CN1296330A - 电源装置 - Google Patents

Abstract

目的是提供一种结构简单且能高效率地从轻负荷至额定负荷进行调节的电源装置。其构造如下:将整流平滑电路4的输出电压与基准电压进行比较,检测到输出降低时,将由输出电压反馈电路5负反馈的比较结果在A/D变换电路10中进行A/D变换后输出多值的数字信号,由此经间断控制电路3与工频电源8同步或非同步地接通或关断插入在变压器1的一次侧的双向开关元件2。

Description

电源装置

本发明涉及个人计算机、电视、VTR等电子、电气设备的连接工频电源的电源装置，特别是涉及能大幅度降低在待机时之类的轻负荷时的消耗功率、同时无论是在轻负荷时还是在额定负荷时都具有高效率的节能型电源装置。

现有技术的电源装置，由于设计成额定负荷时效率最高，因此存在待机时等轻负荷下效率大幅度降低的缺点。相反，如果以轻负荷时设计为中心，存在额定负荷时输出电压下降，效率大幅度降低的缺点。

针对这些问题，有解决它的尝试。例如，作为第一个例子，列举日本平成5年11月17日公告的日本专利特公平5-82146号“DC-DC换流器”，其中，通过在轻负荷时间断地使开关换流器动作，大幅度提高轻负荷时的变换效率。

而且，作为第二个例子，列举松下电子工业(株式会社)1998年11月新闻发布中公开的涉及待机电源用IPO系列的报导中说明的，通过减少轻负荷时的开关次数，能降低开关损耗。该现有技术例子中，减少轻负荷时的开关次数即振荡次数来改善轻负荷时的效率。

下面列举作为第三个例子的日本专利申请公开特开平11-103541。其图6中，显示通过间断动作工频(50/60Hz)变压器而改善轻负荷时的效率的例子。

另外，作为第四个例子，是柴崎功著的“神奇的开关可控硅：3.2应用于放大器电源”，诚文堂新光社，p139，1985年12月24日发行，1993年4月10日第9次印刷。其中公开了这种技术：控制插入功率放大器的电源变压器一次侧的TRIAC通电角，提高输出调节性和电效率。

以上的各种公知技术中，第一、第二个例子中，通过对高频开关调节器采用间断动作而改善轻负荷时的效率。第三个例子中，通过轻负荷时间断动作工频变压器来改善效率。第四个例子中，用TRIAC控制工频每周期的通电角来实现调节性的改善和效率的提高。

但是，第一、第二个例子中存在由于使用高额伴有电磁波的不必要辐射的缺点。第三个例子中虽然因使用低频即工频装置所以不必要的辐射少，但是，由于是间断控制或连续控制两者择一的不连续控制，所以，输出电压的调节性不好。因此，存在轻负荷时输出电压上升，额定负荷时输出电压下降的问题。于是，必须采用在变压器二次侧追加三端子调节器等稳压设备之类的对策，结构变复杂。

第四个例子中由于控制各周期的通电角，不执行间断动作。因此，象待机时那样的超轻负荷时的效率未改善。

本发明的目的是提供一种节能型电源装置，在电视、VTR等电子、电气设备的连接工频电源的电源装置中，特别是能大幅度降低在待机时之类的轻负荷时的消耗电力、同时无论是在轻负荷时还是在额定负荷时都始终具有高效率。

本发明的电源装置，包括：具有连接交流工频电源的一次绕组的变压器；串联连接在该一次绕组和交流工频电源之间的双向开关装置；连接所述变压器二次绕组的交流·直流变换电路；其中，根据所述交流·直流变换电路的输出和所述交流工频电源的周期来间断控制所述双向开关装置的通断。

此外，本发明的电源装置，包括：具有连接交流工频电源的一次绕组的变压器；串联连接在该一次绕组和交流工频电源之间的双向开关装置；连接所述变压器二次绕组的交流·直流变换电路；根据所述交流·直流变换电路的输出电压来控制所述双向开关装置的通断动作的开关控制电路；其中，所述开关控制电路通过模拟·数字变换电路将所述交流·直流变换电路的输出电压变换成数字信号并负反馈，以包括所述交流·直流变换电路的输出电压低于规定值时强制接通所述双向开关装置的控制方式的至少3种方式来控制所述双向开关装置的通断动作。

按照这种结构，根据负荷的变动，可在从超轻负荷到额定负荷的大范围中得到较高电效率和良好的输出电压调节，同时，由于使用工频，能减少高频开关调节器中所存在的电磁波的不必要辐射。

图1是说明本发明的原理的方框图。

图2是显示本发明一个实施例的电路图。

图3是显示图2的实施例的动作的时序图。

图4是另一实施例的电路图。

图5是再一实施例的电路图。

图6是再一实施例的电路图。

图7是显示双向开关另一例子的电路图。

图8是再一实施例的电路图。

图9是显示再一实施例的电路图。

图10显示现有技术与本发明的输出电压特性和电效率的图。

图11是说明本发明另一实施例的原理的方框图。

图12是显示上述另一实施例的电路图。

图13是再一实施例的电路图。

图14是显示图13的实施例的动作的时序图。

图15是另一实施例的电路图。

图16是显示A/D变换电路的另一实现方法的图。

图17是再一实施例的电路图。

图18是再一实施例的电路图。

图19是A/D变换电路的再一实施例的电路图。

图20是显示双向开关元件中防止噪声对策的例子的电路图。

图21是显示对间断控制电路采取防止噪声对策的例子的图，该噪声起因于双向开关元件的通断动作。

下面参照附图说明本发明的实施例。

图1是显示本发明基本原理的功能方框图。首先，在开始说明实施例之前，通过图1说明该发明的基本原理。

图1中，工频变压器1的一次绕组W1串联地中介双向开关元件2连接例如100伏特、50赫兹的交流工频电源8。工频变压器1的二次绕组W2具有用于将100伏特的电压降低为如几伏特的匝数比，通过作为交流·直流变换电路的整流平滑电路4变换成直流电压后从输出端子9输出。

双向开关元件2的控制输入端子连接间断控制电路3的控制输出端子，该间断控制电路3连接成接受输出电压反馈电路5的输出信号和相位检测电路7的检测信号；供给输出电压反馈电路5输出端子9上出现的输出电压。间断控制电路3从连接工频电源8的控制供电电路6接受变换成直流的控制电力的供给而进行动作。以这样的图1的全部构成本发明的电源装置。

下面说明图1的电路的动作。工频变压器1通常与小型EI型硅钢片的芯材结合紧密即不漏磁地施加一次、二次绕组W1、W2，根据使用的工频电源8的电压与所需输出电压之比决定匝数比。双向开关元件2后面细述，根据具体每个实施例的规格来使用TRIAC和源极相连的串联高耐压FET对或二极管电桥+高耐压FET等，进行交流双向开关。

间断控制电路3主要由逻辑电路构成，通过来自相位检测电路7的定时信号，在与工频电源8的预定相位同步的时刻作出通断控制双向开关元件2的信号。整流平滑电路4具有对工频变压器1的二次侧产生的电压用整流元件等整流，对生成的脉动电流用大容量电容平滑的功能。输出电压反馈电路5比较整流平滑电路4的输出电压和基准电压，将该电压差负反馈给间断控制电路3，同时控制间断控制电路3和双向开关元件2的通断动作。例如，输出电压低时，给间断控制电路3的反馈量减少，双向开关元件2接通的时间比率高。相反，输出电压高时给间断控制电路3的反馈量增加，双向开关元件2关断的时间比率高。但是，通过来自所述相位检测电路7的定时信号，由对应于来自该输出电压反馈电路5的负反馈量的间断控制电路3进行的双向开关元件2的通断定时，如后面细述的那样成为与工频电源的预定相位同步。

