JPH09329407A - 電子ノギス - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電子ノギスにおいて、過酷な環境下でも高精
度の測定を行えるようにする。 【解決手段】 電子ノギス１００は、ビーム１０２およ
びスライダ・アセンブリ１２０を含む。ビーム１０２上
には、それに沿って複数の磁束変調器（ディスラプタ）
１７０が設けられ、スライダ・アセンブリ１２０には磁
場発生器及び磁束センサからなる読み取りヘッド１６４
が設けられる。この構成により、誘導トランスデューサ
が構成される。スライダ・アセンブリ１２０を移動させ
ると、読み取りヘッド１６４にて変調された磁束が検出
され、その検出結果に基づいてスライダ・アセンブリ１
２０の位置等が判定される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子ノギスに関
し、より詳しくは誘導位置トランスデューサ素子を用い
た電子ノギスに関する。

【０００２】

【従来の技術及びその課題】電子ノギスあるいは電子カ
リパス（ｃａｌｉｐｅｒ）は、製造工業において物体の
厚さや他の物理的寸法を測定する場合に広く用いられて
いる。これら電子ノギスの主要な構成要素としては、容
量位置トランスデューサが挙げられる。

【０００３】容量トランスデューサは、ほとんど電流を
通さない。したがって、容量トランスデューサは、電子
ノギスなどの電力を電池から得る測定装置に用いるのに
きわめて適している。容量トランスデューサは、平行板
コンデンサ・モデルの下で作動する。容量トランスデュ
ーサの内部では、トランスミッタ電極とレシーバ電極が
スライドの上または中に取り付けられている。トランス
ミッタ電極は、適当な信号発生回路に接続される。レシ
ーバ電極は、適当な読み取り回路に接続される。

【０００４】スライドは、固定スケールに沿って移動す
る。スケールは、互いに隔てられてスケールの長手方向
に沿って伸びる複数の信号電極を含む。スライドがスケ
ールに対して移動すると、スライド上のトランスミッタ
およびレシーバ電極がスケール上の信号電極と結合す
る。読み取り回路は、レシーバ電極に結合された少なく
とも一つの信号の位相をトランスミッタ電極に結合され
た少なくとも一つの信号の位相と比較してスケールに対
するスライドの移動または位置を判別する。

【０００５】容量位置トランスデューサは、増分式トラ
ンスデューサであってもあるいは絶対位置式トランスデ
ューサであってもよい。増分式容量位置トランスデュー
サでは、読み取り回路は既知点からの相対移動を示すだ
けである。絶対位置式容量位置トランスデューサでは、
読み取り回路は最初の位置がわかっているか否かにかか
わらずスライドとスケールの間の絶対位置を示す。増分
式および絶対位置式位置トランスデューサは、アメリカ
合衆国特許第４４２０７５４号および第４８７９５０８
号に開示されている。

【０００６】これらの容量位置トランスデューサは、検
査室あるいは設計事務所などの乾燥した比較的清浄な環
境で使用するのに適しているが、機械工場や他の比較的
汚染度の高い環境での寸法の測定のために電子ノギスを
使用すると、このような環境では、容量位置トランスデ
ューサは、金属粒子、研磨塵粉、冷却用または切断用流
体など粒子状物質や流体で汚染されるおそれがある。液
体または粒子状汚染物質は、スケール上の信号電極とス
ライド上のトランスミッタおよび／またはレシーバ電極
の間に入り込む。そして、入り込んだ汚染物質は、スケ
ールに対するスライドの位置に関係なく信号電極とトラ
ンスミッタおよび／またはレシーバ電極の間のキャパシ
タンスを変える。一般的に、容量位置トランスデューサ
の信号電極とトランスミッタ電極および／またはレシー
バ電極の間の汚染物質は、三つの異なるメカニズムで測
定誤差を生じさせる。

【０００７】第１に、粒子または液体は、空気の誘電率
と異なる誘電率を有する場合がある。その場合、汚染物
質を間にはさんだ信号電極とレシーバ／レシーバ電極の
間のキャパシタンスは、間に汚染物質のない同じ形状の
信号電極とレシーバ／レシーバ電極の間のキャパシタン
スより大きくなる。その結果、ノギスがスライドの位置
を正確に示さなくなる。

【０００８】第２に、汚染物質が比較的高い導電率をも
つ場合がある。通常、信号電極とトランスミッタ／レシ
ーバ電極は開回路を形成し、両者の間には電流が流れな
い。信号電極とトランスミッタ電極またはレシーバ電極
の間の導電性汚染物質は、この回路を閉じる。とくに、
ＲＣ回路が形成され、汚染物質は抵抗素子を形成する。
このようにして形成されたＲＣ回路の時定数は、汚染物
質の導電率および信号電極とトランスミッタおよび／ま
たはレシーバ電極の間のキャパシタンスの両者の関数で
ある。時定数が比較的短い場合には、信号の振幅がきわ
めて速く減衰するので容量位置トランスデューサに用い
られている従来の回路では信号を正しく検出することが
できない。

【０００９】第３に、信号電極とトランスミッタおよび
／またはレシーバ電極の間の導電性粒子は、その信号電
極とトランスミッタおよび／またはレシーバ電極の間に
伸びる場を変えるおそれがある。その結果、信号電極と
トランスミッタおよび／またはレシーバ電極の間のキャ
パシタンスが変化する。電場に歪みが生じると、信号電
極とトランスミッタおよび／またはレシーバ電極の間の
信号にも歪みが生じる場合がある。そのため、ノギスが
スライドの位置を正確に示さなくなる。

【００１０】ガーハード等のアメリカ合衆国特許第５１
７２４８５号は、容量位置トランスデューサ内の汚染物
質の悪影響を最小限に抑えるための一つのアプローチを
記載している。このアプローチは、電極を薄い絶縁材料
の層でコーティングすることを含む。そして、スライド
をスケール上に取り付けて、スライド（トランスミッタ
およびレシーバ）電極上の絶縁コーティングがスケール
（信号）電極上の絶縁コーティングに隣接して配置され
るようにしている。すなわち、信号電極とトランスミッ
タおよびレシーバ電極の間に絶縁コーティングを配置す
ることによってこのような悪影響が最小限に抑えられ
る。さらに、スライド上の絶縁コーティングが滑動して
スケール上の絶縁コーティングに接触する。絶縁コーテ
ィングの間のこの滑動接触によって、スライドとスケー
ルの間の汚染物質が侵入する隙間が小さくなる。

【００１１】この滑動接触式のアプローチでは、電極同
士が互いに相手方に向かって復元可能に付勢されること
が必要である。この復元力のある付勢によって電極が互
いに相手方から離れることができるため、正確な表面の
平坦さおよび位置合わせからずれた場合でもそれに適応
することが可能となる。すなわち、絶縁層同士を互いに
相手方から離すことができる。すなわち、汚染度のきわ
めて高い環境でこのような容量位置トランスデューサを
用いると、汚染物質がスライドをスケールから離し、自
らがスライドとスケールの間に集まることになる。換言
すれば、このアプローチは状況によっては不適当であ
る。

【００１２】しかし、カーハード等の開示した薄いコー
ティングではなく厚い絶縁コーティングを用いれば、ス
ライドとスケールの間に集まる汚染物質によるマイナス
の影響をある程度少なくすることができる。厚い絶縁コ
ーティングは、汚染物質によって生成されるキャパシタ
ンスで直列に接続された一対のコンデンサを生成する。
絶縁コーティングによって生成されるキャパシタンス
は、スライドがスケールに沿って移動しても変化しない
ため、汚染物質の厚さまたは組成の変化によって生じる
信号電極とトランスミッタおよび／またはレシーバ電極
の間のキャパシタンスの変化は、主として厚い絶縁コー
ティングによって生成される固定キャパシタンスによる
ものとなる。厚い絶縁コーティングを用いれば絶縁性汚
染物質によって生じる問題を軽減することはできるが、
このアプローチによって問題を完全に解消することはで
きない。

【００１３】他に、液体および粒子状汚染物質から電極
を隔離するアプローチもある。例えば、容量位置トラン
スデューサを密閉することもできる。しかし、そのよう
に密閉すると、製造および組立コストが上昇し、しかも
製品の信頼性が低下する場合が多い。また、この種の密
閉法をあらゆる大きさおよび用途のノギスに適用するこ
とは実際上不可能である。

【００１４】他の種類の位置測定式トランスデューサと
しては、磁気トランスデューサを挙げることができる。
磁気トランスデューサは、油、水、および他の流体によ
って生じる汚染では比較的影響されない。例えばソニー
・マグネスケール・エンコーダのような磁気トランスデ
ューサは、磁場を検出する読み取りヘッドおよび１以上
の周期的磁気パターンで選択的に磁化された強磁性スケ
ールを使用する。読み取りヘッドは、スケール上の磁気
スケール・パターンに対して相対移動して磁場の変化を
検出する。しかし、磁気トランスデューサ自身は、磁化
されたスケールに引きつけられた小さい粒子、特に強磁
性粒子によって影響される。その結果、磁気トランスデ
ューサも、その正確さに対する汚染物質の影響を排除す
るために、密閉したり、カプセルに入れたり、あるいは
その他の方法で保護することが必要となる。磁気トラン
スデューサは、また、電子ノギスで求められるきわめて
低い消費電力を実現することができない。そのため、磁
気トランスデューサは、通常、ノギスでは用いられな
い。

【００１５】誘導トランスデューサは、容量トランスデ
ューサや磁気トランスデューサとは異なり、切断用の
油、水、その他の流体ならびに塵埃、強磁性粒子、その
他の汚染物質にほとんど影響されない。インダクトシン
（商標）型のトランスデューサなどの誘導トランスデュ
ーサでは、一方の部材に多数の巻線を用いて変化する磁
場を伝送し、それを他方の部材の同様な巻線によって受
け取る方法が用いられる。第一の部材の巻線を流れる交
流が変動磁場を生成する。第二の部材が受信する信号
は、それら二つの部材の間の相対位置にもとづいて周期
的に変化する。第二の部材からの変動信号に接続された
位置判別回路は、第一および第二の部材の間の相対位置
を判別する。ただし、いずれの部材も能動型である。し
たがって、各部材は、適当な駆動回路に電気的に結合す
る必要があるが、それによって製造および設置コストが
高くなる。さらに、誘導トランスデューサでは両部材が
ともに電気的に結合される必要があるため、誘導をノギ
スのような手持ち式装置に組み込むことは困難である。

【００１６】ハウブルックのアメリカ合衆国特許第４６
９７１４４号、ドレオニのアメリカ合衆国特許第５２３
３２９４号、イチカワ等のアメリカ合衆国特許第４７４
３７８６号、およびサッチャーの英国特許出願第２０６
４１２５号には、汚染物質に影響されないが磁気または
誘導トランスデューサより低いコストで製造できる移動
または位置トランスデューサが開示されている。これら
の参考文献に記載されているのは、活性化された部材と
受動的なあるいは活性化されない部材の間で位置を検出
する位置検出装置である。これらの参考文献に記載され
ている変換システムは、誘導トランスデューサの一つの
欠点である二つの移動する部材の間の電気的相互結合を
除外したものである。しかし、これらのシステムでは、
一般的に、誘導または容量トランスデューサの高い精度
が確保されていない。

【００１７】さらに、これらの変換システムの中には、
十分に強い磁場を生成する受動部材が強磁性であること
が好ましいとされるものもある。あるいは、能動部材内
または上に形成された複雑な構造によって構成され集束
される磁場の中で受動部材を移動させるものもある。し
かし、これらのシステムは、いずれも、利用者がノギス
に求める低消費電ならびに十分な正確性および測定範囲
をあたえるものではない。これらの参考文献に開示され
た変換システムは、また、不連続であるかまたは単純な
位置の関数であらわされない出力信号を生成するもので
ある。このような信号を用いると、相対位置の判別が不
正確になる。一般的にいって、これらのシステムは、す
べて、市販の電子ノギスに求められる十分な精度と広い
測定範囲をともに実現することができない。

【００１８】したがって、本発明の目的は、苛酷な工場
および現場環境で使用することのできる電子ノギスを提
供することにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明の電子ノギスは、
粒子状および流体汚染物質にほぼ影響されない変換素子
を含む。本発明の電子ノギスは、従来の電子スケールの
通常の形態、操作方法、感度、および低電力消費を保持
するものである。本発明の電子ノギスは、プリント回路
基板技術などの公知の製造方法を用いて容易にまた少な
い費用で製造することができる。さらに、本発明に係る
トランスデューサは、強磁性粒子を含む粒子、あるいは
油、水、その他の流体による汚染に影響されない。その
結果、トランスデューサは、環境から守るための費用の
かかる密閉具を使用せず、しかもたいていの工場および
現場環境で使用することができる。本発明の電子ノギス
のパルス駆動回路によって、誘導トランスデューサの消
費電力は低く抑えられる。したがって、本発明のノギス
は、望ましくは手持ち式で電池を電源とする測定用具で
あり、例えば小さい電池または太陽電池を用いて長い使
用寿命が得られる。

【００２０】本発明のノギスは、細長い主ビーム上に取
り付けられるスライダを含む。位置測定用の両接触子
（両顎、ｊａｗｓ）は、主ビームおよびスライダの各々
から突出している。主ビームに対するスライダの位置
は、主ビームとスライダの上の位置測定用接触子の間の
距離を示す。

【００２１】主ビームは、細長いスケールに機械的に結
合される。細長いスケールは、スケールの長手方向に沿
ってパターン状に伸びる一組の磁場または磁束の変調器
を含む。スライダ・アセンブリは、ピックオフ・アセン
ブリを含む。位置測定用接触子間の相対移動は、一群の
磁場または磁束変調器と読み取りヘッドの間の相対移動
に対応する。電子ノギスは、主ビームの長手方向に沿っ
てスライダに取り付けられスライダから前方へ突出する
深さ棒を含む。深さ棒は、表面の穴の深さを測定するた
めに用いられる。

【００２２】低電力信号処理電子回路は、読み取りヘッ
ドにのみ接続され一組の磁場または磁束変調器には接続
されない。低電力信号処理電子回路は、読み取りヘッド
と該一組の磁場または磁束変調器の間の相対位置を、読
み取りヘッドによって生成されまた受信された信号に対
する変調器の破壊作用の関数として示す。本発明の電子
ノギスの構成では、好ましくは一組の磁場または磁束変
調器に対して相対移動する読み取りヘッドをもつ低電力
誘導トランスデューサを使用するが、電子ノギスは、汚
染物質の影響を受けない十分に正確で十分に低電力な他
の種類の誘導トランスデューサを使用することもでき
る。

