CN1147701C - 应用小功率电感式位置传感器的电子卡尺 - Google Patents

Abstract

一种应用小功率感应电流位置传感器的电子卡尺，包括装在配备第一与第二测量爪的延伸梁上的滑尺组件，滑尺组件在梁上的位置表示两爪间的距离。测量爪间的相对移动由电感读出头确定。读出头包括一发送器绕组和一对接收器绕组。梁承载的磁通调制器对发送器产生的磁场作调制，而接收绕组产生的输出电压对应于调制器与接收绕组间的重叠区。

Description

应用小功率电感式位置传感器的电子卡尺

技术领域

本发明涉及电子卡尺，特别涉及应用电感耦合传感器元件的电子卡尺。

背景技术

电子卡尺在制造业中常用于测量物件的厚度或其它几何尺寸。这类电子卡尺的主要元件通常都是一种电容位置传感器。

电容传感器取得极小的电流，所以很适用于电子卡尺一类的电池供电的测量工具。电容传感器以并行板极电容器样式工作。在电容传感器内部，把发送器电极和接收器电极装在或装入一块滑板里。发送器电极接至合适的信号发生电路，接收器电极接至合适的读出电路。

滑板沿固定标尺移动。标尺包括沿标尺长度延伸的多个间隔开的信号电极。随着滑板相对于标尺移动，滑板上的发送器与接收器电极就与标尺上的信号电极作电容耦合。读出电路通过比较至少一个耦合至接收器电极的信号与至少一个耦合至发送器电极的信号之间的相位，确定滑板的移动或位置。

电容位置传感器可以是增量型传感器，或可以是绝对位置型传感器。前者的读出电路只指示距某已知点的相对移动，而后者的读出电路指示滑板与标尺间的绝对位置。在美国专利4,420,754和4,879,508号中已揭示了这类增量型与绝对位置型传感器的内容。

这类电容位置传感器适合应用于干燥而较清洁的环境，如检验室或工程设计室里。然后，也希望这类电容位置传感器适用于在金工车间、建筑工地和其它相对污染致严重的环境中测量尺寸的卡尺。在这类环境中，诸如金属粒子、研磨灰尘和冷却或切割流体一类的微粒杂质和流体会污染电容卡尺。流体或微粒污物会以一定方式进入标尺上的信号电极和滑板上发送器与/或接收器电极之间，并以同滑板与标尺的相对位置不相关的方式改变信号电极和发送器与/或接收器电极之间的电容量。通常，电容位置传感器的信号电极和发送器和/或接收器电极间的污物通过三种不同的机理造成测量误差。首先，微粒或液体的介电常数可能与空气的介电常数不同。此时，信号电极与夹有污物的发送器/接收器电极之间的电容将大于另一个同样相对几何尺寸但不夹污物的信号电极与发送器/接收器之间的电容。结果卡尺不能准确地指示滑板相对于标尺的位置。

其次，污物可能有较高的导电率。通常，信号和发送器/接收器电极构成开路，它们之间无电流流过，而信号和发送器或接收器电极之间的导电性污物使这一电路闭合，特别是构成了一种RC电路，污物成了电阻元件。由此形成的RC电路，其时间常数成了污物导电率、信号电极与发送器和/或接收器电极间电容二者的函数。若时间常数较小，则信号幅值可能迅速衰落使电容位置传感器应用的常规电路无法正常地检测信号。

第三，信号电极和发送器与/或接收器电极间的导电微粒会改变其间延伸的电场，由此改变了信号电极和发送器与/或接收器电极间的电容。电场畸变还会造成信号电极和发送器与/或接收器电极之间的信号失真，使卡尺电路不能准确地指示滑板相对于标尺的位置。

授于Gerhard等人的美国专利5,172,485号叙述了一种尽量减小污物对电容位置传感器产生的有害影响的方法，包括对电极涂覆一薄层电介质材料，然后，把滑板装在标尺上，使滑板(发送器与接收器)电极上的电介质涂层定位得靠近标尺(信号)电极上的电介质涂层。即，把电介质涂层置于信号电极和发送器与接收器电极之间，尽管减少这种有害影响。此外，让滑板上的电介质涂层以滑动方式与标尺上的电介质涂层接触，而电介质涂层间的滑动接触减小了污物在滑板与标尺之间侵入的间隙。

滑动接触法要求电极相互以弹性偏置。弹性偏置通过允许电极相互移离而略为偏离精确的表面平整度和对准，允许对电介质加力相互分离。这样，若在高度污染的环境中使用这样的电容位置传感器，污物能迫使滑板移离标尺而聚集在二者之间。因此，在有些场合中不能证明这种方法是适宜的。

不过，Gerhard等人认为，若使用厚的而不是薄的电介质涂层，可在某种程度上减小污物聚集在滑板与标尺之间而造成的负面效应。厚电介质涂层产生的一对电容器与污物形成的电容串联。由于电介质涂层产生的电容不随滑板沿标尺的移动而改变，所以因污物的厚度或成分的变化而导致的信号电极和发送器与/或接收器电极间的电容变化，占主导电位的还是电介质厚涂层产生的固定电容。尽管使用电介质厚涂层能减轻电介质污物引起的问题，但是此法无法彻底消除这个问题。

另一种方法是把电极同液体和微粒污物隔离开来。例如，可把电容位置传感器卡尺密封起来。然而，密封卡尺会增大制造与装配成本，且常常不可靠。再者，实际上难以对电子卡尺的全部规格和应用实行这类密封。

磁性传感器是另一类位置测量传感器，它对油、水和其它液体造成的污染较不敏感。像索尼公司的磁标尺编码器一类的磁性传感器，利用了一只检测磁场的读头和一把用一个或多个周期磁方向图有选择地磁化的铁磁性标尺。随着读出头相对于标尺上的磁性标尺方向图作移动，读出头检测磁场的变化。然而，磁性传感器本身却会受到吸附于磁化标尺的小粒子特别是铁磁性粒子的影响。因此，磁性传感器同样必须进行密封、包封或进行其它防护，以免污物影响其精度。磁性传感器还不能做到电子卡尺所希望的极小功耗，因而卡尺一般不使用磁性传感器。

同电容式和磁性传感器相反，电感传感器对切割油、水或其它流体以及灰尘、铁磁性粒子、其它污物显得较不敏感。诸如INDUTOSYN^型传感器一类的电感传感器，采用某一部件上的多重绕组发送一个为另一部件上同类绕组接收的变化磁场。多重绕组可以是一系列在印制电路板上反复绕制的并行马蹄形线圈。流经第一部件绕组的交变电流产生变化磁场，而被第二部件接收的信号根据这两个部件之间的相对位置出现周期性变化。同来自第二部件的变化信号相连接的定位电路可以确定这两个部件之间的相对位置。然而，这两个部件都是主动的，所以必须把每个部件电耦合到合适的驱动电路，因而增大了制造与安装费用。另外，因为电感传感器要求两部件电耦合，所以难以配入卡尺一类的手持式装置。

在授于Howbrook的4,697,144号、授于Dreonic的5,233,294号的授于Ichikawa等人的4,743,786号美国专利以及Thatcher提出的2,064,125号英国专利申请中，都叙述了迄今比电容、磁性或电感传感器更经济地制造的对污物不敏感的其它运动或位置传感器。这些文献揭示的位置检测装置都用来检测赋能部件和被动或非斌能部件之间的位置。这些文献叙述的传感系统消除了两运动部件间的电互耦合，这是电感传感器的一个缺点。然而，这类系统一般做不到电感或电容传感器那样的高精度。

此外，有些这类传感系统中的被动部件最好是产生强磁场的铁磁材料。而且，被动部件在形成于主动部件中的复杂结构所限定和集中的磁场范围内移动。再者，这些系统都无法像卡尺用户期望的那样把小功率操作、足够高的精度和足够宽的测量范围组合起来。这些文献揭示的传感系统还产生断续的或不是一种简单规定的定位函数的输出信号。在延伸的距离上，这类信号不能精密地确定相对位置。此外，这些文献揭示的传感系统无论如何都不适于配入卡尺使用。

发明内容

因此，本发明提供一种能在苛刻的工业环境中使用的电子卡尺，其中包括对微粒与流体污物基本不敏感的传感器元件。本发明的电子卡尺保持了常规电子卡尺的一般形式、操作、感觉和低功耗的特征。

采用印制电路板工艺一类的常规制造技术可方便而廉价地制造本发明的电子卡尺。而且本发明的传感器对包括铁磁性粒子在内的微粒或油、小或其它流体等污物不敏感，因此该传感器既可避免使用昂贵的环境密封，又可在大多数车间或野外环境中使用。本发明的电子卡尺的脉冲驱动电路使电感传感器耗用很小的功率，所以本发明的卡尺是一种用电池供电的手持式测量工具，用小型电池或太阳电池可保持很长的操作时间。