这样，元论负荷如何变动，输出电压约保持恒定。特别是，负荷轻时工频变压器1的一次侧W1通电时间短，中止时间长，变压器1的铜损、铁损减少，作为电源系统的电效率改善。

下面详细说明根据图1的发明原理构成的实施例，与图1中相对应的部分使用相同的参考标记。

同步通断系统

图2显示同步通断系统电路的例子，其构成为与工频电源8的相位同步进行双向开关2a的通断。图2中的方框1a-8a分别对应于图1的方框1-8。

工频变压器1a的二次绕组W2中设有中点分接头TAP。二次绕组W2的两端子经整流平滑电路4a内的整流用二极管D5、D6与大容量的平滑电容C5的一端连接，同时，连接输出端子9。平滑电容C5的另一端与中点分接头TAP同时接地。

双向开关2a的两个N沟道MOSFET Q7、Q8在变压器1a一次绕组W1和工频电源8a一个端子之间以源极相连方式串联连接，栅极共同连接间断控制电路3a的Q输出端子。二极管D7、D8是寄生二极管，连接在各N沟道MOSFETQ7、Q8的源极、漏极之间。N沟道MOSFETQ7、Q8的源极共同连接点与寄生二极管D7、D8的共同连接点—起连接后面说明的供电电路6a的负(Vee)侧输出端子。

间断控制电路3a由边沿触发型D触发器DFF和D输入端子的上拉电阻R2构成。该边沿触发型D触发器DFF的正侧电源端子与上拉电阻R2—起连接供电电路6a的正(Vdd)侧输出端子，其负侧电源端子连接Vee端子。边沿触发型D触发器DFF的Q输出端子连接双向开关2a的晶体管Q7、Q8的栅极共同连接点。边沿触发型D触发器DFF的时钟(CK)输入端子连接后面说明的相位检测电路7a的输出端子即异或电路XOR的输出端。

输出电压反馈电路5a由下列元件构成：施加基准电压的齐纳二极管ZD2；连接在该齐纳二极管ZD2和输出端子9之间的限流电阻R3；作为光耦合器一体地封装在盒内、连接在齐纳二极管ZD2和地之间的发光二极管D9；与该发光二极管D9光学耦合的感光晶体管Q9。感光晶体管Q9的集电极侧连接边沿触发型D触发器DFF的D端子，同时经电阻R2连接Vdd端子，感光晶体管Q9的发射极侧连接Vee端子。

相位检测电路7a由下列元件构成：构成低通滤波器的电阻R1、电容C4的组合电路；连接到该电阻R1和电容C4的连接点的延迟元件DL；异或电路XOR，其具有直接与电阻R1和电容C4的连接点相连的第一输入和与延迟元件DL的输出侧相连的第二输入。电容C4的另一端连接Vee端子，电阻R1的另一端经控制供电电路6a中的电容C1而连接工频电源8的一端。

其中所用的延迟元件DL不是延迟线等，而是串级连接几十个反相器来达到所要的延迟时间。因此，在芯片内部能容易地构成具有所要延迟时间的延迟元件。

最后说明向间断控制电路3a等控制部供给直流动作电力的控制供电电路6a的结构。该控制供电电路6a由下列元件构成：串联连接的二极管D1、D2；连接二极管D1、D2的连接点和工频电源8a一方(上侧)线的电容C1；串联连接的二极管D3、D4；连接二极管D3、D4的连接点和工频电源8a的另一方(下侧)线的电容C2；与串联的二极管D1、D2和D3、D4并联连接的大容量平滑用电容C3；与该电容C3并联连接的齐纳二极管ZD1。

通过二极管D1-D4所得到的含有波动成分的直流电压由电容C3平滑化，通过齐纳二极管ZD1得到设定在预定值(Vdd，Vee)范围内的稳定直流输出。

下面说明图2所示实施例的动作。图2的实施形式将图1的基本方框具体化为实用电路。首先，控制供电电路6a具有向间断控制电路3a和相位检测电路7a构成的变压器1a的一次侧控制部供给动作电力的功能。

例如，在假定没有双向开关2a的情况下，如果工频电源8a的上侧线流动正电流，电流从电容C1经二极管D1流入电容C3，以Vdd为正、Vee为负进行充电。相反，如果下侧线流动正电流，电流从电容C2经二极管D3流入电容C3，仍然以Vdd为正、Vee为负进行充电。这样，对应于工频电源8a的50Hz或60Hz的振幅变化，充放电电流在电容C1、C2上流动，对电容C3充电。通过齐纳二极管ZD1对C3的电压进行限制，使其电压不会过大。

实际上，由于供电电路6a与变压器1a一次绕组W1和双向开关2a的串联电路并联连接，因此，电荷对电容C3充电的路径根据双向开关2a的通断状态和输入工频电源8a的极性而变化。这种状况集中显示于下面的表1。

表1对控制供电电路6a的C3进行充电的电流路径

双向开关2a接通时，由于控制部的负电源Vee端子经晶体管Q8与工频电源8a的下侧线连接，所以该Vee端子必定成为输入工频电源极性的负侧电位。因此，正如表1所示，电容C2没有电流流动，C2不工作。

另一方面，双向开关2a关断时，由于没有电容C2就没有充放电电流路径，因此在图2那样的使用双向开关的例子中C2是必需的。所以，在双向开关2a的接通方式和关断方式混合存在的条件下，作为电抗降落，C1、C2双方的电容是必要的。

间断控制电路3a由边沿触发型D触发器构成，输出Q只在CK端子上输入的来自相位检测电路7a的时钟脉冲上升边缘变化。该输出Q上升时，双向开关2a的晶体管Q7、Q8接通。于是，输出电压反馈电路5a的输出变化在所述时钟上升边缘的时刻送到输出。因此，双向开关2a，在整流平滑电路4a的输出电压超过特定的基准电压(约等于齐纳二极管ZD2的电压与光耦合器PC内发光二极管D9正向电压之和)时，通过所述二极管关断双向开关2a。相反，所述输出电压降低到所述基准电压以下时，仍然通过所述二极管接通双向开关2a。总之，整流平滑电路4a的输出电压Out被控制成与所述基准电压大约相等。

其中，图2的实施例中，重要的是所述时钟上升时刻与工频电源输入电压波形的峰值一致。这是由于，从电容C1与二极管D1的连接点获取相位检测，所以，该连接点的电流相位比输入电压波形超前90°，该点的过零点相当于输入电压波形的波峰位置。其好处在于，它成为在所述电压波形的微分值为零附近接通工频变压器1a的一次侧的时刻，对于基于变压器1a的电感的冲击电流变小。

相位检测电路7a中的电阻R1、电容C4是用于消除输入噪声的低通滤波器。延迟元件DL由延迟电路构成，决定向D触发器DFF的CK端子输入的时钟脉冲的脉冲宽度。

图3显示该电路的时序。参照图3说明图2实施例的动作。图3中，波形a.是以下侧线为基准的工频电源8a的电压波形，波形b.是以Vee为基准的相位检测电路7a的输入电压波形，ck是以Vee为基准的间断控制电路3a内D触发器DFF的时钟输入波形。波形Out是以接地电位为基准的整流平滑电路4a的输出电压波形，一并记录接地电位0和特定的基准电压Vref。波形D是所述D触发器数据输入D的输入波形，以虚线表示“H”和“L”的阈值电压。波形Q是所述D触发器输出Q的波形，波形IT是工频变压器1a中流动的电流波形。横轴为时间轴。最初以轻负荷时的间断动作开始，最后显示连续通电动作。

即，在来自工频电源8a的输入电压a.的正峰值时刻t1，从相位检测电路7a的电阻R1、电容C4的连接点直接供给异或电路XOR的一方的输入的电压为Vee，因此，异或电路XOR的输出时钟ck上升。

此时，由于整流平滑电路4a的输出Out比齐纳二极管ZD2和二极管D9所设定的基准电压Vref低，流过发光二极管D9的电流中断，停止发光，于是，光耦合器PC内的晶体管Q9中电流未流动，D触发器DFF的D端子上被施加Vdd电压。这种状态下时钟ck上升，所以Q输出接通，在变压器1a的一次绕组W1中电流IT流动。

