CN1064131C - 直流电流传感器 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的是提供一种灵敏的直流电流传感器，结构比较简单，用于直流漏电开关或类似装置具有良好的检测性能，对于电流变化量很小的情况，能够检测出微电流的绝对值以及微电流的方向，能够减弱输出特性的滞后现象，并改进超微电流区的检测可靠性。此外，采用了在检测铁芯中周期性的局部形成磁间隔的装置，相应于流过被检测导线的直流电流，在检测铁芯中沾圆周方向产生的磁通与另一垂直向产生的磁通相互作用，代替了机械磁开关，但实现了前述磁开关能完成的同样功能。

Description

直流电流传感器
本发明涉及一种在直流漏电开关和类似装置中使用的直流电传感器，尤其是一种具有结构简单，对于极微小的电流变化具有出色的检测性能的灵敏的直流电流传感器。
近年来，随着使用直流电的设备不断增加，例如包括逆变器、电动汽车和类似装置的电设备，则对在这些设备中检测直流电机负载所必要的控制用传感器和对用在直流漏电开关等设备中的直流电流传感器的需求也不断增加。
做为交流电流传感器用在交流漏电开关中，众所周知的是使用电流互感器。
但是，这种结构不能在上述用直流电的设备所配的漏电开关中采用，因此，按常规人们采用分流法，磁放大器法，磁多谐振荡器法(日本专利公开说明书昭和47-1644号，昭和53-31176号，昭和59-46859号)，霍尔装置法及类似方法。
分流法是检测该分路电阻两端所产生的电位差的方法，该分路电阻与被检测线串连相接。
在磁放大器法和磁多谐振荡器法中，铁芯由一种软磁性材料制成，检测线圈呈螺旋形绕在该铁芯上，被检测的导线从铁芯中穿过，用于由软磁性材料制成的铁芯直流磁偏转，借此直流电流在饱和的磁通密度(Bs)下流过检测导线，从而导致不平衡，此时由于提前施加到绕在铁芯上的线圈上的交流电产生的交变磁通，在正向和负向上达到磁饱和，以便由检测线圈检测出这一变化。因为在磁放大器方法中，铁芯上的激磁线圈提供一个交流电流的预定值，则在铁芯中超前产生磁通的变化，而在磁多谐振荡器法中，由于在电路中连接到检测线圈的半导体和类似装置的动作，产生自身振荡，并且相应于振荡用被检测电流，振荡波形的占空比是变化的。
另外，所述的霍尔装置法中，被检测的导线呈螺旋形直接绕在由软磁材料制成的铁芯上，铁芯上局部地为装配霍尔装置形成一个间隙，铁芯中磁通的变化相应于流过被检测导体的直流电流的变化而被检测出来。
但是采用上述方法构成的直流电流传感器由于下列原因很难对直流漏电开关等装置的微小电流变化作出反应，并且目前在实际应用上不能将它们作为高敏感的直流电流传感器使用。
也就是说，在分流法中，由于该分路电阻自身也作为一个电阻使用，因此在带有被检测导线的电路中，使该电路损耗增大，电效率变坏。
还有，因为用于检测电阻两端的电位差的检测电路是直接连到被检测的导线上，因此检测电路和被检测导线都很难实现电气隔离，例如，检测电路和微机控制电路类的应用电路不能直接相连，这导致通用性差。
除这些缺点以外，为了在漏电开关中采用分流法，尽管在被检测导线的电路中必须接有两个分路电阻，而实际上，很难使分路电阻的特性一致，因此实践上不可能实现对电位差的测量。
此外，为了检测出很小的泄漏，需通过连接到相关的分路电阻的检测电路测出的电位差比较而实现，这就需要采用一个相当复杂的电路来与相关的检测电路相连，因此，要提供具有高适用性的直流电流传感器是因难的。
在磁放大器法和磁多谐振荡器法中，尽管检测电路和被检测导线可以是电气绝缘的，如前所述，由软磁材料制成的铁芯受流过被检测导线的作用而发生磁偏置，出现饱和，基本上达到饱和的磁通密度(Bs)。如果使用已知的例如坡莫合金类软磁材料作为铁芯，当流过被检测导线的电流为几十毫安时，被检测导线则必须绕软磁体铁芯几十到几百匝或更多，因此，通常地做为需要一整匝被检测导线的用于漏电开关等的直流电流传感器是困难的。
另外，在磁放大器法和磁多谐荡器法中，很难测出流过被检测导线的直流电流的方向。
在霍尔装置法中，由于检测能力必不可免地是根据霍尔装置的特性所决定的，按目前已采用的霍尔装置的情况，例如当流过被检测导线的电流为几十毫安时，被检测导线必须绕软磁材料铁芯达几十甚至几百匝以上，因此，类似于磁放大器法和磁多谐振荡器法，用做为需要一整匝被检测导线的用于漏电开关等的直流电流传感器是困难的。
本发明的目的是提供一种解决了上述问题的敏感的直流电流传感器，其结构简单，用于直流漏电开关和类似装置具有出色的检测，特别适用于具有微小电流变化的情况。
本发明的另一个目的是能够提供一种敏感的直流电流传感器，能够检测出微电流的绝对值和微电流的方向。
本发明的进一步目的是提供一种敏感的直流电流传感器，能够降低输出特性的滞后变形，并且改善了在超微电流区内的检测灵敏度。
本发明的又一目的是提供一种直流电流传感器，它在已绕制完成的情况下非常易于安装和布置在配线已完成的要检测的导线上，并且适用性很广泛。
本发明人已注意到这样的事实，在检测铁芯由环状软磁材料制成，被检测导体穿过该铁芯延伸时，在铁芯上呈螺旋状绕有检测线圈，施加一电流由此穿过，对应直流电流的方向顺时针产生一个磁场，同时在检测铁芯中产生一个磁通φ。由于流过被检测导线的电流是直流电流，因此该磁通中φ0是不变的，并且在检测线圈中并不产生电动力，为了在检测线圈中产生电动力，需要在检测铁芯上局部地形成一个磁隙，它的开和关由一个磁开关完成，并且利用该磁开关按时间改变(合一开)磁通φ0。
另外，经过各种研究使上述结构更实用化，发明入已证实，通过安装在检测铁芯中周期性地局部地形成磁隙的装置；可以实现本发明的目的。当直流电流流过被检测导线时，在垂直方向上产生的磁通与检测铁芯圆周方向上产生的磁通相顶，代替机械磁开关，来实现与前述磁开关大致相同的操作。
作为局部地形成检测铁芯内周期性的磁隙的装置，其结构要使局部检测铁芯磁饱和，当直流电流流过被检测导线时，大致在垂直方向产生的磁通与在检测铁芯的圆周方向产生的磁通相顶，从而周期性地中断圆周的磁通的磁路，或可采用这样的结构，当直流电流流过被检测导线时，大致在垂直方向上产生的磁通顶着检测铁芯的圆周方向上产生的磁通，依靠磁通的推斥作用，改变圆周的磁通的方向，并且通过周期性的磁通中断该磁路。
图1(A)是表示本发明直流电流传感器基本结构的透视示意图，图1(B)是其局部剖面图。
图2和图3是表示图1所示的本发明的直流电流传感器结构中施加到激磁铁芯上的激磁功率频率、穿过检测铁芯的磁通和检测线圈中产生的电动力之间关系的曲线图，其中(A)表示激磁电流随时间的位移；
(B)表示穿过检测铁芯的磁通随时间的位称，及(C)表示检测线圈电动力和随时间位移之间的关系。
图4是用于介绍本结构略图的部分详解图，在本发明的图1的直流电流传感器结构中，只有检测铁芯和激磁铁芯的铁芯交叉区产生磁饱和。
图5是说明一种结构略图的局部详图，在图1所示的本发明的直流电流传感器中，激磁铁芯的铁芯交叉部分变窄，以使检测铁芯和激磁铁芯的重合部分产生磁饱和。
图6是说明一种结构略图的局部详图，在图1所示的本发明的直流电流传感器结构中，在铁芯重合部分上开有一个孔，以使检测铁芯和激磁铁芯的重合部分产生磁饱和。
图7(A)是说明一种结构略图的局面平面图，在图1所示的本发明的直流电流传感器结构中，只有检测铁芯和激磁铁芯的铁芯重合部分产生磁饱和，(B)是沿此图B-B线的剖面图。
图8(A)是说明一种结构略图的局部平面图，在图1所示的本发明的直流电流传感器中，以及在该图沿B-B线的剖面图的结构中，只有检测铁芯和激磁铁芯的铁芯交叉部分磁饱和。
图9是用于制造本发明的直流传感检测器的铁芯材料的一个实施例的平面示意图。
图10是表示本发明直流电流传感器的另一基本结构的透视示意图。
图11是表示本发明直流电流传感器的另一实施例的透视示意图。
图12是图11所示的本发明直流电流传感器的铁芯安装结构示意图。