本发明的电子卡尺包括一根装有延伸主梁上的滑尺，按常规方式配置。位置测量(测位)爪从每根主梁与滑尺突出。滑尺相对于主梁的位置表示主梁与滑尺上测位爪之间的距离。

主梁与延伸标尺作机械连接。延伸标尺包括一组沿其长度方向按某种样式延伸的磁场或磁通调制器。滑尺组件包括一个拾取组件，而拾取组件包括一只读出头。测位爪之间的相对运动对应于磁场或磁通调制器组与读出头之间的相对运动。电子卡尺包括一根接至滑尺并以主梁长度方向从滑尺突出的测深杆，用于测量表面的孔深度。

小功率信号处理电路只接至读出头，不接磁场或磁通调制器组。该处理电路指示读出头与磁场或磁通调制器组之间的相对位置，作为磁场或磁通调制器组在读出头产生与接收的信号上分裂作用的函数。虽然本发明的电子卡尺结构最好使用小功率的电感传感器，并且读出头与磁场或磁通调制器组件相对移动，但是也可使用具有精度足够高、功率足够小和对污物同样不敏感的其它类型的电感传感器。

在本发明的另一方面揭示了一种电子电感式卡尺，包括：一滑尺；一具有测量轴的延伸梁，滑尺可沿测量轴移动；一向驱动电路提供电源的能源；输入电源并输出驱动信号的驱动电路；一连接至延伸梁与滑尺的电感传感器，电感传感器响应于滑尺在延伸梁上的相对位置而输入驱动信号并输出至少一个检测的信号；及一分析电路，用于输入至少一个检测的信号并输出以细级分辨度表示滑尺在延伸梁上的位置的输出信号。

分析电路包括一计数器，它响应于滑尺沿延伸梁的移动，以粗于细级分辨度的粗级分辨度统计电感传感器输出的至少一个检测信号的部分循环。

分析电路在每个脉冲间隔期间以粗级分辨度确定相对位置的变化，而在多个脉冲间隔期间以细级分辨度确定一次相对位置。

计数器以至多1/4循环的空间间隔作出响应。

在每个脉冲间隔期间以粗极分辨度确定相对位置的变化；以及

在多个脉冲间隔期间以细级分辨度确定建立的基准位置与测量位置间的距离。

本发明的电感传感器包括一个最好具有第一导电材料通路的磁场源，该磁场源能产生变化的磁场或磁通。在变化磁场或磁通范围内设置了至少一组磁场或磁通调制器，在空间上改变靠近该至少一个磁场或磁通调制器的磁场或磁通。在一薄层区域内构成的检测导体形成一种周期性的磁通接收区图案，该图案沿测量轴延伸，在变化磁场或磁通范围内定位。这样，变化磁场或磁通在至少一个响应于该变化磁场或磁通的检测导体的输出端上被动地产生一个电动势(EMF)。

至少一个磁场或磁通调制器与检测导体的周期性图案从第一位置到第二位置彼此作相对移动。在第一位置上，周期性图案的第一部分重迭于至少一个磁场或磁通调制器。在第二位置，周期性图案的第二部分重迭于至少一个磁场或磁通调制器。即，至少一个磁场或磁通调制器改变从第一位置到第二位置的EMF。

至少一个磁场或磁通调制器连同检测导体的周期性图案一起，根据这二者之间的连续相对移动而在检测导体输出端产生连续变化的周期性EMF。在一个实施例中，每组磁场或磁通调制器就是由导电板构成的磁通分裂器。在另一实施例中，每组磁场或磁通调制器就是用高导磁率材料构成的磁通增强器。在又一个实施例中，磁场或磁通调制器组包括至少一个磁通分裂器和至少一个磁通增强器。

检测导体最好由多个第一环路与多个第二环路交替组成，环路用导电材料形成，第一和第二环路都设置在变化磁场范围内。每个第一环路响应于变化磁场产生一个改变第一信号分量，同样每个第二环路响应于变化磁场产生一改变第二信号分量。

多个第一与第二环路同磁场或磁通调制器组相互作相对移动。在第一位置，一个或多个第一环路可以接近相应的一组磁场或磁通调制器，从而改变由这些第一环路产生的第一信号分量。在第二位置，一个或多个第二环路可以接近相应的一组磁场或磁通调制器，由此改变第二环路产生的第二信号分量。第一与第二信号分量指示出每个第一与第二环路相对于磁场或磁通调制器组的位置。

这样，本发明把具有可接受的物理特性、精度和功耗的电感传感器配入了实用的电池供电的手持式卡尺里。同以前的卡尺比较，这种卡尺对油与微粒一类的污物不敏感，适用于各种应用场合，精度高，而且制造成本不高。通过下面对较佳实施例的详细介绍，本发明的种种优点与特点就更明显了。

附图说明

将参照下列附图描述本发明的较佳实施例。

图1是应用分裂器型调制器的本发明电子卡尺第一较佳实施例的分解立体图；

图2是沿图1中2-2线截取的电子卡尺的剖面图；

图3是表示电感位置传感器读出头的发送器与接收器绕组的布局及相应的分裂器标尺元件的平面图；

图4是表示图3中一个接收器绕组的交替环路的平面图；

图5A是表示重迭于标尺的接收器绕组的平面图，其中标尺与接收器绕组第一部分耦接；

图5B是表示重迭于标尺的接收器绕组的平面图，其中标尺与接收器绕组第二部分耦接；

图5C是表示接收器绕组对标尺位置移动时输出信号的幅值与极性的波形图；

图6是本发明第二较佳实施例的分解立体图；

图7是应用于电子卡尺第一与第二实施例的编码器电路的方框图；

图8是信号发生器第一较佳实施例电路图；

图9示出了信号发生器输出的谐振信号的电压/时间曲线；

图10A是接收器绕组输出信号的电压/时间曲线图；

图10B是当把磁通调制器与接收器绕组的相对位置移动1/4波长时的电压/时间曲线图；

图10C是当把磁通调制器与接收器绕组的相对位置移动1/2波长时的电压/时间曲线图；

图11A-G为信号时序图，表示采样期间在图7编码器电路中选定位置上的电压；

图12A-G为信号时序图，表示在截短控制信号以减少能耗的情况下在图7编码器电路中选定位置上的电压；

图13是信号发生器第二较佳实施例电路图；

图14是图13信号发生器中电容器两端听得信号的电压/时间曲线图；

图15的波形图示出了接收器绕组输出的电压幅值与标尺位置的曲线；

图16是本发明电子卡尺第三较佳实施例的分解立体图；

图17是沿图16中17-17线截取的电子卡尺的剖面图；

图18是沿图17中18-18线截取的图16电子卡尺一部分的侧面剖视图；

图19是应用增强型调制器的本发明卡尺第四较佳实施例标尺的立体图；

图20是沿图19中20-20线截取的图19标尺的侧面剖视图，示出了承载于底座的增强器；

图21是本发明卡尺第五较佳实施例标尺的剖面图；

图22是本发明卡尺第六较佳实施例标尺的平面图；

图23是本发明卡尺第七较佳实施例标尺的侧面剖视图；

图24是本发明卡尺第八较佳实施例的标尺的侧面剖视图；

图25是本发明卡尺第八较佳实施例标尺的第一种变型的侧面剖视图；

图26是本发明卡尺第八较佳实施例标尺的第二种变型的侧面剖视图；

图27是配有波长跟踪器的电子卡尺的编码器电路方框图；

图28是信号时序图，表示采样期间在图27编码器电路中选定位置上的电压；

图29是表示传输控制信号与显示器更新控制信号的信号图；

图30是电子卡尺的编码器电路方框图，与图7的编码器电路相比，以相反方向操作；及

图31是信号时序图，表示采样期间在图30编码器电路中选定位置上的电压。

具体实施方式

如图1所示，电感式卡尺100包括延伸梁102。延伸梁102是刚性或半刚性杆，通常呈矩形截面。在延伸梁102的上表面上形成槽106，在槽106中把延伸测量标尺104牢固地接合于延伸梁102。在梁102内形成槽106，深度约等于标尺104的厚度。这样，标尺104的顶面与梁102的顶缘几近同平面。

靠近梁102的第一端112处整体形成一对横突的固定爪108与110。在滑尺组件120上形成相应一对横突的可动爪116与118。把物件置于爪108与116上的一对接合面之间可测量它的外尺寸。同样地，把爪110与118放在物件内部可测量该物件的内尺寸。爪110与118的接合面122定位成同被测物件上的表面相接触。

接合面122与114这样定位，即当不108与116的接合面114相互接触时，使爪110与118的接合面122相互对准。在这一位置，即零位(未图示)，由卡尺100测量的内外尺寸都应当为零。

卡尺100还包括一根同滑尺组件120连接的测深杆126，它从梁120纵向突出，终接在接合端128。测深杆126的长度这样选择，即在卡尺100处于零位时，能使接合端128保持与梁102的第二端132齐平。把梁102的第二端132放在有孔的表面上，并让测深杆126伸入孔中直到端部128触碰到孔的底部，则卡尺100便能测出该孔的深度。

