CN102393776A

CN102393776A - 串联式交流稳压器

Info

Publication number: CN102393776A
Application number: CN201110292272XA
Authority: CN
Inventors: 王贤江; 石玉; 钟慧; 张灵迪; 施华虎; 王金川
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2011-09-30
Filing date: 2011-09-30
Publication date: 2012-03-28
Anticipated expiration: 2031-09-30
Also published as: CN102393776B

Abstract

本发明公开了一种串联式交流稳压器，包括：功率处理模块，用于产生与电网输入电压同相或反相的输出电压；求和电路，接收功率处理模块的输出电压Us2，并与电网输入电压Us1进行求和输出稳压器输出电压Uo；控制模块，用于对电网输入电压Us1和稳压器输出电压Uo进行采样并控制功率处理模块的输出电压Us2的大小和相位，所述功率处理模块和控制模块均与电网输入端连接。本发明由于使用了串联的式的拓扑结构进行稳压处理，使得整个交流稳压电源的效率得到相当大程度的提高。而且所串联的电源Us2又是采用的开关电源设计而成，这样既提高了稳压精度，又提高了稳压电源的功率密度，同时还降低了成本。

Description

串联式交流稳压器

技术领域

本发明涉及一种稳压器，尤其涉及交流稳压器。

背景技术

电压的稳定，对于许多技术部门（如无线电技术、电子测量、自动控制、电子计算机等）具有相当重要的意义。因此，交流稳压器（220V、50HZ）得到了广泛的重视。

在无线电通信、电子测量、自动控制、电子计算机等许多设备中，都要求供电电源电压比较稳定。通常，供电电源电压的波动将会直接影响到设备的质量和性能，在某些情况下，甚至可能彻底破坏设备的正常工作。例如：在铁路信号部门，供电电压的波动更是严重地影响信号设备的正常使用，从而直接影响行车安全。当供电电压过低时，电动转辙不能启动，轨道继电器在调整状态下（无车占用）不能正常吸起，信号灯的显示距离大为缩短。当供电电压过高时，轨道继电器在分路状态时不能正常落下，信号灯炮的使用寿命大为缩短。因此，供电电源电压的稳定对于国防、工农业生产、铁路运输以及人民的日常生活都具有密切的关系。

现有的交流稳压器多为自耦式调压，晶闸管相控调压，级联式AC-DC-AC调压等。自耦式调压由一个大的铁芯变压器组成，通过调节其碳刷从而改变其变比而改变输出电压，其不利因素有：①功率密度比较低，且工频变压器比较笨重，而且电压调节的精度很低。②晶闸管相控调压通过改变其串联于电路中的可控硅来改变其导通角从而改变输出电压，然而输出电压中含有较高的谐波分量，对于电机型负载危害相当严重。③级联式AC-DC-AC调压是由AC-DC变换器和DC-AC变换器级联而成。这类变换器功率变换级数多，由于采用AC-DC变换器和DC-AC变换器级联而成，导致整个调压器的效率不是很高，并且降低了整个系统的稳定性。

发明内容

针对上述现有技术，本发明要解决的技术问题是提供一种成本低、重量轻、波形失真较小且工作效率高串联式交流稳压器。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种串联式交流稳压器，包括：

功率处理模块，用于产生与电网输入电压同相或反相的输出电压；

求和电路，接收功率处理模块的输出电压Us2，并与电网输入电压Us1进行求和输出稳压器输出电压Uo；

控制模块，用于对电网输入电压Us1和稳压器输出电压Uo进行采样并控制功率处理模块的输出电压Us2的大小和相位，当电网输入电压Us1低于设定的稳压器输出电压Uo时, 控制功率处理模块输出电压Us2和电网输入电压Us1同频同相且电压波形相似, 稳压器输出电压Uo= Us1+Us2; 当电网输入电压Us1高于设定的稳压器输出电压Uo时, 控制功率处理模块输出电压Us2和电网输入电压Us1同频反相且电压波形相似, 稳压器输出电压Uo= Us1-Us2；

