CN107017838B - 电路装置、振荡器、电子设备和移动体 - Google Patents

电路装置、振荡器、电子设备和移动体 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电路装置、振荡器、电子设备和移动体，可实现能够达成电源的低消耗功率化的DTCXO等的数字方式的振荡器。电路装置包括电源电路和数字温度补偿振荡电路。数字温度补偿振荡电路具有：A/D变换部，其对来自温度传感器部的温度检测电压进行A/D变换；处理部，其根据温度检测数据进行振荡频率的温度补偿处理；以及振荡信号生成电路，其使用频率控制数据和振子，生成振荡频率的振荡信号。电源电路被供给外部电源，电源电路具有生成基于晶体管的功函数差的基准电压的至少1个基准电压生成电路，将通过基准电压生成电路生成的基准电压作为电源电压而提供给数字温度补偿振荡电路。

Description

电路装置、振荡器、电子设备和移动体
技术领域
本发明涉及电路装置、振荡器、电子设备和移动体等。
背景技术
以往，公知有被称作TCXO(temperature compensated crystal oscillator：温度补偿晶体振荡器)的温度补偿型振荡器。该TCXO例如用作便携通信终端、GPS关联设备、可穿戴设备或车载设备等中的基准信号源等。
该TCXO包括作为模拟方式的温度补偿型振荡器的ATCXO和作为数字方式的温度补偿型振荡器的DTCXO。作为ATCXO的现有技术，已知专利文献1中公开的技术。作为DTCXO的现有技术已知专利文献2中公开的技术。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-199631号公报
专利文献2：日本特开昭64-82809号公报
发明内容
TCXO等振荡器要求非常高的频率精度，因此使用具备低噪声和低温度特性等特性的电源。以往，在ATCXO等的模拟方式的振荡器中，作为外部电源使用LDO(LowDrop-Out：低压差)方式等的线性调节器，内部的电源电路通过以带隙参考电路的输出作为参考电压的LDO方式等的线性调节器构成。在这种电路结构中，获得低噪声且低温度特性的电源，而且难以实现低消耗功率化。例如，用作外部电源的线性调节器相比开关调节器而言消耗功率较大。另一方面，若作为外部电源而使用开关调节器则虽然能够降低消耗功率，然而相比线性调节器而言噪声较大，因此对于内部的电源电路要求较高的PSRR(Power SupplyRejection Ratio：电源抑制比)。用于内部的电源电路的带隙参考电路越降低消耗电流则越难以维持较高的PSRR，在低噪声的状态下难以达成低消耗功率化。
根据本发明的若干方面，可提供一种能够实现达成电源的低消耗功率化的DTCXO等的数字方式的振荡器的电路装置、振荡器、电子设备和移动体等。
用于解决问题的手段
本发明的一个方面涉及电路装置，该电路装置包括：电源电路，其被供给外部电源，并且具有生成基于晶体管的功函数差的基准电压的至少1个基准电压生成电路，将通过所述基准电压生成电路生成的所述基准电压作为电源电压供给；以及数字温度补偿振荡电路，其被从所述电源电路供给所述电源电压而进行工作，所述数字温度补偿振荡电路具有：A/D变换部，其对来自温度传感器部的温度检测电压进行A/D变换，并输出温度检测数据；处理部，其根据所述温度检测数据进行振荡频率的温度补偿处理，输出所述振荡频率的频率控制数据；以及振荡信号生成电路，其使用来自所述处理部的所述频率控制数据和振子，生成根据所述频率控制数据而设定的所述振荡频率的振荡信号。
根据本发明的一个方面，根据晶体管的功函数差而生成基准电压，该基准电压作为电源电压而被供给至数字温度补偿振荡电路。根据晶体管的功函数差生成基准电压，从而相比使用例如带隙参考电路等的情况而言既能够降低消耗电流，又能够维持较高的PSRR。由此，可实现能够达成电源的低消耗功率化的DTCXO等的数字方式的振荡器。
另外，在本发明的一个方面可以构成为，所述振荡信号生成电路具有：D/A变换部，其进行针对所述频率控制数据的D/A变换，输出所述振荡频率的频率控制电压；以及振荡电路，其根据所述频率控制电压而按照所述振荡频率使振子振荡，作为所述至少1个基准电压生成电路，所述电源电路具有以下电路中的至少1个：第1基准电压发生电路，其将根据所述功函数差而生成的第1基准电压作为第1电源电压提供给所述A/D变换部；第2基准电压发生电路，其将根据所述功函数差而生成的第2基准电压作为第2电源电压提供给所述处理部；以及第3基准电压发生电路，其将根据所述功函数差而生成的第3基准电压作为第3电源电压提供给所述D/A变换部。
根据本发明的一个方面，设置有与A/D变换部、处理部、D/A变换部分别对应的第1基准电压生成电路、第2基准电压生成电路、第3基准电压生成电路中的至少1个基准电流生成电路。由此，能够将各部分的电源线分离，因此可抑制经由电源线的噪声的传播，能够提升振荡信号的精度(例如相位噪声特性)。另外，本发明的一个方面中，利用数字温度补偿振荡电路对温度进行补偿，因此能够包含电源的温度特性对振荡频率的温度特性带来的影响而进行温度补偿。
另外，本发明的一个方面可以构成为，电路装置包括根据所述基准电压生成基准电流的基准电流生成电路，所述振荡信号生成电路具有振荡电路，该振荡电路利用基于所述基准电流的驱动电流使所述振子进行振荡。
根据本发明的一个方面，对应于振荡电路而设有基准电流生成电路。由此，能够从处理部等的其他电路的电源线上分离振荡电路，因此可抑制经由电源线的噪声的传播，能够提升振荡信号的精度(例如相位噪声特性)。另外，在本发明的一个方面中，利用数字温度补偿振荡电路对温度进行补偿，因此能够包含电源的温度特性对振荡频率的温度特性带来的影响而进行温度补偿。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述基准电流生成电路具有：第1晶体管，其设置于高电位侧电源节点与第1节点之间；第2晶体管，其设置于所述第1节点与第2节点之间；第1运算放大器，其第1输入节点被输入所述基准电压，第2输入节点连接于所述第2节点，输出节点连接于所述第1晶体管的栅极；以及第2运算放大器，其第1输入节点被输入用于设定所述第1节点的电压的规定电压，第2输入节点连接于所述第1节点，输出节点连接于所述第2晶体管的栅极。
根据本发明的一个方面，利用第2运算放大器的反馈控制，第1节点的电压被设定为规定电压，而利用第1运算放大器的反馈控制，第2节点的电压被设定为基准电压。这样，第1节点的电压和第2节点的电压被固定，从而不易受到高电位侧电源节点的电压变动的影响，能够生成高稳定性的基准电流。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述至少1个基准电压生成电路具有：第3晶体管；第4晶体管，其栅电极的导电性与所述第3晶体管不同；电流镜电路，其向所述第3晶体管和所述第4晶体管供给电流；第1电阻，其一端被施加与所述第3晶体管和所述第4晶体管的功函数差电压对应的电压；以及第5晶体管，其设置于电源用节点与所述第1电阻的所述一端之间，栅极电压根据所述第4晶体管的漏极电压而被控制，所述至少1个基准电压生成电路将所述第1电阻的所述一端的电压作为所述基准电压输出。
根据本发明的一个方面，通过第3晶体管和第4晶体管构成差动对，该差动对的输出经由第5晶体管而被反馈到第4晶体管的栅极。由此，能够向第5晶体管的一端(第1电阻的一端)输出与第3晶体管和第4晶体管的功函数差电压对应的电压(基准电压)。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述电源用节点是高电位侧电源节点。
电源用节点是被供给包含上述的第3～第5晶体管和第1电阻的功函数差放大器的电源电压的节点。根据本发明的一个方面，电源用节点是高电位侧电源节点，从而能够利用1段的功函数差放大器构成基准电流生成电路。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述至少1个基准电压生成电路具有：第6晶体管；第7晶体管，其栅电极的导电性与所述第6晶体管不同；电流镜电路，其向所述第6晶体管和所述第7晶体管供给电流；第2电阻，其一端被施加与所述第6晶体管和所述第7晶体管的功函数差电压对应的电压；以及第8晶体管，其设置于高电位侧电源节点与所述第2电阻的所述一端之间，其栅极电压根据所述第7晶体管的漏极电压而被控制，所述至少1个基准电压生成电路将所述第2电阻的所述一端的电压输出给所述电源用节点。