【００２３】本発明に係る誘導トランスデューサは、好
ましくは導電性材料の第一の経路を有する磁場源を含
む。磁場源は、変動磁場または変動磁束を生成すること
ができる。一群の磁場または磁束変調器の少なくとも１
つは、変動磁場または変動磁束の内部に位置する。変調
器は、一組の磁場または磁束変調器に近い磁場または磁
束を変化させる。この域内に形成される検出導線は、磁
束受け取り領域の周期的パターンを形成する。この周期
的パターンは、測定軸に沿って伸び、変動磁場または変
動磁束内部に配置される。したがって、変動磁場または
変動磁束は、変動磁場または変動磁束に応答して検出導
線の少なくとも一つの出力と交差する起電力（ＥＭＦ）
を受動的に生成する。

【００２４】少なくとも１つの磁場または磁束変調器と
検出導線の周期的パターンは、第一の位置から第二の位
置へ互いに相対的に移動する。第一の位置では、周期的
パターンの第一の部分が少なくとも１つの磁場または磁
束変調器と重なり合う。第二の位置では、周期的パター
ンの第二の部分が少なくとも１つの磁場または磁束変調
器と重なり合う。すなわち、少なくとも１つの磁場また
は磁束変調器は、ＥＭＦを第一の位置から第二の位置へ
変化させる。

【００２５】少なくとも一つの磁場変調器またはレシー
バ変調器は、検出導線の周期的パターンと共働して検出
導線の出力と交差するＥＭＦの振幅を生成する。この振
幅は、少なくとも１つの磁場または磁束変調器の相対位
置と検出導線の周期的パターンの連続的に変化する周期
関数として変化する。一つの実施形態にあっては、一組
の磁場または磁束変調器は、各々が、導電板によって形
成される磁束ディスラプタ（ｄｉｓｒｕｐｔｅｒ）（磁
束破壊手段）である。他の一実施形態にあっては、一組
の磁場または磁束変調器は、各々が、高い透磁性をもつ
材料から形成される磁束エンハンサ（ｅｎｈａｎｃｅ
ｒ）（磁束増進手段）である。さらに他の一実施形態に
あっては、一組の磁場または磁束変調器は、少なくとも
一つの磁束ディスラプタと少なくとも一つの磁束エンハ
ンサを含む。

【００２６】検出導線は、好ましくは複数の第一のルー
プおよびそれと交差する複数の第二のループによって形
成される。第一および第二のループは、変動磁場内に配
置される。第一のループは、各々が、変動磁場に応答し
て変化する第一の信号成分を生成する。同様に、第二の
ループは、各々が、変動磁場に応答して変化する第二の
信号成分を生成する。

【００２７】複数の第一および第二のループと一組の磁
場または磁束変調器は、互いに相対移動自在である。第
一の位置では、第一のループの一以上が一組の磁場また
は磁束変調器の対応するものに近接し、したがって、第
一のループによって生成された第一の信号成分を変更す
る。第二の位置では、第二のループの一以上が一組の磁
場または磁束変調器の対応するものに近接し、したがっ
て、第二のループによって生成された第二の信号成分を
変更する。第一および第二の信号成分は、一組の磁場ま
たは磁束変調器に対する第一および第二のループの各々
の位置を示す。

【００２８】したがって、本発明は、誘導センサを含む
ものであり、その物理的および電気的諸特性、正確さ、
範囲、および電力消費における効果を実用的で手持ち式
で電池を電源とするノギスに組み込んだものとなってい
る。本発明に係るノギスは、粒子および液体汚染物質の
いずれにも影響されず、したがって広範な用途に適し、
さらに、正確で、従来のノギスと比較して製造費が比較
的少ない。

【００２９】

【発明の実施の形態】図１に示すように、誘導型電子ノ
ギス１００は、細長いビーム１０２およびスライダ・ア
センブリ１２０を含む。細長いビーム１０２は、ほぼ直
方形の断面を有する剛性または半剛性の棒又は板部材で
ある。細長いビーム１０２の上面には溝１０６が形成さ
れる。測定スケール１０４は細長いビーム１０２の溝１
０６内に接着固定される。溝１０６は、スケール１０４
の厚さにほぼ等しい深さで形成される。したがって、ス
ケール１０４の上面は、ビーム１０２の上縁とほぼ同一
平面上にくる。

【００３０】ビーム１０２の第一の端部１１２の近くに
は、一対の横方向に突出する固定接触子（固定顎）１０
８および１１０が一体的に形成される。スライダ・アセ
ンブリ１２０の上には、対応する一対の横方向に突出す
る可動接触子（可動顎）１１６および１１８が形成され
る。物体の外側の寸法は、接触子１０８および１１６の
一対の係合面１１４の間に物体を置いて測定される。同
様に、物体の内側の寸法は、物体の中に接触子１１０お
よび１１８を置いて測定される。接触子１１０および１
１８の係合面１２２は、測定する物体の上で表面に当触
される。

【００３１】係合面１２２および１１４は、接触子１０
８および１１６の係合面１１４が互いに接触したときに
接触子１１０および１１８の係合面１２２が互いに位置
合わせされるように配置される。この位置はゼロ位置
（図示せず）で、この位置では、ノギス１００で測定さ
れる外側および内側の寸法はともにゼロになるはずであ
る。

【００３２】ノギス１００は、また、スライダ・アセン
ブリ１２０に取り付けられる深さ棒１２６を含む。深さ
棒１２６は、ビーム１０２から長手方向に突出し、係合
端部１２８で終わっている。深さ棒１２６の長さは、ノ
ギス１００がゼロ位置にあるときに、係合端部１２８が
ビーム１０２の第二の端部１３２と同一平面にくるよう
に設定される。ビーム１０２の第二の端部１３２を、穴
が形成された表面上にのせた状態で、深さ棒１２６をそ
の端部１２８が穴の底に接触するまで穴の中に伸びるよ
うにすれば、ノギス１００で穴の深さを測定することが
できる。

【００３３】測定に際し、外側接触子１０８および１１
６、内側接触子１１０および１１８、または、深さ棒１
２６のいずれを用いる場合でも、測定された寸法は、ノ
ギス１００のカバー１３９内に取り付けられる公知のデ
ジタル表示装置１３８上に表示される。カバーには、ま
た、一対のプッシュボタン１３４および１３６が取り付
けられている。スイッチ１３４は、スライダ・アセンブ
リ１２０の信号処理および表示電子回路１６６のオン／
オフを行なう。スイッチ１３６は、表示部１３８をゼロ
にリセットするために用いられる。

【００３４】図１に示すように、スライダ・アセンブリ
１２０は、案内縁部１４２を備えた基部１４０を含む。
案内縁部１４２は、スライダ・アセンブリ１２０が細長
いビーム１０２をまたいだ状態のときに細長いビーム１
０２の側縁部１４６と接触する。これによって、ノギス
１００を正確に操作することができる。一対のねじ１４
７は、復元力のある圧力棒１４８をビーム１０２の係合
する縁部に向けて付勢し、アセンブリ１２０と細長いビ
ーム１０２の間の遊びをなくす。

【００３５】深さ棒１２６は、細長いビーム１０２の下
側に形成された深さ棒溝１５２（図２参照）内に挿入さ
れる。深さ棒溝１５２は、細長いビーム１０２の下側に
沿って伸び、深さ棒１２６のための隙間を形成する。深
さ棒１２６は、端部止め１５４によって深さ棒溝１５２
内に保持される。端部止め１５４は、第二の端部１３２
でビーム１０２の下側に取り付けられる。端部止め１５
４は、また、使用中にスライダアセンブリ１２０が細長
いビーム１０２から不用意に外れるのを防ぐ。

【００３６】スライダ・アセンブリ１２０は、また、細
長いビーム１０２の上方で基部１４０上に取り付けられ
たピックオフ・アセンブリ１６０を含む。即ち、基部１
４０とピックオフ・アセンブリ１６０は一体として移動
する。ピックオフ・アセンブリ１６０は、公知のプリン
ト回路板などの基板１６２を含む。基板１６２は、その
下表面に誘導読み取りヘッド１６４を備えている。基板
１６２の上面には、信号処理および表示電子回路１６６
が取り付けられている。また、基板１６２には表示装置
１３８用の接続部材１６５が設けられている。カバー１
３９と基板１６２の間には、復元性のある密閉具１６３
が押し込められ、信号処理および表示電子回路１６６の
汚染を防ぐ。

【００３７】図２には、図１に示す２−２断面が示され
ている。図２に示すように、読み取りヘッド１６４は、
薄くて耐久性のある絶縁性コーティング１６７で覆われ
ている。コーティングの厚さは、好ましくは約５０ｍｍ
である。

【００３８】スケール１０４は、その主要な変換素子と
して細長い印刷回路基板１６８を含む。図１に示すよう
に、一連のディスラプタ１７０が周期的パターンの中で
プリント回路板１６８に沿って互いに隔てられつつ配置
されている。ディスラプタ１７０は、好ましくは銅で形
成される。ディスラプタ１７０は、好ましくは公知のプ
リント回路基板製造技術を用いて形成するが、他の製造
方法を用いてもよい。図２に示すように、コーティング
層（保護絶縁層）１７２（好ましくは大きくとも厚さ１
００ｍｍ）がディスラプタ１７０を覆っている。コーテ
ィング層１７２は、図１に示すように印刷されたマーキ
ングを含むものとすることができる。

【００３９】スライダ・アセンブリ１２０は、読み取り
ヘッド１６４を支持しており、そのため絶縁コーティン
グ１６７および１７２の間に形成される空気の隙間１７
４でビーム１０２からわずかに離されている。この空気
の隙間１７４は、好ましくは０．４ｍｍ程度である。読
み取りヘッド１６４とディスラプタ１７０が結合して誘
導トランスデューサを形成する。誘導トランスデューサ
は、とくに好ましくは以下に説明する種類のものとす
る。ただし、ノギス１００には、必要な機械的組立性を
もち、十分に正確で、電力消費が少なく、また同様に汚
染物質に影響されないものであれば他の種類の誘導トラ
ンスデューサを使用することができる。

【００４０】読み取りヘッド１６４とディスラプタ１７
０によって形成される誘導トランスデューサは、図１−
３に示す第一の好ましい実施形態にあっては、変動磁場
を生成することによって作動する。変動磁場は、その変
動磁場内に配置されたディスラプタ１７０の中に、渦電
流として知られる循環電流を誘導する。

【００４１】例えば、ディスラプタ１７０の一つは、電
磁石の磁極面の間に配置される。磁極面の間の磁場は、
電磁石が交番電流によって駆動されるときなどには時間
とともに変化する。そして、ディスラプタ１７０内の任
意の閉ループを通る磁束が変化する。その結果、閉ルー
プの周囲に起電力（「ＥＭＦ」）が誘導される。ディス
ラプタ１７０は導線であるため、渦電流が生成され、そ
の大きさはＥＭＦを、ディスラプタ１７０が形成された
材料のループに沿った抵抗で割った値に等しい。

【００４２】このような渦電流は、変圧器の磁心に発生
することが多い。変圧器では、このような渦電流は、電
力損につながり、また熱を発生してその熱を発散させる
必要があるため望ましくない。しかし、本発明にあって
は、渦電流の存在を利用して好ましい結果が得られてい
る。

【００４３】図３は、読み取りヘッド１６４の部分をよ
り詳細に示す。読み取りヘッド１６４は、好ましくはほ
ぼ同一平面上の５本の導線１８０−１８４を含む。二本
の導線１８１および１８２は、第一のレシーバ巻線１７
８を形成する。他の二本の導線１８３および１８４は、
第二のレシーバ巻線１７９を形成する。第一および第二
のレシーバ巻線１７８および１７９は、重ね合わされた
状態で基板上１６２の中央に配置されまた基板に沿って
伸びる。

【００４４】第一および第二のレシーバ巻線１７８およ
び１７９は、各々が正弦状パターンに配置され、同じ波
長を有する。導線１８１は、端部１８５から相互接続点
１８９ａまで伸び、そこで導線１８２に接続している。
導線１８２は、逆に端部１８７まで伸びている。第一の
レシーバ巻線１７８を形成する導線１８１および１８２
は、複数の正弦状ループ１９１を構成する。

【００４５】同様に、導線１８３は、端部１８８から相
互接続１８９ｂまで伸び、そこで導線１８４に接続して
いる。導線１８４は、逆に端部１８６まで伸びている。
第二のレシーバ巻線１７９を形成する導線１８３および
１８４は、複数の正弦状ループ１９２を構成する。ルー
プ１９２は、第一のレシーバ巻線１７８によって形成さ
れるループ１９１からループの四分の一または二分の一
波長だけずらされている。

【００４６】図３において、導線１８１−１８４は、基
板１６２の同一平面上に示されている。しかし、各導線
１８１−１８４の交番の二分の一波長部分は、実際には
基板１６２の別々の層上にある。すなわち、巻線１７８
および１７９は物理的に互いに接触しない。同様に、巻
線１７８および１７９は、各々、パターンの中央部の
「交差」点では物理的に互いに接触しない。各導線１８
１−１８４の二分の一波長部分は、基板１６２を通って
伸びるフィードスルー１９０によって同じ導線の他の二
分の一波長部分と結合されている。導線１８１−１８４
は、基板１６２の同一表面上にはないが、薄い同一域内
に置かれている。すなわち、基板１６２上の巻線１７８
および１７９の最上層と基板１６２の最下層との間の距
離はきわめて小さい。したがって、導線１８１−１８４
は、ほぼ同一平面上にある。

【００４７】第二のレシーバ巻線１７９は、空間的位相
がずらされていることを除いて第一のレシーバ巻線１７
８とほぼ同じである。そのため、以下の説明は主として
第一のレシーバ巻線１７８について行なう。以下の説明
は第二のレシーバ巻線１７９にも同様に適応される。

【００４８】第五の巻線１８０は、トランスミッタ巻線
で、やはり薄い域内にあり、第一および第二のレシーバ
巻線１７８および１７９をほぼ取り囲んでいる。トラン
スミッタ巻線１８０も、また、公知のプリント回路基板
製造技術を用いて基板の１６２の一つの層または表面上
の導線によって形成される。トランスミッタ巻線１８０
は、第一および第二のレシーバ巻線１７８および１７９
を取り囲むのに十分な長さ１９４と幅１９５を有する。