所述功率处理模块和控制模块均与电网输入端连接。

进一步地，在电网输入端以及功率处理模块的输入端均串联一EMI滤波器。

进一步地，所述功率处理模块的输出端和求和电路间串联LC滤波电路。

进一步地，所述功率处理模块由高频变压器和第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4组成，其中，所述高频变压器的初级和次级为推挽式拓扑结构，第一开关S1和第二开关S2分别串联在高频变压器初级的两个绕组上，第三开关S3和第四开关S4分别串联在高频变压器次级的两个绕组上。

进一步地，所述开关S1、S2、S3、S4均由两个N沟道增强型MOS管串联而成。

进一步地，所述控制模块包括：

供电电源模块；

电压比较模块，用于对电网输入电压Us1与预设稳压器输出电压Uo进行比较后输出控制信号S5，当预设稳压器输出电压Uo比电网输入电压Us1高时，控制信号S5输出高电平；当预设稳压器输出电压Uo比电网输入电压Us1低时，控制信号S5输出低电平；

PWM波发生单元，用于产生两路相位相差180度的第一PWM波和第二PWM波并经驱动电路后分别连接至第一开关和第二开关。

功率处理模块输出电压Us2的输出极性控制模块，用于对第一开关S1的开关信号、第二开关S2的开关信号和控制信号S5进行逻辑处理输出控制信号第三PWM波和第四PWM波并经驱动电路后分别连接第三开关S3和第四开关S4；

进一步地，所述电压比较模块为电压比较器。

进一步地，所述PWM波发生单元包括误差放大器、电压比较器；所述误差放大器将基准电压Uref和输出电压Uo隔离采样后的反馈电压Ufb作差后再通过电压比较器与三角波发生器所产生的三角波进行比较后产生PWM波，再对PWM波进行移相及分相处理后与PWM波信号再进行逻辑与处理分别得到相位相差180度的第一PWM波和第二PWM波。

进一步地，所述功率处理模块输出电压Us2的输出极性控制模块为逻辑运算模块，包括第一非门、第二非门、第一与门、第二与门、第三与门、第四与门、第一或门、第二或门，其中，输入电压与预设输出电压比较模块输出的控制信号S5分别接入第一非门、第二非门、第二与门、第四与门，第一开关S1的开关信号分别接入第一与门和第四与门，第一非门的输出接入第一与门，第二开关S2的开关信号分别接入第二与门和第三与门，第二非门的输出接入第三与门，第一与门和第二与门接入第一或门输出第三PWM波，第三与门和第四与门接入第二或门输出第四PWM波。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

①将传统自耦式的稳压改为串联式的稳压，所以具有较高的转换效率；

②所串入的功率处理模块由高频变压器与电力电子无件构成，从很大程度上讲增加了其功率密度，也减轻了其重量。所以使得整个交流稳压电源系统既保证了较高的转换效率、较低的成本、较高的可靠性，同时也保证了较低的待机功耗以及输出电压波形较小的失真度；

