CN114553261B - 用于生成判定反馈均衡补偿误码计数的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种用于生成判定反馈均衡补偿误码计数的方法，包括：选择性地禁用提供给一收发装置中比较器的垂向判定阈值的判定反馈均衡(DFE)抽头，并在锁定采样时刻响应地从所述收发装置收集多个电压幅度偏移量的输入信号的原始比特误码率(BER)数据；选择性地启用提供给所述比较器的所述垂向判定阈值的DFE抽头，并在所述锁定采样时刻响应性地从所述收发装置收集所述多个电压幅度偏移量的输入信号的DFE补偿的BER数据；向所述比较器提供一采样时刻偏移范围和一电压幅度偏移范围；收集偏移原始BER数据；计算一给定BER的BER特定的幅度校正值；识别所述偏移原始BER数据中所述给定BER的一组点；以及生成一组DFE校正的BER数据。

Description

用于生成判定反馈均衡补偿误码计数的方法
本申请是申请号为201880088559.0，申请日为2018年12月7日，发明名称为“眼图测量结果的判定反馈均衡校正”的专利申请的分案申请。
相关申请的交叉引用
本申请要求申请号为62/595,690，申请日为2017年12月7日，发明人为RichardSimpson，名称为“眼图测量结果的判定反馈均衡校正”，的美国临时申请的权益，并通过引用将其内容整体并入本文，以供所有目的之用。
参考文献
以下在先申请通过引用整体并入本文，以供所有目的之用：
公开号为2011/0268225，申请号为12/784,414，申请日为2010年5月20日，发明人为Harm Cronie和Amin Shokrollahi，名称为“正交差分向量信令”的美国专利申请，下称《Cronie 1》；
申请号为13/842,740，申请日为2013年3月15日，发明人为Brian Holden、AminShokrollahi及Anant Singh，名称为“芯片间通信用向量信令码的时偏耐受方法和系统及增强型检测器”的美国专利申请，下称《Holden 1》；
申请号为14/926,958，申请日为2015年10月29日，发明人为Richard Simpson、Andrew Stewart及Ali Hormati，名称为“向量信令码通信链路的时钟数据对齐系统”的美国专利申请，下称《Stewart 1》；
申请号为14/925,686，申请日为2015年10月28日，发明人为Armin Tajalli，名称为“增强型相位插值器”的美国专利申请，下称《Tajalli 1》；
申请号为62/286,717，申请日为2016年1月25日，发明人为Armin Tajalli，名称为“高频增益增强型电压采样器驱动器”的美国临时专利申请，下称《Tajalli2》；
申请号为15/603,404，申请日为2017年5月23日，发明人为Armin Tajalli，名称为“眼图测量结果的相位旋转电路”的美国专利申请，下称《Tajalli 3》。
技术领域
本发明实施方式总体涉及通信系统电路，尤其涉及与芯片间通信所用高速多线路接口的操作关联的图形化性能信息的获取和呈现。
背景技术
在现代数字系统中，数字信号必须得到高效可靠的处理。在这一背景下，数字信息应理解为含于离散值(即非连续值)内的信息。数字信息不但可由比特和比特集合表示，而且还可由有限集合内的数字表示。
为了提高总带宽，大多数芯片间或装置间通信系统采用多条线路进行通信。这些线路当中的每一条或每一对均可称为信道或链路，而且多条信道组成电子器件之间的通信总线。在物理电路层级上，芯片间通信系统内的总线通常由芯片与主板之间的封装电导体、印刷电路板(PCB)上的封装电导体、或PCB间线缆和连接器内的封装电导体构成。此外，高频应用中还可采用微带或带状PCB迹线。
常用的总线线路信号传输方法包括单端信令法和差分信令法。在需要高速通信的应用中，这些方法还可以在功耗和引脚利用率方面(尤其高速通信中的这些方面)进一步优化。最近提出的向量信令法可在芯片间通信系统的功耗、引脚利用率及噪声稳健性方面实现更加优化的权衡取舍。此类向量信令系统将发送器端的数字信息转换为向量码字形式这一不同表示空间，并且根据传输信道的特性和通信系统的设计约束选择不同的向量码字，以在功耗、引脚利用率及速度之间做出更优的权衡取舍。这一过程在本申请中称为“编码”。编码后的码字以一组信号的形式从发送器发送至一个或多个接收器。接收器将所接收的与码字对应的信号反转为最初的数字信息表示空间。这一过程在本申请中称为“解码”。
无论采取何种编码方法，均须对接收装置所接收的信号进行间隔采样(或者以其他方式记录其信号值)，而且无论传输信道的延迟、干扰及噪声条件如何，该采样间隔均须使得采样值能够以最佳方式表示最初的发送值。
为了实现以诊断和/或保质为目的的监测，可以增设将输出提供给管理或控制/状态界面的额外采样功能，以实现对接口行为的实时或统计性评估。在某些情形中，此类额外采样操作的时间控制和采样阈值控制可独立于数据接收操作之外，从而可实现后台数据收集，并可将这些数据以所谓的″眼图″形式呈现，以表示相对于当前数据检测阈值和采样时间的历史信号幅度和时间。