由于该电流IT整流平滑电路4a的输出电压Out上升，结果，发光二极管D9开始发光，晶体管Q9上电流流动，D端子的电位降低。由于电源电压降低，在超过基准电压Vref预定值处电压Out一旦降低，降低到Vref。在此期间，D输入降低到Vee，但是，Q输出仍旧接通，因此，输出电压Out再次上升。

该状态下电源波形a。在t2时刻成为下限峰值，产生下一时钟ck，此时输出电压Out比Vref高出预定值，因此，D输入仍降低到Vee，Q输出在下限峰值点关断，双向开关2a关断，没有流向变压器1a的电流。在端子9不连接负荷或超低负荷的状态下，端子9的电压Out在电容C5的电荷慢慢放电后接近并到达Vref。这样，双向开关2a与电源8a的周期同步接通，关断。

如上所述，D输入在输出电压Out不到基准电压Vref时上升到Vdd，但在从t3到t4那样的较轻负荷时，即使输出电压Out在Vref以下的状态中也立刻恢复电压，因此，D输入几乎仍保持Vdd，其间，Q输出也接通，变压器1a较频繁地连接电源8a。

输出端子9连接大负荷时，即使在t5时刻D输入成为Vdd后输出电压Out超过Vref并上升，停止对电容C5的充电时输出电压Out立刻降低，D输入再上升，电容C5的充电立刻再断开，变压器1a在图3的t5时刻以后与电源8a同步，连续地连接电源8a。

这样，图2的实施例中，由于将双向开关2a的接通、断开双方的定时固定于电源电压峰值时刻，难以产生基于开关的噪声，具有不需要的辐射危害小的特点。特别是，由于在输入电压的峰值时刻微分值为零，在变压器这样的电感情况下成为电流过零点故是理想的。

同步接通非同步关断系统

图4显示作为另一实施例的同步接通非同步关断系统的电路图。图4中与图2对应的部分使用同一参考标记，省略其详细说明。图4的电路与图2电路的不同点在于间断控制电路3b的D触发器DFF的输入直接连接正电源Vdd，输出电压反馈电路5a输出与上拉电阻R2的连接点的信号输入给D触发器DFF的复位端子(L有效)(用粗线表示)。

通过上述变化，整流平滑电路4a的输出电压Out超过基准电压Vref时，可在任意时刻即非同步时强制复位D触发器DFF。即，决定关断双向开关2a的定时是任意的。

即，Out＞Vref时，光耦合器PC的晶体管Q9中流动的电流变大，由于基于电阻R2的电压降而达到复位电压时，D触发器DFF被复位。因此，通过适当选择电阻R2的值，能在任意的时刻关断双向开关2a。

另一方面，双向开关2a接通的定时是所述复位端子为“H”，且限定在时钟输入ck的上升边缘时刻。即，接通定时为同步型，而关断定时为非同步型(任意)。

这样，该实施例中，由于变压器1a的一次侧关断定时是任意(非同步)的，工频变压器1a不成为超过必要的导通状态，所以，实际确认出在这里说明的各实施例中低负荷时显示最佳效率特性。

非同步接通同步关断系统

下面参照图5说明非同步接通同步关断系统的实施例。该实施例具有与图2的实施例几乎相同的电路结构，不同的仅是间断控制电路3c的结构。该间断控制电路3c中输出电压反馈电路5a的输出与上拉电阻R2的连接点的信号输入给D触发器DFF的复位端子(H有效)。

按照图5这样的结构，如果整流平滑电路4a的输出电压Out不到基准电压Vref，输出电压反馈电路5a的反馈量减少，电阻R2上的电压降小，“H”电平设定信号从电阻R2供给D触发器DFF的设定端子S。达到Out＜Vref的状态是例如负荷较大等中决定的不特定定时，即成为任意非同步定时中强制设定D触发器DFF，关断双向开关2a。另一方面，双向开关2成为关断的定时限定在所述设定端子为“L”，且时钟输入ck的上升边缘时刻。即，关断定时为同步型，而接通定时为非同步型。

比较图5的实施例与图4的同步接通非同步关断系统时，由于关断的定时为同步型，由变压器1a的一次侧绕组W1引起的漏电感产生的回扫电压小，产生的高频噪声也小。

模拟同步关断系统

图6显示本发明再一实施例的模拟同步关断系统的电路图。在该实施例中图2的实施例中使用的相位检测电路7a被删除且间断控制电路3d的结构是不同的，其他构成与图2实施例相同。间断控制电路3d不使用图2的实施例中用的D触发器DFF，而由滞后缓冲器HB和连接在其输入端与电源Vdd之间的上拉电阻R2构成。没有该滞后也行，可使用一般的缓冲器。

该实施例中，由于未设置电源8a的相位检测电路，双向开关2a的动作通断均为非同步型。通过图6所示的结构，如果整流平滑电路4a的输出电压Out不到基准电压Vref，输出电压反馈电路5a的输出为“H”，经缓冲器HB强制接通双向开关2a。

另一方面，如果整流平滑电路4a的输出电压Out超过基准电压Vref，输出电压反馈电路5a的输出为“L”，强制关断双向开关2a。

整流平滑电路4a的输出电压波形中重叠着与一般工频电源8a的周期同步的波动成分，双向开关2a的关断定时成为输出电压Out的最高点即波动峰值点附近的概率高。这种波动与工频变压器1a一次侧绕组W1上所施加的输入电压波形相似，模拟的双向开关2a的关断定时成为输入电压波形峰值附近的概率高。

因此，该实施例中省略了相位检测电路7a，但是，如果在整流平滑电路4a中设定成剩余一定程度的波动，通过积极利用该波动，能使关断定时模拟地与输入同步。

这样，该实施例中，因通断的定时变得稍微模糊使效率多少有些牺牲，但是，由于不需要专门设有用于取得与输入电压波形同步的相位检测电路，因此电路非常简单而成本低廉。而且，由于关断定时几乎在过零点附近的概率较高，具有变压器1a一次绕组的漏电感产生的回扫电压小、产生的高频噪声小的特点。

以上图2至图6所示的实施例中，作为双向开关2a都是使用晶体管Q7、Q8和二极管D7、D8构成，但是，如图7所示，也可以使用由4个二极管D10、D11、D12、D13构成的二极管电桥和连接在二极管D10、D11的连接点N1与二极管D12、D13的连接点N2之间的晶体管Q10构成的双向开关2b。而且，作为该晶体管Q10，除了图示的FET之外，也可使用双极型晶体管。

图7的电路中，一旦供给来自间断控制电路3的“H”控制信号，晶体管Q10接通，电源8a的正半波经过二极管D10、晶体管Q10、二极管D13而流动，负半波经过二极管D11、晶体管Q10、二极管D12而流动。

使用可控硅的非同步接通同步关断系统

下面参照图8说明作为双向开关使用可控硅和二极管电桥的作为本发明再一实施例的非同步接通同步关断系统。该实施例中，作为间断控制电路3e使用阻抗元件Z2。作为该阻抗元件Z2，例如可仅仅使用电阻元件或使用电容与电阻元件的串联电路等任意形式。因此，到此为止说明的各实施例那样的供电电路6和相位检测电路7就不需要了。

而且，作为双向开关2c，使用由二极管D10-D13构成的二极管电桥和取代图7的晶体管Q10的可控硅TH1构成的电路。

图8的实施例中，一次绕组W1的下侧端经阻抗元件Z2、晶体管Q9、二极管D13连接工频电源8a的一端，如果整流平滑电路4a的输出电压不到基准电压Vref，则输出电压反馈电路5a的光耦合器PC内的发光二极管D9不点亮，反馈电路5a的输出开放，经阻抗元件Z2供给所述可控硅TH1的栅极电流，可控硅TH1接通。接通定时可以是可控硅TH1的栅极电压大于阈值值的任意定时。栅极电压不到阈值而不能接通的定时，在所述阻抗元件Z2仅为电阻的情况下是电源8a的输入电压的过零点附近，在作为阻抗元件Z2的阻抗由电容的电抗成分支配的情况下是移动90度、输入电压的峰值附近。总之，由于不能接通的定时窄小，实质上在任意定时都可接通。即非同步接通型。

