CN1794549A - 升压型高频环节交－交变换器 - Google Patents

Abstract

一种升压型高频环节交－交变换器属电力电子变换技术，其电路结构由储能电感、输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器以及输入、输出滤波电路级联而成，能够将一种不稳定的劣质交流电变换成稳定的同频优质正弦交流电，具有高频电气隔离、电路拓扑简洁、两级功率变换、双向功率流、电源侧功率因数高、变换效率高、体积小、重量轻、负载适应能力强、负载短路时可靠性高、音频噪音低、成本低等优点，为新型正弦交流稳压器、电子变压器和同频波形变换器奠定了关键技术。

Description

升压型高频环节交-交变换器

技术领域

本发明所涉及的升压(Boost)型高频环节交-交(AC/AC)变换器，属电力电子变换技术。

背景技术

高频环节变换技术，是指输出负载与输入电源间具有高频电气隔离(20kHz以上)的功率变换技术，是实现变换器高功率密度以及输出电压与输入电压匹配的有效途径。电力电子研究人员对高频环节DC/DC变换器、高频环节AC/DC变换器、高频环节DC/AC逆变器的研究，已取得了显著的成果，并导致电力电子变换器发生了巨大的变化：1)电气隔离式DC/DC变换器变得轻巧；2)AC/DC整流电源已由传统的工频变压相控整流电路结构，发展成了高频环节开关型整流电路结构；3)DC/AC逆变电源已由传统的低频环节逆变电路结构，发展成了高频环节逆变电路结构。然而，人们对AC/AC变换器的研究仅仅局限于无电气隔离的AC/AC变换器、低频环节AC/AC变换器、高频环节AC/DC/AC变换器以及降压(Buck)、升降压(Buck-Boost)型高频环节AC/AC变换器。

传统的可控硅相控变频器具有实现AC/AC功率变换、输出电压频率一般不超过输入电压频率的三分之一、输入电压相数越多输出波形也越好、交流负载与交流电网无电气隔离等特点。直接矩阵变换器和Kolar J.W.等人提出的间接矩阵变换器(电压传输比可突破0.866的理论限制，IEEE IECON，2003，Vol.3，pp.2085～2090)，是一种采用高频PWM技术将任意频率和电压的多相电源直接变换成另一种电源的AC/AC变换器，具有电源侧电流波形好、电源侧功率因数高、双向功率流、输出电压频率可高于或低于输入电压频率、控制复杂、交流负载与交流电网无电气隔离等特点。Zbigniew Fedyczak等人提出的PWM交流斩波器和低频环节AC-AC变换器(IEEE PESC，2002，pp.1048～1053.)，具有拓扑简洁、双向功率流、低频电气隔离、变压器体积和重量大等特点。高频环节AC-DC-AC变换器，存在拓扑复杂、三级功率变换(低频交流/直流/高频交流/低频交流)、变换效率偏低、电源侧功率因数低(O.65左右)、单向功率流、成本偏高等缺陷；Edward R.Ronan等人提出的一种基于有功率因数校正的高频环节AC-DC-AC变换器的电力电子变压器(IEEE Trans.on Power Delivery，2002，Vol.17，No.2，pp.537～543.)，存在单向功率流、功率变换级数多、变换效率低、成本高等缺陷。陈道炼博士提出的Buck型高频环节AC-AC变换器(IEEE PESC，2003，pp.677～682.)，具有双向功率流、两级功率变换(LFAC-HFAC-LFAC)、变换效率高、电源侧功率因数偏低、负载短路时可靠性低等特点；Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器(《中国电机工程学报》，2004，Vol.24，No.2，pp.98～101)，具有双向功率流、两级功率变换(LFAC-HFAC-LFAC)、变换效率高、电源侧功率因数偏低、输出容量小等特点。

上述Buck、Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器虽然具有许多优点，但仍存在电源侧功率因数偏低、负载短路时可靠性低(Buck型)、输出容量小(Buck-Boost型)等缺点。因此，寻求一类负载短路时可靠性高、输出容量大、能进一步提高电源侧功率因数的新型高频环节AC/AC变换器已迫在眉睫。

发明内容

本发明目的是为实现具有高频电气隔离、功率密度高、变换效率高、双向功率流、电源侧功率因数高、负载适应能力强、负载短路时可靠性高、音频噪音低、成本低和应用前景广泛的新型交流稳压器、电子变压器和同频波形变换器提供关键技术。

本发明的技术方案是将传统的高频环节AC/DC/AC变换器中的低频整流(低频交流/直流)与高频逆变(直流/高频交流)两级功率变换电路一体化、并且在输入侧设置储能电感，直接将输入低频交流调制成高频交流，省去了低频整流(低频交流/直流)变换环节，首次提出了Boost型高频环节AC/AC变换器新概念与电路结构。该变换器电路结构，由输入滤波电路、储能电感、输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器以及输出滤波电路级联而成。