发明内容
为了对经由通信系统传输的数据值进行可靠检测，接收器必须在精心选择的时间点上精确测量接收信号值的幅度。目前，已有各种可促进此类接收测量的已知方法，包括接收与发送数据流相关的一个或多个专用时钟信号，从发送数据流中提取内嵌时钟信号，以及根据发送数据流的已知属性合成本地接收时钟。
一般而言，此类定时方法的接收器实现方式称为时钟数据恢复(CDR)，并且常常利用锁相环(PLL)或延迟锁定环(DLL)合成具有所需频率和相位特性的本地接收时钟。
在PLL和DLL两种实施方式中，均通过以鉴相器比较接收参考信号和本地时钟信号的相对相位(在某些其他实施方式中，比较其相对频率)来产生误差信号，然后利用该误差信号对本地时钟源的相位和/或频率进行校正，从而最大程度地减小误差。由于这一反馈环路特性将导致给定的PLL实施方式在所述参考信号与本地时钟之间产生固定的相位关系(例如，0度或90度的相位差)，因此还通常通过引入额外的固定或可变相位调整量以将所述相位差设定至与上述值不同的目标值(如45度相位差)，以促进接收器的数据检测。
接收数据的经时统计图通常称为“眼图”，是一种众所周知的接收信号质量分析工具。绘制此类眼图所需的数据的捕获包括在信号幅度和时间上具有一定分布的多个采样点上测量接收信号。为了避免正常数据接收操作的中断，可增设一个或多个额外数据采样器实施此类测量，以使其独立于为了实现最优的数据接收操作而选择的幅度阈值和时间间隔。
在一些通信网络中，网络传播特性的波动可导致信号衰减和反射，这些衰减和反射表现为对后续发送数据的干扰，如所谓的符号间干扰(ISI)。
判定反馈均衡(DFE)为一种众所周知的ISI影响补偿技术。其中，接收器保有先前接收数据值的历史记录，并利用内部模型或网络特性的估算结果计算所述先前数据值会对网络产生的ISI影响。该模型通常称为信道模型、信道抽头或信道冲激响应。所述估算结果(也称DFE校正量)可随后在数据采样前施加至当前接收信号，以提高接收信号质量。
由于所述DFE校正量根据先前接收数据值的历史时间顺序动态计算，因此其本性上随时间的流逝发生变化，从而使得其难以施加至在不同采样时间上获得的信息(如用于绘制眼图的信息)。具体而言，眼图样本可能无法对数据样本的DFE校正量加以利用：对于接收数据采样时间之前获得的(即显示于接收数据采样时间左侧的)眼图样本，所述计算结果可能尚且不能供其所用；对于接收数据采样时间之后获得的(即显示于接收数据采样时间右侧的)眼图样本，所述计算结果可能已经过时。
在本文所述方法和系统中：(i)确定未校正眼图；(ii)测量DFE的应用对眼图中心眼开度的改善程度；以及(iii)通过所述改善程度测量值，提供校正眼图。该方法可包括：利用数据采样器在参考采样时刻利用参考电压生成一系列数据判定结果；生成一组误码计数，每一个误码计数均通过将在多个采样时刻中的相应的采样时刻利用多个偏移电压中的相应的偏移电压形成的眼图采样器的判定结果与所述一系列数据判定结果中的相应的数据判定结果相比较的方式生成；以及生成一组DFE补偿误码计数，每一个DFE补偿误码计数均通过将利用所述参考采样时刻的DFE修正后偏移电压形成的眼图采样器的判定结果与所述一系列数据判定结果中的相应的数据判定结果比较的方式生成。
此外，在本文所述方法和系统中：获得多个测量点的相应的误码计数，每一个测量点对应于与相应的偏移电压对应的相应采样时刻的数据判定结果；以及获得所述多个测量点中的测量点子组的相应的DFE补偿误码计数，所述测量点子组包括在处于多个DFE修正后偏移电压下的参考采样时刻采取的测量点。该方法可进一步包括根据所选DFE补偿误码计数以及取自所述参考采样时刻的测量点的相应误码计数，确定DFE补偿偏移量，所选DFE补偿误码计数与所述相应误码计数的比特误码率(BER)相等。
在本文所述方法和系统中：通过以本地振荡器和可调相位插值器生成数据采样时钟和可变相位差眼图测量时钟的方式获得眼图测量结果；以所述采样时钟和数据采样器，获得接收数据信号的接收样本；以至少一个眼图采样器和所述可变相位偏移眼图测量时钟，通过调整所述至少一个眼图采样器的偏移电压以及所述可变相位差眼图测量时钟的相位差而获得多个眼图特征测量结果；以及以独立获得的校正信息调整所获得的眼图测量结果的显示特性，所述独立获得的校正信息获取自DFE校正前后的接收数据统计结果的测量结果。
附图说明
图1为能够编码并经八线通信信道发送五个数据比特和一个时钟的系统框图。
图2为与图1系统兼容的一种接收器实施方式的框图。
图3为图2接收器所使用的时钟恢复电路的一种实施方式的详细框图。
图4为一种接收处理级实施方式的详示图。
图5为根据一些实施方式的方法流程图。
图6所示为根据一些实施方式的未均衡数据信号的波形。
图7为根据一些实施方式的所述未均衡数据信号的眼图。
图8为图7眼图的彩色编码形式，其展示出当前比特为″1″和当前比特为″0″的眼图部分。
图9为根据一些实施方式例如通过使用图7波形并施加判定反馈均衡(DFE)校正而形成的眼图。
图10所示为用于经处理而获得恒定误码率(BER)的轮廓线的眼图信息测量结果。