【００４９】他に特に断わらない限り、図３および図４
における測定は、測定軸３００との関係で定義される。
「長さ」は、通常、測定軸３００に平行に伸びる寸法を
さし、「幅」は、通常、基板１６２の面内で測定軸３０
０に対して垂直に伸びる寸法をさす。第一のレシーバ巻
線１７８によって形成される二つの隣接するループ１９
１または第二のレシーバ巻線１７９によって形成される
二つの隣接するループ１９２が占める距離は、読み取り
ヘッド１６４のピッチまたは波長１９３として定義され
る。一つのループ１９１または１９２が占める距離は、
波長１９３の二分の一に等しい。各ディスラプタ１７０
が占める距離３０２も、好ましくは波長１９３の二分の
一に等しい。第一のレシーバ巻線１７８と第二のレシー
バ巻線１７９の間が四分の一波長だけずらされているこ
とによって、直交位相で信号が生成される。したがっ
て、スケール１０４に対する読み取りヘッド１６４の移
動の方向を観察することができる。さらに、ディスラプ
タ１７０の一つの縁から隣接する実施形態１７０の対応
する縁までの距離は、好ましくは波長１９３に等しい。
ディスラプタがすべて同じである場合には、縁から縁ま
での距離３０４が波長１９３の整数「Ｋ」倍であること
は理解されよう。この場合には、各レシーバ巻線の長さ
が波長１９３の「Ｎ＊Ｋ」倍であることが望ましい。た
だし、Ｎはやはり整数である。

【００５０】図４に示すように、第一のレシーバ巻線１
７８は、ループ１９１の正弦状パターンを有する。第一
のレシーバ巻線１７８は、一方向に正弦状またはジグザ
グのパターンに配置され、さらに逆方向に配置された導
線１８１および１８２によって形成される。すなわち、
導線１８１および１８２は、（電気的にではなく）物理
的に互いに交差してループ１９１を形成している。ある
いは、ループ１９１は、ループ状の絶縁線をループに沿
って角度を規則的に増やしながら時計回りまたは半時計
回りに捩じることで形成することが可能である。第二の
レシーバ巻線１７９の構成も、この第一のレシーバ巻線
１７８と同じである。

【００５１】ループ１９１が交差する構成のため、隣接
するループ１９１は、実効的な巻きの方向が互いに異な
ることになる。トランスミッタ巻線１８０を通って流れ
る交番電流によって、第一のレシーバ巻線１７８を通っ
て伸びる均一で時間によって変化する磁場が生成され
る。この時間によって変化する磁場は、第一のレシーバ
巻線１７８の中にＥＭＦあるいは時間によって変化する
電流を生成する。すなわち、レシーバ巻線１７８は、特
別の磁束センサーとして機能する。隣接するループ１９
１が互いに異なる方向に巻かれているため、隣接するル
ープ１９１に生成されるＥＭＦおよび電流は、図５に
「＋」と「−」の記号で示すように交番の極性をもつこ
とになる。

【００５２】ループ１９１は、各々がほぼ同じ面積を内
包する。したがって、「＋」のループ１９１ａの数が
「−」のループ１９１ｂの数と等しく、またループ１９
１が均一な磁束を受ける場合には、磁場が第一のレシー
バ巻線１７８の端末１８５および１８７を通る正味ゼロ
のＥＭＦを誘導することになる。このことは、第二のレ
シーバ巻線１７９にもあてはまる。

【００５３】スケール１０４上のディスラプタ１７０ま
たは他の任意の導体が読み取りヘッド１６４の近くへ動
かされると、トランスミッタ巻線１８０によって生成さ
れた磁場がディスラプタ１７０または他の導体内に渦電
流を誘導する。その結果、ディスラプタの近くに磁場が
生成され、トランスミッタ巻線１８０によって生成され
た磁場を消そうとする。すなわち、渦電流は、ディスラ
プタ１７０に近いトランスミッタの磁場を減衰する逆磁
場を生成する。

【００５４】その結果、第一のレシーバ巻線１７８が受
ける磁場は、空間的に変えられたまたは破壊されてい
る。「＋」ループ１９１ａと「−」ループ１９１ｂの破
壊が等しくないかぎり、レシーバ巻線１７８は、ゼロで
ないＥＭＦ信号を出力する。その結果、出力端末１８５
と１８７の間のＥＭＦは、導電性ディスラプタ１７０が
「＋」ループ１９１ａの近くから「−」ループ１９１ｂ
の近くまで移動するとその極性が変化することになる。

【００５５】ディスラプタ１７０の大きさは、波長１９
３に等しくないことが好ましい。例えば、ディスラプタ
１７０の長さ３０２が波長１９３に等しくまたディスラ
プタ１７０の幅が幅１９５に等しいとすると、ディスラ
プタ１７０がループ１９１に対して測定軸３００に沿っ
たどの位置にいるかにかかわりなく、隣接の「＋」ルー
プ１９１ａと「−」ループ１９１ｂの等しい面積にわた
ってトランスミッタ磁場を破壊することになる。その結
果、レシーバ巻線１７８からのＥＭＦ信号出力の振幅
は、見かけ上、ゼロになる。

【００５６】さらに、レシーバ巻線１７８からの出力
は、ループ１９１に対する物体の位置に影響されない。
すなわち、出力は、測定軸に沿ったディスラプタ１７０
の位置にかかわりなくゼロである。この配列からは有用
な信号が得られないため、ディスラプタ１７０の大きさ
は、波長１９３に等しくないことが好ましい。ディスラ
プタ１７０の長さ３０２は、一波長１９３より大きくし
てもよい。しかし、ディスラプタの一波長１９３に等し
い部分は有用な信号強度に貢献しないため、ディスラプ
タ１７０の長さ３０２は、一波長１９３より小さいこと
が好ましい。

【００５７】ディスラプタ１７０の長さ３０２が一波長
１９３（または波長１９３の整数倍）に等しくなけれ
ば、大部分の位置で、ループ１９１の等しくない「＋」
と「−」の部分が破壊されることになる。すなわち、信
号出力は、ループ１９１に対するディスラプタ１７０の
位置に影響される。信号出力は、ディスラプタ１７０の
長さが波長の二分の一に等しいときに位置の関数として
最大の振幅の変化を示す。ディスラプタ１７０の長さが
波長１９３の二分の一の場合、ディスラプタ１７０は、
全「＋」ループ１９１ａまたは全「−」ループ１９１ｂ
のいずれかを周期的にカバーするが、隣接する「−」ル
ープ１９１ｂまたは「＋」ループ１９１ａのいかなる部
分もカバーしない。すなわち、二分の一波長の長さのデ
ィスラプタ１７０が最も強い信号を生成することができ
る。

【００５８】図３に示すように、ディスラプタ１７０
は、一波長１９３のピッチ（一つの縁から対応する隣接
の縁間での距離）でスケール１０４上に配置される。す
なわち、連続するディスラプタは、二分の一波長１９３
で隔てられている。好ましくは、ディスラプタ１７０
は、きわめて導電性が高いが強磁性ではない。すなわ
ち、ディスラプタ１７０は、磁化されずまた強磁性粒子
を引きつけない。図１に示すように、第一の好ましい実
施形態にあっては、スケール１０４の長さが読み取りヘ
ッド１６４の長さより大きい。すなわち、スケール１０
４の長さがノギス１００の測定範囲を確定する。

【００５９】図６は、第二の好ましい実施形態を示す。
この第二の好ましい実施形態にあっては、以下に説明す
る部分を除いて、ノギス１００は第一の実施形態のノギ
ス１００と同じである。図６に示すノギス１００の第二
の好ましい実施形態にあっては、レシーバ巻線１７８お
よび１７９とトランスミッタ巻線１８０は、主ビーム１
０２上に配置されるスケール１０４によって支持されて
いる。ディスラプタ１７０は、スケール１０４に沿って
移動するスライダ・アセンブリ１２０内に配置される。
ノギス１００のこの第二の好ましい実施形態にあって
は、読み取りヘッド１６４は、主ビーム１０２のほぼ全
長にわたって伸びている。信号処理および表示装置１６
６と電源も、主ビーム１０２上に配置され、公知の手段
で読み取りヘッド１６４に接続されている。

【００６０】ノギス１００の第一の実施形態においても
また第二の実施形態においても、第一のレシーバ巻線１
７８のループ１９１は、好ましくはトランスミッタ巻線
１８０の内部の所定の域内に配置される。本発明の発明
者等が行なった実験の結果、トランスミッタ巻線１８０
が生成する磁場の強度は、トランスミッタ巻線１８０の
導線からの距離の関数として急速に低減することが明ら
かになった。しかし、発明者等の実験の結果では、ま
た、トランスミッタ巻線１８０の内部の該域内のトラン
スミッタ巻線１８０の導線から一定距離以上離れたとこ
ろでは、磁場が均一の値に近づくことも明らかになっ
た。

【００６１】したがって、この一定の距離が比較的均一
の磁場の領域の周囲を決定することになる。磁場が均一
になる距離は、巻線の形状の関数である。したがって、
本発明の誘導トランスデューサの精度を高めるために
は、ループ１９１および１９２は、好ましくはトランス
ミッタ巻線１８０から一定距離だけ離される。第一およ
び第二のレシーバ巻線１７８および１７９のループ１９
１および１９２は、さらに好ましくは完全に比較的均一
な磁場の域に配置される。

【００６２】一つの実施形態にあっては、ディスラプタ
１７０、レシーバ巻線１７８および１７９、およびトラ
ンスミッタ巻線１８０は、下記の寸法とされる。

【００６３】レシーバ巻線の波長＝０．２００インチ ディスラプタの長さ＝０．１００インチ ディスラプタの幅＝０．４９０インチ トランスミッタ巻線の幅＝０．４００インチ レシーバ巻線の幅＝０．３４０インチ レシーバの四分の一波長＝０．０５０インチ トランスミッタ巻線の長さ＝１．９５０インチ 「＋」ループ１９１ａと「−」ループ１９１ｂを正確に
釣り合わせまた交互に配置することによって、第一のレ
シーバ巻線１７８は、ディスラプタ１７０がない場合に
は結果としてゼロ出力を示す。同時に、「＋」ループ１
９１ａと「−」ループ１９１ｂを互いに隣接させて交互
に配置することによって、ディスラプタ１７０が測定軸
３００に沿って移動するのに応じて各レシーバ巻線の出
力で連続する信号が得られる。これらの設計上の諸要因
によって、電子ノギス１００では高い信号／ノイズ比が
得られる。すなわち、これらの諸設計要因によって、高
精度の測定が可能となる。

【００６４】上に説明した読み取りヘッド１６４および
スケール１０４の第一の好ましい実施形態の形状は、ノ
ギス１００が高精度であることを保証するものである。
さらに、上に説明したノギス１００の第一の好ましい実
施形態の形状は、測定軸３００に垂直な読み取りヘッド
１６４の幅方向に沿った非均等なトランスミッタの場の
影響を大幅に除去するものである。上に述べた形状は、
また、本発明の誘導トランスデューサの均衡のとれた
「差動検出」によって、外部から加えられる磁場を「コ
モン・モード・エラー」として排除するものである。誘
導トランスデューサ型ノギス１００の第一の好ましい実
施形態の精度は、主として読み取りヘッド１６４とスケ
ール１０４の構成および構造に対する配慮によるもので
ある。

【００６５】図５（Ａ）−（Ｃ）は、誘導型ノギス１０
０の動作の例を示す。スケール１０４とそのディスラプ
タ１７０（斜線で示す）がトランスミッタ１８０および
第一のレシーバ巻線１７８に対して移動すると、ディス
ラプタ１７０は、第一のレシーバ巻線１７８のすべての
「−」ループ１９１ｂをカバーするが、「＋」ループ１
９１ａはなにもカバーしない。トランスミッタ巻線１８
０は、誘導的にディスラプタ１７０に結合してその中に
渦電流を誘導する。その結果、ディスラプタ１７０は、
「−」ループ１９１ｂを通過するトランスミッタの磁場
を消そうとする。すなわち、「−」ループ１９１ｂを通
過する正味の磁束は、「＋」ループ１９１ａを通過する
正味の磁束より少なくなる。したがって、「−」ループ
１９１ｂは、「＋」ループ１９１ａより誘導ＥＭＦの生
成が少なくなる。その結果、第一のレシーバ巻線１７８
は、その出力端末１８５および１８７を通る正味で
「正」の極性の電流と電圧を生成する。

【００６６】図５（Ａ）は、第一のレシーバ巻線１７８
の「−」ループ１９１ｂのすべてを覆うが、「＋」ルー
プ１９１ａをまったく覆わないディスラプタ１７０を示
す。トランスミッタ巻線１８０は、ディスラプタ１７０
と誘導結合してディスラプタ１７０内に渦電流を誘導す
る。その結果、ディスラプタ１７０は、「−」ループ１
９１ｂを通るトランスミッタ磁束の作用を消そうとす
る。すなわち、「−」ループ１９１ｂを通る正味の磁束
は、「＋」ループ１９１ａを通る正味の磁束より少な
い。このため、「−」ループ１９１ｂが生成する誘導Ｅ
ＭＦは、「＋」ループ１９１ａのそれより小さい。その
結果、第一のレシーバ巻線１７８は、その出力端１８５
および１８７を通る正味で「正」の極性の電流および電
圧を生成する。

【００６７】トランスミッタ巻線１８０が時間によって
変化する磁場を生成するため、出力信号は、時間ととも
に変化する。この入力信号に対して時間によって変化す
る出力信号の振幅および極性が、読み取りヘッド１６４
とスケール１０４の間の相対位置を示す。図５（Ｃ）
は、読み取りヘッド１６４に対するスケール１０４の位
置の変化に応じて出力信号の振幅と極性がどのように変
化するかを示す。

【００６８】図５（Ｃ）に示す波形の最初のピークは、
第一のレシーバ巻線１７８の端末１８５および１８７を
通る正の極性の振幅をもつ出力の例である。極性は、入
力信号に対する時間によって変化する出力信号の時間位
相を示す。出力信号の極性は、入力信号に対して同位相
かまたは逆位相（１８０°の位相ずれ）である。

【００６９】図５（Ｂ）は、ディスラプタ１７０がすべ
ての「＋」ループ１９１ａには重なるが「−」ループ１
９１ｂにはなにも重ならないようにスケール１０４を動
した場合を示す。この相対位置では、ディスラプタ１７
０内に生成される誘導電流は、「−」ループ１９１ｂを
通過するトランスミッタ磁場の磁束を消すように作用す
る。すなわち、「−」ループ１９１ｂは、「＋」ループ
１９１ａより多くの誘導ＥＭＦを生成する。その結果、
第一のレシーバ巻線１７８は、その出力端末１８５およ
び１８７で正味で負の極性の極性の電流および電圧を生
成する。図５（Ｃ）に示す波形の最初の谷は、第一のレ
シーバ巻線１７８の端末１８５および１８７を通る負の
極性の振幅をもつ出力の例である。