另一方面，一旦整流平滑电路4a的输出电压Out超过基准电压Vref，输出电压反馈电路5a的输出成为短路状态可控硅TH1的栅极电流为零，通过可控硅TH1的锁定作用，维持接通状态直至可控硅电流为零。这意味着，与电流过零点同步关断可控硅TH1。即它是同步关断型。最后，虽然本实施例中没有专用的相位检测电路，但在功能上成为“非同步接通同步关断型”。

该实施例中，接通状态的可控硅TH1至关断所经历的时间长，因此轻负荷时效率稍差，但构成元件少非常简单，能实现低成本的电源装置。而且，由于关断定时是电流过零点，由变压器1a一次绕组W1的漏电感引起的回扫电压小，产生的高频噪声小。

使用光TRIAC的非同步接通同步关断系统

下面参照图9说明作为双向开关使用TRIAC的非同步接通同步关断系统的实施例。该实施例中，例如与图2的实施例相比，控制供电电路6a与相位检测电路7a及间断控制电路3a都不需要，如下所述，该功能由双向开关部9f完成。

即，光TRIAC模块10f封装在同一盒内，它由发光二极管D9、双向开关部9f构成。该双向开关部9f由配置成接受来自发光二极管D9的光的光TRIAC主体PT、内装阻抗Z、过零点电路ZC构成。

图9的电路中如此构成：输出Out的电压降低且小于基准电压Vref时，发光二极管D9关断，光消失时光TRIAC主体PT接通。该动作与通常的光TRIAC相反

图9电路的功能在功能上与图8“利用可控硅的非同步接通同步关断系统”几乎相同。本实施例中，如果整流平滑电路4a的输出电压Out不到基准电压Vref，输出电压反馈电路5b的发光二极管D9不点亮，TRIAC主体PT接通。接通定时可以是供给TRIAC主体PT的电压为预定值以上的任意定时。亦即，几乎任意定时都可接通，即是非同步接通型。

另一方面，一旦整流平滑电路4a的输出电压Out超过基准电压Vref，输出电压反馈电路5b内的发光二极管D9点亮，TRIAC主体PT的触发电流为零，通过TRIAC的锁定作用，维持接通状态直至可控硅电流低于保持电流。这意味着，几乎与电流过零点同步关断TRIAC。即它是同步关断型。亦即，虽然本实施例中没有专用的相位检测电路，但在功能上成为“非同步接通同步关断型”。

该实施例中，虽然轻负荷时效率也稍差，但构成元件极少，能实现低成本的电源装置。而且，由于关断定时是电流过零点，由变压器1a一次绕组W1的漏电感引起的回扫电压小，产生的高频噪声小。

可是，图2所示实施例的电源系统中，虽然如图10(a)中作为同步型显示的那样输出电压V的稳定性对于连续通电(无控制)有大幅度提高，但是，对于功率效率，如图10(b)所示，虽然轻负荷与中负荷时显示良好的特性，但是额定负荷时功率效率大大降低，难以实现从轻负荷至额定负荷的稳定电效率。即，如图10(b)所示，一般来说，图2实施例的同步型系统中轻负荷时的效率改善效果明显，而如虚线所示的那样中-高负荷时存在较大效率下降的趋势。

另一方面，图6所示的模拟同步系统中几乎没有中-高负荷时的效率下降，但是存在轻负荷时效率改善效果小的问题。

下面说明的本发明实施例的系统如图10(b)实线所示的那样，能防止中-高负荷时的效率降低。

图11是显示下面说明的实施例的基本原理图的功能方框图。首先，在开始说明实施例前通过图11说明其基本原理。图11中，工频变压器1的一次绕组W1串联地经过双向开关元件2后，连接例如100伏特、50赫兹的交流工频电源8。工频变压器1的二次绕组W2具有将100伏特电压降至例如几伏特的匝数比，由整流平滑电路4变换成直流电压后从输出端子9输出。该输出端子9上的输出电压供给输出电压反馈电路5，A/D变换电路10接受输出电反馈电路5的输出信号。

双向开关元件2的控制输入端子连接间断控制电路3的控制输出端子，该间断控制电路3连接成接受A/D变换电路10的输出与相位检测电路7的检测信号。间断控制电路3接受由连接工频电源8的控制供电电路6变换成直流的控制电力的供给而动作。由这样的图11全体来构成该实施例的电源装置。

下面说明图11的电路动作。工频变压器1通常与小型EI型硅钢片的芯材结合紧密即不漏磁地施加一次、二次绕组W1、W2，根据使用的工频电源8的电压与所需输出电压之比决定匝数比。双向开关元件2根据每个具体实施例的规格来使用TRIAC和源极相连的串联高耐压FET对，或图7所示的二极管电桥(D10-D13)+高耐压FET(Q10)等，进行交流双向开关。

间断控制电路3主要由逻辑电路构成，通过来自相位检测电路7的定时信号，在与工频电源的预定相位同步的定时作出通断控制双向开关2的信号。整流平滑电路4具有对工频变压器1的二次侧产生的电压用整流元件等整流，对生成的脉动电流用大容量电容平滑的功能。

输出电压反馈电路5比较整流平滑电路4的输出电压和基准电压Vref，经A/D变换电路10将该电压差负反馈给间断控制电路3。例如，输出电压低时，给间断控制电路3的反馈量减少，双向开关2接通的时间比率高。相反，输出电压高时给间断控制电路3的反馈量增加，双向开关2关断的时间比率高。但是，通过来自所述相位检测电路7的定时信号，对应于来自该输出电压反馈电路5的负反馈量的由间断控制电路3进行的双向开关元件2的通断定时，如后面细述的那样成为与工频电源的预定相位同步。这样，不管负荷变动如何，输出电压基本保持恒定。

至此为止所述的实施例系统例如图2的同步通断系统中，反馈信号用“H”或“L”两值来处理，但在下面的实施例中，构成为经A/D变换电路10可检测四值或三值等的多个电压。在输出电压超出所述四值或三值的两端电压大小时，直接操作D触发器电路DFF的SET端子或RST端子，非同步地强制接通或关断，有效地降低中-高负荷时的效率下降和波动增加。这是下面实施例的重要特点。

即，负荷轻时由于放电输出电压变化小，所以执行与图2所示的同步型系统相同的动作。亦即，轻负荷时缩短工频变压器1通电时间、增加停止时间，减少变压器1的铜损、铁损，大幅度改善作为电源系统的电效率。

中-高负荷区域中，由于基于整流平滑电路4的大容量电容C5的放电的输出电压变化增大，因此超出所述电压大小的次数上升，非同步接通(或关断)的概率高。因此，由于导通、不导通定时在中-高负荷时移向非同步(模拟同步)型，因此能避免图10的同步型中见到的中-高负荷时效率降低的现象。

下面详细说明根据图11说明的原理所构成的实施例，与图11的各部分相对应的部分使用相同的参考标记。

四值检测型系统

图12显示四值检测型系统的电路。部件1-10分别对应图11的部件1-10。工频变压器1的二次绕组W2中设有中点分接头TAP。二次绕组W2的两端子经整流平滑电路4内的整流二极管D5、D6，连接大容量平滑电容C5的一端和输出端子9。平滑电容C5的另一端与中点分接头TAP都接地。

双向开关电路2的两个N沟道MOSFET Q7、Q8在变压器1一次绕组W1和工频电源8一个端子之间以源极相连方式串联连接，栅极共同连接间断控制电路3的Q输出端子。二极管D7、D8是寄生二极管，连接在各N沟道MOSFETQ7、Q8的源极、漏极之间。N沟道MOSFETQ7、Q8的源极共同连接点与寄生二极管D7、D8的共同连接点—起连接供电电路6的负(Vee)侧端子。

间断控制电路3由边沿触发型D触发器DFF1和两个双输入NAND门、NAND1和NAND2构成。双输入NAND门的输入、输出端子互相交叉相连，构成所谓RS触发器。该NAND门的其余两个输入端子为设定输入、复位输入。该边沿触发型D触发器DFF1的正侧电源端子连接供电电路6的正(Vdd)侧输出端子，其负侧电源端子连接Vee端子。边沿触发型D触发器DFF1的Q输出端子连接双向开关电路2的MOSFET Q7、Q8的栅极共同连接点。边沿触发型D触发器DFF1的()输入端子连接NAND门(NAND)的输出端。

