CN105987691B - 电路装置、物理量检测装置、电子设备以及移动体 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能够适当地对差分信号处理电路的故障进行检测的电路装置、物理量检测装置、电子设备以及移动体等。电路装置包括：差分输入/单端输出的第一放大器(AMC1)，其中，构成差分信号的第一信号(QB1)、第二信号(QB2)之中的第一信号(QB1)被输入至反相输入端子(TM1)，第二信号(QB2)被输入至非反相输入端子(TP1)；差分输入/单端输出的第二放大器(AMC2)，其中，第一信号(QB1)被输入至非反相输入端子(TP2)，第二信号(QB2)被输入至反相输入端子(TM2)；故障检测电路(160)，其基于第一放大器(AMC1)的输出信号(QC1)和第二放大器(AMC2)的输出信号(QC2)而实施故障检测。

Description

电路装置、物理量检测装置、电子设备以及移动体

技术领域

本发明涉及电路装置、物理量检测装置、电子设备以及移动体等。

背景技术

一直以来，已知一种基于来自物理量传感器(transducer)的检测信号而对物理量进行检测的电路装置。若以陀螺传感器(sensor)为例，则电路装置对作为物理量的角速度等进行检测。陀螺传感器被组装到例如数码相机、智能手机等电子设备或汽车、飞机等移动体中，并使用所检测出的角速度等物理量来实施手抖补正、姿态控制、GPS自动导航等。

作为这种陀螺传感器的电路装置，存在有例如在专利文献1中所公开的技术。

在专利文献1中，在检测电路的第一Q/V转换电路(电荷/电压转换电路)、第二Q/V转换电路(电荷/电压转换电路)的后级设置有差分放大电路或者增益调节放大器等差分信号处理电路。该差分信号处理电路对来自第一Q/V转换电路、第二Q/V转换电路的第一信号、第二信号的差分成分进行放大，并向后级的电路输出。

然而，迄今为止无法实施这样的差分信号处理电路的故障检测。虽然能够实施例如作为检测电路整体的故障检测，但无法单独地对差分信号处理电路的故障进行检测。例如，在虽然实际上差分信号处理电路发生了故障，却貌似正常地对差分成分进行差分放大的情形下等，在作为检测电路整体的故障检测中，无法实现差分信号处理电路的适当的故障检测。因此，在电路装置实际工作的期间内，差分信号处理电路随着时间推移而发生了故障的情况下，无法适当地对此进行应对，从而产生可靠性的下降等问题。

专利文献1：日本特开2008-122122号公报

发明内容

根据本发明的几个方式，能够提供一种可适当地对差分信号处理电路的故障进行检测的电路装置、物理量检测装置、电子设备以及移动体等。

本发明为用于解决上述的课题的至少一部分而完成的发明，并能够作为以下的形态或方式来实现。

本发明的一个方式涉及一种电路装置，所述电路装置包括：差分输入单端输出的第一放大器，其中，构成差分信号的第一信号以及第二信号之中的所述第一信号被输入至反相输入端子，所述第二信号被输入至非反相输入端子；差分输入单端输出的第二放大器，其中，所述第一信号被输入至非反相输入端子，所述第二信号被输入至反相输入端子；故障检测电路，其基于所述第一放大器的输出信号和所述第二放大器的输出信号而实施故障检测。

在本发明的一个方式中，设置有差分输入单端输出(差分输入且单端输出)的第一放大器和差分输入单端输出(差分输入且单端输出)的第二放大器，在所述第一放大器中，构成差分信号的第一信号、第二信号分别被输入至反相输入端子、非反相输入端子，在所述第二放大器中，上述第一信号、第二信号分别被输入至非反相输入端子、反相输入端子。通过设置这种第一放大器、第二放大器，第一放大器、第二放大器的输出信号成为差分的输出信号，从而能够实现差分输入/差分输出的差分信号处理电路。而且，在本发明的一个方式中，基于以这种方式被构成的差分信号处理电路的第一放大器的输出信号和第二放大器的输出信号而实施故障检测。如此，即使对于在由差分输入/差分输出的一个全差分放大器构成差分信号处理电路的情况下可能忽视的故障也能够进行检测，从而能够提供一种可适当地对差分信号处理电路的故障进行检测的电路装置。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第一放大器以及所述第二放大器为，实施以同一模拟公共电压为基准的单端的输出的放大器。

如此，例如在第一放大器以模拟公共电压为基准而输出正极性的信号时，第二放大器能够以模拟公共电压为基准而输出负极性的信号，而在第一放大器以模拟公共电压为基准而输出负极性的信号时，第二放大器能够以模拟公共电压为基准而输出正极性的信号，从而能够实现差分输出的差分信号处理电路。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述故障检测电路通过对监视电压是否处于以所述模拟公共电压为基准的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测，其中，所述监视电压为，基于所述第一放大器的所述输出信号的电压和所述第二放大器的所述输出信号的电压而得到的电压。

如此，例如在基于第一放大器、第二放大器的输出信号的电压而得到的监视电压处于判断电压范围内的情况下，能够判断为处于正常状态，而在该监视电压处于判断电压范围外的情况下，能够判断为可能发生了故障。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述故障检测电路基于通过对所述第一放大器的所述输出信号的电压和所述第二放大器的所述输出信号的电压进行分压而得到的监视电压，而实施故障检测。

如此，仅通过对第一放大器、第二放大器的输出信号的电压进行分压，便能够使用该通过分压而生成的监视电压，而适当地对故障进行检测，从而能够以简单的结构来实现故障检测。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述故障检测电路通过对所述监测电压是否处于高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压之间的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

如此，例如在监视电压处于由高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压所规定的判断电压范围内的情况下，能够判断为处于正常状态，而在监视电压处于判断电压范围外的情况下，能够判断为可能发生了故障。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第一放大器包括：第一运算放大器；第一电阻元件，其被设置于所述第一放大器的所述反相输入端子与所述第一运算放大器的反相输入端子之间；第二电阻元件，其被设置于所述第一运算放大器的所述反相输入端子与所述第一运算放大器的输出端子之间；第三电阻元件，其被设置于所述第一放大器的所述非反相输入端子与所述第一运算放大器的非反相输入端子之间；第四电阻元件，其被设置于所述第一运算放大器的所述非反相输入端子与模拟公共电压节点之间，所述第二放大器包括：第二运算放大器；第五电阻元件，其被设置于所述第二放大器的所述反相输入端子与所述第二运算放大器的反相输入端子之间；第六电阻元件，其被设置于所述第二运算放大器的所述反相输入端子与所述第二运算放大器的输出端子之间；第七电阻元件，其被设置于所述第二放大器的所述非反相输入端子与所述第二运算放大器的非反相输入端子之间；第八电阻元件，其被设置于所述第二运算放大器的所述非反相输入端子与所述模拟公共电压节点之间。

如此，能够通过第一运算放大器和第一电阻元件至第四电阻元件来实现差分输入单端输出的第一放大器，在该第一放大器中，构成差分信号的第一信号、第二信号分别被输入至反相输入端子、非反相输入端子器。此外，能够通过第二运算放大器和第五电阻元件至第八电阻元件来实现差分输入单端输出的第二放大器，在该第二放大器，上述第一信号、第二信号分别被输入至非反相输入端子、反相输入端子。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括：驱动电路，其对物理量传感器进行驱动；检测电路，其被输入来自所述物理量传感器的第一检测信号以及第二检测信号，所述检测电路包括差分放大电路，所述差分放大电路通过所述第一放大器以及所述第二放大器而构成，并被输入与所述第一检测信号以及所述第二检测信号相对应的所述第一信号以及所述第二信号。

如此，能够通过差分输入单端输出的第一放大器、第二放大器来实现检测电路的差分放大电路，所述检测电路基于来自由驱动电路所驱动的物理量传感器的第一检测信号、第二检测信号而实施检测工作。而且，在这种结构的检测电路中，能够实施由第一放大器、第二放大器构成的差分放大电路的单独的故障检测，从而实现可靠性的提升等。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述检测电路包括：第一电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第一检测信号且输出所述第一信号；第二电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第二检测信号且输出所述第二信号。

如此，能够通过第一电荷/电压转换电路、第二电荷/电压转换电路而将作为电荷信号的第一检测信号、第二检测信号转换为作为电压信号的第一信号、第二信号，并且通过由第一放大器、第二放大器构成的差分放大电路而对上述第一信号、第二信号的差分成分进行差分放大。而且，在这种结构的检测电路中，能够实施差分放大电路的单独的故障检测，从而实现可靠性的提升等。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括增益调节放大器，所述增益调节放大器被设置在所述差分放大电路的后级侧，并对所述差分放大电路的输出信号的增益进行调节。

如此，通过使用被设置在差分放大电路的后级侧的增益调节放大器，从而能够可变地对差分放大电路的输出信号的增益进行调节。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括同步检波电路，所述同步检波电路被设置在所述增益调节放大器的后级侧，并基于来自所述驱动电路的同步信号而实施同步检波。

如此，在通过同步检波而提取第一检测信号、第二检测信号中所包含的所需信号的结构的检测电路中，能够实施差分放大电路的单独的故障检测，从而实现可靠性的提升等。

本发明的一个方式涉及一种电路装置，所述电路装置包括：第一运算放大器，其中，构成差分信号的第一信号以及第二信号之中的所述第一信号被输入至非反相输入端子；第二运算放大器，其中，所述第一信号以及所述第二信号之中的所述第二信号被输入至非反相输入端子；第一分压电路，其对第一节点的电压和所述第一运算放大器的输出端子的电压进行分压，并将所述第一运算放大器的反相输入端子设定为通过所述分压而得到的电压；第二分压电路，其对所述第一节点的电压和所述第二运算放大器的输出端子的电压进行分压，并将所述第二运算放大器的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压；故障检测电路，其基于作为所述第一节点的电压的监测电压而实施故障检测。

在本发明的一个方式中，设置有第一运算放大器和第二运算放大器，在所述第一运算放大器中，构成差分信号的第一信号、第二信号之中的第一信号被输入至非反相输入端子，在所述第二运算放大器中，第二信号被输入至非反相输入端子。而且，通过对第一节点的电压和第一运算放大器的输出端子的电压进行分压，从而对第一运算放大器的反相输入端子的电压进行设定。此外，通过对第一节点的电压和第二运算放大器的输出端子的电压进行分压，从而对第二运算放大器的反相输入端子的电压进行设定。通过采用这种结构，第一运算放大器、第二运算放大器的输出信号成为差分的输出信号，从而能够实现差分输入/差分输出的差分信号处理电路。而且，在本发明的一个方式中，将以这种方式构成的差分信号处理电路的第一节点的电压作为监视电压而实施故障检测。如此，能够对构成第一分压电路、第二分压电路的电路元件进行有效活用，并对故障进行检测。因此，能够提供一种可将电路规模的增加抑制在最小限度，并且适当地对差分信号处理电路的故障进行检测的电路装置。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第一分压电路包括：第一电阻元件，其被设置于所述第一节点与所述第一运算放大器的所述反相输入端子之间；第二电阻元件，其被设置于所述第一运算放大器的所述反相输入端子与所述第一运算放大器的所述输出端子之间，所述第二分压电路包括：第三电阻元件，其被设置于所述第一节点与所述第二运算放大器的所述反相输入端子之间；第四电阻元件，其被设置于所述第二运算放大器的所述反相输入端子与所述第二运算放大器的所述输出端子之间。

如此，能够将第一运算放大器的反相输入端子的电压设定为通过第一电阻元件、第二电阻元件对第一节点的电压和第一运算放大器的输出端子的电压进行分压所得到的电压。此外，能够将第二运算放大器的反相输入端子的电压设定为通过第三电阻元件、第四电阻元件对第一节点的电压和第二运算放大器的输出端子的电压进行分压而得到的电压。而且，能够将共通连接有第一电阻元件的一端与第三电阻元件的一端的第一节点的电压作为监视电压，而实现差分信号处理电路的故障检测。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件中的至少一方和所述第三电阻元件以及所述第四电阻元件中的至少一方为电阻值可变的电阻元件。

如此，通过可变地对第一电阻元件、第二电阻元件中的至少一方和第三电阻元件、第四电阻元件中的至少一方进行调节，从而能够实现差分输入/差分输出的增益调节放大器。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述第一信号为，以模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的信号，所述第二信号为，以所述模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的信号，所述故障检测电路通过对所述监测电压是否处于以所述模拟公共电压为基准的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

如此，例如在监视电压处于以模拟公共电压为基准的判断电压范围内的情况下，能够判断为处于正常状态，而在该监视电压处于判断电压范围外的情况下，能判断为可能发生了故障。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述故障检测电路通过对所述监测电压是否处于高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压之间的所述判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