图11所示为根据一些实施方式的“1至1”跃迁(上方)和“1至0”跃迁(下方)的不同跃迁模式的BER轮廓线。
图12为以除了时间上紧邻的前一历史比特之外的一组历史DFE校正因子均衡后的眼图。
图13为说明针对当前比特为″1″和″0″时DFE校正前后的BER的组图。
图14为说明DFE前后迹线波形(上)和DFE前后BER轮廓(下)组图。
图15为DFE前后BER轮廓图(左)以及将未校正BER轮廓根据DFE补偿偏移量确定的方式平移后的图(右)。
图16为根据一些实施方式的DFE偏移电压发生器的框图。
图17为根据一些实施方式的误码计数电路的框图。
图18为根据一些实施方式在接收数据信号中引入DFE校正量的级联采样器的框图。
图19为根据一些实施方式的方法1900的流程图。
具体实施方式
如《Cronie1》中所述，向量信令码可用于例如在系统内的两个集成电路装置之间形成极高带宽的数据通信链路。如图1实施方式所示，经多个数据通信信道发送的向量信令码符号共同传输该向量信令码的码字。根据所使用的具体的向量信令码，组成通信链路的信道数目可少至两条，多至八条或八条以上，并且可在单独的通信信道上发送一个或多个时钟信号，或者将该时钟信号作为向量信令码的子信道分量进行发送。在图1示例中，图示通信链路120由八条线路125构成，这些线路共同在发送器110和接收器130之间传输五个数据值100和一个时钟105。
一些实施方式进一步支持额外的操作模式，其中，举例而言，若干数据通信信道重新设置为支持不归零(NRZ)差分信令等传统通信协议。
接收器数据检测
以下，以《Stewart 1》中的一种典型高速接收器实施方式作为下文各例的背景，该实施方式仅出于说明目的，不构成限制。如图2所示，该例示数据接收器包括八个相同的连续时间线性均衡(CTLE)处理级210，作用于上述在图1中示为120的八条线路所接收的信号。
如《Holden 1》中所述，可通过以多输入比较器或混频器(MIC)对各组输入信号进行线性组合的方式，实现向量信令码的高效检测。对于上述例示接收器所使用的5b6w码而言，通过以五个此类MIC对六个接收输入数据信号的加权子集进行处理，可实现五个数据比特的检测，无需进一步的解码。在一种实施方式中，类似地，通过以额外的一个MIC对两个接收时钟信号的组合进行处理，可实现时钟信号的检测。
其他实施方式可摒弃专门用于另外传输时钟信号的线路，而是可从数据线路本身发生的跃迁中提取时钟。在图2中，一组五个MIC混频器220通过作用于接收到的均衡信号以产生检测信号MIC0～MIC4，其中，相应数据线路上发生的跃迁共同用于实现本地时钟发生器300的同步化。
由于所涉及的数据速率较高，因此可在所述例示接收器中使用多个并行接收处理级。在图示示例中，以四个并行接收数据处理级对所检测出的五个数据信号MIC0～MIC4进行处理，每一个处理级230均包括数据采样元件和下游的缓冲元件。随后，可选地，将所述四个处理级的输出重新组合为单个接收数据流。在图2所示情形中，所述重新组合操作由复用器240执行。
时钟恢复电路(在本领域中也称时钟数据恢复(CDR)电路)通过从数据线路本身，或者从专用时钟信号输入中提取时间信息的方式，支持上述采样测量，并且利用所提取的信息生成时钟信号，以对数据线路采样装置所使用的时间间隔进行控制。实际的时钟提取操作可由锁相环(PLL)或延迟锁定环(DLL)等众所周知的电路完成，这些电路在操作过程中还可生成更高频率的内部时钟、多个时钟相位等，以支持接收器的操作。在图2实施方式中，所检测的时钟信号获取自MIC0～MIC4发生的数据跃迁，并经处理300而为所述四个数据处理级提取出时序正确的采样时钟。
判定反馈均衡(DFE)为一种众所周知的ISI影响补偿技术。其中，接收器保有先前接收数据值的历史记录，并利用内部模型或网络特性的估算结果计算所述先前数据值会对网络产生的ISI影响。所述估算结果(也称DFE校正量)可随后在数据采样前施加至当前接收信号，以提高接收信号质量。在一些实施方式中，在必须向当前接收信号施加DFE校正量的时间点上，必要的先前数据值可能尚未全部得到完全解析。在此类情形中，可以采用所谓的″开环式″或″推测式″DFE。其中，一个或多个DFE项在施加时先假设先前数据为″1″和先前数据为″0″两种情况并保留相应的暂定结果，直至先前数据值变得已知后，再选择供后续使用的正确结果。
时钟提取和DFE校正的其他细节可见《Stewart 1》。
眼图测量结果的获得
在至少一种实施方式中，可针对与数据和时钟边沿检测操作以及统计眼图数据收集和校准等功能相关联的采样器，分别单独进行时钟源的选择。在此类实施方式中，所选时钟源可包括接收器时钟系统提供的未修饰时钟，可设置延迟元件提供的递增延迟型时钟，以及/或者用于统计眼图采样的相位单独可调型时钟。
如本领域中已众所周知的一样，此类“眼图”测量值不但能够为包括接收信号幅度裕量、时序裕量、误码计数在内的多项接收器特性提供一种易于理解的呈现形式，还能用于推断包括带宽、均衡状况、系统增益等在内的其他特性。此类数据可对包括发送功率调整、接收器增益调整、波特率调整及接收均衡状况调整在内的系统调整或控制发出建议或提议。
