CN101187543B - 用于采样电感式换能器的脉冲线圈驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种用于采样电感式换能器的脉冲线圈驱动，其驱动线圈中至少一个与电容器形成串联电路，所述电容器的自由端与电压源的负端相连。该串联电路通常是开路的，即在脉冲之间的间隔期间没有电流。每一脉冲进行一次采样，并且需要针对采样的信号的最小时间以满足所需精度。每一脉冲的采样间隔之前为前采样间隔，之后为后采样间隔。在该前采样和后采样间隔期间，通过p-沟道MOS晶体管把线圈的自由端切换至电压源的正端，在串联电路上施加供电电压。在采样期间，通过n-沟道MOS管把线圈的自由端切换至电压源的负端，使得串联电路短路。因此，大部分磁能得以恢复，而不是在脉冲之后被耗散，并且降低了电阳损耗。

Description

用于采样电感式换能器的脉冲线圈驱动电路

技术领域

本发明涉及一种用于采样电感式换能器(sampled inductivetransducer)的脉冲线圈驱动。在对电感式换能器的高频率或带宽以及所需的低功耗之间做出折衷的应用中，需要这种间歇操作的换能器。通常，它们应用于电池供电的小型测量工具，如测径器、测微计和标度盘指示器：其具有小于100ns的脉冲宽度，它们的带宽为几MHz。它们具有的每秒大约一万次的相对低的脉冲或者采样率(每个脉冲进行的采样)将它们的功耗限定在几百微瓦。

背景技术

如授予Lovrenich的美国专利4,446,427中那样，脉冲可以是利用换能器的电感器和电容器形成谐振电路并通过周期性地启动振荡而产生的阻尼振荡。通过峰值检测电路对阻尼振荡的第一电压峰值进行采样，而峰值检测电路一定需要耗电的运算放大器。

在授予Masreliez等人的美国专利5,973,494中，所拾取(pick-up)的第一谐振信号峰值由简单的采样和保持电路来检测，即采样开关和之后的保持电容器，几乎不需要提供电流。另一个改进在于，可以通过在第二谐振电压峰值出现时的一个周期后停止每个阻尼正弦波而恢复磁能，峰值电压仅稍比初始供电电压低。因此，唯一需要的能量在于，在启动另一脉冲之前从峰值电压到初始供电电压的“加满(top up)”。

然而，第一电压峰值必须在正确的时间被采样，并且振荡刚好在第二电压峰值处停止。由于这些时刻由谐振电路的电感和电容所确定，所以必须针对每种换能器类型来调整时序。如果时序偏离+/-50％，则采样的信号降为零，如果其仅偏离+/-25％，由于振荡停在零伏而不是电压峰值处，因此不存在能量恢复。如果由片上RC时间常数而产生，则时序可能已经改变了几乎+/-20％，每平方(per square)片上表面电阻和区域电容的变化范围典型地为+/-10％。除了针对每种换能器类型进行调整之外，如需要恢复能量，则还需要单独的修正。时序可以来源于阻尼正弦波本身，但这需要耗电的模拟电路。

围绕这些时序约束的最简单的方法是，产生不依赖于换能器的感应负载的非谐振激励信号。如果同一电路还产生采样和保持信号，则该时序问题就会消失。这是授予Grimes等人的美国专利4,334,179中的情况，其中非连续矩形脉冲激励可以施加于分解器定子绕组，同时对转子绕组的输出进行采样。因此，该电路可以在较大百分比的时间中保持静态，电力需求实质上减少了，尽管该绕组的磁能没有被恢复。

在授予Dreoni的美国专利5,233,294的图5中公开了一种磁能恢复电路，基本上是没有外部负载的降压转换器(buck converter)，但是仅用于连续方波线圈激励。然而公知的是，降压转换器还能够在脉冲或非连续模式下恢复能量，每一个间隔的脉冲首先向线圈施加正电压，然后施加负电压。不幸地是，这种模式将引起通过电感器的净电流，当缺少外部负载时，这将向与电感器串联的电容器充电，并消弱电路的能量恢复。