根据本发明的一个方面，由包含第6～第8晶体管和第2电阻的第1功函数差放大器生成的基准电压被提供给包含第3～第5晶体管和第1电阻的第2功函数差放大器的电源用节点。由此，能够利用2段的功函数差放大器构成基准电流生成电路。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述至少1个基准电压生成电路具有：第9晶体管；第10晶体管，其栅电极的导电性与所述第9晶体管不同；电流镜电路，其向所述第9晶体管和所述第10晶体管供给电流；以及第11晶体管，其设置于高电位侧电源节点与所述第10晶体管的栅极之间，其栅极电压根据所述第10晶体管的漏极电压而被控制，所述至少1个基准电压生成电路将作为与所述第9晶体管和所述第10晶体管的功函数差电压对应的电压的所述第11晶体管的漏极电压输出给所述电源用节点。
根据本发明的一个方面，由包含第9～第11晶体管的第1功函数差放大器生成的基准电压被提供给包含第3～第5晶体管和第1电阻的第2功函数差放大器的电源用节点。根据这种结构，也能够利用2段的功函数差放大器构成基准电流生成电路。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述第5晶体管是耗尽型晶体管。
在利用2段的功函数差放大器构成基准电流生成电路的情况下，第2功函数差放大器的电源电压和输出电压都成为基于功函数差的基准电压。因此，输出第2功函数差放大器的输出电压的第5晶体管的栅极-源极间电压会变得非常小。在这方面，根据本发明的一个方面，第5晶体管是耗尽型晶体管，因而能够使第5晶体管进行工作。
另外，本发明的一个方面可以构成为，所述至少1个基准电压生成电路具有设置于所述第5晶体管的栅极节点与低电位侧电源节点之间的电容器。
第5晶体管是将由第3晶体管和第4晶体管构成的差动对的输出反馈给第4晶体管的栅极的晶体管。在该第5晶体管的栅极节点与低电位侧电源节点之间设置有电容器，从而能够提升PSRR的频率特性。
另外，本发明的另一个方面涉及振荡器，该振荡器包括上述任意一个方面所述的电路装置以及所述振子。
另外，本发明的另一个方面涉及电子设备，该电子设备包括上述任意一个方面所述的电路装置。
另外，本发明的另一个方面可以构成为，电子设备包括供给所述外部电源的开关调节器。
另外，本发明的另一个方面涉及移动体，该移动体包括上述任意一个方面所述的电路装置。
附图说明
图1是电路装置的结构例。
图2是电路装置的详细结构例。
图3A是振荡频率的温度依赖性的示例。图3B是处理部的输入数据与处理部的输出数据之间的关系的示例。
图4是电路装置的第2详细结构例。
图5是电子设备的基本结构例。
图6是基准电压生成电路的第1详细结构例。
图7是基准电压生成电路的第2详细结构例。
图8是基准电压生成电路的第3详细结构例。
图9是基准电压生成电路的PSRR的频率特性的示意图。
图10是基准电流生成电路、振荡电路的详细结构例。
图11是D/A变换部的详细结构例。
图12A是温度传感器部的第1结构例。图12B是温度传感器部的第2结构例。图12C是温度传感器部的温度特性的示例。
图13是A/D变换部的详细结构例。
图14是电路装置的第1变形结构例。
图15是电路装置的第2变形结构例。
图16A是振荡器的结构例。图16B是电子设备的结构例。图16C是移动体的示例。
标号说明
10：温度传感器部，20：A/D变换部，22：逻辑部，23：处理部，24：缓存器部，26：模拟部，27：比较部，28：温度传感器部用放大器，30：存储部，40：电源电路，41：第1基准电压生成电路，42：第2基准电压生成电路，43：第3基准电压生成电路，44：第4基准电压生成电路，45：第5基准电压生成电路，46：第6基准电压生成电路，50：处理部，80：D/A变换部，90：调制电路，100：D/A变换器，110：数字温度补偿振荡电路，120：滤波电路，140：振荡信号生成电路，142：可变电容电路，150：振荡电路，160：缓冲电路，170：基准电流生成电路，206：汽车，207：车体，208：控制装置，209：车轮，400：振荡器，410：封装，420：振子，500：电路装置，510：通信部，520：处理部，530：操作部，540：显示部，550：存储部，560：开关调节器，AMD1：第1运算放大器，AMD2：第2运算放大器，CA：电容器，DDS：频率控制数据，DTD：温度检测数据，IBX：驱动电流，IRD：基准电流，NDG：电源用节点，NDb：第2节点，NDc：第1节点，RPA：第1电阻，RPB：第2电阻，SSC：振荡信号，TAc：第3晶体管，TAd：第4晶体管，TAe：第5晶体管，TBc：第6晶体管，TBd：第7晶体管，TBe：第8晶体管，TCc：第9晶体管，TCd：第10晶体管，TCe：第11晶体管，TDa：第1晶体管，TDb：第2晶体管，VRA：第1电源电压，VRB：第2电源电压，VRC：第3电源电压，VTD：温度检测电压，VVD：规定电压，XTAL：振子。
具体实施方式
以下，对本发明的优选实施方式详细进行说明。此外，以下说明的本实施方式并非对权利要求书的范围中记载的本发明的内容进行不当限定，在本实施方式中说明的所有结构都并非必须作为本发明的解决手段。
1、结构
图1示出本实施方式的电路装置的基本结构例。该电路装置是实现DTCXO或OCXO(oven controlled crystal oscillator：恒温晶体振荡器)等的数字方式的振荡器的电路装置(半导体芯片)。例如将该电路装置和振子XTAL收纳于封装中，从而实现数字方式的振荡器。
图1的电路装置包括数字温度补偿振荡电路110和电源电路40。数字温度补偿振荡电路110包括A/D变换部20、处理部50、振荡信号生成电路140。另外，电路装置可以包括温度传感器部10和缓冲电路160。并且，电路装置的结构不限于图1的结构，可进行省略其中一部分的结构要素(例如温度传感器部、缓冲电路、A/D变换部等)或追加其他的结构要素等的各种变形实施。
振子XTAL例如是水晶振子等的压电振子。振子XTAL可以是设置于恒温槽内的恒温型振子(OCXO)。振子XTAL可以是谐振器(电气机械的谐振子或电气的谐振电路)。作为振子XTAL，可采用压电振子、SAW(Surface Acoustic Wave：表面声波)谐振子、MEMS(MicroElectro Mechanical Systems：微电子机械系统)振子等。作为振子XTAL的基板材料，可使用水晶、钽酸锂、铌酸锂等的压电单晶、锆钛酸铅等的压电陶瓷等的压电材料或硅半导体材料等。作为振子XTAL的激励手段，既可以使用基于压电效果的手段，也可以使用基于库仑力的静电驱动。
温度传感器部10输出温度检测电压VTD。具体而言，将根据环境(电路装置)的温度而变化的温度依赖电压作为温度检测电压VTD输出。温度传感器部10的具体结构例将在后面叙述。
A/D变换部20进行对来自温度传感器部10的温度检测电压VTD的A/D变换，并输出温度检测数据DTD。例如输出与温度检测电压VTD的A/D变换结果对应的数字的温度检测数据DTD(A/D结果数据)。作为A/D变换部20的A/D变换方式，例如可采用逐次比较方式或与逐次比较方式类似的方式等。并且，A/D变换方式不限于这种方式，可采用各种方式(计数型、并列比较型或串并列型等)。
处理部50(DSP部：数字信号处理部)进行各种信号处理。例如处理部50(温度补偿部)根据温度检测数据DTD进行振荡频率(振荡信号的频率)的温度补偿处理。并且输出振荡频率的频率控制数据DDS。具体而言，处理部50根据随温度而变化的温度检测数据DTD(温度依赖数据)和温度补偿处理用的系数数据(近似函数的系数的数据)等，进行在发生温度变化的情况下也使得振荡频率为一定的温度补偿处理。该处理部50既可以通过栅极阵列等的ASIC电路实现，也可以通过处理器(例如CPU、MPU等)和在处理器上动作的程序实现。
振荡信号生成电路140生成振荡信号SSC。例如振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据DDS和振子XTAL，生成根据频率控制数据DDS而设定的振荡频率的振荡信号SSC。作为一例，振荡信号生成电路140按照根据频率控制数据DDS设定的振荡频率使振子XTAL振荡，生成振荡信号SSC。
并且，振荡信号生成电路140可以是利用直接数字式频率合成器方式生成振荡信号SSC的电路。例如可以将振子XTAL(固定振荡频率的振荡源)的振荡信号作为参考信号，以数字方式生成根据频率控制数据DDS设定的振荡频率的振荡信号SSC。
振荡信号生成电路140可包括D/A变换部80和振荡电路150。其中，振荡信号生成电路140不限于这种结构，可进行省略其中一部分结构要素或追加其他的结构要素等的各种变形实施。
D/A变换部80进行对来自处理部50的频率控制数据DDS(处理部的输出数据)的D/A变换。输入到D/A变换部80的频率控制数据DDS是由处理部50进行了温度补偿处理后的频率控制数据(频率控制码)。作为D/A变换部80的D/A变换方式，例如可采用电阻串型(电阻分割型)。其中，D/A变换方式不限于此，可采用电阻梯型(R-2R梯形型等)、电容阵列型或脉冲宽度调整型等的各种方式。另外，D/A变换部80除了包含D/A变换器以外，还可以包含其控制电路、调制电路和滤波电路等。
