CN102170235A

CN102170235A - 一种电子交流稳压器

Info

Publication number: CN102170235A
Application number: CN2011100969558A
Authority: CN
Inventors: 石玉; 王贤江
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2011-04-18
Filing date: 2011-04-18
Publication date: 2011-08-31

Abstract

本发明公开了一种电子交流稳压器，包括高频变压器(T1)及其输入端的交流开关(K1)和输出端的低通滤波器，所述低通滤波器输出端还依次连接反馈电压取样模块、PWM波发生器和所述交流开关的控制端。该电子交流稳压器采用高频变压器、PWM调制技术和低通滤波替代变匝比的交流稳压器，实现小体积和高效率以及低成本，同时能对电网中有害杂波、电磁干扰等进行有效地过滤，并能将输出电压从零电压值附近连续变化到设定电压的最大值，具有较强的线性调节性能。

Description

一种电子交流稳压器

技术领域

本发明涉及电源技术领域，具体涉及一种电子交流稳压器。

背景技术

随着高新技术的发展，越来越多的高精密负载对输入电源，特别是对交流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是，由于电力供求矛盾的存在，市电电网电压的波动较大，不能满足高精密负载的要求，需要在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。

交流稳压电源形式有很多种，目前应用较多的单相、三相柱式交流稳压器，由于用的是机械传动和碳刷触点进行调节，因而存在工作寿命短、线性性差、体积笨重、效率较低、可靠性差、动态响应慢等诸多缺点。

发明内容

本发明所要解决的问题是：如何提供一种电子交流稳压器，线性调节性好、效率高、体积小、重量轻、成本低廉且可靠性高。

本发明所提出的技术问题是这样解决的：提供一种电子交流稳压器，其特征在于：包括高频变压器及其输入端的交流开关和输出端的低通滤波器，所述低通滤波器输出端还依次连接反馈电压取样模块、PWM波发生器和所述交流开关的控制端。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，所述电压取样模块包括整流滤波部分和电压取样网络。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，还包括电连接在所述电压取样模块和PWM波发生器之间的光电耦合单元。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，所述交流开关由两个场效应管构成，它们的栅极连接在一起构成一个共同的栅极，它们的源极连接在一起构成一个共同的源极，共同的栅极与共同的源极构成交流开关控制信号的输入端。这样便可以做到在第一场效应管的漏极和第二场效应管的漏极间进行对交流地开、关动作。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，构成交流开关的场效应管均为N沟道增强MOS管。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，所述PWM波发生器的供电电源为与交流输入/输出隔离的系统电源，隔离包括但不限制使用电磁转换的变压器。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，所述输入和输出是单相，所述高频变压器、交流开关、低通滤波器、电压取样模块、PWM波发生器都是一个。

按照本发明所提供的电子交流稳压器，所述输入和输出是三相或多相交流电，所述高频变压器、交流开关、低通滤波器、电压取样模块、PWM波发生器是一个或一个以上，组成对应的多套。

本发明有益效果在于：1、区别与传统方案，采用固定匝比通过对输出电压的取样再进行光耦反馈改变PWM波的占空比(脉宽调制)来实现电压的稳定输出。2、使用低通滤波使输出端能得到与输入同频、同相的正弦波；3、PWM波发生器的电源由系统电源供给，简化驱动电路并进一步提高精确度和可靠性；4、由于作用在高频变压器T1上的信号为高频信号，所以可以将传统的铁芯变压器换成高频磁芯变压器，从而使传统的交流稳压器实现小体积和高效率以及低成本；5、系统中通过高频变压器T1进行了有效的隔离，既利于人身的安全。又能对电网中有害地杂波、电磁干扰进行有效地过滤；6、输出电压可从零电压值附近连续变化到设定电压的最大值，而且具有较强的线性调节性能。

