧が反転増幅器U1に接続されC1とC3が同一容量の場合は反転増幅器U1の出力に新たなサンプル値に等しい電圧が生成される。すなわち、U1はサンプル・ホールド回路出力に対して同一極性の緩衝増幅器として作用する。
【０１３８】
反転増幅器U2は、キャパシタC6による負帰還によりシャントフィードバック型増幅器となっている。SW32およびSW33が図１７の状態であるとき、出力はキャパシタC5に蓄積された電荷による端子電圧で規定されている。このとき、キャパシタC4はサンプル・ホールド回路出力を受け、充電されている。
【０１３９】
時刻toにSW31、SW32およびSW33が反転すると、それまで反転増幅器U2の入力端に接続され出力電圧を支配していたキャパシタC5がSW33により反転増幅器U2の出力に接続する。同時にキャパシタC4はSW31が接地側になりSW32が反転増幅器U2の入力に接続されるので、キャパシタC4とC6の容量が等しい場合には反転増幅器U2の出力にはサンプル・ホールド回路８のサンプル値電圧が生成される。さらに同時にキャパシタC5はSW33により反転増幅器U2の出力に接続されており、出力電圧で充電される。
【０１４０】
したがって、時刻t1に再びSW32およびSW33が図１７に図示した状態に戻ると、キャパシタC5に充電された電圧が反転増幅器U2にの入力端子に接続され、出力電位をさらに保持し続ける。すなわち、U2はサンプル・ホールド回路出力を極性反転させる増幅器として作用する。
【０１４１】
つぎに、Ｄ型フリップフロップU3はサンプリング・クロック信号を入力とし、出力ＱバーをＤ入力に帰還して分周器を構成している。同様にフリップフロップU5も分周器を構成しており、この２段のフリップフロップが縦続することで４分周が行なわれる。
【０１４２】
図１８の動作タイミングに示した信号動作例を用いてこの回路の作用を説明する。サンプリング・クロック信号は時刻t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、.....に等時間間隔で到来する。その波形は前述のようにおよそ50％のデューディ比の方形波である。この信号を受けて、フリップフロップU3は時刻t1、t3、t5、t7、.....の奇数番目で出力Ｑが"1"となる。これを受けてフリップ・フロップU4は時刻t1、t5、t9、...でその出力Ｑを"1"にする。
【０１４３】
他方、直交変調された信号を位相空間で２つに分けるためには、同一周波数にて位相弁別すればよい。このための直交検波はπ／2だけずれたサンプリングに等しい。これを連続して単一にサンプリングしたサンプル値列から生成するためには、Ｉ軸成分側のcosine関数とＱ軸成分側のsine関数で乗算して弁別すればよい。
【０１４４】
これをサンプリングの限界で扱うとサンプル値は図１８(ａ)に示すサンプリング・クロック信号がπ／2間隔で対応すると考えられる。すなわち図１８(ａ)に示すサンプリング・クロック信号４パルス分で最高周波数成分をサンプリングすることになる。
【０１４５】
このとき、直交成分を抽出するためのＩ軸成分抽出用のcosine関数とＱ軸成分抽出用のsine関数も、最高周波数に対応する周波数にして、同時にサンプリングすればよい。すなわち、サンプリング・クロック信号でこのサンプリング・クロックの繰り返し周波数の1／4の正弦波をサンプリングすると、cosine関数は図１８(ｄ)に示す位置に+1、+1がサンプリングされ、sine関数は図１８(ｅ)に示すように１サンプルに相当するπ／2の位相だけ前記cosine関数から遅れた位置に+1、-1がサンプリングされる。したがって、Ｉ軸側は図１８(ｄ)に示す位置でサンプル出力の極性を反転させることなく得られ、Ｑ軸側は図１８(ｅ)に示す位置でサンプル出力の極性を交互に反転させることにより得られることになる。
【０１４６】
以上のようにすれば、１系列のサンプリングで得られたサンプル値から、直交信号としてサンプリングを行なった場合に等しいサンプリング出力を得ることができる。回路としてこれを処理するために、図１８(ｄ)のＩ軸乗算係数と図１８(ｅ)のＱ軸乗算係数とを同一極性区間でグループ分けをすると図１８(ｈ)に示すように３サンプルと１サンプルのペアになることが分かる。
【０１４７】
フリップフロップU3のＱ出力とフリップフロップU4のＱ出力を受ける論理和ゲートU5は、図１８において時刻t1,t2,t3およびt5,t6,t7に"H"の状態になる。したがって、この出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする論理積ゲートU6の出力は図１８(ｈ)の波形を作り出す。他方、前記論理和ゲートU5の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする論理積ゲートU7の出力は図１８(ｉ)の波形を作り出す。
【０１４８】
他方、Ｉ軸とＱ軸は交互に出力されるので、この状態を図示すると図１８(ｊ)のようになる。以上から図１７の回路により、サンプル・ホールド回路８の出力は直交信号出力に形を変えることができる。このような状態変化を回路上で管理するためには、前述のフリップフロップの出力を用いた図１７の３種のゲート回路U5,U6,U7を設ける。
【０１４９】
（複素係数フィルタの具体例）
図１９には、図１の複素係数フィルタ12の具体例を示す。複素係数フィルタ12は、３つの同じ構造のフィルタ即ち複素係数フィルタI、複素係数フィルタII、複素係数フィルタIIIを縦続して構成する。この３つは、図２(ｄ)においてベースバンド領域に移され負周波数領域に置かれた３種の隣接チャネル信号の中心周波数にフィルタ零点をそれぞれ合わせる。
【０１５０】
この様子を図１９（複素係数フィルタの特性の設定を示す図）により解説する。図２０(Ａ)は図２(ｂ)に示した通信帯域の各チャネル群に同じである。図２０(Ｂ)はベースバンド付近へ移された各信号で図２(ｄ)に等しい。
【０１５１】
ここで、複素係数フィルタI、II、IIIの零点をそれぞれ隣接チャネル信号の中心周波数-fb、-3fb、-5fbに合わせる。図２０(B-1)は中心周波数-fbの隣接チャネルを除去する複素係数フィルタIのみの場合を模式したものである。同様に、図２０(B-2)は中心周波数-fb、-3fb、-5fbの3種の隣接チャネルを除去する複素係数フィルタI、II、IIIの特性を重ねて模式したものである。図２０(Ｃ)は特性を合成した場合を示したもので、実際には正領域の隣接チャネル信号も減衰することを示している。
【０１５２】
図２１に、複素係数フィルタの動作解説図を示す。図２１(ａ)は複素係数フィルタの基本ブロックの構成を示すものであり、図２１(ｂ)は位相平面内での作用を示すものであり、図２１(ｃ)は位相・周波数平面内での作用を示したものである。
【０１５３】
図２１(ｂ)は、中心周波数-fbに対する複素係数フィルタＩの場合を示したもので、希望波チャネルとは正反対の位相回転をする隣接チャネル波が対象である。希望波チャネルからはサンプリングは16倍のオーバーサンプリングになっており、１サンプルの区間ではπ／8の位相差がある。
【０１５４】
中心周波数-fbの隣接波については、１サンプルの区間で−π／8の位相差となる。そこで、本発明は１サンプル後の信号に１サンプル前の信号ベクトルを7π／8の位相だけ回転したものを加算して、中心周波数-fbの隣接波を相殺する方法を考案した。
【０１５５】
図２１(ｂ)で明らかなように、２つのサンプルはπの位相差となり、正反対のベクトルとなって消滅する。このとき、希望波は6π／8の位相差であり、2sin(π／8)のベクトルとして生き残る。
【０１５６】
図２１(ｂ)に示した隣接チャネル除去のための位相回転角と同様の方法で、次隣接チャネルおよび次次隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を、図２２(ａ)および図２２(ｂ)に示す。その結果、次隣接チャネル除去に対しては5π／8となり、次次隣接チャネル除去に対しては3π／8となることが分かる。
【０１５７】
時刻toにおけるサンプル値を、Ｉ軸、Ｑ軸でIo、Qoとすると、
時刻t1における回転ベクトルは、
となる。ここで、Ｉ軸は位相から見てcosine成分であり、Ｑ軸はsine成分であるが、回転ベクトルは双方の成分に回転角を乗じて作られる。このため、このような複素係数フィルタと呼ばれるフィルタが誕生する。
【０１５８】
図１９の複素係数フィルタI、II、IIIでそれぞれＩ軸、Ｑ軸から相手側に交差する成分が示されている。以上から時刻t1における合成値は１サンプル時刻前のサンプルを遅延した情報を回転したベクトルとの合成となり、
複素係数フィルタＩのＩ軸、Ｑ軸の出力をI1、Q1で表すと、
I1＝Io(t=to+ts)−Io(t=to)×cosπ／8−Qo(t=to)×sinπ／8 -----（式1）
Q1＝Qo(t=to+ts)＋Io(t=to)×sinπ／8−Qo(t=to)×cosπ／8 -----（式2）
となる。ただし、t、toは時刻を表し、tsは１サンプルの間隔時間を示す。
【０１５９】
同様に、次隣接チャネルの除去のための複素係数フィルタIIでは、回転ベクトルの回転量を、5π／8とし、次次隣接チャネルの除去のための複素係数フィルタIIIでは、回転ベクトルの回転量を、3π／8とする。
複素係数フィルタIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI2、Q2で表すと、
I2＝I1(t=to+ts)＋I1(t=to)×cos5π／8−Q1(t=to)×sin5π／8 ---（式3）
Q2＝Q1(t=to+ts)＋I1(t=to)×sin5π／8＋Q1(t=to)×cos5π／8 ---（式4）
複素係数フィルタIIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI3、Q3で表すと、
I3＝I2(t=to+ts)＋I2(t=to)×cos3π／8−Q2(t=to)×sin3π／8 ---（式5）
Q3＝Q2(t=to+ts)＋I2(t=to)×sin3π／8＋Q2(t=to)×cos3π／8 ---（式6）
時刻toとto+tsのサンプルの間には遅延関係が存在する。図１９においてはto側に遅延手段を設けている。なお、前記複素係数フィルタの縦続の順序はどれをはじめにしても理論上は差はない。ただし、実際には回路を実現する手段の周波数特性から望ましい順序が存在する。
【０１６０】
図２１(ｃ)において希望波中心角周波数を+ωoとし、下側隣接チャネル３波の中心角周波数を、それぞれ-ωo、-3ωo、-5ωo、とすると、この隣接チャネル波をそれぞれ除去しようとする複素係数フィルタI、II、IIIの位相特性Ｐはそれぞれ複素係数フィルタＩ：-ωo除去
P＝-πω／16ωo＋3π／16複素係数フィルタII：-3ωo除去
P＝-πω／16ωo＋5π／16複素係数フィルタIII：-5ωo除去
P＝-πω／16ωo＋7π／16に示す関数の図中の右下がりの平行３線のようになる。この３つのフィルタ位相特性を合成すると、
P＝-3πω／16ωo＋15π／16で表される図２１(ｃ)のＡ線になり、ω＝0における切片はＢ点で表され15π／16となる。
【０１６１】
この効果を、図２３に理論計算結果で示す。図２３(ａ)は複素係数フィルタI、II、IIIの３種類のフィルタの個別の特性を示したものであり、図２３(ｂ)は総合特性である。図２３(ａ)からは、複素係数フィルタ１段では周波数零点がチャネル間隔の４倍で現れるが、合成するとチャネル間隔毎に発生する様が理解される。また図２３(ｂ)からは、この結果、灰色部で示した希望波が保護されながら、上下の隣接波群が大きく減衰している様子が明らかである。
【０１６２】
以上の効果は、図２(ａ)および(ｂ)に示したように、周波数変換後の希望波中心周波数とサンプリング周波数との間にチャネル間隔周波数の1／2だけ周波数オフセットを施したことにより得られるものである。
【０１６３】
また、周波数オフセットの他の効果は復調後の直流オフセットやドリフトからの影響を回避する効果がある。
【０１６４】
ところで、図２１(ｃ)に示したように、複素係数フィルタは周波数に依存しない一定の位相進み遅れが与えられることを示しているが、複数段の複素係数フィルタをカスケードに接続して使用すると図２１(ｃ)のＢに示したように、周波数に依存した位相歪みが発生する。
【０１６５】
そこで、この位相歪みを除去するために、図２４に示した等化器に接続する。この場合は信号の除去は行なわないので、遅延手段は不要で単純に位相を戻すことが可能となる。図２５に示すように、等化器の位相等化は、等化器のＩ軸、Ｑ軸の出力をI4、Q4で表わし、回転位相を-15π／16にとると、
I4＝I3×cos(-15π／16)−Q3×sin(-15π／16) --------（式7）
Q4＝I3×sin(-15π／16)＋Q3×cos(-15π／16) --------（式8）
図２４の構成により、Ｉ軸、Ｑ軸からの信号情報を直交軸を位相回転することにより、位相の修正が行なえる。
【０１６６】
ここで、前述の式1から式6までを見直すと、回転ベクトルを生成するために必要な演算係数が２種類のみで構成できていることが分かる。すなわち、π／8に着目してその正弦、余弦をおのおのα、βとすると、
sinπ／8＝cos3π／8＝-cos5π／8＝sin7π／8＝0.38268＝α
cosπ／8＝sin3π／8＝sin5π／8＝cos7π／8＝0.92388＝β
となる。したがって、式1から式6までの係数の絶対値は前記２値のみで構成できる。すなわち、フィルタの係数をすべて前記２値で構成できることは、各チャネルの角速度の差がπ／8の倍数上に置かれたことによるもので、これもまた、周波数変換後の希望波中心周波数とサンプリング周波数との間にチャネル間隔周波数の1／2だけ周波数オフセットを施したことにより得られるものである。
【０１６７】
以上の結果、希望波を中心にして上下各２波の隣接チャネルは減衰できる。しかし、希望波から離れた周波数上で、イメージ抑制型化フィルタ特有の周波数折り返し領域に図２６に示すように通過域ができる。
【０１６８】
（ローパスフィルタの具体例）
そこで本発明では最後に遅延手段を用いてローパス・フィルタを形成し、簡単な構成でこれらの高域不要信号を除去する。図２６に周波数上の除去すべき位置を示し、図２７にローパス・フィルタの構成を示す。
【０１６９】
図２７の構成によれば、各遅延素子は遅延時間で定まる積分作用を持つことから、遅延時間を基本周期とする基本周波数とその２倍波と４倍波に対して阻止作用を持つ。この理論特性を図２８に示す。
【０１７０】
（イメージ抑制型周波数変換回路の具体例）
図２９は、図７、図９および図１２で用いられるイメージ抑制型周波数変換回路の具体例であり、また図３１は、その動作タイミングを示したものである。
【０１７１】
周波数変換は、複素数を用いて以下のように表せる。今、角中心周波数ωcを持つφcosωoなる角度変調と加算する角周波数ωoを合成する場合を考えると、
となる。ここで希望波においては直流域へ中心周波数の引き下げを図る必要があるので、ωc→(-ωo)とすると、前記式９は、
ここで、φcosωot≪π／2とすると、
となり、それぞれのcosine、sineはサンプリング周波数が２ωoであれば標本化定理を満たす。したがって、サンプリング時刻は、角周波数ωoの位相値がπ／2の整数倍である１周期４サンプリング時刻とすればよい。
【０１７２】
図３１(ｄ)および(ｅ)はこれに従いcosωotとsinωotとを１周期４サンプリングでサンプリングした状態である。時刻ｎπではsinωotが、そのπ／2だけ位相が遅れる時刻にはcosωotが、０になる。したがって、サンプリングされたゼロでない値は図３１(ｄ)および(ｅ)のように１周期に２箇所だけとなる。
【０１７３】
上述のように、周波数変換は乗算で求められるので、ゼロとなる位相が無視できる。この結果、cosωotまたはsinωotとの乗算が単純に+1、-1との積となるから、すなわち、極性だけの管理をすれば乗算がなされる。図３１(ｊ),(ｌ),(ｍ)は、それぞれcosωotが+1、-1になる時刻を示すと同時に、サンプル信号であるIi(nT)とQi(nT)の信号に+1、-1を乗算した信号すなわち正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とを選択するゲート信号である。
【０１７４】
なお、図３１に示したこれらの制御信号群はすべてクロック信号により支配されており、これらの制御信号を生成することが可能であることは図１７に示した制御回路と酷似の回路となる上、標準の論理回路により生成することが可能であるのは、ほとんど自明であるので、具体例を以って提示することを省略する。
【０１７５】
図２９(ｂ)の回路図において、増幅器U10はスイッチSW11とキャパシタC10との構成により、図１７の反転増幅器U1と同一の機能である入力信号と同一極性の緩衝増幅器をなす。全く同様に増幅器U20は同様に入力信号と同一極性の緩衝増幅器をなす。増幅器U11は図１７の反転増幅器U2と同様の機能である入力信号と極性の反転する出力を生成する反転増幅器をなすものである。増幅器U21も同様である。
【０１７６】
増幅器U12およびU22は、複数のキャパシタC17、C28またはC18、C27から信号供給を受ける極性反転乗算加算回路をなす。乗算利得は、帰還キャパシタC31またはC32を分母として入力側キャパシタC17、C2、C18、C27を分子とする比の値で決定される。スイッチSW11〜SW15、スイッチSW21〜SW25は前記増幅器U11、U12、U21、U22がそれぞれ入力信号Ii(nT)またはQi(nT)を受けて正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とを生成すべくクロック信号ａに同期して生成された前述の図３１(ａ),(ｂ),(ｃ)またはその反転信号により制御されて動作する。スイッチSW16〜SW19は、正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とから選択して増幅器U12による加算回路に伝えその出力Io(nT)を支配する。スイッチSW16〜SW19を制御する信号は図３１(ｊ),(ｋ),(ｌ),(ｍ)またはその反転信号である。
【０１７７】
いま、時刻t1では、図３１(ｊ)に示したタイミング制御ｊに示すようにcosineだけが+1となり、スイッチSW17が-Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)にはIi(nT)が発生する。
