JP2000299231A - トランス及びスイッチングレギュレータ - Google Patents
トランス及びスイッチングレギュレータInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3381—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement using a single commutation path
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- Coils Of Transformers For General Uses (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、漏洩磁界による巻線の破壊を防止
するトランス及びスイッチングレギュレータを提供する
ことを例示的目的とする。 【解決手段】 本発明の例示的一態様としてのトランス
は、エアギャップを有するコアと、当該コアに巻かれた
巻線とを有し、当該巻線の巻線密度は前記エアギャップ
上で最小に設定されている。また、本発明のスイッチン
グレギュレータはかかるトランスを有する。
するトランス及びスイッチングレギュレータを提供する
ことを例示的目的とする。 【解決手段】 本発明の例示的一態様としてのトランス
は、エアギャップを有するコアと、当該コアに巻かれた
巻線とを有し、当該巻線の巻線密度は前記エアギャップ
上で最小に設定されている。また、本発明のスイッチン
グレギュレータはかかるトランスを有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般にトランスに
関し、特にトランスの巻線構造に関する。本発明は、例
えば、リンギング・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）な
ど自励（発振）式スイッチングレギュレータに使用され
るトランスに好適である。
関し、特にトランスの巻線構造に関する。本発明は、例
えば、リンギング・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）な
ど自励（発振）式スイッチングレギュレータに使用され
るトランスに好適である。
【０００２】
【従来の技術】リンギング・チョーク・コンバータ（Ｒ
ＣＣ）は典型的なオン／オフ式のスイッチングレギュレ
ータとして知られている。スイッチングレギュレータ
は、トランジスタなどのスイッチのオンとオフの時間比
（時比率）を制御することにより電力の流れを効率よく
調整する回路をいう。オン／オフ式とは、スイッチング
レギュレータにおいてスイッチング動作を行うトランジ
スタがオンの期間に整流ダイオードがオフであるものを
いう。オン／オフ式のトランジスタは、トランジスタが
オンの期間にトランスの一次巻線がエネルギーを蓄積
し、トランスがオフの期間にこの蓄積エネルギーを二次
巻線から整流ダイオードを介して出力側（負荷）に放出
する。オン／オフ式スイッチングレギュレータには、外
部発振器により動作する他励発振形と特別に発振器を有
さずにスイッチング動作する自励発振形の２種類があ
り、後者は、一般にＲＣＣと呼ばれている。
ＣＣ）は典型的なオン／オフ式のスイッチングレギュレ
ータとして知られている。スイッチングレギュレータ
は、トランジスタなどのスイッチのオンとオフの時間比
（時比率）を制御することにより電力の流れを効率よく
調整する回路をいう。オン／オフ式とは、スイッチング
レギュレータにおいてスイッチング動作を行うトランジ
スタがオンの期間に整流ダイオードがオフであるものを
いう。オン／オフ式のトランジスタは、トランジスタが
オンの期間にトランスの一次巻線がエネルギーを蓄積
し、トランスがオフの期間にこの蓄積エネルギーを二次
巻線から整流ダイオードを介して出力側（負荷）に放出
する。オン／オフ式スイッチングレギュレータには、外
部発振器により動作する他励発振形と特別に発振器を有
さずにスイッチング動作する自励発振形の２種類があ
り、後者は、一般にＲＣＣと呼ばれている。
【０００３】ＲＣＣにおいては出力電圧の安定化のため
に発振周波数と時比率を決定する必要があるが、そのた
めには一次巻線と二次巻線のインダクタンス値を含めた
種々のパラメータを考慮してトランスを設計する必要が
ある。ところが、トランスの設計式として提案されてい
る従来の理論式の通りにトランスを設計しても実際のト
ランスはそれに完全に従わない場合が経験的に多かっ
た。この結果、理論式通りに設計されたトランスにより
所望の出力電力を得ようとすると発振周波数が低すぎる
ためにトランジスタのコレクタ電流Ｉｃが瞬間的に無限
大になりトランジスタの定格電流を超えて壊れてしまう
（この現象は「磁気飽和」として知られている）。この
ため、従来、実際に使用されるトランスは、コアの実効
透磁率を下げて、必要な値までインダクタンスを減らす
ために必要な距離のギャップ長を有するエアギャップを
形成していた。ここで、エアギャップとはセンタポール
に形成されたコアのギャップをいう。
に発振周波数と時比率を決定する必要があるが、そのた
めには一次巻線と二次巻線のインダクタンス値を含めた
種々のパラメータを考慮してトランスを設計する必要が
ある。ところが、トランスの設計式として提案されてい
る従来の理論式の通りにトランスを設計しても実際のト
ランスはそれに完全に従わない場合が経験的に多かっ