振荡电路150使用D/A变换部80的输出电压VQ和振子XTAL，生成振荡信号SSC。振荡电路150经由第1、第2振子用端子(振子用衬垫)而连接于振子XTAL。例如振荡电路150通过使振子XTAL(压电振子、谐振子等)振荡，从而生成振荡信号SSC。具体而言，振荡电路150根据将D/A变换部80的输出电压VQ作为频率控制电压(振荡控制电压)的振荡频率，使振子XTAL振荡。例如在振荡电路150是利用电压控制对振子XTAL的振荡进行控制的电路(VCO)的情况下，振荡电路150可以包含电容值根据频率控制电压而变化的可变电容电容器(变容二极管等)。
另外，如上所述，振荡电路150可通过直接数字式频率合成器方式实现，这种情况下振子XTAL的振荡频率成为参考频率，成为与振荡信号SSC的振荡频率不同的频率。
缓冲电路160对由振荡信号生成电路140(振荡电路150)生成的振荡信号SSC进行缓冲，并输出缓冲后的信号SQ。即，进行用于能够对外部的负荷充分驱动的缓冲。信号SQ例如是限幅正弦波信号。但是信号SQ也可以是矩形波信号。或者缓冲电路160可以是作为信号SQ而能够输出限幅正弦波信号和矩形波信号双方的电路。
电源电路40根据从电路装置的外部供给的电源电压VDD，生成提供给电路装置的各部的电源电压。电源电路40包括1个或多个基准电压生成电路(功函数差放大器)，由该基准电压生成电路根据晶体管的功函数差生成基准电压，电源电路40将该基准电压作为各部的电源电压供给。电源电路40可以包括1个基准电压生成电路，由该基准电压生成电路向电路装置的整体供给电源电压。或者，电源电路40可以包括多个基准电压生成电路，各基准电压生成电路向电路装置的任意一个部分供给电源电压。或者，在电源电路40包括多个基准电压生成电路的情况下，也可以具有向1个以上的部分供给电源电压的基准电压生成电路。
基准电压生成电路是例如通过耗尽型晶体管和增强型晶体管构成差动对的放大电路，将耗尽型晶体管与增强型晶体管的阈值电压之差作为基准电压输出。另外，基准电压生成电路不限于这种结构，只要是将栅极与基板之间的功函数不同的晶体管组合起来，利用其功函数差生成基准电压的电路即可。
图2示出本实施方式的电路装置的详细结构例。此外，图2中省略了电源电路40的图示。图2的电路装置包括存储部30(非易失性存储器)、温度传感器部10、A/D变换部20、处理部50、振荡信号生成电路140和缓冲电路160。另外，D/A变换部80包括调制电路90、D/A变换器100和滤波电路120。
存储部30存储有用于对振荡频率的温度特性进行补偿的多项式的系数。例如，在振荡器出厂前的检查等时利用测试装置对振荡频率的温度特性进行测定，根据该测定出的温度特性由测试装置求出多项式的系数，该系数被测试装置写入到存储部30。多项式将温度检测数据DTD(A/D变换部20的输出数据)与频率控制数据DDS(D/A变换部80的输入数据)对应起来。存储部30例如是EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-OnlyMemory：电可擦可编程只读存储器)等的非易失性存储器。或者可以是RAM(Random Accessmemory：随机存取存储器)或缓存器。处理部50从存储部30中读出系数，将温度检测数据DTD代入应用该系数的多项式，根据该多项式的运算结果生成频率控制数据DDS，并将该频率控制数据DDS输出给D/A变换部80。
D/A变换部80的调制电路90从处理部50接收i＝(n+m)比特的频率控制数据DDS(i、n、m是1以上的整数)。作为一例，i＝20，n＝16，m＝4。并且，调制电路90根据频率控制数据DDS的m比特(例如4比特)的数据，对频率控制数据DDS的n比特(例如16比特)的数据进行调制。具体而言，调制电路90进行频率控制数据DDS的PWM调制。此外，调制电路90的调制方式不限于PWM调制(脉冲宽度调制)，例如可以是PDM调制(脉冲密度调制)等的脉冲调制，也可以是脉冲调制以外的调制方式。例如可以对频率控制数据DDS的n比特的数据进行m比特的抖动处理(抖动处理)，从而实现比特扩张(由n比特向i比特的比特扩张)。
D/A变换器100对通过调制电路90而被调制的n比特的数据进行D/A变换。例如进行n＝16比特的数据的D/A变换。作为D/A变换器100的D/A变换方式，例如可采用电阻串型或电阻梯型等。
滤波电路120使得D/A变换器100的输出电压VDA变得平滑。例如进行低通滤波处理以使得输出电压VDA变得平滑。通过设置这种滤波电路120，从而例如能够对被PWM调制的信号进行PWM解调。该滤波电路120的截止频率可根据调制电路90的PWM调制的频率而设定。即，来自D/A变换器100的输出电压VDA的信号包含PWM调制的基本频率和高调波成分的脉动，因此利用滤波电路120使该脉动衰减。此外，作为滤波电路120，可采用例如使用电阻或电容器等的受动元件的无源滤波器。其中，作为滤波电路120也可使用SCF等的有源滤波器。
此外，D/A变换部80的分辨率不限于i＝20比特，既可以是高于20比特的分辨率，也可以是低于20比特的分辨率。另外，调制电路90的调制比特数也不限于m＝4比特，既可以大于4比特(例如m＝8比特)，也可以小于4比特。
另外，图2中，有效地灵活应用了在D/A变换部80的前级设置有进行温度补偿处理等的数字信号处理的处理部50的情况。即，处理部50例如通过浮动小数点运算等，高精度地执行温度补偿处理等的数字信号处理。因此，例如浮动小数点运算的结果的尾数部的低位比特也作为有效数据进行处理，如果将其变换为二进制数据，则能够易于输出例如i＝m+n＝20比特等较高比特数的频率控制数据DDS。图2着眼于这一点，将这种作为较高比特数的i＝m+n比特的频率控制数据DDS提供给D/A变换部80，使用m比特的调制电路90和n比特的D/A变换器100，成功地实现了i＝m+n比特这种高分辨率的D/A变换。
在DTCXO或OCXO等的数字方式的振荡器中，对于振荡频率要求非常高的频率精度。例如在前述的TDD方式中，在上升沿和下降沿使用同一频率通过时分对数据进行发送接收，在分配给各设备的时隙之间设定保护间隔。因此，为了实现适当的通信，需要在各设备进行时刻同步，要求正确的绝对时刻的计时。例如在发生了基准信号(GPS信号或经由因特网的信号)消失或异常的保持现象(holdover)的情况下，在不存在基准信号的状态下需要在振荡器侧正确地对绝对时刻进行计时。因此，在用于这种设备(GPS关联设备、基站等)的振荡器中，要求非常高的振荡频率精度。
为了实现这种要求，当例如采用在各设备中设置原子钟等的方法时，会导致设备的高成本化和大规模化。此外，即使实现了较高的频率精度的振荡器，用于振荡器的电路装置也会变得规模更大，或者功耗变得非常大，因此并不优选。
关于这点，根据图2的电路装置的结构，仅通过在D/A变换部80设置调制电路90或滤波电路120，就能够实现例如i≥20比特的非常高分辨率的D/A变换部80，通过这样使分辨率提高，能够实现振荡频率的高精度化。并且，由于设置这种调制电路90或滤波电路120而造成的电路装置的芯片尺寸的增加和消耗功率的增加并不十分显著。进而，在处理部50中利用浮动点小数点运算等执行温度补偿处理，因此还易于将例如i≥20比特这样的频率控制数据DDS输出给D/A变换部80。因此，图2的电路装置的结构具备能够同时实现振荡频率的高精度化和抑制电路装置的规模以及功耗的增加的优点。
此外，图1、图2的电路装置还可以用作PLL电路中的振荡用IC，该PLL电路具有对基于基准信号(GPS信号或经由因特网的信号)和振荡信号的输入信号进行比较的相位比较电路。这种情况下，例如处理部50对来自该相位比较电路的频率控制数据进行温度补偿处理或老化校正处理等，利用振荡信号生成电路140生成振荡信号即可。
2.电源电路
以下，对电源电路40详细进行说明。
如上所述，本实施方式的电路装置包括电源电路40、以及从电源电路40被提供电源电压而进行工作的数字温度补偿振荡电路110。数字温度补偿振荡电路110具有：A/D变换部20，其进行对来自温度传感器部10的温度检测电压的A/D变换，并输出温度检测数据；处理部50，其根据温度检测数据进行对振荡频率的温度补偿处理，并输出振荡频率的频率控制数据；以及振荡信号生成电路140，其使用来自处理部50的频率控制数据和振子XTAL，生成根据频率控制数据而设定的振荡频率的振荡信号。
并且，电源电路40被提供外部电源(电源电压VDD)，电源电路40具有生成基于晶体管的功函数差的基准电压的至少1个基准电压生成电路。电源电路40将通过基准电压生成电路生成的基准电压作为电源电压进行供给。
根据本实施方式，根据晶体管的功函数差而生成基准电压，该基准电压作为电源电压而被提供给数字温度补偿振荡电路110。由此，可实现一种能够实现电源的低消耗功率化的DTCXO等的数字方式的振荡器。