无论是用外测量爪108与116还是用内测量爪110与118或是用测深杆126进行测量，测得的尺寸都在传统的数字显示器138(装在卡尺100的罩盖139上)上予以显示。罩盖139上还装有一对按钮开关134与136；开关134用于接通和切断滑尺组件120的信号处理与显示电子电路166，开关136用于把显示器138复位到零。

如图1所示，滑尺组件120包括一个带导向缘142的底座140。当滑尺组件120叉开延伸染102时，导向缘142就同延伸梁102的侧缘146接触，这样确保了卡尺100的准确操作。一对螺钉147将弹性压杆148对梁102的配合缘加压，以免在滑尺组件120与延伸梁102之间自由活动。

测深杆126插入形成在延伸梁102下侧的测深杆槽152内。测深杆槽152沿延伸梁102的下侧延伸，为测深杆126提供间隙。测深杆126利用端止动块154保持在测深杆槽152里。端止动块154接到在第二端132处的梁102的下侧，在操作期间还能防止滑尺组件120在第二端132处同延伸梁102不经意的脱开。

滑尺组件120还包括一个装在延伸梁102上方底座140上的拾取组件160，所以底座140和拾取组件160作为一个单元而移动。拾取组件160包括一块诸如传统印刷电路板之类的基板162，在其下表面上装有电感读出头164。在基板162的上表面装有信号处理与显示电子电路166。弹性密封件163被压缩在罩盖139与基板162之间，以防污染信号处理与显示电子电路166。

如图2所示，对读出头164涂以一薄层耐用的绝缘涂层167，厚度最好接近50mm。

标尺104包括一块当作其主传感元件的延伸的印制电路板168。如图1所示，一组分裂器170以周期性方式沿印刷电路板168间隔开。分裂器最好用铜按普通印刷电路板制造技术形成，当然也可使用其它许多制造方法。如图2所示，保持绝缘层172(最好厚100mm)把分裂器170遮住，保持层172可以包括印制记号，如图1所示。

滑尺组件120载有读出头164，用绝缘涂层167与172之间形成的气隙174同梁102略微分开，气隙174最好为0.5mm左右。读出头164和分裂器170一同构成电感传感器。电感传感器最好是这里作为参考文献的美国专利申请08/1441,769号所揭示的任何一种合适的类型，尤其是这里描述的类型。然后，卡尺100也可使用具有必需的机械封装特性、精度高、低功率，对污物同样不敏感的其它类型的电感传感器。同样地，卡尺100可应用节能方法，诸如1996年4月17日提出申请的美国临时专利申请60/015,707所揭示的方法。

在图1～3示出的第一较佳实施例中，由读出头164与分裂器170形成的电感传感器通过产生变化磁场而工作。变化磁场在置于变化磁场范围内的分裂器170中感应出环流即涡流。

例如，把一个分裂器170置于电磁铁的极面之间。当用交流电驱动电磁铁时，极面间的磁场就随时间而变化，而通过分裂器170中任一闭合环路的磁通将发生变化，结果在闭合环路周期感应出电动势(“EMF”)。由于分裂器170是导体，所以就产生涡流，其值等于EMF除以构成分裂器170的材料环路的电阻。

变压器磁心中经常产生这类涡流。在变压器中，不希望有这种涡流，因为会导致功率损耗并产生必须予以散发的热量。然而，在本发明中，却利用涡流的存在得出有益的结果。

图3更详细地示出了读出头164部分。读出头164最好包括5根基本上同平面的导体180-184。两根导体181和182构成第一接收器绕组178，另外两根导体183和184构成第二接收器绕组179。第一和第二接收器绕组178和179以重迭方式装在基板162中央并沿基板162延伸。

第一和第二接收器绕组178和179都按正弦图形排列，具有同样的波长。导体181从端子185延伸到互连端子189a而与导体182相接，然后导体182反向延伸到端子187。构成第一接收器器绕组178的导体181和182限定了多个正弦形的环路191。

以同样方式使导体183从端子188延伸到互连端子189b并同导体184相接，导体184再反向延伸到端子186。构成第二接收器绕组179的导体183和184也限定了多个正弦形的环路192。环路192由1/4波长即第一接收器绕组178构成的环路191的1/2环路来补偿。

在图3中，在基板162的同一表面上示出了导体181-184。然而，导体181-184每一根的交替半波长部分实际上位于基板162各分开的层上。这样，绕组178和179不真的相互接触。同样地，绕组178和179在图案当中的“交叉”点上相互也不真的接触。于是，每根导体181-184的半波长部分用通过基板162延伸的连接线190接合到同一根导体的另一半波长部分。虽然导体181-184并不处于基板162的同一表面，但是它们置于这一区域范围内。即，基板162上绕组178和179的最顶层与基板162最低层之间的距离为最小，因而导体181-184接近同平面。

除了空间相差以外，第二接收器绕组179基本上与第一接收器绕组178相同，所以下面讨论将主要针对第一接收器绕组178。应该理解，下述讨论同样适用于第二接收器绕组179。

第五绕组180是发送器绕组，也位于薄区域内，且大体上环绕第一与第二接收器绕组178和179。发送器绕组180也由基板162的某一层或表面上的导体构成，且按传统印制电路板制造技术制作，其长度194和宽度195足以环绕第一和第二接收器绕组178与179。

除非另有规定，否则把图3与图4的测量结果限定为同测量轴300相关。通常把“长度”定为沿基板162平面的测量轴300平行延伸的尺寸，而把“宽度”定为沿测量轴300垂直延伸的尺寸。把第一接收器绕组178构成的两相邻环路191或第二接收器绕组179构成的两相邻环路192跨越的距离定义为节距或读出头164的波长193。单个环路191或192跨越的距离等于波长193的一半。每个分裂器170跨越的距离302最好也等于波长193的一半。第一接收器绕组178与第二接收器绕组179之间的1/4波长差产生正交信号，这样就可看到读出头164相对于标尺104运动的方向。再者，从分裂器170一个边缘跨到相邻分裂器170相应边缘的距离最好等于波长193。应该理解，如果分裂器全都一样，那么边缘间的距离304可以是任一整数乘上“K”个波长193。在后一种情况下，最好使每个接收器绕组的长度等于“N*K”倍波长193，其中的N也是一个整数。

如图4所示，第一接收器绕组178具有正弦形的环路191。第一接收器绕组178由导体181和182按正弦形或“之”字形在一个方向，接着以反方向配置而形成，因而导体181和182在物理上(不是电学上)相互跨越而构成环路191。另外，通过以顺时针或逆时针方向沿着环路按规定的增量扭绞一条绝缘导线环路180度来构成环路191。第二接收器绕组179的构成与第一接收器绕组178的相同。

环路191的交叉结构导致相邻一个环路191的有效绕组方向的不同。流过发送器绕组180的交流电产生一个通过第一接收器绕组178延伸的随时间变化的均匀磁场，该磁场产生EMF或随时间变化的电流通过第一接收器绕组178，这样使接收器绕组178起到一个专用磁通传感器的作用。由于相邻一个环路191是以交变方向绕制的，所以在相邻环路191中产生的EMF和电流具有交变的极性，图4中以“+”、“-”号表示。

每条环路191基本上围住相同的面积。因此，如果“+”环路191a与“-”环路191b的数量相等且环路191接收均匀的磁场，则该磁场在第一接收器绕组178的端子185与187两端感应出净零EMF。对于第二接收器绕组179，情况也如此。

如果标尺104上的分裂器170或任何其它导电物件移近读出头164，则发送器绕组180产生的磁场将在分裂器170或其它导电物件中感应出涡流，使分裂器附近建立的磁场抵销发送器绕组180产生的磁场。这样，涡流产生的反向磁场就衰减了接近分裂器170的发送器磁场。

结果，在空间上改变或分裂了第一接收器绕组178接收的磁通量。只要分裂不是同等地影响“+”“-”环路191a与191b，接收器绕组178就输出非零的EMF信号。因此，随着导电分裂器170从邻近“+”环路191a移到邻近“-”环路191b，输出端185和187之间的EMF将改变极性。

分裂器170的尺寸最好不等于波长193。例如，若分裂器170的长度302等于波长193而其宽度等于宽度195，则不管把分裂器170沿着测量轴300相对于环路191定位在哪里，它将在相邻“+”环路191a和“-”环路191b同样地面积内裂发送器磁场。结果，接收器绕组178输出的EMF信号的幅值将往往是零。

再者，接收器绕组178的输出将对物件相对于环路191的位置不敏感。即，不管分裂器170在测量轴上的位置如何，输出都为零。由于这种几何尺寸得不到有用的信号，所以分裂器170的尺寸最好不等于波长193，其长度可大于波长193。然而，由于等于全波长193的分裂器部分无助于增强有用信号，所以分裂器170的长度最好小于一个波长193。