【０１７８】
時刻t2では図３１(ｌ)に示したタイミング制御ｌに示すようにsineだけが+1となり、スイッチSW18が-Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)にはQi(nT)が発生する。
【０１７９】
時刻t3では図３１(ｋ)に示したタイミング制御ｋに示すようにcosineだけが-1となり、スイッチSW16が+Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)には-Ii(nT)が発生する。
【０１８０】
時刻t4では図３１(ｍ)に示したタイミング制御ｍに示すようにsineだけが-1となり、スイッチSW19が+Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)には-Qi(nT)が発生する。
【０１８１】
同様に、Qo(nT)端子側では、時刻t1では図３１(ｊ)に示したタイミング制御ｊに示すようにcosineだけが+1となり、スイッチSW27が-Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)にはQi(nT)が発生する。
【０１８２】
時刻t2では図３１(ｌ)に示したタイミング制御ｌに示すようにsineだけが+1となり、スイッチSW28が-Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)にはIi(nT)が発生する。
【０１８３】
時刻t3では図３１(ｋ)に示したタイミング制御ｋに示すようにcosineだけが-1となり、スイッチSW26が+Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)には-Qi(nT)が発生する。
【０１８４】
時刻t4では図３１(ｍ)に示したタイミング制御ｍに示すようにsineだけが-1となり、スイッチSW29が+Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)には-Ii(nT)が発生する。
【０１８５】
以降、４クロック毎に時刻t1からt4までの回路切替え制御が行なわれ、前記式７の演算が図２９に示した原理通りに実行される。
【０１８６】
このようにして、スイッチドキャパシタ回路を用いることによりイメージ抑制型周波数変換回路を具現化することができる。
【０１８７】
図３０は、図２９に示したイメージ抑制型周波数変換回路を制御する回路例である。サンプリング・クロック信号ａをクロック入力端子ＣＬＫに受ける第１のＤ型フリップフロップU1とそのＱ出力をクロック入力端子ＣＬＫに受ける第２のＤ型フリップフロップと第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第１の論理積回路U3と第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力と第２のＤ型フリップフロップのＱバー出力とを入力とする論理和回路U4と第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱバー出力とを入力に受ける第２の論理和回路U6と第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱ出力とを入力に受ける第３の論理和回路U8と第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱ出力とを入力に受ける第４の論理和回路U10と上記第１の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第２の論理積回路U5と第２の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第３の論理積回路U7と第３の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第４の論理積回路U9と第４の論理積回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第５の論理積回路U11とから成る。
【０１８８】
図３０により動作を説明する。サンプリング・クロック信号ａは第１のＤ型フリップフロップU1のクロック入力ＣＬＫに供給されて分周出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーが得られる。そのＱ出力は第２のＤ型フリップフロップU2のクロック入力ＣＬＫに供給されて分周出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーが得られる。この結果、第２のＤ型フリップフロップU2の出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーにはサンプリング・クロック信号ａの４分周された信号が得られる。これより、第１の論理積回路U3はサンプリング・クロック信号ａと第１のＤ型フリップフロップU2のＱ出力が供給されてＱ出力が高電位“Ｈ”の期間の２クロック間のみ２クロックに合わせて出力が高電位“Ｈ”になる。第２の論理積回路U5は第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第１の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の最初のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。同様にして第３の論理積回路U7は第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第２の論理和回路U6の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の第２のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。第４の論理積回路U9は第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第３の論理和回路U8の負論理出力とサンプリングクロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の第３のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。第５の論理積回路U11は第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第４の論理和回路U10の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の第４のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。
【０１８９】
以上から、上記制御回路により、図３１に示したイメージ抑制型周波数変換回路の具体例の動作タイミングにおける各タイミング波形は、+1／-1弁別信号（ｈ）は上記制御回路の第１の論理積回路U3の出力信号が対応し、同様に図３１に示したＩ／Ｑ弁別信号（ｉ）は上記制御回路の第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力信号が対応し、cosθの+1のタイミング波形（ｊ）は上記制御回路の第２の論理積回路U5の出力信号が対応し、cosθの-1のタイミング波形（ｋ）は上記制御回路の第３の論理積回路U7の出力信号が対応し、sinθの+1のタイミング波形(l)は上記制御回路の第4の論理積回路U9の出力信号が対応し、cosθの-1のタイミング波形（ｍ）は上記制御回路の第５の論理積回路U11の出力信号が対応することが明らかとなる。したがって、図２９に示したイメージ抑制型周波数変換器の構成例とおよび図３０に示した制御回路によりイメージ抑制型周波数変換が達成できることが明らかとなる。
【０１９０】
（スイッチドキャパシタ回路による幾つかの機能要素の具体化例）
図３２は、複素係数フィルタの具体例について示す。図３２は複素係数フィルタを構成する基本要素である遅延器とインバータと乗算加算器とをスイッチドキャパシタ回路で具現化したものである。
【０１９１】
スイッチドキャパシタ回路の動作原理については図１７の直交成分分離回路において行なった動作説明を流用できるので、ここでは省略する。複素係数フィルタを構成するためのスイッチドキャパシタ回路の回路要素を図３２(ｂ)、(ｃ)、(ｄ)に示す。図３２(ａ)に示すように複素係数フィルタを実現するためには、遅延器と正数乗算器と負数乗算器と加算器が必要になる。
【０１９２】
図３２(ｂ)はスイッチドキャパシタ回路による遅延器である。キャパシタンスで乗算作用を持たせることができる。乗算式を図中に示す。
【０１９３】
負数の乗算器を図３２(ｃ)に示す。加算器を図３２(ｄ)に示す。正数の乗算を行なう場合は、負数乗算器を２段縦続にする。
【０１９４】
以上の基本要素を用いて構成したスイッチドキャパシタ回路による複素係数フィルタ１段分の具体化例を図３３に示す。同様に、図３４にスイッチドキャパシタ回路による位相等化器の具現化例を示す。
【０１９５】
図３５にスイッチドキャパシタ回路によるローパス・フィルタの具現化例を示す。図３５はＩ軸とＱ軸に同一のものが用いられる。動作はすべてクロックで制御される。
【０１９６】
すなわち、スイッチドキャパシタ回路における消費電力は、転送クロック速度に比例し、抱える静電容量に比例し、扱う信号振幅の２乗に比例する。スイッチドキャパシタ回路をGaAsなどの化合物半導体のような低雑音デバイスで構成すると、信号振幅が小さくても十分なＳ／Ｎが得られるので、大きな振幅を確保する必要がなくなり、中間周波帯の信号が高い周波数になっても、従来のディジタル回路による処理に比較してはるかに低い消費電力となる。
【０１９７】
図３６は、スイッチドキャパシタ回路を用いた等化器とローパス・フィルタの一体化を図った具体化例である。スイッチドキャパシタは、原則として各段にオペアンプを保有しているが、オペアンプはスイッチドキャパシタ回路で消費電力を増大する大きな原因でもある。図３６は等化器側のオペアンプとローパス・フィルタ側のオペアンプとを共用してオペアンプの個数を低減した例である。図中の等化器１はローパス・フィルタ２と本来は直交成分をそれぞれ独立に接続すればよいが、灰色太線枠内に本来置くべき等化器１の出力近傍のオペアンプを省略し共用するために、ローパス・フィルタ２の入力端近傍のオペアンプ４およびオペアンプ５に直交成分の双方を供給する形で接続している。なお、図３６はＱ軸側のみを示したものであるが、Ｉ軸側も全く同様にして共用化することが可能である。
【０１９８】
受信装置の消費電力をより低減するためには、図３３、図３４、図３５及び図３６に示したスイッチドキャパシタ回路によるフィルタでは不十分な場合がある。これは図３３、図３４、図３５及び図３６を見て明らかなように、電力を多く消費する能動素子とりわけ増幅器が多すぎることが原因である。
【０１９９】
（ＣＣＤ回路による機能要素の具体化例）
図３７はＣＣＤ回路により構成したフィルタにサンプリング出力する本発明の具現化例を示したものである。図３７(ａ)はＣＣＤの構造を示したものである。ＣＣＤはｎ型基板とSiO2層との間に電荷のポテンシャル井戸を形成できるようにしたもので、SiO2層の外側に設けたゲート電極の電位によりポテンシャル井戸に格納した電荷を転送できるものである。
【０２００】
図３７(ａ)から明らかなように、電荷の転送される方向に原理的には能動素子が存在しない。また、電荷の移送により処理がなされるので、同一の情報に対して新たな電荷を供給する必要がない。したがって、根本的に消費電力が低い。また、動作はすべてゲート電極に加えられるクロックで制御される。しかしスイッチング素子を通さずにすむので、スイッチングによる雑音などが少ない。
【０２０１】
したがって、低雑音デバイスで構成すると、信号振幅が小さくても十分なＳ／Ｎが得られるので、大きな振幅を確保する必要がなくなり、スイッチドキャパシタ回路に比較してはるかに低い消費電力となる。ＣＣＤは一般に画像の転送に用いられる。このため図３７(ａ)に見られるように入力された電荷のみで最終出力まで送られる。
【０２０２】
本発明の目的達成のためには、遅延回路部への信号の分配機能と遅延差の発生、および非遅延信号と遅延信号の合成が必要となり、雑音耐性を考慮すると、入力された電荷のみで最後まで処理することは好ましくない。
【０２０３】
図３７(ｂ)においてはこのために前記機能のための回路を考案した。ローパス・フィルタ１段についてその内容を説明する。図３７(ｂ)において、灰色太線枠は入力バッファ段１、遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列３、加算用ＣＣＤ４、出力バッファ兼用入力バッファ段５から成る遅延型ローパス・フィルタ１段の基本構成で、図２７に示した遅延素子型ローパス・フィルタの初段に対する具体化例を示している。これを図３７(ｂ)で図示番号６として対応させている。同様に図示番号７は２段分の遅延差を付加したローパス・フィルタ段、図示番号８は４段分の遅延差を付加したローパス・フィルタ段を示す。
【０２０４】
初段において、入力バッファ段１は、入力される電荷と等しい電荷を後続の遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列３、に等量に供給するために設けたバッファで、入力電荷量のおよそ２倍の電荷を電源からＣＣＤ列に供給する。遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列３、は伝送損失が無視できる場合には単位セルは全く同一もので構成できる。
【０２０５】
初段においてはＣＣＤ列の長さは遅延側ＣＣＤ列２が１セル多くしてある。加算用ＣＣＤ４は２系統からの電荷を受けるので、セルが飽和しないようにポテンシャル井戸を広くする。このことは出力バッファ兼用入力バッファ段５においても同様である。バッファ段５のＦＥＴバッファは基本的には入力バッファ段１と同様の機能である。以上から、ローパス・フィルタはＣＣＤデバイス技術を発展させて実現できる。
【０２０６】
【発明の効果】
以上のような構成により、本発明は、中間周波数段を１段にとどめると同時にその出力をサンプル・ホールドし以降の信号処理を集積回路化が容易なディジタル化を図ることにより、第１の課題である良好な受信チャネル選択度の確保に受信装置が多くの部品を必要とすることへの解決としている。
【０２０７】
また、本発明は、ディジタル化信号処理をディジタル論理回路を用いずにスイッチドキャパシタ回路を採り入れることで信号振幅を低減するとともに少ない回路素子による集積回路化を容易にして、第２の課題である前記第１の課題の多くの部品が、大きな消費電力を招くことの解決を図っている。
【０２０８】
また、本発明は、ディジタル化に際しておこなわれるサンプリングを、通常の一次サンプリングから帯域制限サンプリング方式を採用してサンプリング・クロック周波数を大幅に低下させることにより、第３の課題であるアナログ処理の数倍の消費電力を招く信号処理のディジタル化に対処している。
【０２０９】
また、本発明は、(１)前記スイッチドキャパシタ回路を採る複素フィルタを用いることで加減乗除をほぼ同等の低電力で処理するようにし、(２)中間周波へのダウンコンバートにおいてチャネル間隔周波数に相当する周波数オフセットを施すこと及び前記複素係数フィルタを用いることで演算の回数の低減を図るようにして、第４の課題である演算が複雑で消費電力が大きい従来型のディジタルフィルタへの解決としている。
【０２１０】
さらに、本発明は、受信信号の離散化はサンプル・ホールド回路で行なうものの、論理レベルへの変換はせず、ディジタル信号処理を行なうことをスイッチドキャパシタ回路を用いることにより行ない、入力信号の振幅を大きくする必要性を排除して、第５の課題である大入力信号振幅を必要とするＡ／Ｄ変換器への解決としている。
【０２１１】
また、本発明は、局部発振信号を受信信号の搬送波周波数と等しくせず、上述のとおり、チャネル間隔周波数に相当する周波数オフセットを施すことで対処して、第６の課題であるダイレクトコンバージョン受信方式が局部発振信号を空中線から放射し隣接局に妨害を与えたり、直流オフセットが発生し復調信号に誤りを与えることへの解決としている。
【０２１２】
以上から、本発明は従来の課題をすべて解決した受信装置を提供することができるものである。
【０２１３】
なお、請求項２〜６、８〜９の発明において、構成要素の複素係数フィルタにおける３段の接続順序、あるいは複素係数複素と等化器の接続順序は、それぞれが数理的には乗算作用であることから、互いに逆の順序で接続した構成にしても、ほぼ同様の効果をえることができることは、一般の線形回路が有する基本的性質であり、本発明の範囲に含まれる。
【０２１４】
同様に、なお、請求項８〜９の発明において、構成要素の間引き回路とオフセット周波数除去のための周波数変換器あるいは平均化回路とオフセット周波数除去のための周波数変換器の接続順序においても、それぞれが数理的には乗算作用であることから、互いに逆の順序で接続した構成にしても、本発明の範囲に含まれる。
【０２１５】
さらに、請求項１〜９の発明において、基本的なサンプリング周波数を希望波の基底帯域幅の１６倍としている点を、３２倍とし、隣接波数をおよそその２倍の取ることは、基本的に本発明の考え方を拡張するだけのことであり、本発明の範囲に含まれる。ことは言うまでもない。
【０２１６】
また、請求項７〜９の発明に示した複素係数フィルタを用いた隣接波除去回路手段系を二重に用いる方法において、総合したサンプリング周波数を希望波の基底帯域幅の６４倍としていることは、二重にまたは多重に用いることが可能であることを示すものであって、６４倍オーバサンプリングは２の整数乗倍する場合を包含すると考える。
【０２１７】
また、本発明はハードウェアにより信号処理を行なうことを目的の様々な工夫を凝らしたものであるが、例えばサンプリング周波数すなわち標本化周波数を希望波基底帯域の１６倍にとりディジタル信号処理により複素係数フィルタを構成し次隣接波および次隣接波を位相角差π／４ごとの位置に捉えて除去することも、本発明の範疇に入ることであると考える。
【０２１８】
また、請求項１〜４における発明においては、請求項５〜６の発明において示した周波数オフセット残量の除去をディジタル系における信号処理に委ねる考えであって、基本的にはこの除去が不可欠であることは言うまでもない。