图13和图14是本发明直流电流传感器的另一实施例的示意图。
图15是图14所示的本发明直流电流传感器的局部示意图。
图16(A)和(B)是图14所示的本发明直流电流传感器中由激磁线圈产生的磁路的详细示意图。
图17(A)和(B)是图14所示的本发明直流电流传感器中由激磁线圈产生的磁路的详细示意图。
图18和图19是表示本发明的直流电流检测器另一实施例的透视示意图。
图20是表示本发明直流电流传感器的另一基本结构的透视示意图。
图21是说明本发明直流电流传感器的操作原理的局部示意图。
图22是表示本发明直流电流传感器所连的电路的一个实施例示意图。
图23是本发明直流电流传感器所连的电路的一个实施例的示意图。
图24是表示检测线圈的输出占空比(在正(+)向上和负向(-)上的时间比)变化状态的曲线。
图25是确定图24中检测线圈的电动力的表示方法的示意图。
图26是表示检测线圈的输出占空比变化曲线。
图27是检测铁芯中磁通的占空比变化曲线。
图28，图29和图30分别表示本发明的直流电流传感器其它实施例的透视图。
图31(A)表示本发明的直流电流传感器的超微区域的输出和被检测电流之间关系的失量曲线，(B)表示检测铁芯的BH曲线(磁滞曲线)的线性化曲线，(C)和(D)表示一种静态的线性化曲线，其中通过施加交流电到调制线圈形成一个小磁滞围线，而施加直流电流到被检测导线以激励铁芯后，就不需施加调制的交流电流到调制线圈，并且切断直流电流，(E)表示一种小磁滞围线运动状态的线性化曲线，这时调制的交流电流施加到调制线圈上，并且该调制电流重叠在被检测电流上，在这一状态下直流电流流过被检测导线。
图32，图33，图34和图35是本发明的直流电流传感器其它实施例的透视示意图。
图36是图1中的本发明直流电流传感器的输出和流过被检测导线1的直流电流间关系的线性化曲线图。
图37是本发明的直流电流传感器的输出和流过被检测导线1的直流电流间关系的线性化曲线图。
图38表示流过被检测导线1的直流电流和当图22所示的电流连接到图18所示本发明的直流电流检测器时输出电流间关系的线性化曲线图。
图39表示流过被检测导线1的直流电流和图30所示本发明的直流电流检测器的输出间关系的线性化曲线图。
本发明的直流电流传感器是如此构成的，做为一种基本结构提供有一个铁芯交叉结构，它与由环形软磁材料构成的一部分检测铁芯相交并连接，沿着检测铁芯的圆周方向相在该环形体内放置一个由环形软磁材料构成的激磁铁芯，并且在这些铁芯上呈螺旋式的缠绕有检测线圈和激磁线圈，另外，有一根被检测导线延伸穿过该检测铁芯，直流电流过该导线用于隔离检测。
特别是在上述的结构中，交流供电装置为激磁线圈馈电，以垂直于检测铁芯的圆周方向激励激磁铁芯，并使激磁铁芯与检测铁芯的圆周方向相交互连的铁芯交叉区周期性地产生磁饱和，从而使激磁时相应于流过被检测导线的直流电流在检测铁芯中产生的磁通能得以调节，并且流过被检测导线的直流电流也可以从一电动力检测，该电动力具有由检测线圈输出的激磁电流的双倍频率。
换句话说，本发明的直流电流传感器用于对流过被检测导线的直流电流进行隔离检测，其结构包括：检测线圈呈螺旋形缠绕在由环形软磁材料构成的检测铁芯，在该铁芯中伸延有一根被检测导线，由环形软磁材料构成的并和检测铁芯的一部分沿检测铁芯的圆周方向垂直相接的激磁铁芯整体地安装，激磁线圈呈螺旋形缠绕在激磁铁芯上，通过向激磁线圈输送交流电流，驱动垂直于检测铁芯圆周方向的激磁铁芯，使检测铁芯和激磁铁芯的铁芯交叉部分周期性的磁饱和，对相应于流过被检测导线的直流电流在检测铁芯中产生的磁通进行调节，并且利用具有从检测线圈输出的激磁电流的双倍频率的电动力检测出流过被检测导线的直流电流。
本发明的直流电流传感器的结构现参考图1、图2和图3加以说明。
图1(A)是一张用于表示本发明直流电流传感器一实施例的透视说明略图，图1(B)是局部剖面示意图。图2和图3表明了激磁电流，穿过检测线圈的磁通和在此结构的检测铁芯中产生的电动力之间的关系。
图1中，标号1代表伸延穿过环形软磁材料构成的检测铁芯2的被检测导线，标号3表示一个检测给圈，它呈螺旋地缠绕在检测铁芯2的一个预定位置上，并且连接到一个给定的检测电路(图中未示出)，同时确保与待检测导线的电气绝缘。
标号4表示由环形软磁材料制成的激磁铁芯，其上呈螺旋地缠绕一个激磁线圈5到一预定位置，此外，激磁铁芯4垂直地连接到沿圆周方向的检测铁芯2的圆周区域上，并且通过下面所述的操作，在斜线所示的检测铁芯2和激磁铁芯4的铁芯交叉区上形成磁饱和区。
在图1所示的结构中，当直流电流I流过被检测的导线时，在检测铁芯2中沿直流电流I方向右旋转地产生一个磁场，并且在该检测铁芯中产生一个磁通φ0。
此时，如果将一预定的交流电流输入激磁线圈5中，在激磁铁芯4中沿图中X方向产生周期性变化的磁通，该激磁铁芯4定期地磁饱和，形成在检测铁芯2的圆周区上的铁芯交叉部分6(在图中用虚线表示)的特有的磁导率μa降低，从而形成一个靠近1的所谓主磁隙，并将检测铁芯中的磁通从φ0减少到φ1。
于是，如果施加到激励线圈5上的交流电具有频率f0，激磁铁芯4在电流的峰值附近饱和，则流过待检测导线1的直流电流I如图2所示为正向(+)(在图中向上)，或流过被检测导线1的直流电流I如图3所示为负向(-)(在图中向下)，激磁铁芯4在激磁电流的一个周期内出现两次饱和。
当流过被检测导线1的直流电流I如图2中所示为正(+)(在图中向上)时，由流过被检测导线1的直流电流产生的磁通φ。由于饱和也在检测铁芯2中产生，该磁通在如图2(B)所示的频率2f0下减小f1，即，对随着图2(C)中所示的磁通的变化在检测线圈3中产生的2f0条件下的参量进行调制。
当流过被检测导线1的直流电流I如图3所示为负(-)(在图中向下)时，虽然主要的操作相同于直流电流I为正(+)(在图中向上)的情况，但由于直流电流I是在相反的方向，在检测铁芯2中产生的磁通也反向，因此在检测线圈3中产生的频率2f0的电压VDETX磁通φ0，电压VDETX直流电流I的关系，通过检测线圈3可探测出与流过被检测导线1的直流电流I成比例的一个电动力，也可获得流过被检测导线1的直流电流I的绝对值。
同时，根据检测铁芯2和激磁铁芯4相互垂直连按的结构，在激磁铁芯4中的激磁磁通基本上不会漏到检测铁芯2侧，并且不穿过检测线圈3，而且当流过待测导线1的直流电流I为零，VDET=0时，在检测线圈3中当然不会产生由施加到激磁线圈5上的激磁电流所激励的电动力。
另外，由于在检测线圈3中产生的电动力VDET的频率为2f0，并且不同于施加到激磁线圈5上的激磁电流的频率f0，即使在激磁铁芯4中的激磁磁通由于检测铁芯2和激磁铁芯4形状和尺寸的精确性的差异存在泄漏现象，也能通过检测线圈3加以检测，因为漏磁分量的频率为f0，可以通过一个频率差别过滤器或类似物很容易地将其分离，因此本装置可以用作为高敏感度的直流电流检测器。
此外，本发明人已研制了图1所示的小型化的直流电流传感器，并且提供了如下结构的直流电流传感器，即只有检测铁芯2和激磁铁芯4的交叉区是磁饱和的，并且在该交叉区之外的激磁铁芯4是不会磁饱和的。
这也就是说，当激磁铁芯4的宽度W如图4所示制成一个常数，为了使检测铁芯2和激磁铁芯4的交叉部分实现磁饱和，(该部分用斜线条表示)，整个激磁铁芯4必须饱和，结果激磁电流变大，并需要大的激励电路，由于激磁电芯4的铁损，存在发热的可能性，使检测线圈3的输出产生温度漂移。在图中的箭头指示出磁通的分布状态。
现在，发明人又提出一种结构，即通过图5至图8所示的各种构形实现只有检测铁芯2和激磁铁芯4的铁芯交叉部分6磁饱和。
图5的结构中，只有图中斜线所示的磁芯交叉区6是磁饱和的，其它部分是不饱和的。通过窄化检测铁芯2与激磁铁芯4连接的板的宽度，使连接区域最小化。