如果分裂器170的长度不等于一个波长193或波长193的整数倍，所以在大多数位置中，环路191不相等的“+”“-”区域将被分裂。信号输出将对裂器170相对于环路191的位置敏感。当分裂器170的长度等于1/2波长193时，信号输出的最大幅值变化将是位置的函数。当分裂器170的长度为1/2波长193时，分裂器170将周期性地遮盖整个“+”环路191a或整个“-”环路191b，但不遮盖相邻“-”环路191b或“+”环路191a的任何部分。这样，1/2波长长的分裂器170将产生可能最强的信号。

如图3所示，在标尺104上以某个节距(一个边缘与相邻对应链缘间的距离)排列分裂器170，该节距为一个波长193。这样，连续的分裂器就以1/2波长193分开。分裂器170最好是良导电体，但不是铁磁体，因而不会因磁化而吸引铁磁粒子。如图1所示，在第一较佳实施例中，标尺104的长度超过读出头164的长度，由此以标尺104的长度确立卡尺100的测量范围。

图6示出卡尺100的第二较佳实施例，除了下述内容外，它同图1的第一较佳实施例的卡尺100相同。在图6所示的卡尺100的第二实施例中，位于主梁102的标尺104载有接收器绕组178与179以及发送器绕组180。分裂器170位于滑尺组件120内，沿标尺104运行。在第二实施例中，读出头164大体上延伸主梁102的整个长度。信号处理与显示电子电路166和电源也位于主梁102上，并以常规方式电连接至读出头164。

在第一或第二实施例中，最好把第一接收器绕组178的环路191放在发送器绕组180内部规定的区域内。发明人通过实验确认，发送器绕组180所产生的磁场，其强度作为距发送器绕组180的导体的距离之函数迅速地减弱。然而，发明人还通过实验确认，在发送器绕组180内部区域，超过离开发送器绕组180导体一定距离，磁场趋于接近某个均一值。

这样，该一定距离限定了较均匀磁场区域的周边。磁场变均匀的距离是绕组几何尺寸的函数。因此，为提高本发明电感传感器的精度，最好离发送器绕组180一定距离把环路191与192隔开。更佳的是把第一和第二接收器绕组178与179的环路191与192整个设置在较均匀磁场区域内。

在一个示例性实施例中，分裂器170、接收器绕组178与179以及发送器绕组180的尺寸如下：

接收器绕组波长＝0.200英寸；

分裂器长度＝0.100英寸；

分裂器宽度＝0.490英寸；

发送器绕组宽度＝0.400英寸；

接收器绕组宽度＝0.340英寸；

1/4接收器波长＝0.050英寸，以及

发送器绕组长度＝1.950英寸。

通过精密地平衡和交替隔行安置“+”环路191a和“-”环路191b，使第一接收器绕组178在空缺分裂器170时为零输出。同时，把交替安置的“+”环路191a与“-”环路191b设置得直接相互邻近，随着分裂器170沿测量轴300移动而在每个接收器绕组输出端提供连续的信号。这些设计因素为卡尺100提供了高的信噪比，因而这些特点可实现高精度测量。

上述第一实施例的读出头164和标尺104的几何结构确保了卡尺100的高精度。另外，上述第一实施例卡尺100的几何结构在很大程度上消除了沿读出头164的宽度垂直于测量轴300的非均匀发送器磁场的影响，还抑制了由于本发明电感传感器平衡的“差动检测”造成“共模误差”的外加磁场。第一实施例电感传感器卡尺100的精度主要取决于精心的设计和读出头164与标尺104的结构。

图5A-5C示出一例电感式卡尺100的工作原理。随着标尺104及其分裂器170(虚线表示)相对于发送器180与第一接收器绕组178运动，通过改变“+”环路191a和“-”环路191b的比例，分裂器170不是全遮“+”环路191a、不遮“-”环路191b，就是全遮“-”环路191b、不遮“+”环路191a。

图5A示出了分裂器170全遮第一接收器绕组178的“-”环路191b而不遮“+”环路191a的状况。发送器绕组180感性耦合到分裂器170并在其中感应出涡流，结果，分裂器170产生磁场，抵销通过“-”环路191b的发送器磁场。这样，通过“-”环路191b的净磁通少于通过“+”环路191a的净磁通，因而“-”环路191b产生的感应EMF小于“+”环路191a产生的感应EMF，由此第一接收器绕组178在其输出端185和187两端产生净“正”极性的电流与电压。

因为发送器绕组180产生时间变化的磁场，所以输出信号也随时间而变化。时变输出信号相对于输入信号的幅值与极性指出了读出头164与标尺104的相对位置。图5C表示输出信号幅值与极性是如何随着标尺104相对于读出头164的位置变化而变化的。

图5C所示波形的初始峰值是第一接收器绕组178的端子185和187两端正极性幅值输出的例子。极性表示时变输出信号相对于输入信号的时间相位。输出信号的极性相对于输入信号不是同相就是反相(相差180°)。

图5B表示标尺104的移动使分裂器170重迭全部“+”环路191a而不重迭“-”环路191b。在这一相对位置中，分裂器170产生的感应电流抵销了通过“+”环路191a的发送器磁场的磁通，因而“-”环路191b比“+”环路191a产生更大的感应EMF，第一接收器绕组178在其输出端185和187产生净负极性电流。图5C所示波形的初始谷值是一例第一接收器绕组178端子185和187两端的负极性幅值输出。

如图5A所示，当分裂器170完全重迭“-”环路191b时，得出的输出信号有一最大正幅值，如图5C波形的峰值所示。相反地，当分裂器完全重迭“+”环路191a时(图5B)，得出的输出信号有一最大负幅值，如图5C波形的谷值所示。

随着分裂器170沿着图5A与图5B位置间的测量轴300移动，图5C波形的幅值连续变化。特别是，当分裂器170准确地重迭每条“+”环路191a和“-”环路191b的一半时，图5C波形的幅值就为零。从这一位置起，随着分裂器170移到更靠近图5A或5B所示的位置，接收器输出信号的幅值分别以正向或负向增大。

图3的第一实施例的读出头164有两个接收器绕组178与179，相互隔开1/4标尺波长193。即，第二接收器绕组179重迭第一接收器绕组178，偏差1/4标尺波长193。这样，第二接收绕组179的每条“+”环路192a重迭着第一接收器绕组178的部分“+”环路191a与部分“-”环路191b。同样地，第二接收器绕组179的每条“-”环路192b重迭着第一接收器绕组178的部分“+”环路191a与部分“-”环路191b。

绝缘或交叉通道分别适当地置于基板162上或里面，使第一接收器绕组178与第二接收器绕组179保持电绝缘。将第一和第二接收器绕组178与179隔开1/4标尺波长193，则第一和第二接收器绕组178与179输出的信号在空间上保持正交。即，接收器绕组178与179输出的信号幅值把正弦图案规定为位置的函数。特别是，第二接收器绕组179的正弦图案相对于第一接收器绕组178的正弦图案在空间偏移90°，结果，信号处理与显示电子电路166可检测出来自每个接收器绕组178与179信号间的相互关系。通过分析这种关系，信号处理与显示电子电路166确定了读出头164相对于标尺104移动的方向。如上所述，根据读出头164相对于标尺104的位置，绕组178与179输出信号的幅值呈正弦变化。这样，电子电路166可按下式确定读出头相对于标尺104的位置：

$p=\frac{{\tan }^{-1}(S_1/S_2)}{2\mathrm{\π}}\mathrm{\λ}+\mathrm{n\λ}$

式中，p是位置，λ为标尺波长193，n是表示全波长193运行次数的整数，S₁与S₂分别代表从接收器绕组178与179接收的输出信号的幅值与符号，而“tan^-1”是反正切函数，把零与2π之间的某一角度规定为S₁与S₂之比的函数。符号S₁与S₂根据表1规定该角度处于哪一个象限。

表1

S₁            S₂             tan^-1(S₁/S₂)

+              +               0～π/2

+              -               π/2～

-              -               π～3π/2

-              +               3π/2～2π

为提高卡尺100的精度和/或对接收器输出信号减轻模拟信号处理电路的需求，读出头164可以包括三个或更多重迭的接收器绕组。虽然带三个或更多重迭接收器绕组的读出头164更难以制造，但在结合了一定的信号处理技术后，它可提供比只带两个重迭接收器绕组的读出头164更精确地位置读数。此种多重绕组读出头的相移最好相等，例如对于m个绕组，相移为180°/m。

图7详细示出了信号处理与显示电子电路166(下称电子电路166)，该电路求解方程1并控制卡尺100的电路工作。如图1与2所示，把电子电路166作为拾取组件160的一部分装在基板162上，并以常规方法(包括显示器连接的弹性连接器165)连接到读出头164、开关134与136以及显示器138。

如图1、6、7和16所示，信号处理和显示电子电路166应用了编程的微处理器或微型控制器及若干外围集成电路元件。然而，信号处理和显示电子电路166也可用ASIC或其它集成电路、硬线电路或逻辑电路(如分立元件电路)、可编程逻辑器件(如PLD、PLA或PAL)等构成。总之，任何一种器件，凡是支持能构成这里所述的信号处理与显示功能的有限状态设备，都可用来构制这种信号处理和显示电子电路166。