图4所示为组合于如以上结合图3所述的处理级300的一种实施方式内的上述元器件。其中，VCO1或VC02产生的采样时钟可由复用器410选择，并可由可调延迟缓冲器420延迟或不延迟。在该实施方式中，上述数据采样功能图示为四个钟控采样器，包括眼图采样器450和453以及数据采样器451和452。在一种实施方式中，所述各采样器为钟控模拟积分保持元件，但这不意味着限制，还可同等采用本领域已知的采样保持元件、跟踪保持元件、钟控比较器及其他类似电路。
每一个采样器在D端接收输入数据信号，并将D端在时钟信号ck所确定的采样时刻下相对于偏移电压阈值Th的状态与输出端Q的当前可用采样判定结果相比较。在一些实施方式中，所述输入数据信号可对应于MIC的输出，或者该输入数据信号可以为由差分比较器所检测出的差分信号。然而，本发明不限于此，下文所述技术可适用于多种数据传输方案。数据采样器451和452具有推测式DFE校正值+vh1和-vh1，分别对应于用于生成一系列数据判定结果的先前数据值″1″和″0″。结果D/E1和D/E2中的一者由复用器460选为接收数据判定结果，而另一者(可能为边沿跃迁)可选地同样由复用器461发送至相位比较器/电荷泵470，以生成PLL的相位误差信号。
与图中示为460的复用器类似的复用器根据先前接收数据值在来自眼图采样器450和453的判定结果Eye1和Eye2之间进行选择，以获得用于生成与幅度阈值+vey，-vey以及可调延迟缓冲器430所提供的时序偏移相对应的统计眼图的测量结果。
在替代实施方式中，可以以相位插值器代替可调延迟缓冲器。相应地，举例而言，430为相位插值器，该相位插值器生成可供眼图采样器450和453用于进行眼图测量的可变相位差时钟。
在另一实施方式中，可以使用单个眼图采样器生成判定结果，取决于先前数据值的最终解析结果，所述判定结果可以保留或丢弃。在一些实施方式中，所述眼图采样器的判定结果与所述数据采样器(最终)确定的数据判定结果相比较，并留取错误结果的误码计数。该误码计数可跨多个测量点，每一个测量点由多个采样时刻中的相应采样时刻与多个偏移电压中的相应偏移电压确定。在又一实施方式中，每一个误码计数均可为特定模式的误码计数，例如，可以留取接收″1″时的误码计数(即当实际接收到数据″1″时，眼图采样器检测到″0″)次数与接收″0″时的误码计数(即当实际接收到数据″0″时，眼图采样器检测到″1″)次数。此类误码计数可以输出，并用于推导比特误码率(BER)。一般情况下，此类BER信息可通过分析数千、数百万、数十亿等数目的接收值的误码计数的方式进行测量。
图19为根据一些实施方式的方法1900的流程图。如图所示，方法1900包括：由数据采样器451/452在参考采样时刻利用参考电压生成1902一系列数据判定结果D。如图4所示，所述参考电压可以为推测式DFE偏移电压，而且所述数据判定结果随后根据先前比特选择。然而，也可使用采用固定参考电压的数据采样器。在其他实施方式中，所述数据判定结果可根据已知或按照其他方式预先确定的数据模式确定，而非根据经数据采样器处理的实际接收数据确定。方法1900还包括：生成1904一组误码计数，每一个误码计数均通过将在多个采样时刻中的相应采样时刻通过多个偏移电压中的相应偏移电压+vey形成的眼图采样器450判定结果(如Eye1)与数据采样器451，452生成的所述一系列数据判定结果中的相应数据判定结果D进行比较的方式生成。其中，可在一组测量点上生成误码计数，每一个测量点均由相应采样时刻与相应偏移电压确定。在每一测量点上，可将眼图采样器450生成的数千、数百万、数十亿等数目的判定结果以及在相同采样间隔内做出的所述一系列数据判定结果中的相应已解析数据判定结果提供给误码计数电路480。通过将眼图采样器450的判定结果与已解析数据判定结果相比较，可以获知其是否相同(无误)或是否不同(有误)。误码计数电路480可例如通过图17所示逻辑异或门完成此类比较。通过跨多个不同采样时刻和多个不同电压阈值确定误码计数，可有效获得误码计数的二维图。
方法1900还包括生成1906一组DFE补偿误码计数。每一个DFE补偿误码计数均可通过将使用DFE修正后偏移电压的眼图采样器判定结果与所述数据采样器生成的所述一系列数据判定结果中的相应数据判定结果相比较的方式类似生成。所述一组DFE补偿误码计数根据所述参考采样时刻下形成的用于对数据(如眼图中心附近数据)进行采样的判定结果生成。在一些实施方式中，所述DFE修正后偏移电压对应于根据一组DFE校正值动态修正的偏移电压。虽然与给定测量点关联的偏移电压可保持恒定不变，但最终用于做出判定结果的DFE修正后偏移电压可根据所述一组DFE校正值动态变化。在一些实施方式中，所述方法还包括：通过将历史DFE校正因子选择性地施加至所述眼图采样器的多个偏移电压中的相应偏移电压来生成所述DFE修正后偏移电压。在一些实施方式中，图16所示DFE偏移电压发生器1610可用于生成所述偏移电压“V_offset”与所述一组历史DFE校正因子“DFE_taps”的模拟求和结果。在一些实施方式中，所述偏移电压“V_offset”可作为参数片外提供，而所述DFE校正因子“DFE_taps”可利用数据历史记录以及例如通过测量信道ISI特性而预先确定的DFE抽头值片内生成。每一个DFE抽头值均可以为由相应历史数据比特施以符号的恒定值。在一些实施方式中，前一个DFE校正因子既可在可供使用时直接纳入，也可通过推测方式提供。此外，为了能够有效地施加所述前一个DFE校正因子，还可采用模式过滤。图16中进一步示出用于在生成所述DFE补偿误码计数时选择性施加“DFE_taps”的使能信号“en”。在一些实施方式中，在生成所述未校正误码计数时，所述DFE偏移电压发生器可将偏移电压“V_offset”直接传递给所述眼图采样器即可。此外，也可使用其他切换电路/多路复用电路。