【０２１９】
また、請求項８の発明と請求項９の発明との折衷による間引き処理と平均化処理の併用は、請求項７の発明に基本的に含まれると考える。
【０２２０】
同様に、請求項８の発明と請求項９の発明における局部発振による周波数変換において周波数変換後の周波数域を中間周波数とする方法と直流域とする方法との選択と間引き処理と平均化処理の選択上で複数のものの組み合わせが可能であるが、これらはすべて請求項７の発明に基本的に含まれると考える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の構成例を示す図、
【図２】本発明の第１の実施の形態の第１の説明図、
【図３】本発明の第１の実施の形態の第２の説明図、
【図４】本発明の第２の実施の形態の構成例を示す図、
【図５】本発明の第２の実施の形態の第１の説明図、
【図６】本発明の第２の実施の形態の第２の説明図、
【図７】本発明の第３の実施の形態の構成例を示す図、
【図８】本発明の第３の実施の形態の説明図、
【図９】本発明の第４の実施の形態の構成例を示す図、
【図１０】本発明の第４の実施の形態の説明図、
【図１１】本発明の第４の実施の形態で使用する平均化回路の構成例を示す図、
【図１２】本発明の第５の実施の形態の構成例を示す図、
【図１３】本発明の第５の実施の形態の構成例を示す図、
【図１４】本発明の間引き回路の構成例を示す図、
【図１５】本発明の第５の実施の形態の説明図、
【図１６】高速サンプル・ホールド回路例を示す図、
【図１７】直交成分分離回路の具体例を示す図、
【図１８】直交成分分離回路の具体例の動作タイミングを示す図、
【図１９】複素係数フィルタ例を示す図、
【図２０】複素係数フィルタの特性の設定を示す図、
【図２１】複素係数フィルタの動作解説を示す図、
【図２２】次隣接チャネルおよび次次隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を示す図、
【図２３】複素係数フィルタの理論特性を示す図、
【図２４】等化器の構成例を示す図、
【図２５】等化器の動作説明を示す図、
【図２６】複素係数フィルタ群の出力に見られる高域周波数でフィルタ機能が低下する様子とローパス・フィルタで除去する領域を示す図、
【図２７】遅延素子型ローパス・フィルタの構成例を示す図、
【図２８】遅延素子型ローパス・フィルタの特性と各チャネル波の位置関係を示す図、
【図２９】イメージ抑制型周波数変換回路の構成例を示す図、
【図３０】イメージ抑制型周波数変換回路を制御する回路例を示す図、
【図３１】イメージ抑制型周波数変換回路の動作タイミングを示す図、
【図３２】スイッチドキャパシタ回路によるフィルタの具現化の説明図、
【図３３】スイッチドキャパシタ回路による複素係数フィルタ１段の具現化例を示す図、
【図３４】スイッチドキャパシタ回路による位相等化器の具現化例を示す図、
【図３５】スイッチドキャパシタ回路によるローパス・フィルタの具現化例を示す図、
【図３６】オペアンプの共用化で消費電力低減を図った等化器とローパス・フィルタの回路例を示す図、
【図３７】ＣＣＤによる等化器およびローパス・フィルタを示す図、
【図３８】従来例の受信装置の構成を示す図、
【図３９】ダイレクトコンバージョン受信装置の従来例を示す図、
【図４０】ダイレクトコンバージョン受信の課題を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力
２ 高周波増幅器
３ 第１の帯域通過フィルタ
４ 周波数変換器
５ 局部発振器
６ 第２の帯域通過フィルタ
６’ 初段のローパス・フィルタ
７ ＡＧＣ増幅器
８ サンプル・ホールド回路
９ サンプリング・クロック
10 Ｉ軸成分分離回路
11 Ｑ軸成分分離回路
12 複素係数フィルタ
13 複素係数フィルタＩ軸出力
14 複素係数フィルタＱ軸出力
15 Ｉ軸等化器
16 Ｑ軸等化器
17 Ｉ軸ベースバンド信号出力
18 Ｑ軸ベースバンド信号出力
19 Ｉ軸ローパス・フィルタ
20 Ｑ軸ローパス・フィルタ
21、21’ イメージ抑制型信号処理系へのＩ軸出力
22、22’ イメージ抑制型信号処理系へのＱ軸出力
23、23’ クロック信号発生および制御回路
24 Ｉ軸間引き回路
25 Ｑ軸間引き回路
26 イメージ抑制型周波数変換回路
27 Ｉ軸平均化回路
28 Ｑ軸平均化回路
112 ４倍域複素係数フィルタ
115 Ｉ軸４倍域等化器
116 Ｑ軸４倍域等化器
119 Ｉ軸４倍域ローパス・フィルタ
120 Ｑ軸４倍域ローパス・フィルタ
124 Ｉ軸４倍域間引き回路
125 Ｑ軸４倍域間引き回路
127 Ｉ軸４倍域平均化回路
128 Ｑ軸４倍域平均化回路
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信機器における受信装置に関し、特に高周波回路部分を少なくして高周波回路に内在する高電力消費要因及び動作不安定要因を低減することができる受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動通信機器における受信装置のポイントのひとつは、高周波回路部分をいかに少なくし高周波回路に内在する高電力消費要素と動作不安定要素と製造コストと占有する空間とを少なくすることにある。ここで、受信装置の高周波部が複雑になっている原因の一つは、希望チャネル帯域を隣接チャネルから切り離して取り出すための切れの良いチャネルフィルタの実現が非常に難しく、数段に分けて徐々に特性を確立しなければならないからである。
【０００３】
まず、現在の移動通信機器に用いられている受信方式の構成例を図３８に示す。また、同じく従来例として、特開平6-164243号公報に記載されているように、高周波回路部分を低減するために、搬送周波数を局部発振周波数とする直接復調方式すなわちベースバンド帯域への直接変換方式であるダイレクトコンバージョン受信方式を図３９に示す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図３８において、周波数fcなる無線信号がアンテナANTより入り、低雑音増幅器LNAで増幅された後、帯域通過型フィルタBPF1を通過して通信システムの対象となっている周波数チャネル全体を他の通信信号群から抽出する。その出力は周波数変換器MIX1により第1中間周波数に変換され、第１中間周波数フィルタIF1-FLTにより希望する周波数チャネル以外の信号成分をできるだけ除去する。その出力は第１中間周波増幅器IF1-AMPで補強されて周波数変換器MIX2に供給される。
【０００５】
第２中間周波数となった受信信号は第２中間周波数フィルタIF2-FLTによりさらに希望する周波数チャネル以外の信号成分を除去される。その出力は第２中間周波増幅器IF2-AMPで補強されて直交検波器Q-DETに入る。
【０００６】
ここで第２中間周波数fLOにより周波数変換作用も受け、ベースバンド帯へ還元される。周波数変換におけるイメージ信号除去を含めた周波数チャネル以外の信号成分の除去のために低域通過型フィルタLPFを通過させる。このようにして希望するチャネルの信号を取りだし、ベースバンド増幅器BF-AMPにより所定の信号強度に増幅して受信出力が提供される。
【０００７】
そこでまず、従来例である図３８に示したマイクロ波帯付近で使われる通信機器の受信装置についての課題を示す。
【０００８】
第１の課題としては図３８の従来例に見られるように、直交検波を含めて３段の周波数変換がなされ、４段のフィルタリングと４段の増幅がされる。局部発振器としてはLO1、LO2、fLOの３種類を用意しなければならない。したがって受信装置には多くの部品が必要となることである。
【０００９】
第２の課題は、これらの多くの部品が大きな消費電力を生じることである。
【００１０】
つぎに、受信装置の簡略化を図ったダイレクトコンバージョン受信装置について図３９の例を考える。図３９においては、一対の各混合器18、19に受信したＡＭ高周波信号を入力し、それぞれ相互に90度位相が異なる搬送周波数に等しい高周波信号を混合する。
【００１１】
混合器18、19の出力をそれぞれローパスフィルタ23、24、Ａ／Ｄ変換器25、26を介して各移相器27、28に入力する。移相器27、28で相互に位相が90度だけ異なるように位相を遅延された各信号はマトリクス回路29に入力され、各信号の和および差の信号が導出される。
【００１２】
マトリクス回路29からの信号は、Ｄ／Ａ変換器30、31でアナログ信号に変換され、ＡＭ高周波信号の各側波帯の変調信号が分離され、雑音の少ない方の信号がスピーカ35に選択出力され、雑音や混信の少ないダイレクトコンバージョン受信装置が実現されるとされている。
【００１３】
ここで、この従来例について回路の消費電力や部品に要求される性能を考える。図３９の従来例では、受信信号を隣接する妨害信号から分離し抽出するためのチャネルフィルタは、ローパスフィルタ23、24およびＡ／Ｄ変換後のディジタル回路内に設けるディジタルフィルタで確保することになる。
【００１４】
復調回路42において信号処理をディジタル回路で行なう場合に、無線系のフィルタ23、24を簡易化することはできるが、十分な振幅分解能および周波数分解能を得るためにはディジタル系42の演算クロック速度がアナログ系の最高周波数成分よりも十分に高くなくてはならないために動作部分が高速になってしまうとともに、ディジタル系42では動作振幅が一定かつ数ボルトと大きいために、アナログ系で処理する場合の数倍の消費電力の増大を招くという課題をもつ。
【００１５】
さらに、論理回路系ではパラレルに動作する処理系が多い。すなわち、演算クロック速度がベースバンド周波数に近いとしても回路の総消費電力は、（電圧振幅の２乗）×（処理速度）×（回路系負荷静電容量）×（パラレル数）となるために大きなものになっている。すなわち、信号をディジタル回路で処理することは消費電力を増大するマイナス要素をもつ。
【００１６】
第３の課題としては、信号処理のディジタル化を図った場合に、無線系で処理する場合の数倍の消費電力の増大を招くことである。
【００１７】
第４の課題としては、従来のディジタルフィルタは演算が複雑で、簡略な構成でも加減乗除を要し、消費電力を無視できない点があった。
【００１８】
また、信号のディジタル化をすべきＡ／Ｄ変換器25、26について考えると、一般に入力信号に要求される電圧振幅は１ボルトないし２ボルトという大きなものである。したがってその振幅を供給する能力は図３９に示された従来例においては、その前段の混合器18、19に要求されることとなる。これは図３９の従来例が対象とするＡＭ無線帯すなわち中波放送帯の周波数においては可能と言えなくはないが、より高い周波数であるＴＶ放送や携帯電話などの周波数帯域においてはそのような大きい出力が得られる混合器は存在しない。そのため、一般にはＡ／Ｄ変換器の前段に増幅器を挿入して電圧振幅を増幅する必要がある。したがって、第５の課題としては、Ａ／Ｄ変換器を用いる方法を採ると無線系あるいはアナログ系の電力が大きく増大するというマイナス要素がある。
【００１９】
また、図３９に見られる従来方式では、局部発振器の発生する周波数は受信信号の搬送波周波数と等しい。このために、第６の課題としては、多くの通信方式において障害を生じるということである。すなわち、図４０(ａ)に示すように、従来方式の局部発振信号は、発振周波数が受信回路系の同調周波数と同一なために受信回路系に漏れて、空中線から隣接局に妨害を与えたり、混合器18、19の受信信号入力部側から入る。混合器では局部発振信号同士の混合すなわち乗算が生じ、図４０(ｂ)に示すように直流成分が発生し、直流オフセット成分となって復調信号に誤りを与える。したがって局部発振周波数に搬送周波数を選ぶ方式のダイレクトコンバージョン受信方式はもっぱら単一周波数干渉に比較的強い周波数変調方式の通信に採用されている。
【００２０】
ここで上述した課題を整理しておくと、
第１の課題は、良好な受信チャネル選択度の確保に受信装置が多くの部品を必要とする。
【００２１】
第２の課題は、前記第１の課題である多くの部品が、大きな消費電力を招くことである。
【００２２】
第３の課題は、信号処理のディジタル化はアナログ処理の数倍の消費電力となる。
【００２３】
第４の課題は、従来のディジタルフィルタは演算が複雑で、消費電力が大きいということである。
【００２４】
第５の課題は、信号ディジタル化のＡ／Ｄ変換器は大入力信号振幅を必要とするということである。
【００２５】
第６の課題は、局部発振信号が受信信号の搬送波周波数と等しいダイレクトコンバージョン受信方式は、局部発振信号が空中線から隣接局に妨害を与えたり、直流オフセットが発生し復調信号に誤りを与える。
【００２６】
本発明は、従来の受信装置に見られる前記６つの課題を解決するために、高周波回路部分を少なくし、高周波回路に内在する高電力消費要素と動作不安定要素と製造コストと占有する空間とを少なくした受信装置を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために請求項１の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする。
【００２８】
また請求項２記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする。
【００２９】
また請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする。
【００３０】
また請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわちゼロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心に正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする。
【００３１】
また、請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネルの直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引き回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする。
【００３２】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする。
【００３３】
本発明の請求項７に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみを抽出する手段とを備えたことを特徴とする。
【００３４】
また、請求項８記載の発明は、請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の間引き回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第１の間引き回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする。
【００３５】
また、請求項９の発明は、請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする。
【００３６】
また請求項１０の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記ヒルベルト変換器を、スイッチトキャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイッチで構成したことを特徴とする。
【００３７】
また、請求項１１の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記複素係数フィルタにおける係数の絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする。
【００３８】
また、請求項１２の発明は、請求項３、請求項４または請求項８いずれかに記載のの発明において、前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペアンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそれぞれ共用したことを特徴とする。
【００３９】
また、請求項１３の発明は、請求項１２記載の発明において、前記ローパス・フィルタをＣＣＤを用いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴とする。
【００４０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去するという作用を有する。
【００４１】
本発明の請求項２に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去するという作用を有する。
【００４２】
本発明の請求項３に記載の発明は、請求項１記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする受信装置としたもので、複素係数フィルタにより直交フィルタ機能を実現するという作用を有する。
【００４３】
また、本発明の請求項４に記載の発明は、請求項２記載の発明において、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわちゼロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心に正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする受信装置としたもので、上下各３チャネルの隣接チャネルに対して各１回の演算で除去するとともに複素係数フィルタにより直交フィルタ機能を実現するという作用を有する。
【００４４】
本発明の請求項５に記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネルの直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引き回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする受信装置としたもので、間引き処理とオフセット周波数を除去を行なうことによって正確に受信希望チャネルを抽出しうるようになるという作用を有する。
【００４５】