图中的箭头指示出与图4相同的磁通分布状态。尽管铁芯交叉区6具有高磁通密度，并且如同图4的情况一样是磁饱和的，但在其它区域，磁通密度很低且不饱和。
在图6的结构中，图中斜线代表的铁芯交叉区6上具有多个通孔7，这些通孔的内径是预定的，并且与铁芯交叉区6的圆周方向相垂直的截面区域局部地变窄，以便取得与图5的结构大致相同的效果。
图7(A),(B)所示的结构可以获得与图5的结构基本相同的效果，这是由于环形软磁材料的激磁铁芯4内部，除了铁芯交叉部分6以外。该激磁铁芯4的厚度有所改变。
图8(A),(B)所示的结构的目的是为与图5的结构具有基本相同的效果，改变检测铁芯2和激磁铁芯4的材料，其中加有一个如图9所示的十字型铁芯材料构成的传感器，并做为一种包覆材料。它的制备过程是，将一种具有较低饱和磁通密度Bs的材料(检测铁芯2侧面)压制到具有高饱和磁通密度Bs且整体呈条形的薄板材料(激磁铁芯侧面)的中心上，然后将端部分别连接，同样的效果也可如下获得，即将具有比其它部分的饱和磁通密度Bs低的磁性材料局部地压制到检测铁芯2和激磁铁芯4的交叉区上。
在任一上述结构中，通过仅使检测铁芯2和激磁铁芯4的铁芯交叉区6磁饱和，而激磁铁芯4的其它区域不饱和的措施，可以降低非饱和区的铁损。
因此，在图5至图8所示的结构中，与图4的结构相比较，可以减小施加到激磁线圈5上的激磁电流，简化激磁电路，实现小型化。
也就是说，作为一个完整的传感器，在小设备的领域内具有宽的使用范围，功率消耗可以减小。而且由于激磁铁芯4的温升低，构成激磁铁芯4的软磁材料的磁特性变化很小，检测线圈3的温度偏移输出可以降低，因此作为传感器其检测准确性的稳定程度得到改善。
本发明进一步提供一种改进的直流电流传感器。
具有上述结构的直流电流传感器可以检测微电流，这是已经证实的。现已证实，即使采用已知的高磁导率材料坡莫合金C(78％镍-5钼-4铜-平衡铁)作为检测铁芯2，在流过被检测导线1的直流电流低于大约±50mA的微电流区域内，甚至在电流增加和减小的同一电流值的时刻，产生一种所谓的磁滞现象，因而在检测线圈中输出电压(电动力)不同，并且在直流电流的零点附近(±20mA)，部分地产生一个所谓的“逆变区”，在此随着直流电流增加输出电压减少。
在发生“逆变区”现象时，不可能获得测量波动时刻的基准水平，不可能在微电流区测量，也不可能获得每次不同的测量值和精确值。
可以相信，“逆变区”的产生是由于构成检测铁芯2的软磁材料的矫顽力，尽管检测铁芯2的半径r(参见图1(B))必须减小，以削弱这一影响。然而外直径和被检测导线的数量受到限制，而这是不希望的。
发明人对具有上述结构的直流电流传感器的进一步改进反复地加以描述，其中特别是将激磁铁芯4与检测铁芯2相连接的部分的宽度d(参见图1(B))加宽，以便增加激磁铁芯4相对于检测铁芯2的磁路长度的连接宽度比，并且通过反向磁场效应降低激磁铁芯4的剩余磁通密度，另外，在激磁铁芯4中产生具有一定方向的磁通的激磁线圈5围绕检测铁芯2的圆周方向缠绕，从而通过激磁线圈5对检测铁芯2产生一个退磁效应，借此这种直流电流传感器能显著地减少“逆变区”的出现程度。
也就是说，本发明提供的直流电流传感器具有下述结构，一个位于环形软磁材料的检测铁芯的一部分上的沿检测铁芯圆周方向连接和交叉的铁芯交叉区域，与环形软磁材料的激磁铁芯装配为一整体，检测线圈呈螺旋状缠绕在检测铁芯上，沿检测铁芯的圆周方向缠绕的激磁线圈绕在激磁铁芯上。此外还有一根被检测导线延伸穿过检测铁芯，用于隔离检测的直流电流流过该导线。
在上述结构中，特别地，从交流电源装置馈电给激磁线圈，激励垂直于检测铁芯圆周方向的激磁铁芯，使沿检测铁芯的圆周方向连接和交叉的激磁铁芯的磁交叉定期地进入磁饱和，则在激励时刻相应于流过被检测导线的直流电流的检测铁芯中产生的磁通得以调节，由检测线圈输出的具有双倍频率的激磁电流的电动力用于检测出流过被检测导线的直流电流。
换句话说，本发明的直流电流传感器用于检测流过被检测导线的直流电流，其结构包括：检测线圈呈螺旋形缠绕在环形软磁材料的检测铁芯上，从中穿出一被检测导线，环形软磁材料构成的激磁铁芯垂直于检测铁芯的圆周而连接，并整体地安装在检测铁芯的一部分上，激磁线圈沿检测铁芯的圆周方向绕在检测铁芯上，构成该直流电流传感器，交流电施加到激磁线圈上，以激励垂直于检测铁芯圆周方向的激磁铁芯，通过检测铁芯和激磁铁芯的铁芯交叉区周期性地进入磁饱和，对相应于流过被检测导线的直流电流在检测铁芯中产生的磁通进行调节，并且通过输出具有检测线圈的激磁电流的双倍频率的电动力，检测出流过被检测导线的直流电流。
本发明具有上述结构的直流电流传感器尤其在图10中加以说明。
图10是本发明另一种主要结构的直流电流传感器的透视说明略图。
图10中，标号1代表被检测的导线，它穿过呈椭圆环形的软磁材料检测铁芯2。标号3表示检测线圈，呈螺旋地绕在检测铁芯2上，标号4表示一个由软磁材料构成的激磁铁芯，它垂直于检测铁芯2的圆周方向形成一个椭圆环形，并整体地安装在检测铁芯的一部分上。
在这种结构中，通过加宽激磁铁芯4与检测铁芯2连接区的宽度d，激磁铁芯4与检测铁芯2的磁路长度的铁芯交叉区6的宽度d的比值大于图1所示的结构。
在图1所示的结构中，尽管激磁线圈5呈螺旋形绕在激磁铁芯4上，但如本图中所示的这种布置，激磁线圈5是沿着检测铁芯的圆周方向绕在检测铁芯上的。
在这种结构中，当直流电流I流过被检测的导线1时，在检测铁芯2中产生一个与直流电流I方向顺时针旋转的磁场，并且在检测铁芯2中产生磁通φ0。
此时，当预定的交汉电流馈入激磁线圈5中，则激磁铁芯4中产生一个磁通，在激磁铁芯4中周期性地沿图中X方向变化，周期性地磁饱和该激磁铁芯，图中用斜线表示的铁芯交叠区6，即检测铁芯2的圆周区，形成所谓磁隙，其特定的磁导率μ几乎为1，在检测铁芯中的磁通φ0降为φ1。
于是，当频率为f0的交流电流施加到激磁线圈5上，产激磁铁芯4在电流峰值附近饱和时，在检测铁芯3中产生频率为2f0的电压VDET，产生的机理与前面描述的图1的直流电流探测器的检测线圈3中产生电动力的机理相同。
此外，由于激磁铁芯4与检测铁芯2的磁路长度的铁芯交叉区6的宽度d之比率变大，通过加宽激磁铁芯4与所连的检测铁芯2的铁芯交叉区6的宽度d，磁隙比率变大，并由于反磁场效应使检测铁芯2中的剩余磁通密度最小化，此外，利用绕在检测铁芯2上的激磁线圈的退磁效应，可以明显减少“逆变区”的出现。
通过进一步改进图1和图10中本发明的基本结构，可以减少电平衡的失调，降低噪声和改进S/N之比。
特别地，在图11、图13、图14，图18和图19中所示的本发明的其它实施例具有上述效果，并能够实现稳定的测量。
即在本发明的基本结构中，如图1和图10所示，由于将一个激磁铁芯4连接到检测铁芯2，或检测线圈3的位置是一个整体，直流电流传感器难于保持电磁平衡，为使电磁平衡重新布置激磁铁芯4和检测铁芯2的结构将在图11至图19中描述。
在图11中，标号1表示被检测导线，它在一个矩形框架式检测铁芯2的中心区内穿过，一对检测线圈3a,3b呈螺线状绕在矩形框式检测铁芯2短边的相对两侧上，并且相互电气连接，在两长边上，整体地装有一对激磁铁芯4a,4b，从而形成四角管形。另外，激磁线圈5a,5b呈螺旋状绕在该对激磁铁芯4a,4b外表面侧上。
换句话说，其构成包括，一对四角管体作为激磁铁芯和4a,4b，它们沿中心轴线平行布置，并且通过由软磁材料构成的连接板，将四角管体的相对开口端的邻接测区域连按成一体，形成矩形框架形检测铁芯2，所述连接板和四角管体的侧面均连接其上，这一部分也叫铁芯交叉区6，检测线圈3a,3b呈螺旋形分别绕在该连接板区域上，激磁线圈5a,5b呈螺旋形绕在激磁铁芯对4a,4b的外侧侧表面上。
当施加直流电流I到这种结构的导线1上时，在检测铁芯2中产生沿直流电流I的方向右旋转的磁场，此时在铁芯中产生磁通φ0，如果将预定的交流电流施加到激磁线圈5a,5b上，则在激磁铁芯对4a,4b中产生沿图中X方向周期性变化的磁通，使激磁铁芯4a,4b周期性地磁饱和，则矩形框架式检测铁芯2的周边的长边区上的铁芯交叉区6变为所谓磁隙，它的磁导率μ相当接近1，从而使检测铁芯中的磁通φ0降低为φ1。