た。この結果、理論式通りに設計されたトランスにより
所望の出力電力を得ようとすると発振周波数が低すぎる
ためにトランジスタのコレクタ電流Ｉｃが瞬間的に無限
大になりトランジスタの定格電流を超えて壊れてしまう
（この現象は「磁気飽和」として知られている）。この
ため、従来、実際に使用されるトランスは、コアの実効
透磁率を下げて、必要な値までインダクタンスを減らす
ために必要な距離のギャップ長を有するエアギャップを
形成していた。ここで、エアギャップとはセンタポール
に形成されたコアのギャップをいう。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、エアギャップ
の部分はコアが接続されていないために漏洩磁界をもた
らし、漏洩磁界は巻線と鎖交することにより巻線に発熱
をもたらしていた。特に、巻線密度の高い巻線（密着
巻）は、漏洩磁界と鎖交する巻線数が多いために発熱量
も多くなる。そして、その発熱は電源ユニット内部の昇
温となり、構成部分の信頼性の低下となる。特に、電解
コンデンサ等の寿命部品の寿命が短くなる弊害をもたら
す。更に、巻線は一般にエナメル線を使用しているため
その耐熱温度の上限が決まっており上限を超える発熱は
エナメル線の絶縁皮膜破壊とレアショートなどの弊害を
もたらす。
の部分はコアが接続されていないために漏洩磁界をもた
らし、漏洩磁界は巻線と鎖交することにより巻線に発熱
をもたらしていた。特に、巻線密度の高い巻線（密着
巻）は、漏洩磁界と鎖交する巻線数が多いために発熱量
も多くなる。そして、その発熱は電源ユニット内部の昇
温となり、構成部分の信頼性の低下となる。特に、電解
コンデンサ等の寿命部品の寿命が短くなる弊害をもたら
す。更に、巻線は一般にエナメル線を使用しているため
その耐熱温度の上限が決まっており上限を超える発熱は
エナメル線の絶縁皮膜破壊とレアショートなどの弊害を
もたらす。
【０００５】
【課題を解決するための手段】そこで、このような従来
の課題を解決する新規かつ有用なトランス及びスイッチ
ングレギュレータを提供することを本発明の例示的な概
括的目的とする。
の課題を解決する新規かつ有用なトランス及びスイッチ
ングレギュレータを提供することを本発明の例示的な概
括的目的とする。
【０００６】より特定的には、本発明は、漏洩磁界によ
る巻線の温度上昇を抑制することにより電源ユニットの
構成部品の信頼性を向上させ、更に巻線の破壊を防止す
るトランス及びスイッチングレギュレータを提供するこ
とを例示的目的とする。
る巻線の温度上昇を抑制することにより電源ユニットの
構成部品の信頼性を向上させ、更に巻線の破壊を防止す
るトランス及びスイッチングレギュレータを提供するこ
とを例示的目的とする。
【０００７】上記目的を達成するために、本発明の例示
的一態様としてのトランスは、エアギャップを有するコ
アと、当該コアに巻かれた巻線とを有し、当該巻線の巻
線密度は前記エアギャップ上で最小である。
的一態様としてのトランスは、エアギャップを有するコ
アと、当該コアに巻かれた巻線とを有し、当該巻線の巻
線密度は前記エアギャップ上で最小である。
【０００８】本発明の例示的一態様としてのコアは、第
１のコア部材と、当該第１のコア部材に結合される第２
のコア部材とを有してトランスに使用され、前記第１及
び第２のコア部材の間に形成されるエアギャップは前記
コアの中心からずれている。
１のコア部材と、当該第１のコア部材に結合される第２
のコア部材とを有してトランスに使用され、前記第１及
び第２のコア部材の間に形成されるエアギャップは前記
コアの中心からずれている。
【０００９】本発明の例示的一態様としてのスイッチン
グレギュレータは、スイッチと、当該スイッチに接続さ
れたトランスであって、エアギャップを有するコアと当
該コアに巻かれた巻線とを有し、当該巻線の巻線密度は
前記エアギャップ上で最小であるトランスと、前記トラ
ンスに接続された整流器とを有する。
グレギュレータは、スイッチと、当該スイッチに接続さ
れたトランスであって、エアギャップを有するコアと当
該コアに巻かれた巻線とを有し、当該巻線の巻線密度は
前記エアギャップ上で最小であるトランスと、前記トラ
ンスに接続された整流器とを有する。
【００１０】また、本発明の例示的なトランス製造方法
は、エアギャップを有する第１及び第２のコア部材を結
合してコアを形成する工程と、前記コアにボビンを接続
する工程と、前記エアギャップ上で巻線密度が最小にな
るように前記ボビンに巻線を形成する工程とを有する。
は、エアギャップを有する第１及び第２のコア部材を結
合してコアを形成する工程と、前記コアにボビンを接続
する工程と、前記エアギャップ上で巻線密度が最小にな
るように前記ボビンに巻線を形成する工程とを有する。
【００１１】本発明の例示的一態様としてのトランスは
最も漏洩磁界の大きいエアギャップ上では巻線密度が最
小に設定されているので巻線が漏洩磁界から受ける発熱
は最小になる。かかるトランスを有するスイッチングレ
ギュレータも同様の作用を有する。本発明の例示的なト
ランス製造方法はかかるトランスの製造を可能にする。
また、本発明の例示的一態様としてのコアは、例えば、
コアの端部にエアギャップを形成することによって上述
のトランスの製造を容易にする。
最も漏洩磁界の大きいエアギャップ上では巻線密度が最
小に設定されているので巻線が漏洩磁界から受ける発熱
は最小になる。かかるトランスを有するスイッチングレ
ギュレータも同様の作用を有する。本発明の例示的なト
ランス製造方法はかかるトランスの製造を可能にする。