本発明の請求項６に記載の発明は、請求項１ないし請求項４いずれかに記載の発明において、前記２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする受信装置としたもので、平均化処理とオフセット周波数を除去を行なうことによって正確に受信希望チャネルを抽出しうるようになるという作用を有する。
【００４６】
本発明の請求項７に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみを抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置としたもので、受信希望チャネルを含む隣接チャネルの帯域を広くしても希望のチャネルを抽出しうるという作用を有する。
【００４７】
本発明の請求項８に記載の発明は、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の間引き回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各２チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第１の間引き回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする受信装置としたもので、基本的な信号処理ブロックを縦続することによって希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換せしめるという作用を有する。
【００４８】
また、本発明の請求項９に記載の発明は、請求項７に記載の発明において、搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする受信装置としたもので、基本的な信号処理ブロックを縦続することによって希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換せしめるという作用を有する。
【００４９】
本発明の請求項１０に記載の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記ヒルベルト変換器を、スイッチトキャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイッチで構成したことを特徴とする受信装置としたもので、簡潔な同期制御と低い消費電力を実現するという作用を有する。
【００５０】
本発明の請求項１１に記載の発明は、請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の発明において、前記複素係数フィルタにおける係数の絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする受信装置としたもので、限定した固定値の回路エレメントで回路を構成し設計の容易性と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有する。
【００５１】
本発明の請求項１２に記載の発明は、請求項３、請求項４または請求項８いずれかに記載のの発明において、前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペアンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそれぞれ共用したことを特徴とする受信装置としたもので、限定した回路エレメントで回路を構成し消費電力の低減と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有する。
【００５２】
本発明の請求項１３に記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記ローパス・フィルタをＣＣＤを用いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴とする受信装置としたもので、低消費電力化を促進するとともに設計の容易性と回路デバイスの生産品質を向上せしめかつ動作を安定にさせるという作用を有する。
【００５３】
（第１の実施の形態）
図１は，本発明の第１の実施の形態の構成例を示すものである。アンテナから得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は第１の帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発信周波数fLOで周波数変換される。
【００５４】
周波数変換器４の出力は第２の帯域通過フィルタ６により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、第２の帯域フィルタ６などにより規定される通過帯域幅に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは帯域制限サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【００５５】
この標本出力はＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。この２信号は複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留成分を除去する。
【００５６】
さらに必要であれば、レベル変換を行ない、ディジタル信号レベルの出力21、22をディジタル系に供給する。サンプル・ホールド以降の動作制御はすべてクロック信号発生および制御回路23から供給される各種クロック信号で行なわれる。
【００５７】
図２を用いて、図１の第１の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００５８】
図２(ａ)は、対象とする通信システムの使用する周波数帯域と、その通信用帯域内での通信用チャネルの配置と、その一つを希望波チャネルとして例示したもので、この通信用帯域の上下の周波数域は、他の通信信号群に占有されている状況を示したものである。
【００５９】
図２(ｂ)は図１の第１の帯域通過フィルタ３により対象とする通信用帯域が他の通信信号群から抽出された状況を示すものである。
【００６０】
図２(ｃ)は、図１の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに第２の帯域通過フィルタ６により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態を示す。
【００６１】
図２(ｄ)は、前記の中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態の信号にサンプル・ホールド回路８によりサンプリングと同時に周波数変換作用を与え、ベースバンド周波数近傍に移動した状態を示す。ここでfsはサンプリング・クロック９の周波数を示し、本発明においては中間周波帯域幅fFBをチャネル間隔幅の６倍以内とする。このときサンプリング周波数はベースバンド帯域幅周波数fbもしくはチャネル間隔周波数fwの1／2の16倍または16倍の偶数倍の周波数に設定する。
【００６２】
従来のサンプリングにおいては、通常は１次サンプリング定理により中間周波中心周波数fIFの２倍以上に設定される。本発明においては、帯域制限を施した信号に対する標本化定理を用いて、最低のサンプリング周波数fsを中間周波数帯の帯域幅fFBの２倍にできる。
【００６３】
図２(ｄ)においてはサンプリングによるダウンコンバージョンの結果、希望波チャネルがベースバンド領域の直流点付近に希望波チャネルの下端を置く位置に移動するとともに、直流軸を境に周波数軸正負に同数のチャネルが対称に並ぶスペクトルが得られる。
【００６４】
図３を用いて、図１の第１の実施の形態における周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００６５】
図３(ａ)は、図２(ｃ)に示したものと同一のもので、図１の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに第２の帯域通過フィルタ６により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態を示す。
【００６６】
図３(ｂ)は、サンプル・ホールド回路のサンプリング周波数fsと中間周波中心周波数(fc-fLO)の関係を示すもので、サンプリング周波数fsは中間周波中心周波数(fc-fLO)の２以上の整数分周波の関係が必要である。
【００６７】
図３(ｃ)は、図３(ｂ)の周波数ゼロを含めたサンプリング周波数の倍数波上に中間周波数帯域幅fFBのチャネル群が重畳するスペクトルが得られることを示す。図３(ｃ)から明らかなように、サンプリングにおいてエイリアシングが発生しないようにするために、中間周波中心周波数(fc-fLO)を中間周波数帯域幅fFBの値よりも高い周波数にする。
【００６８】
図３(ｄ)は、本発明における複素係数フィルタと位相等化器と遅延型ローパス・フィルタから成る隣接チャネル除去フィルタ特性をチャネル配置上に示したものである。フィルタの零点が隣接チャネルの各中心周波数上に位置されることを示している。
【００６９】
図３(ｅ)は、図３(ｄ)のチャネル特性による隣接チャネル除去効果を模式的に図示したものである。
【００７０】
（第２の実施の形態）
図４は、本発明の第２の実施の形態の構成例を示すものである。アンテナから得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数fLOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数変換される。
【００７１】
周波数変換器４の出力は初段のローパス・フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。
【００７２】
サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定される通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【００７３】
この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。
【００７４】
この２信号は複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留成分を除去する。
【００７５】
さらに必要であれば、レベル変換を行ない、ディジタル信号レベルの出力21、22をディジタル系に供給する。サンプル・ホールド以降の動作制御はすべてクロック信号発生および制御回路23'から供給される各種クロック信号で行なわれる。
【００７６】
図５を用いて、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００７７】
図５(ａ)は、対象とする通信システムの使用する周波数帯域と、その通信用帯域内での通信用チャネルの配置と、その一つを希望波チャネルとして例示したもので、この通信用帯域の上下の周波数域は、他の通信信号群に占有されている状況を示したものである。
【００７８】
図５(ｂ)は、図４の帯域通過フィルタ３により対象とする通信用帯域が他の通信信号群から抽出された状況を示すものである。
【００７９】
図５(ｃ)は、図４の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに初段のローパス・フィルタ６'により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を中心とする中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態を示す。
【００８０】
図５(ｄ)は、前記の中間周波数帯域幅fFB内に帯域制限された状態の信号にサンプル・ホールド回路８によりサンプリングと同時に周波数変換作用を与え、ベースバンド周波数近傍に移動した状態を示す。ここでfsはサンプリング・クロック９の周波数を示し、本発明においては中間周波帯域幅fFBをチャネル間隔幅の6倍以内とする。このときサンプリング周波数はベースバンド帯域幅周波数fbもしくはチャネル間隔周波数fwの1／2の16倍または16倍の偶数倍の周波数に設定する。従来のサンプリングにおいては、通常は１次サンプリング定理により中間周波中心周波数fIFの２倍以上に設定される。
【００８１】
本発明においては、帯域制限を施した信号に対する標本化定理を用いて、最低のサンプリング周波数fsを中間周波数帯の帯域幅fFBの２倍にできる。
【００８２】
図５(ｄ)においては、サンプリングによるダウンコンバージョンの結果、希望波チャネルがベースバンド領域の直流点付近に希望波チャネルの下端を置く位置に移動するとともに、直流軸を境に周波数軸正負に同数のチャネルが対称に並ぶスペクトルが得られる。
【００８３】
図６を用いて、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係について説明する。
【００８４】
図６(ａ)は、図５(ｂ)に示したものと同一のもので、図６(ｃ)は、図５(ｃ)に示したものと同一のものであり、図４の周波数変換器４により対象とする通信用帯域が周波数変換を受け、低い周波数帯に移動し、さらに初段のローパス・フィルタ６'により対象とする通信用帯域が、希望波チャネルの帯域下端を直流付近とするベースバンド周波数領域fBB内に帯域制限された状態を示す。
【００８５】
図６(ｂ)は、局部発振周波数fLOすなわち(希望チャネル周波数fc−チャネル幅／２）の値とサンプル・ホールド回路のサンプリング周波数fsとの関係を示すもので、サンプリング周波数fsはサンプリングにおいてエイリアシングが発生しないようにするために、ベースバンド周波数領域fBBの２倍以上であることが必要である。
【００８６】
図６(ｃ)は、図６(ｂ)の周波数ゼロを含めたサンプリング周波数の倍数波上にベースバンド周波数領域fBBのチャネル群が重畳するスペクトルが得られることを示す。なお、局部発振周波数fLOとサンプリング周波数fsの間には、一般的には制約はない。
【００８７】
図６(ｄ)は、本発明における複素係数フィルタと位相等化器と遅延型ローパス・フィルタから成る隣接チャネル除去フィルタ特性をチャネル配置上に示したものである。フィルタの零点が隣接チャネルの各中心周波数上に位置されることを示している。
【００８８】
図６(ｅ)は、図６(ｄ)のチャネル特性による隣接チャネル除去効果を模式的に図示したものである。
【００８９】
（第３の実施の形態）
図７は、本発明の第３の実施の形態の構成例を示すものである。図７は、本発明の第２の実施の形態の第１の構成例を示した図４において、主にＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25とイメージ抑制型周波数変換回路26がＩ軸ローパス・フィルタ19とディジタル系21'またはＱ軸ローパス・フィルタ20とディジタル系22'の間に挿入されたものである。関連してクロック信号発生および制御回路23'は制御系が増加する。
【００９０】
アンテナから得た受信信号１は、高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数fLOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数変換される。
【００９１】
周波数変換器４の出力は初段のローパス・フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。
【００９２】
サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定される通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【００９３】
この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。
【００９４】
この２信号は複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20に提供し、高域不要残留成分を除去する。
【００９５】
Ｉ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20の出力は、それぞれＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25に入力される。そして、Ｉ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25の出力は、イメージ抑制型周波数変換回路26に入力され、その出力はディジタルの出力21'および22'となってディジタル系に提供される。
【００９６】
図７の第３の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係は、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係を説明した図５および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係を説明した図６と同じなので省略する。
【００９７】
そこで図８を用いて、間引き回路の作用を説明する。図８(ａ)は、図６(ｄ)のフィルタリングの位置を示す図と同一であり、図７に示されたＩ軸間引き回路24とＱ軸間引き回路25の働きを示す。
【００９８】
図８(ｂ)は、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波が概ね抽出できた様子を示している。ただし、サンプリング周波数fsの高調波毎に、直流域に移った希望波および隣接チャネル信号群の残余のスペクトルと同一のスペクトルが繰り返される。
【００９９】
ここで、図８(ｃ)はデータを1／2に間引いたものであるが、もとのサンプリング周波数fsの1／2となったサンプリング周波数fs'は高調波の間隔が1／2となり、スペクトルの繰り返しが倍になる。すなわち、16倍オーバーサンプリングにおいてはサンプリング周波数の高調波間に８チャネルが存在していたが、1／2の間引きにより４チャネルになり、各チャネル位置においては、異なるチャネルの信号残余が重なり合うことになる。