【００７０】図５（Ａ）に示すように、ディスラプタ１
７０が完全に「−」ループ１９１ｂに重なると、その結
果得られる出力信号は、図５（Ｃ）の波形のピークで示
すように最大の正の振幅をもつようになる。逆に、図５
（Ｂ）に示すように、ディスラプタ１７０が完全に
「＋」ループ１９１ａに重なると、その結果得られる出
力信号は、図５（Ｃ）の谷で示すように最大の負の振幅
をもつようになる。

【００７１】ディスラプタ１７０が図５（Ａ）に示す位
置と図５（Ｂ）に示す位置の間を測定軸３００に沿って
移動すると、図５（Ｃ）の波形の振幅が連続的に変化す
る。とくに、ディスラプタ１７０が正確に「＋」ループ
１９１ａおよび「−」ループ１９１ｂの各半分に重なる
ときには、図５（Ｃ）の波形の振幅がゼロとなる。ディ
スラプタ１７０がこの位置から図５（Ａ）および図５
（Ｂ）に示す位置に近づくように移動すると、レシーバ
出力信号の振幅は、それぞれ正および負に増大する。

【００７２】図３に示す読み取りヘッド１６４の第一の
好ましい実施形態は、互いにスケール波長１９３の四分
の一だけ隔てられた二つのレシーバ巻線１７８および１
７９を有する。すなわち、第二のレシーバ巻線１７９
は、第一のレシーバ巻線１７８に重なるが、スケール波
長１９３の四分の一だけずらされている。したがって、
第二のレシーバ巻線１７９の各「＋」ループ１９２ａ
は、第一のレシーバ巻線１７８の「＋」ループ１９１ａ
の一部分と「−」ループ１９１ｂの一部分に重なる。同
様に、第二のレシーバ巻線１７９の各「−」ループ１９
２ｂも、第一のレシーバ巻線１７８の「＋」ループ１９
１ａの一部分と「−」ループ１９１ｂの一部分に重な
る。

【００７３】第一のレシーバ巻線１７８を第二のレシー
バ巻線１７９から電気的に隔離するために、絶縁および
交差路が基板１６４の上または中に適当に配置される。
第一および第二のレシーバ巻線１７８および１７９をス
ケール波長の四分の一だけ離すことによって、第一およ
び第二のレシーバ巻線１７８および１７９からの信号が
空間的に直交位相を示す。すなわち、レシーバ巻線１７
８および１７９からの信号振幅の出力は、位置の関数と
して正弦状パターンを決定する。とくに、第二のレシー
バ巻線１７９の正弦状パターンは、第一のレシーバ巻線
１７８の正弦状パターンに対して空間的に９０°ずらさ
れる。その結果、信号処理および表示電子回路１６６
は、各レシーバ巻線１７８および１７９からの信号の間
の遷移を検出する。この関係を分析することによって、
信号処理および表示電子回路１６６は、読み取りヘッド
１６４がスケール１０４に対して移動する方向を判別す
る。上に説明したように、巻線１７８による信号出力の
振幅は、スケール１０４に対する読み取りヘッド１６４
の位置にもとづいて正弦状に変化する。このため、信号
処理および表示電子回路１６６は、下記の式によってス
ケール１０４に対する読み取りヘッド１６４の位置を判
別する。

【００７４】

【数１】 ただし、ｐは、位置、λは、スケール波長１９３、ｎ
は、移動した全波長１９３の数を示す整数、Ｓ１および
Ｓ２は、それぞれレシーバ巻線１７８および１７９から
受け取った出力信号の振幅および符号、「ｔａｎ^-1」
は、Ｓ１とＳ２の比の関数としてゼロと２πの間の角度
を定義する逆正接関数である。Ｓ１およびＳ２の符号
が、表１にもとづいて角度がどの象限にあるかを確定す
る。

【００７５】

【表１】 ノギス１００の精度を高めまた／またはレシーバ出力信
号のためのアナログ信号処理回路に対する要求を減らす
ために、読み取りヘッド１６４は、三以上の重なり合う
レシーバ巻線を含むものとすることができる。三以上の
重なり合うレシーバ巻線を有する読み取りヘッド１６４
は、製造が困難であるが、一定の信号処理法と組み合わ
せると、二つの重なり合うレシーバ巻線のみを有する読
み取りヘッド１６４より正確に位置の読み取りを行なう
ことができる。このような多重巻線読み取りヘッドは、
等しい位相のずれを示すことが好ましい。例えば、巻線
の数がｍの場合、位相のずれは、１８０°／ｍとなる。

【００７６】図７は、信号処理および表示電子回路１６
６をより詳細に示す図である。この信号処理および表示
電子回路１６６は、上記式１を解いてノギス１００の電
子回路の作動を制御する。図１および図２に示すよう
に、信号処理および表示電子回路１６６は、ピックオフ
・アセンブリ１６０の一部として基板１６２上に取り付
けられている。信号処理および表示電子回路１６６は、
表示装置の接続用エラストマー・コネクタ１６５を含む
公知の手段で読み取りヘッド１６４、スイッチ１３４お
よび１３６、および表示装置１３８へ接続されている。

【００７７】図１、６、７および１６に示すように、信
号処理および表示電子回路１６６は、プログラムされた
マイクロプロセッサまたはマイクロコントローラおよび
周辺集積回路素子を使用する。ただし、信号処理および
表示電子回路１６６は、ＡＳＩＣまたは他の集積回路、
離散素子回路などの配線式電子または論理回路、ＰＬ
Ｄ、ＰＬＡ、またはＰＡＬなどのプログラマブルな論理
素子などの上に実装することもできる。一般的に、本明
細書に記載の信号処理および表示機能を実施することの
できる任意の素子を使用すれば、信号処理および表示電
子回路１６６を実装することができる。

【００７８】信号処理および表示電子回路１６６は、好
ましくはマイクロプロセッサ２２６を含む。該マイクロ
プロセッサ２２６は、Ａ／Ｄコンバータ２２４からの信
号を入力する。マイクロプロセッサ２２６は、制御信号
を生成して表示部１３８、Ａ／Ｄコンバータ２２４、ス
イッチ２２５、信号発生器２００、および遅延回路２１
９へ出力する。遅延回路２１９の出力は、第一のサンプ
ル−ホールド回路２１７および第二のサンプル−ホール
ド回路２１８の制御入力へ入力される。

【００７９】第一および第二のサンプル−ホールド回路
２１７および２１８の各出力は、スイッチ２２５の入力
端末の一つに接続される。スイッチ２２５の出力は、Ａ
／Ｄコンバータ２２４の入力に接続される。第一および
第二のサンプル−ホールド回路２１７および２１８への
入力は、それぞれ、第一および第二のレシーバ巻線１７
８および１７９の出力端末１８５および１８８へ接続さ
れる。

【００８０】第一および第二のレシーバ巻線１７８およ
び１７９それぞれの他の出力端末１８７および１８６
は、接地される。信号発生器２００の出力は、トランス
ミッタ巻線１８０の端末１９７へ接続される。トランス
ミッタ巻線１８０の他の端末１９８も、また、接地され
る。

【００８１】位置の測定を行なうために、信号処理およ
び表示電子回路１６６は、読み取りヘッド１６４のトラ
ンスミッタ巻線１８０へ電気励起信号を供給する。

【００８２】図７に示すように、第一のサンプル−ホー
ルド回路２１７は、スイッチ２２５の端末の一つに接続
されたバッファ増幅器２１６を有する。第一のレシーバ
巻線１７８の出力端末１８５は、スイッチ２２１を介し
てバッファ増幅器２１６の入力に接続される。スイッチ
２２１の制御端末は、表示回路２１９に接続されてサン
プル−ホールド制御信号を入力する。コンデンサ２３０
は、接地とバッファ増幅器２１６の入力端末の間に接続
される。

【００８３】第二のサンプル−ホールド回路２１８のバ
ッファ増幅器２２２、スイッチ２２３、およびコンデン
サ２３２は、それぞれ、対応する方法で、表示回路２１
９、スイッチ２２５の他の端末、第二のレシーバ巻線１
７９の出力端末１８８、および接地端に接続される。

【００８４】図７に示しまた図８により詳細に示すよう
に、マイクロプロセッサ２２６は、信号発生器２００の
トランジスタ２１０のゲートに接続される。電源電圧Ｖ
＋は、バイアス抵抗２１２を介してトランジスタ２１０
のドレインに接続される。トランジスタ２１０のソース
は、接地される。

【００８５】コンデンサ２１４とトランスミッタ巻線１
８０によってＬＣ直列回路が形成される。ＬＣ直列回路
は、トランジスタ２１０のドレインと接地点との間に接
続される。トランジスタ２１０がオフのとき、コンデン
サ２１４は、抵抗２１２を介して電源電圧Ｖ＋に接続さ
れて電源電圧Ｖ＋に充電される。電源電圧は、好ましく
は電池などの適当な電源（図示せず）によって供給され
る。電源Ｖ＋、トランジスタ２１０、抵抗２１２、およ
びコンデンサ２１４は、全体で、信号処理および表示電
子回路１６６の信号発生回路２００第一の好ましい実施
形態を形成する。

【００８６】トランジスタ２１０をオンするため、マイ
クロプロセッサ２２６は、トランジスタ２１０のゲート
に短いパルスを供給する。トランジスタ２１０がオンす
ると、コンデンサ２１４は、トランジスタ２１０を介し
て接地される。コンデンサの電圧は瞬間的に変化するこ
とができないので、コンデンサ２１４とトランスミッタ
巻線１８０の間のノードＡの電圧は、負の値に変わる。

【００８７】つぎに、コンデンサ２１４とトランスミッ
タ巻線１８０がコンデンサ２１４のキャパシタンスとト
ランスミッタ巻線１８０のインダクタンスによってきま
る周波数で互いに共振する。

【００８８】レシーバ出力信号の各サンプリング周期
中、コンデンサ２１４の放電とそれに続く再充電が行な
われる。ノギス１００の第一および第二の好ましい実施
形態で使用する低電力の誘導電流トランスデューサに十
分な精度と移動追跡能力をあたえるためにはに、サンプ
リング周波数としては約１ｋＨｚが好ましい。コンデン
サ２１４は、好ましくは１ｎＦの値をもち、電源電圧Ｖ
＋は、好ましくは３Ｖとする。

【００８９】電源電圧Ｖ＋によって得られる電荷（クー
ロン）は、コンデンサのキャパシタンスとコンデンサの
前後の電圧の積に等しい（クーロン＝ファラッド＊ボル
ト）。したがって、コンデンサ２１４が蓄える電荷は、
コンデンサ２１４のキャパシタンス１ｎＦとコンデンサ
の前後の電圧３Ｖの積、すなわち３ｎＣに等しい。

【００９０】コンデンサは、各サンプリング周期ごとに
放電および再充電を行なう。この周期は、１ｋＨｚのサ
ンプリング率で１ｍ秒である。さらに、電流は、電荷割
る時間（アンペア＝電荷／秒）である。したがって、一
サンプリング間隔中に電源から引き出される平均の電流
は、３ｎＣ／１ｍ秒＝３μＡである。３マイクロアンペ
アは、電池から電力を得るトランスデューサであっても
きわめて小さい電流である。

【００９１】このようにして選ばれた回路構成のため、
信号発生器２００は、トランスデューサがレシーバ巻線
１７８および１７９の端末１８５−１８８を通る強い出
力信号（最大約６０ｍＶ）を断続的に供給することがで
きる。ただし、本発明の回路およびトランスデューサの
構成のためまた駆動信号が短いパルスであり低いデュー
ティサイクルで作動するため、１ｋＨｚという望ましい
大きさサンプリング率でも、平均電流はきわめて小さく
なる。商品として実用性をもつ電子ノギスのためには、
平均電流が小さいことが求められる。

【００９２】電力消費を低く抑えるためには、トランジ
スタ２１０に加えられる入力パルスをできるだけ短くし
て、バイアス抵抗２１２を介して失われる電荷を最小限
に抑える必要がある。上に説明した例では、パルス長が
１μ秒で、抵抗が１０ｋΩの値をもつ場合、抵抗２１２
を通る平均電流は、わずかに０．３μＡである。一般的
に、本発明では、コンデンサ２１４を充電するために用
いられる平均電流は、好ましくは７５μＡ以下、より好
ましくは１０μＡ以下である。

【００９３】図７に示すように、コンデンサ２３０およ
び２３２は、それぞれレシーバ巻線１７８および１７９
に電気的に並列に接続される。コンデンサ２３０および
２３２のキャパシタンスは、レシーバ巻線１７８および
１７９のインダクタンスと共振回路を形成する。これら
の共振回路の共振周波数がトランスミッタ共振回路の共
振周波数と同じ場合には、レシーバ巻線からの信号出力
の強度が高められ、信号から望まないノイズが濾過され
る。

【００９４】誘導子としてのトランスミッタ巻線１８０
とコンデンサ２１４が共振ＬＣ回路を形成するため、ノ
ードＡで測定される過渡電圧は、図９に示すように崩壊
的共振行動を示す。過渡電圧信号は、トランスミッタ巻
線１８０内に対応する電流を生じる。この電流が、つぎ
に、レシーバ巻線１７８および１７９のループ１９１お
よび１９２に対して垂直な変化する磁束を生成する。

【００９５】レシーバ巻線１７８および１７９は、各々
が二つの導線部分を有する。図７に示すように、これら
の部分は、第一のレシーバ巻線１７８に関しては０°と
１８０°に対応するまた第二の巻線１７９に関しては９
０°と２７０°に対応する空間位相位置に配置される。
すでに述べたように、スケール１０４とディスラプタ１
７０を配置することによって、ディスラプタ１７０内に
電流が誘導される。この誘導電流からの場が、レシーバ
巻線１７８および１７９内に正味のＥＭＦを生じる。

【００９６】図７の角度の表示（０°、９０°、１８０
°、２７０°）は、公称位置に対する巻線１７８および
１７９の異なる部分の位置に対応する。例えば第一のレ
シーバ巻線１７８の二つの半分を直列に接続すると、デ
ィスラプタ１７０が０°の位置にあるときに第一のレシ
ーバ巻線１７８の出力の電圧が一つの極性をもつように
なる。ディスラプタ１７０が１８０°の位置にあるとき
には、第一のレシーバ巻線１７８の出力の電圧は、反対
の極性をもつようになる。

【００９７】レシーバ巻線１７８および１７９からの信
号は、信号処理および表示電子回路１６６へ送られる。
信号処理および表示電子回路１６６は、これらの信号を
分析して、測定子１０８および１１６の間の距離、した
がって測定子１１０および１１８の間の距離を判別す
る。つぎに、信号処理および表示電子回路１６６は、公
知の接続方法によって表示装置１３８へ接続されて駆動
信号を供給し、さらに測定された距離のデジタルな読み
出しを供給する。