假设，降压转换器中的负载是电荷泵，其输入端与电容器相连，且其输出端与电源干线(supply rail)相连，该降压转换器将把过量的电荷从电容器移去，以归还给电源。因此，对于脉冲激励，能量恢复成为可能，但是电荷泵电路的成本增加，其自身需要至少一个额外的电容器。

发明内容

因此，本发明的目的在于克服这些缺点，其在于至少一个驱动线圈和电容器形成了在脉冲之间的间隔期间开路的串联电路，每一脉冲具有三个连续间隔：以第一电压对所述串联电路进行切换操作的前采样间隔；以第二电压对所述串联电路进行切换操作的采样间隔，所述采样间隔对于适当的采样来说是足够长的；以及以第一电压对所述串联电路进行切换操作的后采样间隔。

所产生的脉冲电流在前采样间隔期间内理想地由零斜升至峰值电流，在采样间隔期间斜降穿越零并到达第二峰值电流，这个第二峰值电流与第一峰值电流大小相等且方向相反，然后在后采样间隔期间斜升回零。相应的磁能在第一电流峰值前积聚，然后在电流穿越零之前恢复为电能，在第二电流峰值之前再次积聚，并且在电流达到零之前再次恢复为电能。在实际情况中，存在一些电阻损耗，以及主要由于在脉冲结束时非零线圈电流所导致的一些磁能损耗。尽管如此，总损耗比现有采样换能器中使用的方脉冲线圈驱动中未恢复的峰值磁能要少得多。该损耗还小于具有电荷泵取代负载的假设的降压转换器中的损耗，其中在每一个脉冲期间，正电压然后是负电压被施加到线圈：相同时间内斜升和斜降仅仅一次而不是两次使峰值电流加倍，而这使电阻损耗变为四倍。

由于具有更高的损耗，在脉冲结束时剩余的电流增大。这个电流可以通过使后采样间隔比前采样间隔稍短而有利地减少，使得在脉冲结束时通过串联电路的电流可以被忽略。这种解决方案对于一直具有相同元件的换能器是最佳的。作为选择，自由回转(freewheeling)二极管可以用作后采样间隔期间的开关，其把向串联电路施加第一电压的开关旁路，并且当串联电路两端上的电压具有与第一电压相同的极性且高于第一电压时导通。当采样间隔结束时该二极管导通，当通过串联电路的电流降为零时该二极管截止，由此结束后采样间隔：在脉冲结束时没有磁能剩余，但这以而二极管的正向电压所引起的损耗为代价。

根据本发明的脉冲线圈驱动电路的简单实施例包括，线圈和偏置电容器形成串联电路，电容器的自由端与电压源的一端相连接，而在前采样和后采样间隔期间线圈的自由端可以被切换至电压源的一端，并且在采样间隔期间被切换至另一端。因此仅需要一个电压源和两个开关。这种线圈驱动是简单的，特别是当供电电压是这样的电压源：如果以CMOS技术实现，则与正电源连接的开关可以是p-沟道晶体管，而与负电源连接的开关可以是n-沟道晶体管。

有利地，如果根据本发明的电路以CMOS技术实现，则在脉冲的前采样和后采样间隔期间通过p-沟道晶体管施加正电源电压，而在采样间隔期间通过n-沟道晶体管施加负电源电压，前采样和后采样间隔比采样间隔短得多。这使损耗最小化，因为n-沟道晶体管的电流携带能力和输出电导实质上比p-沟道晶体管的要高：在更短的时间内产生更高的损耗，并且整个脉冲持续时间并不比所需的采样时间(即所需的采样间隔)长很多。