【０１００】
図８(ｄ)においては、さらにデータを1／2に間引き、図８(ｅ)においてはさらにデータを1／2に間引き、図８(ｂ)からは1／8の間引きを行なったものになっている。この結果、希望波スペクトルは、チャネル間隔で繰り返し現れることになる。この時のサンプリング周波数fs'''は、希望波に対して２倍オーバーサンプリングとなり、サンプリング定理の最低基準を満たす状態にまで引き下げられたことになる。
【０１０１】
図８(ｅ)においては、隣接チャネル群の信号が折り重なって希望波スペクトル内にたたみこまれているが、基本的には複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により隣接チャネル信号は大きく減衰している。
【０１０２】
したがって、図８(ｅ)においては、希望波が希望波の２倍の周波数でサンプリングされ抽出されたとみてよい。ただし、直流からの周波数オフセットはまだ存在しており、このオフセット周波数を除去するために出力をイメージ抑制型周波数変換回路26に入力する。なお、間引き回路は、８クロックに１回だけサンプリングをするサンプル・ホールド回路もしくは転送回路であり、具体的回路は十分に公知であるので、ここでの提示は省略することとする。
【０１０３】
このように第３の実施の形態の説明から明らかなように、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸ローパス・フィルタ19とＱ軸ローパス・フィルタ20とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波を抽出できる。
【０１０４】
（第４の実施の形態）
図９は、本発明の第４の実施の形態の構成例を示すものである。図９は、本発明の第２の実施の形態の第１の構成例を示した図４において、主にＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とイメージ抑制型周波数変換回路26がＩ軸等化器15とディジタル系21'またはＱ軸等化器16とディジタル系22'の間に挿入されたものである。関連してクロック信号発生および制御回路23'は制御系が増加する。
【０１０５】
アンテナから得た受信信号１は高周波増幅器２に供給されて増幅される。その出力は帯域通過フィルタ３により該当する通信システムの全チャネル信号のみを他の無線信号から抽出する。この出力は、周波数変換器４に供給され局部発振器５からの局部発振周波数fLOを希望波と低い隣接チャネルの境界の周波数で周波数変換される。
【０１０６】
周波数変換器４の出力は初段のローパス・フィルタ６'により周波数変換器４において発生するイメージ信号を阻止し、同時に希望波のみを通過させるチャネルフィルタ効果を得る。この出力はAGC増幅器７に供給されて所定の信号強度にて出力される。この出力はサンプル・ホールド回路８に供給されてサンプリング・クロック９により制御されてサンプル・ホールドが行なわれる。
【０１０７】
サンプル・ホールドのサンプリング周波数は、初段のローパス・フィルタ６'などにより規定される通過帯域幅の２倍に等しい周波数の整数分の１に設定する。すなわちサンプル・ホールド回路におけるサンプリングは一次サンプリング定理を用いる。こうして得られた受信信号の離散化信号はＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。
【０１０８】
この標本出力をＩ軸成分分離回路10では１クロック置きに取り、Ｑ軸成分分離回路11ではＩ軸成分分離回路10で取らなかった時刻の標本出力を取り、Ｉ軸Ｑ軸各々、１つ置きに標本出力の極性を反転することにより、ヒルベルト変換を行ない、位相平面上の直交２成分の形にする。
【０１０９】
この２信号は、複素係数フィルタ12に供給される。複素係数フィルタ12では不要な隣接チャネル信号群を除去し、その直交出力13、14をそれぞれＩ軸等化器15とＱ軸等化器16に提供する。ここで、位相遅延を等化し、その出力17、18をそれぞれＩ軸間平均化回路27とＱ軸平均化回路28に入力する。そして、Ｉ軸間平均化回路27とＱ軸平均化回路28の出力は、イメージ抑制型周波数変換回路26に入力され、その出力はディジタルの出力21'および22'となってディジタル系に提供される。
【０１１０】
図９の第４の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係は、図４の第２の実施の形態における周波数変換回路までの周波数軸から見た処理関係を説明した図５および周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係を説明した図６と同じなので省略する。
【０１１１】
そこで図１０を用いて、平均化回路の作用を説明する。図１０(ａ)は、図６(ｄ)のフィルタリングの位置を示す図と同一であり、図９に示されたＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28の働きを示す。
【０１１２】
図１０(ｂ)は、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波が概ね抽出できた様子を示している。ただし、サンプリング周波数fsの高調波毎に、直流域に移った希望波および隣接チャネル信号群の残余のスペクトルと同一のスペクトルが繰り返される。
【０１１３】
ここで、図１０(ｃ)はデータを２サンプリング期間にわたり平均化したものであるが、もとのサンプリング周波数fsの1／2となったサンプリング周波数fs'は高調波の間隔が1／2となり、スペクトルの繰り返しが倍になる。すなわち、16倍オーバーサンプリングにおいてはサンプリング周波数の高調波間に８チャネルが存在していたが、２区間の平均化により４チャネルになり、各チャネル位置においては、異なるチャネルの信号残余が重なり合うことになる。
【０１１４】
図１０(ｄ)において、はさらにデータを平均化し、図１０(ｂ)からは４期間の平均化を行なったものである。図１０(ｅ)においてはさらにデータを平均化し、図１０(ｂ)からは８期間の平均化を行なったものになっている。この結果、希望波スペクトルは、チャネル間隔で繰り返し現れることになる。この時のサンプリング周波数fs'''は、希望波に対して２倍オーバーサンプリングとなり、サンプリング定理の最低基準を満たす状態にまで引き下げられたことになる。
【０１１５】
図１０(ｅ)においては、隣接チャネル群の信号が折り重なって希望波スペクトル内にたたみこまれることが想像されるが、平均化によるローパス・フィルタ効果により折重ねの隣接チャネル成分は減衰されている。
【０１１６】
したがって、図１０(ｅ)においては、希望波が希望波の２倍の周波数でサンプリングされ抽出されたとみてよい。ただし、直流からの周波数オフセットはまだ存在しており、このオフセット周波数を除去するためにこの出力をイメージ抑制型周波数変換回路26に入力する。
【０１１７】
図１１は、８サンプルを平均化する回路の構成例である。遅延手段をＩ軸Ｑ軸ともに７段用いて、カスケードに接続するとともにその入出力をすべて合成することにより平均化している。厳密には1／8に除算すべきであるが、システム全体の必要な増幅度の中の構成要素に配分することで、実際に除算する必要はないと考える。
【０１１８】
このように第４の実施の形態の説明から明らかなように、複素係数フィルタ12とＩ軸等化器15とＱ軸等化器16とＩ軸平均化回路27とＱ軸平均化回路28とから成る隣接チャネル除去フィルタ特性により希望波を抽出できる。
【０１１９】
（第５の実施の形態）
図１２および図１３は本発明の第５の実施の形態の構成例を示すものである。図１２は、本発明の第２の実施の形態および第４の実施の形態に示す構成例のうち、主にＩ軸成分分離回路10と第１の複素係数フィルタ12との間、およびＱ軸成分分離回路11と第１の複素係数フィルタ12との間に、第２の複素係数フィルタである４倍域複素係数フィルタ112と第２のＩ軸４等化器であるＩ軸４倍域等化器115と第２のＱ軸等化器であるＱ軸４倍域等化器116および第２のＩ軸平均化回路であるＩ軸４倍域平均化回路127と第２のＱ軸平均化回路であるＱ軸４倍域平均化回路128を挿入したものであり、また図１３は、本発明の第１の実施の形態および第３の実施の形態に示す構成例のうち、主にＩ軸成分分離回路10と第１の複素係数フィルタ12との間、およびＱ軸成分分離回路11と第１の複素係数フィルタ12との間に、第２の複素係数フィルタである４倍域複素係数フィルタ112と第２のＩ軸等化器であるＩ軸４倍域等化器115と第２のＱ軸等化器であるＱ軸４倍域等化器116および第２のＩ軸ローパス・フィルタであるＩ軸４倍域ローパス・フィルタ119と第２のＱ軸ローパス・フィルタであるＱ軸４倍域ローパス・フィルタ120および第２のＩ軸間引き回路出あるＩ軸４倍域間引き回路124と第２のＱ軸間引き回路であるＱ軸４倍域間引き回路125を挿入したものである。
【０１２０】
そして、これらの複素係数フィルタ、等化器、平均化回路または間引き回路からなる回路手段を挿入して、ベースバンド周波数から見た場合の16倍のオーバーサンプリングによる隣接波除去作用を二重に用い、16×４すなわち64倍のオーバーサンプリングによる両側各9波ないし16波の隣接チャネル波の除去を行なうものである。
【０１２１】
図１２において、アンテナからサンプル・ホールド回路８における構成および接続についての説明は上述したものと変わりないので省略する。サンプル・ホールド回路８はクロック信号発生および制御回路23'から64倍オーバーサンプリングに必要なサンプリング・クロック９を受け、受信信号をサンプル・ホールドする。サンプリングは帯域制限サンプリング定理を用いる。
【０１２２】
こうして得られた受信信号の離散化信号は、Ｉ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11にそれぞれ供給される。その各出力は４倍域複素係数フィルタ112に供給されて上下各８つの隣接チャネル信号が除去される。その各出力113、114は各々Ｉ軸４倍域等化器115とＱ軸４倍域等化器116に供給される。さらに、それぞれＩ軸４倍域平均化回路127とＱ軸４倍域平均化回路128に供給され、ここで希望波を含む４倍帯域のベースバンド出力に復元される。
【０１２３】
こうして得られた４倍帯域ベースバンド出力の２出力は、前記した第３の実施の形態ないし第４の実施の形態で説明した本来のベースバンド信号を抽出する回路手段に供給される。すなわち、第４の実施の形態に従えば、16倍オーバーサンプリングに対応する第１の複素係数フィルタ12と、第１の等化器15、16と、第１の平均化回路27、28と、イメージ抑制型周波数変換回路26に供給されて本来のベースバンド信号が抽出される。
また、第３の実施の形態に従えば、16倍オーバーサンプリングに対応する第１の複素係数フィルタ12と、第１の等化器15、16と、第１のローパス・フィルタ19、20と、第１の間引き回路24、25と、イメージ抑制型周波数変換回路26に供給されて本来のベースバンド信号が抽出される。
【０１２４】
間引き回路の具体的構成例を図１４に示す。図１４の間引き回路は、入力を受けるスイッチSW1と入力電圧を充電するキャパシタC1と反転増幅器U6と帰還容量C3と前記反転増幅器U6の入力と出力を選択的に接続させるスイッチSW2とこのスイッチSW2により接地間に接続されるキャパシタC2と、サンプリング・クロック信号ａをクロック入力ＣＬＫに受ける第１のＤ型フリップフロップU1とそのＱ出力をクロック入力に受ける第２のＤ型フリップフロップU2とそのＱ出力をクロック入力に受ける第３のＤ型フリップフロップU3そのすべてのＱ出力と前記サンプリング・クロック信号ａとを入力する論理積回路U4とから成る。
【０１２５】
この図１４を用いて動作を説明する。サンプリング・クロック信号ａをクロック入力に受けると８クロックに１回だけサンプリングをするサンプリル・ホールド回路もしくは転送回路であり、第１のＤ型フリップフロップU1と第２のＤ型フリップフロップU2と第３のＤ型フリップフロップU3により８分周され、論理積回路U4の出力はそれらすべての出力とサンプリング・クロック信号ａが高電位"H"となる８クロックに１回だけ高電位"H"となる。
【０１２６】
この出力により前記スイッチSW1は制御されて入力をキャパシタC2に接続し、同時にスイッチSW2は反転増幅器U6の入力にキャパシタC2を接続する。この瞬間は反転増幅器U6の出力はそれまでの出力状態を記憶したキャパシタC2によりさらにその出力状態を継続する。論理積回路U4の出力はサンプリング・クロック信号１パルス幅分の時間が経過すると低電位"L"に戻るので、スイッチSW1およびスイッチSW2は、以前の状態に接続するが、この時キャパシタC1には入力の瞬時電圧が充電されており、反転増幅器U6の電圧にはこの入力信号の瞬時電圧が以後のサンプリング・パルス15本分の期間だけ継続する。以上により、前記回路によれば入力信号が１／８に間引かれることが明らかである。
【０１２７】
第５の実施の形態における周波数変換回路からサンプリング以降までの周波数軸から見た処理関係を図１５に示す。図１５(ａ)は、64倍オーバーサンプリングを受け、サンプル・ホールドされた受信信号群が、４チャネルを１組とする仮想のチャネルとして扱われる様子を示している。図１５(ｂ)は、図３(ｄ)または図６(ｄ)に示したものと同じで、以降の処理につながる様子を示したものである。
【０１２８】
このように第５の実施の形態の説明から明らかなように、ベースバンド周波数から見た場合の16倍のオーバーサンプリングによる隣接波除去作用を二重に用いることにより希望波を抽出することができる。
【０１２９】
（サンプル・ホールド回路の具体例）
図１に示したように、本発明は高周波回路の負担を軽減すべく、ダウンコンバージョンを１段行なった状態でそのまま広帯域サンプリングを行ない、以後の信号処理をディジタル化手段で行なうようにしたものである。構成要素の具体例として、サンプル・ホールド回路は入力バッファ段とサンプリング・ゲートと出力バッファで構成するようにしている。サンプル・ホールドした受信信号は離散化され、データ化したアナログ信号といえる。
【０１３０】
サンプリング周波数は、隣接チャネル除去フィルタ機能の一部を負担する目的で中間周波段の帯域幅を広めにして中間周波段のフィルタの要求される性能も軽減できるようにしている。中間周波段の帯域幅は隣接チャネルを上下合計５チャネルを対象とすると、希望チャネルを含めて６チャネル分に相当するものになる。したがって、ベースバンド信号の帯域幅から見ると16倍のオーバーサンプリングとなる。
【０１３１】
したがって、図１６のサンプル・ホールド回路は中間周波数段の信号を２倍以上のオーバ−サンプリングできるものとするために、GaAsなど化合物半導体等によるサンプリング・ゲートで構成することが望ましい例である。
【０１３２】
さらに、GaAsなど化合物半導体等の低雑音のデバイスで構成すれば、サンプリングの入出力が従来のＡ／Ｄコンバータが要求するような大振幅信号でなくて済むので、電力消費を根本的に低くできる。
【０１３３】
なお、図１６のサンプリング・クロック信号CLKは、サンプリング・ゲートのスイッチング用アイドリング電流を低減するためにデューティ比を50％前後としてトラック・ホールド動作させることとする。この方式はセットリング時間に対してわずかに要求を厳しくするものであるが、総合的には無理の少ない方法である。
【０１３４】
（直交成分分離回路の具体例）
図１または図４におけるＩ軸成分分離回路10とＱ軸成分分離回路11の具体例を図１７およびその動作説明を図１８に示す。
【０１３５】
図１７において、サンプル・ホールド回路８から提供されるサンプル・ホールド出力はスイッチSW21とスイッチSW31に供給される。反転増幅器U1はキャパシタC3による負帰還によりシャントフィードバック型増幅器となっている。SW21およびSW22が図１７の図示の状態であるとき、出力はキャパシタC1に蓄積された電荷による端子電圧で規定されている。
【０１３６】
時刻toにSW21およびSW22が反転すると、それまで反転増幅器U1の出力端に接続され出力電圧により充電されていたキャパシタC2をSW22が反転増幅器U1の入力に接続する。したがって、C2とC3の容量が等しい場合には、反転増幅器U1の出力電位はなおも同一電位に保たれる。この間、SW21はサンプル・ホールド回路の出力をキャパシタC1に接続し、キャパシタC1は新たなサンプル値で充電される。
【０１３７】
時刻t1に再びSW21およびSW22が図１７の図示の状態に戻ると、キャパシタC1に充電されたサンプル・ホールド回路８の出力電圧が反転増幅器U1に接続されC1とC3が同一容量の場合は反転増幅器U1の出力に新たなサンプル値に等しい電圧が生成される。すなわち、U1はサンプル・ホールド回路出力に対して同一極性の緩衝増幅器として作用する。
【０１３８】
反転増幅器U2は、キャパシタC6による負帰還によりシャントフィードバック型増幅器となっている。SW32およびSW33が図１７の状態であるとき、出力はキャパシタC5に蓄積された電荷による端子電圧で規定されている。このとき、キャパシタC4はサンプル・ホールド回路出力を受け、充電されている。
【０１３９】
時刻toにSW31、SW32およびSW33が反転すると、それまで反転増幅器U2の入力端に接続され出力電圧を支配していたキャパシタC5がSW33により反転増幅器U2の出力に接続する。同時にキャパシタC4はSW31が接地側になりSW32が反転増幅器U2の入力に接続されるので、キャパシタC4とC6の容量が等しい場合には反転増幅器U2の出力にはサンプル・ホールド回路８のサンプル値電圧が生成される。さらに同時にキャパシタC5はSW33により反転増幅器U2の出力に接続されており、出力電圧で充電される。
【０１４０】
したがって、時刻t1に再びSW32およびSW33が図１７に図示した状態に戻ると、キャパシタC5に充電された電圧が反転増幅器U2にの入力端子に接続され、出力電位をさらに保持し続ける。すなわち、U2はサンプル・ホールド回路出力を極性反転させる増幅器として作用する。
【０１４１】
つぎに、Ｄ型フリップフロップU3はサンプリング・クロック信号を入力とし、出力ＱバーをＤ入力に帰還して分周器を構成している。同様にフリップフロップU5も分周器を構成しており、この２段のフリップフロップが縦続することで４分周が行なわれる。
【０１４２】