如此，例如在监视电压处于由高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压所规定的判断电压范围内的情况下，能够判断为处于正常状态，而在监视电压处于判断电压范围外的情况下，能够判断为可能发生了故障。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括：驱动电路，其对物理量传感器进行驱动；检测电路，其被输入来自所述物理量传感器的第一检测信号以及第二检测信号，所述检测电路包括增益调节放大器，所述增益调节放大器通过所述第一运算放大器以及所述第二运算放大器和所述第一分压电路以及所述第二分压电路而构成，并被输入与所述第一检测信号以及所述第二检测信号相对应的所述第一信号以及所述第二信号。

如此，能够通过第一运算放大器、第二运算放大器和第一分压电路、第二分压电路而实现检测电路的增益调节放大器，所述检测电路基于来自由驱动电路所驱动的物理量传感器的第一检测信号、第二检测信号而实施检测动作。而且，在这种结构的检测电路中，能够实施增益调节放大器的单独的故障检测，从而实现可靠性的提升等。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，包括同步检波电路，所述同步检波电路被设置在所述增益调节放大器的后级侧，并基于来自所述驱动电路的同步信号而实施同步检波。

如此，在通过同步检波而提取第一检测信号、第二检测信号中所包含的所需信号的结构的检测电路中，能够实施增益调节放大器的单独的故障检测，从而实现可靠性的提升等。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述检测电路包括差分放大电路，所述差分放大电路被设置在所述增益调节放大器的前级侧，并输出所述第一信号、所述第二信号。

如此，能够向增益调节放大器输入通过差分放大电路而被进行了差分放大的第一信号、第二信号，并可变地对其增益进行调节。

此外，在本发明的一个方式中，也可以采用如下方式，即，所述检测电路包括：第一电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第一检测信号；第二电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第二检测信号。

如此，通过第一电荷/电压转换电路、第二电荷/电压转换电路而将作为电荷信号的第一检测信号、第二检测信号转换为电压信号，从而能够向增益调节放大器输入与第一检测信号、第二检测信号相对应的电压信号的第一信号、第二信号。而且，在这种结构的检测电路中，能够实施增益调节放大器的单独的故障检测，从而实现可靠性的提升等。

此外，本发明的其他的方式涉及一种物理量检测装置，所述物理量检测装置包括上文所记载的电路装置和所述物理量传感器。

此外，本发明的其他的方式涉及一种电子设备，所述电子设备包括上文所记载的电路装置。

此外，本发明的其他的方式涉及一种移动体，所述移动体包括上文所记载的电路装置。

附图说明

图1为第一实施方式的电路装置的基本结构例。

图2为第一实施方式的电路装置的详细的结构例。

图3A为对第一实施方式的电路装置的动作进行说明的信号波形图。

图3B为对第一实施方式的电路装置的动作进行说明的信号波形图。

图4为第一实施方式的电路装置的整体的系统结构例。

图5为第一实施方式的检测电路的结构例。

图6为第一实施方式的电路装置、电子设备、陀螺传感器(物理量检测装置)的结构例。

图7为第一实施方式的驱动电路、检测电路的详细的结构例。

图8为第一实施方式的检测电路的更详细的结构例。

图9为模拟公共电压生成电路的结构例。

图10为对由诊断电路实施的自我诊断进行说明的信号波形图。

图11为对电路装置的动作进行说明的动作顺序图。

图12为第二实施方式的电路装置的基本结构例。

图13为第二实施方式的电路装置的详细的结构例。

图14A为对第二实施方式的电路装置的动作进行说明的信号波形图。

图14B为对第二实施方式的电路装置的动作进行说明的信号波形图。

图15为第二实施方式的电路装置的整体的系统结构例。

图16为第二实施方式的检测电路的结构例。

图17为第二实施方式的电路装置、电子设备、陀螺传感器(物理量检测装置)的结构例。

图18为第二实施方式的驱动电路、检测电路的详细的结构例。

图19为第二实施方式的检测电路的更详细的结构例。

图20A为组装有实施方式的电路装置的移动体的结构例。

图20B为组装有实施方式的电路装置的电子设备的结构例。

图20C为组装有实施方式的电路装置的电子设备的结构例。

图20D为组装有实施方式的电路装置的机器人的结构例。

具体实施方式

以下，对本发明的优选的实施方式进行详细说明。另外，在下文中所说明的本实施方式并非对权利要求书中所记载的本发明的内容进行不当限定的方式，在本实施方式中所说明的所有结构并不一定均是作为本发明的解决方法所必需的结构。

1.电路装置

以下，对本发明的第一实施方式所涉及的电路装置进行说明。在图1中，图示了第一实施方式的电路装置的基本的结构例。本实施方式的电路装置包括第一放大器AMC1和第二放大器AMC2。通过上述第一放大器AMC1、第二放大器AMC2而构成了差分放大电路70(在广义上为差分信号处理电路)。另外，本实施方式的电路装置包括故障检测电路160。

第一放大器AMC1为差分输入/单端输出(差分输入且单端输出)的放大器。具体而言，在第一放大器AMC1中，构成差分信号的第一信号QB1、第二信号QB2之中的第一信号QB1被输入至反相输入端子TM1(－)，第二信号QB2被输入至非反相输入端子TP1(+)。而且，向输出节点NC1输出单端的信号QC1。

第二放大器AMC2也为差分输入/单端输出(差分输入且单端输出)的放大器。具体而言，在第二放大器AMC2中，构成差分信号的第一信号QB1、第二信号QB2之中的第一信号QB1被输入至非反相输入端子TP2(+)，第二信号QB2被输入至反相输入端子TM2(－)。而且，向输出节点NC2输出单端的信号QC2。

上述第一放大器AMC1、第二放大器AMC2为，实施以同一模拟公共电压为基准的单端的输出的放大器。而且，上述放大器AMC1、AMC2的输出信号QC1、QC2构成差分放大电路70的差分输出信号。例如在第一放大器AMC1以模拟公共电压(模拟接地)为基准而输出正极性的电压的信号QC1时，第二放大器AMC2以模拟公共电压为基准而输出负极性的电压的信号QC2。在第一放大器AMC1以模拟公共电压为基准而输出负极性的电压的信号QC1时，第二放大器AMC2以模拟公共电压为基准而输出正极性的电压的信号QC2。因此，上述信号QC1、QC2成为差分的输出信号。

而且，故障检测电路160基于第一放大器AMC1的输出信号QC1和第二放大器AMC2的输出信号QC2而实施故障检测。例如基于第一放大器AMC1的输出信号QC1的电压和第二放大器AMC2的输出信号QC2的电压而实施故障检测。具体而言，故障检测电路160通过对监视电压是否处于以模拟公共电压为基准(中心)的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测，其中，所述监视电压为，基于第一放大器AMC1的输出信号QC1的电压和第二放大器AMC2的输出信号QC2的电压而得到的电压。

例如，故障检测电路160基于通过对第一放大器AMC1的输出信号QC1的电压和第二放大器AMC2的输出信号QC2的电压进行分压而得到的监视电压(分压)，而实施故障检测。即，通过对该监视电压是否处于高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压之间的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。并且，输出监视结果信号DGC(诊断信号、故障检测信号)。

如此，在本实施方式中，通过两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2而构成了差分放大电路70。

即，在通常情况下，一般使用一个差分输入/差分输出的全差分放大器来实现差分放大电路70。

在本实施方式中，正与此相反，使用两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2来实现差分放大电路70。虽然在像这样使用两个放大器AMC1、AMC2时，电路规模可能会增大，但在本实施方式中，以通过适当地对差分放大电路70的故障进行检测从而提高可靠性为优先。

通过像这样用两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2来构成差分放大电路70，并且故障检测电路160使用这些单端输出的放大器AMC1、AMC2的输出信号QC1、QC2而实施故障检测，从而能够实现差分放大电路70的适当的故障检测。例如在通常的差分输入/差分输出的全差分放大器中，存在如下的情形，即，即使在电路中发生故障，也貌似在适当地对其差分成分进行放大的情形，在这种情形的情况下，可能无法实现差分放大电路70的适当的故障检测。

对于这一点，在本实施方式中，由于通过两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2而构成差分放大电路70，因此通过故障检测电路160实施基于输出信号QC1、QC2的故障检测，从而也能够适当地对如上文所述的情形下的故障进行检测。即，放大器AMC1的输出信号QC1基于信号QB1、QB2两者而生成，放大器AMC2的输出信号QC2也基于信号QB1、QB2两者而生成。因此，无论是在信号QB1的路径上发生了故障的情形下，还是在信号QB2的路径上发生了故障的情形下，该故障的影响均会波及到放大器AMC1、AMC2的输出信号QC1、QC2。因此，通过故障检测电路160监视输出信号QC1、QC2，从而能够适当地对上述两种情形下的故障的发生进行检测，由此能够实现差分放大电路的适当的故障检测。

在图2中，图示了本实施方式的电路装置的详细的结构例。在图2中，差分放大电路70包括放大器AMC1和放大器AMC2，放大器AMC1具有第一运算放大器OPC1和第一电阻元件至第四电阻元件RC1～RC4。

第一电阻元件RC1被设置于放大器AMC1的反相输入端子TM1(节点NB1)与第一运算放大器OPC1的反相输入端子(节点NC3)之间。第二电阻元件RC2被设置于第一运算放大器OPC1的反相输入端子与第一运算放大器OPC1的输出端子(放大器AMC1的输出端子、节点NC1)之间。即，第一电阻元件RC1、第二电阻元件RC2被串联连接于放大器AMC1的反相输入端子TM1与第一运算放大器OPC1的输出端子(NC1)之间。在放大器AMC1的反相输入端子TM1(－)上，输入有来自前级的电路的信号QB1。

第三电阻元件RC3被设置于放大器AMC1的非反相输入端子TP1(节点NB2)与第一运算放大器OPC1的非反相输入端子(节点NC4)之间。第四电阻元件RC4被设置于第一运算放大器OPC1的非反相输入端子(NC4)与模拟公共电压VCM的节点NC7之间。即，第三电阻元件RC3、第四电阻元件RC4被串联连接于放大器AMC1的非反相输入端子TP1与节点NC7之间。在放大器AMC1的非反相输入端子TP1(+)上，输入有来自前级的电路的信号QB2。

另外，在图2中，节点NC7被设定为模拟公共电压VCM(模拟公共电压)上，该模拟公共电压VCM通过后述的模拟公共电压生成电路而被生成。例如，通过模拟公共电压生成电路的输出端子与节点NC7连接，从而节点NC7被设定为模拟公共电压VCM。

放大器AMC2具有第二运算放大器OPC2和第五电阻元件至第八电阻元件RC5～RC8。

第五电阻元件RC5被设置于放大器AMC2的反相输入端子TM2(节点NB2)与第二运算放大器OPC2的反相输入端子(节点NC5)之间。第六电阻元件RC6被设置于第二运算放大器OPC2的反相输入端子(NC5)与第二运算放大器OPC2的输出端子(放大器AMC2的输出端子、节点NC2)之间。即，第五电阻元件RC5、第六电阻元件RC6被串联连接于放大器AMC2的反相输入端子TM2与第二运算放大器OPC2的输出端子(NC2)之间。在放大器AMC2的反相输入端子TM2(－)上，输入有来自前级的电路的信号QB2。

第七电阻元件RC7被设置于放大器AMC2的非反相输入端子TP2(节点NB1)与第二运算放大器OPC2的非反相输入端子(节点NC6)之间。第八电阻元件RC8被设置于第二运算放大器OPC2的非反相输入端子(NC6)与模拟公共电压VCM的节点NC7之间。即，第七电阻元件RC7、第八电阻元件RC8被串联连接于放大器AMC2的非反相输入端子TP2与节点NC7之间。在放大器AMC2的非反相输入端子TP2上，输入有来自前级的电路的信号QB1。另外，电阻元件RC1～RC8能够通过POLY电阻(多晶硅电阻)等来实现。

如此，差分放大电路70通过两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2而构成。即，差分放大电路70通过放大器AMC1和放大器AMC2而构成，在所述放大器AMC1中，构成差分信号的信号QB1、QB2之中的信号QB1被输入至反相输入端子TM1(－)，信号QB2被输入至非反相输入端子TP1(+)，在所述放大器AMC2中，信号QB1被输入至非反相输入端子TP2(+)，信号QB2被输入至反相输入端子TM2(－)。

通过采用这种结构，从而电压以模拟公共电压VCM(模拟接地)为基准而向正极侧或负极侧变化的差分的信号QC1、QC2从差分放大电路70被输出。例如在信号QC1相对于模拟公共电压VCM而为正极性的电压的情况下，信号QC2相对于VCM而成为负极性的电压。在信号QC1相对于VCM而为负极性的电压的情况下，信号QC2相对于VCM而成为正极性的电压。