根据本发明的、并被指定用于具有若干相同的驱动线圈的换能器的线圈驱动电路被连接至公共电容器。线圈的另一端要么为开路，要么在至少一个完整脉冲持续时间中被选择用于与公共电容器形成串联电路。为了获得每一个线圈的相同的脉冲时序，公共时序发生器通过使能(enabling)逻辑连接至每一个线圈的开关，使得在任何一个脉冲期间，可以激励所需的线圈。使能逻辑还可以选择在任何一个脉冲期间被采样的换能器的线圈。这种线圈驱动电路，除了减少了电路元件的数量以外，还确保所有的换能器线圈的相同操作，这有益于精度。

根据本发明的线圈驱动电路可以具有可变的脉冲长度和/或脉冲速率，例如在空闲或者“看门狗”减少功率模式下具有更短的脉冲长度和更低的脉冲速率，该模式用于监测运动，以避免大致的位移跟踪：只要检测到运动，就恢复正常操作。

最后，在根据本发明的电路中，驱动和拾取线圈可以是同一个，即测量总电感而不是互感中的变化。为了在这种情况下更准确地采样，应当对线圈两端上的电压进行采样。

附图说明

图1示出了根据本发明的基本换能器线圈驱动和采样电路的电路图和波形。

图2示意性地示出了根据本发明的包括二极管的线圈驱动电路的变体的电路图和波形。

图3示意性地示出了根据本发明的线圈驱动和采样电路的CMOS实现实例及其波形。

具体实施方式

在图1中示出的电路包括由换能器驱动线圈L1和存储电容器C1组成的串联电路。该串联电路可以是开路(open)的，或通过开关S1连接至电压V₁或者通过开关S2连接至电压V₂。在串联的线圈L1和电容器C1两端上的电压是VL，单在电容器C1两端上的电压是VC。换能器感测线圈L2上感应的电压VP作为通过采样开关S3而采样的电压VS而存储在采样电容器C2上。图1中的波形示出了该电路的操作，从上至下为：开关S1、S2、S3的断开(下面)或者导通(上面)，共享同样的电压标度的电压VL和VC、线圈电流I，共享同样的电压标度的感应电压VP和采样的电压VS。虚线示出了无损耗电路的波形，以下称作理想电路，实线示出了具有电阻元件的电路的波形，即线圈L1和开关S1和S2具有有限的电导，以下称作实际电路。时序标记：脉冲从时刻t0持续至t3；时刻t0是前采样间隔的开始，t1是其结束以及采样间隔的开始，t2是其结束以及后采样间隔的开始，t3是其结束；在刚好在t2之前的t2′时刻停止采样。

为了清楚起见，参考图1中的虚线所示的电压和电流波形，在此首先描述理想电路的操作。在脉冲开始前，即在时刻t0之前，开关S1和S2断开(打开)：没有电流流过线圈L1和电容器C1，从而电容器C1上剩余的任何电荷及其电压V_C保持不变。因为没有电流流过线圈L1，所以电压V_L等于V_C，因此其两端上没有电压。脉冲在t0时刻以前采样间隔开始：开关S1导通(闭合)，电压V_L迅速变为V₁。电流I开始流过电感器L1和电容器C。其变化率与线圈L1两端上的电压(V1-VC)成正比。前采样间隔在t1时刻停止，此时开关S1打开且采样间隔开始：开关S2闭合，电压由VL迅速变为V2。电流I的变化率现在与线圈两端上的电压(V2-VC)成正比，并且假设电压VC处于电压V1和V2之间，电流波形的斜率反转。在图1中，电压V1高于VC和较低的V2，使得电流I在时刻t0至t1之间增大，然后直到采样间隔结束时才减小，此时开关S2打开，后采样间隔开始：开关S1再次闭合，使得VL再次迅速变为V1，并且电流I的变化率与在前采样间隔中的变化率相同。后采样间隔和脉冲在时刻t3结束，此时开关S1打开。开关S1和S2都被打开，电容器两端上的电压VC被保持，直到下一个脉冲。