また、本発明の例示的一態様としてのコアは、例えば、
コアの端部にエアギャップを形成することによって上述
のトランスの製造を容易にする。
【００１２】本発明の他の目的と更なる特徴は、以下、
添付図面を参照して説明される実施例において明らかに
なるであろう。
添付図面を参照して説明される実施例において明らかに
なるであろう。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図３を参照して、
本発明の例示的一態様としてのトランスについて説明す
る。ここで、図１は、第１実施例のＥＥコア１０の概略
拡大断面図である。図２は、第２実施例のＥＥコア３０
の概略拡大断面図である。図３は、ＥＥコア１０及び３
０が適用可能なトランス１００の断面図であり、図２及
び図３は図３のＡ−Ａ断面において矢印方向から見た図
にそれぞれ相当する。
本発明の例示的一態様としてのトランスについて説明す
る。ここで、図１は、第１実施例のＥＥコア１０の概略
拡大断面図である。図２は、第２実施例のＥＥコア３０
の概略拡大断面図である。図３は、ＥＥコア１０及び３
０が適用可能なトランス１００の断面図であり、図２及
び図３は図３のＡ−Ａ断面において矢印方向から見た図
にそれぞれ相当する。
【００１４】図１を参照するに、ＥＥコア１０は、第１
のコア部材１２と、第２のコア部材１４と、エアギャッ
プ１６とを有しており、巻線２０によって巻かれてい
る。第１及び第２のコア部材１２及び１４は同一のＥ字
形状と大きさを有してまず成形される。これらの第１及
び第２のコア部材１２及び１４を成形する方法は当業界
で周知のいかなる方法をも適用することが出来るのでこ
こでは詳しい説明は省略する。次いで、工数を減らすた
めに一方のコア部材（例えば、第１のコア部材１２）が
研磨される。その後、第１及び第２のコア部材１２及び
１４は結合されて、その間にエアギャップ１６が形成さ
れる。選択的に、第１及び第２のコア部材１２及び１４
の両方が研磨されてもよい。
のコア部材１２と、第２のコア部材１４と、エアギャッ
プ１６とを有しており、巻線２０によって巻かれてい
る。第１及び第２のコア部材１２及び１４は同一のＥ字
形状と大きさを有してまず成形される。これらの第１及
び第２のコア部材１２及び１４を成形する方法は当業界
で周知のいかなる方法をも適用することが出来るのでこ
こでは詳しい説明は省略する。次いで、工数を減らすた
めに一方のコア部材（例えば、第１のコア部材１２）が
研磨される。その後、第１及び第２のコア部材１２及び
１４は結合されて、その間にエアギャップ１６が形成さ
れる。選択的に、第１及び第２のコア部材１２及び１４
の両方が研磨されてもよい。
【００１５】エアギャップ１６はセンターポール１８
（図１における点線で囲んだ部分）に形成される。エア
ギャップ１６の位置は、ＥＥコア１０の中央に形成され
る。例えば、第１のコア部材１２のみが研磨されてエア
ギャップ１６を形成すれば、エアギャップ１６はＥＥコ
ア１０の中央から厳密にはずれているが本出願において
はＥＥコア１０の中央に形成されるものとして取り扱
う。エアギャップ１６は、第１及び第２のコア部材１２
及び１４が同一幅を有する場合には中央に形成される。
エアギャップ１６においては第１及び第２のコア部材１
２及び１４が接続されていないため漏洩磁界Ｈが発生す
る。
（図１における点線で囲んだ部分）に形成される。エア
ギャップ１６の位置は、ＥＥコア１０の中央に形成され
る。例えば、第１のコア部材１２のみが研磨されてエア
ギャップ１６を形成すれば、エアギャップ１６はＥＥコ
ア１０の中央から厳密にはずれているが本出願において
はＥＥコア１０の中央に形成されるものとして取り扱
う。エアギャップ１６は、第１及び第２のコア部材１２
及び１４が同一幅を有する場合には中央に形成される。
エアギャップ１６においては第１及び第２のコア部材１
２及び１４が接続されていないため漏洩磁界Ｈが発生す
る。
【００１６】巻線２０は例えばエナメル線から構成さ
れ、第１のコア部材１２の端部２２と第２のコア部材１
４の端部２４においては密に巻かれてその中央部２６に
おいては粗に巻かれる。中央部２６はエアギャップ１６
の周りを含んでいるが、好ましくはエアギャップ１６か
ら漏洩する磁界Ｈの影響が大きい場所に及ぶことが好ま
しい。エアギャップ１６から漏洩する磁界Ｈの影響が大
きい場所は、コア１０の大きさ、磁界Ｈの強さ、巻線２
０の耐熱性などを考慮して決定される。本実施例のＥＥ
コア１０は最も漏洩磁界の強いエアギャップ１６（及び
その近傍）上の巻線密度が最小に設定されている。この
ため、漏洩磁界に鎖交する巻線２０の数が少なくなるた
め発熱量も少なくなり、トランス温度の上昇を抑制する
ことができる。
れ、第１のコア部材１２の端部２２と第２のコア部材１
４の端部２４においては密に巻かれてその中央部２６に
おいては粗に巻かれる。中央部２６はエアギャップ１６
の周りを含んでいるが、好ましくはエアギャップ１６か
ら漏洩する磁界Ｈの影響が大きい場所に及ぶことが好ま
しい。エアギャップ１６から漏洩する磁界Ｈの影響が大
きい場所は、コア１０の大きさ、磁界Ｈの強さ、巻線２
０の耐熱性などを考慮して決定される。本実施例のＥＥ
コア１０は最も漏洩磁界の強いエアギャップ１６（及び
その近傍）上の巻線密度が最小に設定されている。この
ため、漏洩磁界に鎖交する巻線２０の数が少なくなるた
め発熱量も少なくなり、トランス温度の上昇を抑制する
ことができる。
【００１７】次に、図２を参照するに、ＥＥコア３０