以往，用作基准电压生成电路的带隙参考电路使用多个双极晶体管(双极晶体管中包含的PN结)，以消除带隙电压的温度依赖性，利用在其中流过的偏压电流等，成为消耗电流较大的电路。因此，存在难以既维持较高的PSRR又削减消耗电流的课题。电源的噪声特性会对振荡信号的精度(例如相位噪声特性)产生影响，因此需要较高的PSRR，基于这点而在使用带隙参考电路的电源电路中的低消耗功率化方面存在局限。
对此，在本实施方式中根据晶体管的功函数差而生成基准电压，从而相比使用带隙参考电路的情况而言既能够降低消耗电流，又能够维持较高的PSRR。例如图6中后述那样，利用栅电极与基板之间的功函数不同的晶体管Tac和晶体管Tad构成差动对，并将该差动对的输出利用晶体管Tae而反馈给差动对，从而能够生成基准电压。这样，在使用功函数差的情况下可通过简单的结构构成基准电压生成电路，因此易于减小偏压电流。
然而，根据晶体管的功函数差而生成的基准电压具备温度特性(例如负的温度特性)。在这种基准电压作为电源电压而被提供给电路装置的各部的情况下，该电源电压的温度依赖性会对振荡频率的温度特性带来影响(相比电源电压不存在温度依赖性的情况而言，振荡频率的温度特性会发生变化)。对此，本实施方式中利用数字温度补偿振荡电路110进行温度补偿，数字温度补偿振荡电路110能够包含电源电压的温度依赖性而统一地对振荡频率进行温度补偿。由此，能够使用根据晶体管的功函数差而生成的基准电压。
并且，在低消耗功率的情况下得到较高的PSRR，从而既能够对内置于电路装置的电源电路40实现低消耗功率化，又能够得到相位噪声较少的高精度的振荡信号。此外，由于可得到较高的PSRR，因而能够使用开关调节器作为更上游侧的外部电源。由此，能够使得电路装置的外部电源实现低消耗功率化。如上所述，根据晶体管的功函数差生成基准电压，将该基准电压作为电源电压而提供给数字温度补偿振荡电路110，从而能够使得包含电路装置的内部电源或外部电源的系统整体的电源实现低消耗功率化。
对于在DTCXO等的数字方式的振荡器中，包含电源电压的温度依赖性而能够统一地对振荡频率进行温度补偿的情况进一步详细说明。
首先，作为本实施方式的比较例而考察ATCXO等的模拟方式的振荡器。ATCXO对振荡频率的温度依赖性进行补偿而获得高精度的振荡频率，而进行该温度补偿前的振荡频率例如具有图3A所示的温度依赖性。ATCXO中，在恒温槽中设定若干的环境温度，对各环境温度下的振荡频率进行测定，确定消除该所测定出的温度依赖性的多项式的系数，预先将该系数写入非易失性存储器等中。并且，在温度补偿时从非易失性存储器读出系数并生成与温度传感器的输出对应的频率控制电压，对振荡频率的温度依赖性进行补偿。
这样，在ATCXO的温度补偿中，温度传感器的输出与频率控制电压之间的关系通过多项式而确定，而在确定系数时，得到的关系是环境温度与振荡频率之间的关系。因此，系数确定的算法中，例如以对于环境温度可得到何种温度传感器的输出、或对于温度传感器的输出而函数发生电路输出何种频率控制电压为前提进行假定的。该前提被破坏的情况下，算法变得不能确定正确的系数。例如，温度传感器根据不存在温度依赖性的电压与存在温度依赖性的电压之间的差分对温度进行检测，而如果这些电压受到了电源电压的温度依赖性的影响，则无法成为对环境温度而言值得期待的传感器输出(差分电压)。然而，在系数确定的算法中，以环境温度与传感器输出的对应成为符合期待的特性的前提对系数进行运算。因此，如果环境温度与传感器输出的对应发生变动，则变得不能进行正确的温度补偿。基于这种理由，ATCXO要求不存在温度依赖性的高稳定性的电源电压。
作为温度传感器的一例而使用带隙参考电路，而通常情况下带隙参考电路是不依赖于电源电压而输出恒定电压的电路。然而，带隙参考电路也会存在微小的电源电压依赖性，在要求非常高精度的振荡频率的TCXO等的振荡器中，这种微小的变动会成为问题。
另一方面，在本实施方式的DTCXO等的数字方式的振荡器中，如图3B所示，可得到温度检测数据DTD(处理部50的输入数据)与频率控制数据DDS(处理部50的输出数据)之间的关系。例如，温度检测数据DTD和频率控制数据DDS储存于处理部50的缓存器中，经由未图示的数字接口而从外部被读出。在确定温度补偿的系数时，在恒温槽中设定若干的环境温度，取得各环境温度下的温度检测数据DTD和频率控制数据DDS，进行基于多项式的拟合以确定温度补偿用的多项式的系数。
在进行温度补偿时，处理部50从存储部30(非易失性存储器)中读出系数，生成与温度检测数据DTD(A/D变换部20的输出数据)对应的频率控制数据DDS(D/A变换部80的输入数据)。即，在DTCXO等的数字方式的振荡器中，无论在系数确定时还是在温度补偿时，都使用温度检测数据DTD与频率控制数据DDS之间的关系。因此，无需ATCXO等算法的前提，在处理部50的前部或后部存在温度依赖性(例如电源电压的温度特性造成的温度传感器的输出变动)的情况下，该温度特性也会包含于温度检测数据DTD与频率控制数据DDS之间的关系中。由此，不仅包含振子的振荡频率的温度特性，还能够在包含电路装置的各部的温度依赖性的情况下统一地进行温度补偿。
此外，在ATCXO等的模拟方式的振荡器中将基于功函数差的基准电压用作电源电压的情况下，存在电源电压的绝对值变动较大、电源电压的温度倾斜的变动较大、模拟温度补偿电路和功函数差的特性变量彼此离散等的问题。因此，在量产时会增加用于特性调整的休整工序等，在芯片尺寸和检查成本方面存在缺点。
对此，在本实施方式的DTCXO等的数字方式的振荡器中，能够在包含所有的温度依赖性的情况下统一地进行温度补偿，因此不会产生上述的问题，能够将基于功函数差的基准电压用作电源电压。特别对于模拟温度补偿电路和功函数差的特性变量彼此离散的影响的处理十分困难，由于不需要考虑这点，因而具有较大的优点。
以下，对更具体的电源电路40的结构进行说明。图4示出电路装置的第2详细的结构例。图4的电路装置包括基准电流生成电路170、电源电路40、温度传感器部10、A/D变换部20、处理部50、振荡信号生成电路140、缓冲电路160。另外，图4中，电源电路40包括第1～第6基准电压生成电路41～46。
第1基准电压生成电路41将根据功函数差而生成的第1基准电压作为第1电源电压VRA提供给A/D变换部20。第2基准电压生成电路42将根据功函数差而生成的第2基准电压作为第2电源电压VRB提供给处理部50。第3基准电压生成电路43将根据功函数差而生成的第3基准电压作为第3电源电压VRC提供给D/A变换部80。
另外，电源电路40无需包括第1基准电压生成电路41、第2基准电压生成电路42和第3基准电压生成电路43这些全部电路，可以仅包括其中的任意1个或2个。
这样，分别对应于A/D变换部20、处理部50、D/A变换部80而设置第1基准电压生成电路41、第2基准电压生成电路42和第3基准电压生成电路43，从而能够将各部的电源线分离。由此，可抑制经由电源线的噪声的传播，提升振荡信号的精度(例如相位噪声特性)。
例如，数字电路的噪声会对振荡电路150给振子XTAL的振荡带来影响，使得相位噪声特性等变差。对此，在本实施方式中，由于设置有与处理部50对应的第2基准电压生成电路42，因此能够从振荡电路150的电源线上将作为数字电路的处理部50的电源线分离。由此，可抑制数字电路的噪声向振荡电路150的传播。或者，在对A/D变换部20或D/A变换部80输入来自处理部50或振荡电路150的噪声的情况下，该噪声会使得A/D变换部20的变换精度降低而对温度补偿的精度带来影响，或者存在D/A变换部80的输出电压VQ的噪声增加而使得相位噪声特性等变差的可能性。对此，在本实施方式中，设置有与A/D变换部20对应的第1基准电压生成电路41，或者设置有与D/A变换部80对应的第3基准电压生成电路43，因此可抑制噪声向A/D变换部20或D/A变换部80的传播。
此外，本实施方式中使用具备温度特性的功函数差而生成了电源电压VRA、VRB、VRC，这种影响可通过数字温度补偿处理而统一进行补偿。即，虽然电源电压VRA、VRC具备温度特性而在A/D变换部20或D/A变换部80的变换结果中存在发生温度特性的可能性，这种温度特性也可通过数字温度补偿处理进行补偿。
此外，如图6～图8所示，根据功函数差而生成基准电压的功函数差放大器可通过MOS晶体管或电阻构成，结构也较为简单，因此布局面积小于使用双极晶体管的带隙参考电路。因此，在各部上分别设置基准电压生成电路也会抑制布局面积的增加，功函数差放大器适于分离电源线的结构。
基准电流生成电路170根据基准电压生成基准电流。并且，振荡电路150利用基于基准电流的驱动电流而使振子XTAL振荡。