因此，上述本发明的直流电流传感器具有相应于检测线圈3a,3b的电动力产生机构，其结构与图1中的相同，使用该机构所得的效果也是一样的。
此外，由于与检测铁芯2相连的激磁铁芯4a,4b的连接宽度d基本上是本结构的传感器长边方向的尺寸L的两倍(2L)，于是激磁铁芯4对着检测铁芯2的磁路长度的连接宽度d的比值变得相当大，与图1的结构相比，这里依靠逆变磁场效应能够降低检测铁芯2中的剩余磁通密度，同时可以减弱由铁芯材料的矫顽力引起的磁滞现象。
此外，由于直流电流传感器的整个结构相对被检测导线1是对称的，它具有出色的电平衡性能，因此可实现一个稳定的测量。
上述直流电流传感器结构中的检测铁芯2和激磁铁芯4a,4b易于构成一个整体，只需将选定的软磁材料冲压成板材，形状如图12所示，然后沿图中的点划线弯曲，沿斜线所示的区域进行点焊制成。
图13表示与图11结构相同的另一实施例，不同点在于将检测线圈对3a,3b呈螺旋状围绕激磁铁芯对4a,4b绕制，并且与激磁线圈5a,5b绕在一起，通过基本上与图1相同的这种机构，可检测出流过被检测导线1的直流电流。
图14表示与图13的结构类似的又一实施例，不同点在于激磁线圈对5a,5b呈螺旋形绕在激磁线圈骨架8a,8b上，该骨架装在激磁铁芯对4a,4b的内部中心位置，形状为四角管形。通过基本上与图1相同的这种机构，可检测出流过被检测导线1的直流电流。
特别地，在图14所示的结构中，可以按下述方式易于制造，即提前如图15所示在E形区形成激磁铁芯4a,4b，将激磁线圈5a,5b提前绕在具有给定形状和尺寸的绕线架9上，再通过预定的装置插入激磁线圈骨架8a,8b，从而与矩形框式检测铁芯构成一个整体。
在图13所示的结构中，存在这样的可能性：在激磁线圈对5a,5b中产生的磁通是由激磁铁芯4a,4b泄漏的，从而由漏磁通引起一个激磁信号混合到检测线圈3a,3b中，特别是当检测一个微电流时，混合的信号水平比检测信号还大，使灵敏度变环。
但是在图14的结构中，分别于激磁线圈5a,5b中产生的磁通可有效地工作，而不会由激磁铁芯4a,4b泄漏，并且检测线圈3a,3b不会受到消极的影响。
同时，在有关的结构中，当考虑检测铁芯2和激磁铁芯4a,4b的交叉部分6的磁路时，例如图13、图16(A)和(B)所示的结构，通过一个电路的磁路的作用，使磁通的方向交替变化，而在图14及图17(A)和(B)所示的结构中，通过激磁线圈骨架8a,8b，由两个电路的磁路起作用，使磁通的方向交替变化，从而使电动平衡进一步得到改善。
如果采用图14所示的结构，要求激磁线圈骨架8a,8b的厚度预先设定为其它区域的两倍，这是因为磁通密集在激磁线圈骨架8a,8b上。
为了获得与由上述结构制成的直流电流传感器相同的效益，一个根据图10的主要结构改进的实施例示于图18和图19中。
在图18中，标号1表示被检测导线，它从矩形框架式检测铁芯2的内部中心位置伸出，一对检测线圈3a,3b呈螺旋形地绕矩形框架式检测铁芯2的相对位置的短边侧上，并相互电气连接，一对激磁铁芯4a,4b整体地装在相对位置的长边侧上，从而形成一个四角管形。同时，激磁线圈5围绕矩形框架式检测铁芯2的外圆周缠绕。
换句话说，其结构包括：一对四角管形体用作激磁铁芯4a,4b，它们平行于中心轴线布置，采用软磁材料构成的连接板将四角管体的开口端邻接部分连接为一体，形成矩形杠架形检测铁芯2，通过连接板和连接其上的四角管体的侧面即铁芯交叉区6，其中检测线圈3a,3b呈螺旋状各自绕在连接区域上，而激磁线圈5绕在检测铁芯2上。
当将直流电流I施加到这种结构的被检测导线1上时，在检测铁芯2中产生与直流电流I的方向顺时针旋转的一个磁场，从而产生一个磁通φ0。
此时，当预先施加交流电流到激磁线圈5中用以产生磁通时，它在激磁铁芯对4,4中沿图中X方向周期性地变化，并使激磁铁芯4a,4b周期性地进入磁饱和，矩形框架形检测铁芯2的外圆周上长边侧的铁芯交叉区6变成所谓的磁隙，它的特有的磁导率μ几乎等于1，因此，检测铁芯中的磁通φ0减小到φ1。
因此，图18所示的本发明的直流电流传感器具有电动力产生机理，它与检测线圈对3a,3b有关，其构成与图10所示的相同，并且其效果也可同样获得。
此外，由于连接检测铁芯2的激磁铁芯4a,4b的连接区的宽度d大致为图中的传感器的长边方向的尺寸(L)的两倍(2L)，则激磁铁芯4的连接宽度d对着检测铁芯2的磁路长度的比值变得相当大，因此在检测铁芯2中剩余磁通密度由于反向磁场的作用面减小，并且出现“逆变区”的机率显著降低。
此外，由于直流电流传感器的整个结构相对于被检测导线1是对称的，因此传感器能很好地实现电平衡，实现稳定的测量。
图19也是说明直流电流传感器的透视图，它是基于图10所示的结构加以改进的本发明的一个实施例，特别是与其它实施例比较，这种结构更易于小型化。
图19所示的直流电流传感器与图10和图18所示的结构并没有本质上的不同，它的结构包括：一个圆筒形的铁芯穿过一个矩形圆柱管铁芯，并沿垂直于矩形圆柱管铁芯的开口方向交叠，圆柱管铁芯的相反两面朝一个方向敞开，其中圆筒形铁芯用作检测铁芯2，矩形圆柱管铁芯用作激磁铁芯4，检测线圈3a,3b,3c和3d分别呈螺旋形绕在检测铁芯2的对称位置如图所示四个位置)上，铁芯2由圆筒形软磁材料制成，激磁线圈5绕在检测铁芯2上，被检测导线1穿过该圆筒形检测铁芯2。
在图1和图10所示的本发明的直流电流传感器中，以及进一步根据图1和图10构成的一些实施例中，在各种情况下由于检测铁芯2和激磁铁芯4的交叉区6定期地磁饱和，从而产生磁间隔，而在图20所示的本发明直流电流传感器的其它实施例中，无需采用激磁铁芯也可以达到本发明的目的。
在图20中，标号1表示被检测导线，它穿过由环形软磁材料构成的检测铁芯2中，标号3a,3b表示检测线圈，分别呈螺旋状绕在检测铁芯2的相对置的侧面上，它们保证了与被检测导线1的电气隔离，并且与预定的检测电路相连接(图中未示)，标号5a,5b表示激磁线圈，它通过多个形成在检测铁芯2的未绕有检测线圈3a,3b的两对置侧面上的通孔40缠绕在检测铁芯2上。
当直流电流I施加到这种结构的被检测导线1上时，在检测铁芯2中产生相对于直流电流I的方向顺时针旋转的磁场，并产生一个磁通φ0。
在此状态下如果没有电流流过激磁线圈5a,5b，由于通孔40比检测铁芯2的宽度小得多，这些通孔不足以构成磁阻，因此，磁通φ很容易通过，并沿着检测铁芯2的圆周方向形成磁路。
可是，如果将预定的交流电流施加到激磁线圈5a,5b上，则围绕多个形成在检测铁芯2上的通孔40产生磁通，并且磁通φ2大致垂直于磁通φ0，并作用到检测铁芯2的圆周区域的整个宽度方向(图中的垂直方向)上，这一磁通φ2如图21中的虚线所示。
由流过被检测导线1的直流电流产生的磁通φ0和由流过激磁线圈5a,5b的交流电流产生的磁通φ2相互垂直交叉，并且当磁通φ0≤磁通φ2时，由于相互的相斥作用，磁通φ不可能直着穿过检测铁芯2，因而沿检测铁芯2的圆周方向在上述区域周期性地形成中断磁路的磁间隙。
在这种结构中，与图1和图10的本发明的直流电流检测器一样，一个与流过被检测导线1的直流电流I成比例的电动力，通过检测线圈3a,3b可以测出。
如上所示，本发明的直流电流传感器通过采用环状软磁材料作为检测铁芯和激磁或检测铁芯，最好相应于流过被检测导线的电流的磁性来选择软磁材料，或根据传感器要求的检测灵敏度。一般地说，坡莫合金是较合适的，若考虑可加工性以及磁性能，可以采用公知的软磁材料，例如硅钢片，无定形的，电磁软铁和软铁氧体和其合成物。
在本发明中，环形软磁材料并不限于所谓圆环形软磁铁，可以将软磁铁连接构成一个电磁闭合回路即可，因此除了圆环形，还可采用椭圆环，方框架和类似闭环形状。