③电路结构相对简单，使得整个系统稳定性较高；

④由于采用电子式的稳压调节，不会像传统电刷调节那样产生一些不必要的问题。

附图说明

图1所示为串联式交流稳压器模型图；

图2所示为串联式交流稳压器电路模型图；

图3所示为串联式交流稳压器工作于升压模式时模型图；

图4所示为串联式交流稳压器工作于降压模式时模型图；

图5所示为串联式交流稳压器结构框图；

图6所示为串联式交流稳压器主体结构电路原理图；

图7所示为电网输入电压Us1电压波形图；

图8所示为电网输入EMI-1滤波器电路原理图；

图9所示为功率处理部分输入EMI-2滤波器电路原理图；

图10所示为功率处理部分电路原理图；

图11所示为功率处理部分电路中的开关S1-S4的电路原理图；

图12所示为图10中高频变压器工作时绕组n5两端电压波形图；

图13所示为图10中高频变压器工作时绕组n6两端电压波形图；；

图14所示为功率处理部分输出电压Uab两端电压波形图；

图15所示为功率型低通滤波器电路原理图；

图16所示为工作于升压模式时Us2输出电压波形图；

图17所示为工作于降压模式时Us2输出电压波形图；

图18所示为控制部分内部结构框图；

图19所示为控制部分中系统电源电路原理图；

图20所示为控制部分中系统电源输出电压波形图；

图21所示为输入电压与预设输出电压电压比较结构图；

图22所示为PWM波发生器结构框图；

图23所示为PWM波产生时序图；

图24所示为两相相位相差180度PWM波产生时序图；

图25所示为Us2输出极性控制电路图；

图26所示为不同工作模式下控制部分的时序图；

图27所示为隔离驱动结构框图；

图28所示为串联式交流稳压器输出电压波形图。

具体实施方式

下面将结合附图及具体实施方式对本发明作进一步的描述。

稳压器主体结构模型如图1所示。本发明的主体思想是将电网输入端电压等效为一个电源Us1，再串入一个与电源Us1同频的交流电源Us2,其结构模型如图2所示。控制部分通过对电网输入电压Us1、稳压器输出电压Uo的采样来改变交流电源Us2的电压以及相位,当电网输入电压Us1低于设定的稳压器输出电压Uo时,Us2与Us1同频同相且电压波形相似,其电路模型如图3所示, Uo= Us1+Us2; 当电网输入电压Us1高于设定的稳压器输出电压Uo时,Us2与Us1同频反相且电压波形相似,其电路模型如图4所示，Uo= Us1-Us2;最终使稳压器输出电压Uo保持在一稳定的电压值。其中P1为控制部分供电电源输入，F1为对输出电压Uo的采样输入。交流电源Us2采用高频变压器结合电力电子器件构成，因此，本发明具有较低的成本，较轻的重量，较小的波形失真度等特点。由于采用串联拓扑进行稳压，所以使得整个交流稳压器具有相当高的工作效率。图6为其具体实施例中主体结构电路原理图。

采用此种结构模型设计出来的交流稳压器，由于采用了串联一个电源式的结构，最大的优点是大幅度的提高了其工作效率。串联电源采用高频变压器结合电力电子器件，从很大程度上讲增加了其功率密度，也减轻了其重量。所以使得整个交流稳压电源系统既保证了较高的转换效率、较低的成本、较高的可靠性，同时也保证了较低的待机功耗以及输出电压波形较小的失真度。

如图5所示，本实施例的串联交流稳压器主要由EMI-1滤波器、EMI-2滤波器、功率处理模块（如图中功率处理部分所示）、输出LC滤波、控制模块（如图中控制部分所示）以及求和电路部分构成。其中EMI-1滤波器用于整个稳压系统对电网的隔离, EMI-2滤波器用于功率处理部分对稳压系统的隔离, 输出LC滤波主要用于滤出功率处理部分输出电压Us2中的高频成分, 功率处理部分用于产生一个与输入同相或反相的正弦波形,其电压以及相位由控制部分通过对输出进行采样来进行控制, 求和部分主要是将Us1与Us2进行串联处理。结合图6，下面将对其中各个部分进行详细说明。

EMI-1滤波器T-1:

滤波是抑制干扰的一种有效措施，尤其是对开关电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰来说更是如此。任何电源线上的传导干扰信号均可用差模和共模信号来表示。在一般情况下，差模干扰幅度小、频率低，所造成的影响较小；共模干扰幅度大、频率高，还可以通过导线产生辐射，所造成的影响较大。因此，欲削弱传导干扰，把EMI信号控制在有关EMC标准规定的极限电平以下，最有效的方法就是在开关变换器的输入和输出电路中加装EMI滤波器。