は、第１のコア部材３２と、第２のコア部材３４と、エ
アギャップ３６とを有しており、巻線４０によって巻か
れている。第１及び第２のコア部材３２及び３４は、共
にＥ字形状を有しているが、その形状と大きさは同一で
はない。本実施例では、一方又は双方のコア部材を研磨
する代わりに、絶縁体からなるスペーサ５０が挿入され
ている。もちろん、第１実施例のコア１０のように一方
又は双方のコア部材が研磨されてもよい。
は、第１のコア部材３２と、第２のコア部材３４と、エ
アギャップ３６とを有しており、巻線４０によって巻か
れている。第１及び第２のコア部材３２及び３４は、共
にＥ字形状を有しているが、その形状と大きさは同一で
はない。本実施例では、一方又は双方のコア部材を研磨
する代わりに、絶縁体からなるスペーサ５０が挿入され
ている。もちろん、第１実施例のコア１０のように一方
又は双方のコア部材が研磨されてもよい。
【００１８】エアギャップ３６はセンターポール３８
（図２における点線で囲んだ部分）に形成される。本実
施例では、エアギャップ３６の位置はＥＥコア３０の中
央に形成されておらず、中央からずれている。エアギャ
ップ３６のずれは、後述する巻線４０が予め設定された
巻数だけ部位４２に形成されることが可能になる大きさ
が選択されることが好ましい。後述するように、トラン
ス１００に巻かれるべき巻数とギャップ長は予め決定さ
れている。このため、例えば、図１において部位２２
（及びその近傍）に巻線密度を高くして巻線２０を巻い
たとしても予め決定された巻数に到達しなければエアギ
ャップ１６及び第２のコア部材１４における巻線２０を
省略することはできなくなるからである。
（図２における点線で囲んだ部分）に形成される。本実
施例では、エアギャップ３６の位置はＥＥコア３０の中
央に形成されておらず、中央からずれている。エアギャ
ップ３６のずれは、後述する巻線４０が予め設定された
巻数だけ部位４２に形成されることが可能になる大きさ
が選択されることが好ましい。後述するように、トラン
ス１００に巻かれるべき巻数とギャップ長は予め決定さ
れている。このため、例えば、図１において部位２２
（及びその近傍）に巻線密度を高くして巻線２０を巻い
たとしても予め決定された巻数に到達しなければエアギ
ャップ１６及び第２のコア部材１４における巻線２０を
省略することはできなくなるからである。
【００１９】巻線４０は第１のコア部材３４の部位４２
において均一な密度で密に巻かれているが、エアギャッ
プ３６の周りには巻かれていない。このため、エアギャ
ップ３６上では巻線密度は０である。このため、漏洩磁
界に鎖交する巻線４０の本数が少なくなるため発熱量も
少なくなり、巻線４０の温度上昇を抑制することができ
る。
において均一な密度で密に巻かれているが、エアギャッ
プ３６の周りには巻かれていない。このため、エアギャ
ップ３６上では巻線密度は０である。このため、漏洩磁
界に鎖交する巻線４０の本数が少なくなるため発熱量も
少なくなり、巻線４０の温度上昇を抑制することができ
る。
【００２０】なお、スペーサ５０は、図１に示すＥＥコ
ア１０の構造にも適用することができる。この場合は、
第１のコア部材１２及び／又は第２のコア部材１４を研
磨する必要がなくなり、スペーサ５０がエアギャップ１
６のギャップ長を定義することになる。
ア１０の構造にも適用することができる。この場合は、
第１のコア部材１２及び／又は第２のコア部材１４を研
磨する必要がなくなり、スペーサ５０がエアギャップ１
６のギャップ長を定義することになる。
【００２１】コア１０及び３０は図３に示すトランス１
００に適用することができる。トランス１００は、コア
１０又は３０と、巻線２０又は４０と、ボビン６０とを
有している。ボビン６０は巻線間の絶縁を図るための絶
縁物６２を有している。上述したように、巻線２０の巻
線密度はエアギャップ１６上で最小であり、巻線４０の
巻線密度はエアギャップ３６上で０である。漏洩磁界の
強いエアギャップ１６及び３６上で巻線密度が小さいた
めに巻線２０及び４０がこの部分で発熱して温度上昇す
ることを抑制することができる。
００に適用することができる。トランス１００は、コア
１０又は３０と、巻線２０又は４０と、ボビン６０とを
有している。ボビン６０は巻線間の絶縁を図るための絶
縁物６２を有している。上述したように、巻線２０の巻
線密度はエアギャップ１６上で最小であり、巻線４０の
巻線密度はエアギャップ３６上で０である。漏洩磁界の
強いエアギャップ１６及び３６上で巻線密度が小さいた
めに巻線２０及び４０がこの部分で発熱して温度上昇す
ることを抑制することができる。
【００２２】トランス１００は、例えば、第１及び第２
のコア部材１２及び１４又は３２及び３４を結合してエ
アギャップ１６又は３６を有するコア１０又は３０を形
成し、エアギャップ１６又は３６上で巻線密度が最小に
なるようにボビン６０に巻線２０又は４０を巻き、その
後、コア１０又は３０にボビン６０を接続して形成され
る。このように巻線密度を変更して巻線２０をボビン６
０上で巻くのに、当業界で周知のいかなる方法をも使用
することができる。例えば、ボビン６０の一端その他の
任意の地点を基準位置としてかかる基準位置からの距離
に従って巻線２０の巻線密度を制御することが可能であ
る。このような制御プログラムは本出願の開示から当業
者は作成することができるであろうからその詳細の説明
はここでは省略する。なお、この方法をコア３０と巻線
４０に適用すれば、巻線密度は変更せずに基準位置から
の距離だけを制御することになるであろう。