【００９８】図１０（Ａ）−（Ｃ）は、図９に示すトラ
ンスミッタ巻線の過渡電圧励起に応答して第一のレシー
バ巻線１７８の出力を通って誘導される電圧を示す。と
くに、図１０（Ａ）−（Ｃ）は、第一のレシーバ巻線１
７８のループ１９１に対するディスラプタの三つの異な
る位置に関する誘導電圧を示すものである。レシーバ信
号の振幅および位相は、レシーバ巻線１７８または１７
９に対するスケール１１４の位置に依存する。

【００９９】図１０（Ａ）に示すレシーバ信号は、点Ｂ
でピーク振幅を示す。このピーク振幅は、スケールとレ
シーバ巻線１７８または１７９の間の相対位置が最大振
幅の信号を生じることを示している。本発明の発明者等
は、トランスミッタ巻線１８０のインダクタンスが０．
５μＨ、コンデンサ２１４のキャパシタンスが１ｎＦ、
隙間１７４が約０．５ｍｍ、電源電圧Ｖ＋が３Ｖの場
合、点Ｂでの最大レシーバ出力信号が約６０ｍＶとなる
ことを実験で確かめた。コンデンサ２１４とトランスミ
ッタ巻線で形成されるＬＣ直列回路は、約７ＭＨｚの共
振周波数を有する。

【０１００】図１０（Ｂ）は、スケール１０４が図１０
（Ａ）に示すレシーバ信号を生成する相対位置から波長
１９３の四分の一動かされたときのレシーバ信号を示
す。図１０（Ｂ）に示すように、第一のレシーバ巻線１
７８とディスラプタ１７０の間のこの相対位置は、点Ｂ
で振幅がゼロのレシーバ出力信号を生成する。この信号
は、各ディスラプタ１７０がレシーバ巻線１７８のため
に隣接する「＋」ループ１９１ａと「−」ループ１９１
ｂの等しい面積に重なる位置に対応している。

【０１０１】図１０（Ｃ）は、スケールがさらに波長の
四分の一だけ同じ方向に移動し、図１０（Ａ）に示すレ
シーバ信号を生成する相対位置から全部で波長１９３の
二分の一移動した場合を示す。この相対位置では、ディ
スラプタ１７０は、図１０（Ａ）に対応するループ１９
１とは反対の極性のループ１９１に重なる。したがっ
て、第一のレシーバ巻線１７８は、点Ｂで最大の負の振
幅を示すレシーバ信号を生成する。

【０１０２】図１１（Ａ）−（Ｇ）は、信号処理および
表示電子回路１６６のさまざまな点に存在する信号を示
す。図１１（Ｄ）および図１１（Ｅ）に示すように、デ
ィスラプタ１７０は、ループ１９１および１９２に対し
て、レシーバ巻線１７８および１７９が出力するレシー
バ信号が等しくまた反対になるような位置に配置され
る。レシーバ巻線１７８および１７９が出力するこれら
の等しく反対のレシーバ信号出力は、それぞれ信号処理
および表示電子回路１６６のサンプル−ホールド回路２
１７および２１８に入力される。

【０１０３】図１１（Ａ）は、マイクロプロセッサ２２
６がトランジスタ２１０のゲートに出力する送信制御信
号を示す。図１１（Ａ）に示すように、送信制御信号
は、ｔの持続時間を有する。図１１（Ｂ）は、その結果
トランスミッタ巻線１８０にあたえられる振動トランス
ミッタ信号を示す。

【０１０４】図１１（Ｃ）は、遅延回路２１９が出力す
るサンプル−ホールド制御信号を示す。遅延回路２１９
は、図１１（Ａ）に示すマイクロプロセッサ２２６から
の送信制御信号を入力して同時にサンプル−ホールド制
御信号の生成を開始する。サンプル−ホールド信号の持
続時間は、分析または実験により、回路およびトランス
デューサ設計パラメーターに基づいて選定される。とく
に、この持続時間は、図１０（Ａ）および図１０（Ｃ）
に示すように、サンプル−ホールド制御信号の立ち下が
りエッジが、点Ｂに達するレシーバ信号の振幅と時間的
にできるだけ近くで一致するように選定される。遅延回
路２１９から出力されるサンプル−ホールド制御信号に
応答して、第一および第二のサンプル−ホールド回路２
１７および２１８は、それぞれ第一および第二のレシー
バ巻線１７８および１７９からの信号をサンプリングす
る。

【０１０５】サンプル−ホールド制御信号は、トランス
ミッタ巻線１８０にあたえられる送信信号の開始とほぼ
同時にスイッチ２２１および２２３を閉じる。第一およ
び第二のレシーバ巻線１７８および１７９が出力する信
号は、図１１（Ｆ）および図１１（Ｇ）に示すようにそ
れぞれコンデンサ２３０および２３２にあらわれる。

【０１０６】サンプル−ホールド制御信号は、名目上、
時間Ｂと一致するように選ばれた時間にゼロに戻り、ス
イッチ２２１および２２３が開く。この瞬間のコンデン
サ２３０および２３２の前後での電圧が保持される。通
常、サンプリングされた電圧は、ゼロの交点を除いて図
１１（Ｄ）および図１１（Ｅ）に示すレシーバ信号が持
続する任意の時点で保持することができる。時間Ｂは、
好ましいホールド時間で、レシーバ信号の最大強度が得
られるときに発生する。

【０１０７】図１１（Ｂ）および図１１（Ｃ）に示すよ
うに、これは、共振応答のピークに対応する。時間Ｂ
は、遅延回路２１９によって設定される。この遅延回路
は、例えば、送信制御信号によって起動する単安定フリ
ップフロップである。

【０１０８】サンプリングされた電圧は、高入力インピ
ーダンス・バッファ増幅器２１６および２２２への入力
である。バッファ増幅器２１６および２２２は、利得を
あたえまたコンデンサ２２１および２２３を隔離してコ
ンデンサ２２１および２２３がその電荷を失うのを防
ぐ。バッファ増幅器２１６および２２２は、それぞれ、
レシーバ巻線１７８が出力するレシーバ信号に対応する
信号Ｓ1 およびレシーバ巻線１７９が出力するレシーバ
信号に対応する信号Ｓ2 を出力する。セレクタ・スイッ
チ２２５は、バッファ増幅器２１６または２２２の出力
を交互にＡ／Ｄコンバータ２２４に結合する。Ａ／Ｄコ
ンバータ２２４は、アナログ信号Ｓ1 およびＳ2 をデジ
タル信号に変換する。

【０１０９】マイクロプロセッサ２２６は、Ａ／Ｄコン
バータ２２４からのデジタル信号を入力し、測定位置を
計算し、表示装置１３８に適当な信号を出力する。マイ
クロプロセッサ２２６は、式（１）で定義された方法を
含めてさまざまな方法のいずれかを用いてスケール１０
４の位置を評価することができる。

【０１１０】表示ボタン論理、システム制御論理、一波
長を越える移動の分析、および他の通常の電子スケール
機能は、ミツトヨ、ブラウン＆シャープ、シルヴァッ
ク、スタレットなどが製造しているような公知のノギス
の場合と同様にして提供されることが好ましい。計算さ
れた測定位置は、市販の電子ノギスの場合と同様な適当
な接続（図示せず）によって他のシステムに出力するこ
ともできる。例えば、計算された測定データは、統計的
処理制御システムあるいは遠隔測定表示装置に出力する
こともできる。

【０１１１】信号処理および表示電子回路１６６は、信
号処理および表示電子回路１６６の素子を基板１６２に
実装して容易に手持ち式ノギスに組み込むことができ
る。場合によっては、公知の多層印刷回路基板を採用
し、基板の内部層を用いて信号処理および表示電子回路
１６６のノイズを生成する敏感な部品の間に公知の地板
シールディング（図示せず）を配設することもできる。
このようにすれば、これらの素子の間の望ましくない電
子信号の相互作用をなくすことができる。

【０１１２】図１１（Ａ）−（Ｇ）に示すように、送信
制御信号は、共振応答の数ピークの間、高いレベルにと
どまっている。しかし、図１２（Ａ）−（Ｇ）に示すよ
うに、十分な期間の後にトランジスタ２１０をオフにし
て、コンデンサ電圧のサンプリングができるようにする
こともできる。トランジスタ２１０は、サンプリング期
間を越えてオンにとどまっている必要はない。

【０１１３】すなわち、共振回路がその蓄えたエネルギ
ーを発散させる前にトランジスタ２１０をオフにして、
電力を保存することができる。好ましくは、図１２
（Ａ）に示すように、トランジスタ２１０は、コンデン
サ２１４の前後の電圧がその最初の値のできるだけ近く
に戻ったときの時間Ｃでオフにされる。上に述べた好ま
しい実施形態にあっては、最初の値は、図１２（Ｂ）に
示すように電池の電圧Ｖ＋である。

【０１１４】連続する送信制御パルスの間には、コンデ
ンサ２１４を完全に再充電できるための十分な時間を用
意する必要があることを理解しなければならない。通
常、コンデンサ２１４と抵抗２１２を含む回路が時定数
Ｔc を有する場合、連続する送信制御パルスの間に許さ
れる時間すなわち駆動信号のパルス間隔は、時定数Ｔc
の少なくとも４倍なければならない。

【０１１５】図１３は、信号発生器２００の第二の好ま
しい低電力実施形態を示す。信号発生器２００の第一の
実施形態にあっては、トランジスタ２１０がオンされる
ときにバイアス抵抗２１２を通ってエネルギーが失われ
る。信号発生器２００の第二の好ましい実施形態は、ト
ランジスタ２１０にバイアスをかけるためにバイアス抵
抗２１２に代わって能動プルアップ・スイッチ２４０を
用いてこのエネルギーの損失のかなりの部分をなくすも
のである。プルアップ・スイッチ２４０が開くと、その
抵抗がバイアス抵抗２１２の抵抗よりはるかに大きくな
るため、このエネルギー損が最小限に抑えられる。

【０１１６】能動プルアップ・スイッチ２４０は、ま
た、コンデンサ２１４のはるかに迅速な充電を可能にす
る。すなわち、スイッチ２４０のオン抵抗が低いため、
図７および図８に示す信号発生器の第一の好ましい実施
形態と比較してサンプリング率をはるかに大きくするこ
とができる。信号発生器２００の第二の好ましい実施形
態にあっては、スイッチ２４０とトランジスタ２１０は
一対の同期制御信号によって制御される。

【０１１７】マイクロプロセッサ２２６は、制御スイッ
チ２４０およびトランジスタ２１０へのスイッチ制御信
号入力を生成する。スイッチ２４０へのスイッチ制御信
号は、トランジスタ２１０への送信制御信号が低レベル
のときには高レベルである。この状態では、スイッチ２
４０が閉じられ、コンデンサ２１４がトランスミッタ巻
線１８０を介してＶ＋へ充電される。トランジスタ２１
０への送信制御信号が低レベルとなり、トランジスタ２
１０がオフにされる。

【０１１８】この構成は、スイッチ２４０とトランジス
タ２１０が同時の導通状態になるのを防ぐ。これによっ
て、電池から大量の電流が引き出されるのが防がれ、電
池の寿命が保たれる。

【０１１９】コンデンサ２１４が充電されると、制御ス
イッチ信号がスイッチ２４０を開く。その後、トランジ
スタ２１０への送信制御信号によってトランジスタ２１
０がオンとなる。スイッチ２４０とトランジスタ２１０
が同時に導通状態にならないように、スイッチ２４０が
オフになった後までトランジスタ２１０はオフのままに
されることを理解しなければならない。

【０１２０】トランジスタ２１０がオンにされると、コ
ンデンサ２１４が接地される。充電されたコンデンサ２
１４とトランスミッタ巻線１８０が共振回路を形成す
る。コンデンサ２１４が充電されるため、トランスミッ
タ巻線１８０の前後の電圧は、図９に示すように共振す
る。

【０１２１】トランスミッタ巻線を通る対応する電流
も、レシーバ巻線１７８および１７９を通る変化する磁
場を生成する。つぎに、ディスラプタ１７０が、正味信
号をレシーバ巻線１７８および１７９の中に誘導する。
遅延回路２１９は、すでに述べたようにトランジスタ２
１０への送信信号に関連してサンプル−ホールド回路を
制御する。正味信号の振幅および符号は、レシーバ巻線
１７８および１７９に対するディスラプタ１７０の位置
に依存する。

【０１２２】高いＱ値は、共振回路内の低いエネルギー
損に対応する。高いＱ値が望ましいのは、コンデンサ２
１４の前後の電圧が電池電圧Ｖ＋の近くまで戻るためで
ある。したがって、図１２（Ａ）および図１４に示すよ
うに送信制御信号が時間Ｃでオフにされると、コンデン
サ２１４の前後の電圧Ｖpeakは、電池電圧Ｖ＋よりわず
かに低いだけとなる。すなわち、電池は、つぎの送信／
受信サイクルの準備のためのコンデンサ２１４の再充電
には、わずかな電荷のみを供給すればよいことになる。

【０１２３】図１２（Ｆ）および図１２（Ｇ）に示すよ
うに、時間Ｃで送信制御信号をオフにしても、トランジ
スタ２１０がサンプリング時間Ｂの後までオンされてい
るため、コンデンサ２３０および２３２上のサンプリン
グ信号は影響を受けない。

【０１２４】線形スケールトランスデューサを逆向きに
使用する、すなわち巻線１７８および１７９を介して送
信し、巻線１８０を介して受信あるいは磁束の検出を行
なうことも可能である。図３０は、この使用モードのた
めのエンコーダ電子回路を示す。図３１は、制御信号の
タイミングを示す信号タイミング図である。

【０１２５】図３０に示しように、マイクロプロセッサ
２２６は、セレクタ制御信号で三つのセレクタ・スイッ
チ３２４、３２６、および３２８を制御する。セレクタ
制御信号が高レベルになると、スイッチ３２６および３
２８は図３０に示す位置へ動かされる。とくに、巻線１
７８が信号発生器へ接続され、巻線１８０がサンプル−
ホールド回路２１７へ接続される。Ｓ／Ｈ制御信号も、
サンプル−ホールド回路２１７へ送られる。つぎに、マ
イクロプロセッサ２２６が、信号発生器２００および遅
延回路へ送信制御パルスを出力する。これによって信号
Ｓ1 がサンプリングされてスイッチ２２１およびコンデ
ンサ２３０によって保持される。