输出电压反馈电路5由下列元件构成：施加基准电压Vref的齐纳二极管ZD2；连接在该齐纳二极管ZD2和输出端子9之间的限流电阻R3；作为光耦合器一体地封装在盒内的发光二极管D9；与该发光二极管D9光学结合的感光晶体管Q9。感光晶体管Q9的集电极侧连接A/D变换电路10的电阻R2，同时分别连接该A/D变换电路10的四个比较器comp1、comp2、comp3、comp4的正输入端子、负输入端子、正输入端子、负输入端子，感光晶体管Q9的发射极侧连接Vee电源。

A/D变换电路10的比较器comp1的输出连接边沿触发型D触发器DFF1的SET端子，比较器comp4的输出连接边沿触发型D触发器DFF1的RST端子，比较器comp2的输出连接双输入NAND门NAND1的其余输入端子，比较器comp3的输出连接双输入NAND门NAND2的其余输入端子，

施加基准电压的电源E1、E2、E3、E4串联连接，E1的正侧端子连接Vdd，E1与E2的连接点连接comp1的负输入端子，E2与E3的连接点连接comp2的正输入端子，E3与E4的连接点连接comp3的负输入端子，E4的负侧端子连接comp4的正侧输入端子。

相位检测电路7由下列元件构成：构成低通滤波器的电阻R1、电容C4的组合电路；连接到该电阻R1和电容C4的连接点的延迟元件DL；异或电路XOR，其具有直接与电阻R1和电容C4的连接点相连的第一输入和与延迟元件DL的输出侧相连的第二输入。电容C4的另一端连接Vee线，电阻R1的另一端经控制供电电路6中的电容C1而连接工频电源8的一端。

最后说明向间断控制电路3、A/D变换电路10等供给直流动作电力的控制供电电路6的结构。该控制供电电路6由下列元件构成：串联连接的二极管D1、D2；连接在二极管D1、D2的连接点和工频电源8一方(上侧)线上的电容C1；串联连接的二极管D3、D4；连接二极管D3、D4的连接点和工频电源8的另一方(下侧)线的电容C2；与串联的二极管D1、D2和D3、D4并联连接的大容量平滑用电容C3；与该电容C3并联连接的齐纳二极管ZD1。

通过二极管D1-D4所得到的含有波动成分的直流电压由电容C3平滑化，通过齐纳二极管ZD1得到设定在预定值(Vdd，Vee)范围内的稳定直流输出。

而且，双向开关2与至此所述的实施例一样、由图7显示的二极管电桥与晶体管构成。

下面说明图12所示实施例的动作。图12的实施形式是将图11的基本方框具体化为实用电路。首先，控制供电电路6具有向间断控制电路3和相位检测电路7以及A/D变换电路10构成的变压器1的一次侧控制部供给动作电力的功能。

例如，在假定没有双向开关元件2的情况下，如果工频电源8的上侧线施加正电压，电流从电容C1经二极管D1流入电容C3，以Vdd为正、Vee为负的电压进行充电。相反，如果下侧线施加正电压，电流从电容C2经二极管D3流入电容C3，仍然以Vdd为正、Vee为负的电压进行充电。这样，对应于电容C1、C2上工频电源8的50Hz或60Hz的振幅变化，充放电电流流动，对电容C3充电。通过齐纳二极管ZD1对C3的电压进行限制，使其电压不会过大。

实际上，由于供电电路6与变压器1一次绕组W1和双向开关2的串联电路并联连接，因此，对电容C3电荷充电的路径根据双向开关2的通断状态和输入工频电源8的极性而变化。由于其细节在表1中已详细说明，因此同样列举表2但省略详细说明。

表2对控制供电电路6的C3进行充电的电流路径

双向开关2a接通时，由于控制部的负电源Vee线经晶体管Q8与工频电源8的负侧线连接，所以该Vee线必定成为输入工频电源8极性的负侧电位。因此，正如表2所示，电容C2没有电流流动，C2不工作。

另一方面，双向开关2a关断时，由于没有电容C2时没有充放电电流路径，因此在图12那样的使用双向开关的例子中C2是必需的。所以，在双向开关2的接通方式和关断方式混合存在的条件下，作为电抗降落，C1、C2双方的电容是必要的。

间断控制电路3由有SET、RST端子的边沿触发型D触发器DFF1、两个双输入NAND门NAND1、NAND2构成。输出Q在DFF1的SET端子或RST端子为“H”时、与时钟无关地分别被强制处在“H”或“L”。

另一方面，SET端子与RST端子双方均为“L”的情况下，通常的边沿触发型D触发器动作，DFF1的端子D的状态在CK端子上所施加的脉冲上升边缘时出现在输出Q。该输出Q为“H”时，双向开关2的晶体管Q7、Q8接通。

表3

四值检测系统的动作状态

方式	输出电压Out	电阻R2两端电压Er2	comp1/2/3/4输出	SET/RST/D输入	双向SW
						1	低	Er2＜E1	H/L/H/L	H/L/H	强制接通
2	稍低	E1＜Er2＜E1+E2	L/L/H/L	L/L/H	同步接通
						3	中等	E1+E2＜Er2＜E1+E2+E3	L/H/H/L	L/L/？	不定滞后区域
4	稍高	E1+E2+E3＜Er2＜E1+E2+E3+E4	L/H/L/L	L/L/L	同步关断
						5	高	E1+E2+E3+E4＜Er2	L/H/L/H	L/H/L	强制关断

这里用表3说明图12的四值检测系统的动作。该系统中存在五个动作方式：方式1、方式2、方式3、方式4、方式5。

方式1：输出端子Out9的输出电压Out相对输出电压反馈电路5的基准电压Vref处于相当低的状态。发光二极管D9熄灭感光晶体管Q9关断，由于电阻R2两端电压Er2几乎为零小于比较基准电压E1，A/D变换电路10的比较器comp1的输出为“H”，驱动D触发器DFF1的SET端子，将DFF1的输出Q强制为“H”，强制接通双向开关元件2。

方式2：输出端子9的输出电压Out接近基准电压Vref、感光晶体管稍导通的状态。由于Er2处于E1与E1+E2之间SET、RST端子均为“L”，没有强制接通、关断。在CK端子的时钟上升边缘时刻即输入工频电源电压的峰值点，D触发器DFF1的端子D的逻辑电平“H”，出现在输出Q，同步接通。

方式3：输出端子电压Out几乎等于基准电压Vref的状态。由于Er2处于E1+E2与E1+E2+E3之间没有强制接通、关断。由于比较器comp2、comp3的输出双方均为“H”，NAND门NAND1、NAND2构成的RS触发器维持以前的状态。亦即双向开关维持以前的接通或关断状态，构成滞后区域。

方式4：输出端子电压Out稍超过基准电压Vref的状态。由于Er2处于E1+E2+E3与E1+E2+E3+E4之间没有强制接通、关断。由于端子D为“L”，在时钟上升边缘点输出Q变为“L”，同步关断双向开关2。

方式5：输出端子电压Out超过基准电压Vref很多的状态。由于Er2大于E1+E2+E3+E4比较器comp4输出为“L”，驱动D触发器DFF1的RST端子，DFF1的输出Q强制变为“L”，将双向开关元件2强制关断。

通过上述设定，轻负荷时在方式2-4间作为同步型达到较高电效率，高负荷时成为主要利用方式1区域的动作形式，防止脉动升高和电效率的恶化。

因此，图2详述的实施例的同步接通同步关断系统可考虑为利用表3的方式2、3、4的系统，图4的同步接通非关断系统可考虑为利用表3的方式2、3、5的系统，图5的非同步接通同步关断系统可考虑为利用方式1、3、4的系统，图6的非同步(模拟同步)通断系统可考虑为利用表3的方式1、3、5的系统。之所以每种都含有方式3，是因为假定比较器功能中有滞后的情况。因此，图11的下述实施例在A/D变换电路10中具有多个比较器功能，消除了前面实施例的问题即中-额定负荷效率降低和输出脉动增加的问题，可认为是进一步改进发展了的。