电路原理如图8所示，由差模电容C1、C2，共模电感线圈n1、n2构成，其中共模电感线圈n1、n2是由同一个磁环上的两个绕向相反，匝数相同的绕组构成的，通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高。当工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生磁场恰好抵消，使得共模电感对工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果工频电流中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。图7为EMI-1滤波器输入端Us1电压波形图，其中T为电网交流电压周期,即20ms。

EMI-2滤波器T-2:

电路原理如图9所示，由差模电容C3、C4，共模电感线圈n3、n4构成，其电路原理同EMI-1滤波器。其中输入电压Us1-1为EMI-1滤波器的输出电压，EMI-2滤波器的输出电压Us1-2将送往功率处理部分进行电压相位变换。

功率处理部分:

电路原理如图10所示，由高频变压器T-3和第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4组成。此部分的主要目的是将电网电压Us1-2变为与电网同频、波形近似的Us2，其中Us2的电压与相位均可通过控制开关S1、S2、S3、S4来进行调整。

1）高频变压器T-3

高频变压器T-3的初级为的推挽式拓扑结构，即绕组n5、n6匝数相等，方向相反；次级也为推挽式结构，为了保证Us2的输出电压正负半周平衡，其中绕组n7、n8匝数相等，方向相反。

假设工作于正半周时，当开关S1导通时，开关S2截止时，将磁芯从+Bm向-Bm磁化；当开关S1截止时，开关S2导通时，将磁芯从-Bm向+Bm磁化，即磁芯双向交变磁化，即磁芯工作于第3类状态,双向磁化状态，负半周期同理。所以，必须要保证磁通的平衡，否则会发生严重的磁偏。

此实施例中，只需要把初级2个绕组n5、n6保持匝数相等绕相相反即可。因为对于交流而言，在正半周期Ts/2中，关于周期的Ts/4处存在轴对称；在负半周期中，在3Ts/4处存在轴对称。在整个周期Ts中，在Ts/2处，正半周期以及负半周期存在中心对称。所以，即使会由于开关器件压降和开关延迟时间不同等原因造成高频变压器的正负伏秒积不等，会引起高频变压器直流偏磁。但是由于交流电压存在轴对称关系以及中心对称关系，所引起高频变压器直流偏磁会在一个周期Ts内全部抵消，不会发生任何累积。

初级绕组n5在开关S1的控制下，假设当S1刚开启时，正半周期刚开始，其两端电压波形如图12所示；初级绕组n6在开关S2的控制下，其两端电压波形如图13所示。其中图12、图13中的周期T为电网电压周期，周期Ts为开关信号工作周期。其中图中黑色部分表示导通状态，白色部分表示关断状态。经过开关S3、S4处理后，其输出电压Us2-1波形如图14所示。

通过控制开关S3、S4的导通时间便可以得到与输入电压Us1-2同相或反相的输出电压Us2-1，关于开关S1、S2、S3、S4的工作时序将在控制部分中进行详细说明。

2）开关S1、S2、S3、S4

此功率部分中的开关S1、S2、S3、S4需要工作在高频状态，而且所控制的电压又为交流电压。此处开关S1、S2、S3、S4均使用两只N沟道增强型MOS管串联而成，其电路结构图如图11所示。

当对开关S1导通时， MOS管Q1、Q2均导通。处于正半周时，电流流向为D(Q1)—S(Q1)—S(Q2)—D(Q2); 处于负半周时，电流流向为D(Q2)—S(Q2)—S(Q1)—D(Q1)。开关S2、S3、S4同理，这样便可实现对开关S1、S2、S3、S4在交流电压下进行正常的高频开关动作。

输出LC滤波:

此部分电路原理图如图15所示，此部分由L1、C5构成LC型低通滤波器。其中，对于电感L1可顺利通过直流，却能阻碍交流通过，特别是高频的交流；平滑电容器C5，虽可使交流顺利通过，但却难以通过直流；此种结构最终可以达到消除输出交流电压中的高频谐波成分的功能，此部分的最终目的是将含有谐波成分的交流电压变成比较理想的交流电压。其输出电压Us2波形如图16（与输入同相）、图17（与输入反相）所示。其滤波器LC计算公式均有文献进行详细描述，此处不作详细说明。

控制部分:

此处控制部分的目的是通过对输入电压Us1、输出电压Uo的取样从而改变电源Us2的大小与方向，从而保证输出电压Uo的稳定输出。控制部分如图18所示，由隔离供电电源、输入电压与预设电压比较、PWM波发生单元、Us2输出极性控制、驱动电路构成，下面将对各个部分进行详细说明。

1) 隔离供电电源

隔离供电电源为控制部分中所有的工作模块提供电能，隔离供电电源电路原理图如图19所示，图中T-4为工频变压器，变压器初级输入电压Us1-1为EMI-1滤波器输出电压，n9、n10分别为初级次级绕组，其匝数比便为工频变压器T-4的变比。二极管D1、D2、D3、D4构成桥式整流器将输入的交流电压变为脉动的直流电压，通过滤波电容C6后便可以得到比较稳定的直流电压VCC输出。其电压波形如图20所示。

2) 输入电压与预设电压比较

为了对输入电压Us1进行识别，即判定其比设定输出电压高还是低。从而输出一个控制信号S5，便于对Us2的方向进行控制（相对于Us1的方向）。其电路框图如图21所示，图中对Us1进行隔离采样主要是为了进行电气隔离。当设定Uo比输入电压Us1高时，控制信号S5输出高电平；当设定Uo比输入电压Us1低时，控制信号S5输出低电平。控制信号S5是如何对Us2的极性进行控制将在以下部分“Us2输出极性控制”中进行详细描述。

3) PWM波发生单元

此部分的目的是产生两路相位相差180度的PWM波，且每路PWM波的占空比（即导通时间与整个周期的比值）能随着反馈电压可调。此部分电路框图如图22所示，其原理是先产生一路PWM波，再对其进行处理后得到两路相位相差180度的PWM波：第一PWM波和第二PWM波，即PWM波-S1、PWM波-S2。将对输出电压Uo隔离采样后的反馈电压Ufb与基准电压Uref作差后再与三角波发生器所产生的三角波进行比较后产生PWM波。图中A10为放大倍数为1的误差放大器，主要目的是为了将基准电压Uref与反馈电压Ufb进行作差处理，即得到的输出为Uref-Ufb。图中A11为电压比较器，当Uref-Ufb比三角波电压高时输出为高电平，否则为低电平，其产生时序如图23所示。将得到的PWM波进行移相及分相处理，其原理框图如图22示，图中触发器为下降沿触发，将触发器输出的信号(分相信号1)以及输出取反后的信号(分相信号2)与输入的PWM波进行逻辑与处理，将得到两路相位相差180度的PWM波，即PWM波-S1、PWM波-S2。其时序图如图24所示。

4) Us2输出极性控制

Us2输出电压极性控制，即引入变量控制信号S5控制开关S3、S4的导通时序。其控制电路如图25所示，图中A1、A2为非门，A3、A4、A5、A6为与门,A7、A8为或门。即由控制信号S5来控制开关信号S3、S4对开关信号S1、S2的选通，通过相应的数字运算，即S3= S2S5+S1（～S5），S4= S1S5+S2（～S5）。当S5=1时，S3=S2，S4=S1；当S5=0时，S3=S1，S4=S2；相应时序如图26所示，图中给出了稳压器处于升压模式下以及降压模式下的不同控制信号的工作时序。

