CN106341051A - 电力变换装置及驱动装置 - Google Patents

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CN106341051A
CN106341051A CN201610534252.1A CN201610534252A CN106341051A CN 106341051 A CN106341051 A CN 106341051A CN 201610534252 A CN201610534252 A CN 201610534252A CN 106341051 A CN106341051 A CN 106341051A
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CN
China
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transistor
voltage
low side
gate electrode
emitter stage
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Application number
CN201610534252.1A
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English (en)
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近藤大介
立野孝治
刘畅
长田尚
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Renesas Electronics Corp
Original Assignee
Renesas Electronics Corp
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Publication date
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Abstract

本发明提供一种削减安装零件数量的电力变换装置及驱动装置。高边晶体管(TH)及低边晶体管(TL)分别具备EGE(发射极‑栅极‑发射极)型的构造。高边驱动器(HDV)具备：以高边晶体管(TH)的发射极为基准而向栅极施加正电压VP1的上拉晶体管(UTh)；将栅极与发射极结合的下拉晶体管(DTh)。低边驱动器(LDV)具备：以低边晶体管(TL)的发射极为基准而向栅极施加正电压VP2的上拉晶体管(UTl)；将栅极与发射极结合的下拉晶体管(DTl)。

Description

电力变换装置及驱动装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置及驱动装置，涉及例如包含半桥电路等的高电力用的电力变换装置、及半桥电路的驱动装置。
背景技术
作为接通电阻低的晶体管，使用沟槽栅IGBT，作为其一方式，已知有利用了IE(Injection Enhancement：增强注入)效应的IE型沟槽栅IGBT。IE效应是指IGBT为接通状态时，设为从发射极电极侧难以排出空穴，由此提高蓄积于漂移区域的电荷的浓度，实现低接通电阻化。
在IE型沟槽栅IGBT中，例如专利文献1及专利文献2所示，在单元形成区域中，交替配置有与发射极电极连接的有效单元(active cell)区域和包含浮置区域(floatingarea)的无效单元(inactive cell)区域。在专利文献1中，示出在有效单元区域中依次配置的2个沟槽栅都与栅极电极结合的GG型(栅极-栅极型)的结构。在专利文献2中，示出在有效单元区域中依次配置的3个沟槽栅依次与发射极电极、栅极电极、发射极电极结合的EGE型(发射极-栅极-发射极型)的结构。
【现有技术文献】
【专利文献】
【专利文献1】日本特开2012-256839号公报
【专利文献2】日本特开2013-140885号公报
发明内容
【发明要解决的课题】
在功率电子学领域中，广泛地使用包含由高边晶体管及低边晶体管构成的半桥电路的电力变换装置。半桥电路广泛地使用于DC/AC转换器(即变换器)、DC/DC转换器等。例如，通过使用3相量的半桥电路来构成变换器，能够生成3相的交流电力。
在此，例如在风力发电系统等那样的高电力的领域中使用变换器的情况下，为了降低电力的损失，尤其是要求变换器中的各晶体管的低接通电阻化。作为这样的低接通电阻的晶体管，例如，使用专利文献1及专利文献2所示的IE型沟槽栅IGBT的情况是有益的。
另一方面，已知在半桥电路中会产生误点弧。误点弧是指例如在高边晶体管切断的状态下将低边晶体管接通时，高边晶体管瞬间接通的现象。当产生误点弧时，由于贯通电流而开关损失增大，会产生电力变换效率的下降等。另外，误点弧在高电力的领域更容易产生。因此，尤其是在高电力的领域所使用的电力变换装置内，通常需要安装用于防止这样的误点弧的部件。
后述的实施方式鉴于这样的情况而作出，其他的课题和新特征通过本说明书的记述及附图而明确可知。
【用于解决课题的方案】
一实施方式的电力变换装置具有由IGBT构成的高边(high side)晶体管及低边(low side)晶体管和对它们分别进行驱动的高边驱动器及低边驱动器。高边晶体管及低边晶体管分别具备EGE型的构造。高边驱动器具备：以高边晶体管的发射极为基准而向栅极施加成为正电压的第一电压的第一上拉晶体管；将高边晶体管的栅极与发射极结合的第一下拉晶体管。低边驱动器具备：以低边晶体管的发射极为基准而向栅极施加成为正电压的第二电压的第二上拉晶体管；将低边晶体管的栅极与发射极结合的第二下拉晶体管。
【发明效果】
根据所述一实施方式，在电力变换装置及驱动装置中，能够实现安装零件数量的削减。
附图说明
图1是在本发明的实施方式1的电力变换装置中，表示应用了该电力变换装置的风力发电系统的概略构成例的框图。
图2是表示图1的高边臂及低边臂的详细的构成例的电路图。
图3是表示在图1的电力变换装置中驱动器部(驱动装置)的主要部分的概略构成例的电路图。
图4是表示在图2中构成高边晶体管或低边晶体管的半导体芯片的构造例的俯视图。
图5是表示图4的单元形成区域及栅极布线引出区域的主要部分的构造例的俯视图。
图6是表示图5的混合单元区域的详细的构造例的俯视图。
图7是表示图6的A-A’间的构造例的剖视图。
图8(a)是表示存在于图7的构造的寄生电容的说明图，图8(b)是图8(a)的等价电路图。
图9是在本发明的实施方式2的电力变换装置中表示驱动器部(驱动装置)的主要部分的概略构成例的电路图。
图10(a)是表示图9的驱动器部的基板布局的概略构成例的俯视图，图10(b)是表示作为图10(a)的比较例的基板布局的概略构成例的俯视图。
图11(a)及(b)是表示半桥电路的误点弧的机理的一例的说明图。
图12是表示作为本发明的比较例而研究的高边晶体管或低边晶体管的有效区域的构造例的剖视图。
图13(a)是表示存在于图12的构造的寄生电容的说明图，图13(b)是图13(a)的等价电路图。
图14是在作为本发明的比较例而研究的电力变换装置中表示驱动器部的主要部分的概略构成例的电路图。
【符号说明】
ACG 发电机
AR 区域
ARE 布线区域
BSTU 升压电路部
C 电容器
CHP 半导体芯片
CL p+型集电极区域
CPL 光电耦合器
CPLCT 耦合器控制电路
CT 接触层
CTLU 变换器控制部
CVU 转换器部
D 二极管
DCAC DC/AC 变换电路
DCDC DC/DC 变换电路
DD 回流二极管
DT 下拉晶体管
DVU 驱动器部(驱动装置)
EE 发射极电极
EP 发射极焊盘
FPF 绝缘膜
GE 栅极电极
GI 栅极绝缘膜
GL 栅极布线
GP 栅极焊盘
GTG 连接电极
HA 高边臂
HDV 高边驱动器
HE、LE 发射极驱动端子
HG、LG 栅极驱动端子
IL 层间绝缘膜
IOB 外部连接器部
ISO 绝缘区域
IVU 变换器部
L 电感器(线圈)
LA 低边臂
LC 单位单元区域
LCh 混合单元区域(有效单元区域)
LCi 无效单元区域
LD 负载
LDV 低边驱动器
LN 布线
N 节点
ND n-型漂移区域
NE n+型发射极区域
NHB n型空穴势垒区域
NS n型场截止区域
NVG 负电压生成电路
PB p型主体区域
PBC p+型主体接触区域
PCE 电力变换装置
PD 光电二极管
PF p型浮置区域
PFp p型区域
PLP p+型闩锁防止区域
PN 端子
PTR 光晶体管
PVG 正电压生成电路
R 电阻
RCT 整流电路
SW 开关
TG 沟槽栅电极
TH 高边晶体管
TL 低边晶体管
TR 变压器
UO、VO、WO 输出端子
UT 上拉晶体管
VCC、VDD、VDD2 电源电压
VN 负电压
VP 正电压
VSS、GND 接地电源电压
WTB 风力涡轮
具体实施方式
在以下的实施方式中，为了简便起见，在必要时分割成多个部分或实施方式进行说明，但是除了特别明示的情况之外，它们并非互无关系，一方为另一方的一部分或全部的变形例、详情、补充说明等的关系。另外，在以下的实施方式中，在提及要素的数目等(包括个数、数值、量、范围等)的情况下，除了特别地明示的情况及在原理上明确地限定为特定的数目的情况等之外，并不限定于该特定的数目，可以是特定的数目以上，也可以是特定的数目以下。
进而，在以下的实施方式中，其构成要素(也包括要素步骤等)除了特别明示的情况及在原理上明确地考虑为必须的情况等之外，当然并非必然如此。同样，在以下的实施方式中，在提及构成要素等的形状、位置关系等时，除了特别明示的情况及在原理上明确地认为不是这样的情况等之外，也包括实质上接近或类似于该形状等的情况等。这关于上述数值及范围也是同样的。
以下，基于附图，详细地说明本发明的实施方式。此外，在用于说明实施方式的全部图中，对于同一构件原则上标注同一符号，并省略其重复的说明。
(实施方式1)
《电力变换装置的整体结构》
图1是在本发明的实施方式1的电力变换装置中表示应用了该电力变换装置的风力发电系统的概略构成例的框图。图1所示的风力发电系统是产业用的系统，具备风力涡轮WTB、发电机ACG、转换器部(整流电路部)CVU、升压电路部BSTU、变换器部IVU、3个驱动器部(驱动装置)DVUu、DVUv、DVUw、变换器控制部CTLU、负载LD。其中，电力变换装置PCE由例如转换器部CVU、升压电路部BSTU、变换器部IVU、驱动器部DVUu、DVUv、DVUw及变换器控制部CTLU构成。
发电机ACG从通过风力涡轮WTB的旋转而得到的电力生成例如具有600V等的电压值的3相(R相、S相、T相)的交流电压。转换器部CVU具备与该3相的交流电压对应的6个二极管Dr1、Dr2、Ds1、Ds2、Dt1、Dt2，通过对3相的交流电压进行全波整流而转换成直流电压。升压电路部BSTU具备电感器L1、开关SW1、二极管D1及电容器C1。
升压电路部BSTU通过开关SW1的开关而使由转换器部CVU转换后的直流电压升压，由此生成例如1000V等的直流电压(电源电压VCC)，该电源电压VCC由电容器C1保持。具体而言，升压电路部BSTU交替地反复进行在开关SW1接通时向电感器L1蓄积电力的动作和在开关SW1切断时将该蓄积的电力经由二极管D1向电容器C1蓄积的动作。开关SW1的接通/切断由未图示的控制部控制。
变换器部IVU具备与3相(U相、V相、W相)分别对应的高边臂HAu、HAv、Haw和与U相、V相、W相分别对应的低边臂LAu、LAv、LAw。高边臂HAu、HAv、Haw分别设置在U相输出端子UO、V相输出端子VO、W相输出端子WO与电源电压VCC之间。低边臂LAu、LAv、Law分别设置在U相输出端子UO、V相输出端子VO、W相输出端子WO与接地电源电压VSS之间。
高边臂HAu、HAv、Haw分别具备：由IGBT等构成的高边晶体管TH；和由例如FRD(FastRecovery Diode)等构成的回流二极管DDh，反并联地连接在该高边晶体管TH的发射极/集电极间。高边晶体管TH的发射极与对应的相的输出端子结合，集电极与电源电压VCC结合。同样，低边臂LAu、LAv、Law也分别具备：由IGBT等构成的低边晶体管TL；和由例如FRD等构成的回流二极管DDl，反并联地连接在该低边晶体管TL的发射极/集电极间。低边晶体管TL的集电极与对应的相的输出端子结合，发射极与接地电源电压VSS结合。
变换器部IVU通过各相的高边晶体管TH及低边晶体管TL的开关，将由电容器C1保持的直流电压转换成具有规定的电压及频率的3相的交流电压。该交流电压被向负载LD供给。负载LD例如是包含电感器等的变压器等。驱动器部(驱动装置)DVUu、DVUv、DVUw基于来自变换器控制部CTLU的指示，分别控制U相、V相、W相的高边晶体管TH及低边晶体管TL的开关。变换器控制部CTLU例如由微型控制器等构成。
图2是表示图1的高边臂及低边臂的详细的构成例的电路图。在此，虽然以低边臂为例进行说明，但是关于高边臂也是同样的。详细而言，图1所示的各相的低边臂LA具备多个(在此为3个)低边晶体管(IGBT)TL1、TL2、TL3和分别与它们反并联地连接的多个(在此为3个)回流二极管DDl1、DDl2、DDl3。
低边晶体管TL1、TL2、TL3分别由3个半导体芯片CHP1、CHP2、CHP3构成。另外，回流二极管DDl1、DDl2、DDl3例如也分别由单独的半导体芯片构成。半导体芯片CHP1、CHP2、CHP3分别具备发射极电极、集电极电极及栅极电极。半导体芯片CHP1、CHP2、CHP3的发射极电极共同结合于发射极端子PNe，集电极电极共同结合于集电极端子PNc，栅极电极分别经由栅极电阻Rg1、Rg2、Rg3而共同结合于栅极端子PNg。
例如，在图1所示那样的高电力用途的系统中，各臂的晶体管需要流过例如几百A以上的电流，根据情况的不同而需要流过1000A以上这样的大电流。这样的情况下，通常1个半导体芯片(IGBT)的话难以确保所需的电流，需要如图2所示那样通过将多个半导体芯片(IGBT)并联连接来确保所需的电流。此外，图2中的各半导体芯片CHP1、CHP2、CHP3及各回流二极管DDl1、DDl2、DDl3以各种方式安装。可列举例如组合3个将1个半导体芯片及回流二极管构成为1个封装部件而得到的结构来使用，或者预先将该3个的组合构成为1个模块部件来使用等。
《电力变换装置的问题点》
图11(a)及图11(b)是表示半桥电路的误点弧的机理的一例的说明图。图11(a)示出例如构成图1的变换器部IVU的3相量的半桥电路中的1相量的构成例。在图11(a)中，连接在高边晶体管TH’的发射极/集电极间的电感器L是设想了图1的负载LD的结构。另外，实际上，在高边晶体管TH’(及低边晶体管TL’)的栅极/集电极间存在被称为反馈电容Cres的寄生电容，在栅极/发射极间存在被称为输入容量Cies的寄生电容。
在图11(a)中，首先，设想在将高边晶体管TH’及低边晶体管TL’都切断的状态下，以电感器L为电动势的电流经由高边晶体管TH’的回流二极管DDh而回流的情况。这种情况下，高边晶体管TH’的发射极(低边晶体管TL’的集电极)的电压Vx成为大致电源电压VCC的水平。接下来，设想从该状态开始，低边驱动器LDV向低边晶体管TL’的栅极/发射极间电压VgeL施加了规定的接通电压(例如+15V)的情况。
由此，回流二极管DDh反向恢复，如图11(b)所示，电压Vx从电源电压VCC附近的水平下降为0V附近(详细而言，低边晶体管TL’的接通电压VCE(sat))的水平。伴随着该电压Vx的电压变化率(dV/dt)，如图11(a)所示，式(1)的位移电流Idisp流向高边晶体管TH’的反馈电容Cres及输入容量Cies。
Idisp＝Cres×(dV/dt) (1)
通过该位移电流Idisp，如图11(b)所示，高边晶体管TH’的栅极/发射极间电压VgeH瞬间上升。该栅极/发射极间电压VgeH如式(2)所示，当代入式(1)时，如式(3)所示。
Vge＝∫(Idisp/Cies)dt (2)
Vge＝∫(Cres/Cies)dV (3)
并且，当该栅极/发射极间电压VgeH超过高边晶体管TH’的阈值电压时，如图11(b)所示，会流动瞬间的贯通电流。这样的现象被称为误点弧。当这样的误点弧产生时，开关损失增大，电力转换效率(例如在图1的例子中为发电效率)下降。此外，在此，说明了在低边晶体管接通时在高边晶体管产生的误点弧，但是同样，在高边晶体管接时在低边晶体管也会产生误点弧。
在此，在IGBT中，通常存在多个耐压规格(即发射极/集电极间电压VCE的最大值规格)。代表性地列举600V耐压、1200V耐压、及超过1200V耐压的耐压(例如，1400V耐压，1700V耐压，…)。例如，在图1所示那样的高电力用途的系统中，伴随着高电源电压VCC(例如1000V等)，至少需要1200V以上的耐压，当考虑浪涌等时，需要1700V以上的耐压。通常，越成为高耐压规格的IGBT，则反馈电容Cres越增大。进而，在如图2所示将多个IGBT并联连接的情况下，反馈电容Cres增大为数倍。这样的话，从式(3)可知，误点弧更容易产生。
因此，为了防止这样的误点弧，通常使用在IGBT的切断时向栅极/发射极间施加负电压(例如-15V等)的方式。图14是在作为本发明的比较例而研究的电力变换装置中表示驱动器部的主要部分的概略构成例的电路图。
图14所示的驱动器部DVU’例如是与图1所示的驱动器部DVUu、DVUv、DVUw分别对应的结构。该驱动器部DVU’例如通过在布线基板上安装各种部件而构成。该驱动器部DVU’具备电源电压VDD用的外部端子(VDD)、接地电源电压GND用的外部端子(GND)、高边用的栅极驱动端子HG及发射极驱动端子HE、低边用的栅极驱动端子LG及发射极驱动端子LE。
向外部端子(VDD)供给例如15V等的电源电压VDD。栅极驱动端子HG及发射极驱动端子HE分别与高边晶体管TH’的栅极端子PNg及发射极端子PNe结合。栅极驱动端子LG及发射极驱动端子LE分别与低边晶体管TL’的栅极端子PNg及发射极端子PNe结合。
另外，该驱动器部DVU’具备DC/AC变换电路DCAC、变压器TR’、正电压生成电路PVGh、PVGl、负电压生成电路NVGh、NVGl、高边驱动器HDV及低边驱动器LDV、各种栅极电阻Rhc、Rhd、Rlc、Rld。DC/AC变换电路DCAC由从外部端子(VDD)供给的例如15V等的电源电压VDD生成交流电压。
变压器TR’具备高边用的一次线圈L1h及二次线圈L21h、L22h、低边用的一次线圈L1l及二次线圈L21l、L22l。高边用的二次线圈L21h、L22h的一端共同结合于中点节点N1m，该中点节点N1m结合于发射极驱动端子HE。在高边，向一次线圈L1h施加由DC/AC变换电路DCAC生成的交流电压。对应于此，二次线圈L21h生成与一次线圈L1h和二次线圈L21h的匝数比对应的交流电压，二次线圈L22h也生成与一次线圈L1h和二次线圈L22h的匝数比对应的交流电压。
正电压生成电路PVGh是生成高边驱动器HDV用的正电压的电路，在局部包含前述的变压器TR’的二次线圈L21h，此外，具备由二极管Dp及电容器Cp构成的半波整流电路。该半波整流电路通过二极管Dp对由二次线圈L21h生成的交流电压的正电压侧进行半波整流，以节点N1m(电容器Cp的一端)为基准而在节点N1p(电容器Cp的另一端)生成例如+15V等的正电压VP1。
负电压生成电路NVGh是生成高边驱动器HDV用的负电压的电路，在局部包含前述的变压器TR’的二次线圈L22h，此外，具备由二极管Dn及电容器Cn构成的半波整流电路。该半波整流电路通过二极管Dn对由二次线圈L22h生成的交流电压的负电压侧进行半波整流，以节点N1m(电容器Cn的一端)为基准而在节点N1n(电容器Cn的另一端)生成例如-15V等的负电压VN1。
与高边的情况同样，低边用的二次线圈L21l、L22l的一端共同结合于中点节点N2m，该中点节点N2m结合于发射极驱动端子LE。在低边，向一次线圈L1l施加由DC/AC变换电路DCAC生成的交流电压。对应于此，二次线圈L21l生成与一次线圈L1l和二次线圈L21l的匝数比对应的交流电压，二次线圈L22l也生成与一次线圈L1l和二次线圈L22l的匝数比对应的交流电压。
正电压生成电路PVGl是生成低边驱动器LDV用的正电压的电路，在局部包含前述的变压器TR’的二次线圈L21l，此外，具备与正电压生成电路PVGh的情况同样的半波整流电路。该半波整流电路以节点N2m为基准，在节点N2p生成例如+15V等的正电压VP2。负电压生成电路NVGl是生成低边驱动器LDV用的负电压的电路，在局部包含前述的变压器TR’的二次线圈L22l，此外，具备与负电压生成电路NVGh的情况同样的半波整流电路。该半波整流电路以节点N2m为基准，在节点N2n生成例如-15V等的负电压VN2。
高边驱动器HDV具备上拉晶体管UTh及下拉晶体管DTh，经由栅极驱动端子HG及发射极驱动端子HE，对高边晶体管TH’进行驱动。在该例子中，高边驱动器HDV成为在上拉晶体管UTh及下拉晶体管DTh使用了发射极跟随器的双极晶体管的图腾柱电路。若使用这样的电路，则能够向栅极驱动端子HG供给充分的电流，能够将高边晶体管TH’的栅极电容急速地进行充放电。
上拉晶体管UTh在将高边晶体管TH’驱动成接通时，以发射极驱动端子HE(节点N1m)为基准，经由电阻Rhc向栅极驱动端子HG施加前述的正电压VP1。电阻Rhc为了调整高边晶体管TH’的接通时间而设置。下拉晶体管DTh在将高边晶体管TH’驱动成切断时，以发射极驱动端子HE(节点N1m)为基准，经由电阻Rhd向栅极驱动端子HG施加前述的负电压VN1。电阻Rhd为了调整高边晶体管TH’的切断时间而设置。
与高边驱动器HDV的情况同样，低边驱动器LDV成为具备上拉晶体管UTl及下拉晶体管DTl的图腾柱电路，经由栅极驱动端子LG及发射极驱动端子LE，对低边晶体管TL’进行驱动。上拉晶体管UTl在将低边晶体管TL’驱动成接通时，以发射极驱动端子LE(节点N2m)为基准，经由电阻Rlc向栅极驱动端子LG施加前述的正电压VP2。下拉晶体管DTl在将低边晶体管TL’驱动成切断时，以发射极驱动端子LE为基准，经由电阻Rld向栅极驱动端子LG施加前述的负电压VN2。
这样，在图14的驱动器部DVU’中，通过设置负电压生成电路NVGh、NVGl，能防止图11(a)及图11(b)中叙述的误点弧。然而，这种情况下，伴随着负电压生成电路NVGh、NVGl的安装，驱动器部DVU’(布线基板)(在图1的例子中为3个布线基板)的安装零件数量增大。当安装零件数量增大时，会产生部件成本的增大、安装成本的增大这样的成本的增大。进而，布线基板的尺寸也增大，也会产生伴随于此的成本的增大。
此外，例如，在使用HVIC(High Voltage IC)的情况等那样的低～中电力用途中，即便不设置这样的负电压生成电路，有时也能够防止误点弧。但是，例如，在需要1200V以上(优选为1400V以上)的耐压，而且，流过100A以上(优选为几百A以上)的电流那样的高电力用途中，通常需要负电压生成电路。此时，该负电压生成电路以绝缘状态进行充分的电力供给，因此如图14所示，优选使用布线基板上的变压器等构成。
《驱动器部(驱动装置)的结构》
图3是在图1的电力变换装置中表示驱动器部(驱动装置)的主要部分的概略构成例的电路图。图3所示的驱动器部(驱动装置)DVU分别相当于图1所示的驱动器部DVUu、DVUv、DVUw，与图14的驱动器部DVU’相比，成为不具备图14的负电压生成电路NVGh、NVGl的结构。
具体而言，变压器TR与图14的情况不同，对应于一次线圈L1h而具备1个二次线圈L21h，对应于一次线圈L1l而具备1个二次线圈L21l。与图14的情况同样，向一次线圈L1h、L1l施加来自DC/AC变换电路(交流电压生成电路)DCAC的交流电压。
高边用的正电压生成电路PVGh具备变压器TR的二次线圈L21h，此外，具备由二极管Dp及电容器Cp构成的整流电路(例如半波整流电路)RCT1。整流电路RCT1如图14中叙述那样以节点N1m为基准而在节点N1p生成正电压VP1。
与图14的情况同样，节点N1p经由布线基板上的布线LN2而与高边驱动器HDV的上拉晶体管(在此为npn型双极晶体管)UTh的一端(集电极)结合。另一方面，节点N1m经由布线基板上的布线LN1而与发射极驱动端子HE结合，此外，与图14的情况不同，还与高边驱动器HDV的下拉晶体管(在此为pnp型双极晶体管)DTh的一端(集电极)结合。
同样，低边用的正电压生成电路PVGl具备变压器TR的二次线圈L21l，此外，具备由二极管Dp及电容器Cp构成的整流电路(例如半波整流电路)RCT2。整流电路RCT2如图14叙述那样以节点N2m为基准而在节点N2p生成正电压VP2。
与图14的情况同样，节点N2p经由布线基板上的布线LN4而与低边驱动器LDV的上拉晶体管(在此为npn型双极晶体管)UTl的一端(集电极)结合。另一方面，节点N2m经由布线基板上的布线LN3而与发射极驱动端子LE结合，此外，与图14的情况不同，还与低边驱动器LDV的下拉晶体管(在此为pnp型双极晶体管)DTl的一端(集电极)结合。
由此，高边驱动器HDV的下拉晶体管DTh在将高边晶体管TH驱动成切断时，将栅极驱动端子HG与发射极驱动端子HE结合。换言之，高边驱动器HDV在将高边晶体管TH驱动成切断时，向高边晶体管TH施加大致0V的栅极/发射极间电压VgeH。同样，低边驱动器LDV的下拉晶体管DTl在将低边晶体管TL驱动成切断时，将栅极驱动端子LG与发射极驱动端子LE结合。换言之，低边驱动器LDV在将低边晶体管TL驱动成切断时，向低边晶体管TL施加大致0V的栅极/发射极间电压VgeL。
这样，驱动器部(驱动装置)DVU不具备负电压生成电路，由此能够削减驱动器部DVU(布线基板)(在图1的例子中，为3个布线基板)的安装零件数量。具体而言，能够实现变压器TR的匝数的削减、二极管部件及电容器部件(图14的二极管Dn及电容器Cn)的削减。其结果是，能够降低部件成本、安装成本这样的各种成本，而且，也能够减小布线基板的尺寸。
此外，在此，设置2个一次线圈L1h、L1l，但是在利用1个一次线圈能够供给高边驱动器HDV及低边驱动器LDV所需的总电力的情况下，也可以将一次线圈L1h、L1l统一成1个。而且，高边驱动器HDV及低边驱动器LDV在此使用了发射极跟随器的双极晶体管，但是并不限定于此，例如，也可以使用MOS晶体管等来构成。进而，在此，作为整流电路RCT1、RCT2，使用了半波整流电路，但是也可以使用利用通过负电压生成电路的削减而得到的面积来实现电压的进一步稳定化的全波整流电路。
在此，如图3所示，不使用负电压生成电路就可防止图11(a)及图11(b)所示那样的误点弧，因此例如作为高边晶体管TH及低边晶体管TL，使用对应于高电力用途且具有小的反馈电容Cres的IGBT。通过使用反馈电容Cres小的IGBT，从式(3)可知，能够降低瞬间上升的栅极/发射极间电压Vge，其结果是，能够防止误点弧。
《高边/低边晶体管的构造》
图4是表示在图2中构成高边晶体管或低边晶体管的半导体芯片的构造例的俯视图。图4所示的半导体芯片CHP具有单元形成区域AR1和栅极布线引出区域AR2。栅极布线引出区域AR2设于半导体芯片CHP的外周部，且在其内侧设有单元形成区域AR1。
在单元形成区域AR1设有发射极电极EE。发射极电极EE的中央部成为用于将焊丝等连接的发射极焊盘EP。详细而言，在发射极电极EE上形成的绝缘膜设置开口部，从该开口部露出的部分成为发射极焊盘EP。发射极电极EE由例如以铝为主要的构成要素的金属膜构成。
在栅极布线引出区域AR2设有栅极电极GE及与栅极电极GE连接的栅极布线GL。与发射极焊盘EP的情况同样，栅极电极GE的中央部成为用于将焊丝等连接的栅极焊盘GP。栅极布线GL及栅极电极GE由例如以铝为主要的构成要素的金属膜构成。
图5是表示图4的单元形成区域及栅极布线引出区域的主要部分的构造例的俯视图。在图5中，示出以图4中的单元形成区域AR1与栅极布线引出区域AR2的交界部分为例，在Z轴上，配置在图4的发射极电极EE的下层的部分的构造例。首先，在单元形成区域AR1中，多个单位单元区域LC沿X轴方向排列配置。各单位单元区域LC具有作为有效单元区域的混合单元区域LCh和配置在混合单元区域LCh的两侧的2个无效单元区域LCi。混合单元区域LCh及2个无效单元区域LCi分别沿Y轴方向延伸。
在X轴方向上相邻的2个单位单元区域LC共有1个无效单元区域LCi。即，该2个单位单元区域LC的一方具有该1个无效单元区域LCi的一半的区域，另一方具有剩余的一半的区域。混合单元区域LCh具有在X轴上配置于中央的沟槽栅电极TG1和在X轴上空出间隔而分别配置在沟槽栅电极TG1的两侧的2个沟槽栅电极TG2、TG3。沟槽栅电极TG1、TG2、TG3分别沿Y轴方向延伸。而且，在X轴上，在沟槽栅电极TG1与沟槽栅电极TG2、TG3各自之间配置有p型主体区域PB。
另一方面，在X轴上，沟槽栅电极TG2与沟槽栅电极TG3之间的区域成为无效单元区域LCi。无效单元区域LCi具有p型浮置区域PF。另外，无效单元区域LCi具有形成在与沟槽栅电极TG2、TG3相同的层上的发射极连接部TGx。沟槽栅电极TG2、TG3经由发射极连接部TGx而连接，发射极连接部TGx经由接触层CT1而与配置在Z轴方向的上层的发射极电极EE电连接。其结果是，沟槽栅电极TG2、TG3与发射极电极EE电连接。
此外，沟槽栅电极TG2、TG3在单元形成区域AR1与栅极布线引出区域AR2的交界部经由端部沟槽栅电极TGp而连接。其结果是，通过沟槽栅电极TG2、TG3、发射极连接部TGx、端部沟槽栅电极TGp划分的p型浮置区域PF成为浮置节点。
在栅极布线引出区域AR2中，以包围单元形成区域AR1的方式设置有例如p型区域PFp。p型区域PFp经由接触层CT2而与上层的发射极电极EE电连接。另外，该接触层CT2与p型主体区域PB和发射极电极EE电连接。进而，在栅极布线引出区域AR2中，配置有栅极布线GL和配置在栅极布线GL的下层且形成在单元形成区域AR1内的与沟槽栅电极TG1相同的层上的沟槽栅电极TGz。
沟槽栅电极TG1朝向该栅极布线GL延伸，且与沟槽栅电极TGz连接。沟槽栅电极TGz经由连接电极GTG而与栅极布线GL电连接。其结果是，沟槽栅电极TG1经由栅极布线GL而与栅极电极GE电连接。
图6是表示图5的混合单元区域的详细的构造例的俯视图。在图6中示出图5的区域AR3的构造例。如前所述，混合单元区域(有效单元区域)LCh具有与栅极电极GE电连接的沟槽栅电极TG1和空出间隔地配置在沟槽栅电极TG1的两侧且与发射极电极EE电连接的沟槽栅电极TG2、TG3。这样，在有效单元区域中，在X轴方向上依次配置的3个沟槽栅电极TG2、TG1、TG3分别成为发射极电极、栅极电极、发射极电极的构造在本说明书中被称为EGE构造。
详细而言，沟槽栅电极TG1、TG2、TG3分别以埋入的方式配置于作为槽部的3个沟槽。在各沟槽的内壁上分别形成栅极绝缘膜GI，各沟槽栅电极TG1、TG2、TG3以与该各栅极绝缘膜GI接触的方式被埋入。
另外，在沟槽栅电极TG1与沟槽栅电极TG2、TG3的各自之间配置p型主体区域PB。p型主体区域PB沿Y轴方向连续形成。另一方面，在隔着沟槽栅电极TG2而与p型主体区域PB相对的一侧配置成为浮置节点的p型浮置区域PF。同样，在隔着沟槽栅电极TG3而与p型主体区域PB相对的一侧配置成为浮置节点的p型浮置区域PF。p型主体区域PB及p型浮置区域PF都是成为p型的导电型的半导体区域。
在p型主体区域PB形成有多个n+型发射极区域NE和p+型主体接触区域PBC。多个n+型发射极区域NE沿Y轴方向相互空出间隔地配置。n+型发射极区域NE是成为与p型不同的n型的导电型的半导体区域，n+型的杂质浓度比n型高。另外，p+型是p型的导电型，但是杂质浓度比p型高。在X轴上，n+型发射极区域NE配置在沟槽栅电极TG1的两侧。p+型主体接触区域PBC以与沟槽栅电极TG1之间夹持n+型发射极区域NE的方式配置。
图7是表示图6的A-A’间的构造例的剖视图。在图7所示的混合单元区域(有效单元区域)LCh中，如图6所述，在半导体基板的主面侧形成有依次配置的3个沟槽栅电极TG2、TG1、TG3，在沟槽栅电极TG1与沟槽栅电极TG2、TG3的各自之间形成p型主体区域PB。
各沟槽栅电极TG2、TG1、TG3以与在各沟槽的内壁形成的栅极绝缘膜GI接触的方式被埋入。沟槽栅电极TG1、TG2、TG3例如由多晶硅等形成。在p型主体区域PB中，在沟槽栅电极TG1的两侧形成n+型发射极区域NE，以与沟槽栅电极TG1之间夹持n+型发射极区域NE的方式形成p+型主体接触区域PBC。
另外，在这些区域的上层，隔着层间绝缘膜IL而形成发射极电极EE，而且在其上层形成绝缘膜FPF。p+型主体接触区域PBC经由形成于层间绝缘膜IL的接触层CT而与发射极电极EE电连接。在此，p+型主体接触区域PBC形成于比n+型发射极区域NE靠下层处，该接触层CT与n+型发射极区域NE及p型主体区域PB也接触。由此，n+型发射极区域NE及p型主体区域PB经由接触层CT而与发射极电极EE电连接。
在沟槽栅电极TG1与沟槽栅电极TG2、TG3的各自之间的区域，在p型主体区域PB的下层形成用于提高IE效应的n型空穴势垒区域NHB。在p+型主体接触区域PBC的下层形成杂质浓度比p+型主体接触区域PBC低且以与n型空穴势垒区域NHB接触的方式配置的p+型闩锁防止区域PLP。
在n型空穴势垒区域NHB的下层形成n-型漂移区域ND。n-型是n型的导电型，但是杂质浓度比n型低。在n-型漂移区域ND的下层形成用于阻止电场的扩展的n型场截止区域NS，而且在n型场截止区域NS的下层形成p+型集电极区域CL。在p+型集电极区域CL的下层形成与该p+型集电极区域CL电连接的集电极电极CE。此外，在隔着沟槽栅电极TG2而与n型空穴势垒区域NHB相对的一侧和隔着沟槽栅电极TG3而与n型空穴势垒区域NHB相对的一侧分别形成作为浮置节点的p型浮置区域PF。
若向沟槽栅电极TG1施加规定的栅极电压，则在p型主体区域PB形成沟道，来自n+型发射极区域NE的电子经由n型空穴势垒区域NHB向n-型漂移区域ND注入。对应于此，从p+型集电极区域CL向n-型漂移区域ND注入空穴。n型空穴势垒区域NHB、p型浮置区域PF成为障壁而该空穴蓄积于n-型漂移区域ND。由此，通过高的IE效应而实现n-型漂移区域ND的低接通电阻化。其结果是，例如，在图1所示那样的高电力用途中，也能够同时实现充分的耐压和低的导通损失这两者。
《高边/低边晶体管的寄生电容》
图8(a)是表示存在于图7的构造的寄生电容的说明图，图8(b)是图8(a)的等价电路图。在图7等所示的EGE构造的IGBT中存在图8(b)所示那样的各种寄生电容Cgd、Cge、Cfpc、Cefp、Ced。寄生电容Cgd存在于栅极(栅极电极GE)/集电极(集电极电极CE)间，如图8(a)所示，主要相当于沟槽栅电极TG1与n型空穴势垒区域NHB之间的栅极绝缘膜GI的电容。
寄生电容Cge存在于栅极/发射极(发射极电极EE)间，虽然在图8(a)中被省略，但是适当存在于沟槽栅电极TG1与n+型发射极区域NE之间、沟槽栅电极TG1与沟槽栅电极TG2、TG3的各自之间。寄生电容Ced存在于发射极/集电极间，如图8(a)所示，主要相当于沟槽栅电极TG2、TG3的各自与n型空穴势垒区域NHB之间的栅极绝缘膜GI的电容。
如图8(a)所示，寄生电容Cfpc主要相当于n-型漂移区域ND与p型浮置区域PF之间的接合电容。如图8(a)所示，寄生电容Cefp主要相当于p型浮置区域PF与沟槽栅电极TG2、TG3的各自之间的栅极绝缘膜GI的电容。其结果是，集电极经由寄生电容Cfpc和寄生电容Cefp而与发射极结合。
《高边/低边晶体管的构造(比较例)》
图12是表示作为本发明的比较例而研究的高边晶体管或低边晶体管的有效区域的构造例的剖视图。在图12所示的有效区域中，与图7的情况不同，在半导体基板的主面侧形成有依次配置的2个沟槽栅电极TG1a、TG1b，在沟槽栅电极TG1a与沟槽栅电极TG1b之间形成p型主体区域PB。
在p型主体区域PB中，与沟槽栅电极TG1a、TG1b分别相邻地形成n+型发射极区域NE，在该2个n+型发射极区域NE之间形成p+型主体接触区域PBC。而且，在分别隔着沟槽栅电极TG1a、TG1b而与n型空穴势垒区域NHB相对的一侧形成p型浮置区域PF。在此，沟槽栅电极TG1a、TG1b分别在未图示的部位都与栅极电极GE电连接。在本说明书中，与图7的EGE构造对比而将这样依次配置的2个沟槽栅电极TG1a、TG1b都与栅极电极GE连接的构造称为GG构造。
《高边/低边晶体管的寄生电容(与比较例的对比)》
图13(a)是表示存在于图12的构造的寄生电容的说明图，图13(b)是图13(a)的等价电路图。如图13(a)及图13(b)所示，在GG构造中，与图8(a)及图8(b)所示的EGE构造的寄生电容Cfpc、Cefp同样地存在与p型浮置区域PF相伴的寄生电容Cfpc、Cgfp。
但是，较大的差异点是在EGE构造中，该寄生电容Cfpc、Cefp存在于发射极/集电极间，相对于此，在GG构造中，该寄生电容Cfpc、Cgfp存在于栅极/集电极间。即，在GG构造中，栅极与p型浮置区域PF(换言之无效单元区域LCi)接近配置，相对于此，在EGE构造中，由于栅极由发射极夹持，因此发射极与p型浮置区域PF接近配置。
由此，在EGE构造中，与GG构造相比，能够较大地降低栅极/集电极间的反馈电容Cres。具体而言，根据本发明者等的验证，EGE构造中的(Cres/Cies)(即式(3))的值成为GG构造的值的20％左右。其结果是，即使在如图3那样使用了不具备负电压生成电路的驱动器部DVU的情况下，也能够防止误点弧。而且，若使用EGE构造，则与GG构造相比，反馈电容Cres小，因此能够加快开关速度，也能够减少开关损失。
以上，通过使用本实施方式1的电力变换装置及驱动装置，代表性地能够减少安装零件数量。
(实施方式2)
《驱动器部(驱动装置)的结构(应用例)》
图9是在本发明的实施方式2的电力变换装置中表示驱动器部(驱动装置)的主要部分的概略构成例的电路图。图9所示的驱动器部(驱动装置)DVU2分别相当于图1所示的驱动器部DVUu、DVUv、DVUw。该驱动器部DVU2成为向图3所示的驱动器部DVU追加了PWM(PulseWidth Modulation)信号PWMh、PWMl用的各外部端子、DC/DC变换电路DCDC、耦合器控制电路CPLCT、光电耦合器CPLh、CPLl的结构。通过图1所示的变换器控制部CTLU生成的PWM信号PWMh、PWMl向外部端子(PWMh、PWMl)输入。
DC/DC变换电路DCDC将从外部端子(VDD)供给的15V等的电源电压VDD转换成例如5V等的电源电压VDD2。耦合器控制电路CPLCT通过电源电压VDD2进行动作，根据从外部端子(PWMh)输入的PWM信号PWMh来控制高边用的光电耦合器CPLh，根据从外部端子(PWMl)输入的PWM信号PWMl来控制低边用的光电耦合器CPLl。其结果是，具有比正电压VP1、VP2低的电压水平(例如5V水平)的PWM信号PWMh、PWMl分别向光电耦合器CPLh、CPLl输入。
光电耦合器CPLh将PWM信号PWMh的电压水平转换成与正电压VP1对应的电压水平，根据该转换后的PWM信号来控制高边驱动器HDV。具体而言，根据输入的PWM信号PWMh的逻辑水平来控制光电二极管PD的发光有无，根据该发光有无来控制光晶体管PTR的接通/切断，根据该接通/切断经由未图示的电路来生成具有正电压VP1的电压水平的PWM信号。并且，根据该PWM信号来控制高边驱动器HDV的上拉晶体管UTh及下拉晶体管DTh的接通/切断。
同样，光电耦合器CPLl将PWM信号PWMl的电压水平转换成与正电压VP2对应的电压水平，根据该转换后的PWM信号来控制低边驱动器LDV。具体而言，根据从光电耦合器CPLl输出的具有正电压VP2的电压水平的PWM信号，来控制低边驱动器LDV的上拉晶体管UTl及下拉晶体管DTl的接通/切断。通过这样的使用了PWM信号的控制，基于PWM信号的周期、占空，从图1的变换器部IVU生成具有规定的频率及电压的交流电压。
在这样的结构中，在图9中，与图3的情况不同，将正电压VP1、VP2的值设定成比15V大的值(例如20V等)。由此，与图3的情况(即正电压VP1、VP2的值为15V的情况)相比，能够减少高边晶体管TH及低边晶体管TL的接通电阻，能够实现导通损失的减少等。
在此，在IGBT中，通常栅极/发射极间电压的最大值为±20V，在实用上，如图14所示，多使用±15V的栅极/发射极间电压。另外，光电耦合器CPLh、CPLl的最大输出电压多为30V左右。这样的话，图9的结构如实施方式1所述不具备负电压生成电路，因此与图14的情况不同，光电耦合器CPLh、CPLl的最大输出电压得到15V左右的余裕。其结果是，能够增大正电压VP1、VP2的值。
《驱动器部(驱动装置)的基板布局》
图10(a)是表示图9的驱动器部的基板布局的概略构成例的俯视图，图10(b)是表示作为图10(a)的比较例的基板布局的概略构成例的俯视图。如图10(a)所示，构成驱动器部(驱动装置)DVU2的布线基板具备隔着绝缘区域ISO而相互绝缘的3个布线区域ARE1、ARE2、ARE3。各布线区域ARE1、ARE2、ARE3代表性地成为在玻璃环氧等的绝缘体上形成有铜等的导电膜的构造。
在布线区域ARE3安装有外部连接器部IOB3、DC/AC变换电路DCAC、耦合器控制电路CPLCT以及DC/DC变换电路DCDC。外部连接器部IOB3包含4个外部端子(VDD、GND、PWMh、PWMl)。在布线区域ARE1安装有外部连接器部IOB1、正电压生成电路PVGh、高边驱动器HDV、电阻Rhc、Rhd。外部连接器部IOB1包含高边用的栅极驱动端子HG及发射极驱动端子HE。
在布线区域ARE2中安装有外部连接器部IOB2、正电压生成电路PVGl、低边驱动器LDV以及电阻Rlc、Rld。外部连接器部IOB2包含低边用的栅极驱动端子LG及发射极驱动端子LE。光电耦合器CPLh安装在布线区域ARE1与布线区域ARE3之间，光电耦合器CPLl安装在布线区域ARE2与布线区域ARE3之间。变压器TR安装在布线区域ARE3与布线区域ARE1及布线区域ARE2之间。
安装于布线区域ARE3的各种电路以接地电源电压GND(0V)为基准进行动作。另一方面，安装于布线区域ARE1的各种电路以发射极驱动端子HE的电压水平为基准进行动作。但是，发射极驱动端子HE的电压水平与接地电源电压GND不同，在从0V附近至电源电压VCC(例如1000V)附近之间推移。因此，在图10(a)中设置了绝缘区域ISO，使用变压器TR及光电耦合器CPLh，进行电源供给及信号传送。
另外，布线区域ARE2以接地电源电压VSS(0V)为基准进行动作，因此根据情况的不同，也可以与布线区域ARE3统一。但是，从接地电源电压VSS与接地电源电压GND不同而产生较大的噪声的情况、以及从布线区域ARE3朝向布线区域ARE2的电源供给及信号传送使用与布线区域ARE1的情况同样的方式的观点出发，在此，利用绝缘区域ISO将布线区域ARE2与布线区域ARE3分离。
另一方面，图10(b)示出向图14的构成例追加了图9的光电耦合器等的情况的基板布局。在图10(b)中，在高边用的布线区域ARE1’及低边用的布线区域ARE2’分别安装负电源生成电路NVGh、NVGl，而且，变压器TR’的尺寸比图10(a)的情况增大。其结果是，安装零件数量增大，伴随于此，会产生成本的增大、布线基板的尺寸的增大等。因此，使用图10(a)的构成例的情况是有益的。
以上，通过使用本实施方式2的电力变换装置及驱动装置，与实施方式1的情况同样，代表性地能够实现安装零件数的削减。此外，能够容易提升高边/低边晶体管的驱动电压，实现损失的减少等。
以上，基于实施方式，具体地说明了由本发明者作出的发明，但是本发明并不限定为前述实施方式，能够在不脱离其主旨的范围内进行各种变更。例如，前述的实施方式是为了便于理解本发明地说明而详细说明的实施方式，未必非要限定为具备说明的全部的结构的情况。另外，可以将某实施方式的结构的一部分置换成其他的实施方式的结构，而且，也可以向某实施方式的结构加入其他的实施方式的结构。另外，关于各实施方式的结构的一部分，可以进行其他的结构的追加/删除/置换。

Claims (17)

1.一种电力变换装置，具有：
高边晶体管，由IGBT构成；
低边晶体管，由IGBT构成，且集电极与所述高边晶体管的发射极结合；
高边驱动器，对所述高边晶体管进行驱动；及
低边驱动器，对所述低边晶体管进行驱动，
在所述电力变换装置中，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别具备：
第一沟槽栅电极，配置在有效单元区域内，且与栅极电连接；及
第二沟槽栅电极及第三沟槽栅电极，在所述有效单元区域内分别空出间隔地配置在所述第一沟槽栅电极的两侧，且与发射极电连接，
所述高边驱动器具备：
第一上拉晶体管，以所述高边晶体管的发射极为基准而向栅极施加成为正电压的第一电压；及
第一下拉晶体管，将所述高边晶体管的栅极与发射极结合，
所述低边驱动器具备：
第二上拉晶体管，以所述低边晶体管的发射极为基准而向栅极施加成为正电压的第二电压；及
第二下拉晶体管，将所述低边晶体管的栅极与发射极结合。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，还具有：
变压器，包含一次线圈和第一二次线圈及第二二次线圈；
交流电压生成电路，生成交流电压，并将该交流电压向所述一次线圈施加；
第一整流电路，对由所述第一二次线圈生成的交流电压进行整流，以第一基准节点为基准而在第一节点生成所述第一电压；及
第二整流电路，对由所述第二二次线圈生成的交流电压进行整流，以第二基准节点为基准而在第二节点生成所述第二电压，
所述第一基准节点与所述高边晶体管的发射极和所述第一下拉晶体管的一端结合，
所述第一节点与所述第一上拉晶体管的一端结合，
所述第二基准节点与所述低边晶体管的发射极和所述第二下拉晶体管的一端结合，
所述第二节点与所述第二上拉晶体管的一端结合。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，还具有：
第一光电耦合器，被输入具有比所述第一电压及所述第二电压低的电压水平的第一PWM信号，将所述第一PWM信号的电压水平变换成与所述第一电压对应的电压水平，并利用该变换后的PWM信号来控制所述高边驱动器；及
第二光电耦合器，被输入具有比所述第一电压及所述第二电压低的电压水平的第二PWM信号，将所述第二PWM信号的电压水平变换成与所述第二电压对应的电压水平，并利用该变换后的PWM信号来控制所述低边驱动器。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述第一电压及所述第二电压分别大于15V。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别具备1200V以上的耐压。
6.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述高边驱动器、所述低边驱动器、所述变压器、所述交流电压生成电路、所述第一整流电路及所述第二整流电路分别安装在布线基板上。
7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别还具有：
第一半导体区域，配置在所述第一沟槽栅电极与所述第二沟槽栅电极之间，且形成沟道；
第二半导体区域，配置在所述第一沟槽栅电极与所述第三沟槽栅电极之间，且形成沟道；
第三半导体区域，配置在隔着所述第二沟槽栅电极而与所述第一半导体区域相对的一侧，且成为浮置节点；及
第四半导体区域，配置在隔着所述第三沟槽栅电极而与所述第二半导体区域相对的一侧，且成为浮置节点。
8.根据权利要求1或7所述的电力变换装置，其中，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别由具有发射极电极、栅极电极及集电极电极的多个半导体芯片构成，
所述多个半导体芯片的所述发射极电极共同结合，
所述多个半导体芯片的所述集电极电极共同结合。
9.一种电力变换装置，具有：
转换器部，将从外部输入的交流电压变换成直流电压；
电容器，保持由所述转换器部变换的所述直流电压；
变换器部，将由所述电容器保持的所述直流电压变换成具有规定的电压及频率的3相的交流电压；及
驱动器部，对所述变换器部进行控制，
在所述电力变换装置中，
所述变换器部在所述3相的各相，具备由IGBT构成的高边晶体管和由IGBT构成且集电极与所述高边晶体管的发射极结合的低边晶体管，
所述驱动器部在所述3相的各相，具备对所述高边晶体管进行驱动的高边驱动器和对所述低边晶体管进行驱动的低边驱动器，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别具备：
第一沟槽栅电极，配置在有效单元区域内，且与栅极电连接；及
第二沟槽栅电极及第三沟槽栅电极，在所述有效单元区域内分别空出间隔地配置在所述第一沟槽栅电极的两侧，且与发射极电连接，
所述高边驱动器具备：
第一上拉晶体管，以所述高边晶体管的发射极为基准而向栅极施加成为正电压的第一电压；及
第一下拉晶体管，将所述高边晶体管的栅极与发射极结合，
所述低边驱动器具备：
第二上拉晶体管，以所述低边晶体管的发射极为基准而向栅极施加成为正电压的第二电压；及
第二下拉晶体管，将所述低边晶体管的栅极与发射极结合。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述驱动器部在所述3相的各相，还具有：
变压器，包含一次线圈、第一二次线圈及第二二次线圈；
交流电压生成电路，生成交流电压，并将该交流电压向所述一次线圈施加；
第一整流电路，对由所述第一二次线圈生成的交流电压进行整流，以第一基准节点为基准而在第一节点生成所述第一电压；及
第二整流电路，对由所述第二二次线圈生成的交流电压进行整流，以第二基准节点为基准而在第二节点生成所述第二电压，
所述第一基准节点与所述高边晶体管的发射极和所述第一下拉晶体管的一端结合，
所述第一节点与所述第一上拉晶体管的一端结合，
所述第二基准节点与所述低边晶体管的发射极和所述第二下拉晶体管的一端结合，
所述第二节点与所述第二上拉晶体管的一端结合。
11.根据权利要求10所述的电力变换装置，其中，
所述高边驱动器、所述低边驱动器、所述变压器、所述交流电压生成电路、所述第一整流电路及所述第二整流电路分别安装在布线基板上。
12.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别还具有：
第一半导体区域，配置在所述第一沟槽栅电极与所述第二沟槽栅电极之间，且形成沟道；
第二半导体区域，配置在所述第一沟槽栅电极与所述第三沟槽栅电极之间，且形成沟道；
第三半导体区域，配置在隔着所述第二沟槽栅电极而与所述第一半导体区域相对的一侧，且成为浮置节点；及
第四半导体区域，配置在隔着所述第三沟槽栅电极而与所述第二半导体区域相对的一侧，且成为浮置节点。
13.根据权利要求9～12中任一项所述的电力变换装置，其中，
向所述转换器部输入来自风力发电机的交流电压。
14.一种驱动装置，由布线基板构成，其中，
所述布线基板具有：
第一驱动端子及第二驱动端子，用于驱动半桥电路的高边晶体管；
第三驱动端子及第四驱动端子，用于驱动所述半桥电路的低边晶体管；
高边驱动器，具备以所述第二驱动端子为基准而向所述第一驱动端子施加成为正电压的第一电压的第一上拉晶体管和将所述第一驱动端子与所述第二驱动端子结合的第一下拉晶体管；
低边驱动器，具备以所述第四驱动端子为基准而向所述第三驱动端子施加成为正电压的第二电压的第二上拉晶体管和将所述第三驱动端子与所述第四驱动端子结合的第二下拉晶体管；
变压器，包含一次线圈、第一二次线圈及第二二次线圈；
交流电压生成电路，生成交流电压，并将该交流电压向所述一次线圈施加；
第一整流电路，对由所述第一二次线圈生成的电压进行整流，以第一基准节点为基准而在第一节点生成所述第一电压；
第二整流电路，对由所述第二二次线圈生成的电压进行整流，以第二基准节点为基准而在第二节点生成所述第二电压；
第一布线，将所述第一基准节点与所述第二驱动端子和所述第一下拉晶体管的一端结合；
第二布线，将所述第一节点与所述第一上拉晶体管的一端结合；
第三布线，将所述第二基准节点与所述第四驱动端子和所述第二下拉晶体管的一端结合；及
第四布线，将所述第二节点与所述第二上拉晶体管的一端结合。
15.根据权利要求14所述的驱动装置，其中，
所述布线基板还具有：
第一光电耦合器，被输入具有比所述第一电压及所述第二电压低的电压水平的第一PWM信号，将所述第一PWM信号的电压水平变换成与所述第一电压对应的电压水平，并利用该变换后的PWM信号来控制所述高边驱动器；及
第二光电耦合器，被输入具有比所述第一电压及所述第二电压低的电压水平的第二PWM信号，将所述第二PWM信号的电压水平变换成与所述第二电压对应的电压水平，并利用该变换后的PWM信号来控制所述低边驱动器。
16.根据权利要求15所述的驱动装置，其中，
所述布线基板具有相互绝缘的第一布线区域、第二布线区域及第三布线区域，
所述第一驱动端子及所述第二驱动端子、所述高边驱动器以及所述第一整流电路设于所述第一布线区域，
所述第三驱动端子及所述第四驱动端子、所述低边驱动器以及所述第二整流电路设于所述第二布线区域，
所述交流电压生成电路设于所述第三布线区域，
所述变压器设置在所述第三布线区域与所述第一布线区域及所述第二布线区域之间，
所述第一光电耦合器设置在所述第三布线区域与所述第一布线区域之间，
所述第二光电耦合器设置在所述第三布线区域与所述第二布线区域之间。
17.根据权利要求14～16中任一项所述的驱动装置，其中，
所述高边晶体管及所述低边晶体管分别是IGBT，该IGBT具有：
第一沟槽栅电极，配置在有效单元区域内，且与栅极电连接；
第二沟槽栅电极及第三沟槽栅电极，在所述有效单元区域内分别空出间隔地配置在所述第一沟槽栅电极的两侧，且与发射极电连接。
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