図１８の動作タイミングに示した信号動作例を用いてこの回路の作用を説明する。サンプリング・クロック信号は時刻t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、.....に等時間間隔で到来する。その波形は前述のようにおよそ50％のデューディ比の方形波である。この信号を受けて、フリップフロップU3は時刻t1、t3、t5、t7、.....の奇数番目で出力Ｑが"1"となる。これを受けてフリップ・フロップU4は時刻t1、t5、t9、...でその出力Ｑを"1"にする。
【０１４３】
他方、直交変調された信号を位相空間で２つに分けるためには、同一周波数にて位相弁別すればよい。このための直交検波はπ／2だけずれたサンプリングに等しい。これを連続して単一にサンプリングしたサンプル値列から生成するためには、Ｉ軸成分側のcosine関数とＱ軸成分側のsine関数で乗算して弁別すればよい。
【０１４４】
これをサンプリングの限界で扱うとサンプル値は図１８(ａ)に示すサンプリング・クロック信号がπ／2間隔で対応すると考えられる。すなわち図１８(ａ)に示すサンプリング・クロック信号４パルス分で最高周波数成分をサンプリングすることになる。
【０１４５】
このとき、直交成分を抽出するためのＩ軸成分抽出用のcosine関数とＱ軸成分抽出用のsine関数も、最高周波数に対応する周波数にして、同時にサンプリングすればよい。すなわち、サンプリング・クロック信号でこのサンプリング・クロックの繰り返し周波数の1／4の正弦波をサンプリングすると、cosine関数は図１８(ｄ)に示す位置に+1、+1がサンプリングされ、sine関数は図１８(ｅ)に示すように１サンプルに相当するπ／2の位相だけ前記cosine関数から遅れた位置に+1、-1がサンプリングされる。したがって、Ｉ軸側は図１８(ｄ)に示す位置でサンプル出力の極性を反転させることなく得られ、Ｑ軸側は図１８(ｅ)に示す位置でサンプル出力の極性を交互に反転させることにより得られることになる。
【０１４６】
以上のようにすれば、１系列のサンプリングで得られたサンプル値から、直交信号としてサンプリングを行なった場合に等しいサンプリング出力を得ることができる。回路としてこれを処理するために、図１８(ｄ)のＩ軸乗算係数と図１８(ｅ)のＱ軸乗算係数とを同一極性区間でグループ分けをすると図１８(ｈ)に示すように３サンプルと１サンプルのペアになることが分かる。
【０１４７】
フリップフロップU3のＱ出力とフリップフロップU4のＱ出力を受ける論理和ゲートU5は、図１８において時刻t1,t2,t3およびt5,t6,t7に"H"の状態になる。したがって、この出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする論理積ゲートU6の出力は図１８(ｈ)の波形を作り出す。他方、前記論理和ゲートU5の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする論理積ゲートU7の出力は図１８(ｉ)の波形を作り出す。
【０１４８】
他方、Ｉ軸とＱ軸は交互に出力されるので、この状態を図示すると図１８(ｊ)のようになる。以上から図１７の回路により、サンプル・ホールド回路８の出力は直交信号出力に形を変えることができる。このような状態変化を回路上で管理するためには、前述のフリップフロップの出力を用いた図１７の３種のゲート回路U5,U6,U7を設ける。
【０１４９】
（複素係数フィルタの具体例）
図１９には、図１の複素係数フィルタ12の具体例を示す。複素係数フィルタ12は、３つの同じ構造のフィルタ即ち複素係数フィルタI、複素係数フィルタII、複素係数フィルタIIIを縦続して構成する。この３つは、図２(ｄ)においてベースバンド領域に移され負周波数領域に置かれた３種の隣接チャネル信号の中心周波数にフィルタ零点をそれぞれ合わせる。
【０１５０】
この様子を図１９（複素係数フィルタの特性の設定を示す図）により解説する。図２０(Ａ)は図２(ｂ)に示した通信帯域の各チャネル群に同じである。図２０(Ｂ)はベースバンド付近へ移された各信号で図２(ｄ)に等しい。
【０１５１】
ここで、複素係数フィルタI、II、IIIの零点をそれぞれ隣接チャネル信号の中心周波数-fb、-3fb、-5fbに合わせる。図２０(B-1)は中心周波数-fbの隣接チャネルを除去する複素係数フィルタIのみの場合を模式したものである。同様に、図２０(B-2)は中心周波数-fb、-3fb、-5fbの3種の隣接チャネルを除去する複素係数フィルタI、II、IIIの特性を重ねて模式したものである。図２０(Ｃ)は特性を合成した場合を示したもので、実際には正領域の隣接チャネル信号も減衰することを示している。
【０１５２】
図２１に、複素係数フィルタの動作解説図を示す。図２１(ａ)は複素係数フィルタの基本ブロックの構成を示すものであり、図２１(ｂ)は位相平面内での作用を示すものであり、図２１(ｃ)は位相・周波数平面内での作用を示したものである。
【０１５３】
図２１(ｂ)は、中心周波数-fbに対する複素係数フィルタＩの場合を示したもので、希望波チャネルとは正反対の位相回転をする隣接チャネル波が対象である。希望波チャネルからはサンプリングは16倍のオーバーサンプリングになっており、１サンプルの区間ではπ／8の位相差がある。
【０１５４】
中心周波数-fbの隣接波については、１サンプルの区間で−π／8の位相差となる。そこで、本発明は１サンプル後の信号に１サンプル前の信号ベクトルを7π／8の位相だけ回転したものを加算して、中心周波数-fbの隣接波を相殺する方法を考案した。
【０１５５】
図２１(ｂ)で明らかなように、２つのサンプルはπの位相差となり、正反対のベクトルとなって消滅する。このとき、希望波は6π／8の位相差であり、2sin(π／8)のベクトルとして生き残る。
【０１５６】
図２１(ｂ)に示した隣接チャネル除去のための位相回転角と同様の方法で、次隣接チャネルおよび次次隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を、図２２(ａ)および図２２(ｂ)に示す。その結果、次隣接チャネル除去に対しては5π／8となり、次次隣接チャネル除去に対しては3π／8となることが分かる。
【０１５７】
時刻toにおけるサンプル値を、Ｉ軸、Ｑ軸でIo、Qoとすると、
時刻t1における回転ベクトルは、
【０１５８】
図１９の複素係数フィルタI、II、IIIでそれぞれＩ軸、Ｑ軸から相手側に交差する成分が示されている。以上から時刻t1における合成値は１サンプル時刻前のサンプルを遅延した情報を回転したベクトルとの合成となり、
複素係数フィルタＩのＩ軸、Ｑ軸の出力をI1、Q1で表すと、
I1＝Io(t=to+ts)−Io(t=to)×cosπ／8−Qo(t=to)×sinπ／8 -----（式1）
Q1＝Qo(t=to+ts)＋Io(t=to)×sinπ／8−Qo(t=to)×cosπ／8 -----（式2）
となる。ただし、t、toは時刻を表し、tsは１サンプルの間隔時間を示す。
【０１５９】
同様に、次隣接チャネルの除去のための複素係数フィルタIIでは、回転ベクトルの回転量を、5π／8とし、次次隣接チャネルの除去のための複素係数フィルタIIIでは、回転ベクトルの回転量を、3π／8とする。
複素係数フィルタIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI2、Q2で表すと、
I2＝I1(t=to+ts)＋I1(t=to)×cos5π／8−Q1(t=to)×sin5π／8 ---（式3）
Q2＝Q1(t=to+ts)＋I1(t=to)×sin5π／8＋Q1(t=to)×cos5π／8 ---（式4）
複素係数フィルタIIIのＩ軸、Ｑ軸の出力をI3、Q3で表すと、
I3＝I2(t=to+ts)＋I2(t=to)×cos3π／8−Q2(t=to)×sin3π／8 ---（式5）
Q3＝Q2(t=to+ts)＋I2(t=to)×sin3π／8＋Q2(t=to)×cos3π／8 ---（式6）
時刻toとto+tsのサンプルの間には遅延関係が存在する。図１９においてはto側に遅延手段を設けている。なお、前記複素係数フィルタの縦続の順序はどれをはじめにしても理論上は差はない。ただし、実際には回路を実現する手段の周波数特性から望ましい順序が存在する。
【０１６０】
図２１(ｃ)において希望波中心角周波数を+ωoとし、下側隣接チャネル３波の中心角周波数を、それぞれ-ωo、-3ωo、-5ωo、とすると、この隣接チャネル波をそれぞれ除去しようとする複素係数フィルタI、II、IIIの位相特性Ｐはそれぞれ複素係数フィルタＩ：-ωo除去
P＝-πω／16ωo＋3π／16複素係数フィルタII：-3ωo除去
P＝-πω／16ωo＋5π／16複素係数フィルタIII：-5ωo除去
P＝-πω／16ωo＋7π／16に示す関数の図中の右下がりの平行３線のようになる。この３つのフィルタ位相特性を合成すると、
P＝-3πω／16ωo＋15π／16で表される図２１(ｃ)のＡ線になり、ω＝0における切片はＢ点で表され15π／16となる。
【０１６１】
この効果を、図２３に理論計算結果で示す。図２３(ａ)は複素係数フィルタI、II、IIIの３種類のフィルタの個別の特性を示したものであり、図２３(ｂ)は総合特性である。図２３(ａ)からは、複素係数フィルタ１段では周波数零点がチャネル間隔の４倍で現れるが、合成するとチャネル間隔毎に発生する様が理解される。また図２３(ｂ)からは、この結果、灰色部で示した希望波が保護されながら、上下の隣接波群が大きく減衰している様子が明らかである。
【０１６２】
以上の効果は、図２(ａ)および(ｂ)に示したように、周波数変換後の希望波中心周波数とサンプリング周波数との間にチャネル間隔周波数の1／2だけ周波数オフセットを施したことにより得られるものである。
【０１６３】
また、周波数オフセットの他の効果は復調後の直流オフセットやドリフトからの影響を回避する効果がある。
【０１６４】
ところで、図２１(ｃ)に示したように、複素係数フィルタは周波数に依存しない一定の位相進み遅れが与えられることを示しているが、複数段の複素係数フィルタをカスケードに接続して使用すると図２１(ｃ)のＢに示したように、周波数に依存した位相歪みが発生する。
【０１６５】
そこで、この位相歪みを除去するために、図２４に示した等化器に接続する。この場合は信号の除去は行なわないので、遅延手段は不要で単純に位相を戻すことが可能となる。図２５に示すように、等化器の位相等化は、等化器のＩ軸、Ｑ軸の出力をI4、Q4で表わし、回転位相を-15π／16にとると、
I4＝I3×cos(-15π／16)−Q3×sin(-15π／16) --------（式7）
Q4＝I3×sin(-15π／16)＋Q3×cos(-15π／16) --------（式8）
図２４の構成により、Ｉ軸、Ｑ軸からの信号情報を直交軸を位相回転することにより、位相の修正が行なえる。
【０１６６】
ここで、前述の式1から式6までを見直すと、回転ベクトルを生成するために必要な演算係数が２種類のみで構成できていることが分かる。すなわち、π／8に着目してその正弦、余弦をおのおのα、βとすると、
sinπ／8＝cos3π／8＝-cos5π／8＝sin7π／8＝0.38268＝α
cosπ／8＝sin3π／8＝sin5π／8＝cos7π／8＝0.92388＝β
となる。したがって、式1から式6までの係数の絶対値は前記２値のみで構成できる。すなわち、フィルタの係数をすべて前記２値で構成できることは、各チャネルの角速度の差がπ／8の倍数上に置かれたことによるもので、これもまた、周波数変換後の希望波中心周波数とサンプリング周波数との間にチャネル間隔周波数の1／2だけ周波数オフセットを施したことにより得られるものである。
【０１６７】
以上の結果、希望波を中心にして上下各２波の隣接チャネルは減衰できる。しかし、希望波から離れた周波数上で、イメージ抑制型化フィルタ特有の周波数折り返し領域に図２６に示すように通過域ができる。
【０１６８】
（ローパスフィルタの具体例）
そこで本発明では最後に遅延手段を用いてローパス・フィルタを形成し、簡単な構成でこれらの高域不要信号を除去する。図２６に周波数上の除去すべき位置を示し、図２７にローパス・フィルタの構成を示す。
【０１６９】
図２７の構成によれば、各遅延素子は遅延時間で定まる積分作用を持つことから、遅延時間を基本周期とする基本周波数とその２倍波と４倍波に対して阻止作用を持つ。この理論特性を図２８に示す。
【０１７０】
（イメージ抑制型周波数変換回路の具体例）
図２９は、図７、図９および図１２で用いられるイメージ抑制型周波数変換回路の具体例であり、また図３１は、その動作タイミングを示したものである。
【０１７１】
周波数変換は、複素数を用いて以下のように表せる。今、角中心周波数ωcを持つφcosωoなる角度変調と加算する角周波数ωoを合成する場合を考えると、
【０１７２】
図３１(ｄ)および(ｅ)はこれに従いcosωotとsinωotとを１周期４サンプリングでサンプリングした状態である。時刻ｎπではsinωotが、そのπ／2だけ位相が遅れる時刻にはcosωotが、０になる。したがって、サンプリングされたゼロでない値は図３１(ｄ)および(ｅ)のように１周期に２箇所だけとなる。
【０１７３】
上述のように、周波数変換は乗算で求められるので、ゼロとなる位相が無視できる。この結果、cosωotまたはsinωotとの乗算が単純に+1、-1との積となるから、すなわち、極性だけの管理をすれば乗算がなされる。図３１(ｊ),(ｌ),(ｍ)は、それぞれcosωotが+1、-1になる時刻を示すと同時に、サンプル信号であるIi(nT)とQi(nT)の信号に+1、-1を乗算した信号すなわち正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とを選択するゲート信号である。
【０１７４】
なお、図３１に示したこれらの制御信号群はすべてクロック信号により支配されており、これらの制御信号を生成することが可能であることは図１７に示した制御回路と酷似の回路となる上、標準の論理回路により生成することが可能であるのは、ほとんど自明であるので、具体例を以って提示することを省略する。
【０１７５】
図２９(ｂ)の回路図において、増幅器U10はスイッチSW11とキャパシタC10との構成により、図１７の反転増幅器U1と同一の機能である入力信号と同一極性の緩衝増幅器をなす。全く同様に増幅器U20は同様に入力信号と同一極性の緩衝増幅器をなす。増幅器U11は図１７の反転増幅器U2と同様の機能である入力信号と極性の反転する出力を生成する反転増幅器をなすものである。増幅器U21も同様である。
【０１７６】
増幅器U12およびU22は、複数のキャパシタC17、C28またはC18、C27から信号供給を受ける極性反転乗算加算回路をなす。乗算利得は、帰還キャパシタC31またはC32を分母として入力側キャパシタC17、C2、C18、C27を分子とする比の値で決定される。スイッチSW11〜SW15、スイッチSW21〜SW25は前記増幅器U11、U12、U21、U22がそれぞれ入力信号Ii(nT)またはQi(nT)を受けて正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とを生成すべくクロック信号ａに同期して生成された前述の図３１(ａ),(ｂ),(ｃ)またはその反転信号により制御されて動作する。スイッチSW16〜SW19は、正極性のIi(nT)とQi(nT)と逆極性の-Ii(nT)と-Qi(nT)とから選択して増幅器U12による加算回路に伝えその出力Io(nT)を支配する。スイッチSW16〜SW19を制御する信号は図３１(ｊ),(ｋ),(ｌ),(ｍ)またはその反転信号である。
【０１７７】
いま、時刻t1では、図３１(ｊ)に示したタイミング制御ｊに示すようにcosineだけが+1となり、スイッチSW17が-Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)にはIi(nT)が発生する。
【０１７８】
時刻t2では図３１(ｌ)に示したタイミング制御ｌに示すようにsineだけが+1となり、スイッチSW18が-Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)にはQi(nT)が発生する。
【０１７９】
時刻t3では図３１(ｋ)に示したタイミング制御ｋに示すようにcosineだけが-1となり、スイッチSW16が+Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)には-Ii(nT)が発生する。
【０１８０】
時刻t4では図３１(ｍ)に示したタイミング制御ｍに示すようにsineだけが-1となり、スイッチSW19が+Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U12に供給するのでその出力Io(nT)には-Qi(nT)が発生する。
【０１８１】
同様に、Qo(nT)端子側では、時刻t1では図３１(ｊ)に示したタイミング制御ｊに示すようにcosineだけが+1となり、スイッチSW27が-Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)にはQi(nT)が発生する。
【０１８２】
時刻t2では図３１(ｌ)に示したタイミング制御ｌに示すようにsineだけが+1となり、スイッチSW28が-Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)にはIi(nT)が発生する。
【０１８３】
時刻t3では図３１(ｋ)に示したタイミング制御ｋに示すようにcosineだけが-1となり、スイッチSW26が+Qi(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)には-Qi(nT)が発生する。
【０１８４】
時刻t4では図３１(ｍ)に示したタイミング制御ｍに示すようにsineだけが-1となり、スイッチSW29が+Ii(nT)を通し極性反転乗算加算回路U22に供給するのでその出力Qo(nT)には-Ii(nT)が発生する。
【０１８５】
以降、４クロック毎に時刻t1からt4までの回路切替え制御が行なわれ、前記式７の演算が図２９に示した原理通りに実行される。
【０１８６】
このようにして、スイッチドキャパシタ回路を用いることによりイメージ抑制型周波数変換回路を具現化することができる。
【０１８７】