此外，在放大器AMC1的输出信号QC1的输出节点NC1与放大器AMC2的输出信号QC2的输出节点NC2之间，设置有电阻元件RC9、RC10。通过这些电阻元件RC9、RC10而构成了分压电路。而且，在电阻元件RC9与电阻元件RC10的连接节点NC8处，生成有通过对放大器AMC1的输出信号QC1的电压与放大器AMC2的输出信号QC2的电压进行分压而得到的监视电压VB。例如在电阻元件RC9、RC10的电阻值相等的情况下，监视电压VB成为信号QC1的电压与信号QC2的电压的中点电压。因此，当将信号QC1的电压设为VQC1，将信号QC2的电压设为VQC2时，能够将监视电压表示为VB＝(VQC1+VQC2)/2。另外，电阻元件RC9、RC10的电阻值为任意。

而且，故障检测电路160基于该监视电压VB而实施差分放大电路70的故障检测。即，故障检测电路160通过对由信号QC1与QC2的分压所得到的监视电压VB是否处于以模拟公共电压VCM为基准(中心)的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。例如，通过对监视电压VB是否处于高电位侧的阈值电压VTH与低电位侧的阈值电压VTL之间的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

具体而言，故障检测电路160具有比较器CPC1、CPC2和OR(或)电路ORC1。在比较器CPC1的反相输入端子上输入有高电位侧的阈值电压VTH，在非反相输入端子上输入有作为通过电阻元件RC9、RC10而得到的分压(中点电压)的监视电压VB。在比较器CPC2的反相输入端子上输入有监视电压VB，在非反相输入端子上输入有低电位侧的阈值电压VTL。OR电路ORC1被输入比较器CPC1、CPC2的输出信号，并输出监视结果信号DGC(诊断信号、故障检测信号)。

例如，在监视电压VB处于阈值电压VTH与阈值电压VTL之间的判断电压范围内的情况下，监视结果信号DGC成为L电平，而传达未检测到故障的情况。另一方面，在监视电压VB处于判断电压范围外的情况下，监视结果信号DGC成为H电平，而传达检测到故障的情况。

在图2中，例如当将电阻元件RC1、RC3、RC5、RC7的电阻值设为R1，将电阻元件RC2、RC4、RC6、RC8的电阻值设为R2，将差分放大电路70的差分放大的增益设为GC时，GC/2＝R2/R1的关系成立。

而且，由于运算放大器OPC1的反相输入端子的节点NC3的电压和非反相输入端子的节点NC4的电压通过由运算放大器OPC1实现的虚拟接地(虚拟短路)而变得相等，因此下式(1)成立。

QB1+{R1/(R1+R2)}(QC1－QB1)

＝QB2+{R1/(R1+R2)}(VCM－QB2) (1)

此处，当设为A＝R1/(R1+R2)时，通过上式(1)而导出下式(2)。

QC1＝VCM－{(1－A)/A}×(QB1－QB2) (2)

此外，由于运算放大器OPC2的反相输入端子的节点NC5的电压和非反相输入端子的节点NC6的电压通过由运算放大器OPC2实现的虚拟接地而变得相等，因此下式(3)成立。

QB2+{R1/(R1+R2)}(QC2－QB2)

＝QB1+{R1/(R1+R2)}(VCM－QB1) (3)

通过上式(3)而导出下式(4)。

QC2＝VCM+{(1－A)/A}×(QB1－QB2) (4)

此处，由于A＝R1/(R1+R2)，因此成为(1－A)/A＝R2/R1＝GC/2。因此，上式(2)、(4)能够以下式(5)、(6)的方式来表示。

QC1＝VCM－(GC/2)×(QB1－QB2) (5)

QC2＝VCM+(GC/2)×(QB1－QB2) (6)

此外，通过上式(5)、(6)而导出下式(7)。

QC1－QC2＝－GC×(QB1－QB2) (7)

如此，在差分放大电路70被输入了差分的信号QB1、QB2的情况下，输出QC1＝VCM－(GC/2)×(QB1－QB2)、QC2＝VCM+(GC/2)×(QB1－QB2)的信号。即，差分放大电路70输出信号QC1、QC2，该信号QC1、QC2为，信号QB1、QB2的差分成分(QB1－QB2)被放大了增益GC倍，且极性以模拟公共电压VCM为基准而发生了反转的差分的信号。

图3A、图3B为对本实施方式的电路装置的动作进行说明的信号波形图。图3A为未发生故障的情况下的信号波形，图3B为发生了故障的情况下的信号波形。

如上文所述，放大器AMC1、AMC2为实施以同一模拟公共电压VCM为基准的单端的输出的放大器。因此，如图3A所示，放大器AMC1的输出信号QC1与放大器AMC2的输出信号QC2成为以模拟公共电压VCM为中心(基准)的对称的信号波形。即，在信号QC1相对于VCM而成为正极性的电压的情况下，信号QC2相对于VCM而成为负极性的电压，在信号QC1相对于VCM而成为负极性的电压的情况下，信号QC2相对于VCM而成为正极性的电压。即，如在前述的式(5)、(6)中，QC1＝VCM－(GC/2)×(QB1－QB2)、QC2＝VCM+(GC/2)×(QB1－QB2)所表示的那样，信号QC1、QC2的电压电平根据信号QB1、QB2而发生变化。而且，(QC1+QC2)/2＝VCM的关系成立。

此外，图2的电阻元件RC9、RC10的电阻值相等，从而作为通过电阻元件RC9、RC10而得到的分压的监视电压VB成为信号QC1与QC2的中点电压。因此，成为VB＝(QC1+QC2)/2＝VCM，监视电压VB与模拟公共电压VCM一致。

此外，如图3A所示，故障检测电路160的判断电压范围为，由阈值电压VTH与VTL所规定的电压范围，例如，(VTH+VTL)/2＝VCM成立。即，模拟公共电压VCM为阈值电压VTH与VTL的中点电压。

而且，在未发生故障的情况下，如图3A所示，监视电压VB处于由阈值电压VTH与VTL所规定的判断电压范围内。其结果为，故障检测电路160输出L电平的监视结果信号DGC。

图3B为，例如发生了放大器AMC2的输出信号QC2短路为模拟公共电压VCM的故障的情况下的信号波形。在该情况下，由于信号QC1和信号QC2并未成为以模拟公共电压VCM为中心的对称的信号波形，因此监视电压VB的电压电平发生变动。

即，关于信号QC1，如QC1＝VCM－(GC/2)×(QB1－QB2)所表示的那样，电压电平根据信号QB1、QB2而发生变化。然而，关于信号QC2，短路为模拟公共电压VCM，从而QC2＝VCM+(GC/2)×(QB1－QB2)的关系不成立，并且成为QC2＝VCM。因此，虽然在图3A中VB＝(QC1+QC2)/2＝VCM成立，但在图3B中不成立。即，监视电压VB的电压电平如VB＝(QC1+QC2)/2＝(QC1+VCM)/2＝VCM－(GC/4)×(QB1－QB2)所表示的那样发生变动。

而且，在图3B的期间T1内，由于监视电压VB超过阈值电压VTH而成为判断电压范围外的电压，因此监视结果信号DGC成为H电平。在期间T2内，由于监视电压VB低于阈值电压VTL而成为判断电压范围外的电压，因此监视结果信号DGC成为H电平。期间T3、T4、T5、T6也同样如此。根据这些判断结果能够检测出故障。

具体而言，例如在监视电压VB处于判断范围外的时间达到了规定时间以上的情况下，判断为发生了故障(异常)。例如，可以周期地对作为监视结果的监视结果信号DGC进行监控，并且在监视结果信号DGC成为H电平的次数达到了规定次数以上的情况下，判断为发生了故障。或者，可以在监视结果信号DGC的占空比(H电平的期间所占的比例)达到了规定的占空比以上的情况下，判断为发生了故障。

如上文所述，在本实施方式中，通过对监视电压VB是否处于以模拟公共电压VCM为基准的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测，其中，所述监视电压VB为基于放大器AMC1的输出信号QC1的电压和放大器AMC2的输出信号QC2的电压而得到的电压。即，基于通过对放大器AMC1的输出信号QC1的电压和放大器AMC2的输出信号QC2的电压进行分压而得到的监视电压VB，而实施故障检测。通过采用这种方式，从而能够以简单的电路结构适当地实现差分放大电路70的单独的故障检测。

图4为本实施方式的电路装置的整体的系统结构例。图4的电路装置包括驱动电路30、检测电路60、控制部140、寄存器部142、故障检测电路160。

驱动电路30对物理量传感器18进行驱动。例如通过接收来自物理量传感器18的反馈信号DI，并输出与反馈信号DI相对应的驱动信号DQ，从而对物理量传感器18进行驱动。例如，来自物理量传感器18的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2经由端子PD1、PD2(衬垫)而被输入至电路装置的检测电路60。此外，来自物理量传感器18的反馈信号DI经由端子PD3(衬垫)而被输入至电路装置的驱动电路30，驱动电路30经由端子PD4(衬垫)而将驱动信号DQ向物理量传感器18输出。

检测电路60包括放大电路61、A/D转换电路100、DSP部110(数字信号处理部)。放大电路61具有利用图1、图2所说明的差分放大电路70。如此，本实施方式的电路装置包括对物理量传感器18进行驱动的驱动电路30和被输入来自物理量传感器18的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2的检测电路60。而且，如图1、图2所示，检测电路60包括差分放大电路70，所述差分放大电路70通过第一放大器AMC1、第二放大器AMC2而构成，并被输入与第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2相对应的第一信号QB1、第二信号QB2。对于放大电路61、A/D转换电路100、DSP部110的详细内容将在下文中进行叙述。

另外，检测电路60并不限定于图4的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等各种的改变。例如也可以为不设置A/D转换电路100和DSP部110，而输出模拟的检测结果的类型的检测电路60。

控制部140实施各种的控制处理。例如，控制部140实施驱动电路30的控制处理或检测电路60的控制处理。此外，控制部140接收来自故障检测电路160的监视结果信号DGC，而实施故障判断处理。即，实施利用图3A、图3B所说明的各种的故障判断处理。该控制部140例如能够通过门阵列等利用自动配置布线方法所生成的逻辑电路或者基于固件等而进行动作的处理器等来实现。

寄存器部142具有设定有各种信息的寄存器。寄存器部142例如能够通过SRAM(Static Random Access Memory：静态随机存取存储器)等存储器或触发电路等来实现。例如，控制部140中的故障判断结果信息被存储于该寄存器部142中。而且，外部的控制器等能够通过访问该寄存器部142，从而读取故障判断结果信息。

在图5中，图示了检测电路60的结构例。另外，检测电路60并不限定于图5的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等各种的改变。

检测电路60包括Q/V转换电路62、64(第一电荷/电压转换电路、第二电荷/电压转换电路)。Q/V转换电路62被设置在差分放大电路70的前级侧，并被输入第一检测信号IQ1且输出第一信号QB1。Q/V转换电路64被设置在差分放大电路70的前级侧，并被输入第二检测信号IQ2且输出第二信号QB2。第一信号QB1被输入至差分放大电路70的放大器AMC1的反相输入端子TM1以及放大器AMC2的非反相输入端子TP2。第二信号QB2被输入至差分放大电路70的放大器AMC1的非反相输入端子TP1以及放大器AMC2的反相输入端子TM2。

Q/V转换电路62、64(电荷放大器)为，将来自物理量传感器18的电荷信号(微少电荷信号、微少电流信号)转换为电压信号的电路，也能够认为是I/V转换电路的一种。例如，Q/V转换电路62将作为微少电荷信号的第一检测信号IQ1转换为作为电压信号的第一信号QB1，Q/V转换电路64将作为微少电荷信号的第二检测信号IQ2转换为作为电压信号的第二信号QB2。转换后的第一信号QB1、第二信号QB2也成为互为反相的差分信号。上述Q/V转换电路62、64例如包括运算放大器和反馈电容器。此外，Q/V转换电路62、64也可以包括反馈电阻元件。

此外，检测电路60包括增益调节放大器76，所述增益调节放大器76被设置在差分放大电路70的后级侧，并对差分放大电路70的输出信号QC1、QC2的增益进行调节。具体而言，增益调节放大器76被输入差分的信号QC1、QC2，并以能够调节的增益对这些信号进行放大，且输出差分的信号QD1、QD2。

此外，检测电路60包括同步检波电路81，所述同步检波电路81被设置在增益调节放大器76的后级侧，并基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施同步检波。同步检波电路81对来自增益调节放大器76的输出信号QD1、QD2实施基于同步信号SYC的同步检波，并实施在将干扰信号去除的同时提取所需信号的同步检波。

如上文所述，根据本实施方式的电路装置，通过由两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2构成差分放大电路70，从而实现差分输入/差分输出的放大电路，并且通过对上述放大器AMC1、AMC2的输出信号QC1、QC2进行监视，从而实现了差分放大电路70的单独的故障检测。