在检测铁芯中形成的磁间隙并不限定在检测铁芯的一个位置，它可以在多处形成，如本文中各个实施例所描述的，只要所设定的形成位置能满足电磁平衡的要求。
在图1或10和根据它们的基本内容改进的本发明的直流电流传感器中，检测铁芯和激磁铁芯的铁芯交叉区应磁饱和，不过，甚至当该铁芯交叉区并没有垂直相交并且没有获得完全的饱和时，以及只取得大致的饱和状态时，本发明的目的也能达到。
因此，通过对软磁材料的形状和尺寸，检测和激磁线圈的匝数的最优化选择，可以获得具有高适用性的传感器。
同时，在本发明中，穿过检测铁芯的被检测导体并不限定为一根，相应于所需尺寸的传感器可以穿过多根被检测导线，但是要使本发明的效果最佳化，最好限定被检测导线为单根。
通过上述描述，对本发明的直流电流传感器的主要结构和一些改进的实施例已进行了介绍，发明人还完成了许多改进措施，以便增强直流电流检测器的适用化。
例如，加装检测电流方向的装置，或加装降低由铁芯本峰磁滞引起的输出特性的滞后现象的装置，则上述结构的直流电流检测器可更广泛地得到应用。
下面，介绍加装各种装置的本发明直流电流传感器的一个
实施例。
如图2和图3所介绍的，并参阅图1所示的本发明的直流电流传感器的工作原理可知，检测线圈3中产生的各自相差180°的电压VDET的相位取决于流过被检测导线1的直流电流的方向，这个电压的频率为2f0，已经证实，通过在下述状态下向激磁线圈5施加一个激励电流，这个激励电流的频率由一具有双倍激磁电流频率的振荡器引起振荡，并预先被分成两半，并且采用相位比较电路检测出振荡器输出和检测线圈输出之间的相位差，从而可以很容易地测出流过被检测导线的直流电流的绝对值和它的方向。
也就是说，由于由振荡器振动的激励电流的频率又连接到激励线圈5，并且从检测线圈3输出VDET的频率最终为施加到激磁线圈5的激磁电流的两倍，用2f0表示，因此这些相差可易于比较出来，并且流过被检测导线的直流电流的方向也能检测出来。
因此，本发明的直流电流传感器的结构包括：在由环形软磁材料构成的检测铁芯的一部分上提供有一个沿检测铁芯圆周方向垂直连接的铁芯交叠区，它与由环形软磁材料构成的激磁铁芯安装成一整本，并且检测线圈和激磁线圈呈螺旋形分别绕制在各自的铁芯上，一根被检测导线从该检测铁芯中穿过，用于绝缘检测的直流电流从该导线流过，交流电源装置，它将由在双倍激磁电流频率的振荡器所振动的激磁电流的频率提前分成两半，通过这个激磁电流使铁芯交叉区周期性地磁饱和，该交流电源装置连接到激磁线圈，从而在激励时刻相应于流过被检测导线的直流电流，在检测线圈中产生一个磁通，该磁通经过调制，从检测线圈输出具有激磁电流频率的双倍频率的电动力，并且，振荡器输出和检测线圈输出之间的相信差由相位比较装置检测出来，最终可以检测出流过被检测导线的直流电流的绝对值和方向。
图10所示的本发明的直流电流传感器的工作原理(一个电动力生成机理)与图1的传感器是类似的，这种直流电流传感器的结构包括；在由环形软磁材料构成的检测铁芯的一部分上提供有一个沿检测铁芯圆周方向垂直连接的铁芯交叠区，它与由环形软磁材料构成的激磁铁芯安装成一整体，检测线圈呈螺旋形绕在检测铁芯上，而激磁线圈沿检测铁芯的圆周方向绕在检测铁芯上，一根被检测导线从检测铁芯中穿过，用于绝缘检测的直流电流从该导线流过，交流电源装置，它将由在双倍激磁电流频率的振荡器所振动的激磁电流的频率预先分成两半，通过这个激磁电流使铁芯交叉区周期性地磁饱和，该交流电源装置连接到激磁线圈，从而在激磁时刻相应于流过被检测导线的直流电流，在检测线圈中产生一个磁通，该磁通经过调制，从检测线圈输出具有双倍激磁电流频率的电动力，并进一步采用相位比较装置检测出振荡器输出和检测线圈输出之间的相位差，最终可检测出流过被检测导线的直流电流的绝对值和方向
另外，直流电流传感测器并不限于图1和图10的结构，它可以包括：施加一个频率为f0的交流电流到激磁线圈5作为激磁电流，在检测线圈3中产生一个频率为2f0的电压VDET，通过图2和图3所示的电动力生成机理，并由一由在双倍激磁电流频率的振荡器振动的激磁电流的频率预先分成两半，在此状态施加激磁电流到激磁线圈5，并通过相位比较电路检测振荡器输出和检测线圈输出之间的相位差。
在图1至图22中所示的关于这些直流电流传感器的操作是电路结构的一个实施例，用于最简单的结构，本发明的直流电流传感器所连接的电路结构并不局限于所示的结构。
如前所述，图1中的直流电流传感器，检测线圈3呈螺旋形绕在由环形软铁磁材料构成的检测铁芯2上，从中穿出一根被检测导线1，激磁铁芯4由环形软磁材料构成，它沿着垂直于检测铁芯2的圆周方向，与检测铁芯2的一部分安装成一整体，一个激磁线圈5呈螺旋形绕在激磁铁芯4上。
于是激磁电流施加到激磁线圈5上，激磁电流的频率由一振荡器振动激磁电流为双倍频率2f0，并被预先分为两半。
如图22所示，激磁线圈5连接到交流电源装置10。交流电源10包括一个OSC(振荡电路)11，它振动激磁电流，使其具有激磁电流的双倍频率2f0，最终施加到激磁线圈5上，包括一个T-FF(触发脉冲触发器)12，它将激磁电流频率分为两半，并连接一个频率一次性从2f0分为f0的交流电流，通过LPF(低通滤波器)13和缓冲放大器14输送到激磁线圈5。
当直流电流I沿预定方向作用到被检测导线1时(参见图1)，由于具有频率f0的激磁频率被分成两半施加到激磁线圈5上，并且电动力生成机理如前所述，在检测铁芯2中产生的磁通被调制，包括与流过被检测导线1的直流电流成比例的激磁电流的双倍频率2f0的电动力可从检测线圈3输出，并且可以获知流过被检测导线1的直流电流的绝对值。
如同图2和图3的描述，在检测线圈3中产生的2f0频率的电压VDET具有180°相差，这取决于流过被检测导线1的直流电流的方向。
在检测线圈3中产生的具有频率2f0的输出(电动力)以图22所示方式输入到相比较电路20中。
同时，由交流电源10构成的OSC11振荡的具有2f0频率的一部激磁电流也输入到图22的相比较电路20中，途径一个LPF(低通滤波器)31，一个移相器32，一个史密特触发器33等保持该频率2f0的装置，但不必通过T-FF12等连接到激磁线图5。
用在移相器32中的常数分量应考虑安全条件fosc=1/2πRC而设置。
相位比较电路20检测输入到电路20的振荡器11的输出和检测线圈3的输出之间的相位差，然后输出根据流过被检测导线1的直流电流基本线性地变化的正(+)或负(一)输出电压。
由图2和图3可以理解，如果在振荡器11的输出和检测线圈3的输出间不存在相位差，可以推测出流过被检测导线1的直流电流I处于正(+)向(图1中向上)，如果相位差为180°，可以推测出，流过被检测导线1的直流电流I处于负向(-)(图1中向下)，以及判断出直流电流I的输出方向和绝对值。
特别是，在本发明的直流电流传感器中，由于由振荡器11振荡的激磁电流的频率和检测线圈3的输出VDET的频率变为双倍频率2f0的激磁电流，并最终输送到激磁线圈5中，而振荡器与激磁线圈5相连，因此由相同频率构成的输出的相位差能易于进行比较，从而流过被检测导线的直流电流的方向可依靠相位检测电路20测出，该电流具有图22所示的比较简单的结构。
上述的本发明的工作原理不仅适用于图1所示的直流电流传感器的结构，而且适用于图10、图11、图13、图14、图18、图19和图20所示的直流电流检测器结构，在这些相关的结构中，均可实现前述的良好技术效果。
此外已经证实，上述用于附加一个电路的装置，可以检测出流过被检测导线的直流电流的绝对值和方向，只需施加一个电流，在检测铁芯中给定一个偏转磁场，它的大小和方向随时间作周期性地线性变化，例如电流波形为方波形。
在图23中，尽管直流传感器本体结构如图1所示，然而其工作和效果并不局限于此结构，这在下面说明。