信号处理和显示电子电路166最好包括一个微处理器226(用以输入来自A/D转换器224的信号并对显示器138产生和输出控制信号)、A/D转换器224、开关225、信号发生器200或驱动电路，以及延迟电路219。延迟电路219的输出送给第一和第二采保(采样保持)电路217与218的控制输入端。

把第一和第二采保电路217与218的每个输出端接至开关225的一个输入端，开关225的输出端接至A/D转换器224的输入端，对第一和第二采保电路217与218的输入端分别接到第一和第二接收器绕组178与179的输出端185与188。

第一和第二接收器绕组178与179的其它输出端187与186分别接地，信号发生器200的输出或驱动电路的驱动信号接至发送器绕组180的端子197，发送器绕组180的另一端子198也接地。

作位置测量时，信号处理和显示电子电路166向读出头164的发送器绕组180提供电激励信号。

如图7所示，第一采保电路217有一缓冲放大器216，其输出接至开关225的一端。第一接收器绕组178的输出端185经开关221接至缓冲放大器216的输入端。开关221的控制端接至延迟电路219并输入采保控制信号。在地和缓冲放大器216的输入端之间接电容器230。

第二采保电路218的缓冲放大器222、开关223和电容器232以相应方法接在延迟电路219、开关225另一端、第二接收器绕组179和地之间。

如图7所示，更详细地如图8所示，微处理器226接至信号发生器200中晶体管210的栅极，供电电压V⁺经偏置电阻212接至晶体管210的漏极，晶体管210的源极接地。

LC串联电路由电容214与发送器绕组180组成，它接在晶体管210的漏板与地之间。当晶体管210截止时，电容214经电阻212接至供电电压V⁺并被充电到供电电压V⁺。供电电压最好由电池一类合适的电源(未图示)供电。把电源V⁺、晶体管210、电阻器212和电容器214组合起来，就构成了第一实施例中信号处理与显示电子电路166的信号发生器电路200。

接通晶体管210，微处理器226向晶体管210的栅极提供短脉冲。当晶体管210导通时，电容器214经晶体管210接地。由于电容器电压不能立即改变，所以电容器214与发送器绕组180之间节点A的电压被驱动成负值。

于是，电容器214和发送器绕组180相互谐振，频率由电容器214的电容量和发送器绕组180的电感量确定。

在接收器输出信号的每个采样周期内，电容器214放电后再充电。为对第一和第二实施例的卡尺100使用的小功率感应电流传感器提供足够的精度和运动跟踪能力，采样频率最好约为1KHz。电容器214最好取1nF，电源电压V⁺最好是3V。

电源电压V⁺提供的电荷(库伦)等于电容器的电容量乘上电容器两端电压的变化(库伦＝法拉第×伏特)。因此，电容器214贮存的电荷等于电容器214的电容量1nF乘上电容器两端的电压3V，即3nC。

电容器每隔一个采样周期作一次放电和再充电，采样率为1KHz的话，历时1ms。另外，电流为电荷除以时间(安培＝电荷/秒)。因此，在一个采样期内从电源吸取的平均电流为3nC/1ms＝3μA.。即使对电池供电的传感器而言，3微安是极小的电流。

鉴于选用的电路结构，信号发生器200能使传感器在接收器绕组178与179两端185-188以间歇方式提供很强的输出信号(最大约60mV)。然而，由于本发明的电路与传感器结构，还由于驱动信号是短脉冲并能工作于低占空因数，所以即使在期望的快速采样率(1KHz)下，本发明的电感式卡尺吸取极小的平均电流。对于商用的实际电子卡尺来说，平均电流必须很小。

为把功耗减至最小，供给晶体管210的输入脉冲应尽量短些，使通过偏置电阻212而损失的电荷减至最少。在上例中，若脉宽为1ms，电阻212取10KΩ，则流过电阻212的平均电流仅是0.3μA。总之，在本发明中，用于对电容214充电的平均电流以小于75μA为佳，更好是小于10μA。

如图7所示，电容器230和232分别并联电连接到接收器绕组178与179。电容器230与232的电容与接收器绕组178与179的电感构成谐振电路，如果这些谐振电路的谐振频率与发送器谐振电路的谐振频率相同，则接收器绕组输出信号的强度就得到增强，而不希望的噪声从信号里滤掉。

由于发送器绕组180作为电感器而同电容器214组成一个LC谐振电路，所以在节点A测得的瞬时电压将带有衰变的谐振行为，如图9所示。瞬时电压信号造成在发送器绕组180中流动的相应电流，这样反过来又分别对接收器绕组178和179的环路191与192产生正交的变化磁通。

接收器绕组178和179各自都两个导体部分。如图7所示，这些部分被放置的空间相位位置，对应于第一接收器绕组178的0°与180°，对应于第二绕组179的90°与270°。如上所述，标尺104和分裂器170就位后，在分裂器170中会感应出电流。由此感应电流产生的磁场导致接收器绕组178与179中产生一个净EMF。

图7中的角度标记(0°，90°，180°，270°)对应于绕组178和179不同部分相对于标称位置的定位。例如，当分裂器170处于0°位置时，第一接收器绕组178的两半部分的串接使第一接收器绕组178输出端的电压有一个极性；当分裂器170处于180°位置时，则第一接收器绕组178输出端的电压为反极性。

把来自接收器绕组178和179的信号发送给信号处理与显示电子电路166，后者通过分析信号确定爪108与116之间的距离，而这也是爪110与118之间的距离。接着把电子电路166通过普通的弹性导体接到显示器138并提供驱动信号，以便数字读出测得的距离。

图10A-10C示出了第一接收器绕组178响应于图9所示的发送器绕组的瞬时电压激励而在输出两端感应的电压。特别是，图10A-10C示出了分裂器170相对于第一接收器绕组178的环路191三个不同位置的感应电压。接收器信号的幅值与相位取决于标尺104相对于接收器绕组178或179的位置。

图10A所示的接收器信号在B点有一峰值，指出标尺与接收器绕组178或179之间的相对位置可得出最大幅值的信号。发明人已通过实验确认，若发送器绕组180的电感为0.5μH，电容器214的电容为1nF，间隙174接近0.5mm，电源电压V⁺为3V，则B点的最大接收器输出信号将近60mV。电容器214和发送器绕组构成的2C串联电路，其谐振频率约为7MHz。

图10B示出了当标尺104从产生图10A所示接收器信号的相对位置移动1/4波长193时的接收器信号。如图10B所示，在第一接收器绕组178与分裂器170之间的这个相对位置产生的接收器输出信号，在B点的幅值为零。在该信号对应的一个位置上，每个分裂器170对接收器绕组178重迭的相邻“+”环路191a与“-”环路191b的面积相同。

图10C中，标尺又以同方向移动了1/4波长193，这样从产生图10A所示接收器信号的相对位置共移动了1/2波长193。在该相对位置上，分裂器170重迭环路191的极性与相应于图10A的环路191相反，因此第一接收器绕组178在B点产生最大负幅值的接收器信号。

图11A-G示出了在电子电路166各不同点上出现的信号。如图11D和11E所示，把分裂器170相对于环路191与192定位，使得接收器绕组178与179输出的接收器信号相等而极性相反，并把这些接收器信号分别输入电子电路166的采保电路217与218。

图11A示出了由微处理器226输出至晶体管210栅极的传送控制信号，其持续时间为t。图11B示出了施加到发送器绕组180的合成振荡发送器信号。

图11C示出了从延迟电路219输出的采保控制信号。延迟电路219输入如图11A所示来自微处理器226的传送控制信号，以便同时启动采保控制信号。采保信号的持续时间可通过分析或试验电路与传感器的设计参数而选择。特别是，选择的持续时间能使采保控制信号的后沿尽量在时间上精密地同到达B点的接收器信号的幅值相符，如图10A与10C所示。响应于延迟电路219输出的采保控制信号，第一和第二采保电路217与218分别采样来自第一和第二接收器绕组178与179的信号。

通常在启动传送信号施加给传送绕组180的同时，采保控制信号闭合开关221和223，在电容器230与232上分别出现第一和第二接收器绕组178与179输出的信号，如图11F和11G所示。

在一般选成与时刻B一致的时刻，采保控制信号返零，开关221和223断开，于是保持了在那个瞬间在电容器230和232两端的电压。一般而言，在图11D和11E所示的接收器信号期间可以任意时刻保持采样的电压，但过零点除外。B时刻是较佳的保持时间，它出现在获得最大接收器信号强度的时候。