例如，作为本实施方式的比较例的方法，考虑到由差分输入/差分输出的一个全差分放大器来构成差分放大电路70的方法。

然而，全差分放大器仅对第一输入信号、第二输入信号的差分成分进行放大，从而容许差分的第一输出信号、第二输出信号的中点电压电平偏移的情况。即，虽然第一输出信号、第二输出信号的差分成分被适当地放大，但第一输出信号、第二输出信号的中点电压电平发生变动的状况通常会被容许。因此，例如有可能忽略如下的情形，即，在差分放大电路中存在某种故障，虽然貌似在适当地对差分成分进行放大，但第一输出信号、第二输出信号的电压电平却成为了异常的电压电平的情形。例如，仅通过以检测电路60的整体的形式来实施故障检测的方法，上述这种情形会被忽视，从而产生可靠性降低等问题。

对于这一点，在本实施方式中，由两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2构成差分放大电路70，并基于其输出信号QC1、QC2而实施故障检测。因此，虽然电路规模成为若干冗长的结构，但即使对于上述那样的情形，也能够通过差分放大电路70的单独的故障诊断而检测出。

例如，如图3A所说明的那样，在本实施方式中，由于放大器AMC1、AMC2为实施以同一模拟公共电压VCM为基准的单端的输出的放大器，因此在正常状态的情况下，输出以模拟公共电压VCM为基准而成为正极性或负极性的电压的对称的信号波形的信号QC1、QC2。即，不仅信号QB1、QB2的差分成分被放大，信号QC1、QC2的电压电平也被维持在以模拟公共电压VCM为基准的电压电平。

而且，如利用图3B所说明的那样，由于当差分放大电路70发生故障时，信号QC1、QC2的信号波形的对称性被破坏，因此通过对信号QC1、QC2进行监控，从而能够检测出该故障。此外，由于故障检测的判断电压范围也只需被设定为以模拟公共电压VCM为基准的电压范围即可，因此故障检测的动作也能够简单化。因此，与由一个全差分放大器构成差分放大电路70的比较例的方法相比，能够大幅度地提高可靠性等。

此外，在如图5所示的检测电路60中，在仅实施整体的故障诊断的方法中，在差分放大电路70单独地发生了故障的情况下，可能会忽视该故障。

对于这一点，在本实施方式中，由于通过故障检测电路160而对由两个差分输入/单端输出的放大器AMC1、AMC2构成的差分放大电路70的输出信号QC1、QC2的状态进行监控，从而实施故障检测，因此能够实施差分放大电路70的单独的故障检测。因此，即使在差分放大电路70着随时间推移而发生了故障的情况下等，也能够适当地应对该情况，从而能够大幅度地提高对于随着时间推移而产生的故障的可靠性。

2.电子设备、陀螺传感器、电路装置的详细结构

在图6中，图示了第一实施方式的电路装置20、包含该电路装置20的陀螺传感器510(在广义上为物理量检测装置)、包含该陀螺传感器510的电子设备500的详细的结构例。

另外，电路装置20、电子设备500、陀螺传感器510并不限定于图6的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。此外，作为本实施方式的电子设备500，能够假定数码相机、摄像机、智能手机、移动电话、车辆导航系统、机器人、生物体信息检测装置、游戏机、时钟、健康器具或者便携式信息终端等各种的设备。此外，虽然在下文中，以物理量传感器为压电型的振动片(振动陀螺仪)、传感器为陀螺传感器的情况为例而进行了说明，但本发明并不限定于此。例如本发明也能够应用于由硅基板等形成的静电电容检测方式的振动陀螺仪、对与角速度信息等效的物理量或角速度信息以外的物理量进行检测的物理量传感器等中。

电子设备500包括陀螺传感器510和处理部520。此外，能够包括存储器530、操作部540、显示部550。由CPU、MPU等实现的处理部520(控制器)实施陀螺传感器510等的控制或电子设备500的整体控制。此外，处理部520基于由陀螺传感器510所检测出的角速度信息(在广义上为物理量)而实施处理。例如基于角速度信息而实施用于手抖补正、姿态控制、GPS自动导航等的处理。存储器530(ROM、RAM等)对控制程序或各种数据进行存储，或者作为工作区域或数据储存区域而发挥功能。操作部540为供用户操作电子设备500的部件，显示部550向用户显示各种的信息。

陀螺传感器510(物理量检测装置)包括振动片10和电路装置20。振动片10(在广义上为物理量传感器)为由水晶等压电材料的薄板所形成的压电型振动片。具体而言，振动片10为由Z切割的水晶基板所形成的双T字型的振动片。

电路装置20包括驱动电路30、检测电路60、控制部140、寄存器部142、诊断电路150、故障检测电路160。另外，能够实施省略这些结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。

驱动电路30输出驱动信号DQ并对振动片10进行驱动。例如通过从振动片10接收反馈信号DI，并输出与此相对应的驱动信号DQ，从而使振动片10激振。检测电路60从通过驱动信号DQ而被驱动的振动片10接收检测信号IQ1、IQ2(检测电流、电荷)，并从检测信号IQ1、IQ2中对与被施加在振动片10上的物理量相对应的所需信号(科里奥利力信号)进行检测(提取)。

诊断电路150为用于在诊断模式(诊断期间)中对检测电路60(电路装置)进行诊断(自我诊断)的电路。例如，诊断电路150实施用于生成用来对检测电路60进行诊断的假性的所需信号(假性角速度信号等)，并向检测电路60进行供给的动作。而且，基于该假性的所需信号的检测结果，而实施对检测电路60等是否在正常地工作进行判断的诊断。另外，对于诊断电路150的详细内容将在下文中进行叙述。

振动片10具有基部1，连结臂2、3，驱动臂4、5、6、7，检测臂8、9。检测臂8、9相对于矩形形状的基部1而向+Y轴方向、－Y轴方向延伸出。此外，连结臂2、3相对于基部1而向－X轴方向、+X轴方向延伸出。而且，驱动臂4、5相对于连结臂2而向+Y轴方向、－Y轴方向延伸出，驱动臂6、7相对于连结臂3而向+Y轴方向、－Y轴方向延伸出。另外，X轴、Y轴、Z轴为表示水晶轴的轴，并分别被称为电轴、机械轴和光轴。

来自驱动电路30的驱动信号DQ被输入至设置在驱动臂4、5的上表面上的驱动电极和设置在驱动臂6、7的侧面上的驱动电极。此外，来自设置在驱动臂4、5的侧面上的驱动电极和设置在驱动臂6、7的上表面上的驱动电极的信号作为反馈信号DI而被输入至驱动电路30。此外，来自设置在检测臂8、9的上表面上的检测电极的信号作为检测信号IQ1、IQ2而被输入至检测电路60。另外，设置在检测臂8、9的侧面上的公共电极例如被接地。

当通过驱动电路30而被施加交流的驱动信号DQ时，驱动臂4、5、6、7通过逆压电效应而实施如箭头标记A所示的弯曲振动(激励振动)。即，实施驱动臂4、6的顶端彼此反复接近和分离，并且驱动臂5、7的顶端也彼此反复接近和分离的弯曲振动。此时，由于驱动臂4、5与驱动臂6、7实施关于穿过基部1的重心位置的Y轴而线对称的振动，因此，基部1，连结臂2、3，检测臂8、9几乎不进行振动。

当在该状态下，向振动片10施加以Z轴为旋转轴的角速度时(当振动片10绕Z轴进行旋转时)，驱动臂4、5、6、7将通过科里奥利力而如箭头标记B所示那样进行振动。即，由于与箭头标记A的方向和Z轴的方向正交的箭头标记B的方向的科里奥利力作用在驱动臂4、5、6、7上，因此产生箭头标记B的方向的振动成分。该箭头标记B的方向的振动经由连结臂2、3而传递至基部1，从而检测臂8、9在箭头标记C的方向上进行弯曲振动。通过该检测臂8、9的弯曲振动的压电效应所产生的电荷信号作为检测信号IQ1、IQ2而被输入至检测电路60。此处，驱动臂4、5、6、7的箭头标记B的振动为相对于基部1的重心位置的周向的振动，检测臂8、9的振动为，在与箭头标记B于周向上朝向反向的箭头标记C的方向上的振动。因此，检测信号IQ1、IQ2成为相位相对于驱动信号DQ偏移了90度的信号。

例如，当将绕Z轴的振动片10(陀螺传感器)的角速度设为ω，将质量设为m，将振动速度设为v时，科里奥利力被表示为Fc＝2m·v·ω。因此，通过检测电路60对作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号进行检测，从而能够求出角速度ω。而且，通过使用所求得的角速度ω，从而处理部520能够实施用于手抖补正、姿态控制或者GPS自动导航等的各种处理。

另外，虽然在图6中图示了振动片10为双T字型的情况下的示例，但本实施方式的振动片10并不限定于这种结构。例如也可以为音叉型、H型等。此外，振动片10的压电材料也可以为水晶以外的陶瓷或者硅等材料。

在图7中，图示了电路装置的驱动电路30、检测电路60的详细的结构例。

驱动电路30包括：被输入来自振动片10的反馈信号DI的放大电路32；实施自动增益控制的增益控制电路40；向振动片10输出驱动信号DQ的驱动信号输出电路50。此外，包括向检测电路60输出同步信号SYC的同步信号输出电路52。另外，驱动电路30的结构并不限定于图7，能够实施省略这些结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。

放大电路32(I/V转换电路)对来自振动片10的反馈信号DI进行放大。例如将来自振动片10的电流的信号DI转换为电压的信号DV并输出。该放大电路32能够通过运算放大器、反馈电阻元件、反馈电容器等来实现。

驱动信号输出电路50基于由放大电路32放大后的信号DV而输出驱动信号DQ。例如在驱动信号输出电路50输出矩形波(或者正弦波)的驱动信号的情况下，驱动信号输出电路50能够通过比较器等来实现。

增益控制电路40(AGC)向驱动信号输出电路50输出控制电压DS，并对驱动信号DQ的振幅进行控制。具体而言，增益控制电路40对信号DV进行监视，并对振荡环的增益进行控制。例如在驱动电路30中，为了将陀螺传感器510的灵敏度保持为固定，而需要将向振动片10(驱动用振动片)供给的驱动电压的振幅保持为固定。因此，在驱动振动系统的振荡环内，设置有用于对增益进行自动调节的增益控制电路40。增益控制电路40以使来自振动片10的反馈信号DI的振幅(振动片的振动速度v)成为固定的方式，可变地对增益进行自动调节。该增益控制电路40通过对放大电路32的输出信号DV进行全波整流的全波整流器、实施全波整流器的输出信号的积分处理的积分器等来实现。

同步信号输出电路52接收由放大电路32放大后的信号DV，并向检测电路60输出同步信号SYC(参照信号)。该同步信号输出电路52能够通过比较器、相位调节电路(移相器)等来实现，其中，所述比较器实施正弦波(交流)的信号DV的二值化处理而生成矩形波的同步信号SYC，所述相位调节电路(移相器)实施同步信号SYC的相位调节。

此外，同步信号输出电路52向诊断电路150输出信号DSFD。信号DSFD为与同步信号SYC相位相同的信号，并且通过例如实施正弦波的信号DV的二值化处理的比较器等而被生成。另外，也可以将同步信号SYC其本身作为信号DSFD而向诊断电路150输出。

检测电路60包括放大电路61、同步检波电路81、滤波器部90、A/D转换电路100、DSP部110。放大电路61接收来自振动片10的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2，并实施电荷－电压转换、差分信号放大、增益调节等。同步检波电路81基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施同步检波。滤波器部90(低通滤波器)作为A/D转换电路100的前置滤波器而发挥功能。此外，滤波器部90也作为对未被同步检波除尽的干扰信号进行衰减的电路而发挥功能。A/D转换电路100实施同步检波后的信号的A/D转换。DSP部110对来自A/D转换电路100的数字信号实施数字滤波处理或数字补正处理等数字信号处理。

另外，例如来自振动片10的作为电荷信号(电流信号)的检测信号IQ1、IQ2相对于作为电压信号的驱动信号DQ，相位滞后90度。此外，在放大电路61的Q/V转换电路等中，相位滞后90度。因此，放大电路61的输出信号相对于驱动信号DQ，相位滞后180度。因此，通过使用例如与驱动信号DQ(DV)同相的同步信号SYC而进行同步检波，从而能够将相位相对于驱动信号DQ滞后了90度的干扰信号等去除。

控制部140实施电路装置20的控制处理。该控制部140能够通过逻辑电路(门阵列等)或处理器等来实现。电路装置20中的各种开关控制或模式设定等通过该控制部140而被实施。