标号41表示一个感应线圈，用于反射由扼流圈或类似装置构成的检测信号闯入，标号42表示检测信号旁路电容。
下面参考图24和图25描述工作原理。
图24是检测线圈3产生的输出量的示意图，其中在被检测导线1中没有电流I流过。
当方向和大小作周期性线性改变的方波电流施加到检测线圈3上时，一个磁通φ3如图24(A)所示产生在检测铁芯2中，并且一个电动力如图24(B)所示产生于检测线圈3中，图中箭头方向表示电动力的相位。在图24(B)中，在a到b和b到c之间，相位差为180°。这也就是说，为了易于理解本发明的工作原理，如图25(B)所示，用箭头表示相位方向，而具有相位差的电动力如图25(A)所示(图26的说明也同样)。
当图24(B)表示的电动力穿过一个限幅器，其波幅受到限制，于是获得图24(C)所示的输出波形，通过该输出的相位检测，则产生一个如图24(D)所示的输出。
图24(D)中在正(+)侧的输出时间T1和在负(-)侧的输出时间T2被测出，从而得到占空系数。
如图24(D)所示，这时电流I并未从被检测导线1流过，在正(+)侧的输出时间T1和在负(-)测的输出时间T2是相等的，因而它们的差(T1-T2)是零。
图25是检测线圈3产生的输出量的示意图，在此状态下，有电流I流过被检测导线1。
当其大小和方向周期性线性变化的方波电流施加到检测线圈3上，一个磁通φ4如图26(A)所示在检测铁芯2中产生，并且一个电动力如图26(B)所示在检测线圈3中产生。
由方波电流产生的磁通φ3和由流过被检测导线1的电流I产生的磁通φ0重叠(φ4=φ3+φ0)。
当图26(B)所示的电动力穿过限幅器时，波幅高度受到限制，获得图26(C)所示的输出，通过这一输出的相位检测，得到图26(D)所示的输出波形。
在图26(D)中，在正(+)向侧的输出时间T1和在负(-)向测的输出时间T2被量测，从而确定一个点宽系数。
在如图26(D)所示的直流电流I流过被检测导线1的情况下，在正向(+)侧的输出时间T1大于在负向(一)侧的输出时间T2，并且它们的差值(T1-T2)为正(T1-T2＞0)。
由于该差值(T1-T2)与流过被检测导线1的电流I成比例，通过提前测量测出值和电流I的交互作用，可以得到电流I的绝对值。
通过确定和设定该差值(T1-T2)是正(T1-T2＞0)或为负(T1-T2＞0)，以及流过被检测导线1的电流I的方向，可以同时获得电流I的方向及其绝对值。
另外，如果所设定的施加到检测线圈3上的电流最大值足以产生一个高于检测铁芯2材料的矫顽力(±Hc)的磁场，则可以减弱由于检测铁芯2材料的磁滞引起的输出特性的滞后作用。
即，除了图24和图26所描述的工作原理外，如果考虑到检测铁芯2材料的矫顽力的存在，在检测铁芯2中产生的磁通变成图27(C)或图27(D)所示的曲线，在检测线圈3中产生的输出最终显示出同样的特性。
如果电流I没有在被检测导线1中流过，并且方波形电流施加到检测线圈3上，一个磁场H3如图27(B)所示作用到检测铁芯2上，在这个时候，在检测铁芯2中生成的磁通当图27(C)所示的时间变化时呈反向变化，图27(A)示出了检测铁芯2的磁滞现象。
在这种情况下，在正(+)向侧的产生磁通时间T1和在负(一)向侧的产生磁通对间T2是相等的，它们的差(T1-T2)等于零。
如果电流I流过被检测导线1，并且方波形电流作用到检测线圈3上，一个磁场H4如图27(8)所示作用到检测铁芯2上，此时，在检测铁芯2中生成的磁通当图27(D)所示的时间变化时改变(反向)其方向，图27(A)示出了检测铁芯2的磁滞现象。
在这种情况下，在正(+)向侧的产生磁通时间T1比在负(-)向侧的产生磁通时间T2大，其差值为正(T1-T2＞0)。
从图24和图26的介绍可以理解，在检测线图3中产生的电动力是取决于图27(C)和(D)中所示的磁通，并且在该电动力通过限制幅器且其波幅高度受到限制后，由相位检测而得到的输出特性表现出与图27(C)和图27(D)所示的同样的输出时间特性。
设定施加到检测线圈3的电流的最大值，以便足以产生一个高于检测铁芯2材料的矫顽力的磁场，检测铁芯2材料的磁滞影响变成常数(总是画出一个相同的磁滞回线)，并且由于差值(T1-T2)与流过被检测导线1的电流I成正比例，因此可以理解，所获得的输出曲线最终是线性的。
至此所描述的本发明的工作和效果是与图1所示的直流电流传感器相同的，而且与图10，所示的直流电流传感器一样，与图10，图13，图14，图18，图19和图20所示的基本结构也是相同的。
此外，在本发明中采用防止随着输出电压的滞后现象出现的逆反区的结构，在检测时间不能忽略检测铁芯的矫顽力的情况，例如图10的结构不能符合的超微电流区(小于±10mA)的情况，或磁路长度变长以致大大地延伸通过导线的情况，采用进一步改进的结构，以便减少逆反区(当直流电流增加时输出电压降低的区域)的出现，这种区域是图10中的微电流区内随着检测线圈输出电压(电动力)的滞后现象而产生的。
也就是说，直流电流传感器的结构能减弱由于铁芯剩余磁通造成的输出特性滞后程度，这是通过将一个调制线圈与被检测导线的走向相同地延伸布置，以使调制线圈所产生的交流磁场相重迭。
特别需要描述的，在图28所示的结构中，当沿着与被检测导线1的方向相同延伸布置一个调制线圈43，并且施加一个交流电流以便产生一个大于等于Hc(矫顽力)的磁场，该电流通过调制线圈43，使检测铁芯工具有如图31(B)所示的BH曲线(磁滞回线)时，如图31(C)所示，形成一个小磁滞回线，并且回线的中心X与原点O相符合。
下面，根据附图专门介绍形成该小磁滞回线的概略情况。
在图31(C)所示的上述现象中，例如当直流电流施加到检测导线1中，淡必施加一个调制交流电流到调制线圈43上，则直流电流在到达BH平面图的P点后打断，继而返回到A′点(或铁芯的磁通密度用-Br表示)。
在此状态下，如果将上述调制的交流电流施加到调制线圈43中，当交流波形从A移向B时，磁力线移动到BH曲线上A→B之间的任何位置和B1(通常，在交流电流情况下闭合到B′)此后，随着交流从C→D→E的变化，磁力线在B-H环上沿C′→D′→E′运动，其运动路线沿着图中虚线所示的小磁滞回线Q。而小磁滞回线的中心与BH曲线的原点O相重合。
如图31(D)所示，如果交流调制电流没有施加到模制线圈43上，并且沿与上述方向相反的方向作用到被检测导线1上的直流电流到达铁芯激励点R处打断，继而返回到S点(铁芯的磁通密度用Br表示)。
此时，如果将交流电流ABCDE……如前所述施加到调制线圈上，点S移动到B″，此后通过S′多动到D′和D1′之间的任何位置上(通过，在交流电流情况下闭合到D′)，总之沿着相同的路途或图中虚线表示的小磁滞回线Q。小磁滞回线Q的中心与BH曲线的原点重合。
图31(C),(D)所示的现象包括：小磁滞回线Q的中心与8H曲线的原点O重合，在施加调制交流电流前，不必考虑输送到被检测导线1的直流电流的电流值和方向。
现在，当交流调制电流作用到调制线圈43上，则将该调制电流迭加在此状态下的检测电流上，这时在被检测导线1中流过直流电流。环的中心X沿着图31(E)的虚线移动，大致保持为小磁滞回线Q的形状，并与流过被检测导线1的电流相对应，因此在此点检测，磁滞现象已基本消失。
在图28的结构中，如果调制线圈43与被检测导线1同方向伸延，并且馈入交流电足以产生大于矫顽力的磁场，则由于铁芯材料的矫顽力引起的剩磁滞特性可以消除，从而提高了在超微电流情况下的检测灵敏度。