のコア部材１２及び１４又は３２及び３４を結合してエ
アギャップ１６又は３６を有するコア１０又は３０を形
成し、エアギャップ１６又は３６上で巻線密度が最小に
なるようにボビン６０に巻線２０又は４０を巻き、その
後、コア１０又は３０にボビン６０を接続して形成され
る。このように巻線密度を変更して巻線２０をボビン６
０上で巻くのに、当業界で周知のいかなる方法をも使用
することができる。例えば、ボビン６０の一端その他の
任意の地点を基準位置としてかかる基準位置からの距離
に従って巻線２０の巻線密度を制御することが可能であ
る。このような制御プログラムは本出願の開示から当業
者は作成することができるであろうからその詳細の説明
はここでは省略する。なお、この方法をコア３０と巻線
４０に適用すれば、巻線密度は変更せずに基準位置から
の距離だけを制御することになるであろう。
【００２３】次に、図４及び図５を参照して、本発明の
トランス１００を有する自励式オン／オフ式のスイッチ
ングレギュレータの典型例であるリンギング・チョーク
・コンバータ（ＲＣＣ）２００について図４及び図５を
参照して説明する。ここで、図４はＲＣＣ２００の原理
図であり、図５は各コンポーネントの動作波形を示して
いる。
トランス１００を有する自励式オン／オフ式のスイッチ
ングレギュレータの典型例であるリンギング・チョーク
・コンバータ（ＲＣＣ）２００について図４及び図５を
参照して説明する。ここで、図４はＲＣＣ２００の原理
図であり、図５は各コンポーネントの動作波形を示して
いる。
【００２４】ＲＣＣ２００は入力直流電圧Ｅに接続さ
れ、スイッチとしてのトランジスタＱと、トランス１０
０、整流ダイオードＤを有している。このトランスは
“・”印が巻き始めを表し、図の通り一次巻線と二次巻
線の極性が異なることが特徴である。なお、直流電圧Ｅ
は交流から生成されてもよい。ＲＣＣ２００は、トラン
ジスタＱがある周期でオン／オフ発振を繰り返すことに
よりトランス１００の二次側に矩形波の電圧を発生さ
せ、これを直流電圧に変換している。
れ、スイッチとしてのトランジスタＱと、トランス１０
０、整流ダイオードＤを有している。このトランスは
“・”印が巻き始めを表し、図の通り一次巻線と二次巻
線の極性が異なることが特徴である。なお、直流電圧Ｅ
は交流から生成されてもよい。ＲＣＣ２００は、トラン
ジスタＱがある周期でオン／オフ発振を繰り返すことに
よりトランス１００の二次側に矩形波の電圧を発生さ
せ、これを直流電圧に変換している。
【００２５】トランジスタＱがオンの期間にトランス１
００の一次巻線インダクタンスＬ１にエネルギーを蓄積
し、トランジスタＱがオフの期間にこのエネルギーを、
整流ダイオードＤを介して、平滑コンデンサＣ０及び負
荷ＲＬに供給する。トランジスタＱは、入力電圧Ｅの印
加時に起動抵抗Ｒにより電流ｉＢを流すことによりオン
になり、これにより、トランス１００の一次巻線Ｎ１が
励磁される。バイアス巻線ＮＢにわずかに誘起する電圧
によりトランジスタＱを正バイアスし、その結果コレク
タ電流ＩＣが多少流れるようになる。また、バイアス巻
線ＮＢに誘起する電圧ＥＢが増大する。この傾向は助長
され跳躍的にオン状態にスイッチングさせる。このと
き、トランス１００の一次巻線には入力電圧Ｅとほぼ等
しい一定電圧Ｅ１＝Ｅ−ＶＣＥが発生し、トランジスタ
Ｑのコレクタ電流ＩＣは０から直線的に増加する。ある
点に到達するとトランジスタＱは飽和し、それ以上電流
をドライブするのに必要なバイアス電源がなくなるため
にオフ状態に移行しトランス１００の一次電圧は反転す
る。
００の一次巻線インダクタンスＬ１にエネルギーを蓄積
し、トランジスタＱがオフの期間にこのエネルギーを、
整流ダイオードＤを介して、平滑コンデンサＣ０及び負
荷ＲＬに供給する。トランジスタＱは、入力電圧Ｅの印
加時に起動抵抗Ｒにより電流ｉＢを流すことによりオン
になり、これにより、トランス１００の一次巻線Ｎ１が
励磁される。バイアス巻線ＮＢにわずかに誘起する電圧
によりトランジスタＱを正バイアスし、その結果コレク
タ電流ＩＣが多少流れるようになる。また、バイアス巻
線ＮＢに誘起する電圧ＥＢが増大する。この傾向は助長
され跳躍的にオン状態にスイッチングさせる。このと
き、トランス１００の一次巻線には入力電圧Ｅとほぼ等
しい一定電圧Ｅ１＝Ｅ−ＶＣＥが発生し、トランジスタ
Ｑのコレクタ電流ＩＣは０から直線的に増加する。ある
点に到達するとトランジスタＱは飽和し、それ以上電流
をドライブするのに必要なバイアス電源がなくなるため
にオフ状態に移行しトランス１００の一次電圧は反転す
る。
【００２６】即ち、トランジスタがオンになってＩＣが
増加し、ＶＣＥが高くなるとある点からはＶＢＥを増加
してやらないとそれ以上のＩＣの増加が維持できなくな
る点（ＩＣ≧ＩＢ・ｈＦＥ）に到達し、一定のＶＢＥに
対してはＩＢが減少する方向に進み、この傾向は助長さ
れトランジスタＱは瞬時カットする。
増加し、ＶＣＥが高くなるとある点からはＶＢＥを増加
してやらないとそれ以上のＩＣの増加が維持できなくな
る点（ＩＣ≧ＩＢ・ｈＦＥ）に到達し、一定のＶＢＥに
対してはＩＢが減少する方向に進み、この傾向は助長さ
れトランジスタＱは瞬時カットする。
【００２７】以後は二次側巻線が逆極性のために整流ダ
イオードＤを順バイアスする方向に電流が流れ、二次側
出力に電力を供給した後トランジスタＱの逆バイアス電
源が消失し、帰還再生作用により再びオン状態にスイッ
チングし、この状態を一定周期で繰り返すことになる。