具体而言，第4基准电压生成电路44根据功函数差而生成基准电压，并将该基准电压作为第4电源电压VRD输出给基准电流生成电路170。并且，如图10中后述那样，基准电流生成电路170根据基准电压(电源电压VRD)而生成基准电流IRD，并将与该基准电流IRD对应的偏压电压QD1、QD2输出给振荡电路150，振荡电路150将偏压电压QD1、QD2经由晶体管TDd、TDe而变换为驱动电流IBX，由被提供了驱动电流IBX的双极晶体管TRX对振子XTAL进行驱动。
这样，通过对应于振荡电路150而设置基准电流生成电路170，从而能够从处理部50等的其他电路的电源线上将振荡电路150分离。由此，可抑制经由电源线的噪声的传播，能够提升振荡信号的精度(例如相位噪声特性)。此外，本实施方式中使用具备温度特性的功函数差生成基准电压，而这种影响可通过数字温度补偿处理而被统一补偿。即，基准电压具备温度特性而会在振荡电路150的振荡频率特性产生温度特性的可能性，而这种温度特性也可通过数字温度补偿处理被一并补偿。
第5基准电压生成电路45将根据功函数差而生成的第5基准电压作为第5电源电压VRE提供给温度传感器部10。此外，第6基准电压生成电路46将根据功函数差而生成的第6基准电压作为第6电源电压VRF提供给缓冲电路160。
根据这种结构，能够将温度传感器部10或缓冲电路160的电源线分离，可抑制经由电源线的噪声的传播。此外，在基准电压的温度特性对温度传感器部10的传感器特性等带来影响的情况下，也能够将这种影响利用数字温度补偿处理统一进行补偿。
图5示出包括本实施方式的电路装置的电子设备的基本结构例。另外，如图16B中后述那样，电子设备可以包含处理部520等的结构要素，而这里省略了图示。
图5的电子设备包括开关调节器560(外部电源电路)和电路装置500。电路装置500包含电源电路40，电源电路40从开关调节器560被提供外部电源(电源电压VDD)。
开关调节器560例如由晶体管等的开关元件和电感器、电容器、二极管等构成。并且，在开关元件导通的导通期间内，电源和电感器的一端经由开关元件而连接，电感器被驱动且对电容器供给电荷。在开关元件截止的截止期间内，电源和电感器的一端被切断，蓄积于电感器中的电能被放电而经由二极管向电容器供给电荷。通过反馈开关调节器560的输出电压，从而对导通期间与截止期间的占空比进行控制，输出电压被保持恒定。
另外，开关调节器560的结构不限于此，可以是根据开关元件的导通截止而断续地连接和切断电源(进行断路(chopping))的DC-DC转换器。
这种开关调节器560的如线性调节器等的电阻造成的功率损失几乎为零，因此相比线性调节器而言消耗功率较低。另一方面，利用开关元件进行断路，因此相比线性调节器而言外部电源(电源电压VDD)的噪声较大。对此，根据本实施方式，根据功函数差生成基准电压，从而既能够抑制电源电路40的消耗功率又能够实现高PSRR，对于包含开关调节器560和电源电路40的电源系统整体能够实现低消耗功率化。
3.基准电压生成电路
图6示出基准电压生成电路的第1详细结构例。另外，图6的基准电压生成电路可用于第1～第6基准电压生成电路41～46中的任意一个。图6的基准电压生成电路包括晶体管TAa、TAb、TAc、TAd、TAe、电阻RNA、RPA、RGA(电阻元件)、电容器CA和电流源IGA。
晶体管TAa和晶体管TAb构成电流镜电路，向晶体管TAc(第3晶体管)和晶体管TAd(第4晶体管)供给电流。晶体管TAc和晶体管TAd构成差动对。电流源IGA向差动对供给偏压电流。晶体管TAa、TAb例如是P型晶体管(广义的第1导电型的晶体管)，晶体管TAc、TAd是N型晶体管(广义的第2导电型的晶体管)。另外晶体管TAa、TAb、TAd是增强型晶体管，晶体管Tac是耗尽型晶体管。
晶体管TAa、Tab设置于电源用节点NDG与节点NAa、Nab之间。在图6的结构例中，电源用节点NDG是高电位侧电源节点(电源电压VDD的节点)。晶体管TAa、TAb的源极被提供电源用节点NDG的电压(电源电压VDD)，晶体管TAa、TAb的栅电极连接于晶体管TAa的漏极的节点NAa。
晶体管TAc、TAd设置于节点NAa、NAb与节点NAf、NAc之间。另外，在节点NAf与节点NAc之间设置有电阻RNA。晶体管TAc的栅电极被输入电源电压VSS(低电位侧电源电压)。晶体管TAd的栅电极连接于节点NAd。电流源IGA串联设置于节点NAc与电源电压VSS的节点之间。
晶体管TAe(第5晶体管)是耗尽型的N型晶体管。晶体管Tae设置于电源用节点NDG(高电位侧电源节点)与输出节点NAe(电阻RPA的一端)之间，在其栅电极连接有差动对的输出节点NAb。即，根据晶体管TAd的漏极电压对晶体管TAe的栅极电压进行控制。电容器CA设置于节点NAb与电源电压VSS的节点(低电位侧电源节点)之间。电阻RPA(第1电阻)设置于输出节点NAe与节点NAd(晶体管TAd的栅极节点)之间，将一端(节点NAe)的电压VDOS作为基准电压输出。电阻RGA设置于节点NAd与电源电压VSS的节点之间。
晶体管TAd是栅电极的导电性与晶体管TAc不同的晶体管。例如晶体管TAc的栅电极是N型，而晶体管TAd的栅电极是P型。例如晶体管TAc和TAd的基板的杂质浓度或沟道的杂质浓度相同，而栅电极的导电性不同，栅电极的杂质浓度不同。
具体而言，MOS晶体管的阈值电压可表现为
Figure BDA0001134869900000181
这里，
Figure BDA0001134869900000182
是栅电极与基板的功函数差，QSS是氧化膜内的固定电荷，COX是栅极氧化膜的每单位面积的电容，
Figure BDA0001134869900000183
是费米能级，QD是耗尽层内的电荷。利用晶体管TAc的N型栅电极的杂质浓度和晶体管TAd的P型栅电极的杂质浓度的设定，耗尽型晶体管TAc的阈值电压VTN例如被设定为-0.52V，增强型晶体管TAd的阈值电压VTP例如被设定为0.45V。因此，VTP-VTN＝0.97V的基准电压VDOS(电源电压)被输出至基准电压生成电路的输出节点NAe。即，在电源电压VDD发生变动的情况下，也能够提供一定电压的基准电压VDOS。
图7示出基准电压生成电路的第2详细结构例。另外，图7的基准电压生成电路可用于第1～第6基准电压生成电路41～46中的任意一方。图7的基准电压生成电路包括第1功函数差放大器REG1和第2功函数差放大器REG2。第1功函数差放大器REG1包括晶体管TBa、TBb、TBc、TBd、TBe、电阻RNB、RPB、RGB(电阻元件)、电容器CB和电流源IGB。第2功函数差放大器REG2包括晶体管TAa、TAb、TAc、TAd、TAe、电阻RNA、RPA、RGA、电容器CA和电流源IGA。
第2功函数差放大器REG2的结构与图6的基准电压生成电路的结构相同，而在图7中向电源用节点NDG输入第1功函数差放大器REG1的输出电压Vreg。
对第1功函数差放大器REG1的结构进行说明。
晶体管TBa和晶体管TBb构成电流镜电路，向晶体管TBc(第6晶体管)和晶体管TBd(第7晶体管)提供电流。晶体管TBc和晶体管TBd构成差动对。电流源IGB向差动对提供偏压电流。晶体管TBa、TBb例如是P型晶体管，晶体管TBc、TBd是N型晶体管。另外，晶体管TBa、TBb、TBd是增强型晶体管，晶体管TBc是耗尽型晶体管。
晶体管TBa、TBb设置于高电位侧电源节点(电源电压VDD的节点)与节点NBa、NBb之间。晶体管TBa、TBb的源极被提供电源电压VDD，晶体管TBa、TBb的栅电极与晶体管TBa的漏极的节点NBa连接。
晶体管TBc、TBd设置于节点NBa、NBb与节点NBf、NBc之间。另外，在节点NBf与节点NBc之间设置有电阻RNB。晶体管TBc的栅电极被输入电源电压VSS。晶体管TBd的栅电极连接于节点NBd。电流源IGB串联设置于节点NBc与电源电压VSS的节点之间。
晶体管TBe(第8晶体管)是耗尽型的N型晶体管。晶体管TBe设置于高电位侧电源节点与输出节点NBe(电阻RPB的一端)之间，其栅电极连接有差动对的输出节点NBb。即，根据晶体管TBd的漏极电压对晶体管TBe的栅极电压进行控制。电容器CB设置于节点NBb与电源电压VSS的节点之间。电阻RPB(第2电阻)设置于输出节点NBe与节点NBd(晶体管TBd的栅极节点)之间，其一端被施加与晶体管TBc、TBd的功函数差电压对应的电压Vreg。电阻RPB将其一端的电压Vreg输出给第1功函数差放大器REG1的电源用节点NDG。电阻RGB设置于节点NBd与电源电压VSS的节点之间。
晶体管TBd是栅电极的导电性与晶体管TBc不同的晶体管。例如晶体管TBc的栅电极是N型，而晶体管TBd的栅电极是P型。例如晶体管TBc和TBd的基板的杂质浓度或沟道的杂质浓度相同，而栅电极的导电性不同，栅电极的杂质浓度不同。
图8示出基准电压生成电路的第3详细结构例。另外，图8的基准电压生成电路可用于第1～第6基准电压生成电路41～46中的任意一方。图8的基准电压生成电路包括第1功函数差放大器REG1和第2功函数差放大器REG2。第1功函数差放大器REG1包括晶体管TCa、TCb、TCc、TCd、TCe、电阻RNC、RPC(电阻元件)和电流源IGC。第2功函数差放大器REG2包括晶体管TAa、TAb、TAc、TAd、TAe、电阻RNA、RPA、RGA、电容器CA和电流源IGA。
第2功函数差放大器REG2的结构与图6的基准电压生成电路的结构相同，而在图8中向电源用节点NDG输入第1功函数差放大器REG1的输出电压Vreg。
对第1功函数差放大器REG1的结构进行说明。
晶体管TCa和晶体管TCb构成电流镜电路，向晶体管TCc(第9晶体管)和晶体管TCd(第10晶体管)提供电流。晶体管TCc和晶体管TCd构成差动对。电流源IGC向差动对提供偏压电流。晶体管TCa、TCb例如是P型晶体管，晶体管TCc、TCd是N型晶体管。另外，晶体管TCa、TCb、TCd是增强型的晶体管，晶体管TCc是耗尽型的晶体管。
晶体管TCa、TCb设置于高电位侧电源节点(电源电压VDD的节点)与节点NCa、NCb之间。晶体管TCa、TCb的源极被提供电源电压VDD，晶体管TCa、TCb的栅电极连接于晶体管TCa的漏极的节点NCa。
晶体管TCc、TCd设置于节点NCa、NCb与节点NCf、NCg之间。另外，在节点NCf、NGg与节点NBc之间设置有电阻RNC、RPC。晶体管TCc的栅电极被输入电源电压VSS。晶体管TCd的栅电极连接于晶体管TCe的漏极(电源用节点NDG)。电流源IGC串联设置于节点NCc与电源电压VSS的节点之间。
晶体管TCe(第11晶体管)是耗尽型的N型晶体管。晶体管TCe设置于高电位侧电源节点与晶体管TCd的栅极节点(电源用节点NDG)之间。即，根据晶体管TCd的漏极电压对晶体管TCe的栅极电压进行控制。晶体管TCd的漏极电压是与晶体管TCc、TCd的功函数差电压对应的电压Vreg，该电压Vreg被输出给电源用节点NDG。
晶体管TCd是栅电极的导电性与晶体管TCc不同的晶体管。例如晶体管TCc的栅电极是N型，而晶体管TCd的栅电极是P型。例如晶体管TCc和TCd的基板的杂质浓度或沟道的杂质浓度相同，而栅电极的导电性不同，栅电极的杂质浓度不同。
如图7、图8所示，通过将第1功函数差放大器REG1与第2功函数差放大器REG2串联连接，从而相比图6所示的1段的功函数差放大器而言能够进一步提升PSRR。图9是基准电压生成电路的PSRR的频率特性的示意图。图9中，纵轴和横轴都为对数轴(PSRR例如是分贝)。TKS1是1段的功函数差放大器的PSRR的频率特性，TKS2是2段的功函数差放大器的PSRR的频率特性。如TKS2所示，在2段的功函数差放大器的情况下，将各段的PSRR相加，因此相比1段的功函数差放大器而言可得到约2倍的PSRR。
另外，在图7、图8中，晶体管TAe(第5晶体管)是耗尽型的晶体管。
在2段的功函数差放大器中，例如第1功函数差放大器REG1输出电压Vreg＝0.97V，而第2功函数差放大器REG2将电压Vreg＝0.97V作为电源而输出电压VDOS＝0.9V。晶体管TAe是N型晶体管，其源极为电压VDOS＝0.9V，因而仅能取得非常小的栅极-源极间电压，在增强型的晶体管中无法导通。对此，在本实施方式中晶体管TAe是耗尽型的晶体管，从而在N型晶体管的情况下也能够导通。
此外，图6～图8中，功函数差放大器的输出段的晶体管TAe、TBe、TCe是N型晶体管。由此，相比采用P型晶体管的情况而言能够期待PSRR的提升。例如以图6的晶体管TAe为例进行说明。在对晶体管TAe采用P型晶体管的情况下，P型晶体管的源极成为电源电压VDD。因此虽然栅极-源极间电压会受到电源电压VDD的噪声的影响，而在放大器的频域内会通过放大器的增益而保持PSRR。然而，在放大器的频域外的高频频域内受到电源电压VDD的噪声的影响而PSRR会降低。另一方面，通过对晶体管TAe采用N型晶体管，从而晶体管TAe的源极成为输出电压VDOS，栅极-源极间电压不易受到电源电压VDD的噪声的影响。然而，如上所述会产生难以导通的问题，因此通过采用耗尽型的晶体管来解决该问题。
另外，在图6～图8中，电容器CA设置于晶体管TAe(第5晶体管)的栅极节点Nab与低电位侧电源节点之间。另外，图7中，电容器CB设置于晶体管TBe(第8晶体管)的栅极节点NBb与低电位侧电源节点之间。
由此，能够进一步提升高频区域内的PSRR。图9的TKS1’是未设置电容器CA(CB)的情况下的功函数差放大器的PSRR的频率特性，TKS1是设置有电容器CA(CB)的情况下的功函数差放大器的PSRR的频率特性。未设置电容器CA的情况下的频率特性TKS1’在低频区域和高频区域内都与设置有电容器CA的情况下的频率特性TKS1相同。低频区域内，可得到与放大器的DC增益几乎相同的PSRR，而在高频区域内，根据电容器CA的电容与晶体管TAe的源极-漏极间的寄生电容之比确定PSRR。基于未设有电容器CA的情况下的频率特性TKS1’，在低频区域与高频区域之间存在PSRR变得非常低(为零)的频率fA。在该频率fA的附近，电源的噪声传播至基准电压，因此成为相位噪声特性变差的原因。
对此，在本实施方式中，通过设置电容器CA(CB)，能够提升频率fA附近的PSRR。由此，能够在较大的频域内得到较高的PSRR，可提升相位噪声特性。
4.基准电流生成电路、振荡电路
图10表示基准电流生成电路170、振荡电路150的详细结构例。
基准电流生成电路170包括晶体管TDa、TDb、TDc、运算放大器AMD1、AMD2和电阻RD。
晶体管TDa(第1晶体管)设置于高电位侧电源节点(电源电压VRD的节点)与第1节点NDc之间。晶体管TDb(第2晶体管)设置于第1节点NDc与第2节点NDb之间。晶体管TDa、TDb例如是增强型的P型晶体管。
运算放大器AMD1(第1运算放大器)的第1输入节点NDa(正极性输入节点、非反转输入节点)被输入电源电压VRD，运算放大器AMD1的第2输入节点(负极性输入节点，反转输入节点)连接于第2节点NDb，运算放大器AMD1的输出节点NDf连接于晶体管TDa的栅极。
运算放大器AMD2(第2运算放大器)的第1输入节点NDd(正极性输入节点、非反转输入节点)被输入用于设定第1节点NDc的电压VNDc的规定电压VVD，运算放大器AMD2的第2输入节点(负极性输入节点、反转输入节点)连接于第1节点NDc，运算放大器AMD2的输出节点NDg连接于晶体管TDb的栅极。
晶体管TDc设置于节点NDb与节点NDh之间，其栅极被输入电源电压VSS。晶体管TDc例如是耗尽型的N型晶体管。电阻RD设置于节点NDh与低电位侧电源节点之间。电阻RD是可变电阻，例如可通过利用开关选择分支而将电阻值控制为可变的梯形电阻等构成。晶体管TDc和电阻RD是对晶体管TDa、TDb提供偏压电流的电流源。通过对电阻RD的电阻值进行调整，能够对基准电流IRD进行调整。
规定电压VVD例如被设定为VVD＝VRD-0.2V，利用运算放大器AMD2的反馈控制，使得第1节点NDc的电压成为VNDc＝VVD＝VRD-0.2V。此外，利用运算放大器AMD1的反馈控制，第2节点NDb的电压成为VNDb＝VRD。这样，第1节点NDc的电压VNDc和第2节点NDb的电压VNDb被固定，从而不易受到高电位侧电源(电源电压VRD)的变动的影响，能够生成高度稳定的基准电流IRD。
振荡电路150包括晶体管TDd、TDe、双极晶体管TRX、电阻RX、可变电容电容器CX1、电容器CX2、CX3。
晶体管TDd、TDe被输入基准电流生成电路170的晶体管TDa、TDb的栅极电压(偏压电压QD1、QD2)。即，晶体管TDd、TDe以规定比反射基准电流IRD，向双极晶体管TRX的集电极提供驱动电流IBX(偏压电流)。电阻RX设置于双极晶体管TRX的集电极与基极之间。
电容可变的可变电容电容器CX1的一端连接于振子XTAL的一端。具体而言，可变电容电容器CX1的一端经由电路装置的第1振子用端子(振子用衬垫)而连接于振子XTAL的一端。电容器CX2的一端连接于振子XTAL的另一端。具体而言，电容器CX2的一端经由电路装置的第2振子用端子(振子用衬垫)而连接于振子XTAL的另一端。电容器CX3的一端连接于振子XTAL的一端，其另一端连接于双极晶体管TRX的集电极。
双极晶体管TRX内流过通过振子XTAL的振荡而产生的基极-发射极间电流。并且，在基极-发射极间电流增加时，双极晶体管TRX的集电极-发射极间电流增加，驱动电流IBX中的向电阻RX分支的偏压电流减少，因此集电极电压VCX降低。另一方面，在双极晶体管TRX的基极-发射极间电流减少时，集电极-发射极间电流会减少，驱动电流IBX中的向电阻RX分支的偏压电流增加，因此集电极电压VCX上升。该集电极电压VCX经由电容器CX3而被反馈给振子XTAL。
振子XTAL的振荡频率具备温度特性(例如图3A、图3B的温度特性)，该温度特性通过D/A变换部80的输出电压VQ(频率控制电压)而被补偿。即，输出电压VQ被输入到可变电容电容器CX1，并且利用输出电压VQ对可变电容电容器CX1的电容值进行控制。在可变电容电容器CX1的电容值发生变化时，振荡闭环的谐振频率会发生变化，因此振子XTAL的温度特性造成的振荡频率的变动得到补偿。可变电容电容器CX1例如通过可变电容二极管(变容二极管)等而实现。
另外，本实施方式的振荡电路150不限于图10的结构，可进行各种的变形实施。例如图10中以将CX1作为可变电容电容器的情况为例进行了说明，然而也可以将CX2或CX3作为根据输出电压VQ而被控制的可变电容电容器。此外，还可以将CX1～CX3中的多个作为根据VQ而被控制的可变电容电容器。
5.D/A变换部
图11示出D/A变换部80的详细的结构例。D/A变换部80包括调制电路90、D/A变换器100和滤波电路120。
D/A变换器100包括高位侧的D/A变换器DACA、低位侧的D/A变换器DACB和以电压跟随方式连接的运算放大器(运算放大器)OPA、OPB、OPC。
高位侧的D/A变换器DACA被输入来自调制电路90的n比特(n＝q+p)数据DM中的高位的q比特数据，低位侧的D/A变换器DACB被输入低位的p比特(例如p＝q＝8)的数据。这些高位侧的D/A变换器DACA和低位侧的D/A变换器DACB是从例如被串联连接的多个电阻进行了电压分割的多个分割电压中，选择与输入数据对应的电压的电阻串型的D/A变换器。
高位侧的D/A变换器DACA包括在电源电压VRC(基准电压)的节点与电压VSS的节点之间串联连接的多个电阻。高位侧的D/A变换器DACA将多个电阻中根据高位q比特的数据而确定的电阻的两端的分割电压中的、一方的分割电压输出给运算放大器OPA的非反转输入端子，并将另一方的分割电压输出给运算放大器OPB的非反转输入端子。由此，该一方的电压通过以电压跟随方式连接的运算放大器OPA而被阻抗变换，并作为电压VX而被提供给低位侧的D/A变换器DACB。另外，该另一方的电压通过以电压跟随方式连接的运算放大器OPB而被阻抗变换，并作为电压VY而被提供给低位侧的D/A变换器DACB。
低位侧的D/A变换器DACB包括在电压VX的节点与电压VY的节点之间串联连接的多个电阻。低位侧的D/A变换器DACB将基于多个电阻的多个分割电压中的根据低位p比特的数据而选择的1个分割电压作为选择电压，并将其输出给以电压跟随方式连接的运算放大器OPC的非反转输入端子。由此，该选择电压作为D/A变换器100的输出电压VDA而被输出。
6.温度传感器部、振荡电路
图12A示出温度传感器部10的第1结构例。图12A的温度传感器部10具有电流源IST、以及来自电流源IST的电流被提供给集电极的双极晶体管TRT。双极晶体管TRT成为在其集电极上连接有基极的二极管连接，向双极晶体管TRT的集电极的节点输出具备温度特性的温度检测电压VTD。温度检测电压VTD的温度特性是根据双极晶体管TRT的基极-发射极间电压的温度依赖性而产生的。如图12C所示，温度检测电压VTD具备负的温度特性(具有负的梯度的1次温度特性)。
图12B示出温度传感器部10的第2结构例。图12B中，图12A的电流源IST通过电阻RT而实现。并且，电阻RT的一端连接于电源电压的节点，而另一端连接于双极晶体管TRT1的集电极。另外，双极晶体管TRT1的发射极连接于双极晶体管TRT2的集电极。并且，双极晶体管TRT1、TRT2都进行了二极管连接，输出至双极晶体管TRT1的集电极的节点的电压VTSQ如图12C所示具备负的温度特性(具有负的梯度的1次温度特性)。
另外，图12B的温度传感器部10中还设置有运算放大器OPD和电阻RD1、RD2。运算放大器OPD的非反转输入端子被输入电压VTSQ，反转输入端子连接有电阻RD1的一端和电阻RD2的一端。并且，电阻RD1的另一端被提供基准温度电压VTA0，电阻RD2的另一端连接于运算放大器OPD的输出端子。
利用这种运算放大器OPD和电阻RD1、RD2，构成了以基准温度电压VAT0为基准而对电压VTSQ进行正转放大的放大器。由此，温度检测电压VTD＝VAT0+(1+RD2/RD1)×(VTSQ-VAT0)将从温度传感器部10输出。并且，通过对基准温度电压VAT0进行调整，从而能够实现对基准温度T0的调整。
7.A/D变换部
图13示出A/D变换部20的详细的结构例。A/D变换部20包括处理部23、缓存器部24、D/A变换器DACE、DACF和比较部27。另外，可以包含温度传感器部用放大器28。处理部23、缓存器部24被设置作为逻辑部22，D/A变换器DACE、DACF、比较部27和温度传感器部用放大器28被设置作为模拟部26。
缓存器部24存储A/D变换的途中结果或最终结果等的结果数据。该缓存器部24例如相当于逐次比较方式中的逐次比较结果缓存器。D/A变换器DACE、DACF对缓存器部24的结果数据进行D/A变换。作为这些DACE、DACF而可采用与图11同样结构的D/A变换器。比较部27进行D/A变换器DACE、DACF的输出电压与温度检测电压VTD(温度传感器部用放大器28进行放大后的电压)的比较。比较部27例如可通过断路型比较器等而实现。处理部23根据比较部27的比较结果进行判定处理，进行对缓存器部24的结果数据的更新处理。并且，通过该更新处理而求出的最终的温度检测数据DTD作为温度检测电压VTD的A/D变换结果而从A/D变换部20被输出。根据这种结构，能够实现例如逐次比较方式的A/D变换以及与逐次比较方式类似的方式的A/D变换等。
8.电路装置的变形结构例
图14示出本实施方式的电路装置的第1变形结构例。
图14的电路装置包括电源电路40、温度传感器部10、A/D变换部20、处理部50、振荡信号生成电路140和缓冲电路160。
图14中，电源电路40包括基准电压生成电路42、44、46、47。另外，A/D变换部20包括模拟部26和逻辑部22，D/A变换部80包括逻辑部82和模拟部84。A/D变换部20的模拟部26、逻辑部22对应于图13的模拟部26、逻辑部22。D/A变换部80的逻辑部82对应于图2、图11的调制电路90，模拟部84对应于图2、图11的D/A变换器100和滤波电路120。
基准电压生成电路47将根据晶体管的功函数差而生成的基准电压作为电源电压VRG，将其提供给温度传感器部10、A/D变换部20的模拟部26和D/A变换部80的模拟部84。基准电压生成电路42将根据晶体管的功函数差而生成的基准电压作为电源电压VRB，将其提供给A/D变换部20的逻辑部22、处理部50和D/A变换部80的逻辑部82。
如图4等所说明的那样，电源电路40只要具有如下电路中的至少1个即可：第1基准电压发生电路，其将根据功函数差而生成的第1基准电压作为第1电源电压而提供给A/D变换部20；第2基准电压发生电路，其将根据功函数差而生成的第2基准电压作为第2电源电压而提供给处理部50；以及第3基准电压发生电路，其将根据功函数差而生成的第3基准电压作为第3电源电压而提供给D/A变换部80。
图4中，示出了设置第1～第3基准电压生成电路的情况。另一方面，图14相当于设置了第1～第3基准电压生成电路中的2个基准电压生成电路的情况。即，图14的基准电压生成电路47可被认为对应于第1基准电压发生电路或第3基准电压发生电路，因此图14的电源电路40是包含第1基准电压发生电路和第2基准电压生成电路的情况或包含第2基准电压生成电路和第3基准电压生成电路的情况下的变形结构例。
图15示出本实施方式的电路装置的第2变形结构例。
图15的电路装置包括：A/D变换部20，其进行对来自温度传感器部10的温度检测电压VTD的A/D变换，并输出温度检测数据DTD；处理部50，其根据温度检测数据DTD进行振荡频率的温度补偿处理，并输出振荡频率的频率控制数据DDS；以及振荡信号生成电路140。此外，图15中省略了电源电路40的图示。
振荡信号生成电路140使用来自处理部50的频率控制数据DDS和振子XTAL，生成根据频率控制数据DDS而设定的振荡频率的振荡信号SSC。即，图15与图1、图2、图4不同，未在振荡信号生成电路140上设有D/A变换部80。并且，根据来自处理部50的频率控制数据DDS而对通过振荡信号生成电路140而生成的振荡信号SSC的振荡频率直接进行控制。即，不经由D/A变换部地对振荡信号SSC的振荡频率进行控制。
例如图15中，振荡信号生成电路140具有可变电容电路142和振荡电路150。该振荡信号生成电路140上未设有图1、图2、图4的D/A变换部80。并且，取代图10的可变电容电容器CX1，而设有该可变电容电路142，可变电容电路142的一端连接于振子XTAL的一端。