如图11B和11C所示，该时刻对应于谐振响应的峰值。时刻B由延迟电路219(譬如由发送控制信号触发的单稳态触发电路)建立。

采样电压被输入高输入阻抗缓冲放大器216和222，后者产生增益并隔离电容器221和223，防止电容器丢失其电荷。缓冲放大器216和222分别输出对应于接收器绕组178输出的接收器信号的S₁信号和对应于接收器绕组179输出的接收器信号的S₂信号。选择开关225把缓冲器216或222的输出端交替耦接至A/D转换器224，后者把模拟信号S₁和S₂转换成数字信号。

微处理器226输入来自A/D转换器224的数字信号，计算测量位置，并对显示器138输出有关的信号。微处理器226能以各种方法中的任一种方法包括方程(1)限定的方法估算标尺104的位置。

在诸如由Mitutoyo、Brown & Sharp、Sylvac、Starret等生产的原有技术的电容式电子卡尺中，都较佳地配备了显示按钮逻辑、系统控制逻辑、超过一个波长位移的分析和其它典型的电子卡尺功能。本较佳实施例在显示器138上显示测量距离，也可通过像市售的电容式卡那样的合适连接方法(未图示)把算出的测量位置输出给其它系统，例如可把算出的测量数据输出给统计处理控制系统或遥测显示器。

通过把信号处理和显示电子电路166诸元件装在基板162上，很容易把信号处理和显示电子电路166配装在手持式卡尺100里。有时可采用普通的多层印刷电路基板，这样可把基板的内容作为读出头164与信号处理和显示电子电路166之间的普通平面屏蔽(未图示)，从而消除这些元件中电子信号之间不希望有的互作用。

如图11A-G所示，传送控制信号对若干谐振响应峰值保持高电平。然后，如图12A-G所示，晶体管210可在足够长的周期后截止，以允许对电容器电压采样。超过采样时间后，晶体管210不必保持导通。

这样，为了节能，在谐振电路耗散其贮存能量以前，晶体管210可以截止。最好如图12A所示，在电容器214两端的电压尽可能准确地返回其原来值时，晶体管210在C时刻截止。在上述实施例中，该原来值就图12B所示的电池电压V⁺。

还应理解，为使电容器214再充电完全，必须在连续的发送控制脉冲之间留有足够的时间。通常，如果包含电容器214和电阻器212的电路的时间常数为Tc，则连续的发送控制脉冲间的这个时间(即驱动信号的脉冲间隔时间)应至少四倍于时间常数Tc。

图13是信号发生器200的第二个小功率实施例。在信号发生器200的第一实施例中，在晶体管210导通时，能量通过偏置电阻212而损失。信号发生器200的第二实施例通过用有源上拉开关240偏置晶体管210代替偏置电阻212，消除了大部分这种能量损失。这一能量损失已被减至最小，因为当上拉开关240断开时，其电阻值远远大于偏置电阻212的电阻值。

有源上拉开关240还可让电容器214更迅速地充电。因此，同图7和8的信号发生器的第一实施例相比，开关240小的导通电阻可实现高得多的采样率。在信号发生器200的的第二实施例中，用一对同步控制信号控制开关240和晶体管210。

微处理器226产生输入到控制开关240和晶体管210的开关控制信号。当发送控制信号对晶体管210呈低电平时，开关控制信号对开关240呈高电平，此时开关240闭合，通过发送绕组180把电容214充电到V⁺。发送控制信号对晶体管210呈低电平，使晶体管210截止。

这种结构避免了开关240与晶体管210同时导通，防止从电池吸取大电流，延长了电池寿命。

当对电容器214充电时，控制开关信号断开开关240，之后送给晶体管210的发送控制信号接通晶体管210。应该理解，晶体管210保持截止，直到开关240断开以后，所以开关240和晶体管210不会同时导通。

当晶体管210导通时，电容器214接地，充电的电容器214发送绕组180构成了谐振电路。由于电容器214被充电，所以发送器绕组180两端的电压产生谐振，如图9所示。

流过发关器绕组的相应电流也通过接收器绕组178与179产生变化磁场，于是分裂器170在接收器绕组178与179中感应出净信号。如上所述，延迟电路219控制着同供给晶体管210发送信号相关的采保电路。净信号的幅值与符号取决于分裂器170相对于接收器绕组178与179的位置。

高Q值对应于谐振电路的低能量损失。高Q值是可期望的，因为电容器214两端的电压摆动更接近于电池电压V⁺。因此，若在C时刻切断发送控制信号，如图12A与14所示，则电容器214两端的电压V_peak略低于电池电压V⁺，这样在准备下一次发送/接收循环时，电池只需补充少量电荷对电容214再充电。

如图12F与12G所示，由于晶体管210保持导通直到过了采样的B时刻以后，所以在C时刻切断发送控制信号并不影响电容器230与232上的采样信号。

本发明的传感器也可逆向操作，即通过绕组178与179作发送，通过绕组180作接收或检测磁通。图30示出了该操作模式的编码器电路。图31的信号时序图表示控制信号的定时关系。

如图30所示，微处理器226用选择器控制信号控制三只选择开关324、326和328。当选择器控制信号变高时，开关326与328移动图30所示的位置。特别是，把绕组178接到了信号发生器，而把绕组180接到采保电路217。采保控制信号还按规定路线发送给采保电路217。接着，微处理器226对信号发生器200与延迟电路219输出发送控制脉冲，这样就由开关221与电容230对信号S₁进行采样和保持。

然后，微处理器226把选择器控制信号变为低，把开关326与328移到另一位置，从而把绕组179接至信号发生器200而把绕组180接到采保电路218，同样也把采保控制信号发送给采保电路218。微处理器226对信号发生器200和延迟电路219输出新的发送控制信号，这样就由开关223与电容器232对信号S₂作采样并保持。其余的信号处理则同结合图7所作的描述一样。

在图30的编码器电路中，使用单个信号发生器，把它与发送器绕组178和179交替连接。也可使用两个信号发生器，发送器绕组178与179各接一个。

微处理器226能应用已知的内插子程序和仅仅一个接收器组确定1/2波长193范围内的绝对位置测量结果。如图15所示，通过比较分别在387点与388点的接收器信号的幅值和极性，微处理器226就能区别在1/2波长193范围内的第一位置d₁与第二位置d₂。

387点的电压值为V₁，388点的电压值为V₂。位置d₃对应于在图15的接收器信号中的389点，389点的电压值同387点的电压值V₁相同，所以，微处理器226无法用内插法确定第一位置d₁与第三位置d₃之间的相对位置差。

在上述诸实施例中，根据众所周知的正交信号分析技术，如方程(1)，微处理器226运用来自第二接收器绕组179的信号解决了这一不定性。对于超过一个波长的运动，微处理器226根据已知的技术检测并累计越过某已知起始位置的波长的次数，以确定读出头164与标尺104的相对位置。

微处理器226以约1KHz的采样频率提供脉冲，以提供足够的精度和运动跟踪能力。为了减少功耗，微处理器226还通过把脉冲做得较短而保持低的占空因素。例如，对上述的1KHz采样频率，脉宽一般为约0.1～1.0μs，即采样周期为1ms的脉冲，其占空因数为0.01％～0.1％。

接着适当地选择电容214和绕组180的谐振频率，使电容214两端电压的峰值出现在1.0μs(或更短)脉冲结束之前，所以该谐振频率约为数兆赫。这样，将在至少1MHz而通常为数兆赫的频率上调制相应的磁通，一般认为该频率高于常规电感式传感器的频率。

发明人已确认，在这些频率上，分裂器170产生的涡流会对磁通造成强烈的分裂作用，因而接收器绕组178与179输出的EMF强烈地响应于分裂器位置的变动。尽管脉冲信号使用了低的占空因素和小功率，都会出现这种状况。响应强度再加上低的占空因数与低功耗，使得卡尺100作测量时，信号发生器200和电子电路166的其余部分吸收的平均电流均至多200μA，最好是至多75μA。应该理解，这里的“平均电流”是指在卡尺正常使用时，为一次或多次测量循环耗费的总电荷除以一次或多次测量循环的持续时间。

因此，使用三节或更少的市售超小型电池或一块太阳能电池，能以合适的电池寿命操作卡尺100。

对于增量型传感器，传感器信号的采样速率约为每秒1000次采样。当迅速移动滑尺组件120时，为保持跟踪波长运行次数，是需要高采样率的。然而，微处理器226用新的测量值更新显示器138，只须每秒10次左右。所以，如果微处理226和A/D转换器224能对每秒1000次采样的大部分采样减轻执行细级分辨度位置测量的任务，就可进一步降低卡尺的功耗。通过保持跟踪标尺波长运行的次数而不执行细级分辨度位置测量(即执行粗级分辨度位置测量)，就能实现这一目的。

图27是一例编码器电路，其中的波长跟踪器320对波长次数进行跟踪。该波长跟踪器耗用极少的功率。有了波长跟踪器后，微处理器226可在不执行细级分辨度位置测量时进入休眠模式，这样就不更新显示器138，从而节省了功率。收发时序器322以常规电路手段向信号发生器200和采保电路217与218产生控制信号，还向波长跟踪器320产生选通脉冲，对微处理器226输出显示更新控制信号。