イオードＤを順バイアスする方向に電流が流れ、二次側
出力に電力を供給した後トランジスタＱの逆バイアス電
源が消失し、帰還再生作用により再びオン状態にスイッ
チングし、この状態を一定周期で繰り返すことになる。
【００２８】従来のトランス１００の設計に必要な基本
的理論式の一例について説明する。トランス１００の一
次インダクタンスＬ１、一次巻線の巻数Ｎ１及びコアギ
ャップｌｇは次式で与えられる。コアギャップはコアの
実効透磁率を下げてインダクタンスを必要な値まで減ら
すために設けられる。
的理論式の一例について説明する。トランス１００の一
次インダクタンスＬ１、一次巻線の巻数Ｎ１及びコアギ
ャップｌｇは次式で与えられる。コアギャップはコアの
実効透磁率を下げてインダクタンスを必要な値まで減ら
すために設けられる。
【００２９】
【数１】
【００３０】ここに、Ｌ１はトランス１００の一次イン
ダクタンス（Ｈ）、ＴＯＮはトランジスタＱのオン期間
（ｓ）、Ｓはコアの有効断面積（ｃｍ２）、ｌｇはエア
ギャップ１６又は３６の長さ（ｍｍ）、Ｂｍはコアの最
大磁束密度（Ｇ）である。
ダクタンス（Ｈ）、ＴＯＮはトランジスタＱのオン期間
（ｓ）、Ｓはコアの有効断面積（ｃｍ２）、ｌｇはエア
ギャップ１６又は３６の長さ（ｍｍ）、Ｂｍはコアの最
大磁束密度（Ｇ）である。
【００３１】また、実効透磁率μｅは、一般には、漏れ
磁束が無視できる閉磁気回路の磁心において実効自己イ
ンダクタンスによって次式で示される透磁率をいうと定
義することができる。
磁束が無視できる閉磁気回路の磁心において実効自己イ
ンダクタンスによって次式で示される透磁率をいうと定
義することができる。
【００３２】
【数２】
【００３３】ここで、Ｌは実効自己インダクタンス
（Ｈ）、Ｎは全巻回数、ｌはそれぞれの同一材料、同一
断面積部の磁路長（ｃｍ）、Ａはそれぞれの断面積（ｃ
ｍ２）、μはそれぞれの材料の透磁率である。最初の式
は測定用計算に、後の式は磁心各部の寸法及び透磁率用
計算に使用される場合もある。
（Ｈ）、Ｎは全巻回数、ｌはそれぞれの同一材料、同一
断面積部の磁路長（ｃｍ）、Ａはそれぞれの断面積（ｃ
ｍ２）、μはそれぞれの材料の透磁率である。最初の式
は測定用計算に、後の式は磁心各部の寸法及び透磁率用
計算に使用される場合もある。
【００３４】トランス１００のコアが飽和しないために
は１周期の磁束変化量は０でなければならないから、Ｅ
ｆをトランジスタＱがオフしているときに一次巻線に発
生するフライバック電圧（逆電圧）とすると、次式のよ
うになる。
は１周期の磁束変化量は０でなければならないから、Ｅ
ｆをトランジスタＱがオフしているときに一次巻線に発
生するフライバック電圧（逆電圧）とすると、次式のよ
うになる。
【００３５】
【数３】
【００３６】これより、トランス１００の二次巻線の巻
数Ｎ２及びバイアス巻線の巻線数ＮＢは次のようにな
る。
数Ｎ２及びバイアス巻線の巻線数ＮＢは次のようにな
る。
【００３７】
【数４】
【００３８】ここで、Ｅ０は出力電圧（Ｖ）、ＶＤは整
流ダイオードＤの順方向効果電圧（Ｖ）、εはトランス
１００の電圧変動率である。さて、従来はこのような理
論式に従ってトランスを設計しても実際のトランスはそ
れに完全に従わない場合が経験的に多かった。この結
果、理論式通りに設計されたトランスにより所望の出力
電力を得ようとすると発振周波数が低すぎるためにトラ
ンジスタＱのコレクタ電流Ｉｃが瞬間的に無限大になり
トランジスタが壊れてしまう場合があった（磁気飽
和）。このため、本発明のトランス１００では、このよ
うな理論式によって計算された以上のギャップ長を有す
るエアギャップ１６及び３６を形成している。また、上
述したように、エアギャップ１６及び３６付近の巻線密
度は最小又は０に設定されている。この結果、トランス
１００は磁気飽和によるトランジスタＱの破壊を防止で
きると共に巻線２０又は４０の温度破壊を防止すること
ができる。
流ダイオードＤの順方向効果電圧（Ｖ）、εはトランス
１００の電圧変動率である。さて、従来はこのような理
論式に従ってトランスを設計しても実際のトランスはそ
れに完全に従わない場合が経験的に多かった。この結
果、理論式通りに設計されたトランスにより所望の出力
電力を得ようとすると発振周波数が低すぎるためにトラ
ンジスタＱのコレクタ電流Ｉｃが瞬間的に無限大になり
トランジスタが壊れてしまう場合があった（磁気飽
和）。このため、本発明のトランス１００では、このよ
うな理論式によって計算された以上のギャップ長を有す
るエアギャップ１６及び３６を形成している。また、上
述したように、エアギャップ１６及び３６付近の巻線密
度は最小又は０に設定されている。この結果、トランス
１００は磁気飽和によるトランジスタＱの破壊を防止で
きると共に巻線２０又は４０の温度破壊を防止すること
ができる。
【００３９】以上、本発明の実施の態様及び実施例を説
明したが、本発明はこれに限定されず、その要旨の範囲
内で様々な変形及び変更が可能である。例えば、本発明
のスイッチングレギュレータは自励（発振）式だけでな
く他励（発振）式のものにも適用するとができることが
理解されるであろう。また、コアの形状はＥＥ型、ＥＩ
型に限定されず、当業界で知られたいかなるもの（ＥＥ
Ｒ型、ＱＫ型、ＰＱ型など）にも適用可能であることが
理解されるであろう。同様のことがボビン形状その他の
構成要素の形状についてもいえることはいうまでもな
い。
明したが、本発明はこれに限定されず、その要旨の範囲
内で様々な変形及び変更が可能である。例えば、本発明