本发明的结构中，在一个由环状软磁材料构成的检测铁芯的一部分上沿着该检测铁芯的圆周方向整体地交叉连接一个软磁材料的环形激磁铁芯，一检测线圈呈螺旋形绕在检测铁芯上，一激磁线圈沿检测铁芯的圆周方向绕在检测铁芯上，一根被检测导线隔离检测的直流电流流经该导线，导线穿过检测铁芯，还包括一个不只一匝的与被检测导线具有相同走向的调制线圈，在这个调制线圈中产生一个与检测线圈重迭的交变磁场，一根被检测导线穿过该检测铁芯，用于隔离检测的直流电流从导线中流过，交流电源装置将预先由一振荡器振动的激磁电流频率在双倍频率时分成两半，该交流电源连接到激磁线圈，因而相应于与流过被检测导线的直流电流重合的交流电流在检测铁芯中产生磁通，并在激励时被调制，一个具有双倍激磁电流频率的电动力由检测线圈中输出，并且通过相位比较电流检出在振荡器输出和检测线圈输出之间的相差，还可测出流过被检测导线的直流电流的绝对值和方向以及重复的交流电流，将重迭的交流成份从检测信号中排除，则可以高灵敏地检测出相应于流过被检测导线的直流电流的输出参量。
类似地，在这种结构中，调制线圈43沿与被检测导线相同的方向伸延布置，在图18及图29所示的直流传感器中，调制线圈43布置方向与被检测导线相同，在图19及图30所示的直流电流传感器中，也能得到此效果。
根据图30所示的一个实施例，该结构组合采纳了多种装置，因而本发明的效果也能更有效地实现。
图30的结构具有图19所示的基本结构，另外还包括一个调制线圈，于是，激磁电流输入到激磁线圈5上，其中由振荡器振动为双倍激磁电流频率2f0的激磁电流频率被预先分成两半。
例如，将激磁线圈5连接到交流电源装置。该交流电源装置包括一个OSC(振荡电路)，用于振荡激磁电流，使其具有双倍的激磁电流频率2f0，然后供给激磁线圈5，和一个T-FF(触发脉冲触发器)，用于将激磁电流频率分为两半，还通过一个缓冲放大器座接交流电流到LPF(低通滤波器)，其频率一次性从2f0为分f0。
交流电流必须产生一个大于环形软磁材料的铁芯的±Hc的磁场，该电流施加到调制线圈43上，通过分别与交流电源装置连接，产生一个交变磁场，从而可以消除铁芯材料的矫顽力产生的剩磁通导致的磁滞现象。
当将直流电流I按预定方向输入到被检测导线时，借助具有上述已分成两半的频率f0并供给激磁线圈5的激磁电流，类似于前面提到的电动力产生机理，在检测铁芯2中产生的磁通被调制，并且包括双倍激磁电流频率2f0的电动力正比于流过被检测导线1的直流电流的和及施加到线圈43的交流电流，该电动力从检测线圈3输出，除去在检测线圈中产生的输出中的交流分时，可以得到流过被检测导线1的直流电流I的绝对值。
在检测线圈3中产生的频率为2f0的电压VDET的相位相差180°，它取决于图2和图3所示的流过被检测导线1的直流电流I的方向。
检测线圈3的输出(电动力)具有频率2f0，并以此方式输入到相位比较电路。
交流电源装置中的OSC振荡后的具有2f0频率的激磁电流部分通过LPF(低通滤波器)，移相器，史密特触发器等装置输入到相比较电路，保持频率为2f0，不需通过T-FF连接到激磁线圈5。
相位比较电路检出输入到该电路的振荡器输出和检测线圈3输出之间的相位差，最后的正(+)的或负(一)的输出电压VDET的输出相应于流过被检测导线1的直流电流I的方向主要做线性变化。
要检测的直流电流I和施加到线圈43的交流电流共同构成的输出是从检测线圈中得到的，这个交流分量必须被除掉。为了除去此交流分量，采用以下有效的方法，即在相位检测后用带通滤波器除去从低通滤波器输出中带有的重迭的交流分量，该带通滤波器具有高Q的通频。
从图2和图3可以理解，当振荡器11的输出与检测线圈3的输出间不存在相位差时，可以推断出，流过被检测导线1的直流电流I是位于正(+)向(图30中向上)，而当相位差为180°时，可以推断出，流过被检测导线1的直流电流I是位于负(-)向(图20中向下)，因此可以组合直流电流I的绝对值和方向为输出参量。
特别地，在本发明的直流电流传感器中，由连接到激磁线圈5的振荡器振动的激磁电流的频率和从检测线圈3输出VDET的频率最终变成一个倍频2f0的激磁电流作用到激磁线圈5上，由同样频率构成的输出相差易于比较，并且采用较简单结构的相位比较电路可检出流过被检测导线的直流电流的方向。
至此描述的本发明的工作不仅适用于图30所示的直流传感器，也适用于图28和图29所示的直流传感器，前面描述的出色的技术效果这些结构也是实现的。
当采用这些直流电流传感器构成发明装置时，特别地，为了防止开关噪声，有效的办法是插入一个噪声过滤器到检测电路的动力线路中，本发明的各种结构的直流电流传感器最好采用由坡莫合金，无定向的硅钢片等制成的屏蔽箱体将其覆盖，以防止感应噪音的混合影响(图中标号51a表示箱体，标号51b，51c表示箱盖)。
为了在安装和配置本发明的直流电流传感器时，无需切断已缠绕完毕的导线(被检测导线)，最好采用如图33，图34和图35所示的结构。
也就是说，将检测铁芯预先分开，待将被检测导线装入其内部后再将这对检测铁芯组装起来，从而实现本发明的直流电流检测器的原有工作和效果。
在图33的结构中，将图14所述的直流传感器的检测铁芯2分开，采用由与检测铁芯2相同材料构成的L形安装部件60a,60b固定到已分开的检测铁芯2的接头区域2a,2b上，在布置好被检测导线1到预定位置之后，用螺母61将铁芯2整体组装，图中标号3a,3b代表检测线圈，标号5a,5b代表激磁线圈。
在图34的结构中，在图33的结构中L型安装部件60a,60b所在位置上，换为块状安装部件62a,62b固定到已分开的检测铁芯2的接头区2a,2b上，并且安装部件的材料同铁芯材料，在将被检测导线1布置到位后，用螺母63将铁芯整体组装起来。根据这个结构，由蚴母63产生的夹紧力很难改变安装部件62a,62b的连接状态。
在图35的结构中，已分开的检测铁芯2的接头区2a,2b电磁地接到一个插座64中，在这张图中，标号5代表激磁线圈，它预先安装在带状树脂弹性带65上，在将被检测导线1布置到位后，利用插口64将检测铁芯2的接头区2a,2b组装，然后装配激磁线圈围绕住检测铁芯2，其相对端区最后电气连接在该插座64中。
插座64内部连搠了检测铁芯2的接头区2a，2b，和激磁线圈5的接头区，但其结构并无特殊之处，通常，已知的用在电器中的连接装置均可采用。
除了图33、图34和图35中所示的结构。各种可分开和连接检测铁芯2的装置均可采用。在任何情况下，为了获得稳定的输出特性，在上述的检测铁芯2的组合上必须实现稳固的电气连接。
由于磁阻的变化和形状，考虑到电磁平衡因素，最好对分开及组合检测铁芯的装置的形状有所选择。
本发明的直流电流传感器并不局限于上述的实施例，只要其有所要求的特性的各种构型均可选用，即包括在检测铁芯上周期性地形成磁隙的装置，当直流电流流过被检测导线时，能产生大致垂直于沿检测铁芯圆周方向产生的磁通的磁通。
实施例1
一种图9所示形状的十字形铁芯材料，它是用坡莫合金C(78％镍-5％钼-4％铜-平衡铁)构成的0.2mm的薄板冲压而成，其中L1=75mm,L2=50mm,W1=10mm和W2=13mm。
该铁芯材料的有关端部相互重合10mm，并采用点焊形成一体，组装成图1所示的结构，然后进行热处理，在1100℃下热处理三小时后并氢气氛中在100℃/hr,600℃至400℃之间进行多级冷却。
一对较小直径(约12.5mm)的环形铁芯用作检测铁芯2，一个较大直径的(约20mm)环形铁芯用作激磁铁芯4。围绕铁芯缠绕一绝缘保护的乙烯带之后，将外径为0.2mm的普通导线绕在检测铁芯2上40匝制成检测线圈3，将外径为0.5mm的普通导线绕在激磁铁芯4上20匝制成激磁线圈5，另外，被检测导线1外径为9.0mm，带有乙烯镀膜，将该导线从检测铁芯2中穿过。
如果在激磁线圈5中输入一个f=10KHz的500mA交流电流，作为激磁电流，测得在检测线圈3中的输出VDET=10mV，当在被检测导线1中没有流过直流电流时，可认为这是剩余噪音的效应，当将50mA的直流施加到被检测导线1时，测得检测线圈3的输出为VDET=60mV，由此可以证实本发明的直流电注检测器具有很高的实用性。
实施例2
当施加直流电流I到实施例1中的被检测导线1中时，改变输出到检测线圈的电动力(输出)VDET，直流电流的增大和减小范围在±(100mA以内，这一变化参见图36。