波长跟踪器320包括两只模拟比较器310与312、正交计数器318和控制逻辑单元314。比较器310与312检测信号S₁与S₂的过零。对每个比较器输入基准电压V_ref。当比较器的输出稳定后，根据来自波长跟踪器选通的指令把比较器的输出状态读入正交计数器318，后者对全波长运行次数进行计数。计数器318是能检测滑尺组件120移动方向的增减计数器，因为事实上信号S₁与S₂为正交，即互相相移90°。计数器318是用已知技术构成的电路，例如通常用于检测光旋转编码器和线性标尺的位置。

工作时，计数器318保持的波长计数优先于微处理器226保持的波长计数。然而，微处理器仍确定波长范围内的相对位置。控制逻辑单元314向微处理器输出控制信号，在休眠与活动两模式间切换微处理器226。特别是，当卡尺在某一设定的时间周期里一直不用或相对位置变动极迅速时，微处理器将进入休眠模式。在后一种场合中，虽然计数器能跟上迅速移动，但是微处理器226却跟不上，所以无理由使用微处理器，直到移动充分减缓下来。控制逻辑单元的这种操作原理及其构成结构，在本技术领域是众所周知的，故不再详述。

波长跟踪器320里还包括了停跳逻辑(未图示)，以防止因边沿抖动而出现错误测量。因该逻辑在本技术领域已众所周知，故不再详作讨论。

图28对收发时序器322输出的信号和有关信号示出了一张信号时序图。图29表示发送控制信号和显示更新控制信号。

当微处理器226更新显示器138时(例如每秒10次)，它就计算波长离开“零”位运行的次数，它根据正交计数器318读出全波长运行的次数。然后根据A/D转换器224输出的信号S₁与S₂，微处理器226计算分数波长的运行。把分数波长加到全波长次数里，把相加结果乘上波长，得到的位置值送给显示器。

时序器322控制传感器信号的采样和波长跟踪器对波长运行次数作计数，都无需A/D转换器224或微处理器226协助。本例中，当卡尺断开时，只要断开微处理器226、A/D转换器224和显示器138，卡尺就作“准绝对”，因而采样电路和波长跟踪器318仍然在工作。当再接通卡尺时，波长跟踪器318保持工作，并提供有关卡尺定位范围内波长的信息，即使在卡尺断开期间该位置已移动了。这样，不管已切断了卡尺的高分辨度测量和显示功能这一事实，还是参照原来的“零”位计算并显示卡尺的位置。

图16～18是本发明电子卡尺100的第三实施例，其中已把读出头164与电子电路166分开。由于把读出头164从电子电路166里分离出来，所以电子元件与读出头元件之间的空间大了，故能减少不希望有的电气干扰，也可降低制造费用，且可期望把分裂器170同梁102做成一体。

在第三实施例中，分裂器170整体形成在导电梁102中，如图16与18所示。导电梁102的上表面经蚀刻或机械加工形成平均间隔开的槽220，留出抬起的导电梁102部分，于是导电梁102的上突部分形成了分裂器170。在导电梁102的上表面形成绝缘层172，让它遮盖分裂器170和槽220。在读出头164的绝缘涂层167与该绝缘层172之间有气隙174，其尺寸最好与第一实施例相同，即0.5mm。

如图17所示，读出头164像上述那样由基板162承载。然而，信号处理和显示电子电路166装在滑尺组件120内的独立基板262上。基板162和262都用罩盖139包封。用弹性密封件163接合独立的基板262。用普通高密度连接器165连接读出头164和信号处理和显示电子电路166。

如图16所示，操纵卡尺100的功率取自装在罩盖139上表面的普通太阳电池227。太阳电池227系市售元件，提供合适的功率操作小功率电感传感器卡尺100。

上述的卡尺100的三个实施例包括磁通分裂器170，它与读出头164经互作用提供测量信号。在图19与与20的第四实施例中，不用磁通分裂器170，而代之以磁通增强器170’，用来“增强”或增加通过接收器绕组178与179邻接部分的磁通。

除了下面说明的以外，图19和20所示的第四实施例卡尺100可使用前三个实施例揭示的任意一种读出头形状、电路和机械结构。在所有场合下应该理解，当用磁通增强器170’取代磁通分裂器170时，磁场将增强而不是被分裂。

就是说，相对于采用磁通分裂器170所起的作用，当采用磁通增强器170’时，磁通强度增大了，而所得信号的极性则相反。在随便哪一种情况，磁通增强器170’或磁通分裂器170都在空间上调制磁通量。

图19与20所示的增强型卡尺100，通过把高磁导率的物件诸如铁氧体移近读出头164来增强磁通。磁通增强器170’对发送器绕组180产生的变化磁场提供一条低磁阻通路，结果在磁通增强器170’附近改变或增强了接收器绕组178与179接收的磁通，这样使接收器绕组178与179输出非零的EMF信号。

因此，如果各磁通增强器170’的长度等于1/2波长193，那么随着磁通增强器170’在接收器绕组178的“+”“-”环路191a与191b以及接收器绕组179的“+”“-”环路192a与192b之间移动，在接收器绕组178与179的输出端185-188测得的信号将改变极性和幅值。这样，第四实施例的增强型卡尺100的操作方式完全类似于上述应用于前三个实施例卡尺100的分裂器170产生的信号行为。

如果让诸如增强器170’一类的高导磁率物件相对于读出头164而移动，则较高磁通密度区就通过接收器绕组178与179同连续一个环路191与192发生互作用。接收器绕组178与179输出信号的交流幅值将取决于磁通增强器170’重迭“+”环路191a与192a的面积和磁通增强器170’重迭“-”环路191b与192b的面积之差。

随着磁通增强器170’沿测量轴300运行，由于“+”环路191a与192a的重迭区和“-”环路191b与192b的重迭区之间的连续关系，使接收器绕组178与179输出信号的交流幅值连续变化。由于像图3那样周期性改变接收器绕组178的“+”“-”环路191a与191b以及接收器绕组179的“+”“-”环路192a与192b，所以这些信号也随波长193而发生周期性变化，且随磁通增强器170’的尺寸与位移而变化。

根据磁通增强器170’相对于接收器绕组178与179的运动，接收器绕组178与1 79输出的信号具有光滑、连续的正弦波形。连续信号能使卡尺100对延伸的距离得出准确的位置读数。

在图19和20的第四实施例的卡尺100中，标尺104包括多个设置于基板168’并沿基板168’间隔开的磁通增强器170’。磁通增强器170’是矩形的高导磁率构件，最好由非导电例如铁氧体一类高阻材料组成，而且是非磁化的，不会吸铁磁粒子。

组成基板168’的材料，最好使其导磁率远远小于磁通增强器170’使用的材料。像磁通分裂器170一样，磁通增流器170’的长度最好等于1/2波长193，并以等于一个波长193的节距位置；其厚度最好为1.5mm。所得信号强度同分裂器型卡尺100不相上下。

虽然磁通增强器170’可以比1.5mm更厚或更薄，但是厚的磁通增强器170’将提供更大的信号强度。磁通增强器170’的实际厚度应根据期望信号强度以及材料、制造费用折衷确定。

如在第一和第二实施例中那样，基板168’最好为非导电的。然后，根据制造上的考虑，基板168’可以多少有点导电性。图19和20的磁通增强器170’，其组成材料同梁102、基板168’分开。然而，如在第三例的长尺100中，磁通增强器170’却能同梁102’做成一体，此时的磁通增强器170’经过处理形成，即改变用于形成磁通增强器170’的那部分梁102’材料的导磁率。

如图21所示，在第五实施例的卡尺100中，把磁通增强器170’做成梁102’的凸出部分。为形成凸出部分，最好采用一种表面轮廓加工。这样，如在第三实施例的卡尺100中一样(图18)，可用与梁102’同种材料整体形成增强器170’。

增通增强器170’同读出头164靠得很近，可在增强器170’附近对磁通降低磁路的磁阻。这一作用可比拟成图19与20所示第四实施例中在基板168’、增强器170’与空间之间导磁率的变化，这使得第五实施例的卡尺100的操作基本上类似于图19与20所示的第四实施例的卡尺100。

在图22的第六实施例的卡尺100中，梁102’(或基板168’)包括多个低导磁率段233(如氧化铝)与多个高导磁率、高阻段234(如铁氧体)相交替。这样，梁102’或基板168’由一串交替的段233和234组成，这些段粘合成交替堆迭的材料。导磁性更好、非导电的段234规定了磁通增强器170’，并可提供比导磁性差些的段233更低磁阻的通路。

应该理解，导磁性较差的段233可用例如铜或黄铜等导电材料组成，这时也用导磁性较差的段制成分裂器170。所以，梁102’或基板168’包括两类磁通调制器：磁通分裂器233与磁通增强器234。