电流I增加了电容器C1中的净电荷，并驱动电压VC至其稳态值，即在脉冲期间增加的净电荷变为零。显然，电压VC的这个稳态值必须处于电压V1和V2之间，否则从零开始的电流仅在脉冲期间对电容器C1充电(如果VC小于V1和V2)或者仅对其放电(如果VC大于V1和V2)：因此，电压VC自动稳定至电压V1和V2之间的某个值。

一旦达到稳定态，则所有电压和电流的波形如图1中所示。在理想的无损耗情况下，电容器电压VC在脉冲之前和脉冲之后完全相同，并且当脉冲开始时刻t0时和在其结束时刻t3时电流I等于零。从能量的观点看，以下是理想操作。在前采样间隔期间，从t0至t1，增大的线圈电流增加了磁能。然后这些存储的能量在采样间隔的前半部分(在t1时刻开始)期间作为电能被反馈到电路中，直到当减小的线圈电流经过零时没有磁能剩余为止。在采样间隔的另一半(在t2时刻结束)期间，随着线圈电流I在相反方向增大，磁能再次在线圈L1中增加。在后采样间隔期间(由t2至t3)，电能由线圈反馈至电路，直到相反的电流在时刻t3处减少至零。如果电流I在时刻t3处不为零，则其相关的磁能在该脉冲之后耗散。

因此，低功率操作的另一期望特征是，在脉冲结束时不存在线圈电流。在理想(即无损耗)电路的稳态操作的情况下，针对该特征的条件是前采样和后采样间隔相等：电流I将因此由时刻t0线性增加至时刻t1的峰值，然后线性减小至t2时刻的负峰值，然后再次以与时刻t0和t1之间相同的斜率线性增加，直到其在时刻t3处停止。利用相等的前采样和后采样间隔(t1-t0＝t3-t2)，理论上遵循：对于图1中示出的理想情况(虚线)，两个电流峰值相反并且相等，因此，正电流I在脉冲中部之前对电容器C1充电，当电流I经过零并且变为负值时，在脉冲结束前对电容器C1放电相同的量；这样，对于理想电路来说，脉冲结束时净电荷和电流实际上都为零。

采样开关S3通常打开。在采样间隔在时刻t1开始时，采样开关S3闭合，由感测线圈L2拾取的电压转移至采样电容器C2。采样开关S3在时刻t2′(刚好在采样间隔结束的时刻t2之前)闭合，以避免由于时刻t2处线圈L1上的电压变化引起的拾取瞬变(transient)。从这时起，电容器C2保持电荷，直至下一脉冲。所述的采样几乎不需要电力，并且采样和保持信号之后可可进入几乎不耗费电力的低频模拟信号处理电路。采样本身必须足够长以使瞬变得以稳定。这些瞬变是由采样间隔开始时线圈L1两端上的电压变化而产生。它们的衰减(decay)时间主要是换能器线圈的分布式参数的函数。

如果驱动电路的L/R时间常数超过脉冲宽度，那么来自开关和线圈电阻的损耗较低。这样，针对电力与其它脉冲驱动方法进行比较，操作足够接近于理想情况。为了有效的比较，对于同样的换能器线圈结构，它们都具有相同的采样时间和相同的感应电压VP，这是当其在采样期间具有相同的驱动线圈电压的情况。如图1所示，对于更简单的比较，电路的前采样和后采样间隔是采样间隔的各一半长。在采样期间，稳态电容器电压VC和线圈电压等于电压V1和V2的平均值。

第一比较是与简单的常用方脉冲进行比较，针对相同的采样间隔，这个方脉冲由供电电压的一半而驱动(例如来自电容电压分压器)并且施加到线圈：当其电流从零升至峰值电流时，取代从负峰值电流到正峰值电流，在脉冲结束时其具有两倍的峰值线圈电流，因此具有四倍的磁能，而该磁能不能恢复。结果，其功耗远超过根据本发明的电路的功耗。