のスイッチングレギュレータは自励（発振）式だけでな
く他励（発振）式のものにも適用するとができることが
理解されるであろう。また、コアの形状はＥＥ型、ＥＩ
型に限定されず、当業界で知られたいかなるもの（ＥＥ
Ｒ型、ＱＫ型、ＰＱ型など）にも適用可能であることが
理解されるであろう。同様のことがボビン形状その他の
構成要素の形状についてもいえることはいうまでもな
い。
【００４０】
【発明の効果】本発明によれば、漏洩磁界に起因する発
熱により巻線が破壊することを防止するトランス構造及
びスイッチングレギュレータを提供している。また、本
発明は、エアギャップのギャップ長を適当に設定するこ
とにより磁気飽和に起因するスイッチの破壊を防止する
スイッチングレギュレータを提供することもできる。
熱により巻線が破壊することを防止するトランス構造及
びスイッチングレギュレータを提供している。また、本
発明は、エアギャップのギャップ長を適当に設定するこ
とにより磁気飽和に起因するスイッチの破壊を防止する
スイッチングレギュレータを提供することもできる。
【図１】 本発明の第１実施例のＥＥコアの概略拡大断
面図である。
面図である。
【図２】 本発明の第２実施例のＥＥコアの概略拡大断
面図である。
面図である。
【図３】 第１及び第２実施例のＥＥコアが適用可能な
トランスの断面図である。
トランスの断面図である。
【図４】 図３に示すトランスが適用可能なリンギング
・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）の原理図である。
・チョーク・コンバータ（ＲＣＣ）の原理図である。
【図５】 図４に示すＲＣＣの各コンポーネントの動作
波形図である。
波形図である。
【符号の説明】 １０ ＥＥコア １２ 第１のコア部材 １４ 第２のコア部材 １６ エアギャップ １８ センターポール ２０ 巻線 ３０ ＥＥコア ３２ 第１のコア部材 ３４ 第２のコア部材 ３６ エアギャップ ３８ センターポール ４０ 巻線 ５０ スペーサ ６０ ボビン １００ トランス ２００ リンギング・チョーク・コンバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 島田 一男 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内 Ｆターム(参考） 5E043 AA01 BA01 5H730 AA19 BB43 BB52 DD02 EE07 EE72 FG07 ZZ16
Claims (10)
- 【請求項１】 エアギャップを有するコアと、 当該コアに巻かれた巻線とを有し、当該巻線の巻線密度
は前記エアギャップ上で最小であるトランス。 - 【請求項２】 前記エアギャップ上の巻線密度は０であ
る請求項１記載のトランス。 - 【請求項３】 前記コアは、 第１のコア部材と、 当該第１のコア部材に結合される第２のコア部材とを有
し、 前記トランスは絶縁体であるスペーサを前記第１及び第
２のコア部材の間に更に有する請求項１又は２記載のト
ランス。 - 【請求項４】 第１のコア部材と、 当該第１のコア部材に結合される第２のコア部材とを有
してトランスに使用されるコアであって、前記第１及び
第２のコア部材の間に形成されるエアギャップは前記コ
アの中心からずれているコア。 - 【請求項５】 前記第１及び第２のコア部材はそれぞれ
断面Ｅ型形状を有し、前記コアはＥＥコアである請求項
４記載のコア。 - 【請求項６】 スイッチと、 当該スイッチに接続されたトランスであって、エアギャ
ップを有するコアと当該コアに巻かれた巻線とを有し、
当該巻線の巻線密度は前記エアギャップ上で最小である
トランスと、 前記トランスに接続された整流器とを有するスイッチン
グレギュレータ。 - 【請求項７】 前記エアギャップ上の巻線密度は０であ
る請求項５記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項８】 前記スイッチのオン期間中に前記整流器
はオフである請求項５記載のスイッチングレギュレー
タ。 - 【請求項９】 前記トランスは、 第１のコア部材と、 当該第１のコア部材に結合される第２のコア部材とを有
し、前記第１及び第２のコア部材の間に形成されるエア
ギャップは前記コアの中心からずれているコアを有する
請求項６記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項１０】 エアギャップを有する第１及び第２の
コア部材を結合してコアを形成する工程と、 前記コアにボビンを接続する工程と、 前記エアギャップ上で巻線密度が最小になるように前記
ボビンに巻線を形成する工程とを有するトランス製造方
法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11108536A JP2000299231A (ja) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | トランス及びスイッチングレギュレータ |