本发明Boost型高频环节交-交变换器具有高频电气隔离、电路拓扑简洁、两级功率变换(低频交流/高频交流/低频交流)、双向功率流、变换效率高、电源侧功率因数高、体积小、重量轻、负载适应能力强、负载短路时可靠性高、音频噪音低、成本低等优点，能够将一种不稳定的劣质交流电变换成稳定的同频优质正弦交流电。Boost型高频环节AC/AC变换器，比传统的高频环节AC/DC/AC变换器有更优越的综合性能，有效地克服了Buck、Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器存在的电源侧功率因数偏低、负载短路时可靠性低(Buck型)、输出容量小(Buck-Boost型)等缺陷。

附图说明

图1，Boost型高频环节交-交变换器电路结构与原理波形图，(a)电路结构、(b)原理波形。

图2，Boost型高频环节交-交变换器电路拓扑族实例图(一)，(a)单端式电路、(b)推挽全波式电路、(c)推挽桥式电路、(d)半桥全波式电路。

图3，Boost型高频环节交-交变换器电路拓扑族实例图(二)，(e)半桥桥式、(f)全桥全波式电路、(g)全桥桥式电路。

图4，Boost型高频环节交-交变换器电压瞬时值反馈移相控制原理图，(a)控制框图、(b)控制原理波形。

具体实施方式

Boost型高频环节AC/AC变换器电路结构，由输入滤波电路、储能电感、输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器、以及输出滤波电路级联而成，如图1所示。其中，图1(a)为电路结构，图1(b)为电路原理波形。由于同一时刻变换器输出的低频正弦交流电压的瞬时值u_o高于输入低频正弦交流电压的瞬时值u_i与高频变压器匝比N₂/N₁的乘积(u_iN₂/N₁)，故将其称为升压(Boost)型高频环节AC/AC变换器。该电路结构中的输入周波变换器和输出周波变换器均由四象限高频功率开关构成，能承受双向电压应力和双向电流应力，且储能电感位于变换器的输入侧。当交流电源向负载传递功率时，输入周波变换器将含有高频谐波的低频正弦交流电流调制成双极性三态高频脉冲电流，输出周波变换器再将其解调成单极性三态低频脉冲电流，经输出滤波器后得到优质的低频正弦交流电压，位于输入侧的储能电感和输入滤波电路易使得电源侧正弦电流总的畸变度(THD)小、功率因数高；当负载向电源回馈能量时，输出周波变换器将低频正弦交流电压调制成双极性三态的高频脉冲电压，输入周波变换器再将其解调成单极性三态的低频脉冲电压，经输入滤波器回馈给输入交流电源。

由于Boost型高频环节AC-AC变换器的储能电感位于输入侧，输入侧的电流易于控制，电感电流连续模式时其输入电流i_L是连续的(THD小)，对电源产生的电磁干扰(EMI)小；而Buck、Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器的输入电流是断续的(THD大)，输入电流脉动大，对电源产生的EMI大。故Boost型高频环节AC-AC变换器的输入电流i₁的畸变因数{1/(1+THD²)^1/2}将比Buck、Buck-Boost型大得多，也就是说相同输入滤波器时Boost型高频环节AC-AC变换器的输入电流i_i的畸变因数{1/(1+THD²)^1/2}将比Buck、Buck-Boost型大得多；又由于相同输入滤波器、输出滤波器和负载功率因数时，Boost型高频环节AC-AC变换器输入电流i_i与输入电压u_i的相移因数与Buck、Buck-Boost型相同，而电源侧的功率因数＝畸变因数*相移因数，故相同输入滤波器、输出滤波器和负载功率因数时，Boost型高频环节AC-AC变换器的电源侧功率因数将比Buck、Buck-Boost型高得多。

当负载短路时，由于Boost、Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器的储能电感可以起到限流作用，因而其功率开关电流的上升率不变、允许的保护电路动作时间长、变换器的可靠性高；而Buck型高频环节AC-AC变换器不存在储能电感，负载短路时其功率开关电流的上升率增大、允许的保护电路动作时间短、变换器的可靠性低。故Boost、Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器负载短路时的可靠性将比Buck型高频环节AC-AC变换器高。

由于Buck、Boost型高频环节AC-AC变换器的电气隔离元件为高频变压器，磁芯工作在双向对称磁化状态，能够输出的功率大；而Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器的电气隔离元件为高频储能式变压器，电感电流断续工作模式，磁芯单向磁化，能够输出的功率小，故Buck、Boost型高频环节AC-AC变换器的输出容量将比Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器的输出容量大。