具有线圈两端上的相反电压的额外的简单方脉冲(即减去供电电压的一半)会立刻遵循这个简单的方脉冲：通过线圈的从零升至峰值的电流将回到零，如同上述假定的具有取代负载的电流恢复电荷泵的非连续模式降压转换器一样。也不会出现磁能损耗，因为脉冲结束时的电流也是零，但是电阻损耗大约是根据本发明的电路的四倍，因为电流由零升至峰值并返回，而不是在相同时间内两次由零升至该峰值的一半并返回。同样，功耗将会远大于根据本发明的电路的功耗。

实际电路的损耗改变了线圈的电压和电流波形，使得针对最小功耗而优化的前采样和后采样间隔不再相等。为了分析这些变化，参考在图1中实线表示的电压和电流波形，在此描述实际电路的操作。这些变化大部分是由于开关S1和S2的电阻以及线圈L1的有效电阻(包括涡流损耗)引起的，在此仅考虑它们的影响。电容器C1本质上是无损耗的，而且对于其两端上可被忽略的纹波电压来说足够大。由于电路的操作实质上保持相同，线圈电阻可以从线圈中方便地移除并添加替代为每一个开关电阻：就像某个时刻仅有一个开关是起作用的，结果将会相同。

在前采样间隔期间，从t0至t1，随着开关S1两端上的电阻电压(V1-VL)随着电流I的增大而增大，从电压V1开始的电压VL的波形向下倾斜。在时刻t1，采样间隔开始并且线圈L1切换至V2，由于相同的峰值电流引起的开关S2两端上的电阻电压，电压VL下降至V2以下。当电流I变成零并且反转以在时刻t2到达其负峰值时，电压VL的波形现在向上倾斜，并且在接近采样间隔中部时穿过电压V2。后采样间隔开始并且线圈L1切换回电压V1。由于负峰值电流，电压VL高于V2并且之后下降，电流I再次斜升至零。

如果把图1中实线表示的实际电路的电压VL波形与虚线表示的理想电路的波形相比，可以明显看出，平均电压VL在理想电路和在实际电路中是相同的，即等于电压V1和V2的平均值。如果实际电路的电压VC与理想电路的电压相同，其将会遵循：线圈两端上的平均电压(VL-VC)保持为零。当在时间上对线圈电压进行积分，除以电感，得到电流I，这个电流将在脉冲结束时为零。然而，电阻电压降，即实际电压和理想电压VL之间的差，在脉冲的中部之前还是负的，之后才是正的，将导致在脉冲中部前实际电流波形的斜率次于理想斜率，并且从那之后优于理想斜率：平均电流和净电荷将是负的。实际电路的电压VC因此比理想电路的电压低以保持电荷平衡。这种情况中，如图1所示，实际电路的线圈电压(VL-VC)在脉冲期间的积分现在为正而不是零，使得电流在时刻t3’穿过零后在时刻t3脉冲结束时为正。这个剩余电流的磁能因此被添加至其它损耗。

剩余的磁能通常小于电阻损耗，但是在开关断开时产生了瞬变电压，这可能会引起额外的损耗，例如通过触发CMOS电路中的寄生双极晶体管。这种方案对于一直具有相同元件的换能器是最佳的。这使得期望在线圈电流穿过零时停止脉冲。一种实现方法是使得后采样间隔比前采样间隔稍短已知量，使得可以忽略脉冲结束时通过串联电路的电流。这对于具有相同元件(包括线圈)的电路来说是有效的，从而很好地定义了线圈电流的零交越时刻。

作为选择，可以在后采样间隔期间用作开关。二极管在采样间隔结束时导通，并且在通过串联电路的电流降为零时截止，由此结束后采样间隔：在脉冲结束时没有剩余磁能，但是以由于二极管的正向电压引起的损耗为代价。