如图所示，所述功率处理模块输出电压Us2的输出极性控制模块为逻辑运算模块，包括第一非门、第二非门、第一与门、第二与门、第三与门、第四与门、第一或门、第二或门，其中，输入电压与预设输出电压比较模块输出的控制信号S5分别接入第一非门、第二非门、第二与门、第四与门，第一开关S1的开关信号分别接入第一与门和第四与门，第一非门的输出接入第一与门，第二开关S2的开关信号分别接入第二与门和第三与门，第二非门的输出接入第三与门，第一与门和第二与门接入第一或门输出S3，即第三PWM波-S3，第三与门和第四与门接入第二或门输出S4，即第四PWM波-S4。

5) 驱动电路

由于此处所用开关S1、S2、S3、S4的特殊结构，所以必须使用相应隔离驱动来处理开关S1、S2、S3、S4的控制信号，其结构框图如图27所示。一般而言，此隔离驱动均由成品的芯片来完成。

求和电路；

此部分的目的就是将两个电源Us1和Us2串联起来，其电路模型如图2所示。最终输出的电压波形如图28所示，图中T仍为电网电压工作周期（20ms）.

根据上面记述的本发明，由于使用了串联的式的拓扑结构进行稳压处理，使得整个交流稳压电源的效率得到相当大程度的提高。而且所串联的电源Us2又是采用的开关电源设计而成，这样既提高了稳压精度，又提高了稳压电源的功率密度，同时还降低了成本。

上面已结合相应附图对本发明的具体实施方式进行了示例性的描述，但本发明不限于此，在本发明范围内进行的各种改型均没有超出本发明的保护范围。

Claims

1.一种串联式交流稳压器，其特征在于，包括：

所述功率处理模块和控制模块均与电网输入端连接。

2.根据权利要求1所述的串联式交流稳压器，其特征在于：在电网输入端以及功率处理模块的输入端均串联一EMI滤波器。

3.根据权利要求1所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述功率处理模块的输出端和求和电路间串联LC滤波电路。

4.根据权利要求1或2或3所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述功率处理模块由高频变压器和第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4组成，其中，所述高频变压器的初级和次级为推挽式拓扑结构，第一开关S1和第二开关S2分别串联在高频变压器初级的两个绕组上，第三开关S3和第四开关S4分别串联在高频变压器次级的两个绕组上。

5.根据权利要求4所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述开关S1、S2、S3、S4均由两个N沟道增强型MOS管串联而成。

6.根据权利要求4所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述控制模块包括：

供电电源模块；

PWM波发生单元，用于产生两路相位相差180度的第一PWM波和第二PWM波并经驱动电路后分别连接至第一开关和第二开关；

功率处理模块输出电压Us2的输出极性控制模块，用于对第一开关S1的开关信号、第二开关S2的开关信号和控制信号S5进行逻辑处理输出控制信号第三PWM波和第四PWM波并经驱动电路后分别连接第三开关S3和第四开关S4。

7.根据权利要求6所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述电压比较模块为电压比较器。

8.根据权利要求6所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述PWM波发生单元包括误差放大器、电压比较器；所述误差放大器将基准电压Uref和输出电压Uo隔离采样后的反馈电压Ufb作差后再通过电压比较器与三角波发生器所产生的三角波进行比较后产生PWM波，再对PWM波进行移相及分相处理后与PWM波信号再进行逻辑与处理分别得到相位相差180度的第一PWM波和第二PWM波。

9.根据权利要求6所述的串联式交流稳压器，其特征在于：所述功率处理模块输出电压Us2的输出极性控制模块为逻辑运算模块，包括第一非门、第二非门、第一与门、第二与门、第三与门、第四与门、第一或门、第二或门，其中，输入电压与预设输出电压比较模块输出的控制信号S5分别接入第一非门、第二非门、第二与门、第四与门，第一开关S1的开关信号分别接入第一与门和第四与门，第一非门的输出接入第一与门，第二开关S2的开关信号分别接入第二与门和第三与门，第二非门的输出接入第三与门，第一与门和第二与门接入第一或门输出第三PWM波，第三与门和第四与门接入第二或门输出第四PWM波。