| US09/428,541 US6185113B1 (en) | 1999-04-15 | 1999-10-28 | Transformer and switching regulator that prevents winding's caused by magnetic field leakage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11108536A JP2000299231A (ja) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | トランス及びスイッチングレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000299231A true JP2000299231A (ja) | 2000-10-24 |
Family
ID=14487307
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11108536A Pending JP2000299231A (ja) | 1999-04-15 | 1999-04-15 | トランス及びスイッチングレギュレータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6185113B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000299231A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008521219A (ja) * | 2004-11-16 | 2008-06-19 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 変圧器設計の方法及び装置 |
| JP2012079951A (ja) * | 2010-10-04 | 2012-04-19 | Mitsubishi Electric Corp | リアクトル装置 |
| KR101211995B1 (ko) * | 2011-07-01 | 2012-12-13 | 주식회사 이지트로닉스 | 공극을 가지는 트랜스포머 및 상기 트랜스포머가 장착된 방열장치 |
| CN114167320A (zh) * | 2021-11-20 | 2022-03-11 | 西安交通大学 | 磁场的确定方法、装置、计算机设备和存储介质 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6985210B2 (en) * | 1999-02-15 | 2006-01-10 | Carl Zeiss Smt Ag | Projection system for EUV lithography |
| CN104795217B (zh) * | 2015-05-08 | 2016-09-28 | 上海工程技术大学 | 一种微位移测试系统用电源高频变压器绕制方法 |
| GB2613361B (en) * | 2021-11-30 | 2024-01-17 | Eta Green Power Ltd | An inductor and a method of providing an inductor |
| GB2613449B (en) * | 2021-11-30 | 2024-02-21 | Eta Green Power Ltd | An inductor and a method of providing an inductor |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4757433A (en) * | 1987-01-07 | 1988-07-12 | Display Components, Inc. | Power supply |
| GB9623612D0 (en) * | 1996-11-13 | 1997-01-08 | Rca Thomson Licensing Corp | Separate power supplies for standby operation |
-
1999
- 1999-04-15 JP JP11108536A patent/JP2000299231A/ja active Pending
- 1999-10-28 US US09/428,541 patent/US6185113B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008521219A (ja) * | 2004-11-16 | 2008-06-19 | パワー・インテグレーションズ・インコーポレーテッド | 変圧器設計の方法及び装置 |
| JP2012079951A (ja) * | 2010-10-04 | 2012-04-19 | Mitsubishi Electric Corp | リアクトル装置 |
| KR101211995B1 (ko) * | 2011-07-01 | 2012-12-13 | 주식회사 이지트로닉스 | 공극을 가지는 트랜스포머 및 상기 트랜스포머가 장착된 방열장치 |
| CN114167320A (zh) * | 2021-11-20 | 2022-03-11 | 西安交通大学 | 磁场的确定方法、装置、计算机设备和存储介质 |
| CN114167320B (zh) * | 2021-11-20 | 2023-10-13 | 西安交通大学 | 磁场的确定方法、装置、计算机设备和存储介质 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6185113B1 (en) | 2001-02-06 |
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