【０１２６】マイクロプロセッサ２２６は、つぎに、セ
レクタ制御信号を低レベルへ変える。これによって、ス
イッチ３２６および３２８がそれぞれの他の位置へ動か
される。したがって、巻線１７９は信号発生器２００へ
接続され、巻線１８０はサンプル−ホールド回路２１８
へ接続される。Ｓ／Ｈ制御信号は、また、サンプル−ホ
ールド回路２１８へも送られる。マイクロプロセッサ２
２６は、新しい送信制御信号を信号発生器２００および
遅延回路２１９へ出力する。したがって、信号Ｓ2 がサ
ンプリングされてスイッチ２２３およびコンデンサ２３
２によって保持される。信号処理のその他の部分は、図
７に関連して説明したと同様である。

【０１２７】図３０に示すエンコーダ電子回路では、単
一の信号発生器が用いられ、トランスミッタ巻線１７８
および１７９へ交互に接続される。各々がトランスミッ
タ巻線１７８および１７９の一つに接続された二つの信
号発生器を使用することもできる。

【０１２８】マイクロプロセッサ２２６は、公知の補間
ルーチンと一つのレシーバ巻線のみを用いて二分の一波
長１９３内での絶対位置測定の判別を行なうことができ
る。例えば、図１５に示すように、マイクロプロセッサ
２２６は、点３８７および３８８でのレバー信号の振幅
と極性を比較して、第一の位置ｄ１と第二の位置ｄ２の
間を識別することができる。

【０１２９】点３８７は、Ｖ１の電圧値をもち、点３８
８は、Ｖ２の電圧値をもつ。位置ｄ３は、図１５に示す
レシーバ信号内の点３８９に対応する。点３８９は、点
３８７と同じ電圧値Ｖ１をもつ。したがって、マイクロ
プロセッサ２２６は、補間法を用いて第一の位置ｄ１と
第三の位置ｄ３の間の相対位置の差を判別することがで
きない。

【０１３０】上に述べた好ましい実施形態では、マイク
ロプロセッサ２２６が、式（１）に示す公知の直交位相
信号分析法にも基づいて、第二のレシーバ巻線１７９か
らの信号を用いてこのようなあいまいさを解消する。一
波長以上の移動では、マイクロプロセッサ２２６が、公
知の方法にもとづいて既知の始動位置から通った波長の
数を検出して累積し、それによって読み取りヘッド１６
４とスケール１０４の相対位置を判別する。

【０１３１】マイクロプロセッサ２２６は、約１ｋＨｚ
のサンプリング周波数でパルスを供給し、十分な精度と
移動記録能力を確保する。電力消費を低減するため、マ
イクロプロセッサ２２６は、また、パルスを比較的短く
してデューティサイクルを低く保つ。例えば、上に述べ
た１ｋＨｚのサンプリング周波数では、通常のパルス幅
は約０．１−１．０μ秒である。すなわち、サンプリン
グ周期が１ｍ秒のパルスのデューティサイクルは０．０
１％−０．１％である。

【０１３２】コンデンサ２１４および巻線１８０の共振
周波数は、好ましくはコンデンサ２１４の前後の電圧の
ピークが遅くとも１．０μ秒のパルスの終わる前にあら
われるように選定される。すなわち、共振周波数は、数
メガヘルツ程度である。したがって、対応する磁束は、
１ＭＨｚ以上の周波数、通常は数メガヘルツの周波数で
変調される。これは、公知の誘導トランスデューサの周
波数よりはかなり高い。

【０１３３】本発明の発明者等は、これらの周波数で
は、ディスラプタ１７０内に発生する渦電流が磁束に強
い破壊作用を及ぼすことを明らかにした。レシーバ巻線
１７８および１７９の出力ＥＭＦは、したがって、ディ
スラプタの位置の変化に強く反応する。このような反応
は、パルス信号の低いデューティサイクルおよび低い消
費電力にもかかわらず生じる。反応の強さは、低いデュ
ーティサイクルおよび低い消費電力と組み合わされて、
信号発生器２００および信号処理および表示電子回路１
６６の他の部分が平均電流を消費している間でもノギス
１００が測定を行なうことを可能にする。平均電流は、
好ましくは２００μＡ以下、より好ましくは７５μＡ以
下である。ここで使用する「平均電流」とは、キャリパ
ーが普通に使用されているときに、一以上の測定サイク
ルで消費される合計電荷を一以上の測定サイクルの持続
時間で割った値を意味する。

【０１３４】したがって、ノギス１００は、市販の小型
電池または太陽電池３個以下を使用して、適当な電池の
寿命を保ちながら使用することができる。

【０１３５】増分型トランスデューサの場合には、トラ
ンスデューサ信号がサンプリングされる率は、毎秒約１
０００サンプルである。このように大きいサンプリング
率が求められるのは、スライダ・アセンブリ１２０が迅
速に移動するとき通過する波長の数を記録するためであ
る。しかし、マイクロプロセッサ２２６は、表示装置１
３８の測定値を毎秒約１０回程度更新すればよい。した
がって、マイクロプロセッサ２２６およびＡ／Ｄコンバ
ータ２２４が、毎秒１０００サンプルの中の大部分に対
する高解像度での位置測定の任務から解放されれば、ノ
ギスの電力消費は、さらに低減することができる。これ
は、高解像度位置測定を行なうことなく通過したスケー
ル波長の数を記録することによって行なうことができ
る。

【０１３６】図２７は、波長トラッカ３２０が波長数を
記録するエンコーダ電子回路の例を示す。波長トラッカ
は、きわめてわずかな電力しか消費しない。波長トラッ
カを用いれば、マイクロプロセッサ２２６は、高解像度
位置測定を行なわないときにはスリープ・モードに入る
ことができ、したがって表示装置１３８の更新を行なわ
ず、そのため電力消費を節減することができる。送信／
受信シーケンサー３２２は、公知の回路手段によって信
号発生器２００およびサンプル−ホールド回路２１７お
よび２１８のために制御信号を生成する。送信／受信シ
ーケンサー３２２は、また、波長トラッカ３２０のため
にストローブ・パルスを生成し、マイクロプロセッサ２
２６へ表示更新制御信号を出力する。

【０１３７】波長トラッカ３２０は、二つのアナログ比
較器３１０および３１２、直交位相カウンタ３１８、お
よび制御論理装置３１４を含む。比較器３１０および３
１２は、信号Ｓ1 およびＳ2 のゼロ交点を検出する。比
較３１０および３１２の各々には、基準電圧Ｖ_REF が入
力される。比較器の出力状態は、比較器の出力が安定し
たときに波長トラッカ・ストローブからの指令にもとづ
いて直交位相カウンタ３１８に読み込まれる。直交位相
カウンタ３１８は、通過した全波長の数をカウントす
る。直交位相カウンタ３１８は、アップ／ダウン・カウ
ンタである。直交位相カウンタ３１８は、信号Ｓ1 およ
びＳ2 が同じ直交位相にあるため、スライダ・アセンブ
リ１２０の移動の方向を検出する。すなわち、これらの
信号は、互いに９０°位相がずらされている。直交位相
カウンタ３１８は、当業者には公知の回路である。直交
位相カウンタは、例えば、光学ロータリー・エンコーダ
および線形スケールの位置を検出するために広く用いら
れている。

【０１３８】使用にあたっては、直交位相カウンタ３１
８が保持する波長カウントがマイクロプロセッサ２２６
が保持する波長カウントに優先する。ただし、一波長以
内での相対位置は、マイクロプロセッサが判別する。制
御論理装置３１４は、マイクロプロセッサ２２６をスリ
ープ・モードと能動モードの間で切り替える。とくに、
ノギスが設定された期間中、使用されなかったときまた
はその相対位置がきわめて迅速に変化したときには、マ
イクロプロセッサがスリープ・モードに入る。この後者
の場合には、直交位相カウンタは迅速な移動についてい
けるが、マイクロプロセッサ２２６はできない。マイク
ロプロセッサがついていけないのであるから、移動が十
分に遅くなるまでそれを使用する理由はない。制御論理
装置の使用方法、およびそれを実装するための構造は、
当業者には公知であり、詳細には説明しない。

【０１３９】波長トラッカには、スライダ・アセンブリ
１２０が波長または直交位相の遷移に近いときにエッジ
・ジッタによる測定の誤りを防ぐためにデバウンス・ト
ラッカ（図示せず）も含まれている。デバウンス論理
は、公知でありまた当業者には明らかであろう。

【０１４０】図２８は、送信／受信シーケンサ３２２か
らの信号出力および関連する信号の信号タイミング図を
示す。図２９は、送信制御信号および表示更新制御信号
を示す。

【０１４１】マイクロプロセッサ２２６は、表示装置１
３８を更新すると（例えば、毎秒１０回）、「ゼロ」位
置から通過した波長の数を計算する。また、直交位相カ
ウンタ３１８から、通過した全波長の数を読み出す。つ
ぎに、マイクロプロセッサ２２６が、信号Ｓ1 およびＳ
2 に基づいて通過した部分（端数）の波長を計算する。
端数の波長が完全な波長の数に加えられ、その結果に波
長を掛けて表示装置へ送られる位置の値が得られる。

【０１４２】送信／受信シーケンサ３２２は、トランス
デューサ信号のサンプリングを制御し、波長トラッカ
は、Ａ／Ｄコンバータ２２４またはマイクロプロセッサ
２２６からの援助なしに通過した波長の数をカウントす
る。この実施形態にあっては、ノギスは、そのノギスが
オフになったとき、マイクロプロセッサ２２６、Ａ／Ｄ
コンバータ２２４、および表示装置１３８をオフにする
だけで、したがってサンプリング回路と波長トラッカ３
２０は能動状態にしたままで、「疑似絶対」型にするこ
とができる。ノギスが再びオンされても、波長トラッカ
は能動状態にとどまっており、ノギスがオフにされてい
る間にその位置が動かされた場合でも、ノギスが配置さ
れる波長の位置に関する情報を提供する。したがって、
ノギスの高解像度測定および表示機能がオフにされたに
もかかわらず、最初の「ゼロ」位置を基準にしてノギス
の位置を計算し表示することができる。

【０１４３】図１６−１８は、本発明に係るノギス１０
０の第三の好ましい実施形態を示す。これは、読み取り
ヘッド１６４と信号処理および表示電子回路１６６が分
離されている場合である。読み取りヘッド１６４を信号
処理および表示電子回路から分離することによって、電
子部品と読み取りヘッドの部品の間の隙間を大きくする
ことができ、好ましくない混信を減らすことができる。
このような変更を行なうことによって、また、装置の製
造コストも低減させることができる。また、ディスラプ
タ１７０は、ビーム１０２と一体に製造することが望ま
しい。

【０１４４】この第三の実施形態にあっては、図１６お
よび１８に示すように、ディスラプタ１７０は、導体ビ
ーム１０２’内に一体形成される。導体ビーム１０２’
の上表面がエッチングされまたは機械加工されて等間隔
に配置された溝２２０が形成され、導体ビーム１０２’
の立ち上がった部分が生じる。導体ビーム１０２’の上
方に突出する立ち上がった部分が、ディスラプタ１７０
を形成する。導体ビーム１０２’の上表面の上方に絶縁
層１７２が形成され、ディスラプタ１７０および溝２２
０を覆う。読み取りヘッド１６４の絶縁コーティング１
６７と絶縁層１７２の間には空気の隙間１７４が配設さ
れる。この空気の隙間１７４の大きさは、第一の実施形
態と同じすなわち０．５ｍｍ程度である。

【０１４５】図１７に示すように、読み取りヘッド１６
４は、すでに説明したとおりに基板１６２によって支持
される。しかし、信号処理および制御電子回路１６６
は、スライダ・アセンブリ１２０内部の別の基板２６２
上に取り付けられる。基板１６２および２６２は、とも
にカバー１３９で囲われている。復元力のある密閉具１
６３が別の基板２６２と係合する。公知の高密度コネク
タ１６５’が読み取りヘッド１６４と信号処理および表
示電子回路１６６を接続する。

【０１４６】図１６に示すように、ノギス１００を使用
するための電力は、カバー１３９の表面に取り付けられ
た通常の太陽電池２２７から引き出され、公知の手段
（図示せず）によって信号処理電子回路１６６へ送られ
る。公知の太陽電池は、市販されている部品であり、低
電力誘導トランスデューサ・ノギス１００を使用するた
めの適当な電力を供給してくれる。

【０１４７】上に説明したノギス１００の第一、第二、
および第三の実施形態は、読み取りヘッド１６４と相互
に作用して測定信号を供給する磁束ディスラプタ１７０
を含むものである。図１９および図２０に示す第四の実
施形態にあっては、磁束ディスラプタ１７０の代わりに
磁束エンハンサ１７０’が用いられる。磁束エンハンサ
１７０’は、レシーバ巻線１７８および１７９の隣接す
る部分を通る磁束を「高める」あるいは増大させるもの
である。

【０１４８】以下に説明することを除いて、図１９およ
び図２０に示すノギス１００の第四の好ましい実施形態
は、第一、第二、または第三の好ましい実施形態の読み
取りヘッドの形状、回路、および機械的構成のいずれを
も使用することができる。いずれの場合でも、磁束ディ
スラプタ１７０の代わりに磁束エンハンサ１７０’が用
いられる場合には、磁束が破壊されるのではなく高めら
れる。

【０１４９】すなわち、磁束ディスラプタ１７０が用い
られる場合に生じる効果に対して、磁束エンハンサ１７
０’が使用される場合には、磁束密度が増大して得られ
る信号の極性が逆転する。いずれの場合でも、磁束エン
ハンサ１７０’または磁束ディスラプタ１７０は、磁束
を空間的に変調する。

【０１５０】図１９および図２０に示すエンハンサ型ノ
ギス１００は、フェライトなどの透磁率の高い物体を読
み取りヘッド１６４の近くで移動させて磁束を高めるも
のである。磁束エンハンサ１７０’は、トランスミッタ
巻線１８０によって生成される変化する磁場のために磁
気抵抗率の低い通路を供給する。その結果、レシーバ巻
線１７８および１７９が受ける磁束は、磁束エンハンサ
１７０’の近辺で変えられあるいは高められる。これに
よって、レシーバ巻線１７８および１７９は、非ゼロＥ
ＭＦ信号を出力する。