另一种当线圈电流达到零时停止脉冲的方法是，使用自由回转(freewheeling)二极管以旁路向串联电路施加第一电压的开关，并且当串联电路两端上的电压具有与第一电压相同的极性且高于第一电压时导通。在图2中示出了增加了二极管的图1的线圈驱动电路。所有的元件都是相同的并且该电路也是相同的，除了添加到此处以旁路开关S1的二极管D1。测量相同元件两端上的图1和图2中的相同电压和电流。假设电压V1高于V2，二极管D1被极化为在电压VL升至电压V1之上的情况下导通。在图2中以波形的方式示出了电路的操作，从上面开始：开关S1、S2和二极管D的接通(下面)或者断开(上面)，共享相同的电压标度的电压VL和VC，以及电流I。时序标记在两幅图中均相同，但是在图2中，脉冲和后采样间隔在t3′而不是在t3停止。示出的波形与实际电路中的波形接近，假设电压VC达到其稳态值。

图2中示出的二极管电路的波形在时刻t2前与图1中示出的波形相同，此时开关S2断开，中断线圈电路，开关S1停留在断开位置：线圈的能量驱动电压VL瞬间由接近电压V2的低电压升至高于V1一个二极管压降的电压，所以二极管D1开始导通。电流I随着线圈能量而减少，并且当其为零时，电压VL崩溃并且二极管D1停止导通。在后采样间隔期间，二极管D1因此取代开关S1的功能，唯一的不同在于当线圈电流为零时自动切断，从而线圈中不会留下能量。当线圈的零交越时刻不可预期时，这种电路是令人感兴趣的，例如在接近传感器(proximity sensor)中线圈的等价电阻随着导电对象靠得更近而增大。

图2中示出的二极管电路的其它优点包括：需要更少能量的更简单的开关控制，每一开关仅需要一个方脉冲；以及二极管D1起到保护电路的电压钳位电路的作用。其也有缺点：由于二极管的正向电压降而产生的额外损耗；在达到其导通电压之前高的二极管电容。一种可能的折衷是这样的电路：开关S1在后采样间隔期间仍旧闭合以便和二极管D1共享电流，然后在线圈电流的预期零交越之前再次断开。电路的选择取决于应用。

根据本发明的线圈驱动电路的特定实施例(相当于上述的电压V1和V2相等并相反的电路)可以利用仅仅一个电压源来实现，例如具有电压V1的电池，在前采样和后采样间隔期间以一种方式连接，而在采样间隔期间以另一种方式连接。仅仅需要一个电压源，但是需要四个开关对其进行反转。

根据本发明的线圈驱动电路的更简单的实施例在于，线圈和偏置电容器形成串联电路，电容器的自由端连接至电压源的一端，而线圈的自由端在前采样和后采样间隔期间可以切换至电压源的一端，并且在采样间隔期间切换至另一端。该实施例相当于上述图1和图2中的电路，只是两个电压V1或V2之一为零。因此仅需要一个电压源和两个开关。这种线圈驱动是简单的，特别是当供电电压是这样的电压源时：如果以CMOS技术实现，连接至正电源的开关是p-沟道晶体管，连接至负电源的开关是n-沟道晶体管，控制这些晶体管的“导通”或“截止”的栅极电压处于正电源或负电源：当其栅极处于负电源时，n-沟道晶体管截止，当其栅极处于正电源时，n-沟道晶体管导通，当其栅极处于正电源时，p-沟道晶体管截止，当其栅极处于负电源时，p-沟道晶体管导通。整个电路仅需要一个电源。

图3以其波形示出了根据本发明的线圈驱动和采样电路的CMOS实现。电压源B的正侧将电压V1输送给电路，其负侧连接至公共电压(零伏)。p-沟道晶体管M1和n-沟道晶体管M2形成半桥，p-沟道晶体管M1的沟道连接至电压源B的正端电压V1，n-沟道晶体管M2的沟道连接至电压源B的负端处的公共电压(零伏)。晶体管M1和M2的沟道连接在一起，并且还驱动与电容器C1和公共电压(零伏)串联的线圈L1。如上所述，电压VL是L1和C1上的电压，而VC仅是C1两端上的电压。n-沟道晶体管M3的沟道把拾取线圈L2连接至采样电容器C2，电容器C2和线圈L2的另一端连接至公共电压。如上所述，电压VP是拾取线圈L2上的感应电压，而电压VS是采样电容器C2两端上的电压。晶体管M1、M2、M3的栅极分别连接至控制电压VG1、VG2、VG3。