图12的实施例中，重要的是所述时钟CK的上升边缘时刻与工频电源输入电压波形的峰值一致。这是由于，从电容C1与二极管D1的连接点获取相位检测，所以，该连接点的电流相位比输入电压波形超前90°，该点的过零点相当于输入电压波形的波峰位置。其好处在于，它成为在所述电压波形的微分值为零附近接通工频变压器1的一次侧的时刻，对变压器1的电感的冲击电流变小。

相位检测电路7中的电阻R1、电容C4是用于消除输入噪声的低通滤波器。如果没有噪声问题可省略该低通滤波器，它不是一定需要的电路。延迟元件DL由延迟电路构成，决定向D触发器CK端子输入的时钟脉冲的脉冲宽度。该延迟元件DL也同样通过多个反相器的串级连接形成所要的延迟。

这样，图12的实施例中，由于轻负荷时将双向开关2的接通定时固定于电源电压峰值时刻，能较高地维持电效率。特别是，由于在输入电压的峰值时刻微分值为零，在变压器这样的电感负荷的情况下，成为电流过零点因而是理想的。特别是从中负荷直至额定负荷，由于输出电压降低较大时强制接通双向开关装置2，从同步型慢慢移至非同步型系统。因此，能防止效率降低和输出脉动的增加。

三值检测型系统

图13显示三值检测型系统的电路图。除方框3x、10x外，1-10的方框与图12结构相同，使用相同参考标记，省略其详细说明。

图13的电路与图12电路的不同点是删除了A/D变换电路10x的比较器comp4和基准电源E4，间断控制电路3x的D触发器DFF1的RST端子连接NAND门NAND2的输出。通过上述变化，将动作方式减少为四个，成为表4所示的状况。

表4

方式	输出电压Out	电阻R2两端电压Er2	comp1/2/3输出	SET/RST/D输入	动作
						1	低	0＜Er2＜E1	H/L/H	H/L/H	强制接通
2	稍低	E1＜Er2＜E1+E2	L/L/H	L/L/H	同步接通
						3	中等	E1+E2＜Er2＜E1+E2+E3	L/H/H	L/？/？	不定滞后区域
5	稍高	E1+E2+E3+E4＜Er2	L/H/L	L/H/L	强制关断

表4是省略了相当于表3的方式4的同步关断方式的形式。整流平滑电路4的输出电压比基准电压Vref稍高的情况下，在该三值检测型系统中不进入同步关断方式，而成为强制关断方式。实验上得到不一定需要同步关断方式这样的结果，虽然是三值检测型系统但实质上得到与四值检测型系统匹敌的性能，结构更简单。

这样，该三值检测型系统的特征在于用简单的结构能实现与四值检测型系统相同的效果。并能防止从中负荷直至额定负荷的效率降低和输出脉动的增加。

图14显示该三值检测型系统的时序。图14中波形a。是以下侧线为基准的工频电源8的电压波形，波形b.是以Vee为基准的相位检测电路7的输入电压波形，CK是Vee为基准的间断控制电路3x内D触发器DFF1的时钟输入波形，波形Out是以接地电位为基准的整流平滑电路4的输出端子9的输出电压波形，接地电位0以粗实线表示，基准电压Vref以虚线表示。波形Er2表示A/D变换电路10x中电阻R2下端产生的电压。该部分的电源线电压Vdd与Vee以粗实线表示，比较器comp1、comp2、comp3的阈值电压以三根虚线表示。下面显示比较器comp1、comp2、comp3的输出波形。波形SET表示D触发器DFF1的SET端子上施加的波形。波形RST表示D触发器DFF1的RST端子上施加的波形。波形D表示D触发器DFF1的数据输入D的输入波形，波形Q表示所述D触发器DFF1的输出Q的波形。最后Switch表示双向开关2的导通状况。横轴为时间轴，可看出，从左向右显示负荷逐渐增大，双向开关2的接通比率变高。

设有短路保护电路的实施例

图15显示该电路的结构。电源系统的主体与图13的三值检测型系统完全相同。不同的是两点：增加了过电流检测装置11；输出电压反馈电路变为5x，整流平滑电路4的负输出端不接地而连接过电流检测装置11的晶体管QD1的发射极。

输出电流的路径变为：二极管D5至D6、输出端子9、负荷(未图示)、接地端子、电阻R6、电阻R5、工频变压器1的分接头TAP。

轻负荷时，由于电阻R5的电压降不到晶体管QD1基极·发射极正向电压VF，晶体管QD1关断。此时输出电压反馈电路5x的基准电压Vref约为齐纳二极管ZD2的电压和发光二极管D9的正向电压之和，在输出上得到通常的输出电压。

另一方面，负荷电流增大后电阻R5的电压降达到晶体管QD1的VF时，晶体管QD1接通，分路电阻R3与齐纳二极管ZD2的串联电路。因此，由于输出电压反馈电路5x的基准电压降低为仅是发光二极管D9的正向电压，在更低的电压下关断双向开关2，恰好电阻R5的电压降等于晶体管QD1的VF时平衡。因此，假设输出电流为IL，成为IL=VF/R5构成的输出电流的恒流输出方式，得到所谓的下垂特性。

而且，电阻R6是用于确保输出短路时发光二极管D9上的电压的。电阻R4是为了在晶体管QD1接通的恒流方式时限制发光二极管D9中流动的电流的。

A/D变换电路10的其它实现方法

(a)图16(a)是由滞后反相器和调整MOSFET的W/L比等后给输入阈值电压提供偏移的反相器所构成的可适用于三值检测型系统的A/D变换电路10z的例子。图16(a)中，电阻R2的一端连接电源线Vdd，电阻R2的另一端共同连接两个反相器INV11、INV12的输入端子。反相器INV11的输出端子经反相器INV13后连接间断控制电路3z的D触发器DFF1的设定端子SET。反相器INV12经反相器INV14后连接D触发器DFF1的D端子，同时连接复位端子RST。

反相器INV11是通过上述方法把输入阈值电压设定较高的反相器，INV12是设定了滞后的反相器，即使滞后的高电压侧也比INV11的阈值电压设定得低。通过这里的反相器INV11、INV12，可检测等价的三值电压。电阻R2上产生的电压Er2较小时，首先INV11的输出成为“L”，INV13的输出为“H”，将D触发器DFF1的SET端子驱动，Q输出为“H”，将双向开关2强制接通。然后Er2稍增大时SET端子的驱动电平成为“L”没有强制接通，但通过DFF1的锁定作用照旧接通双向开关2。此时INV12的阈值因滞后而处于低位侧，因此，INV12的输出为“L”，代替间断控制电路3z中NAND1门而设置的INV14的输出即DFF1的D输入成为“H”，因此，即使在时钟端子CK输入时钟脉冲的上升边缘，由于原Q输出为“H”，不发生任何变化。然后Er2再稍稍增大时，超过INV12的低位侧阈值，INV12输出成为“H”，由“H”驱动DFF1的复位端子RST，输出Q为“L”，将双向开关2强制关断。此时DFF1的D输入经INV14后变为“L”，但由于Q已为“L”，不产生任何影响。

相反，说明从输出端子9的输出电压为高的状态开始的情况。首先，由于Er2非常大，INV12输出为“H”，驱动RST端子，成为强制关断状态。输出端子9的输出电压慢慢降低Er2稍稍减小，达到INV12的上位阈值时，INV12输出为“L”，INV14输出为“H”，在下一时钟上升边缘时刻DFF1的Q输出成为“H”，同步关断双向开关2。Er2更小时，INV11输出为“L”，INV13输出为“H”，强制SET(设定)DFF1，将双向开关2强制接通。这样，轻负荷时Er2在INV12的滞后电压范围内反复接通、关断，而高负荷时Er2在INV11的阈值电压与INV12的低位侧阈值电压范围内反复接通、关断的频率增高。