附图说明

图1是本发明总体系统结构示意图；

图2是系统电源(隔离)结构示意图；

图3是系统电源(隔离)整流输出正半周电压波形图；

图4是系统电源(隔离)整流输出负半周电压波形图；

图5是系统电源(隔离)全波整流后输出电压波形图；

图6是系统电源(隔离)输出电压波形图；

图7是PWM波发生器结构原理图；

图8是PWM波发生器内部所产生的三角波波形图；

图9是PWM波发生器内部所产生基准电压波形图；

图10是PWM波发生器外部反馈电压波形图；

图11是外部反馈信号与PWM波发生器内部所产生的基准信号作差后的电压波形图；

图12是三角波与作差后的电压作比较，即PWM波产生原理描述；

图13是PWM波发生器内部比较器输出的PWM波波形图；

图14是PWM波波形图描述；

图15是经驱动器放大后的PWM波，此信号可直接驱动交流开关；

图16是N沟道增强型MOS管结构示意图；

图17是由两个N沟道增强型MOS管构成的交流开关结构示意图；

图18是高频变压器示意图；

图19是电网输入电压波形图；

图20是系统工作时高频变压器两端的工作波形图；

图21是系统输出低通滤波器结构示意图；

图22是电子交流稳压器最终输出电压波形图；

图23是电压采样整流滤波部分结构示意图；

图24是电压采样整流部分未滤波波形图；

图25是电压采样整流滤波部分输出的电压波形图；

图26是精密基准源TL431内部结构示意图；

图27是电压采样反馈部分结构示意图；

图28是光电耦合器输出的采样电压波形图。

具体实施方式

首先，说明本发明思想：

电子交流稳压器的基本工作原理是在输入电压内部参数以及外接负载变化的情况下，PWM波发生器通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路交流开关器件K1的导通脉冲宽度，使得电子交流稳压器的输出电压被控制信号稳定在一个固定值。详细描述如下：在交流输入端串联交流开关K1和高频变压器T1。由相应PWM波发生器控制交流开关K1以高频频率进行开关动作，由此加在高频变压器T1上的工频信号便变成了高频信号。高频变压器T1次级通过相应的低通滤波器便可使输出端得到与输入同频、同相的正弦电压。该发明中，应用方案为固定匝比，通过对输出电压的取样再进行光耦反馈改变PWM波的占空比来实现电压的稳定输出。PWM波发生器的电源由系统电源供给。

交流开关K1由两个半导体器件构成，通过相应联接。便可通过控制其控制端从而控制交流信号的通断。

如果将上述稳压系统进行相应组合，便可得到多相稳压系统。

第二、下面结合附图对本发明作进一步描述：

电子交流稳压器整机系统如图1所示，相应系统结构为在交流输入端串联交流开关K1和高频变压器T1。其中，交流输入端一端接高频变压器T1初级的一端，高频变压器T1初级的另一端接交流开关K1的一端，交流开关K1的另一端接交流输入另一端，其中交流开关K1的控制端接到PWM波发生器。为了简化驱动，PWM波发生器的系统电源为隔离电源。高频变压器T1次级的低通滤波电路由电感L1、L2和电容C1、C2构成，其目的是滤掉其中的高频谐波分量，让输出端得到与输入同频、同相的正弦电压。PWM波发生器控制交流开关K1以高频率进行开关动作，由此加在高频变压器T1上的电网工频信号便变成了高频信号。通过改变高频变压器T1初次级的匝比或者改变PWM波发生器控制信号的占空比便可改变输出电压值。本实施例中采用对输出电压进行电压取样，再通过光电耦合进行反馈到PWM波发生器从而改变改变PWM波发生器控制信号的占空比，最终使输出端得到稳定的交流输出。

上述系统主要由系统电源单元、PWM波发生器、交流开关K1、高频变压器T1、低通滤波器、采样整流滤波电路、电压取样电路及光电耦合部分构成。

系统电源单元：

一、相应电路原理图如图2所示，主要由输入隔离变压器部分、全波整流部分、输出滤波部分构成。

二、输入隔离变压器部分

电网电压从工频变压器T2输入后，通过相应匝比N2在次级得到对应的输出电压Uab。理想情况下，相应计算公式为：ULN＝N*Uab。由于工频变压器的设计较为复杂在此不作过深度的讨论。在选择时只需选择好匝比、输出电压及功率即可。电网电压相应波形如图19所示，得到的同频、同相的输出电压U78，相应波形如图22所示。

三、全波整流部分

此部分由四个二极管相联接构成全桥整流，整流二极管因为工作于工频状态所以不需要考虑其频率范围，但是要考虑其极限电流、电压值。其相应工作原理为：当输入电压为正半周时，即由a流向b时，二极管D1、D4导通，二极管D2、D3截止，电流流向为a-D1-R1-e-d-D4-b，其相应输出电压波形如图3所示；当输入电压为负半周时，即由b流向a时，二极管D2、D3导通，二极管D1、D4截止，电流流向为b-D2-R1-e-d-D3-a，其相应输出电压波形如图4所示。输出脉动直流Ucd相应波形如图5所示。