另外，虽然在图7中图示了以数字数据的形式输出所检测出的角速度的数字陀螺仪的电路装置的结构例，但本实施方式并不限定于此，也可以为以模拟电压(DC电压)的形式输出所检测出的角速度的模拟陀螺仪的电路装置的结构。

3.检测电路的详细的电路结构例

在图8中图示了检测电路60的更详细的结构例。另外，检测电路60并不限定于图8的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。

诊断电路150具有第一电容器C1、第二电容器C2。第一电容器C1被设置于输入有检测信号IQ1的Q/V转换电路62的输入节点NA1与第一节点N1之间。第二电容器C2被设置于输入有检测信号IQ2的Q/V转换电路64的输入节点NA2与第一节点N1之间。输入节点NA1、NA2为第一电容器C1、第二电容器C2的一端侧的节点，第一节点N1为第一电容器C1、第二电容器C2的另一端侧的节点。

而且，第二电容器C2的电容值与第一电容器C1的电容值不同。例如在将第一电容器C1的电容值设为C的情况下，第二电容器C2的电容值成为C+ΔC。此处，ΔC既可以为正值的电容值，也可以为负值的电容值。能够将ΔC(ΔC的绝对值)相对于电容值C的比例设定为例如5％～30％左右。

在诊断模式时(诊断期间)，诊断用信号SFD被输入至第一节点N1。例如在电源接通后，在通常工作期间之前，诊断用信号SFD被供给至第一节点N1，而执行检测电路60(电路装置)的诊断处理(自我诊断)。该诊断用信号SFD例如并不是从电路装置的外部被供给的信号，而是在电路装置的内部所生成的信号。例如，如图7所示，诊断用信号SFD为基于来自驱动电路30的信号DSFD所生成的信号。具体而言，为与驱动电路30所输出的同步信号SYC(参照信号)相位相同(包括大致相同)的信号。

如此，通过在诊断模式中向第一节点N1输入诊断用信号SFD，从而Q/V转换电路62输出同第一电容器C1与Q/V转换电路62的反馈电容器的第一电容比相对应的第一电压振幅的信号QB1。此外，Q/V转换电路64输出同第二电容器C2与Q/V转换电路64的反馈电容器的第二电容比相对应的第二电压振幅的信号QB2。由于第一电容器C1、第二电容器C2的电容值不同，因此第一电容比、第二电容比也成为不同的电容比。因此，Q/V转换电路62所输出的信号QB1的第一电压振幅与Q/V转换电路64所输出的信号QB2的第二电压振幅也成为不同的电压。因此，通过利用后级的差分放大电路70等而使第一电压振幅、第二电压振幅的电压差被差分放大，从而能够在诊断模式中向检测电路60供给作为假性的所需信号的诊断用的所需信号。而且，能够基于检测电路60对该诊断用的所需信号的检测结果，而实施检测电路60是否在正常地工作的诊断。

此外，诊断电路150具有第一开关元件SW1、第二开关元件SW2、第三开关元件SW3、第四开关元件SW4。此外，具有用于将诊断用信号SFD向第一节点N1输入的第五开关元件SW5。第一开关元件SW1被设置于第一电容器C1的一端与输入节点NA1之间。第二开关元件SW2被设置于第二电容器C2的一端与输入节点NA2之间。

第三开关元件SW3被设置于电路装置的端子PD1(图4)与输入节点NA1之间。第四开关元件SW4被设置于端子PD2与输入节点NA2之间。

在诊断模式时(诊断期间)，第一开关元件SW1、第二开关元件SW2成为导通，第三开关元件SW3、第四开关元件SW4成为断开。由此，能够通过成为断开的第三开关元件SW3、第四开关元件SW4而将与第一端子PD1、第二端子PD2侧的电连接切断，并且经由成为导通的第一开关元件SW1、第二开关元件SW2，而向检测电路60供给使用了诊断用信号SFD的诊断用的所需信号(假性所需信号)。

此外，在通常工作期间内，第一开关元件SW1、第二开关元件SW2成为断开，第三开关元件SW3、第四开关元件SW4成为导通。此处，通常工作期间为，检测电路60实施检测动作的期间。即，检测电路60使用检测信号IQ1、IQ2而实施所需信号的检测处理的期间。通过采用这种方式，在通常工作期间内，能够通过成为断开的第一开关元件SW1、第二开关元件SW2而将与第一电容器C1、第二电容器C2侧的电连接切断，并且实现使用了第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2的检测处理，所述第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2经由成为导通的第三开关元件SW3、第四开关元件SW4而被输入。

Q/V转换电路62包括运算放大器OPB1、反馈电容器CB1、反馈电阻元件RB1。运算放大器OPB1的非反相输入端子被设定为模拟公共电压VCM。反馈电容器CB1被设置于运算放大器OPB1的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB1也被设置于运算放大器OPB1的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB1为用于对运算放大器OPB1的输出信号的DC偏压点进行设定的元件，也可以采用省略了反馈电阻元件RB1的结构。

Q/V转换电路64包括运算放大器OPB2、反馈电容器CB2、反馈电阻元件RB2。运算放大器OPB2的非反相输入端子被设定为模拟公共电压VCM。反馈电容器CB2被设置于运算放大器OPB2的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB2也被设置于运算放大器OPB2的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB2为用于对运算放大器OPB2的输出信号的DC偏压点进行设定的元件，也可以采用省略了反馈电阻元件RB2的结构。

Q/V转换电路62、64通过将来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2即电荷信号的电荷存储在反馈电容器CB1、CB2中，从而将电荷信号转换为电压信号。Q/V转换电路62、64具有低通滤波特性，例如以使其截止频率充分低于物理量传感器18的驱动频率(共振频率)的方式，对反馈电容器CB1、CB2的电容值等进行设定。

在Q/V转换电路62、64的后级设置有差分放大电路70。由于该差分放大电路70的结构为如利用图2等所说明的结构，因此省略说明。

在差分放大电路70的后级设置有高通滤波器部74。该高通滤波器部74具有电容器CK1、CK2和电阻元件RK1、RK2。电容器CK1的一端与差分放大电路70的输出节点NC1连接。电容器CK1的另一端与电阻元件RK1的一端连接。电容器CK2的一端与差分放大电路70的输出节点NC2连接。电容器CK2的另一端与电阻元件RK2的一端连接。电阻元件RK1的另一端和电阻元件RK2的另一端与节点NK1连接，该节点NK1被设定为模拟公共电压VCM。

通过在差分放大电路70的后级设置高通滤波器部74，从而能够去除信号QC1、QC2的DC偏压成分等。此外，由于节点NK1被设定为模拟公共电压VCM，因此来自差分放大电路70的信号QC1、QC2在通过了高通滤波器部74之后，也成为以模拟公共电压VCM为中心的对称的信号波形。

增益调节放大器76包括第一运算放大器OPD1、第二运算放大器OPD2和第一电阻元件至第四电阻元件RD1～RD4。

在第一运算放大器OPD1中，构成差分信号的信号QC1、QC2(第一信号、第二信号)之中的信号QC1被输入至非反相输入端子(第一输入端子)。在第二运算放大器OPD2中，信号QC1、QC2之中的信号QC2被输入至非反相输入端子(第一输入端子)。

第一电阻元件RD1被设置于第一节点ND5与第一运算放大器OPD1的反相输入端子(第二输入端子、节点ND3)之间。第二电阻元件RD2被设置于第一运算放大器OPD1的反相输入端子(ND3)与第一运算放大器OPD1的输出端子(节点ND1)之间。

上述第一电阻元件RD1、第二电阻元件RD2作为第一分压电路而发挥功能，所述第一分压电路对第一节点ND5的电压(VA)和第一运算放大器OPD1的输出端子的电压(输出信号QD1的电压)进行分压，并将第一运算放大器OPD1的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压VD1。

第三电阻元件RD3被设置于第一节点ND5与第二运算放大器OPD2的反相输入端子(第二输入端子、节点ND4)之间。第四电阻元件RD4被设置于第二运算放大器OPD2的反相输入端子(ND4)与第二运算放大器OPD2的输出端子(节点ND2)之间。

上述第三电阻元件RD3、第四电阻元件RD4作为第二分压电路而发挥功能，所述第二分压电路对第一节点ND5的电压(VA)和第二运算放大器OPD2的输出端子的电压(输出信号QD2的电压)进行分压，并将第二运算放大器OPD2的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压VD2。

如此，增益调节放大器76通过第一放大器AMD1和第二放大器AMD2而构成，所述第一放大器AMD1具有第一运算放大器OPD1以及第一电阻元件RD1、第二电阻元件RD2，所述第二放大器AMD2具有第二运算放大器OPD2以及第三电阻元件RD3、第四电阻元件RD4。而且，第一放大器AMD1的电阻元件RD1的一端和第二放大器AMD2的电阻元件RD3的一端被共通连接于节点ND5。如此，通过上述第一放大器AMD1和第二放大器AMD2而构成了测量放大器(instrumentation amplifier)。

而且，该增益调节放大器76被输入差分的信号QC1、QC2，并向节点ND1、ND2输出差分的信号QD1、QD2。

此外，RD1～RD4成为电阻值可变的电阻元件，通过对这些电阻元件的电阻值进行调节，从而对增益调节放大器76中的增益GD进行调节。例如将电阻元件RD1、RD3的电阻值设为R1，将电阻元件RD2、RD4的电阻值设为R2，将基准电阻值设为R。于是，用于设定为增益GD的电阻值R1、R2能够被表示为R1＝R/GD、R2＝R×(1－1/GD)。而且，当增益调节放大器76被输入信号QC1、QC2时，输出如下式所示的信号QD1、QD2。

QD1＝VA+(GD/2)×(QC1－QC2)

QD2＝VA－(GD/2)×(QC1－QC2)

QD1－QD2＝GD×(QC1－QC2)

此处，VA为节点ND5的电压。VA为通过电阻元件RD1及RD2和电阻元件RD3及RD4对信号QD1、QD2的电压进行分压而得到的电压，并成为信号QD1、QD2的电压的中点电压。因此，VA＝(QD1+QD2)/2的关系成立。而且，信号QC1、QC2为以模拟公共电压VCM为基准(中心电压)的差分信号，在VCM＝(QC1+QC2)/2的关系成立的情况下，VA＝VCM的关系成立。

另外，也可以通过在差分放大电路70中设置增益调节的功能等，从而省略增益调节放大器76的结构。

作为节点ND5的电压的监视电压VA被输入至故障检测电路160。具体而言，故障检测电路160除了利用图2所说明的结构以外，还具有比较器CPD1、CPD2和OR电路ORD1。在比较器CPD1的反相输入端子上输入有高电位侧的阈值电压VTH，在非反相输入端子上输入有监视电压VA。在比较器CPD2的反相输入端子上输入有监视电压VA，在非反相输入端子上输入有低电位侧的阈值电压VTL。OR电路ORD1被输入比较器CPD1、CPD2的输出信号，并输出监视结果信号DGD。

例如在监视电压VA处于阈值电压VTH与阈值电压VTL之间的判断电压范围内的情况下，监视结果信号DGD成为L电平，而向控制部140等传达未检测到故障的情况。另一方面，在监视电压VA处于判断电压范围外的情况下，监视结果信号DGD成为H电平，而向控制部140等传达检测到故障的情况。

通过采用这种方式，在图8中，也实现了增益调节放大器76的单独的故障检测。即，增益调节放大器76的输出信号QD1、QD2在正常状态的情况下也如图3A所示那样成为以模拟公共电压VCM为中心的对称的信号波形，从而成为QD1、QD2的中点电压的监视电压VA与模拟公共电压VCM一致。另一方面，当发生故障时，其对称性被破坏，从而成为图3B所示的信号波形，由此监视电压VA的电压电平发生变动。通过故障检测电路160(CPD1、CPD2、ORD1)而对该监视电压VA的变动进行检测。即，通过对监视电压VA是否处于判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。通过采用这种方式，能够实现增益调节放大器76的单独的故障检测。

而且，在图8中，通过有效活用了放大器AMD1所具有的电阻元件RD1及RD2和放大器AMD2所具有的电阻元件RD3及RD4的分压，从而生成了监视电压VA。

即，在差分放大电路70中，为了监视电压VB的生成而新设置了电阻元件RC9、RC10。与此相对，在增益调节放大器76中，有效活用为了增益调节而被使用的电阻元件RD1及RD2和电阻元件RD3及RD4，而生成了监视电压VA。因此，能够在不怎么使电路规模增加的条件下，实现基于监视电压VA的故障检测。

另外，实施差分放大电路70的故障检测时的判断电压范围与实施增益调节放大器76的故障检测时的判断电压范围也可以不同。即，对判断电压范围进行规定的高电位侧、低电位侧的阈值电压VTH、VTL也可以被设定为不同的电压。