因此，Boost型高频环节AC-AC变换器，不但比传统的高频环节AC/DC/AC变换器有更优越的综合性能，而且有效地克服了Buck、Buck-Boost型高频环节AC-AC变换器存在的电源侧功率因数偏低、负载短路时可靠性低(Buck型)、输出容量小(Buck-Boost型)等缺陷，在要求电源侧功率因数高、负载短路时可靠性高的大容量电能变换场合具有显著的优势和重要的地位。

Boost型高频环节AC/AC变换器电路拓扑族的实施例，如图2、3所示。该电路拓扑族中，图2(a)为单端式电路，图2(b)为推挽全波式电路，图2(c)为推挽桥式电路，图2(d)为半桥全波式电路，图3(e)半桥桥式电路，图3(f)为全桥全波式电路，图3(g)为全桥桥式电路。该电路拓扑族适用于相同频率的交流电变换，可用来实现具有优良性能和广泛应用前景的新型交流稳压器(如220V±10％50HzAC/220V50HzAC)、电子变压器(如115V400HzAC/36V400HzAC)和同频波形变换器(如220V±10％50Hz方波/220V50Hz正弦波)。从输入周波变换器看，推挽式、半桥式电路高频功率开关承受的最大电压应力为两倍折算到原边的输出交流电压幅值(2U_omN₁/N₂)，全桥式电路高频功率开关承受的最大电压应力为折算到原边的输出交流电压幅值(U_omN₁/N₂)。从输出周波变换器看，全波式电路高频功率开关电压应力为两倍的输出交流电压幅值(2U_om)，变压器副边绕组利用率低；桥式电路高频功率开关电压应力为输出交流电压幅值(U_om)，变压器副边绕组利用率高。故推挽全波式、半桥全波式、全桥全波式电路适用于低压大电流输出变换场合，推挽桥式、半桥桥式、全桥桥式电路适用于高压小电流输出变换场合，而单端式电路高频功率开关S₁、S₄、S₁′、S₄′承受的最大电压应力分别为(U_omN₁/N₂)、(U_imN₁/N_p)、[U_im-U_om(N_l-N_p)/N₂]、(U_imN₂/N_p)(N_p为变压器原边绕组中间抽头以上部分)，故适用于低压输入、低压输出逆变场合。单端式、半桥式、推挽式和全桥式电路分别适用于小、中、大功率变换场合。

Boost型高频环节交-交变换器采用电压瞬时值反馈移相控制原理，如图4所示。该控制原理中，图4(a)为控制框图、图4(b)为控制原理波形；当该控制原理应用于图2(a)所示单端式电路时，则不需要S₂(S₂′)、S₃(S₃′)两路驱动信号。将变换器输出的正弦交流电压反馈信号u_of与基准正弦信号u_ref比较，经误差放大器后得到了误差放大信号u_e，该误差放大信号u_e经绝对值电路后与锯齿载波发生器发出的信号u_c比较得到了SPWM信号u_k3，锯齿载波发生器发出的信号u_c经下降沿二分频电路后得到脉冲信号u_k1，u_k1经非门电路得到脉冲信号u_k2，SPWM信号u_k3分别与脉冲信号u_k、u_lk2经或门电路和驱动电路后驱动四象限高频功率开关S₁(S₁′)、S₂(S₂′)，SPWM信号u_k3分别与脉冲信号u_kl、u_k2经或门电路、非门电路和驱动电路后驱动四象限高频功率开关S₃(S₃′)、S₄(S₄′)。因此，当输入电压或负载变化时，通过改变驱动信号的占空比D，即可实现变换器输出电压的稳定与调节。

对于图2(a)单端式电路来说，D＝T_on/T_S就是四象限高频功率开关S₁、S₁′的占空比(Ts为高频开关周期)；对于图2(b)～2(d)、图3(e)～3(g)所示推挽、半桥、全桥式电路来说，输入周波变换器的四象限高频功率开关S₁(S₁′)与S₂(S₂′)的占空比相差180°且大于0.5，其共同导通时间为T_com＝T_s·θ/360°、占空比D＝T_com/(T_s/2)＝θ/180°(θ为共同导通时间所对应的角度)。

Claims (3)

1、一种升压型高频环节交-交变换器，其特征在于：这类变换器电路结构由输入滤波电路、储能电感、输入周波变换器、高频变压器、输出周波变换器以及输出滤波电路级联而成。

2、根据权利要求1所述的升压型高频环节交-交变换器，其特征在于：这类变换器的输入周波变换器和输出周波变换器均由四象限高频功率开关构成，输出滤波电路仅由电容电路组成，储能电感位于变换器输入侧。

3、根据权利要求1所述的升压型高频环节交-交变换器，其特征在于：这类变换器电路拓扑族包括单端式、推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半桥桥式、全桥全波式、全桥桥式电路。

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