作为替代方案，所述DFE校正值可直接施加至接收数据信号。此类实施方式示于图18，其中，级联积分保持采样器结构通过积分处理级1810施加三个历史DFE校正值，而DFE校正数据信号直接施加至数据采样器1820和眼图采样器1840。
在一些实施方式中，所述一组误码计数中的每一个误码计数和所述一组DFE补偿误码计数中的每一个DFE补偿误码计数均存储于相应计数器内(该计数器也可称为寄存器，而且可供电路裸片或芯片的输入/输出电路访问，以允许外部测试设备读取所述计数值)。如图17所示，方框1705可对应于用于存储每一个误码计数和DFE补偿误码计数的计数器。在一些实施方式中，所述一组误码计数中的每一误码计数和所述一组DFE补偿误码计数中的每一DFE补偿误码计数还进一步响应检测相应的数据模式而生成。在图17示例中，每一个方框1705可以为与相应数据模式关联的误码计数，并且可由接收自眼图采样器的判定结果“Eye”与接收自数据采样器的数据判定结果“D”的比较结果更新。此类数据模式可例如为“011”或“101”等的三元组数据模式。在一些实施方式中，如图17所示，所述一组误码计数和一组DFE补偿后误码计数由与所述眼图采样器的输出端和所述数据采样器的输出端相连的逻辑XOR门生成。
图5为根据一些实施方式的方法500的流程图。如图所示，方法500包括：以本地振荡器和可调相位插值器生成502数据采样时钟和可变相位偏移眼图测量时钟；以及通过以数据采样器和所述数据采样时钟在参考偏移电压下的参考采样时刻对接收数据信号进行采样来生成504一系列数据判定结果。该方法包括：以至少一个眼图采样器和所述可变相位偏移眼图测量时钟通过调整该眼图采样器的采样阈值和所述眼图测量时钟的相位差而生成506多个眼图特征测量结果。该方法还包括：以所述数据采样时钟和DFE校正量通过调整眼图采样器的采样阈值而生成508多个眼图特征测量结果；计算510所述参考采样时刻下有无DFE校正的相应测量值之间的垂向偏移校正量；以及将计算出的垂向偏移校正量施加512至所显示的眼图特征测量结果。
在另一实施方式中，可以对预定偏移电压范围和预定采样时刻范围进行扫描，以记录每一个此类组合的测量结果。在该例中，这些测量实施于图6所示的未均衡波形，由于未涉及DFE校正，因此获得图7所示未校正眼图。在一些实施方式中，所生成的误码计数与两种不同的数据模式相关联(即分别在传输值为1而检测值为0的测量点与传输值为0而检测值为1的测量点观测到的误码率)。图8波形为彩色编码眼图，该图所示为当前比特的已解析数据判定结果为″1″(黑色部分)的情形和当前比特的已解析数据判定结果为″0″(灰色部分)的情形。在一些实施方式中，所记录的误码计数可保持为表格或其他类似数据结构。需要注意的是，仅仅展示该未经DFE校正的信息可能无法准确表示DFE校正后数据检测状况的特性。因此，下文中将描述生成多组误码计数和多组DFE补偿误码计数的方法和系统，以及如何利用此类误码计数对未经DFE校正的测量结果进行修正，以生成如图9所示的DFE校正眼图。在一些实施方式中，时间上最为接近的前一数据比特可能尚未完成解析。在此类实施方式中，仍可对一组抽头值实施DFE校正，但其中不包括时间上最为接近的前一单位间隔(本文中称为″h1″)的DFE校正因子。该情形中获得的DFE校正眼图示于图12。
为了便于下文说明，此处假设一种将误码计数和DFE补偿误码计数进一步处理为由具有相同BER的点构成的″轮廓线″的实施方式。此类处理例如通过诊断工具在片外实施。如图10所示，每一个BER轮廓线均跨一定的偏移电压范围和采样时刻范围。如此，举例而言，表示10-9的“1”的接收误码(即109个接收比特中发生一次误码)的BER轮廓线可对应于普遍接受的“开眼”眼图最内侧″上缘″，而类似的“0”的接收误码轮廓线可对应于普遍接受的“开眼”眼图最内侧″下缘″。由于这一信息为未经DFE校正获得的信息，因此所得″眼开度″605较小，可能根本不存在。也就是说，例如如形成眼开度605的1e-9BER轮廓线内侧部分的左右交点之外的1e-9BER轮廓线外侧部分所示，与特定″1″数据值的BER对应的轮廓线可低于与相应″0″数据值的BER对应的轮廓线。在一些实施方式中，BER轮廓可与数据模式相关联。图11所示为根据一些实施方式两种不同数据模式的BER轮廓。上方波形所示为已识别出的“1至1”数据模式的BER轮廓，而下方波形所示为已识别出的“1至0”数据模式的BER轮廓。图11中的BER轮廓可通过相互组合而形成如图10所示的特定BER的眼开度。