図３０は、図２９に示したイメージ抑制型周波数変換回路を制御する回路例である。サンプリング・クロック信号ａをクロック入力端子ＣＬＫに受ける第１のＤ型フリップフロップU1とそのＱ出力をクロック入力端子ＣＬＫに受ける第２のＤ型フリップフロップと第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第１の論理積回路U3と第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力と第２のＤ型フリップフロップのＱバー出力とを入力とする論理和回路U4と第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱバー出力とを入力に受ける第２の論理和回路U6と第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱ出力とを入力に受ける第３の論理和回路U8と第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力と第２のＤ型フリップフロップU2のＱ出力とを入力に受ける第４の論理和回路U10と上記第１の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第２の論理積回路U5と第２の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第３の論理積回路U7と第３の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第４の論理積回路U9と第４の論理積回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとを入力とする第５の論理積回路U11とから成る。
【０１８８】
図３０により動作を説明する。サンプリング・クロック信号ａは第１のＤ型フリップフロップU1のクロック入力ＣＬＫに供給されて分周出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーが得られる。そのＱ出力は第２のＤ型フリップフロップU2のクロック入力ＣＬＫに供給されて分周出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーが得られる。この結果、第２のＤ型フリップフロップU2の出力Ｑおよび負論理出力Ｑバーにはサンプリング・クロック信号ａの４分周された信号が得られる。これより、第１の論理積回路U3はサンプリング・クロック信号ａと第１のＤ型フリップフロップU2のＱ出力が供給されてＱ出力が高電位“Ｈ”の期間の２クロック間のみ２クロックに合わせて出力が高電位“Ｈ”になる。第２の論理積回路U5は第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第１の論理和回路U4の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の最初のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。同様にして第３の論理積回路U7は第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第２の論理和回路U6の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の第２のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。第４の論理積回路U9は第１のＤ型フリップフロップU1のＱバー出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第３の論理和回路U8の負論理出力とサンプリングクロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の第３のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。第５の論理積回路U11は第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／２分周信号と第２のＤ型フリップフロップのＱ出力からのサンプリング・クロック信号ａの１／４分周とを入力とする第４の論理和回路U10の負論理出力とサンプリング・クロック信号ａとが供給されて４サンプリング・クロック期間の第４のクロック期間が高電位“Ｈ”になる。
【０１８９】
以上から、上記制御回路により、図３１に示したイメージ抑制型周波数変換回路の具体例の動作タイミングにおける各タイミング波形は、+1／-1弁別信号（ｈ）は上記制御回路の第１の論理積回路U3の出力信号が対応し、同様に図３１に示したＩ／Ｑ弁別信号（ｉ）は上記制御回路の第１のＤ型フリップフロップU1のＱ出力信号が対応し、cosθの+1のタイミング波形（ｊ）は上記制御回路の第２の論理積回路U5の出力信号が対応し、cosθの-1のタイミング波形（ｋ）は上記制御回路の第３の論理積回路U7の出力信号が対応し、sinθの+1のタイミング波形(l)は上記制御回路の第4の論理積回路U9の出力信号が対応し、cosθの-1のタイミング波形（ｍ）は上記制御回路の第５の論理積回路U11の出力信号が対応することが明らかとなる。したがって、図２９に示したイメージ抑制型周波数変換器の構成例とおよび図３０に示した制御回路によりイメージ抑制型周波数変換が達成できることが明らかとなる。
【０１９０】
（スイッチドキャパシタ回路による幾つかの機能要素の具体化例）
図３２は、複素係数フィルタの具体例について示す。図３２は複素係数フィルタを構成する基本要素である遅延器とインバータと乗算加算器とをスイッチドキャパシタ回路で具現化したものである。
【０１９１】
スイッチドキャパシタ回路の動作原理については図１７の直交成分分離回路において行なった動作説明を流用できるので、ここでは省略する。複素係数フィルタを構成するためのスイッチドキャパシタ回路の回路要素を図３２(ｂ)、(ｃ)、(ｄ)に示す。図３２(ａ)に示すように複素係数フィルタを実現するためには、遅延器と正数乗算器と負数乗算器と加算器が必要になる。
【０１９２】
図３２(ｂ)はスイッチドキャパシタ回路による遅延器である。キャパシタンスで乗算作用を持たせることができる。乗算式を図中に示す。
【０１９３】
負数の乗算器を図３２(ｃ)に示す。加算器を図３２(ｄ)に示す。正数の乗算を行なう場合は、負数乗算器を２段縦続にする。
【０１９４】
以上の基本要素を用いて構成したスイッチドキャパシタ回路による複素係数フィルタ１段分の具体化例を図３３に示す。同様に、図３４にスイッチドキャパシタ回路による位相等化器の具現化例を示す。
【０１９５】
図３５にスイッチドキャパシタ回路によるローパス・フィルタの具現化例を示す。図３５はＩ軸とＱ軸に同一のものが用いられる。動作はすべてクロックで制御される。
【０１９６】
すなわち、スイッチドキャパシタ回路における消費電力は、転送クロック速度に比例し、抱える静電容量に比例し、扱う信号振幅の２乗に比例する。スイッチドキャパシタ回路をGaAsなどの化合物半導体のような低雑音デバイスで構成すると、信号振幅が小さくても十分なＳ／Ｎが得られるので、大きな振幅を確保する必要がなくなり、中間周波帯の信号が高い周波数になっても、従来のディジタル回路による処理に比較してはるかに低い消費電力となる。
【０１９７】
図３６は、スイッチドキャパシタ回路を用いた等化器とローパス・フィルタの一体化を図った具体化例である。スイッチドキャパシタは、原則として各段にオペアンプを保有しているが、オペアンプはスイッチドキャパシタ回路で消費電力を増大する大きな原因でもある。図３６は等化器側のオペアンプとローパス・フィルタ側のオペアンプとを共用してオペアンプの個数を低減した例である。図中の等化器１はローパス・フィルタ２と本来は直交成分をそれぞれ独立に接続すればよいが、灰色太線枠内に本来置くべき等化器１の出力近傍のオペアンプを省略し共用するために、ローパス・フィルタ２の入力端近傍のオペアンプ４およびオペアンプ５に直交成分の双方を供給する形で接続している。なお、図３６はＱ軸側のみを示したものであるが、Ｉ軸側も全く同様にして共用化することが可能である。
【０１９８】
受信装置の消費電力をより低減するためには、図３３、図３４、図３５及び図３６に示したスイッチドキャパシタ回路によるフィルタでは不十分な場合がある。これは図３３、図３４、図３５及び図３６を見て明らかなように、電力を多く消費する能動素子とりわけ増幅器が多すぎることが原因である。
【０１９９】
（ＣＣＤ回路による機能要素の具体化例）
図３７はＣＣＤ回路により構成したフィルタにサンプリング出力する本発明の具現化例を示したものである。図３７(ａ)はＣＣＤの構造を示したものである。ＣＣＤはｎ型基板とSiO2層との間に電荷のポテンシャル井戸を形成できるようにしたもので、SiO2層の外側に設けたゲート電極の電位によりポテンシャル井戸に格納した電荷を転送できるものである。
【０２００】
図３７(ａ)から明らかなように、電荷の転送される方向に原理的には能動素子が存在しない。また、電荷の移送により処理がなされるので、同一の情報に対して新たな電荷を供給する必要がない。したがって、根本的に消費電力が低い。また、動作はすべてゲート電極に加えられるクロックで制御される。しかしスイッチング素子を通さずにすむので、スイッチングによる雑音などが少ない。
【０２０１】
したがって、低雑音デバイスで構成すると、信号振幅が小さくても十分なＳ／Ｎが得られるので、大きな振幅を確保する必要がなくなり、スイッチドキャパシタ回路に比較してはるかに低い消費電力となる。ＣＣＤは一般に画像の転送に用いられる。このため図３７(ａ)に見られるように入力された電荷のみで最終出力まで送られる。
【０２０２】
本発明の目的達成のためには、遅延回路部への信号の分配機能と遅延差の発生、および非遅延信号と遅延信号の合成が必要となり、雑音耐性を考慮すると、入力された電荷のみで最後まで処理することは好ましくない。
【０２０３】
図３７(ｂ)においてはこのために前記機能のための回路を考案した。ローパス・フィルタ１段についてその内容を説明する。図３７(ｂ)において、灰色太線枠は入力バッファ段１、遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列３、加算用ＣＣＤ４、出力バッファ兼用入力バッファ段５から成る遅延型ローパス・フィルタ１段の基本構成で、図２７に示した遅延素子型ローパス・フィルタの初段に対する具体化例を示している。これを図３７(ｂ)で図示番号６として対応させている。同様に図示番号７は２段分の遅延差を付加したローパス・フィルタ段、図示番号８は４段分の遅延差を付加したローパス・フィルタ段を示す。
【０２０４】
初段において、入力バッファ段１は、入力される電荷と等しい電荷を後続の遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列３、に等量に供給するために設けたバッファで、入力電荷量のおよそ２倍の電荷を電源からＣＣＤ列に供給する。遅延側ＣＣＤ列２、非遅延側ＣＣＤ列３、は伝送損失が無視できる場合には単位セルは全く同一もので構成できる。
【０２０５】
初段においてはＣＣＤ列の長さは遅延側ＣＣＤ列２が１セル多くしてある。加算用ＣＣＤ４は２系統からの電荷を受けるので、セルが飽和しないようにポテンシャル井戸を広くする。このことは出力バッファ兼用入力バッファ段５においても同様である。バッファ段５のＦＥＴバッファは基本的には入力バッファ段１と同様の機能である。以上から、ローパス・フィルタはＣＣＤデバイス技術を発展させて実現できる。
【０２０６】
【発明の効果】
以上のような構成により、本発明は、中間周波数段を１段にとどめると同時にその出力をサンプル・ホールドし以降の信号処理を集積回路化が容易なディジタル化を図ることにより、第１の課題である良好な受信チャネル選択度の確保に受信装置が多くの部品を必要とすることへの解決としている。
【０２０７】
また、本発明は、ディジタル化信号処理をディジタル論理回路を用いずにスイッチドキャパシタ回路を採り入れることで信号振幅を低減するとともに少ない回路素子による集積回路化を容易にして、第２の課題である前記第１の課題の多くの部品が、大きな消費電力を招くことの解決を図っている。
【０２０８】
また、本発明は、ディジタル化に際しておこなわれるサンプリングを、通常の一次サンプリングから帯域制限サンプリング方式を採用してサンプリング・クロック周波数を大幅に低下させることにより、第３の課題であるアナログ処理の数倍の消費電力を招く信号処理のディジタル化に対処している。
【０２０９】
また、本発明は、(１)前記スイッチドキャパシタ回路を採る複素フィルタを用いることで加減乗除をほぼ同等の低電力で処理するようにし、(２)中間周波へのダウンコンバートにおいてチャネル間隔周波数に相当する周波数オフセットを施すこと及び前記複素係数フィルタを用いることで演算の回数の低減を図るようにして、第４の課題である演算が複雑で消費電力が大きい従来型のディジタルフィルタへの解決としている。
【０２１０】
さらに、本発明は、受信信号の離散化はサンプル・ホールド回路で行なうものの、論理レベルへの変換はせず、ディジタル信号処理を行なうことをスイッチドキャパシタ回路を用いることにより行ない、入力信号の振幅を大きくする必要性を排除して、第５の課題である大入力信号振幅を必要とするＡ／Ｄ変換器への解決としている。
【０２１１】
また、本発明は、局部発振信号を受信信号の搬送波周波数と等しくせず、上述のとおり、チャネル間隔周波数に相当する周波数オフセットを施すことで対処して、第６の課題であるダイレクトコンバージョン受信方式が局部発振信号を空中線から放射し隣接局に妨害を与えたり、直流オフセットが発生し復調信号に誤りを与えることへの解決としている。
【０２１２】
以上から、本発明は従来の課題をすべて解決した受信装置を提供することができるものである。
【０２１３】
なお、請求項２〜６、８〜９の発明において、構成要素の複素係数フィルタにおける３段の接続順序、あるいは複素係数複素と等化器の接続順序は、それぞれが数理的には乗算作用であることから、互いに逆の順序で接続した構成にしても、ほぼ同様の効果をえることができることは、一般の線形回路が有する基本的性質であり、本発明の範囲に含まれる。
【０２１４】
同様に、なお、請求項８〜９の発明において、構成要素の間引き回路とオフセット周波数除去のための周波数変換器あるいは平均化回路とオフセット周波数除去のための周波数変換器の接続順序においても、それぞれが数理的には乗算作用であることから、互いに逆の順序で接続した構成にしても、本発明の範囲に含まれる。
【０２１５】
さらに、請求項１〜９の発明において、基本的なサンプリング周波数を希望波の基底帯域幅の１６倍としている点を、３２倍とし、隣接波数をおよそその２倍の取ることは、基本的に本発明の考え方を拡張するだけのことであり、本発明の範囲に含まれる。ことは言うまでもない。
【０２１６】
また、請求項７〜９の発明に示した複素係数フィルタを用いた隣接波除去回路手段系を二重に用いる方法において、総合したサンプリング周波数を希望波の基底帯域幅の６４倍としていることは、二重にまたは多重に用いることが可能であることを示すものであって、６４倍オーバサンプリングは２の整数乗倍する場合を包含すると考える。
【０２１７】
また、本発明はハードウェアにより信号処理を行なうことを目的の様々な工夫を凝らしたものであるが、例えばサンプリング周波数すなわち標本化周波数を希望波基底帯域の１６倍にとりディジタル信号処理により複素係数フィルタを構成し次隣接波および次隣接波を位相角差π／４ごとの位置に捉えて除去することも、本発明の範疇に入ることであると考える。
【０２１８】
また、請求項１〜４における発明においては、請求項５〜６の発明において示した周波数オフセット残量の除去をディジタル系における信号処理に委ねる考えであって、基本的にはこの除去が不可欠であることは言うまでもない。
【０２１９】
また、請求項８の発明と請求項９の発明との折衷による間引き処理と平均化処理の併用は、請求項７の発明に基本的に含まれると考える。
【０２２０】
同様に、請求項８の発明と請求項９の発明における局部発振による周波数変換において周波数変換後の周波数域を中間周波数とする方法と直流域とする方法との選択と間引き処理と平均化処理の選択上で複数のものの組み合わせが可能であるが、これらはすべて請求項７の発明に基本的に含まれると考える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の構成例を示す図、
【図２】本発明の第１の実施の形態の第１の説明図、
【図３】本発明の第１の実施の形態の第２の説明図、
【図４】本発明の第２の実施の形態の構成例を示す図、
【図５】本発明の第２の実施の形態の第１の説明図、
【図６】本発明の第２の実施の形態の第２の説明図、
【図７】本発明の第３の実施の形態の構成例を示す図、
【図８】本発明の第３の実施の形態の説明図、
【図９】本発明の第４の実施の形態の構成例を示す図、
【図１０】本発明の第４の実施の形態の説明図、
【図１１】本発明の第４の実施の形態で使用する平均化回路の構成例を示す図、
【図１２】本発明の第５の実施の形態の構成例を示す図、
【図１３】本発明の第５の実施の形態の構成例を示す図、
【図１４】本発明の間引き回路の構成例を示す図、
【図１５】本発明の第５の実施の形態の説明図、
【図１６】高速サンプル・ホールド回路例を示す図、
【図１７】直交成分分離回路の具体例を示す図、
【図１８】直交成分分離回路の具体例の動作タイミングを示す図、
【図１９】複素係数フィルタ例を示す図、
【図２０】複素係数フィルタの特性の設定を示す図、
【図２１】複素係数フィルタの動作解説を示す図、
【図２２】次隣接チャネルおよび次次隣接チャネルに対する除去のための位相回転角を示す図、
【図２３】複素係数フィルタの理論特性を示す図、
【図２４】等化器の構成例を示す図、
【図２５】等化器の動作説明を示す図、
【図２６】複素係数フィルタ群の出力に見られる高域周波数でフィルタ機能が低下する様子とローパス・フィルタで除去する領域を示す図、
【図２７】遅延素子型ローパス・フィルタの構成例を示す図、
【図２８】遅延素子型ローパス・フィルタの特性と各チャネル波の位置関係を示す図、
【図２９】イメージ抑制型周波数変換回路の構成例を示す図、
【図３０】イメージ抑制型周波数変換回路を制御する回路例を示す図、
【図３１】イメージ抑制型周波数変換回路の動作タイミングを示す図、
【図３２】スイッチドキャパシタ回路によるフィルタの具現化の説明図、
【図３３】スイッチドキャパシタ回路による複素係数フィルタ１段の具現化例を示す図、