实施例3
在实例1的直流电流传感器中，当其结构如图5中所示，激磁铁芯4保持与检测铁芯2相连接的区域的宽度为10mm，其它区域则为15mm，如果施加到激磁线圈5上的激磁电流为f=10KHz,300mA时，检测出大约与实例1的输出相同的参量程度。这可以证实，仅仅使激磁铁芯4和检测铁芯2的交叉区磁饱和，而激磁铁芯4的其它区域是不饱和的，同样可减小激磁电流。
实施例4
图18所示的直流电流传感器铁芯安装结构，是将由坡莫合金C(78％镍-5％钼-4％铜-平衡铁)的构成的厚度为0.1mm的薄板冲压成图12中所示的形状，沿装配线即虚线弯曲后在由斜线表示的区域点焊后制成。
其中，L=25mm,H=10mm,W1=30mm,W2=10mm。
在三小时长的1100℃的热处理后，在氢气氛下热处理，通过多及冷却处理，即在1100℃/hr，在600℃至400℃之间，完成安装过程，制成本发明的直流电流传感器。
围绕检测铁芯2的所需区域绕上绝缘保护用乙烯带后，将外径为0.2mm的普通导线绕在检测铁芯2的较短侧上绕20匝制成检测线圈3a,3b，再将外径为0.5mm的普通导线绕在检测铁芯2上20匝制成激磁线圈5。将外径为8mm的具有乙烯涂层的导线1从检测铁芯2中穿出。
向激磁线圈5施加9KHz,300mA的交流激磁电流，测出检测线圈3的输出电压VDET(图中3a和3b的总值)，如果没有直流电流流过被检测导线1，可认为这是剩余噪声的影响，如果流过被检测导线1的直流电流I为50mA，测出检测线圈3的输出电压VDET=40mV，这就证实了本发明的直流电流传感器具有良好地实用性。
实施例5
当输入到被检测导线1中的直流电流在±100mA内增大和减小时，输出到检测线圈3(图中3a和3b的总和)的电动力(输出)VDET也变化，这一变化曲线示于图37所示的实施例4的直流传感器的情况，从图37可证明，甚至当流过被检测导线1的直流电流只是在一个微小的范围内，随着电流的增加，也不会出现输出减少现象(逆反区域)，从而实现一个可靠的测量。
特别是，与实施例2的电动力(输)VDET曲线相比，其效果相当明显。
实施例6
如果将实施例4中的检测线圈3和激磁线圈5与图22所示的电路相连接，通过相位比较电路，检测线圈3输出的电动力(输出)VDET，变化并且将由振荡器11振荡的频率为18KHz的300mA交流电流作为激磁电流，这个具有信频的激磁电流最终输送到激磁线圈5上，而且，施加到被检测导线1上的直流电流如图38所示可在±50mA范围内增加和减小。
输出电压VDET是从具有预定放大功能的一个放大器电路输出的值。
根据本发明的直流电流检测器，从图38可知，可以检测出检测线圈3的电动力(输出)的方向，这取决于流过被检测导线的直流电流的变化，还可以准确和可靠地测出流过被检测导线的直流电流的绝对值及其方向。
因此，不仅可检测出流过被检测导线的直流电流的绝对值，而且可测知其方向，因此可有效地用于根据直流电流方向需控制正负交换和往复工作的技术领域，例如，使用直流电机的传动装置。
实施例7
图30示出了一个直流电流传感器的铁芯组件，将由坡莫合金(78％镍-5％钼-4％铜-平衡铁)构成的厚度为0.1mm的薄板冲压成预定的形状，为装配将其弯曲到预定位置，并且点焊。
其中，L=35mm,H=15mm,W1=35mm,W2=10mm。
在1100℃下热处理三个小时，在氢气氛下热处理，采用多级冷却处理，即在100℃/hr，在600℃到400℃之间，处理完成后得到直流传感器。
将绝缘保护用乙烯带绕在检测铁芯2的所需位置上，然后将外径为0.2mm的普通导线绕检测铁芯缠绕20匝，制成检测线圈3a,3b,3c，用外径为0.5mm的普通导线绕检测铁芯2缠绕20匝，将一根外径为8mm的带乙烯涂层的导线从圆筒形铁芯2中穿过。
另外，将一个调制线圈43沿着与被检测导线1同样的方向穿过圆筒形检测铁芯2。
通过相位比较电路的低通滤波器消除检测线圈3(图中3a和3b,3c,3d的总和)输出的电动力(输出)VDET中的100Hz交流分量，使输出发生变化，在振荡时刻，由振荡器输出一频率为18KHz,300mA的交流电流到激磁线圈5中和检测线圈3中作为激磁电流，提供给调制线图43的方波电流为100Hz,30mA(峰值)，而提供给被检测导线1的直流电流I值可在±50mA范围内增减，通过安装交流电源装置和相位比较电路，其中的振荡器后的激磁电流的频率为信频，最终作用到激磁线圈上。
输出电压VDET是由一个具有预定放大性能的放大器电路输出的值。
根据图39的本发明的直流传感器，可以相应于流过被检测导线的直流电流测出检测线圈3的电动力(输出)的方向，也就是能精确和可靠地测出流过被检测导线的直流电流的方向和绝对值。
此外，如图39所示，显而易见，在10倍或10倍以上的S/N比值下可检测出10mA的微电流，由于往复式电流的大小，在差值检测灵敏度上没有误差，并且由于往复式电流，输出量的误差是很小的。
因此，这个实例中的直流电流传感器类似于实例6中的情况，不仅可以测出流过被检测导线的直流电流的绝对值，也可测知其方向，它可以有效地适用于需根据直流电流方向控制进行正负操作或往复操作的技术领域，例如使用直流电机的传动装置，另外，还可以完成更敏感度高的检测，也可以微型化。

Claims (13)

1．一种直流电流传感器，包括：环绕导线(1)的磁检测铁芯(2)，导线(1)上承载有要检测的电流；用于激励磁检测铁芯的激磁装置(4-6)；以及连接到磁检测铁芯用于检测磁检测铁芯上所得磁通变化的检测线圈装置(3)；
其特征在于，激磁装置包括一个装置，用于在磁检测铁芯的一个位置上周期性产生一个垂直于环绕磁检测铁芯的磁通通路的磁通，在磁检测铁芯中产生高磁阻，检测线圈装置产生激磁装置的第一谐波频率。
2．根据权利要求1的直流电流传感器，其特征在于，该激磁装置包括附于磁检测铁芯相对侧的激磁铁芯(4)，检测铁芯与激磁铁芯垂直交叉，并且激磁线圈(5)螺旋环绕激磁铁芯(4)。
3．根据权利要求1的直流电流传感器，其特征在于，该激磁装置包括附于磁检测铁芯相对侧的激磁铁芯(4)，检测铁芯与激磁铁芯垂直交叉，并且激磁线圈(5)沿检测铁芯的圆周方向环绕检测铁芯(2)的外圆周。
4．根据权利要求2或3任一项的直流电流传感器，其特征在于，该激磁铁芯是一对并列的管状体。
5．根据权利要求2或3任一项的直流电流传感器，其特征在于，磁检测铁芯为正方形管状环。
6．根据权利要求2或3任一项的直流电流传感器，其特征在于，磁检测铁芯为圆柱形，激磁铁芯为正方形管状环，其中圆柱形磁检测铁芯在激磁铁芯的两相对侧间延伸。
7．根据权利要求2或3任一项的直流电流传感器，其特征在于，磁检测铁芯在激磁铁芯附于其上之处的磁宽小于激磁铁芯的磁宽。
8．根据权利要求1的直流电流传感器，其特征在于，激磁装
                                             40)和环绕该通孔的激磁线圈，其中该两并列行垂直于环绕磁检测铁芯的磁通通路。
9．根据权利要求1、2、3或8任一项的直流电流传感器，其特征在于，包括检测相对于遣送给激磁装置信号的来自传感线圈的第一谐振信号的相位的装置。
10．根据权利要求1、2、3或8任一项的直流电流传感器，
                                            43)。
11．根据权利要求1、2、3或8任一项的直流电流传感器，
12．根据权利要求1、2、3或8任一项的直流电流传感器，其特征在于，磁检测铁芯和激磁铁芯由下列材料之一或多种形成：坡莫合金、硅钢片、无定形电磁软铁或软铁氧体。
13．根据权利要求1、2、3或8任一项的直流电流传感器，其特征在于，箱体由坡莫合金或无定向硅钢片组成。
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