在一些实施方式中，一种方法包括：获得未经DFE校正的数据的一组误码计数；以及随之根据所获得的一组误码计数识别出未经校正的BER轮廓。图13的左上分图所示为未经任何DFE校正的BER轮廓。该方法还包括：在所述参考采样时刻获得一组DFE补偿误码计数；以及识别如图13右上分图中三个点所示的DFE补偿后BER。其中，可通过将给定DFE补偿后BER的关联偏移电压与未校正BER的相同BER值的关联偏移电压相比较而确定DFE补偿偏移量，并且可针对多个BER确定此类DFE补偿偏移量。随后，可将图13左上分图中的未校正BER轮廓向上平移所确定的DFE补偿偏移量。类似地，可根据图13右下分图中确定的DFE补偿后BER向下平移图13左下分图中的未校正BER轮廓线。
图14所示为DFE前后(分别为左上分图和右上分图)的迹线数据信号的眼图，该图还示出通过调整图14左下分图的未校正BER轮廓线而形成图14右下分图的DFE补偿后BER轮廓线的操作。类似地，图15所示为根据参考采样时刻的DFE校正后BER所确定的DFE补偿偏移量对未校正BER轮廓线进行的调整。
在对上述状况进行校正时，先对预定幅度阈值范围进行扫描，但该扫描仅在与正常数据采样时间相对应的参考采样时刻进行，该参考采样时刻可以为信令间隔中心附近的采样时刻。由于该参考采样时刻为固定时刻，因此可以应用DFE校正(推测式和非推测式两种)。如上所述，通过将预计校正值与随后检测的实际数据值不符的结果丢弃，可以以单个采样器获得推测式结果。如此获得的幅度阈值对应于特定的误码/接收值数关系，每一个该组合均与BER关联。在分别保持″1″的误码和″0″的误码的实施方式中，每一个组合均与分别针对两种误码计数的两个BER关联。
在将上述″1″和″0″的BER与参考采样时刻获得的DFE补偿前BER比较后，留取DFE前后测量结果之间的增量幅度差。随后，显示处理器可利用已确定存在于DFE前后测量结果间的BER幅度校正量，通过根据DFE前测量结果绘制BER轮廓线的方式进行校正眼图的图形化合成。其中，还可根据BER值的彩色或灰度映射关系绘出BER值。
一般情况下，″1″的BER的幅度校正使得相应轮廓线上移(朝更大阈值移动)，而″0″的BER的幅度校正使得相应轮廓线下移(朝更小阈值移动)。同样地，在大多数情形中，在实施此类校正后，高低BER轮廓线之间的阈值差将变小。
在一些实施方式中，利用从所接收的各组误码计数中获取的BER数据以及在参考采样时刻(例如，由从时钟和数据恢复电路获得的时序确定的参考采样时刻)获得的DFE补偿误码计数，获得BER特定的校正值。当向判定结果电路/采样器施加相应的特定偏移电压时，未经DFE校正的信号可产生特定的BER值(存在一定程度的量化/舍入)。相同(量化的)BER值也可随DFE校正接收信号和/或DFE修正后偏移电压发生，但绝对偏移电压不同。与所述同一BER关联的此两偏移电压值(一者为经DFE校正的值，另一者为未经校正的值)之差为在DFE电路作用下实现的改善程度的一种例示衡量指标。此类DFE补偿偏移量可随后用于更新所有时序偏移量下获得的BER测量结果的偏移电压，而非仅用于更新眼图中心附近的参考采样时刻获得的BER测量结果的偏移电压。
在至少一种实施方式中，先向芯片提供表示所述采样偏移量和电压幅度偏移量的参数，该芯片随后可生成多个采样时刻和电压幅度偏移量的误码计数，以及多个DFE修正后偏移电压在参考采样时刻下的DFE校正误码计数。此类误码计数可从所述芯片输出至系统，而该系统可用于针对所提供的参数，计算与所接收的一组误码计数和一组DFE校正误码计数相关联的一个或两个BER。举例而言，参考图6，芯片可接收表示X轴上采样位置的采样偏移量参数。该芯片可根据所提供的采样偏移量参数利用相位插值器PI旋转所述采样时钟的相位，而且根据所接收的电压幅度偏移量调整比较器的判定结果阈值电压(如Y轴)，并且响应地提供针对所述特定测量点的相应误码计数。该误码计数可与本应为″0″但却为″1″的误码(反之亦然)相关联。在一些实施方式中，可将一组参数作为填入″BER网″内测量网点或″网格″的测量点，或者作为″BER像素″，其中，给定网块的X轴坐标对应于所述多个采样时刻，给定网块的Y轴坐标对应于电压幅度偏移量的变化，而给定网块内的值对应于计算出的BER。
通过对DFE校正前后的两组BER值及其相应偏移电压进行比较，可获得在DFE电路作用下接收信号眼开度的改善程度。也就是说，未经DFE校正的接收信号可在0.1V的偏移电压(同样，通过在信令间隔中心附近的采样时刻采样获得)下发生给定的BER，与此同时，当在与所述信令间隔中心相应的参考采样时刻对DFE校正后接收信号采样时，可在0.3V的偏移电压下获得该BER。如此，可在所述给定的BER下，使得眼图张大0.2V。作为替代方案，可以对测量点子组进行诊断检查，例如对10个不同的采样时刻和4个不同偏移电压进行诊断检查，共40个测量点。此类诊断检查可在片外系统内实施，并可针对每一个测量点(如所需的采样时刻和偏移电压)向眼图采样器提供上述参数，且可测得针对所有测量点的一组误码计数以及针对参考采样间隔下每一个测量点的一组DFE补偿误码计数。通过分析所述一组误码计数和一组DFE补偿误码计数，所述诊断检查可确定DFE补偿偏移量，并评价每一个未校正误码计数在经DFE补偿偏移量修正后是否处于足够大的阈值内。