【０１５１】その結果、磁束エンハンサ１７０’が、各
々、波長１９３の二分の一に等しい長さをもつ場合に
は、レシーバ巻線１７８および１７９の出力端末１８５
−１８８で測定した信号は、磁束エンハンサ１７０’が
レシーバ巻線１７８の「＋」および「−」ループ１９１
ａおよび１９１ｂおよびレシーバ巻線１７９の「＋」お
よび「−」ループ１９２ａおよび１９２ｂの間を移動す
るのに応じて、その極性および振幅が変化する。すなわ
ち、第四の好ましい実施形態のエンハンサ型ノギス１０
０は、上に述べたノギス１００の第一、第二、および第
三の好ましい実施形態で用いるディスラプタ１７０で得
られる信号の行動と完全に類似した形で作動する。

【０１５２】エンハンサ１７０’のような透磁性の高い
物体が読み取りヘッド１６４に対して動かされると、レ
シーバ巻線１７８および１７９を通る高い磁束密度の領
域は、ループ１９１および１９２の連続するものと相互
に作用し合う。レシーバ巻線１７８および１７９からの
信号出力の信号のＡＣ振幅は、「＋」ループ１９１ａお
よび１９２ａの磁束エンハンサ１７０’が重なる面積と
「−」ループ１９１ｂおよび１９２ｂの磁束エンハンサ
１７０’が重なる面積の差に依存する。

【０１５３】磁束エンハンサ１７０’が測定軸３００に
沿って移動すると、「＋」ループ１９１ａおよび１９２
ａの重なる面積と「−」ループ１９１ｂおよび１９２ｂ
の重なる面積の間の連続的な関係のために、レシーバ巻
線１７８および１７９からの信号出力のＡＣ振幅も連続
的に変化する。図３に示すように、レシーバ巻線１７８
の「＋」および「−」ループ１９１ａおよび１９１ｂと
レシーバ巻線１７９の「＋」および「−」ループ１９２
ａおよび１９２ｂの周期的交番と磁束エンハンサ１７
０’の寸法および配置のために、信号も波長１９３とと
もに周期的に変化する。

【０１５４】レシーバ巻線１７８および１７９からの信
号出力は、レシーバ巻線１７８および１７９に対する磁
束エンハンサ１７０’の移動に基づいた滑らかで、連続
的で、正弦状の形状を有する。連続する信号は、ノギス
１００が長い距離にわたって正確な位置の読み取りを行
なうことを可能にする。

【０１５５】図１９および図２０に示すノギス１００の
第四の好ましい実施形態にあっては、スケール１０４
は、基板１６８’に沿って間隔を置いて配置される複数
の磁束エンハンサ１７０’を含む。磁束エンハンサ１７
０’は、高い透磁性を有する直方形の部材である。磁束
エンハンサ１７０’は、例えばフェライトなどの非導電
性で抵抗の大きい材料から形成される。磁束エンハンサ
１７０’は、また、磁化されておらず、したがって強磁
性粒子を引きつけない。

【０１５６】基板１６８’は、好ましくは、磁束エンハ
ンサ１７０’の材料より透磁率のかなり低い材料から形
成される。磁束ディスラプタ１７０と同様、磁束エンハ
ンサ１７０’は、好ましくは、波長１９３の二分の一に
等しい長さを持ち、一波長１９３に等しいピッチで配置
される。磁束エンハンサ１７０’の厚さは、好ましくは
１．５ｍｍ程度である。得られる信号強度は、ディスラ
プタ型ノギス１００に匹敵する。

【０１５７】磁束エンハンサ１７０’は、１．５ｍｍよ
り厚くすることもあるいは薄くすることもできるが、厚
い磁束エンハンサ１７０’では信号強度が大きくなる。
磁束エンハンサ１７０’の実際の厚さは、望ましい信号
強度と材料および製造コストのかね合いで決定される。

【０１５８】基板１６８’は、好ましくは、第一および
第二の好ましい実施形態と同様に非導電性である。ただ
し、基板１６８’は、製造にあたっての事情から多少と
も導電性のものであってもよい。図１９および図２０に
示す磁束エンハンサ１７０’は、ビーム１０２および基
板１６８’とは異なる材料から形成される。ただし、ノ
ギス１００の第三の好ましい実施形態の場合と同様に、
磁束エンハンサ１７０’をビーム１０２’と一体に形成
することも可能である。この場合には、磁束エンハンサ
１７０’は、該磁束エンハンサ１７０’を形成するビー
ム１０２’の材料部分の透磁率を変える工程によって形
成される。

【０１５９】図２１に示すように、ノギス１００の第五
の好ましい実施形態にあっては、磁束エンハンサ１７
０’は、ビーム１０２’の立ち上がったあるいは突出し
た部分として形成される。好ましくは、突出した部分を
形成するためには表面ならい法が用いられる。すなわ
ち、図１８に示すノギス１００の第三の実施形態と同様
に、ビーム１０２’と同じ材料から磁束変調器が一体に
形成される。

【０１６０】磁束エンハンサ１７０’が読み取りヘッド
１６４にきわめて近接しているため、磁束エンハンサ１
７０’の近傍での磁束に対する磁気通路の磁気抵抗は減
少する。この作用は、図１９および図２０に示す第四の
好ましい実施形態の基板１６８’、磁束エンハンサ１７
０’、および空間の間の透磁率の変化に匹敵する。した
がって、ノギス１００の第五の好ましい実施形態は、図
１９および図２０に示すノギス１００の第四の好ましい
実施形態とほぼ同様に作動する。

【０１６１】図２２に示すノギス１００の第六の好まし
い実施形態にあっては、ビーム１０２’（または基板１
６８’）は、アルミナなどの透磁性の低い複数のセグメ
ント２３３およびそれと交番するフェライトなどの透磁
率が高く抵抗の大きい複数のセグメント２３４を含む。
これによって、ビーム１０２’または基板１６８’は、
接着された一連の交番するセグメント２３３および２３
４によって形成され、その結果、材料の交番スタックが
形成される。比較的透磁率が高くまた非導電性のセグメ
ント２３４が、磁束エンハンサ１７０’を構成し、透磁
の低いセグメント２３３より磁気抵抗の低い通路を供給
する。

【０１６２】透磁率の低いセグメント２３３が、例えば
銅または真鍮などの導電性材料から形成することができ
ることは、理解されよう。この場合には、透磁率の低い
セグメントは、ディスラプタ１７０でもある。したがっ
て、ビーム１０２’または基板１６８’は、磁束ディス
ラプタ２３３’と磁束エンハンサ２３４の二種類の磁束
変調器を含むものとなる。

【０１６３】同様に、図２３に示すように、磁束エンハ
ンサ１７０’（２３４）と磁束ディスラプタ１７０（２
３３）をビーム１０２’または基板１６８’の表面に沿
って交番に配置することができる。ノギス１００のこの
第七の好ましい実施形態にあっては、ディスラプタ１７
０（２３３）およびエンハンサ１７０’（２３４）がレ
シーバ信号にあたえる作用は、大まかにいって加算的で
あって、いずれかの型の磁束変調器を単独で用いる場合
より強い信号が生成される。

【０１６４】さらに、図２４に示されるように、基部１
０２’または基板１６８’上に磁束ディスラプタ１７
０’（２３４）および磁束エンハンサ１７０’（２３
３）を交互に配設することができる。さらに、第三また
は第五の実施形態と同様、磁束ディスラプタ１７０（２
３３）または磁束エンハンサ１７０’（２３４）には、
図２５および図２６に示すように基部１０２’または基
板１６８’を一体に配設することもできる。この場合に
は、磁束ディスラプタ１７０（２３３）および磁束エン
ハンサ１７０’（２３４）の他方のものは、溝２２０内
に挿入される。

【０１６５】第一、第二、および第三の好ましい実施形
態の磁束ディスラプタ型ノギスに関して上に述べたすべ
ての形状設計原理および回路は、もちろん、第四ないし
第七の実施形態の磁束エンハンサ型ノギスに使用して、
ノギスの該第一ないし第三の好ましい実施形態の高い精
度や他の効果を得ることができる。磁束エンハンサ１７
０’を磁束ディスラプタ１７０の代わりに使用する場合
には、上に説明した読み取りヘッドの各種の形状ならび
に上に開示した回路および機械的構成をすべて用いて、
先行技術の「エンハンサ型エンコーダ」の精度を大きく
改善することができる。上に説明した低電力回路技術
は、その低電力消費効果を保持しながら磁束エンハンサ
１７０’に使用することができる。

【０１６６】以上、本発明の具体的な実施形態および例
を図示して説明したが、本発明の精神および範囲を逸脱
することなく各種の等価な変更をおこなうことができ
る。例えば、レシーバ巻線１７８および１７９に関して
正弦状ループ１９１および１９２を図示して説明した
が、あたえられた読み取りヘッド内での異なる位相のた
めの異なる形状を含めて他のさまざまな形状を使用して
効果を挙げることができる。

【０１６７】同様に、二種類の空間的磁束変調器として
ほぼ直方体の導電性棒と直方体の透磁性棒を図示して説
明したが、他の形状を使用することもできる。これらの
形状が移動の関数として正弦状でない出力信号を生じる
場合でも、ルックアップ表を用いるかまたは当業者には
公知の他の手段によって実際の関数を設定することがで
きる。同様に、本明細書で説明した位置計算式も、公知
の信号処理法にもとづいて修正または置換することがで
きる。

【０１６８】当業者は、また、サンプリング周波数も、
望ましい精度とスケールに対するスライドの最大予想変
化率に応じて上に述べたより高くまたは低く設定できる
ことを理解されよう。

【０１６９】また、上で説明した空間処理および表示電
子回路１６６は、分析回路の例を示すものであって、当
業者は、トランスミッタ巻線１８０を駆動しレシーバ巻
線１７８および１７９からの信号を検出するために他の
回路を考案できることを理解されよう。また、当業者
は、上に述べた対称性および電磁性の原理によって、す
でに述べたようにトランスミッタ巻線１８０およびレシ
ーバ巻線１７８および１７９の機能的役割を反転できる
ことも理解されよう。

【０１７０】当業者は、さらに、高周波信号を取り扱う
電子部品はトランスデューサにできるだけ近く配置する
ことが好ましく、低周波信号を取り扱う電子回路はトラ
ンスデューサから離して配置できることも理解されよ
う。高周波電子回路としては、例えば、トランスミッタ
巻線の駆動およびレシーバ巻線からの信号の検出に用い
る回路が挙げられる。低周波電子回路の例としては、サ
ンプル−ホールド回路より後段の回路を挙げることがで
きる。とくに、トランスデューサ励起周波数が１ＭＨｚ
以上の場合には、少なくとも信号発生回路および復調回
路は、読み取りヘッド１６４の上に配置する必要があ
る。

【０１７１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
過酷な環境下においても高精度の測定を行える電子ノギ
スを提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 ディスラプタ型変調器を用いた本発明の電子
ノギスの第一の好ましい実施形態を示す図である。

【図２】 図１の２−２線に沿って切った電子ノギスの
断面図である。

【図３】 誘導位置トランスデューサ用読み取りヘッド
のトランスミッタおよびレシーバの巻線と対応するディ
スラプタ・スケール素子のレイアウトを示す平面図であ
る。

【図４】 図３のレシーバの巻線の一つの交番ループを
示す平面図である。

【図５】 スケールの上におかれたレシーバ巻線におい
て、スケールがレシーバ巻線の第一の部分に結合された
状態と、スケールがレシーバ巻線の第二の部分に結合さ
れた状態と、レシーバ巻線がスケールの位置に対して移
動するときのレシーバからの出力信号の振幅および極性
を示す波形と、を表した図である。

【図６】 本発明の電子ノギスの第二の好ましい実施形
態を示す図である。

【図７】 電子ノギスの第一および第二の実施形態に用
いられるエンコーダ電子回路のブロック図である。

【図８】 信号発生器の第一の好ましい実施形態の回路
図である。

【図９】 電圧と信号発生器からの共振信号出力に要す
る時間の関係を示すグラフである。

【図１０】 電圧とレシーバ巻線からの信号出力に要す
る時間と、電圧とスケールと主ビームの間の相対位置が
四分の一波長移動した時の時間と、電圧とスケールと主
ビームの間の相対位置が二分の一波長移動した時の時間
の関係を示す図である。

【図１１】 サンプリング中の図７のエンコーダ電子回
路内の選ばれた位置での電圧を示す信号タイミング図で
ある。

【図１２】 エネルギー損を減らすために制御信号の先
端を切り取った場合の図８のエンコーダ電子回路内の選
ばれた位置での電圧を示す信号タイミング図である。

【図１３】 信号発生器の第二の好ましい実施形態の回
路図である。

【図１４】 電圧と図１３の信号発生器内のコンデンサ
を横切って得られる信号に要する時間の関係を示すグラ
フである。

【図１５】 受信器巻線から得られる電圧の振幅とスケ
ールの位置の関係を示す波形図である。

【図１６】 本発明の電子ノギスの第三の好ましい実施
形態を示す図である。

【図１７】 図１６の１７−１７線に沿って切った電子
ノギスの断面図である。

【図１８】 図１７の１８−１８線に沿って切った電子
ノギスの側断面図である。

【図１９】 エンハンサ型変調器を用いた本発明の電子
ノギスの第四の好ましい実施形態を示す図である。

【図２０】 基部によって支持されるエンハンサを示す
図１９の２０−２０線に沿って切った図１９のスケール
の側断面図である。

【図２１】 本発明のノギスの第五の好ましい実施形態
の断面図である。

【図２２】 本発明のノギスの第六の好ましい実施形態
の平面図である。

【図２３】 本発明のノギスの第七の好ましい実施形態
の側断面図である。

【図２４】 本発明のノギスの第八の好ましい実施形態
の側断面図である。

【図２５】 本発明のノギスの第八の好ましい実施形態
の第一の変形例の側断面図である。

【図２６】 本発明のノギスの第八の好ましい実施形態
の第二の変形例の側断面図である。

【図２７】 波長トラッカを組み込んだ電子ノギスのエ
ンコーダ電子回路のブロック図である。

【図２８】 サンプリング中の図２７のエンコーダ電子
回路内の選ばれた位置での電圧を示す信号タイミング図
である。

【図２９】 送信制御信号および表示更新制御信号を示
す信号図である。

【図３０】 図７のエンコーダ電子回路と比較して逆に
機能するエンコーダ電子回路のブロック図である。

【図３１】 サンプリング中の図３０のエンコーダ電子
回路内の選ばれた位置での電圧を示す信号タイミング図
である。

【符号の説明】

１００ 電子ノギス、１０２ 細長いビーム、１０４
スケール、１２０ スライダ・アセンブリ、１６４ 読
み取りヘッド、１７０ 磁束変調器（ディスラプタ、エ
ンハンサ）、１７８ 第一のレシーバ巻線（第一の受信
巻線）、１７９第二のレシーバ巻線（第二の受信巻
線）、１８０ トランスミッタ巻線（送信巻線）。