同步检波电路81包括开关混频器82和开关混频器84。开关混频器82为用于所需信号(角速度)的提取(通常工作用)的混频器。即，开关混频器82基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施差分的同步检波，从而检测出所需信号。开关混频器84为用于干扰信号的提取(诊断用)的混频器。

例如在振动片10上任意地产生振动泄漏信号，并通过开关混频器84对该振动泄漏信号进行检波，从而实施检测电路60的故障诊断。

例如在图6中，如果驱动臂4、5和驱动臂6、7实施弯曲振动时的两者的振动能量的平衡被保持，则在未向振动片10施加角速度的状态下，检测臂8、9不会进行弯曲振动。另一方面，当两者的振动能量的平衡被破坏时，即使在未向振动片10施加角速度的状态下，也会发生检测臂8、9的弯曲振动。该弯曲振动被称为泄漏振动，并且与基于科里奥利力的振动同样为箭头标记C的方向上的弯曲振动。虽然基于科里奥利力的振动(检测信号IQ1、IQ2)成为相位相对于驱动信号DQ偏移了90度的信号，但泄漏振动成为与驱动信号DQ同相位的振动。另外，由于在Q/V转换电路62、64中相位偏移90度，因此在同步检波的阶段，基于泄漏振动的信号成为相位相对于同步信号SYC偏移了90度的信号。

而且，在本实施方式中，通过略微破坏驱动臂4、5和驱动臂6、7的振动能量的平衡，从而主动地产生所需电平的振动泄漏成分。例如通过激光加工等，而使驱动臂4、5的顶端的锤部和驱动臂6、7的顶端的锤部产生质量差，从而破坏振动能量的平衡，由此产生任意的振动泄漏。由于该振动泄漏的电平成为已知的值，因此能够通过利用开关混频器84对该振动泄漏的信号进行检波，从而实施检测电路60的故障诊断。

在开关混频器82中，来自前级的增益调节放大器76的信号QD1被输入至第一输入节点ND1，信号QD2被输入至第二输入节点ND2。而且，根据来自驱动电路30的同步信号SYC(CK0)而实施差分的同步检波，并向第一输出节点NF1、第二输出节点NF2输出差分的信号QF1、QF2。

开关混频器82具有开关元件SF1、SF2、SF3、SF4。开关元件SF1被设置于开关混频器82的第一输入节点ND1与第一输出节点NF1之间。开关元件SF2被设置于开关混频器82的第二输入节点ND2与第二输出节点NF2之间。开关元件SF3被设置于第二输入节点ND2与第一输出节点NF1之间。开关元件SF4被设置于第一输入节点ND1与第二输出节点NF2之间。这些开关元件SF1～SF4能够通过例如MOS晶体管(例如NMOS型晶体管或者传输门)而构成。

开关元件SF1、SF2根据时钟信号CK0而进行导通/断开，开关元件SF3、SF4根据时钟信号XCK0而进行导通/断开。时钟信号CK0为相当于前述的同步信号SYC的信号，时钟信号XCK0为时钟信号CK0的反相信号(相位相异180度的信号)。因此，开关元件SF1和SF3排他地进行导通/断开，开关元件SF2和SF4排他地进行导通/断开。例如在时钟信号CK0(SYC)为H电平(在广义上为第一电压电平)的情况下，开关元件SF1、SF2成为导通，而开关元件SF3、SF4成为断开。在时钟信号CK0成为L电平(在广义上为第二电压电平)的情况下，开关元件SF1、SF2成为断开，而开关元件SF3、SF4成为导通。

由此，来自增益调节放大器76的差分的信号QD1、QD2以差分信号的状态而被同步检波，从而同步检波后的信号作为差分的信号QF1、QF2而被输出。通过该开关混频器82，前级的电路(Q/V转换电路、差分放大电路、增益调节放大器)所产生的噪声(1/f噪声)等干扰信号被频率转换为高频带。此外，作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号落入直流信号。而且，通过开关混频器82而被频率转换为高频带的1/f噪声等干扰信号通过设置在后级的滤波器部90(图7)而被去除。该滤波器部90为，例如由无源元件构成的无源滤波器。即，作为滤波器部90，能够不使用运算放大器，而采用由电阻元件或电容器等无源元件构成的无源滤波器。

在开关混频器84中，来自前级的增益调节放大器76的信号QD1被输入至第一输入节点ND1，信号QD2被输入至第二输入节点ND2。而且，向第一输出节点NG1、第二输出节点NG2输出差分的信号QG1、QG2。

开关混频器84具有开关元件SG1、SG2、SG3、SG4。开关元件SG1被设置于第一输入节点ND1与第一输出节点NG1之间。开关元件SG2被设置于第二输入节点ND2与第二输出节点NG2之间。开关元件SG3被设置于第二输入节点ND2与第一输出节点NG1之间。开关元件SG4被设置于第一输入节点ND1与第二输出节点NG2之间。这些开关元件SG1～SG4能够通过例如MOS晶体管(例如NMOS型晶体管或者传输门)而构成。

开关元件SG1、SG2根据时钟信号CK90而进行导通/断开，开关元件SG3、SG4根据时钟信号XCK90而进行导通/断开。时钟信号CK90为相位相对于时钟信号CK0(同步信号SYC)相异90度的信号。时钟信号XCK90为时钟信号CK90的反相信号(相位相异180度的信号)。因此，开关元件SG1和SG3排他地进行导通/断开，开关元件SG2和SG4排他地进行导通/断开。例如在时钟信号CK90为H电平的情况下，开关元件SG1、SG2成为导通，而开关元件SG3、SG4成为断开。在时钟信号CK90成为L电平的情况下，开关元件SG1、SG2成为断开，而开关元件SG3、SG4成为导通。

在振动片10上任意地产生的振动泄漏信号(在广义上为干扰信号)与同步信号SYC(所需信号)相位相异90度。因此，开关混频器84通过基于与作为同步信号SYC的时钟信号CK0相位相异90度的时钟信号CK90，来对信号QD1、QD2进行同步检波，从而能够提取出被任意混入的振动泄漏信号。由于该情况下的振动泄漏信号的电平为已知，因此通过对开关混频器84的检测结果进行A/D转换，并与期待值进行比较，从而能够检测出所期待的振动泄漏信号被混入到QD1、QD2中的情况。而且，在所期待的振动泄漏信号被检测出的情况下，能够判断为检测电路60在正常地工作。使用了该开关混频器84的诊断处理在后述的图11的常时诊断的期间内被执行。

图9为生成VCM的模拟公共电压生成电路的结构例。该模拟公共电压生成电路具有运算放大器OPH，电阻元件RH1、RH2、RH3，电容器CH1、CH2。电阻元件RH1、RH2被串联连接于电源VDD、VSS之间，并在节点NH3处生成分压。分压为例如VDD与VSS之间的中点电压。该分压经由通过电阻元件RH3、电容器CH2而构成的噪声降低用的低通滤波器，而被供给至运算放大器OPH的非反相输入端子的节点NH2。运算放大器OPH成为所谓的电压跟随器连接，将与分压相对应的电压作为模拟公共电压VCM而向节点NH1输出。电容器CH1为电位稳定化用的电容器。

图10为用于对由诊断电路150实施的自我诊断进行说明的信号波形图。在图10中，电压振幅为VB的诊断用信号SFD被输入至图8的第一节点N1。于是，Q/V转换电路62输出电压振幅为VB1的信号QB1，Q/V转换电路64输出电压振幅为VB2的信号QB2。另外，虽然在图10中，诊断用信号SFD成为矩形波，但也可以为正弦波等周期信号。

例如，反馈电容器CB1与CB2的电容值相等，而电容器C2的电容值与电容器C1的电容值相比较大。电容器CB1、CB2的电容值例如为0.5pF～1.5pF左右，电容器C1的电容值C例如为250fF～750fF左右。电容器C1与C2的电容值之差ΔC例如为50fF～150fF左右。另外，C1、C2、CB1、CB2例如能够通过由多晶硅构成的电容器(双层多晶硅电容器)或由MIM(Metal-Insulator-Metal：金属-绝缘体-金属)构成的电容器等来实现。

如此，在与电容器C1相比，电容器C2的电容值较大的情况下，如图10所示，Q/V转换电路62、64输出使VB1＜VB2的关系成立的信号QB1、QB2。具体而言，Q/V转换电路62、64为反相放大器。因此，如图10所示，在诊断用信号SFD为正极性的情况下，Q/V转换电路62、64输出以模拟公共电压VCM为基准(中心)而成为负极性，且对于电压振幅使VB1＜VB2的关系成立的信号QB1、QB2。

即，通过由Q/V转换电路62、64的运算放大器OPB1、OPB2而实现的虚拟接地(虚拟短路)，从而输入节点NA1、NA2的电位均被设定为模拟公共电压VCM。而且，由于与电容器C1相比电容器C2的电容值较大，因此在电压振幅为VB的诊断用信号SFD被施加在电容器C1、C2的另一端的情况下，与电容器C1的存储电荷量相比，电容器C2的存储电荷量增大。而且，由于Q/V转换电路62、64的反馈电容器CB1、CB2的电容值相等，因此对于信号QB1、QB2的电压振幅，VB1＜VB2的关系成立。即，信号QB1的电压振幅VB1被设定为对应于电容器C1与反馈电容器CB1的电容比(C1/CB1)的振幅，信号QB2的电压振幅VB2被设定为对应于电容器C2与反馈电容器CB2的电容比(C2/CB2)的振幅。而且，由于与电容器C1相比电容器C2的电容值较大，因此VB1＜VB2的关系成立。

差分放大电路70对信号QB1、QB2的差分成分进行放大。因此，如图10所示，信号QB1、QB2的差分被放大增益倍并且被进行了反相的信号作为差分的信号QC1、QC2而被输出。例如在将差分放大电路70的差分放大的增益设为GC的情况下，信号QC1与信号QC2之间的差分电压能够被表示为VDF＝GC×(VB2－VB1)。

如此，通过向电容器C1的另一端侧的节点N1输入诊断用信号SFD，从而能够向检测电路60供给如信号QC1、QC2所示那样的诊断用的所需信号(假性所需信号)。而且，通过检测电路60实施该诊断用的所需信号的检测动作，并对其检测结果进行监控，从而能够实施检测电路60是否在正常地工作的诊断(自我诊断、故障诊断)。具体而言，通过对图10的信号QC1、QC2的差分电压VDF进行检测，从而能够实施检测电路60的诊断。

例如，由于电容器C1、C2、CB1、CB2的电容值和诊断用信号SFD的电压振幅为已知，因此信号QC1、QC2的差分电压VDF也成为已知。因此，如果与差分电压VDF相对应的检测电路60的检测结果在期待值的范围内，则能够诊断为检测电路60在正常地工作。具体而言，例如通过同步检波电路81的同步检波，与同步信号SYC相位不同的干扰信号(例如相位偏移了90度的干扰信号)被去除，另一方面，与同步信号SYC相位相同的诊断用的所需信号被提取。即，在频谱中的DC等的频带中出现诊断用的所需信号的成分。因此，如果该诊断用的所需信号的DC成分的值(DC电压值或DC电压的A/D转换值)在期待值的范围内，则能够诊断为检测电路60在正常地工作。

图11为对本实施方式的电路装置的动作进行说明的动作顺序图。如图11所示，在电路装置接通电源并且电源成为导通之后，电路装置被设定为诊断模式，从而实施初始诊断。即，实施对检测电路60是否在正常地工作进行验证的诊断。在该初始诊断(诊断模式)时，诊断电路150的开关元件SW1、SW2成为导通，另一方面，开关元件SW3、SW4成为断开。由此，来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2的输入被电切断，并且对来自驱动电路30的信号进行了电压电平转换所得到的信号作为诊断用信号SFD而被输入至电容器C1、C2的另一端的节点N1。由此，如利用图10所说明的那样，向检测电路60供给诊断用的假性的所需信号，从而能够对检测电路60的各个电路是否在正常地工作进行诊断。

另一方面，当这种初始诊断完毕而成为对所需信号进行检测的通常工作期间时，开关元件SW3、SW4成为导通，另一方面，开关元件SW1、SW2成为断开。由此，来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2被输入至检测电路60，从而实施所需信号的检测处理。此时，由于开关元件SW1、SW2成为断开，因此能够对例如基于来自驱动电路30的信号的噪声等传递至检测电路60的输入节点NA1、NA2等的事态进行抑制。

如此，在图11中，在电源接通后，通常工作期间之前，设定为诊断模式。该诊断模式的设定通过如下方式来实现，即，例如电路装置的外部的控制器等发出用于开始诊断模式(初始诊断)的命令，该命令经由电路装置的接口而被受理。或者，也可以采用如下方式，即，在电源接通后自动地将电路装置的工作模式设定为诊断模式。另外，也可以在通常工作的开始后，暂时停止通常工作，并基于例如来自电路装置的外部的控制器的命令的发出等，而实施电路装置的诊断处理。