四、输出滤波部分

滤波电路由一阶RC电路来构成。相应截止频率计算公式为：fs＝1/(2πRC).此式表明，RC决定着截止频率。因此，适当改变RC数值时，就可以改变滤波器的截止频率，从而输出平滑的直流电压。经过滤波后的电压VCC的波形如图6所示。

PWM波发生器：

图7是产生上述PWM信号的控制信号单元的总体结构示意图。其中，V1是三角波发生器所产生的波形，输出波形如图8所示；Vref是基准电路产生的基准电压，输出波形如图9所示；VFB是取样信号，相应波形如图10所示；V2是取样信号VFB与基准Vref作差后的电压值，输出波形如图11所示；图12所示为通过三角波与一直流相比较而生成PWM的原理。V3是三角波与V2比较的结果，得到的相应波形如图13所示；将得到的PWM波再送往驱动部分，增大带负载的能力后输出给交流开关的控制端，相应波形如图15所示。图14是PWM波的示意图，其中PWM波的占空比(D)理论上计算公式为：D＝Ton/(Ton+Toff)＝Ton/T。PWM波发生器通过取样信号VFB来改变输出信号PWM波的占空比，当取样信号VFB为0V时，PWM波的占空比(D)达到最大值；当取样信号VFB与基准信号相等时，PWM波的占空比(D)达到最小值；此系统中通过光电耦合来进行反馈取样电压VFB，从而对PWM波的占空比进行调节。通过这种调节方式从而改变变压器(T1)次级的输出电压，从而实现整个系统的稳定交流输出。PWM波发生器除了用分立器件构成外也可以用专用的IC来工作。

交流开关K1：

上述交流开关K1的总体结构如图17所示。该图中，Q1、Q2是为N沟道增强型MOS管，D7、D8是其存在的体二极管。该交流开关由N沟道的金属氧化物场效应管构成。因为此半导体器件为双向器件，所以当其一侧被控端子即源极相连在一起，另一侧被控端子即漏极间可加有交流电压。另外，在上述半导体元件Q1、Q2即N沟道场效应管的被控端子D、被控端子S之间分别连接了与其导通方向(漏-源方向)相反的体二极管D7、D8，也就是说，体二极管在各个场效应管漏极一侧的负极和源极一侧的正极分别相连。

当控制信号加到到各个半导体元件Q1、Q2的控制端即栅极与源极时，就可以控制交流信号。当各场效应管接通时，在交流信号的正半周时，电流由Q1的D-S-Q2的S-D的方向流动；而在交流信号的负半周时，电流由Q2的D-S-Q1的S-D的方向流动。当然，并非只有上述结构才能达到交流开关的效果，在N沟道增强型MOS管的制造工艺中，为了不让阈值电压改变、封装以及使用方便便把其衬底B与其源极S接在一起。要是其衬底B单独引出来，如图16所示，通过控制栅极与衬底B间的电压VGB便可控制漏极D和源极S的导通与截止，从而成为一个交流开关并可得到与上述相同的效果。

高频变压器T1：

其结构如图18所示，工作时其初级端的相应波形如图20所示。下面，就上述PWM波发生器的所产生的PWM波的频率与变压器T1的关系加以说明。由于交流开关K1，输入交流工频信号被变换为交流高频信号，而用在高频变压器T1上的电压V、频度f、线圈匝数N、磁芯的截面积A以及最大磁通密度Bm之间有如下关系：V＝4*f*N*A*Bm.

如果同一外加电压下，频率提高2000倍的话(例如50HZ提高到100KHZ)线圈匝数、磁芯的截面积A以及最大磁通密度Bm分别可成为原来的二十分之一。理论上可以将频率无限地提高便可使变压器的体积无限地小，但是由于在高频环境下变压器以及开关相应损耗显著，所以频率并不能无限度地提高。

低通滤波器：

该滤波器采用无源滤波器，其结构如图21所示。因为无源滤波器具有结构简单、成本低廉、运行可靠性较高、运行费用较低等优点，至今仍是应用广泛的被动谐波治理方法。无源滤波器又称LC滤波器，是利用电感、电容和电阻的组合设计构成的滤波电路，可滤除某一次或多次谐波。在本实施例中主要为了滤掉高频变压器T1次级输出侧的高频分量，得到一个与输入同频、同相的正弦信号。相应截止频率计算公式为：fs＝1/(2π(LC)^1/2).此式表明，LC决定着截止频率。因此，适当改变LC的数值，就可以改变滤波器的截止频率。经过滤波后的电压波形如图22所示。