フロントページの続き (72)発明者 キム ウェズレイ アサートン アメリカ合衆国 ワシントン州 カークラ ンド ワンハンドレッドトゥェンティファ ースト ストリート ノースイースト 7437

Claims (40)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スライド部材と、 前記スライド部材が移動可能な測定軸を有し、前記スラ
   イド部材が移動自在に設けられる細長いビーム部材と、 駆動信号に応答し、磁束域内で変動磁束を発生する少な
   くとも１つの磁場発生器と、 前記磁束域内に配置でき、その近傍の変調域内で前記変
   動磁束を変更可能な少なくとも１つの磁束変調器と、 前記磁束域内に配置され、前記磁束域内の変動磁束を検
   出し、その検出された磁束に基づいて、それと前記少な
   くとも１つの磁束変調器との間の相対位置を示す出力信
   号を生成する少なくとも１つの磁束センサと、 を含み、 前記各磁場発生器および前記各磁束センサは、連続的な
   空間的に変調された誘導結合を形成することを特徴とす
   る電子ノギス。
2. 【請求項２】 請求項１記載の電子ノギスにおいて、 ａ）各磁束センサおよびｂ）各磁場発生器の内の少なく
   とも１つは、極性域の交番パターンの中に設けられるこ
   とを特徴とする電子ノギス。
3. 【請求項３】 請求項２記載の電子ノギスにおいて、 前記極性域の交番パターンは、導電性素子によって区分
   けされた正弦状区域を有することを特徴とする電子ノギ
   ス。
4. 【請求項４】 請求項記２載の電子ノギスにおいて、 前記極性域の交番パターンの中に設けられる各磁場発生
   器および各磁束センサの一方は、前記スライド部材およ
   び前記細長いビーム部材の一方の上に配置され、 前記少なくとも１つの磁束変調器は、前記スライド部材
   および前記細長いビーム部材の他方の上に配置されるこ
   とを特徴とする電子ノギス。
5. 【請求項５】 請求項４記載の電子ノギスにおいて、 前記極性域の交番パターンの中に設けられない各磁場発
   生器および各磁束センサの他方は、前記スライド部材お
   よび前記細長いビーム部材のいずれかの上に配置される
   ことを特徴とする電子ノギス。
6. 【請求項６】 請求項１記載の電子ノギスにおいて、 前記少なくとも１つの磁束変調器が存在しない状態で
   は、前記各磁束センサによって生成される出力信号が、
   各磁場発生器によって生成される変動磁束に影響されな
   いことを特徴とする電子ノギス。
7. 【請求項７】 請求項１記載の電子ノギスにおいて、 前記少なくとも１つの磁束変調器は、ａ）磁束ディスラ
   プタおよびｂ）磁束エンハンサの内の１つを含むことを
   特徴とする電子ノギス。
8. 【請求項８】 請求項１記載の電子ノギスにおいて、 前記各磁場発生器は磁場発生導体を含み、 前記各磁束センサは検出導体を含み、 前記各磁場発生器の磁場発生導体および前記各磁束セン
   サの検出導体は、薄い帯域内に配置されることを特徴と
   する電子ノギス。
9. 【請求項９】 請求項１記載の電子ノギスにおいて、更
   に、 電力供給を行う低電力電源と、 前記電力を入力し、各測定サイクルの間において、前記
   磁場発生器の少なくとも１つに、断続的駆動信号を出力
   する駆動回路と、 前記各磁束センサからの出力信号を入力し、第一解像度
   レベルで、前記細長いビーム部材上の前記第一部材の位
   置を示す位置信号を出力する分析回路と、 を含むことを特徴とする電子ノギス。
10. 【請求項１０】 請求項９記載の電子ノギスにおいて、 前記駆動回路は、前記磁場発生器の少なくとも１つを介
    して放電されるコンデンサを含むことを特徴とする電子
    ノギス。
11. 【請求項１１】 請求項１０記載の電子ノギスにおい
    て、 前記コンデンサおよび前記磁場発生器の少なくとも１つ
    が共振回路を形成することを特徴とする電子ノギス。
12. 【請求項１２】 請求項９記載の電子ノギスにおいて、 前記断続的駆動信号が少なくとも１つのパルス信号を含
    むことを特徴とする電子ノギス。
13. 【請求項１３】 請求項９記載の電子ノギスにおいて、 前記分析回路はカウンタを含み、 前記カウンタは、前記測定軸に沿う前記スライド部材の
    動きに応答し、前記第一解像度レベルより粗い第二解像
    度レベルの解像度で、前記磁場センサから出力される少
    なくとも１つの出力信号のサイクルの部分をカウントす
    ることを特徴とする電子ノギス。
14. 【請求項１４】 請求項１記載の電子ノギスにおいて、 前記少なくとも１つの磁場発生器によって生成される変
    動磁束が、少なくとも１ＭＨｚの振動周波数に等しいレ
    ートで変化することを特徴とする電子ノギス。
15. 【請求項１５】 スライド部材と、 前記スライド部材が移動可能な測定軸を有する細長いビ
    ーム部材と、 電力供給を行なう低電力電源と、 前記供給される電力を入力し、断続的駆動信号を出力す
    る駆動回路と、 前記細長いビーム部材および前記スライド部材に設けら
    れ、前記駆動信号を入力し、前記細長いビーム部材上の
    前記スライド部材の相対位置に応じて、少なくとも１つ
    の検出信号を出力する誘導トランスデューサと、 前記少なくとも１つの検出信号を入力し、第一解像度レ
    ベルで前記細長いビーム上の前記スライド部材の位置を
    示す出力信号を出力する分析回路と、 を有することを特徴とする電子ノギス。
16. 【請求項１６】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 前記駆動回路が前記誘導トランスデューサを介して放電
    されるコンデンサを含むことを特徴とする電子ノギス。
17. 【請求項１７】 請求項１６記載の電子ノギスにおい
    て、 前記コンデンサおよび前記誘導トランスデューサが共振
    回路を形成することを特徴とする電子ノギス。
18. 【請求項１８】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 前記誘導トランスデューサの磁場が、前記断続的駆動信
    号に応答し、少なくとも１ＭＨｚの振動周波数に等しい
    レートで変化することを特徴とする電子ノギス。
19. 【請求項１９】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 前記断続的駆動信号が少なくとも１つのパルス信号を含
    むことを特徴とする電子ノギス。
20. 【請求項２０】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 前記分析回路はカウンタを含み、 前記カウンタは、前記第一解像度レベルより粗い第二解
    像度レベルで、前記細長いビームに沿った前記スライド
    部材の動きに応答して誘導トランスデューサから出力さ
    れる少なくとも１つの検出信号のサイクルの部分をカウ
    ントし、 前記カウンタは、前記細長いビーム上の前記スライド部
    材の相対位置を提供することを特徴とする電子ノギス。
21. 【請求項２１】 請求項記２０載の電子ノギスにおい
    て、 前記カウンタが大きくとも１／４サイクルの空間間隔で
    応答することを特徴とする電子ノギス。
22. 【請求項２２】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 前記誘導トランスデューサは、 前記断続的駆動信号に応答し、磁束域内で変動磁束を発
    生する少なくとも１つの磁場発生器と、 前記磁束域内に配置可能で、その近傍の変調域内で磁束
    を変更可能な少なくとも１つの磁束変調器と、 前記磁束域内に配置され、前記磁束域の磁束を検出し、
    少なくとも１つの検出信号を生成するセンサであって、
    前記検出した磁束に基づく各検出信号がそれと前記少な
    くとも１つの磁束変調器との間の相対位置を示す、少な
    くとも１つの磁束センサと、 を含み、 前記各磁場発生器および前記各磁束センサは、連続的な
    空間的に変調された誘導結合を形成することを特徴とす
    る電子ノギス。
23. 【請求項２３】 請求項２２記載の電子ノギスにおい
    て、 ａ）各磁束センサおよびｂ）各磁場発生器の少なくとも
    １つは、極性域の交番パターンの中に設けられることを
    特徴とする電子ノギス。
24. 【請求項２４】 請求項２３記載の電子ノギスにおい
    て、 前記極性域の交番パターンは、導電性素子に区分けされ
    た正弦状領域を有することを特徴とする電子ノギス。
25. 【請求項２５】 請求項２２記載の電子ノギスにおい
    て、 前記少なくとも１つの磁束変調器が存在しない状態で
    は、前記各磁束センサによって生成される出力信号は、
    前記各磁場発生器によって生成される変動磁束に影響さ
    れないことを特徴とする電子ノギス。
26. 【請求項２６】 請求項２２記載の電子ノギスにおい
    て、 前記少なくとも１つの磁場変調器は、ａ）磁束ディスラ
    プタおよびｂ）磁束エンハンサの少なくとも１つを含む
    ことを特徴とする電子ノギス。
27. 【請求項２７】 請求項２２記載の電子ノギスにおい
    て、 前記各磁場発生器は、磁場発生導体を含み、 前記各磁束センサは、検出導体を含み、 前記各磁場発生器の磁場発生導体および前記各磁束セン
    サの検出導体は、薄い帯域内に配置されることを特徴と
    する電子ノギス。
28. 【請求項２８】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 前記分析回路が、各パルス間隔において粗い解像度レベ
    ルで相対位置の変化を判別し、また、複数のパルス間隔
    において一度だけ、より細かい解像度レベルで相対位置
    を判別することを特徴とする電子ノギス。
29. 【請求項２９】 請求項１５記載の電子ノギスにおい
    て、 当該電子ノギスが大きくとも２００μＡの平均電力を引
    き出すことを特徴とする電子ノギス。
30. 【請求項３０】 ノギスを操作するための方法におい
    て、 前記ノギスは、 測定軸を有するビーム部材と、 前記ビーム部材に配置され、前記測定軸に沿って移動可
    能なスライド部材と、 前記スライド部材および前記ビーム部材の一方に設けら
    れた磁束センサと、 前記スライド部材および前記ビーム部材の他方に設けら
    れた磁束変調器と、 前記スライド部材および前記ビーム部材の一方に設けら
    れた磁場発生器と、 を含み、 当該方法は、 磁束域内で前記磁束発生器が変動磁束を生成する工程
    と、 設定された基準点に対する測定点に前記ビーム部材に対
    する前記スライド部材を移動させ、これによって、前記
    磁束変調器が前記スライド部材と前記ビーム部材との間
    の相対位置に対する連続的な空間的に変調された誘導結
    合を更に変調する工程と、 前記磁束センサで前記更に変調された磁束を検出し、前
    記測定位置に対応する検出信号を生成する工程と、 前記磁束センサによって生成された検出信号をモニタす
    る工程と、 前記モニタした検出信号に応答して、前記設定された基
    準位置と前記測定位置の間の距離を判別する工程と、 を含むことを特徴とする方法。
31. 【請求項３１】 請求項３０記載の方法において、 前記磁束センサがトランスミッタ巻線であり、 前記変動磁束を生成する工程が前記トランスミッタ巻線
    に駆動信号を供給する工程を含み、 前記駆動信号は前記トランスミッタ巻線を流れる変動電
    流を生じさせて、前記変動磁束を誘導することを特徴と
    する方法。
32. 【請求項３２】 請求項３１記載の方法において、 前記トランスミッタ巻線に駆動信号を供給する工程が、 パルス状信号を生成するパルス発生器によって選ばれた
    パルス間隔で一連のパルスを生成する工程と、 前記パルス状信号を前記トランスミッタ巻線の入力端へ
    供給する工程と、 を含むことを特徴とする方法。
33. 【請求項３３】 請求項３２記載の方法において、 前記磁束センサによって生成された検出信号をモニタす
    る工程が、前記検出信号を前記パルス状信号と同期して
    サンプリングする工程を含むことを特徴とする方法。
34. 【請求項３４】 請求項３３記載の方法において、 前記検出信号を前記パルス状信号と同期してサンプリン
    グする工程が、 前記パルス状信号と、前記パルス発生器及び前記トラン
    スミッタ巻線によって形成される共振回路の応答のピー
    クと、の間の予想される遅延時間に基づいて、前記検出
    信号をサンプリングする工程を含むことを特徴とする方
    法。
35. 【請求項３５】 請求項３２記載の方法において、 前記判別する工程が、 各パルス間隔において粗い解像度レベルで相対位置の変
    化を判別する工程と、 複数のパルス間隔に一度だけ、より細かい解像度レベル
    で、前記設定された基準位置と測定位置との間の距離を
    判別する工程と、 を含むことを特徴とする方法。
36. 【請求項３６】 請求項３０記載の方法において、 更に、大きくとも２００μＡの平均電流で前記電子ノギ
    スを操作する工程を含むことを特徴とする方法。
37. 【請求項３７】 請求項３０記載の方法において、 前記磁束発生器で変動磁束を生成する工程が、大きくと
    も７５μＡの平均電流を磁束発生器へ供給する工程を含
    むことを特徴とする方法。
38. 【請求項３８】 スライド部材と、 測定軸を有し、前記スライド部材が設けられ、前記測定
    軸に沿って前記スライド部材が移動可能なビーム部材
    と、 駆動信号に応答して磁束域内で変動磁束を発生する少な
    くとも１つの磁場発生器と、 前記磁束域内に配置可能で、それに近接する変調域内で
    変動磁束を変更可能な少なくとも１つの磁束変調器と、 前記磁束域内に配置され、前記磁束域内の変動磁束を検
    出し、検出した磁束に基づいて、それと前記少なくとも
    １つの磁束変調器との間の相対位置を示す出力信号を生
    成する少なくとも１つの磁束センサと、 を含み、 前記各磁場発生器および前記各磁束センサは、連続的な
    空間的に変調された誘導結合を形成し、 各出力信号は、トータルの重合領域の実質的に線形な関
    数として変化し、 前記重合領域は、空間的な変調された誘導結合を構成す
    る各磁場発生器及び各磁束センサの領域に対する、少な
    くとも１つの磁束センサの有効面に対し垂直に投影され
    た前記磁束域内の少なくとも１つの磁束変調器の最大断
    面積によって定義され、 対向する誘導結合極性の領域は反対の符号の領域として
    定義されることを特徴とする電子ノギス。
39. 【請求項３９】 請求項３８記載の電子ノギスにおい
    て、 ａ）各磁束センサおよびｂ）各磁場発生器の少なくとも
    １つの領域は、選ばれた空間周波数で変調されて連続的
    な空間的に変調された誘導結合を構成することを特徴と
    する電子ノギス。
40. 【請求項４０】 請求項３８記載の電子ノギスにおい
    て、 前記重合領域は、相対位置の関数として選ばれた空間周
    波数で、正弦関数として変化することを特徴とする電子
    ノギス。