此外，如图11所示，在通常工作期间内，实施用于对检测电路60是否在正常地工作进行常时确认的常时诊断。

在该常时诊断中，故障检测电路160实施差分放大电路70和增益调节放大器76的故障检测。即，故障检测电路160对监视电压VB、VA是否处于判断电压范围内进行检测。而且，控制部140基于来自故障检测电路160的监视结果信号DGC、DGD，而实施差分放大电路70、增益调节放大器76的故障诊断。

此外，在该常时诊断中，开关混频器84实施对任意产生的振动泄漏信号进行提取的同步检波。而且，控制部140通过对所提取出的振动泄漏信号的成分是否处于期待值的范围内进行检测，从而实施检测电路60的整体的故障诊断。此时，开关混频器82实施用于提取所需信号的通常的同步检波。因此，能够同时执行通过振动泄漏信号的提取而实现的故障诊断和通过同步检波而实现的所需信号的提取处理，从而实现常时诊断。

如上文所述，在本第一实施方式中，能够实施通过同步检波而实现的所需信号的提取处理，并且与此并行地执行由故障检测电路160实施的差分放大电路70、增益调节放大器76的故障诊断和由开关混频器84实施的检测电路60的整体的故障诊断，从而能够实现电路装置的实际工作中的常时诊断。因此，能够大幅度地提高相对于因随着时间的变化而产生的故障或性能劣化的可靠性。

第二实施方式

以下，虽然对本发明的第二实施方式所涉及的电路装置进行说明，但对于与前述的第一实施方式所涉及的电路装置20相同的结构，有时会标记相同的符号并省略其说明。

1.电路装置

在图12中，图示了第二实施方式的电路装置的基本的结构例。本实施方式的电路装置包括第一运算放大器OPD1、第二运算放大器OPD2、第一分压电路77、第二分压电路78。通过上述的第一运算放大器OPD1、第二运算放大器OPD2、第一分压电路77、第二分压电路78而构成了增益调节放大器76a(在广义上为差分信号处理电路)。另外，本实施方式的电路装置还包括故障检测电路160a。

在第一运算放大器OPD1中，构成差分信号的第一信号QC1、第二信号QC2之中的信号QC1被输入至非反相输入端子(第一输入端子)。在第二运算放大器OPD2中，第二信号QC2被输入至非反相输入端子(第一输入端子)。

第一分压电路77对第一节点ND5的电压(VA)与第一运算放大器OPD1的输出端子的电压(输出信号QD1的电压)进行分压。而且，将第一运算放大器OPD1的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压VD1。例如，第一分压电路77被设置于第一节点ND5与第一运算放大器OPD1的输出端子的节点ND1之间，并在第一运算放大器OPD1的反相输入端子的节点ND3处生成通过分压而得到的电压VD1。此处，电压VD1通过由第一运算放大器OPD1实现的虚拟接地(虚拟短路)，而与第一信号QC1的电压相等。

第二分压电路78对第一节点ND5的电压(VA)与第二运算放大器OPD2的输出端子的电压(输出信号QD2的电压)进行分压。而且，将第二运算放大器OPD2的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压VD2。例如，第二分压电路78被设置于第一节点ND5与第二运算放大器OPD2的输出端子的节点ND2之间，并在第二运算放大器OPD2的反相输入端子的节点ND4处生成通过分压而得到的电压VD2。此处，电压VD2通过由第二运算放大器OPD2实现的虚拟接地(虚拟短路)，而与第二信号QC2的电压相等。

在本实施方式中，通过上述的第一运算放大器OPD1和第一分压电路77而构成了例如第一放大器AMD1。此外，通过第二运算放大器OPD2和第二分压电路78而构成了例如第二放大器AMD2。此外，第一放大器AMD1的第一分压电路77的一端与第二放大器AMD2的第二分压电路78的一端被共通连接于节点ND5。如此，通过上述的第一放大器AMD1和第二放大器AMD2而构成了测量放大器(instrumentation amplifier)。

而且，故障检测电路160a基于作为第一节点ND5的电压的监视电压VA而实施故障检测。即，将共通连接有第一分压电路77的一端与第二分压电路78的一端的节点ND5的电压作为监视电压VA而实施故障检测。

例如被输入至增益调节放大器76a的第一信号QC1为，以模拟公共电压为基准(中心)而向正极侧或者负极侧变化的信号。第二信号QC2也为，以模拟公共电压为基准(中心)而向正极侧或者负极侧变化的信号。例如在第一信号QC1以模拟公共电压为基准而为正极性的电压的情况下，第二信号QC2以模拟公共电压为基准而成为负极性的电压。在第一信号QC1以模拟公共电压为基准而为负极性的电压的情况下，第二信号QC2以模拟公共电压为基准而成为正极性的电压。

在如上述那样被输入至增益调节放大器76a的第一信号QC1、第二信号QC2为以模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的信号的情况下，增益调节放大器76a的输出信号QD1、QD2也成为以模拟公共电压为基准(中心)而向正极侧或者负极侧变化的信号。例如，在输出信号QD1以模拟公共电压为基准而为正极性的电压的情况下，输出信号QD2以模拟公共电压为基准而成为负极性的电压。在输出信号QD1以模拟公共电压为基准而为负极性的电压的情况下，输出信号QD2以模拟公共电压为基准而成为正极性的电压。

而且，故障检测电路160a通过对监视电压VA是否处于以模拟公共电压为基准(中心)的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。例如故障检测电路160a通过对监视电压是否处于高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压之间的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。而且，输出监视结果信号DGD(诊断信号、故障检测信号)。

如此，在本实施方式中，通过由两个放大器AMD1、AMD2构成的测量放大器而实现了增益调节放大器76a(差分信号处理电路)。

即，在通常情况下，一般使用一个全差分放大器来实现差分输入/差分输出的增益调节放大器76a。

在本实施方式中，正与此相反，使用由单端输入/单端输出的两个放大器AMD1、AMD2构成的测量放大器来实现差分输入/差分输出的增益调节放大器76a。

而且，对放大器AMD1、AMD2所具有的第一分压电路77、第二分压电路78进行有效活用，而将共通连接有第一分压电路77、第二分压电路78的一端的节点ND5的电压作为监视电压VA来实施故障检测。通过采用这种方式，能够实现增益调节放大器76a的适当的故障检测。例如在通常的差分输入/差分输出的全差分放大器中，存在如下的情形，即，即使在电路中发生了故障，也貌似在适当地对其差分成分进行放大的情形，在这种情形的情况下，可能无法实现增益调节放大器76a的适当的故障检测。

对于这一点，在本实施方式中，由于通过由两个单端输入/单端输出的放大器AMD1、AMD2所构成的测量放大器而实现了增益调节放大器76a，因此通过故障检测电路160a基于节点ND5的监视电压VA而实施故障检测，从而上述这样的情形下的故障也能够适当地被检测出。

在图13中，图示了本实施方式的电路装置的详细的结构例。在图13中，第一分压电路77具有第一电阻元件RD1、第二电阻元件RD2，第二分压电路78具有第三电阻元件RD3、第四电阻元件RD4。

第一电阻元件RD1被设置于节点ND5与第一运算放大器OPD1的反相输入端子(ND3)之间。第二电阻元件RD2被设置于第一运算放大器OPD1的反相输入端子(ND3)与第一运算放大器OPD1的输出端子(ND1)之间。上述的第一电阻元件RD1、第二电阻元件RD2为电阻值可变的电阻元件。另外，不需要RD1、RD2两者均为电阻值可变的电阻元件，只需RD1、RD2中的至少一方的电阻元件为电阻值可变的电阻元件即可。此外，在不需要增益调节功能的情况下，RD1、RD2的电阻值也可以为固定值。

而且，通过上述的第一电阻元件RD1、第二电阻元件RD2而对节点ND5的电压(VA)和第一运算放大器OPD1的输出端子的电压(信号QD1的电压)进行分压，从而能够将第一运算放大器OPD1的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压VD1。

第三电阻元件RD3被设置于节点ND5与第二运算放大器OPD2的反相输入端子(ND4)之间。第四电阻元件RD4被设置于第二运算放大器OPD2的反相输入端子(ND4)与第二运算放大器OPD2的输出端子(ND2)之间。上述的第三电阻元件RD3、第四电阻元件RD4为电阻值可变的电阻元件。另外，不需要RD3、RD4两者均为电阻值可变的电阻元件，只需RD3、RD4中的至少一方的电阻元件为电阻值可变的电阻元件即可。此外，在不需要增益调节功能的情况下，RD3、RD4的电阻值也可以为固定值。此外，电阻元件RD1～RD4能够通过例如POLY电阻(多晶硅电阻)等来实现。

通过上述的第三电阻元件RD3、第四电阻元件RD4而对节点ND5的电压(VA)和第二运算放大器OPD2的输出端子的电压(信号QD2的电压)进行分压，从而能够将第二运算放大器OPD2的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压VD2。

如此，在本实施方式中，由放大器AMD1、AMD2构成了增益调节放大器76a，并将放大器AMD1的电阻元件RD1的一端与放大器AMD2的电阻元件RD3的一端共通连接在节点ND5上。

通过采用这种结构，在增益调节放大器76a被输入了差分的信号QC1、QC2的情况下，能够向后级的电路输出差分的信号QD1、QD2。即，在增益调节放大器76a被输入了以模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的差分的信号QC1、QC2的情况下，输出以模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的差分的信号QD1、QD2。由此，能够实现差分输入/差分输出的增益调节放大器76a。即，即使不使用全差分放大器，通过由放大器AMD1、AMD2构成的测量放大器，也能够实现差分输入/差分输出的增益调节放大器76a。

此外，在本实施方式中，将共通连接有放大器AMD1的电阻元件RD1的一端与放大器AMD2的电阻元件RD3的一端的节点ND5的电压作为监视电压VA而向故障检测电路160a输入。而且，故障检测电路160a基于该监视电压VA，而实施增益调节放大器76a的故障检测。

如此，在本实施方式中，通过有效活用了放大器AMD1所具有的电阻元件RD1及RD2和放大器AMD2所具有的电阻元件RD3及RD4的分压，从而生成了监视电压VA。

即，作为本实施方式的比较例的方法，考虑到通过另外设置对增益调节放大器76a的输出信号QD1的电压和QD2的电压进行分压的电路，并将通过该分压而得到的电压作为监视电压来实施故障检测的方法。

然而，在该比较例的方法中，除了增益调节放大器76a以外，还需要准备由多个电阻元件构成的分压电路，从而电路规模增加。特别是由于分压电路的电阻元件成为贯穿电流的路径，因此为了低耗电化而需要增大其电阻值。而且，当增大电阻元件的电阻值时，电阻元件的布局面积将增加，从而电路规模将大幅度地增加。

对于这一点，在本实施方式中，对为了增益调节而被使用的电阻元件RD1及RD2和电阻元件RD3及RD4进行有效活用，而生成了监视电压VA。即，通过使用放大器AMD1的电阻元件RD1及RD2、放大器AMD2的电阻元件RD3及RD4而对增益调节放大器76a的输出信号QD1的电压和输出信号QD2的电压进行分压，从而在节点ND5处生成监视电压VA，并向故障检测电路160a输入。因此，不需要设置用于实现分压电路的新的电阻元件，从而能够在不怎么使电路规模增加的条件下，实现基于监视电压VA的故障检测。

而且，故障检测电路160a基于节点ND5的监视电压VA，而实施增益调节放大器76a的故障检测。即，故障检测电路160a通过对监视电压VA是否处于以模拟公共电压VCM为基准(中心)的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测，所述监视电压VA为，通过电阻元件RD1及RD2和电阻元件RD3及RD4的分压而得到的电压。例如，通过对监视电压VA是否处于高电位侧的阈值电压VTH与低电位侧的阈值电压VTL之间的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

具体而言，故障检测电路160a具有比较器CPD1、CPD2、OR电路ORD1。在比较器CPD1的反相输入端子上输入有高电位侧的阈值电压VTH，在非反相输入端子上输入有监视电压VA。在比较器CPD2的反相输入端子上输入有监视电压VA，在非反相输入端子上输入有低电位侧的阈值电压VTL。OR电路ORD1被输入比较器CPD1、CPD2的输出信号，并输出监视结果信号DGD(诊断信号、故障检测信号)。

例如，在监视电压VA处于阈值电压VTH与阈值电压VTL之间的判断电压范围内的情况下，监视结果信号DGD成为L电平，而传达未检测到故障的情况。另一方面，在监视电压VA处于判断电压范围外的情况下，监视结果信号DGD成为H电平，而传达检测到故障的情况。