(b)图16(b)是通过将电阻R2分成R21、R22、R23三个电阻，可等价检测三值的A/D变换电路10的其它例子，将其表示为10zz。即，三个电阻R21、R22、R23相互串联连接，各电阻R21与R22、R22与R23的连接点和电阻R23的另一端上连接反相器INV1、INV2、INV3的输入端子。反相器INV1的输出端子经反相器INV4后连接构成间断控制电路3x的NAND门NAND2的一个输入端子，反相器INV2直接连接NAND门NAND1的一个输入端子，反相器INV3经反相器INV5后连接D触发器DFF1的设定端子。NAND门NAND1、NAND2的其余输入端子相互斜交叉连接输出端子。NAND门NAND1的输出端子再连接D触发器DFF1的D端子，NAND门NAND2的输出端子再连接复位端子RST。

R21-R23串联电阻全部的电压作为Er2，首先考虑Er2较小(输出端子9的输出电压Out低)时的情况。

此时，INV1、INV2、INV3的输出全为“L”。所以，INV5的输出即DFF1的设定输入SET被“H”驱动，此时Q输出变为“H”，双向开关2变为强制接通。由于图13的间断控制电路3x的NAND1所连接的INV2的输出是“L”，DFF1的D输入变为“H”，由于DFF1强制接通，状态不变化。

然后Er2稍稍增加时，首先图16(b)的A/D变换电路10zz的INV3输出变为“H”，INV5输出为“L”，DFF1的强制SET被解除，但由于D触发器DFF1的锁定作用，接通状态不变化。然后Er2再稍稍增加时，INV2输出为“H”，但由于基于NAND1和NAND2的锁定效果，状态不变化。

Er2进一步再增加时，INV1输出也为“H”，INV4输出为“L”，NAND2输出为“H”，驱动DFF1的复位端子RST为“H”，Q输出为“H”，将双向开关2强制关断。

相反，考虑从输出端子9的输出电压Out较高开始时，首先由于Er2较大INV1、INV2、INV3所有输出均从“H”开始。由于INV4、INV5的输出为“L”，NAND2输出即RST端子成为“H”，强制关断。

然后Er2稍稍减小时，首先INV1输出为“L”、INV4输出为“H”，状态不变。Er2再减小时INV2输出即NAND1输入变为“L”，D输入变为“H”。它成为同步接通方式。Er2进一步减小时INV3输出变为“L”，INV5输出变为“H”，驱动SET端子为“H”，强制接通。

回顾上述动作，可知图16(a)、(b)中的任一个A/D变换电路10z、10zz都完成与图13的A/D变换电路10x等价的动作。

增加移相电路的模拟同步系统

图17所示的系统是通过移相电路PS移开整流平滑电路4的输出波动相位而设定为最适当状态的模拟同步型系统。其中连接在使用的输出电压反馈电路5y后段的光AC开关2x是常通型，因此，光二极管D9熄灭时AC开关2x接通，D9点亮时AC开关2x关断。部件1、4、8、9分别对应于图11的相同标记的部件。输出电压反馈电路5y由移相电路PS和齐纳二极管ZD2及光AC开关2x内的发光二极管D9构成。

这里考虑没有移相电路PS的情况。输出端子9的输出电压Out比基准电压Vref低时发光二极管D9不点亮，光AC开关2x导通。整流平滑电路4中出现伴有波动的脉动电压，该波动的峰值电压超过基准电压Vref时发光二极管D9点亮，光AC开关2x关断。这样，输出端子9的输出电压Out的平均值基本稳定在基准电压Vref附近。

在时间轴上考虑时，光AC开关2x接通定时是波动的底部，相当于输入工频电源电压的过零点附近。实验上得知，使光AC开关2x导通的定时在输入工频电源电压峰值附近时，效率提高。

此处，插入移相电路PS后，将所述波动波形的相位移动90度，可将接通光AC开关2x的时刻保持在输入工频电源电压峰值附近。具体地说，由于必须通过直流电流，移相电路PS能够通过将关断频率调整在波动频率上的CR两级低通滤波器等来实现。

虽然关断光AC开关2x的时刻在输出波动电压峰值附近，但由于通过所述移相电路PS移相90度，因此在输入工频电源电压过零点附近的概率高。但是，端子9上的输出电压Out如果比基准电压Vref低则强制接通光AC开关2x，因此，作为动作形式，成为在工频电源电压的峰值处模拟同步接通、非同步关断的系统。它实质上是与下述的二值检测系统(图18)几乎相同的动作。

而且，上述光AC开关2x不仅可用MOSFET型，常通型光TRIAC等也可使用。这种情况下，关断定时变为电流过零点。

二值检测型系统

图18显示二值检测型系统的电路图。除方框3y、10y外，其它方框均与图13的三值检测型相同，因此，省略整体电路结构和详细说明。与三值检测型的不同点在于，删除A/D变换电路10x的比较器comp3和基准电源E3而简化成图18的A/D变换电路10y，再删除间断控制电路3x的NAND门NAND1、NAND2，将比较器comp1输出直接连接D触发器DFF1的SET端子，将比较器comp2输出直接连接所述DFF1的RST端子。而且，该二值检测型不局限于图18的电路，也可使用输入阈值电压不同的两个一输入门，此时能省略基准电压E1和E2。另外，如果对门设一点点滞后，输出不停止在中间值，就能减小N沟道MOS晶体管和P沟道MOS晶体管的流通电流，进一步降低消耗的电流。

通过上述变化，动作方式减少为三个，成为如表5所示的状况。

表5

方式	输出电压Out	电阻R2两端电压Er2	comp1/2输出	SET/RST/D输入	动作
						1	低	0＜Er2＜E1	H/L	H/L/H	强制接通
2	中等	E1＜Er2＜E1+E2	L/L	L/L/H	同步接通
						5	高	E1+E2＜Er2	L/H	L/H/H	强制关断

表5是省略了相当于表4的方式3的不定(滞后区域)动作后的形式。特点是，整流平滑电路4的输出电压与基准电压Vref相当时，该二值检测型系统不是不定方式，而变为强制关断方式。Er2在图14所示的E1与E2之间反复同步接通、非同步(强制)关断的状态下，使对应的输出电压Out基本稳定在一定值。通过适当设定E1、E2，实验上即使二值检测型系统也能得到与三值检测型系统相当的性能。

该二值检测型系统特点在于能用更简单的结构实现与三值检测型系统相同的效果，从中等负荷直至额定负荷均不降低效率且不增加输出波动。

图11以后的实施例中AD变换电路10中使用的电阻R2值较大时，即使将各实施例的电源装置单片化，也必须作为所谓外装来使用该电阻R2，因此，妨碍小型化。为此，希望不使用较大值的电阻来构成AD变换电路10。

图19是显示这种例子的电路图。图19所示的AD变换电路10I是所谓的电流比较型电路，是能适用于图12所示的四值检测型的电路。图中，四个恒流源IC1、IC2、IC3、IC4各设定为5μA、10μA、15μA、20μA。

四个恒流源IC1、IC2、IC3、ICA串联连接各N沟道MOS晶体管QQ11、Q12、Q13、Q14，各源极共同连接输出电压反馈电路5的感光晶体管Q9。从四个恒流源IC1、IC2、IC3、IC4和N沟道MOS晶体管Q11、Q12、Q13、Q14的各个中间经四个反相器INV21、INV22、INV23、INV24取出电流比较输出作为四值输出供给间断控制电路3。

对N沟道MOS晶体管Q11、Q12、Q13、Q14的栅极共同供给由构成偏置产生电路BG的两个二极管连接的N沟道MOS晶体管Q16、Q17中的一方的晶体管Q16的漏极·栅极连接点所产生的偏置电压。N沟道MOS晶体管Q16、Q17在电源Vdd、Vee之间与电流源IC5串联连接。