根据来自处理部50的频率控制数据DDS，对该可变电容电路142的电容值进行控制。例如可变电容电路142具有多个电容器(电容器阵列)、以及根据频率控制数据DDS而对各开关元件的导通、截止进行控制的多个开关元件(开关阵列)。这些多个开关元件的各开关元件与多个电容器的各电容器电连接。并且，通过这些多个开关元件导通或截止，使得多个电容器中的其一端连接于振子XTAL的一端上的电容器的个数会发生变化。由此，可变电容电路142的电容值被控制，振子XTAL的一端的电容值发生变化。因此，根据频率控制数据DDS，可变电容电路142的电容值被直接控制，从而能够对振荡信号SSC的振荡频率进行控制。
9.振荡器、电子设备、移动体
图16A示出包含本实施方式的电路装置500的振荡器400的结构例。如图16A所示，振荡器400包含振子420和电路装置500。振子420和电路装置500安装于振荡器400的封装410内。并且，振子420的端子和电路装置500(IC)的端子(衬垫)利用封装410的内部配线而电连接。
图16B示出包含本实施方式的电路装置500的电子设备的结构例。该电子设备包含本实施方式的电路装置500、水晶振子等的振子420、天线ANT、通信部510和处理部520。另外，还可以包含操作部530、显示部540和存储部550。通过振子420和电路装置500构成振荡器400。此外，电子设备不限于图16B的结构，可以省略其中一部分的结构要素，或追加其他的结构要素等的各种变形实施。
作为图16B的电子设备，例如可以想到GPS内置时钟、活体信息测定设备(脉搏计、步数计等)或头部安装型显示装置等的可穿戴设备、智能手机、移动电话、便携型游戏装置、笔记本PC或平板PC等的便携信息终端(移动终端)、发布内容的内容提供终端、数字相机或摄像机等的映像设备或基站或路由器等的网络关联设备等的各种设备。
通信部510(无线电路)进行经由天线ANT而从外部接收数据，或向外部发送数据的处理。处理部520进行电子设备的控制处理、以及对经由通信部510而发送接收的数据的各种数字处理等。该处理部520的功能例如可通过微型计算机等的处理器而实现。
操作部530用于供用户进行输入操作，可通过操作按钮或触摸面板显示器等而实现。显示部540用于显示各种的信息，可通过液晶或有机EL等的显示器而实现。此外，在作为操作部530而使用触摸面板显示器的情况下，该触摸面板显示器兼具操作部530和显示部540的功能。存储部550用于存储数据，其功能可通过RAM、ROM等的半导体存储器或HDD(硬盘驱动器)等实现。
图16C示出包含本实施方式的电路装置的移动体的示例。本实施方式的电路装置(振荡器)例如能够组入车辆、飞机、摩托车、自行车或船舶等的各种移动体中。移动体具有例如发动机或马达等的驱动机构、方向盘或舵等的操纵机构以及各种的电子设备(车载设备)，是在陆地上、空中和海上移动的设备或装置。图16C概要性示出作为移动体的具体例的汽车206。汽车206中组入了本实施方式的电路装置和具有振子的振荡器(未图示)。控制装置208根据通过该振荡器生成的时钟信号而进行工作。控制装置208根据例如车体207的姿态对悬架的软硬度进行控制，或者对各个车轮209的制动器进行控制。例如可以利用控制装置208实现汽车206的自动运转。此外，组入有本实施方式的电路装置和振荡器的设备不限于这种控制装置208，也可以组入在汽车206等的移动体上设置的各种设备(车载设备)中。
另外，如上所述对本实施方式进行了详细说明，而对本领域普通技术人员而言，应能容易理解未实际脱离本发明的新颖事项和效果的多种变形。因此，这种变形例都应包含于本发明的范围内。例如，在说明书或附图中，至少一次与更为广义或同义的不同用语一同描述的用语都可以在说明书或附图中的任意部分置换为该不同用语。另外，本实施方式和变形例的所有组合也包含于本发明的范围内。另外，电路装置、振荡器、电子设备、移动体的结构或动作等也不限于本实施方式中说明的内容，可进行各种的变形实施。

Claims (12)

1.一种电路装置，其特征在于，该电路装置包括：
电源电路，其被供给外部电源，并且具有生成基于晶体管的功函数差的基准电压的至少1个基准电压生成电路，将通过所述基准电压生成电路生成的所述基准电压作为电源电压供给；以及
数字温度补偿振荡电路，其被从所述电源电路供给所述电源电压而进行工作，
所述数字温度补偿振荡电路具有：
A/D变换部，其对来自温度传感器部的温度检测电压进行A/D变换，输出温度检测数据；
处理部，其根据所述温度检测数据进行振荡频率的温度补偿处理，输出所述振荡频率的频率控制数据；以及
振荡信号生成电路，其使用来自所述处理部的所述频率控制数据和振子，生成根据所述频率控制数据而设定的所述振荡频率的振荡信号，
所述电路装置包括根据所述基准电压生成基准电流的基准电流生成电路，
所述振荡信号生成电路具有振荡电路，该振荡电路利用基于所述基准电流的驱动电流使所述振子进行振荡，
所述基准电流生成电路具有：
第1晶体管，其设置于高电位侧电源节点与第1节点之间；
第2晶体管，其设置于所述第1节点与第2节点之间；
第1运算放大器，其第1输入节点被输入所述基准电压，第2输入节点连接于所述第2节点，输出节点连接于所述第1晶体管的栅极；以及
第2运算放大器，其第1输入节点被输入用于设定所述第1节点的电压的规定电压，第2输入节点连接于所述第1节点，输出节点连接于所述第2晶体管的栅极。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述振荡信号生成电路具有：
D/A变换部，其进行针对所述频率控制数据的D/A变换，输出所述振荡频率的频率控制电压；以及
振荡电路，其根据所述频率控制电压而按照所述振荡频率使振子振荡，
作为所述至少1个基准电压生成电路，所述电源电路具有以下电路中的至少1个：
第1基准电压发生电路，其将根据所述功函数差而生成的第1基准电压作为第1电源电压提供给所述A/D变换部；
第2基准电压发生电路，其将根据所述功函数差而生成的第2基准电压作为第2电源电压提供给所述处理部；以及
第3基准电压发生电路，其将根据所述功函数差而生成的第3基准电压作为第3电源电压提供给所述D/A变换部。
3.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，
所述至少1个基准电压生成电路具有：
第3晶体管；
第4晶体管，其栅电极的导电性与所述第3晶体管不同；
电流镜电路，其向所述第3晶体管和所述第4晶体管供给电流；
第1电阻，其一端被施加与所述第3晶体管和所述第4晶体管的功函数差电压对应的电压；以及
第5晶体管，其设置于电源用节点与所述第1电阻的所述一端之间，栅极电压根据所述第4晶体管的漏极电压而被控制，
所述至少1个基准电压生成电路将所述第1电阻的所述一端的电压作为所述基准电压输出。
4.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述电源用节点是高电位侧电源节点。
5.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述至少1个基准电压生成电路具有：
第6晶体管；
第7晶体管，其栅电极的导电性与所述第6晶体管不同；
电流镜电路，其向所述第6晶体管和所述第7晶体管供给电流；
第2电阻，其一端被施加与所述第6晶体管和所述第7晶体管的功函数差电压对应的电压；以及
第8晶体管，其设置于高电位侧电源节点与所述第2电阻的所述一端之间，其栅极电压根据所述第7晶体管的漏极电压而被控制，
所述至少1个基准电压生成电路将所述第2电阻的所述一端的电压输出给所述电源用节点。
6.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述至少1个基准电压生成电路具有：
第9晶体管；
第10晶体管，其栅电极的导电性与所述第9晶体管不同；
电流镜电路，其向所述第9晶体管和所述第10晶体管供给电流；以及
第11晶体管，其设置于高电位侧电源节点与所述第10晶体管的栅极之间，其栅极电压根据所述第10晶体管的漏极电压而被控制，
所述至少1个基准电压生成电路将作为与所述第9晶体管和所述第10晶体管的功函数差电压对应的电压的所述第11晶体管的漏极电压输出给所述电源用节点。
7.根据权利要求5所述的电路装置，其特征在于，
所述第5晶体管是耗尽型晶体管。
8.根据权利要求3所述的电路装置，其特征在于，
所述至少1个基准电压生成电路具有设置于所述第5晶体管的栅极节点与低电位侧电源节点之间的电容器。
9.一种振荡器，其特征在于，该振荡器包括：
权利要求1所述的电路装置；以及
所述振子。
10.一种电子设备，其特征在于，该电子设备包括权利要求1所述的电路装置。
11.根据权利要求10所述的电子设备，其特征在于，
该电子设备包括供给所述外部电源的开关调节器。
12.一种移动体，其特征在于，该移动体包括权利要求1所述的电路装置。
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