图3中以波形的方式示出了CMOS电路的操作。从上至下示出了以下波形：控制电压VG1、VG2、VG3，电压VL和VC(公共电压标度上)，线圈电流I，以及电压VP和VS(公共标度上)。波形时序标记与图1所示的相同：在时刻t0时刻脉冲开始，在时刻t1前采样间隔结束，采样间隔开始，在时刻t2时刻采样间隔结束并且后采样间隔开始，在时刻t3后采样间隔与脉冲一起结束；在时刻t2′采样脉冲结束。图3中的波形接近于实际电路的波形。

操作如下：在脉冲之前，晶体管M1、M2和M3截止，控制电压VG1为高(处于电压V1)，而控制电压VG2和VG3为低(处于零伏)。假设电容器C1对于其上可忽略的电压纹波来说足够大，而且电压VC已经达到其稳态值。在t0时刻，控制电压VG1下降并且晶体管M1导通，所以电压VL等于V1。线圈中的电流I从零斜升，随着穿过晶体管M1的电流I引起的电阻电压降的增大，电压VL减小。在t1时刻，控制电压VG1和VG2增大，晶体管M1截止且晶体管M2导通，而且电压VL降至零伏以下：由于电流I在转变期间保持相同，晶体管M2上存在初始电阻负电压降。在t1和t2时刻之间，由于电流斜降(由于电压VL-VC降低)并且改变其方向，线圈电压VL从零伏以下升至零伏以上，因此晶体管M2上的电阻电压降反转。采样发生在t1和t2′时刻之间，同时控制电压VG3从时刻t1至t2′变高。拾取线圈L2上感应的电压VP从t1时刻至t2′时刻对保持电容器C2进行充电，t2′时刻刚好在t2时刻之前以避免采样瞬变。在t2′时刻后，晶体管M3截止，在电容器C2上保持采样的电压VS(直到下一脉冲)。在t2时刻，控制电压VG1和VG2再次下降，晶体管M2截止，而晶体管M1导通。由于电流I导致的晶体管T1上的电阻电压降，电压VL升至V1之上。然后，当电流I在接近t3时刻穿过零时，电压VL在脉冲结束时降至电压V1，为此调整时序：后采样间隔要比前采样间隔短。

为了优化电路设计，必须注意这样的事实：p-沟道晶体管的导电性比相同尺寸的n-沟道晶体管的导电性低大约三倍(因此，如图3中的电压VL的波形所示，晶体管M1上的电阻电压降更高)。使p-沟道晶体管变得更大不是最优的，因为其增大了栅极电容，因此导致栅极驱动损耗，并且使转变减慢。

如图3所示，一种较好的方法是，选择p-沟道开关晶体管用于前采样间隔和后采样间隔，选择n-沟道开关晶体管用于采样间隔，并且缩短前采样和后采样间隔。这减少了p-沟道开关晶体管的电阻损耗，而且减小了存储在电容器C上的电压VC，从而减小了拾取的电压VP，使得换能器的敏感性降低。合理的折衷是，采样间隔比其它两个间隔中的每一个长三倍或者四倍。在采样间隔期间使用n-沟道开关晶体管的另一优点在于，到时间采样结束，由于沟道电阻引起的信号幅度损失更少。这在部分上补偿了降低的拾取电压，而且还减少了电阻电压降对于拾取的信号的影响。

一些换能器具有两个或者更多个驱动线圈。如果根据本发明的电路用于驱动每一个线圈，并且所有驱动线圈必须使用相同的脉冲波形来驱动，则仅需要一个连接至所有驱动线圈的公共存储电容器。驱动线圈的其它端可以被选择用于至少一个脉冲的持续时间，从而与公共电容器一同形成串联电路。每一个线圈的驱动晶体管将通过启用(enabling)栅极的控制信号由公共时序信号电路来控制。这将会使线圈之间的差异以及所产生的精度损失最小化，并节省元件和连接。