在未施加任何DFE校正的情况下，可在眼图的横向上(利用多个采样时刻偏移量)获得眼图BER数据。在一种实施方式中，所述一组眼图BER测量结果为数据值的三元组，含有：(i)相对于眼图中心采样时刻的关联采样偏移量；(ii)表示为了改变判定结果阈值而施加的偏移电压的偏移电压值；以及(iii)根据所接收的一组误码计数和所接收的一组DFE补偿误码计数获得的眼图BER测量值。所述三元组通常可视化为x值(时间偏移量)、y值(采样偏移量)以及幅度(彩色或灰度像素值)，从而实现眼图的可视化。在如上所述的一些实施方式中，所述一组眼图BER测量值可包括与相应误码类型(如第一误码类型为本应为″0″但却为″1″，第二误码类型为本应为″1″但却为″0″)关联的两种不同BER。
通过调整所述″原始″(未经DFE校正)眼图BER数据，可令其反映DFE校正电路本来应该能够生成之物。通过以DFE补偿偏移量调整未经DFE校正的眼图BER测量结果的偏移电压值，可以生成一组DFE调整后眼图BER测量结果。也就是说，对于眼图BER数据中的每一个三元组，均以眼图BER找出匹配的DFE补偿偏移量。该补偿值随后可用于调整(或增或减，视情况而定)所述三元组的偏移量。一旦所有值均调整完毕，其可按照上述方式可视化/绘图，以形成如图9所示的DFE校正眼图。需要注意的是，调整后可能会发生一定的压缩，其中，某些垂向/偏移电压值可能具有一个以上的关联BER率。在此类情形中，既可将所述BER率相加，也可将其中较小的BER率舍弃。
在一些实施方式中，一种方法包括：获得多个测量点的相应误码计数，每一个测量点对应于在相应采样时刻根据相应偏移电压获得的数据判定结果；以及针对所述多个测量点中的测量点子组，获得相应的DFE补偿误码计数，所述测量点子组包括取自参考采样时刻下的多个DFE修正后偏移电压的测量点。该方法可进一步包括：根据所选择的DFE补偿误码计数以及取自参考采样时刻下眼图中心附近的测量点的相应误码计数，确定DFE补偿偏移量。在此类实施方式中，所选的DFE补偿误码计数以及所述相应误码计数可具有相等的误码率以及不同的偏移电压。因此，所述DFE补偿偏移量对应于所述不同偏移电压之间的压差。在一些实施方式中，该方法还包括：通过将所述DFE补偿偏移量施加至根据未校正数据生成的BER轮廓线以生成校正眼图。作为替代方案，所述DFE补偿偏移量可用作检验预定的一组测量点是否工作于给定阈值标准内的诊断项。
在一种具体实施方式中，测量电路保有多个误码计数，每一个误码计数均与由前一接收数据比特、当前数据比特及下一数据比特构成的特定接收数据模式“滤波器”相关联。相应地，在一种实施例中，当当前检测值为″0″且前一接收数据和后一接收数据分别为″1″和″0″时，设有″1，1，0″滤波器的第一误码计数器将该当前检测值计为比特误码(因为在该匹配的接收顺序中，当前接收比特与所述滤波器内设置的当前数据比特″1″不符)。在第一实施方式中，同时还对接收顺序与滤波器顺序的总匹配次数进行计数，以实现根据误码计数计算BER。在第二实施方式中，该测量电路自动运行至达到预定的滤波器顺序匹配次数，并随后根据误码计数器的计数结果计算BER。
当对数百万或数十亿个数据值的测量进行BER值验证时，可无需达到二进制误码计数的精度。在实际情形中，可能仅需了解指定测量点上的误码数达到了数十、数千或数百万即可。因此，以对数格式或低精度数字格式表示所得的误码计数可能较为有利。在一种具体实施方式中，为了便于实施，测量电路具有24比特的二进制误码计数器，并以伪浮点数值格式向眼图计算提供误码计数结果和/或BER值，该格式包含实际计数值的若干最高有效位(“小数”部分)以及表示指数乘数或比例因子的附加比特(“指数”部分)。例如，0001 10111001 0011这一二进制计数值可转换为三比特的小数部分″110″和表示需将该小数部分左移12位的五比特指数部分″1100″。该例中，无论各值的格式，还是其所包含的数字字段的大小，均不意味着限制。

Claims (20)

1.一种用于生成判定反馈均衡(DFE)补偿误码计数的方法，其特征在于，所述方法包括：
选择性地禁用提供给一收发装置中的比较器的垂向判定阈值的判定反馈均衡(DFE)抽头，并在锁定采样时刻响应地从所述收发装置收集多个电压幅度偏移量的输入信号的原始比特误码率(BER)数据；
选择性地启用提供给所述比较器的所述垂向判定阈值的所述判定反馈均衡抽头，并在所述锁定采样时刻响应性地从所述收发装置收集所述多个电压幅度偏移量的输入信号的DFE补偿的BER数据；
向所述比较器提供一采样时刻偏移范围和一电压幅度偏移范围；
从所述收发装置收集针对所提供的采样时刻偏移范围和电压幅度偏移范围的输入信号的偏移原始BER数据；
通过使用所述锁定采样时刻的所述原始BER数据和所述锁定采样时刻的所述DFE补偿的BER数据计算一给定BER的BER特定的幅度校正值；