同样地，可沿着梁102’或基板168’的表面交替安置磁通增强器170’(234)与磁通分裂器170(233)，如图23所示。在此第七实施例的卡尺100中，分裂器170(233)和增强器170’(234)对接收器信号造成的影响大体上加性的，产生的信号比单单应用磁通调制器强得多。

再者，如图24所示，可在底座102或基板168’上设置分裂器170(233)和增强器170’(234)。此外，如在第三或第五实施例中，可将分裂器170(233)或增强器170’(234)同底座102’或基板168’做成一体，像图25与26那样。此时，可把其它分裂器170(233)和增强器170’(234)插入槽220里。

当然，上述对第一、第二和第三实施例的磁通分裂器型卡尺揭示的全部几何设计原理与电路，都可配用于第四至第七实施例的磁通增强器型卡尺100，以获得高精度和第一至第三实施例卡尺100所具备的长处。上述各种读出头几何结构以及上面揭示的电路与机械结构，在用增强器170’代替分裂器170时，都可用来大大提高原有技术“增强型编码器”的精度。上述的小功率电路技术也可配用于增强器170’且保留其小功率的诸优点。

虽然已示例性的叙述了本发明的特定实施例，但是不背离本发明的精神和范围可以作出各种等效的改变。例如，虽然针对接收器绕组178和179示出并叙述了正弦形环路191与192，但是，也能有效地应用各种其它几何形状，包括对给定读出头不同相位应用不同的几何形状。

同样地，这里虽然把示出并叙述的一般矩形导电杆和矩形高导磁率杆作为两类空间磁通调制器，但是也可采用其它几何形状。当把这些几何形状导出的非正弦输出信号作为位移的函数时，接着就可用查找表或本领域熟练技术人员已知的其它方法模拟实际的函数。根据众所周知的信号处理技术，同样可以修改或替换这里描述的位置计算公式。

本领域的熟练技术人员还应认识到，可以根据期望的精度和滑尺相对于标尺运动的最大期望速率，把采样频率选得比上述的采样频率更高或更低。

而且，这里描述的电子电路166仅包括示例性的分析电路。本领域的熟练人员应认识到，可设计用其它电路驱动发送器绕组180并检测来自接收器绕组178与179的信号。而且应认识到，由于上面揭示的电磁原理的对称性，发送器绕组180和接收器绕组178与179的操作规则可以像上述简单描述的那样反过来运用。

本领域的熟练人员应进一步认识到，最好把处理高频信号的电子元件置成尽量靠近传感器，而把处理低频信号的电路更远离传感器。高频电路例如包括用于驱动发送器绕组和用于检测来自接收器绕组信号的电路，低频电路例如包括采保电路下游的那些电路。特别是，若传感器激励频率为1MHz或更高，则至少要把信号发生电路与解调电路定位在读出头164上。

因此，本发明不受制于揭示的内容，而是由下述权利要求书确定其整个范围。

Claims (31)

1.一种电子电感式卡尺，其特征在于包括：

一滑尺；

一具有测量轴的延伸梁，滑尺可沿测量轴移动；

一向驱动电路提供电源的能源；

输入电源并输出驱动信号的驱动电路；

一连接至延伸梁与滑尺的电感传感器，电感传感器响应于滑尺在延伸梁上的相对位置而输入驱动信号并输出至少一个检测的信号；及

一分析电路，用于输入至少一个检测的信号并输出以细级分辨度表示滑尺在延伸梁上的位置的输出信号。

2.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，驱动电路包括一通过电感传感器放电的电容器。

3.如权利要求2所述的卡尺，其特征在于，电容器与电感传感器构成一谐振电路。

4.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，电感传感器的磁场响应于驱动信号以相当于至少1MHz的振荡频率的速率变化。

5.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，驱动信号是一种间歇驱动信号。

6.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，能源是一种小功率能源。

7.如权利要求5所述的卡尺，其特征在于，间歇驱动信号包括至少一个脉冲信号。

8.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，分析电路包括一计数器，它响应于滑尺沿延伸梁的移动，以粗于细级分辨度的粗级分辨度统计电感传感器输出的至少一个检测信号的部分循环。

9.如权利要求8所述的卡尺，其特征在于，计数器以至多1/4循环的空间间隔作出响应。

10.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，电感传感器包括：

至少一个磁场发生器，每个磁场发生器响应于间歇驱动信号在磁通区内产生变化的磁通；

至少一个磁通调制器，每个磁通调制器可定位在磁通区内，并能改变磁通调制器附近调制区内的磁通；以及

至少一个磁通传感器，每个磁通传感器设置在磁通区内并检测该磁通区内的磁通，每个磁通传感器产生至少一个检测的信号，每个检测的信号根据检测的磁通表示磁通传感器与至少一个磁通调制器的相对位置。

11.如权利要求10所述的卡尺，其特征在于，每个磁通传感器和每个磁场发生器中至少有一个在交替极性图案区中形成。

12.如权利要求11所述的卡尺，其特征在于，交替极性图案区包括以导电元件为边界的正弦形区。

13.如权利要求10所述的卡尺，其特征在于，在不存在至少一个磁通调制器的情况下，每个磁通传感器产生的输出信号对每个磁场发生器产生的变化磁通不敏感。

14.如权利要求10所述的卡尺，其特征在于，至少一个磁通调制器的每一个包括磁通分裂器和磁通增强器之一。

15.如权利要求10所述的卡尺，其特征在于，每个磁场发生器包括一磁场发生导体，而每个磁通传感器包括一检测导体，每个磁场发生器的磁场发生导体和每个磁通传感器的检测导体都设置在一薄区内。

16.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，分析电路在每个脉冲间隔期间以粗级分辨度确定相对位置的变化，而在多个脉冲间隔期间以细级分辨度确定一次相对位置。

17.如权利要求1所述的卡尺，其特征在于，电子卡尺吸取的平均电流最多为200μA.

18.如权利要求10所述的卡尺，其特征在于，每个磁场发生器和每个磁通传感器形成连续的空间调制电感耦合。

19.如权利要求10所述的卡尺，其特征在于，每个磁场发生器和每个磁通传感器形成空间调制的感应耦合，而每个输出信号作为重迭总面积的近似线性函数而变化，重迭面积由至少一个磁通调制器的截面积限定，它重迭了磁通区和至少一个磁通传感器当被垂直于至少一个磁通传感器的有效平面投射时的有效面积，把相反感应耦合极性的面积规定为相反符号面积。

20.如权利要求19所述的卡尺，其特征在于，每个磁场发生器和每个磁通传感器中至少有一个的面积以选定的空间频率作正弦调制，以限定空间调制的电感耦合。

21.如权利要求19所述的卡尺，其特征在于，重迭总面积以选定的空间频率按与相对位置的函数一样的正弦函数变化。

22.如权利要求19所述的卡尺，其特征在于，空间调制的电感耦合是一种连续的空间调制电感耦合。

23.一种用于操作如权利要求10所述的卡尺的方法，其特征在于，所述方法包括：

在磁通区内用磁场发生器产生变化磁通；

把滑尺相对延伸梁移动到相对某建立的基准位置的测量位置，其中，用磁通调制器调制耦合于磁通传感器与磁场发生器之间的电感，对应于滑尺与延伸梁之间的相对位置；

用磁通传感器检测调制的磁通，产生一对应于滑尺与延伸梁之间相对位置的检测出的信号；

监视由磁通传感器产生的检测信号；以及

响应于监视的检测信号确定建立的基准位置与测量位置间的距离。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，磁场发生器是一发送器绕组，而产生变化磁通的步骤包括对该发送器绕组提供一驱动信号，驱动信号造成流过发送器绕组的电流变化，以感应变化的磁通。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，对发送器绕组提供驱动信号的步骤包括：

用脉冲发生器以选择的脉冲间隔产生一串脉冲以得出脉冲信号；以及

对发送器绕组的一输入端提供脉冲信号。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，监视由磁通传感器产生的检测信号的步骤包括与脉冲信号同步地采样检测信号。

27.如权利要求26所述的方法，其特征在于，与脉冲信号同步地采样检测信号的步骤，包括根据脉冲信号与由脉冲发生器和发送器绕组构成的谐振电路响应峰值之间的期望时延采样检测信号。

28.如权利要求25所述的方法，其特征在于，确定步骤包括：

在每个脉冲间隔期间以粗极分辨度确定相对位置的变化；以及

在多个脉冲间隔期间以细级分辨度确定建立的基准位置与测量位置间的距离。

29.如权利要求23所述的方法，进一步包括以至多吸取200μA平均电流操作电子束卡尺的步骤。

30.如权利要求23所述的方法，其特征在于，用磁场发生器产生变化磁通的步骤包括对磁场发生器提供至多75μA的平均电流。

31.如权利要求23所述的方法，其特征在于：

每个磁场发生器和每个磁通传感器形成空间调制的电感耦合；以及

在移动滑尺的步骤中，磁通调制器进一步调制滑尺与延伸梁之间的空间调制电感耦合，以提供来自至少一个磁通传感器的连续变化的输出。

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