根据本发明的线圈驱动电路可以具有可变的脉冲长度和脉冲速率。这种特征在所谓的递增位置换能器特别有用，其输出是其位置的周期性函数。如果该换能器关闭，则其不会感测任何移动，因此会错过几个周期，并且在开启后指示错误的位置。为了避免这个问题，当没有移动且不需要显示位置时，该换能器可以被切换至空闲或者“看门狗”模式。采样(因而是脉冲长度)可以更短，因为足以获得刚好避免大致的位移跟踪的粗略读数。而且，脉冲速率可以降至仍允许初始运动的安全检测的速率(在该情况下，正常操作将立即恢复)。由于较低的脉冲速率和较短的脉冲持续时间，因此空闲模式下的功耗小得多。实验已经证实，对于例如测径器的手持测量工具，这个空闲模式下的脉冲速率可以从正常操作速率减少四倍，而脉冲长度最高减少两倍。

最后，在根据本发明的电路中，驱动和拾取线圈可以是同一个，即测量自感而不是互感的变化。为了在这种情况下更准确地进行采样，应当对线圈两端上的电压进行采样。

为此，线圈的两端可以被同时采样并且获得被采样的信号的电压差，例如通过传统的差分放大器。此外，在线圈两端的差分采样还会增加对外界干扰的抗扰性，使得这种差分采样方法在驱动和拾取线圈分离的情况下也是有利的。在这种情况下，不把拾取线圈的一端与公共电压相连接，而是通过相同的电阻把其两端连接至公共电压，这对于提高对称性是有益的。

Claims (6)

1.一种用于采样电感式换能器的脉冲线圈驱动电路，其中，至少一个驱动线圈和电容器形成了在脉冲之间的间隔期间开路的串联电路，每一脉冲具有三个连续间隔：以第一电压对所述串联电路进行切换操作的前采样间隔；以第二电压对所述串联电路进行切换操作的采样间隔，所述采样间隔对于适当的采样来说是足够长的；以及以第一电压对所述串联电路进行切换操作的后采样间隔。

2.根据权利要求1所述的脉冲线圈驱动电路，其中，所述后采样间隔比所述前采样间隔稍短，以便在脉冲结束时通过所述串联电路的电流可以被忽略。

3.根据权利要求1所述的脉冲线圈驱动电路，其中，用于切换在所述串联电路上切换的第一电压的开关被二极管旁路，所述二极管在所述串联电路上的电压具有与第一电压相同的极性且高于第一电压时导通。

4.根据权利要求1所述的脉冲线圈驱动电路，其中，所述电容器的自由端连接至电压源的一端，所述至少一个驱动线圈的自由端，在脉冲之间为开路，在所述前采样间隔期间被切换至所述电压源的另一端或者第一电压，然后在所述采样间隔期间被切换至所述电压源的所述一端，由此第二电压为零，并且然后在所述后采样间隔期间被切换回所述电压源的另一端或者第一电压，然后在脉冲结束时变为开路。

5.根据权利要求4所述的脉冲线圈驱动电路，其中，所述电容器的自由端连接至电压源的负端，所述至少一个驱动线圈的自由端，在脉冲之间为开路，在所述前采样间隔和所述后采样间隔期间通过p-沟道MOS晶体管被切换至所述电压源的正端，并且在所述采样间隔期间通过n-沟道MOS晶体管被切换至所述电压源的负端，所述前采样间隔和所述后采样间隔合起来比所述采样间隔要短。

6.根据权利要求1所述的脉冲线圈驱动电路，其中，两个或者更多个线圈的一端连接至公共电容器，对于至少一个完整的脉冲持续时间，其另一端要么为开路，要么被选择为与所述公共电容器一同形成串联电路。