【図３４】スイッチドキャパシタ回路による位相等化器の具現化例を示す図、
【図３５】スイッチドキャパシタ回路によるローパス・フィルタの具現化例を示す図、
【図３６】オペアンプの共用化で消費電力低減を図った等化器とローパス・フィルタの回路例を示す図、
【図３７】ＣＣＤによる等化器およびローパス・フィルタを示す図、
【図３８】従来例の受信装置の構成を示す図、
【図３９】ダイレクトコンバージョン受信装置の従来例を示す図、
【図４０】ダイレクトコンバージョン受信の課題を示す図である。
【符号の説明】
１ 受信信号入力
２ 高周波増幅器
３ 第１の帯域通過フィルタ
４ 周波数変換器
５ 局部発振器
６ 第２の帯域通過フィルタ
６’ 初段のローパス・フィルタ
７ ＡＧＣ増幅器
８ サンプル・ホールド回路
９ サンプリング・クロック
10 Ｉ軸成分分離回路
11 Ｑ軸成分分離回路
12 複素係数フィルタ
13 複素係数フィルタＩ軸出力
14 複素係数フィルタＱ軸出力
15 Ｉ軸等化器
16 Ｑ軸等化器
17 Ｉ軸ベースバンド信号出力
18 Ｑ軸ベースバンド信号出力
19 Ｉ軸ローパス・フィルタ
20 Ｑ軸ローパス・フィルタ
21、21’ イメージ抑制型信号処理系へのＩ軸出力
22、22’ イメージ抑制型信号処理系へのＱ軸出力
23、23’ クロック信号発生および制御回路
24 Ｉ軸間引き回路
25 Ｑ軸間引き回路
26 イメージ抑制型周波数変換回路
27 Ｉ軸平均化回路
28 Ｑ軸平均化回路
112 ４倍域複素係数フィルタ
115 Ｉ軸４倍域等化器
116 Ｑ軸４倍域等化器
119 Ｉ軸４倍域ローパス・フィルタ
120 Ｑ軸４倍域ローパス・フィルタ
124 Ｉ軸４倍域間引き回路
125 Ｑ軸４倍域間引き回路
127 Ｉ軸４倍域平均化回路
128 Ｑ軸４倍域平均化回路
Claims (13)
- 搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
- 搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を選択的に直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルの信号を抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
- 受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を中間周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け中間周波数を中心に上下およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする中間周波段と、この中間周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
- 受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を直流すなわちゼロ周波数とする周波数変換器と、この周波数変換器から周波数変換出力を受け直流すなわちゼロ周波数を中心に正負およそ各３チャネルまでの周波数範囲を通過帯域とする低周波段と、この低周波段の出力を受け受信希望チャネルの帯域幅の１６倍または該当無線システムのチャネル間隔周波数の８倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上下各３チャネルの隣接チャネルを除去する機能を有する複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基のローパス・フィルタとから受信希望チャネルの信号を抽出することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
- 前記２基のローパス・フィルタから抽出した受信希望チャネルの直交信号に対してそれぞれ間引き処理を行なう間引き回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４いずれかに記載の受信装置。
- 前記２基の等化器から抽出した受信希望チャネルを含む直交信号に対してそれぞれ平均化処理を行なう平均化回路と、その２つの出力を受けてオフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路とを備えることを特徴とする請求項１ないし請求項４いずれかに記載の受信装置。
- 搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングする手段と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出する手段と、その正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とから受信希望チャネルを含む４チャネルの信号をそれ以外の隣接チャネルを除去して抽出する手段と、抽出した受信希望チャネルを含む４チャネルを、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の１６倍の周波数をサンプリング周波数として、受信希望チャネル以外の隣接チャネルを除去して受信希望チャネルのみを抽出する手段とを備えたことを特徴とする受信装置。
- 搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第２のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第２の間引き回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その個々の出力を受ける２基の第１のローパス・フィルタと、その出力を受け１／４に間引く第１の間引き回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする請求項７記載の受信装置。
- 搬送波周波数が均等の周波数間隔でチャネル配置されまたはそれに近似の周波数配置の、直交変調またはこれに類する変調方式を利用する無線システムを対象にする受信装置であって、受信希望チャネル信号を含む受信信号を受け受信希望チャネルの帯域の上端または下端または該当する隣接チャネルとの境界の周波数を該境界周波数を中心に上下およそ各１２チャネルまでの周波数範囲を選択的に中間周波数または直流領域へ周波数変換する手段と、受信希望チャネルの帯域幅または該当無線システムのチャネル間隔周波数の１／２の周波数の６４倍の周波数でサンプリングするサンプル・ホールド回路と、そのサンプリング出力から位相上での直交成分を抽出しその正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを生成するヒルベルト変換器と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネル以外を除去する機能を有する第２の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第２の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第２の平均化回路と、その受信信号正相軸信号成分と直交位相軸信号成分とを受けて希望チャネル信号に隣接する上側または下側の３チャネルの隣接チャネルを除去するとともにベースバンド信号帯域へ変換する機能を有する第１の複素係数フィルタと、その出力を個々に受ける２基の第１の位相等化器と、その出力を受け８サンプルにわたって平均化する２基の第１の平均化回路と、オフセット周波数を除去するためのイメージ抑制型周波数変換回路と、を備えることを特徴とする請求項７記載の受信装置。
- 前記ヒルベルト変換器を、スイッチトキャパシタ回路からなる緩衝増幅器と反転増幅器とスイッチで構成したことを特徴とする請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の受信装置。
- 前記複素係数フィルタにおける係数の絶対値を２種類だけで構成したことを特徴とする請求項３、請求項４、請求項８または請求項９いずれかに記載の受信装置。
- 前記２基の等化器に必要なそれぞれのオペアンプを後段の前記ローパス・フィルタのオペアンプとそれぞれ共用したことを特徴とする請求項３、請求項４または請求項８いずれかに記載の受信装置。
- 前記ローパス・フィルタをＣＣＤを用いて構成しオペアンプの個数を削減したことを特徴とする請求項１２記載の受信装置。
Priority Applications (11)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09589196A JP3660050B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | 受信装置 |
| US08/824,774 US6026129A (en) | 1996-03-27 | 1997-03-26 | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths |
| EP05001830A EP1530297A1 (en) | 1996-03-27 | 1997-03-27 | Radio receiving apparatus |
| EP97105255A EP0798868A3 (en) | 1996-03-27 | 1997-03-27 | Radio receiving apparatus |
| CN97110960A CN1104096C (zh) | 1996-03-27 | 1997-03-27 | 无线电接收装置 |
| KR1019970010963A KR100402158B1 (ko) | 1996-03-27 | 1997-03-27 | 무선수신장치 |
| US09/456,447 US6101226A (en) | 1996-03-27 | 1999-12-08 | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths |
| US09/456,469 US6307897B1 (en) | 1996-03-27 | 1999-12-08 | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths |
| US09/456,449 US6104764A (en) | 1996-03-27 | 1999-12-08 | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths |
| CN021062277A CN1218494C (zh) | 1996-03-27 | 2002-04-05 | 无线电接收装置 |
| KR1020030016331A KR100403572B1 (ko) | 1996-03-27 | 2003-03-15 | 무선수신장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09589196A JP3660050B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266452A JPH09266452A (ja) | 1997-10-07 |
| JP3660050B2 true JP3660050B2 (ja) | 2005-06-15 |
Family
ID=14149942
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09589196A Expired - Fee Related JP3660050B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3660050B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10313260A (ja) | 1997-05-13 | 1998-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
| US6959049B2 (en) * | 2000-04-10 | 2005-10-25 | Texas Instruments Incorporated | Multi-tap, digital-pulse-driven mixer |
| TWI358911B (en) * | 2007-12-24 | 2012-02-21 | Ind Tech Res Inst | Receiver with discrete-time down-conversion and fi |
| US20100002815A1 (en) * | 2008-07-01 | 2010-01-07 | Qualcomm Incorporated | Dynamic filtering for adjacent channel interference suppression |
| US8599968B2 (en) * | 2008-12-04 | 2013-12-03 | Panasonic Corporation | Sampling circuit and receiver utilizing the same |
| JP5828215B2 (ja) * | 2011-03-31 | 2015-12-02 | ソニー株式会社 | 受信装置、受信方法、およびプログラム |
| JP6061456B2 (ja) * | 2011-10-11 | 2017-01-18 | 株式会社ダイヘン | 不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法 |
-
1996
- 1996-03-27 JP JP09589196A patent/JP3660050B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09266452A (ja) | 1997-10-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6026129A (en) | Radio receiving apparatus for receiving communication signals of different bandwidths | |
| US5621345A (en) | In-phase and quadrature sampling circuit | |
| JP3809589B2 (ja) | 変調された搬送信号を受信するための受信器、及びその受信構成を用いたｉｑ混合／復調器 | |
| US4893316A (en) | Digital radio frequency receiver | |
| US7979046B2 (en) | Transceiver development in VHF/UHF/GSM/GPS/bluetooth/cordless telephones | |
| EP0935851B1 (en) | A digital communication device and a mixer | |
| US8532162B2 (en) | Transceiver front end for software radio system | |
| US6600795B1 (en) | Receiving circuit | |
| JP4004951B2 (ja) | 無線受信機 | |
| AU591181B2 (en) | Digital radio frequency receiver | |
| JP2002522942A (ja) | 無線周波数のサンプリングを伴うデジタル受信 | |
| US7514993B2 (en) | IQ demodulator | |
| JP3660050B2 (ja) | 受信装置 | |
| US9031171B2 (en) | Digital down converter circuit | |
| US8543074B1 (en) | Frequency agile digital radio receiver | |
| US7634247B2 (en) | Method of sampling an analogue radiofrequency signal | |
| US7751303B2 (en) | Demodulation circuit for use in receiver using if directing sampling scheme | |
| Kim et al. | Design optimization of polyphase digital down converters for extremely high frequency wireless communications | |
| Xue et al. | A new method of an IF I/Q demodulator for narrowband signals | |
| GB2382282A (en) | A digital demodulator | |
| GB2555413A (en) | Sampling circuitry | |
| JP5594141B2 (ja) | 多相離散処理による複数周波数チャネル受信装置と方法 | |
| Ru et al. | A Discrete-Time Mixing Receiver Architecture with Wideband Image and Harmonic Rejection for Software-Defined Radio | |
| Zhang et al. | 12 Digital down-conversion and up-conversion: theory and implementation |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050303 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050315 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050316 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |