JPH07335456A

JPH07335456A - 可飽和リアクタトランス及びコンバータトランス

Info

Publication number: JPH07335456A
Application number: JP6150564A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-06-09
Filing date: 1994-06-09
Publication date: 1995-12-22

Abstract

(57)【要約】【目的】自励式の電流共振形スイッチング電源回路に
備えられるパワーレギュレーショントランス（可飽和リ
アクタトランス）Ｔ₁ 及びコンバータトランスＴ₂ の小
型・軽量化及び製造コストの削減を図る。【構成】例えば、珪素鋼板打ち抜き鉄心を積層して形
成したＵ字形磁性体１、２を互いに直交するように溶接
により接合して１つのコアを得る。そして、磁性体１の
一方の磁脚に巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R を巻装し、磁性体２
の一方の磁脚に対して制御巻線Ｎ_C を巻装してパワーレ
ギュレーショントランスＴ₁ を構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は可飽和リアクタトランス
及びコンバータトランスに関わり、例えば自励式の電流
共振型のスイッチング電源に設けられている、可飽和リ
アクタトランスとコンバータトランスに適用して好適な
ものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、電流共振型のスイッチング電源
は、所定のスイッチング周波数によってオン／オフ制御
されるトランジスタと、このトランジスタによって断続
される電流が流れるコンバータトランスを備え、このコ
ンバータトランスの２次側に巻装されているコイルから
出力電圧を得るように構成されている。また、上記コン
バータトランスの１次側のコイルは直列に接続されてい
る共振コンデンサによって共振回路を構成しており、こ
の共振回路の共振周波数と前記スイッチング周波数が一
致したときに最大の出力電圧が得られるように制御する
制御手段が付加されている。

【０００３】この制御手段は、例えばスイッチングトラ
ンジスタの入力端子側に接続されている可飽和リアクト
ルとされるパワーレギュレーショントランスと、このパ
ワーレギュレーショントランスのインダクタンスを制御
するための制御回路によって構成されており、例えばコ
ンバータトランスの出力変動に対応する電圧、又は電流
を検出して前記パワーレギュレーショントランスに付加
されている制御巻線に流す電流をコントロールすること
によって、スイッチング周波数を変化し、コンバータト
ランスの出力変動を解消する方向に制御するようしてい
る。

【０００４】図６は、このような電流共振型のスイッチ
ング電源の一例を示す回路図であり、この図においてＡ
Ｃは商用の交流電源を示し、この商用交流電源ＡＣに対
して設けられるＣＭＣはコモンモードノイズ除去のため
のコモンモードチョークコイルを、また、このコモンモ
ードチョークコイルＣＭＣの後段の両極ライン間に挿入
されるＣ_L は、ノーマルモードノイズを除去するアクロ
スコンデンサを示している。また、Ｄｉ₁ は４本のダイ
オードをブリッジ接続してなるブリッジ整流回路を示
し、入力された交流電源ＡＣについて全波整流を行う。
Ｃｉは平滑用コンデンサであり、上記ブリッジ整流回路
Ｄｉ₁ 及びこの平滑用コンデンサＣｉにより整流平滑電
圧Ｅｉが得られる。

【０００５】次に、Ｑ₁ 、Ｑ₂ はそれぞれスイッチング
素子としてのスイッチングトランジスタを示し、図のよ
うに整流平滑電圧Ｅｉとアース間に対してそれぞれのコ
レクタ、エミッタを介して接続されている。また、スイ
ッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ の各コレクタ−ベース
間にそれぞれ挿入される抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2は起動抵抗を、
またスイッチングトランジスタＱ₁、Ｑ₂ の各ベース−
エミッタ間に挿入されるＤ₁ 、Ｄ₂ はそれぞれダンパー
ダイオードを示す。また、抵抗Ｒ_B1、Ｒ_B2はそれぞれ、
スイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のベース電流（ド
ライブ電流）調整用抵抗を示している。そして、スイッ
チングトランジスタＱ₁ のベースと抵抗Ｒ_B1、及びスイ
ッチングトランジスタＱ₂ のベースと抵抗Ｒ_B2間にそれ
ぞれ設けられるＣ_B1、Ｃ_B2は共振用のコンデンサであ
り、次に説明するパワーレギュレーショントランスＴ₁
の駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2と共に、自励発振用の直列共振回
路を形成している。

【０００６】Ｔ₁ はスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ
₂ のスイッチング周波数を可変制御するパワーレギュレ
ーショントランス（ＰＲＴ）を示し、この図の場合には
駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2及び共振電流検出巻線Ｎ_R が巻回さ
れ、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎ_C が直交す
る方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとされて
いる。なお、巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2においてそれぞれ（）内
に示すＬ_B はそのインダクタンスを示す。このパワーレ
ギュレーショントランスＴ₁ の駆動巻線Ｎ_B1の一端は抵
抗Ｒ_B1に、他端はスイッチングトランジスタＱ₁ のエミ
ッタに接続される。また、駆動巻線Ｎ_B2の一端はアース
に接地されると共に他端は抵抗Ｒ_B2と接続されて、前記
駆動巻線Ｎ_B1と逆の極性の電圧が出力されるようになさ
れている。また、電流検出巻線Ｎ_R はスイッチングトラ
ンジスタＱ₁ のエミッタとスイッチングトランジスタＱ
₂ のコレクタの接点に接続されると共に、コンバータト
ランスＴ₂ の一次巻線Ｎ₁ の一端に対して接続される。

【０００７】Ｔ₂ はスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ
₂ のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁型
のコンバータトランスで、このコンバータトランスＴ₂
の一次巻線Ｎ₁ の一端は電流検出巻線Ｎ_R と直列に接続
され、他端は共振コンデンサＣ₁ を介してアースに対し
て接続されている。そして、これら共振コンデンサＣ₁
及び一次巻線Ｎ₁ を含むコンバータトランスＴ₂ のイン
ダクタンス成分により共振回路を形成している。従っ
て、実際のコンバータトランスＴ₂ においては、負荷電
力や交流入力電圧等の各種条件に適合する一次側の励磁
インダクタンス及び漏れインダクタンス（トランス結合
係数に相当する）が得られるように選定される。

【０００８】そしてこの場合、コンバータトランスＴ₂
の二次側には二次巻線Ｎ₂ 及びＮ₃が設けられており、
例えば二次巻線Ｎ₂ 側に対しては図のようにブリッジ整
流回路Ｄｉ₂ と、このブリッジ整流回路Ｄｉ₂ のプラス
側の出力とアース間に接続された平滑用コンデンサＣ₂
からなる整流平滑回路が設けられ、これにより、一次巻
線Ｎ₁ の交流電圧で誘起されたエネルギーが二次巻線Ｎ
₂ に伝送される結果、直流電圧出力Ｅ₁ が得られること
となる。また、二次巻線Ｎ₃ においてはアースに接地さ
れたセンタータップを設けると共に、ダイオードＤ₃ 、
Ｄ₄ による全波整流回路と平滑用コンデンサＣ₃ が設け
られることで、直流電圧出力Ｅ₂ が得られる。ＡＭＰは
例えば二次側の直流電圧出力Ｅ₁ と基準電圧とを比較し
てその誤差に応じた直流電流を、制御電流Ｉ_C としてパ
ワーレギュレーショントランスＴ₁ の制御巻線Ｎ_C に供
給する誤差増幅器である。

【０００９】上記構成の電源装置における電流共振型の
スイッチング電源のスイッチング動作としては、先ず商
用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗Ｒ_S1、Ｒ_S2
を介してスイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のベース
にベース電流が供給されることになるが、例えばスイッ
チングトランジスタＱ₁ が先にオンとなったとすれば、
スイッチングトランジスタＱ₂ はオフとなるように制御
される。そして整流平滑電圧Ｅｉからスイッチングトラ
ンジスタＱ₁ →電流検出巻線Ｎ_R →一次巻線Ｎ₁ →コン
デンサＣ₁ に共振電流が流れるが、この共振電流が０と
なる近傍でスイッチングトランジスタＱ₂ がオン、スイ
ッチングトランジスタＱ₁ がオフとなるように制御され
る。そして、スイッチングトランジスタＱ₂ を介して先
とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチングト
ランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ が交互にオンとなる自励式のスイ
ッチング動作が開始される。このスイッチングトランジ
スタＱ₁ 、Ｑ₂ のスイッチング周波数は、駆動用巻線Ｎ
_B1のインダクタンスとコンデンサＣ₂ の容量、駆動用巻
線Ｎ_B2のインダクタンスとコンデンサＣ₃ の容量によっ
て決定される。このようにスイッチングトランジスタＱ
₁ 、Ｑ₂ のスイッチング動作に伴い、共振コンデンサＣ
₁ 及び一次巻線Ｎ₁ からなる電流共振回路に高周波の電
流が流れ、スイッチングによって蓄積されたエネルギー
はコンバータトランスＴ₂ の２次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₃ に伝送
される。これら２次巻線Ｎ₂ 、Ｎ₃ に励起された交流電
圧は、図に示すような整流平滑回路により直流電圧Ｅ
₁ 、Ｅ₂ として、後段の負荷回路に供給されることにな
る。

【００１０】次に、この電流共振型スイッチング電源回
路における定電圧制御について簡単に説明する。例えば
アッパ制御特性とされている時は、二次側の直流電圧Ｅ
₁ が上昇すると、この変動を検出して誤差増幅器ＡＭＰ
から出力される制御電流Ｉ_C は増加する。このように制
御電流Ｉ_C が増加した場合には、これに応じてパワーレ
ギュレーショントランスＴ₁ のコアが飽和状態に近付い
ていくことになり、これによって被制御巻線である駆動
巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダクタンスは減少する。ところ
で、スイッチングトランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ のスイッチン
グ周波数は、それぞれ駆動用巻線Ｎ_B1（Ｎ_B2）のインダ
クタンスとコンデンサＣ_B1（Ｃ_B2）の容量によって決定
されるが、駆動用巻線のインダクタンスが減少するとス
イッチング周波数は高くなる。従って、この場合にはコ
ンデンサＣ₁ とコンバータトランスＴ₂ のインダクタン
ス成分による共振周波数に対するスイッチング周波数は
高くり、この条件ではコンバータトランスＴ₂ の二次巻
線Ｎ_2、Ｎ₃ 側に励起される電圧は低下することになる。
この結果、二次側の直流電圧Ｅ₁ およびＥ₂ の電圧の上
昇は抑制されることになる。

【００１１】また、二次側の直流電圧Ｅ₁ が降下した場
合には、誤差増幅器ＡＭＰは、これに応じて減少された
制御電流Ｉ_C を制御巻線Ｎ_C に供給し、パワーレギュレ
ーショントランスＴ₁ の駆動巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダク
タンスは上昇して、スイッチング周波数は低くなってい
くことになる。その結果、コンバータトランスＴ₂ の一
次巻線に得られる電圧が上昇して二次側に得られる直流
電圧も上昇することになる。

【００１２】ここで、上記のような電流共振型スイッチ
ング電源に用いられる、従来の一般的なパワーレギュレ
ーショントランス（可飽和リアクタトランス）Ｔ₁ の構
造例を図７により示す。図７（ａ）の分解斜視図におい
て、２１は４組の磁脚を設けて形成された磁性体を、２
２は平板状に形成された磁性体を示し、その材質として
は共にフェライト材を用いている。また、２３は可飽和
特性を得るためにギャップを形成するマイラフィルム
（例えば５０μ程度）を示している。次に、図７（ｂ）
の斜視図に示すように、磁性体２１の４本の磁脚の端部
側に磁性体２２を対向させるように組み合わせて接合し
て１つのコアを形成し、この際、磁性体２１の上側の一
対の磁脚と磁性体２２との間に、マイラフィルム２３を
挿入させることでギャップＧを形成する。更に、このよ
うにして組み合わされたコアに対して、例えば図のよう
に巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R を一対の磁脚にまたがるように
巻装し、この巻装方向に直交する位置の一対の磁脚に対
して制御巻線Ｎ_C を巻装することで、パワーレギュレー
ショントランスＴ₁ を構成している。なお、この図で巻
線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R の巻装部分には実際には６つの端子
が引き出されるが、ここでは省略して２端子で示してい
る。

【００１３】また、図７（ｃ）及び（ｄ）に示すような
パワーレギュレーショントランスも知られている。つま
り、４組の磁脚を設けて形成された磁性体２１に対し
て、Ｕ字形の磁性体２２を図のように組み合わせて接合
して１つのコアを形成すると共に、この際、上側の一対
の磁脚と磁性体２２との間にマイラフィルム２３を挿入
させてギャップＧを形成する。そして、磁性体１１側の
図７（ｄ）に示す位置の２本の磁脚に対してまたがるよ
うに巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R を巻装し、制御巻線Ｎ_C はこ
の巻装方向に直交するようにＵ字形磁性体の一方の磁脚
に対して巻装して構成している。なお、この場合の磁性
体１１、１２の材質も通常フェライト材を用いている。

【００１４】次に、図６に示した電流共振型スイッチン
グ電源に用いられる絶縁型のコンバータトランスＴ₂ の
構造例を図８に示す。図８（ａ）（ｂ）はそれぞれＥ字
形の磁性体３１、３２を示し、この場合には共にフェラ
イト材が用いられている。また、これら２つのうち一方
のＥ字形磁性体３２（図８（ｂ））においては両者を組
み合わせた際にギャップが形成されるように中央磁脚を
厚みｔだけ研磨する処理が行われる。そして、このよう
に形成したＥ字形磁性体３１、３２を、図８（ｃ）に示
すように、２本の外磁脚の端部同志を組み合わせて接合
することで、ＥＥ形のコアを有するコンバータトランス
Ｔ₂ が構成される。なお、この接合の際には例えば接着
剤が用いられる。また、この図において３３は分割ボビ
ンを示している。この分割ボビン３３に対して、図のよ
うに一次側巻線Ｎ₁ 及び二次側Ｎ₂ 、Ｎ₃ を分割して巻
装して一次側と二次側が疎結合となるようにして、漏れ
インダクタンスが得られるようにしている。例えばこれ
らの一次側巻線Ｎ₁ 及び二次側Ｎ₂ 、Ｎ₃ は線径が６０
φ程度のリッツ線とされており、これによりコンバータ
トランスＴ₂ の巻線に流れる高周波電流（スイッチング
トランジスタのスイッチング出力）により発生する表皮
効果や近接効果により、交流抵抗が増加してしまうこと
を抑制することができる。また、中央磁脚のほぼ中央部
分には、図８（ｂ）に示した厚みｔの研磨によるギャッ
プＧ（ギャップ長＝ｔ）が形成されている。このギャッ
プ長ｔは実際に必要とされる一次側のインダクタンスに
応じて設定される。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述のよう
にして構成されるパワーレギュレーショントランス（可
飽和リアクタトランス）Ｔ₁ 及びコンバータトランスＴ
₂ においては、一般にコアの材質としてフェライトが用
いられているため、次に述べるような問題点を有してい
る。

【００１６】先ず、その磁気特性上の観点から見た場合
には、フェライト材は最大飽和磁束密度と交流透磁率及
び実効透磁率が低いことが挙げられる。そこで、このよ
うな磁気特性を補って低磁束でも安定した動作が得られ
るようにするため、例えばコアの断面積を増加させるよ
うなことが行われるが、この場合にはトランス自身の大
形化を招くことになる。更に、これらの磁気特性は温度
変化に対しても大きく変動し、フェライト材の場合、最
大飽和磁束密度（Ｂｓ）は高温時に低下する。例えば、
一般に周囲温度が２０℃の条件下では最大飽和磁束密度
は０．５（テスラ）であるが１００℃では０．３８（テ
スラ）程度となり、ほぼ２４％低下する。一方、透磁率
は低温になるに従って低下することが知られており、例
えば一般にフェライト材では周辺温度が１００℃となっ
た時に透磁率が最大となって鉄損も最小値となり、それ
より温度が低くなるにつれて透磁率は低下していくよう
な特性となる。即ち、フェライト材のコアを有するトラ
ンスの場合、そのインダクタンスや鉄損が周辺温度に対
して大きく変化する特性を有している。

【００１７】ここで、図７（ｃ）（ｄ）に示す構造のパ
ワーレギュレーショントランスＴ₁を例にとり、具体的
に磁性体２１の磁脚及び磁性体２２の幅Ｃ＝３．３ｍ
ｍ、ギャップ長ｔ＝５０μとし、各巻線のターン数につ
いてはＮ_C ＝１０００Ｔ、Ｎ_R＝１Ｔ、Ｎ_B1、Ｎ_B2＝６
Ｔに設定されているものとすると、このパワーレギュレ
ーショントランスの温度変化に対するＮ_B1、Ｎ_B2のイン
ダクタンスＬ_B （μＨ）の特性は図９の破線に示すもの
となる。また、スイッチング電流に対するレベルと
Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダクタンスＬ_B （μＨ）の変化の割合
（パラメータは制御電流）は、図１０の破線に示すもの
となる。なお、図９及び図１０に示される実線について
は実施例の説明において後述することとする。例えば、
この図９に示される破線から分かるように、上記構造の
パワーレギュレーショントランスＴ₁ は温度低下に伴っ
てインダクタンスＬ_B が低くなっていくような変化を示
すことになり、例えば、温度が２５℃と１００℃の場合
で比較するとインダクタンスＬ_B の変動は２５％程度に
もなっている。従って、誤差増幅器ＡＭＰをはじめとす
る定電圧制御に関する回路部は、この温度変化の誤差に
対しても常に定電圧制御が可能なように構成されること
が必要となるが、特に、電源回路が交流入力電圧９０Ｖ
〜２８８Ｖなどのいわゆるワイドレンジに対応すべきも
のとされていたり、負荷の最大〜最小の範囲が大きいよ
うな電子機器に対応するもおのとされている場合には、
特に制御範囲の幅を広く取る必要が生じ、トランスのみ
ならず電源回路全体の設計がそれだけ複雑で面倒なもの
となり、その分コストもかかることになる。

【００１８】また、その構造上の観点からは次のような
問題点が挙げられる。先ず、フェライト材の場合、その
製造にあたっては焼成工程を要するものであるが、この
焼成後の寸法、磁芯断面積のバラツキ、及び磁脚部分の
反り等が避けられず製品の精度が非常に不安定である。
このような誤差を考慮した場合、コア自身の小型化を更
に進めることは困難であり、また焼成後にはコア同志の
接合面やギャップを研磨する（図８（ｂ）の中央磁脚の
斜線部分がその研磨部分とされる）などして、そのバラ
ツキを補償するための工程が必要となる。また、コアが
フェライト材である場合の磁性体同志の接合に際して
は、接着剤が必要で、更にこれだけでは充分な接合が得
られないこともあるため、コアの外周に対して外装テー
プを巻いたり、締め付け金具等により締め付けることで
磁性対同志の接合を強めるようなことも行わねばならな
い。更には、フェライト材自体はもろい材質であるため
その扱いにも注意が必要で、例えば組立、物流の工程時
に特に磁性体の振動落下を防ぐための管理、システムを
要求されることにもなる。

【００１９】例えば具体的には、図７（ａ）（ｂ）に示
した構造のパワーレギュレーショントランスＴ₁ であれ
ばフェライトの磁性体２１、２２のＣで示される幅は、
焼成後に生じる反りを考慮すると約５ｍｍ程度が歩留ま
りの限度であり、図７（ｃ）（ｄ）に示したパワーレギ
ュレーショントランスＴ₁ ではＣ＝３．３ｍｍ程度とさ
れており、それ以上の小形計量化は非常に困難である。
また、図８に示したコンバータトランスにおいて、具体
的に各部分の寸法についてＡ＝２８ｍｍ，Ｂ＝１６．９
ｍｍ，Ｃ＝１１．４ｍｍ，Ｄ＝９．９ｍｍ，Ｅ＝２１．
２ｍｍ，Ｆ＝１２．５ｍｍ，Ｈ＝３．４ｍｍとした場合
には、例えば焼成後の寸法誤差は、Ａが約±０．５５ｍ
ｍ、Ｂ，Ｃ，Ｄが約±０．２５ｍｍ、Ｆが約±０．３ｍ
ｍとなる。例えばこのような寸法誤差による不都合とし
て、コアの磁脚間の空間が狭くなって巻線分割ボビン３
３の取り付けが不可能になるものができ、歩留まりが低
下するということがある。そこで、例えば巻線分割ボビ
ン３３を磁性体３２、３２との間に充分な遊びが得られ
る程度の寸法に形成しておけば、上記のような不都合は
避けられる。しかし、このような手段を講じた場合、歩
留まりは維持することができるが、結果として巻線Ｎ
₁ 、Ｎ₂ 、Ｎ₃ を巻装するための窓面積が小さくなって
しまうことになり、これを拡大しようとすれば、磁性体
自体のサイズを大きくする必要が生じる。

【００２０】このように、パワーレギュレーショントラ
ンスＴ₁ 、コンバータトランスＴ₂のいずれにおいても
コアにフェライト材を用いると、温度変化の影響及び磁
性体の成形のバラツキが無視できず、これによりトラン
ス自体の小型軽量化の実現が困難であり、更に製造工程
及びトランスを含む回路設定等の複雑化とこれに伴うコ
スト高の問題を抱えることとなる。

【００２１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
問題点を解決するため、電流共振型のスイッチング電源
回路に備えられ、スイッチング素子を駆動する被制御巻
線と、スイッチング素子のスイッチング周波数をコント
ロールするための制御電流が供給される被制御巻線が巻
装されるコアを有する可飽和リアクタトランスにおい
て、前記コアは珪素鋼板の打抜き鉄心又は渦巻き鉄心に
よるカットコアを用いることとした。また、可飽和リア
クタトランスのコアとしては、２つのＵ字形の珪素鋼板
の打抜き鉄心を、互いに磁束方向が直交するように組み
合わせる、又は、一つの渦巻き鉄心を分断して得られる
Ｕ字形鉄心を、互いに磁束方向が直交するように組み合
わせる、又は、２つのＥ字形の珪素鋼板の打抜き鉄心
を、互いに磁束方向が直交するように組み合わせる、２
つのダブルＵ字形の珪素鋼板の打抜き鉄心を組み合わせ
る、又は２つのダブルＥ字形の前記珪素鋼板の打抜き鉄
心を、互いに磁束方向が直交するように組み合わせる、
の何れかの組み合わせにより構成することとした。そし
て、このように組み合わせた２つの鉄心を溶接により接
合することとした。

【００２２】電流共振型のスイッチング電源回路に備え
られ、スイッチング素子のスイッチング電流が流れる一
次巻線と、この一次巻線に流れるスイッチング電流によ
り交流電圧が励起される二次巻線が巻装されるコンバー
タトランスのコアに、珪素鋼板の打抜き鉄心を用いるこ
ととした。そして、コアの構造としては、ＥＥ形、ＥＩ
形、目字形、ダブルＵ字形鉄心とＩ字形鉄心の組み合わ
せ、１対のダブルＥ字形鉄心の組み合わせ、及びダブル
Ｅ字形鉄心とＩ字形鉄心の組み合わせのうちの何れかに
より構成することとし、これらの鉄心を接合する際には
溶接により行うこととした。

【００２３】

【作用】上記構成のように、可飽和リアクタトランス及
びコンバータトランスのコアに珪素鋼板の打ち抜き鉄心
を磁性体として使用することで、磁気特性として大きな
最大飽和磁束及び高い透磁率が得られると共に、温度変
化に対してもこれら磁気特性は一定となる。また、打ち
抜き鉄心は例えばプレス加工により形成可能であるとい
う関係上、製品の寸法精度が高くなると共に、磁性体の
接合手段として溶接を採用することなどによって、フェ
ライト材の場合のような研磨工程、接着材による接着及
びテープや金具等による固定のための工程が削減され
る。また、珪素鋼板の打ち抜き鉄心によりコアを構成す
れば、例えばプレス用の金型形状により各種異なるコア
形状が容易に得られ、例えばダブルＵ字形あるいはダブ
ルＥ字形の鉄心を形成してこれを用いた場合には、低漏
洩磁束の可飽和リアクタトランスやコンバータトランス
を得ることが可能となる。

【００２４】

【実施例】以下、本発明による可飽和リアクタトランス
（パワーレギュレーショントランス）及びコンバータト
ランスの実施例について説明する。なお、本実施例の可
飽和リアクタトランス及びコンバータトランスが備えら
れる電流共振形のスイッチング電源回路の構成は図６に
示したものと同様でよい。

【００２５】そこで、先ず図１、図２及び図９、図１０
を参照して、本実施例の可飽和リアクタトランス、即ち
パワーレギュレーショントランスＴ₁ について説明する
こととする。図１（ａ）は本実施例のパワーレギュレー
ショントランスＴ₁ のコアに用いられる磁性体１、２を
示しており、両者は所定の割合（例えば３．５％あるい
は６．５％程度）のＳｉが含有された珪素鋼板を図のよ
うにＵ字形に打ち抜いたものを積層して得ることができ
る。例えば、本実施例のような珪素鋼板を用いれば、最
大飽和磁束はフェライト材の３倍程度に、また、透磁率
は１．５倍程度に向上させることができる。また、プレ
ス金型により打ち抜かれて図に示す鋼板の形状が得られ
るため、常に高い寸法精度を容易に維持することができ
る。したがって、フェライト材の場合のようにいったん
磁性体の形状を形成した後に研磨処理して修正等を加え
る必要がなく、また、フェライト材の場合よりも細かい
加工形状を容易に作り出すことも可能となり、磁性体そ
のものの小型化が実現される。

【００２６】そして、上記図１（ａ）に示した磁性体
１、２を図１（ｃ）に示すように互いが直交する方向に
ギャップ無しで組み合わせた上で、互いの当接部分を溶
接により接合する。このように溶接により接合すれば、
接合の強度も充分なのでフェライト材の場合のように、
金具等により固定する必要は特に無くなり、それだけ工
程数が削減される。そして、珪素鋼板打ち抜き鉄心によ
りトランスのコアを形成する場合、その工程が主に鋼板
の打ち抜き、積層、鉄心溶接などであるために、これら
の工程を自動化して低コストを図ることが可能である。
そして、この図のように接合されているコアの磁性体１
側に図のように各巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R を巻装し（な
お、引出線は実際には６本とされるがここでは、省略し
て２本により示す）、磁性体２側に対しては巻線Ｎ_B1、
Ｎ_B2、Ｎ_R の巻方向に直交するように制御巻線Ｎ_C を巻
装する。これにより本実施例のパワーレギュレーション
トランスＴ₁ が構成される。なお、図１（ｂ）に示すよ
うに渦巻き鉄心３を図の一転鎖線で示すように分断して
一対のＵ字形磁性体４、５を形成し、この磁性体４、５
を互いに直交するように組み合わせて接合しても、図１
（ｃ）と同様のコアが得られて本実施例のパワーレギュ
レーショントランスＴ₁ を構成することができる。

【００２７】例えば、図１（ｃ）に示したパワーレギュ
レーショントランスＴ₁ の具体的な選定としては、３％
のＳｉ含有率で板圧０．２３ｍｍ、各寸法Ａ＝１０ｍ
ｍ、Ｂ＝７．５ｍｍ，Ｃ＝２ｍｍの打ち抜き鉄心を４３
枚積層して各磁性体１、２を形成し、各巻線のターン数
として制御巻線Ｎ_C を１０００Ｔ、Ｎ_B1、Ｎ_B2を３Ｔ、
Ｎ_R を１Ｔで構成することができる。そして、このよう
な構成のパワーレギュレーショントランスＴ₁ におけ
る、温度変化に対するＮ_B1、Ｎ_B2のインダクタンスＬ_B
（μＨ）の特性を図９の実線に示す。この図から、本実
施例のパワーレギュレーショントランスＴ₁ は珪素鋼板
を磁性体として用いていることで温度変化に対しても磁
気特性が一定とされ、従って巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2のインダク
タンスＬ_B も温度変化に関わらず一定となることが分か
る。また、上記構成のパワーレギュレーショントランス
Ｔ₁ のスイッチング電流レベルとＮ_B1、Ｎ_B2のインダク
タンスＬ_B （μＨ）との関係を図１０の実線に示してい
るが、珪素鋼板を磁性体の使用により最大磁束密度及び
透磁率等の磁気特性がフェライト材の場合に比較して高
いため、従来のフェライト材をコアに用いた場合の特性
（破線）に比べ、インダクタンスＬ_B の変化が大きい。

【００２８】このように、本実施例のパワーレギュレー
ショントランスＴ₁ はその磁気特性が改善されているた
めに、温度変化によるインダクタンスＬ_B の変動を考慮
しなくても良くなったため、スイッチング電源の回路設
計もより容易なものとすることができ、また、最大磁束
密度及び透磁率が高いために、フェライト材の磁性体と
比較した場合には同一のコアの断面積であれば、巻線の
巻数を低減することが可能であり、また、同一巻数の条
件であればコアの断面積を縮小させて、トランスの小型
・軽量化を図ることができる。

【００２９】次に、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）により、他
の実施例としてのパワーレギュレーショントランスＴ₁
の各種構成例を説明する。図２（ａ）に示すパワーレギ
ュレーショントランスＴ₁ は、磁性体１、２として共に
Ｅ字形の珪素鋼板打ち抜き鉄心を積層したものが用いら
れる。この際、２本の外磁脚の幅をＣとし、中央磁脚の
幅は２Ｃとされている。そして、これらの磁性体１、２
を、図のように互いが直交するように組み合わせて接合
して一体のコアを形成する。この接合は例えば溶接によ
り行われる。そして、このように組み合わされたコアに
おける磁性体１の中央磁脚に対して巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ
_R を巻装し、磁性体２側の中央磁脚に対して制御巻線Ｎ
_C を巻装してパワーレギュレーショントランスＴ₁ が構
成される。

【００３０】また、図２（ｂ）に示すように、珪素鋼板
の打ち抜き鉄心の積層により、それぞれ幅Ｃの２本の内
磁脚とその両側の２本の外磁脚を有するようなダブルＵ
字形の磁性体１、２を形成する。そして、この場合には
磁性体１、２を互いの磁脚の端部が対向するようにギャ
ップ無しで平面的に組み合わせて溶接等により接合し
て、目字形コアを形成する。更に、磁性体１側の１本の
内磁脚とこの内磁脚の隣の位置の外磁脚にまたがるよう
に巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R を巻装し、一方、制御巻線Ｎ_C
は磁性体２側の２本の内磁脚にまたがるように巻装して
も本実施例のパワーレギュレーショントランスＴ₁ を構
成することができる。

【００３１】あるいは図２（ｃ）に示すように、珪素鋼
板の打ち抜き鉄心によりダブルＥ字形の磁性体１、２を
形成し、この際、例えば各２本の外磁脚と内磁脚は幅Ｃ
を有し、１本の中央磁脚は幅２Ｃを有するように形成さ
れる。そして、これらの磁性体１、２を図のように互い
が直交するように組み合わせて溶接等により接合して、
磁性体１の中央磁脚に対して巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、Ｎ_R を巻
装し、磁性体２側の中央磁脚に対して制御巻線Ｎ_C を巻
装してパワーレギュレーショントランスＴ₁ が構成され
る。

【００３２】このように、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）のそ
れぞれに示すように構成しても、珪素鋼板を利用してい
ることで、上述してきたような磁気特性が得られると共
に加工精度が向上して、同様にトランスの小型・軽量
化、工程数の削減、低コスト等が実現される。更に、例
えば図２（ｂ）に示すパワーレギュレーショントランス
Ｔ₁ においては、その接合状態から、磁性体１、２の接
合部分の絶縁皮膜分のわずかな厚みも無くなるようにさ
れることから、より大きなインダクタンスＬ_B の変化を
得ることが可能でそれだけパワーレギュレーショントラ
ンスＴ₁ による制御感度が向上することにもなる。ま
た、図２（ｃ）に示すパワーレギュレーショントランス
においては、１本の中央磁脚とその両外側の２本の内磁
脚からなる磁気回路から漏れた漏洩磁束が、内磁脚のさ
らに両外側の２本の外磁脚に吸収されることからトラン
ス外部に磁束が漏れず、例えば特にシールド処理を施さ
なくても他の回路部に影響を及ぼさないため、それだけ
低コスト、小型化を図ることが可能となる。

【００３３】なお、上述してきたパワーレギュレーショ
ントランスＴ₁ はＢ−Ｈのヒステリシスカーブ上におけ
る飽和領域まで動作するため、例えば巻線Ｎ_B1、Ｎ_B2、
Ｎ_Rに流れる電流が５０KHz 以上程度になると鉄損が増
加して鉄心の温度上昇を伴うこともあるが、この場合に
は、例えば最も鉄損が少ないとされるＳｉ含有率６．５
％の珪素鋼板を用いたり、あるいは鋼板の板圧を０．１
ｍｍ〜０．０５ｍｍ程度までに薄くしたものを用いるこ
とで鉄損を低下させることができる。

【００３４】次に、図３〜図５を参照して本実施例のコ
ンバータトランスの構成について説明することとする。
図３（ａ）は、本実施例のコンバータトランスＴ₂ に用
いられる珪素鋼板打ち抜き鉄心によるＥ字形の磁性体１
１（及び１２）を示している。このＥ字形磁性体１１の
中央磁脚は、磁性体接合時にギャップが形成されるよう
ｔ／２で示される所定幅だけ両側の外磁脚の長さＦより
も短くなるように形成されている。この長さＦよりｔ／
２だけ短い中央磁脚の形成は、金型形状をこれに対応し
て形成していることで打ち抜き工程の段階で行うことが
できる。従って、磁性体１１の各部の寸法の精度は金型
により決定することから、この誤差は例えば寸法Ａが±
０．２ｍｍとされ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｆ等の各部分が約±
０．１ｍｍ程度となり、フェライト材で同サイズのもの
を成形しようとした場合の約１／３程度のバラツキ具合
に抑えることができる。これにより、磁性体の小型化を
容易に図ることができる。

【００３５】そして、上記のようにして形成された磁性
体１１と、この磁性体１１と同様に形成されたＥ字形の
磁性体１２を、互いに対応す磁脚が対向するようにして
平面的に組み合わせて接合すれば、図３（ｂ）に示すよ
うにＥＥ形のコアが得られる。この図に示すＥＥ形のコ
アにおいて中央磁脚に形成されているＧはギャップを示
し、そのギャップ長はｔ／２×２＝ｔとされることにな
る。また、１３は分割ボビンを示しているが、この場
合、前述のように磁性体の寸法誤差が小さいことから、
フェライト材の場合のように磁性体とボビン間に相当の
あそびを設ける必要がなくなり、磁性体の小型化を図り
ながら巻線のための窓面積を大きくすることができる。
また、ギャップ形成も打ち抜き工程において磁性体形状
の形成と同時に行われるので、フェライト材のように焼
成後に研磨をするような工程は省略することができる。
そして、最大飽和磁束密度及び透磁率等の磁気特性がフ
ェライト材より高くなると共に温度変化によらず一定と
なるため、例えばコアの断面積が従来のフェライト材の
場合と同一であるとすれば、巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ 、Ｎ₃ の各
巻数を少なくしたうえで、動作磁束密度を向上（例えば
０．７５テスラ程度）させると共に温度変化の条件等
を考慮することなく、所要の一次側の励磁インダクタン
スや漏れインダクタンスが得られるように各部を選定す
ればよいこととなり、トランスの設計や回路設計も容易
となる。更に、図３（ｃ）に示すように、組み合わせる
べき一方の磁性体１２をＩ字形としてＥＩ形のコアを形
成し、例えば図に示すように分割ボビン１３を設けたう
えで各巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ 、Ｎ₃ を巻装してコンバータトラ
ンスＴ₂ を構成することもできる。

【００３６】次に、図４は他の実施例としてのコンバー
タトランスＴ₂ の構成を示すものであり、この場合の磁
性体１１（及び１２）には、図４（ａ）に示すようにダ
ブルＥ字形の珪素鋼板打ち抜き鉄心が用いられ、この場
合も中央磁束はギャップ形成のためにｔ／２で示される
幅だけ両側の内・外磁脚の長さよりも短くなるように形
成されている。そして、図４（ｂ）に示すようにこのダ
ブルＥ字形の磁性体１１、１２を互いの対応する磁脚が
対向するように接合したコアを得て、更に図のように分
割ボビン１３を設けて、これに対して各巻線Ｎ₁ 、Ｎ
₂ 、Ｎ₃ を図のように分割して巻装することで構成され
る。あるいは図４（ｃ）に示すように、ダブルＥ字形の
磁性体１１と磁性体１２をＩ字形に形成して、これらを
組み合わせることによってもコンバータトランスＴ₂ を
構成することが可能である。これら図４（ｂ）（ｃ）に
示した構成によっても、図３にて説明したコンバータト
ランスＴ₂ と同様の効果が得られるが、特に本実施例で
は、ダブルＥ字形の磁性体が使用されていることから低
漏洩磁束とされる。

【００３７】図５は更に他の実施例としてのコンバータ
トランスＴ₂ の構造を示すもので、この場合の磁性体１
１（及び１２）としては、図５（ａ）に示すようにダブ
ルＵ字形とされ、ギャップ形成のために、２本の内磁脚
が両外側の外磁脚に対してｔ／２の厚みだけ短くされて
いる。そして、図５（ｂ）に示すようにこれらの磁性体
１１、１２を互いの対応する磁脚が対向するように接合
し、更に図のように分割ボビン１３を設けてこれに図の
ように各巻線Ｎ₁ 、Ｎ₂ 、Ｎ₃ を巻装してコンバータト
ランスＴ₂ を構成している。この場合には２本の内磁脚
部分にそれぞれ長さｔのギャップＧが形成される。ある
いは図５（ｃ）に示すように、磁性体１１と磁性体１２
をダブルＵ字形とＩ字形にそれぞれ形成して、これらを
組み合わせることによってもコンバータトランスＴ₂ を
構成することができ、この場合には図に示す内磁脚部分
にギャップＧ、Ｇが形成される。そして、この場合に
も、図３にて説明したコンバータトランスＴ₂ と同様の
効果が得られるほか、２本の内磁脚により形成される磁
気回路の漏洩磁束が外磁脚に吸収されて、低漏洩磁束の
コンバータトランスＴ₂ が得られることとなる。

【００３８】なお、図３〜図５に示した各実施例におけ
るコンバータトランスＴ₂ のいずれにおいても、磁性体
１１、１２を接合する際には溶接により行うことが可能
とされる。従って、コンバータトランスＴ₂ の製造工程
においても、パワーレギュレーショントランスＴ₁ の場
合と同様に、接合した磁性体をテープで巻いたり、金具
により締め付けるような工程は不要となり、また、この
場合もコンバータトランスＴ₂ の組み立てはパワーレギ
ュレーショントランスＴ₁ の場合と同様、鉄心の打ち抜
き、積層、溶接による接合等の工程が主であって、これ
らの工程は自動化が容易とされ、製造能率も向上するこ
とになる。

【００３９】また、本発明の可飽和リアクタトランス可
飽和リアクタトランス、コンバータトランスの構造及び
その部品や寸法等の具体的な選定等は上記各実施例にお
いて説明したものに限定されるものではなく、本発明の
要旨内において変更が可能とされる。更に、本発明の可
飽和リアクタトランス、コンバータトランスが備えられ
る電流共振型スイッチング電源回路の回路構成も図６に
示したものに限定される必要はなく、誤差増幅器の具体
的構成や、制御電流Ｉ_C の供給方法など、諸条件に応じ
て各種変更が可能である。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように本発明の可飽和リア
クタトランス及びコンバータトランスは、コアに用いる
磁性体として、打ち抜き形成が容易とされた珪素鋼板を
積層したものを用いて、例えば従来のフェライト材より
も磁気特性や温度特性及び成形品の精度を高めるように
したことで、結果としてトランスの小型・軽量化が図ら
れてスイッチング電源装置の縮小が可能になるという効
果を有することとなった。また、トランス及び回路設計
の容易化、製造工程の省略及び自動化が実現可能され、
更にはその材質上、磁性体の振動や落下に対する管理が
フェライト材の場合ほどシビアに要求されないことなど
により、コストも大幅に削減されることになるという効
果を有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例としての可飽和リアクタトラン
スの構造を示す斜視図である。

【図２】本実施例の可飽和リアクタトランスの構造を示
す斜視図である。

【図３】本実施例のコンバータトランスの構造を示す斜
視図である。

【図４】本実施例のコンバータトランスの構造を示す斜
視図である。

【図５】本実施例のコンバータトランスの構造を示す斜
視図である。

【図６】本実施例の可飽和リアクタトランス及びコンバ
ータトランスが備えられる電流共振形のスイッチング電
源回路を示す回路図である。

【図７】従来例としての可飽和リアクタトランスの構造
を示す斜視図である。

【図８】従来例としてのコンバータトランスの構造を示
す斜視図である。

【図９】可飽和リアクタトランスの温度に対するインダ
クタンス特性を示す説明図である。

【図１０】可飽和リアクタトランスにおいて制御電流レ
ベルをパラメータとするスイッチング電流とインダクタ
ンスの関係を示す説明図である。

【符号の説明】

Ｔ₁ パワーレギュレーショントランス（可飽和リアク
タトランス）Ｔ₂ コンバータトランス１、２、１１、１２磁性体１３分割ボビンＧギャップＮ_B1，Ｎ_B2 駆動用巻線Ｎ_R 電流検出巻線Ｎ_C 制御巻線Ｎ₁ 一次巻線Ｎ₂ ，Ｎ₃ 二次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０２Ｍ 3/28 ＨＨ０１Ｆ 27/24 Ｂ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電流共振型のスイッチング電源回路に備
えられ、スイッチング素子を駆動する被制御巻線と、前
記スイッチング素子のスイッチング周波数をコントロー
ルするための制御電流が供給される制御巻線が巻装され
るコアを有する可飽和リアクタトランスにおいて、前記コアは、珪素鋼板の打抜き鉄心又は渦巻き鉄心によ
るカットコアが用いられていることを特徴とする可飽和
リアクタトランス。
【請求項２】前記コアは、２つのＵ字形の前記珪素鋼
板の打抜き鉄心を、互いに磁束方向が直交するように組
み合わせて構成されていることを特徴とする請求項１に
記載の可飽和リアクタトランス。
【請求項３】前記コアは、一つの渦巻き鉄心を分断し
て得られるＵ字形鉄心を、互いに磁束方向が直交するよ
うに組み合わせて構成されていることを特徴とする請求
項１に記載の可飽和リアクタトランス。
【請求項４】前記コアは、２つのＥ字形の前記珪素鋼
板の打抜き鉄心を、互いに磁束方向が直交するように組
み合わせて構成されていることを特徴とする請求項１に
記載の可飽和リアクタトランス。
【請求項５】前記コアは、２つのダブルＵ字形の前記
珪素鋼板の打抜き鉄心を組み合わせて構成されているこ
とを特徴とする請求項１に記載の可飽和リアクタトラン
ス。
【請求項６】前記コアは、２つのダブルＥ字形の前記
珪素鋼板の打抜き鉄心を、互いに磁束方向が直交するよ
うに組み合わせて構成されていることを特徴とする請求
項１に記載の可飽和リアクタトランス。
【請求項７】前記コアは、組み合わされる２つの鉄心
が溶接により接合されていることを特徴とする請求項１
乃至請求項６に記載の可飽和リアクタトランス。
【請求項８】電流共振型のスイッチング電源回路に備
えられ、スイッチング素子のスイッチング電流が流れる
一次巻線と、該一次巻線に流れるスイッチング電流によ
り交流電圧が励起される二次巻線が巻装されるコアを有
するコンバータトランスにおいて、前記コアは、珪素鋼板の打抜き鉄心が用いられているこ
とを特徴とするコンバータトランス。
【請求項９】前記コアは、ＥＥ形、ＥＩ形、目字形、
ダブルＵ字形鉄心とＩ字形鉄心の組み合わせ、１対のダ
ブルＥ字形鉄心の組み合わせ、及びダブルＥ字形鉄心と
Ｉ字形鉄心の組み合わせのうちの何れかにより構成され
ていることを特徴とする請求項８に記載のコンバータト
ランス。
【請求項１０】前記コアは、組み合わされる２つの鉄
心が溶接により接合されていることを特徴とする請求項
８又は請求項９に記載のコンバータトランス。