四个N沟道MOS晶体管Q11、Q12、Q13、Q14分别流过相等电流。因此，对应于负荷的状态，流过晶体管Q9的电流的四分之一大小的电流作为I流动。例如，相对恒流源IC1所设定的电流5μA，该四分之一电流I的值变大时，反相器INV21的输出从H变为L。因此，能检测直至晶体管Q11中5μA的四倍的电流即Q9中20μA的输出电流变化。

同样，能检测直至晶体管Q12中10μA的四倍的电流即Q9中40μA的输出电流变化，能检测直至晶体管Q13中15μA的四倍的电流即Q9中60μA的输出电流变化，能检测直至晶体管Q14中20μA的四倍的电流即Q9中80μA的输出电流变化。

这样，经四个反相器INV21、INV22、INV23、INV24后取出H、L的电流比较输出，以四值输出供给间断控制电路3。而且，如果省略例如连接恒流源ICA的晶体管Q4和反相器INV24的比较电路，则成为三值检测型A/D变换电路，进一步如果也省略与恒流源IC3有关的比较电路，可构成二值检测型A/D变换电路。

图20表示减轻如图7所示那样组合二极管电桥和晶体管Q10后构成的双向开关2b中接通关断开关时产生的噪声的对策的一个例子。

在间断控制电路3的Q输出端子与晶体管Q10的栅极之间，连接50K欧姆大小的电阻R11。另一方面，在晶体管Q10的栅极·源极之间、或栅极·漏极之间连接防噪声用的电容C11、C12。电容C11可使用容量小的，但必须耐压高。另一方面，电容C12相反可使用容量大但耐压低的。这里的电容C11、C12可根据减轻开关噪声的目的，使用任意一个或两个。

图21显示防止噪声电路的一个例子，它使双向开关2的开关噪声对间断控制电路3不产生恶劣影响。伴随双向开关2的开关在间断控制电路3中传送有脉冲状的电源电位变动，因此，有发生间断控制电路3误动作的危险。为了防止误动作，在间断控制电路3的Vdd电源电路中插入例如100K欧姆大小的电阻R15和4700pF大小的电容C15。再进一步根据Vee电源电路的需要，插入例如100K欧姆大小的电阻R16和4700pF大小的电容C16。而且，这里的电阻R15、R16、电容C15、C16的值不必是相同值，可适当选择。

如上所述，在图9以前的实施例中，负反馈输出电压的模拟值时，只生成“H”或“L”的控制信号并变换成数字信号，但在图11以后的实施例中，利用具有多个比较器功能的多值检测型A/D变换电路进行微细控制，因此，能避免如图2的同步型系统中产生的中-额定负荷的电效率降低现象。

按照以上详细描述的本发明，由于间断控制工频变压器，具有特别是轻负荷时效率高的优点，同时，以简单的结构从输出进行负反馈，因此，可阶梯状连续改变间断动作。在原理上，能全部覆盖从无负荷时的停止期间的无限大间断动作到额定负荷时的完全连续通电动作。因此，除了根据负荷的变化，在从超轻负荷时至额定负荷的大范围内得到电效率高且输出电压良好的调节外，可得到具有能减少用于处理工频、高频开关调节中出现的不想要辐射等的各种优点的电源装置。

Claims (14)

1．一种电源装置，其特征在于，包括：

具有连接交流工频电源的一次绕组的变压器；

串联连接在所述一次绕组和交流工频电源之间的双向开关装置；

连接所述变压器二次绕组的交流·直流变换电路；

其中，根据所述交流·直流变换电路的输出和所述交流工频电源的周期来间断控制所述双向开关装置的通断。

2．如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，具有负反馈所述交流·直流变换电路的输出来控制所述双向开关装置的通断动作的反馈电路。

3．一种电源装置，其特征在于，包括：

具有至少两个绕组的工频变压器；

双向开关装置；

间断控制所述双向开关装置的间断控制电路；

向所述间断控制电路供给电力的控制供电电路；

确定所述间断控制电路的接通、关断的至少之一的定时的相位检测电路；

连接所述工频变压器的二次侧的整流平滑电路；

将所述整流平滑电路的输出与基准电压的差分反馈给所述间断控制电路的输出电压反馈电路；

其中，所述工频变压器的一次绕组和双向开关装置对工频电源串联连接，所述间断控制电路根据所述输出电压反馈电路的输出而受到控制，在输出电压比所述基准电压高时将所述双向开关装置控制在关断侧，而在输出电压比所述基准电压低时将所述双向开关装置控制在接通侧，关于接通/关断中的至少一方，所述相位检测电路在与所述工频电源的电压或电流相位同步的定时来断续控制所述双向开关装置，在规定负荷时实质上成为连续方式，而在轻负荷时进入具有任意中止期间的间断方式。

4．一种电源装置，其特征在于，包括：

具有至少两个绕组的工频变压器；

双向开关装置；

间断控制所述双向开关装置的间断控制电路；

连接所述工频变压器的二次侧的整流平滑电路；

将所述整流平滑电路的输出与基准电压的差分反馈给所述间断控制电路的输出电压反馈电路；

其中，所述工频变压器的一次绕组和双向开关装置对工频电源串联连接，所述间断控制电路根据所述输出电压反馈电路的输出而受到控制，在输出电压比所述基准电压高时将所述双向开关装置控制在关断侧，而在输出电压比所述基准电压低时将所述双向开关装置控制在接通侧，在规定负荷时实质上成为连续方式，而在轻负荷时进入具有任意中止期间的间断方式。

5．如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，所述间断控制电路中至少包括具有滞后特性的缓冲器电路。

6．一种电源装置，其特征在于，包括

具有至少两个绕组的工频变压器；

具有锁定功能的双向开关装置；

连接所述工频变压器的二次侧的整流平滑电路；

将所述整流平滑电路的输出与基准电压的差分经发光元件反馈给所述双向开关装置的输出电压反馈电路；

其中，所述工频变压器的一次绕组和双向开关装置对工频电源串联连接，所述发光元件在所述整流平滑电路的输出电压比所述基准电压高时将所述双向开关装置控制在关断侧，而在输出电压比基准电压低时将所述双向开关装置控制在接通侧，根据所述双向开关装置的锁定动作，用与所述双向开关装置中实际流动的电流过零点附近同步的定时来控制关断的定时，在规定负荷时实质上成为连续方式，而在轻负荷时进入具有任意中止期间的间断方式。

7．如权利要求6所述的电源装置，其特征在于，所述双向开关装置与控制该双向开关装置的发光元件封装在同一盒中。

8．一种电源装置，其特征在于，包括：

具有连接交流工频电源的一次绕组的变压器；

串联连接在该一次绕组和交流工频电源之间的双向开关装置；

连接所述变压器二次绕组的交流·直流变换电路；

根据所述交流·直流变换电路的输出电压来控制所述双向开关装置的通断动作的开关控制电路；

其中，所述开关控制电路通过模拟·数字变换电路将所述交流·直流变换电路的输出电压变换成数字信号并负反馈，以包括所述交流·直流变换电路的输出电压低于规定值时强制接通所述双向开关装置的控制方式的至少3种方式来控制所述双向开关装置的通断动作。

9．如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述开关控制电路根据所述交流·直流变换电路的输出电源和所述交流工频电源的周期来控制双向开关装置的通断动作。

10．如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述模拟·数字变换电路由提供具有相互不同值的多个基准电压的直流电压源和多个比较器构成。

11．如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述模拟·数字变换电路由分成多个的电阻和反相门构成。

12．如权利要求8所述的电源装置，其特征在于，所述模拟·数字电路由调整了阈值的反相门构成。

13．一种电源装置，其特征在于，包括：

具有连接交流工频电源的一次绕组的变压器；

串联连接在该一次绕组和交流工频电源之间的常通型光AC开关装置；

连接所述变压器二次绕组的交流·直流变换电路；

根据所述交流·直流变换电路的输出波动来控制所述常通型光AC开关装置的通断动作的控制电路；

所述控制电路通过移相电路来负反馈所述交流·直流变换电路的输出，控制所述常通型光AC开关装置的通断动作。

14．如权利要求13所述的电压装置，其特征在于，所述常通型光AC开关装置由常通型光TRIAC装置构成。

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