识别所述偏移原始BER数据中所述给定BER的一组点，其中每个点对应于相应的采样时刻偏移量和电压幅度偏移量的组合；以及
通过将所述BER特定的幅度校正值施加至所述给定BER的一组点的电压幅度偏移量，生成一组DFE校正的BER数据。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，计算所述给定BER的所述BER特定的幅度校正值包括将在所述锁定采样时刻的原始BER数据的电压幅度偏移量与在所述锁定采样时刻的DFE校正的BER数据的电压幅度偏移量进行比较。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，生成所述一组DFE校正的BER数据包括生成由识别出的所述给定BER的点组成的轮廓线，并将所述轮廓线的点垂向移动所述BER特定的幅度校正值。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
识别所述偏移原始BER数据中第二BER的一组点；
使用在所述锁定采样时刻的原始BER数据和所述锁定采样时刻的DFE补偿的BER数据计算所述第二BER的第二BER特定的幅度校正值；以及
生成所述一组DFE校正的BER数据还包括将所述第二BER特定的幅度校正值施加至所述第二BER的一组点的电压幅度偏移量。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一组DFE校正的BER数据被分组为一组BER轮廓线，每条BER轮廓线与相应的BER相关联。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，每条BER轮廓线还与多个数据模式中的相应数据模式相关联。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述多个数据模式包括至少一个跃迁数据模式。
8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，还包括将多条所述BER轮廓线提供给一显示处理器，以通过绘制所述BER轮廓线的方式进行校正眼图的图形化合成。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，每条BER轮廓线都被绘制成具有表示为像素值的相应幅度。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述原始BER数据、所述偏移原始BER数据以及所述DFE补偿的BER数据通过收发控制接口收集。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述原始BER数据、所述偏移原始BER数据以及所述DFE补偿的BER数据通过所述收发控制接口从所述收发装置中的寄存器收集。
12.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述采样时刻偏移范围和所述电压幅度偏移范围通过所述收发控制接口提供给所述比较器。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述采样时刻偏移范围通过所述收发控制接口提供给所述收发装置中的采样时钟上运行的相位插值器。
14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述电压幅度偏移范围通过所述收发控制接口提供给所述收发装置中的电压发生器。
15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述原始BER数据、所述偏移原始BER数据以及所述DFE补偿的BER数据是通过将所述比较器的输出与在数据信号处理路径中操作的所述收发装置中的数据采样器在锁定采样时刻的输出进行比较而生成的。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述数据采样器的输出是通过推测式DFE而生成的。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述比较器的输出与所述数据采样器的输出的每次比较均是由模式验证的。
18.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述原始BER数据、所述偏移原始BER数据以及所述DFE补偿的BER数据收集为多比特浮点数值格式。
19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述多比特浮点数值格式包括代表实际计数值的小数部分以及代表指数乘数的指数部分。
20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，所述多比特浮点数值格式为24比特格式。
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