电压采样整流滤波电路：

相应电路结构如图23所示。为了便于对输出电压进行取样反馈，需先把其转化为直流，便要对其进行整流滤波。由于作为取样信号功率要求不高便使用半波整流滤波，将得到的直流电压交由电压取样电路处理。经半波整流后的波形如图24所示。经滤波后得到的电压波形如图25所示。

电压取样电路及光电耦合部分：

此部分电路结构如图27所示。此部分中以精密稳压源TL431为核心进行构建，其相应内部结构如图26所示。在此系统中构成外部误差放大器，再与光电耦合组成隔离式反馈电路，使电源电压稳定输出。其相应工作原理如下：

设输出电压为VCC，则点VREF的电压为VCC*(R2/(R1+R2))。若VREF＞Vref时，致使其内部晶体管VT的集电极电流增大，光电耦合中二极管的发光强度也将增强，与此同时引发光电耦合初级的光敏三极管的导通程度也将增加，其极电极电流也将增大。对应取样电压VFB也将增大，从而使得PWM波发生器所发出的PWM波占空比下降，输出电压降低；若VREF＞Vref时，同理可得，对应取样电压VFB也将减小，从而使得PWM波发生器所发出的PWM波占空比增加，输出电压升高；综上所述，经此闭环控制使稳压器达到稳定的交流输出。输出电压计算公式如下：VAC*0.45*1.414*(R2/(R1+R2))＝Vref＝2.50V

所以，输出电压AC的计算公式为：VAC＝2.50*(R1+R2)/(0.45*1.414*R2)。在此实施例中可以通过改变电阻R1、R2的电阻大小来改变输出电压值，其中R4为限流电阻，R3、C1、C2为反馈补偿网络。最终输出反馈电压VFB的波形如图28所示。

根据上面记述的本发明，由于使用了由半导体元件(N沟道路增强型MOS管)构成的交流开关，使输入交流电源被变换为高频后通过高频变压器再经相应滤波电路调整为与输入同频、同相的波形且稳定输出的交流电。所以具有如下结果：

①由于用了高频变压器T1，可以将原来传统工频变压器的铁芯换成更小体积的磁芯，并可以减小相应初级、次级的铜线绕线匝数，即实现整体装置的小型化、轻型化。

②系统中通过高频变压器T1进行了有效的隔离，既利于人身的安全。又能对电网中有害地杂波、电磁干扰进行有效地过滤。

③与传统的交流稳压器相比较，其电路结构新颖、且从很大程序上提高了功率密度。

④输出电压可从零电压值附近连续变化到设定电压的最大值，而且具有较强的线性调节性能。

⑤用本发明进行相应联接可以用于三相以及多相交流的稳压电路中。

上面已结合附图对本发明的具体实施方式进行了示例性的描述，显然本发明不限于此，在本发明权利要求范围内进行的各种改型均没有超出本发明的保护范围。

Claims

1.一种电子交流稳压器，其特征在于：包括高频变压器(T1)及其输入端的交流开关(K1)和输出端的低通滤波器，所述低通滤波器输出端还依次连接反馈电压取样模块、PWM波发生器和所述交流开关(K1)的控制端。

2.根据权利要求1所述的电子交流稳压器，其特征在于：所述电压取样模块包括整流滤波部分和电压取样网络。

3.根据权利要求1所述的电子交流稳压器，其特征在于：所述电压取样模块和PWM波发生器之间的光电耦合单元。

4.根据权利要求1所述的电子交流稳压器，其特征在于：所述交流开关(K1)由两个场效应管构成，它们的栅极连接在一起构成一个共同的栅极，它们的源极连接在一起构成一个共同的源极，共同的栅极与共同的源极构成交流开关控制信号的输入端。

5.根据权利要求4所述的电子交流稳压器，其特征在于：构成交流开关的场效应管均为N沟道增强型MOS管。

6.根据权利要求1所述的电子交流稳压器，其特征在于：所述PWM波发生器的供电电源为与交流输入/输出隔离的系统电源。

7.根据权利要求1所述的电子交流稳压器，其特征在于：所述输入和输出是单相，所述高频变压器(T1)、交流开关(K1)、低通滤波器、电压取样模块、PWM波发生器都是一个。

8.根据权利要求1所述的电子交流稳压器，其特征在于：所述输入和输出是三相或多相交流电，所述高频变压器(T1)、交流开关(K1)、低通滤波器、电压取样模块、PWM波发生器是一个或一个以上。