例如在图13中，电阻元件RD1～RD4成为电阻值可变的电阻元件，通过对这些电阻元件的电阻值进行调节，从而调节增益调节放大器76a中的增益GD。例如将电阻元件RD1、RD3的电阻值设为R1，将电阻元件RD2、RD4的电阻值设为R2，将基准电阻值设为R。于是，用于设定为增益GD的电阻值R1、R2能够被表示为R1＝R/GD、R2＝R×(1－1/GD)。

而且，通过由运算放大器OPD1实现的虚拟接地，从而运算放大器OPD1的反相输入端子的节点ND3的电压VD1与信号QC1的电压变得相等。因此，下式(1)成立。

QD1＝VA+{(R1+R2)/R1}×(VD1－VA)

＝VA+{(R1+R2)/R1}×(QC1－VA) (1)

此外，通过由运算放大器OPD2实现的虚拟接地，从而运算放大器OPD2的反相输入端子的节点ND4的电压VD2与信号QC2的电压变得相等。因此，下式(2)成立。

QD2＝VA+{(R1+R2)/R1}×(VD2－VA)

＝VA+{(R1+R2)/R1}×(QC2－VA) (2)

此外，如上文所述那样，由于通过增益调节放大器76a的增益GD而被表示为R1＝R/GD、R2＝R×(1－1/GD)，因此下式(3)成立。

(R1+R2)/R1＝GD (3)

因此，上式(1)、(2)能够以下式(4)、(5)的方式来表示。

QD1＝VA+GD×(QC1－VA)

＝(1－GD)×VA+GD×QC1 (4)

QD2＝VA+GD×(QC2－VA)

QD2＝(1－GD)×VA+GD×QC2 (5)

此处，监视电压VA为，通过电阻值成为R1+R2的电阻元件RD1及RD2和电阻值成为R1+R2的电阻元件RD3及RD4对信号QD1的电压和信号QD2の电压进行分压而得到的电压。即，监视电压VA为信号QD1的电压和信号QD2的电压的中点电压，被表示为VA＝(QD1+QD2)/2。因此，下式(6)成立。

QD1+QD2＝2×VA (6)

此外，根据上式(4)、(5)，而导出下式(7)。

QD1－QD2＝{(1－GD)×VA+GD×QC1}－{(1－GD)×VA+GD×QC2}

＝GD×(QC1－QC2) (7)

此外，根据上式(6)、(7)，而导出下式(8)、(9)。

QD1＝VA+(GD/2)×(QC1－QC2) (8)

QD2＝VA－(GD/2)×(QC1－QC2) (9)

此外，信号QC1、QC2为以模拟公共电压VCM作为中点电压的差分的信号，从而被表示为VCM＝(QC1+QC2)/2。因此，下式(10)成立。

QC1+QC2＝2×VCM (10)

而且，根据上式(4)、(5)、(6)、(10)，下式(11)成立。

QD1+QD2＝2×(1－GD)×VA+GD×(QC1+QC2)

＝2×(1－GD)×VA+GD×2×VCM

＝2×VA (11)

因此，根据上式(11)，VA＝VCM成立。即，在增益调节放大器的输入信号QC1、QC2为以模拟公共电压VCM为中点电压的差分的信号的情况下，增益调节放大器的输出信号QD1、QD2也成为以模拟公共电压VCM＝VA为中心的差分的信号。因此，结果为，下式(12)、(13)、(14)成立。

QD1＝VCM+(GD/2)×(QC1－QC2) (12)

QD2＝VCM－(GD/2)×(QC1－QC2) (13)

QD1－QD2＝GD×(QC1－QC2) (14)

如上文所述，在增益调节放大器76a被输入了以模拟公共电压VCM为中点电压的差分的信号QC1、QC2的情况下，输出QD1＝VCM+(GD/2)×(QC1－QC2)、QD2＝VCM－(GD/2)×(QC1－QC2)的信号。即，增益调节放大器76a输出信号QD1、QD2，该信号QD1、QD2为，信号QC1、QC2的差分成分(QC1－QC2)被放大了增益GD倍，且以模拟公共电压VCM为中点电压的差分的信号。

图14A、图14B为对本实施方式的电路装置的动作进行说明的信号波形图。图14A为未发生故障的情况下的信号波形，图14B为发生了故障的情况下的信号波形。

如上文所述，增益调节放大器76a输出以模拟公共电压VCM为中点电压的差分的信号QD1、QD2。因此，如图14A所示，信号QD1和信号QD2成为以模拟公共电压VCM为中心(基准)的对称的信号波形。即，在信号QD1相对于VCM而成为正极性的电压的情况下，信号QD2相对于VCM而成为负极性的电压，在信号QD1相对于VCM而成为负极性的电压的情况下，信号QD2相对于VCM而成为正极性的电压。即，如在前述的式(12)、(13)中，QD1＝VCM+(GD/2)×(QC1－QC2)、QD2＝VCM－(GD/2)×(QC1－QC2)所表示的那样，信号QD1、QD2根据信号QC1、QC2而使电压电平发生变化，并且(QD1+QD2)/2＝VCM的关系成立。

此外，监视电压VA为，通过电阻元件RD1及RD2和电阻元件RD3及RD4对信号QD1的电压和信号QD2的电压进行分压而得到的电压，并成为信号QD1的电压和信号QD2的电压的中点电压。因此，成为VA＝(QD1+QD2)/2＝VCM，从而监视电压VA与模拟公共电压VCM一致。

此外，如图14A所示，故障检测电路160a的判断电压范围为，由阈值电压VTH与VTL所规定的电压范围，例如，(VTH+VTL)/2＝VCM成立。即，模拟公共电压VCM为阈值电压VTH与VTL的中点电压。

而且，在未发生故障的情况下，如图14A所示，监视电压VA处于由阈值电压VTH与VTL所规定的判断电压范围内。其结果为，故障检测电路160a输出L电平的监视结果信号DGD。

图14B为，例如发生了信号QD2短路为模拟公共电压VCM的故障的情况下的信号波形。在该情况下，由于信号QD1和信号QD2未成为以模拟公共电压VCM为中心的对称的信号波形，因此监视电压VA的电压电平发生变动。

即，关于信号QD1，如QD1＝VCM+(GD/2)×(QC1－QC2)所表示的那样，电压电平根据信号QC1、QC2而发生变化。然而，关于信号QD2，短路为模拟公共电压VCM，从而QD2＝VCM－(GD/2)×(QC1－QC2)的关系不成立，并且成为QD2＝VCM。因此，虽然在图14A中VA＝(QD1+QD2)/2＝VCM成立，但在图14B中不成立。即，监视电压VA的电压电平如VA＝(QD1+QD2)/2＝(QD1+VCM)/2＝VCM+(GD/4)×(QC1－QC2)所表示的那样发生变动。

而且，在图14B的期间T1内，由于监视电压VA超过阈值电压VTH而成为判断电压范围外的电压，因此监视结果信号DGD成为H电平。在期间T2内，由于监视电压VA低于阈值电压VTL而成为判断电压范围外的电压，因此监视结果信号DGD成为H电平。期间T3、T4、T5、T6也同样如此。根据这些判断结果能够检测出故障。

具体而言，例如在监视电压VA处于判断范围外的时间达到了规定时间以上的情况下，判断为发生了故障(异常)。例如，可以周期地对作为监视结果的监视结果信号DGD进行监控，并且在监视结果信号DGD成为H电平的次数达到了规定次数以上的情况下，判断为发生了故障。或者，可以在监视结果信号DGD的占空比(H电平的期间所占的比例)达到了规定的占空比以上的情况下，判断为发生了故障。

如上文所述，在本实施方式中，通过对监视电压VA是否处于以模拟公共电压VCM为基准(中心)的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测，其中，所述监视电压VA为增益调节放大器76a的输出信号QD1的电压与输出信号QD2的电压的中点电压。通过采用这种方式，从而能够以简单的电路结构适当地实现增益调节放大器76a的单独的故障检测。

图15为本实施方式的电路装置的整体的系统结构例。图15的电路装置包括驱动电路30、检测电路60a、控制部140、寄存器部142、故障检测电路160a。

驱动电路30对物理量传感器18进行驱动。例如通过接收来自物理量传感器18的反馈信号DI，并输出与反馈信号DI相对应的驱动信号DQ，从而对物理量传感器18进行驱动。例如，来自物理量传感器18的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2经由端子PD1、PD2(衬垫)而被输入至电路装置的检测电路60a。此外，来自物理量传感器18的反馈信号DI经由端子PD3(衬垫)而被输入至电路装置的驱动电路30，驱动电路30经由端子PD4(衬垫)而将驱动信号DQ向物理量传感器18输出。

检测电路60a包括放大电路61a、A/D转换电路100、DSP部110(数字信号处理部)。放大电路61a具有利用图12、图13所说明的增益调节放大器76a。如此，本实施方式的电路装置包括对物理量传感器18进行驱动的驱动电路30和被输入来自物理量传感器18的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2的检测电路60a。而且，如图12、图13所示，检测电路60a包括增益调节放大器76a，所述增益调节放大器76a通过第一运算放大器OPD1、第二运算放大器OPD2以及第一分压电路77、第二分压电路78而构成，并被输入与第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2相对应的第一信号QC1、第二信号QC2。对于放大电路61a、A/D转换电路100、DSP部110的详细内容将在下文中进行叙述。

另外，检测电路60a并不限定于图15的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等各种的改变。例如也可以为不设置A/D转换电路100和DSP部110，而输出模拟的检测结果的类型的检测电路60a。

控制部140实施各种的控制处理。例如，控制部140实施驱动电路30的控制处理或检测电路60a的控制处理。此外，控制部140接收来自故障检测电路160a的监视结果信号DGD，而实施故障判断处理。即，实施利用图14A、图14B所说明的各种的故障判断处理。该控制部140例如能够通过门阵列等利用自动配置布线方法所生成的逻辑电路或者基于固件等而进行动作的处理器等来实现。

寄存器部142具有设定有各种信息的寄存器。寄存器部142例如能够通过SRAM等存储器或触发电路等来实现。例如，控制部140中的故障判断结果信息被存储于该寄存器部142中。而且，外部的控制器等能够通过访问该寄存器部142，从而读取故障判断结果信息。

在图16中，图示了检测电路60a的结构例。另外，检测电路60a并不限定于图16的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或者追加其他的结构要素等各种的改变。

检测电路60a包括Q/V转换电路62、64(第一电荷/电压转换电路、第二电荷/电压转换电路)。Q/V转换电路62被输入第一检测信号IQ1且输出第一信号QB1。Q/V转换电路64被输入第二检测信号IQ2且输出第二信号QB2。

Q/V转换电路62、64(电荷放大器)为，将来自物理量传感器18的电荷信号(微少电荷信号、微少电流信号)转换为电压信号的电路，也能够认为是I/V转换电路的一种。例如Q/V转换电路62将作为微少电荷信号的第一检测信号IQ1转换为作为电压信号的第一信号QB1，Q/V转换电路64将作为微少电荷信号的第二检测信号IQ2转换为作为电压信号的第二信号QB2。转换后的第一信号QB1、第二信号QB2也成为互为反相的差分信号。上述Q/V转换电路62、64例如包括运算放大器和反馈电容器。此外，Q/V转换电路62、64也可以包括反馈电阻元件。

此外，检测电路60a包括差分放大电路70a，所述差分放大电路70a被设置在增益调节放大器76a的前级侧，并向增益调节放大器76a输出第一信号QC1、第二信号QC2。差分放大电路70a实施从Q/V转换电路62、64输出的信号QB1、QB2的差分放大，并输出差分放大后的信号QC1、QC2。例如，差分放大电路70a实施对信号QB1、QB2的差分成分(差分)进行放大的差分放大，并输出作为差分信号的信号QC1、QC2。通过实施这种差分放大，从而能够将相位与所需信号成为同相的干扰信号去除。

此外，检测电路60a包括同步检波电路81，所述同步检波电路81被设置在增益调节放大器76a的后级侧，并基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施同步检波。同步检波电路81对来自增益调节放大器76a的输出信号QD1、QD2实施基于同步信号SYC的同步检波，并实施在去除干扰信号的同时提取所需信号的同步检波。

如上文所述，根据本实施方式的电路装置，通过将两个放大器AMD1、AMD2组合，从而实现了差分输入/差分输出的增益调节放大器76a。而且，通过故障检测电路160a而将共通连接有放大器AMD1、AMD2的电阻元件RD1的一端与电阻元件RD3的一端的节点ND5的电压作为监视电压VA来进行监视，从而实现了增益调节放大器76a的单独的故障检测。由此，能够实施增益调节放大器76a的适当的故障检测，从而实现可靠性等的提升。

此外，在如图16所示的检测电路60a中，在仅实施整体的故障诊断的方法中，在增益调节放大器76a单独地发生了故障的情况下，可能会忽视该故障。

对于这一点，在本实施方式中，由于对放大器AMD1、AMD2的电阻元件RD1～RD4进行有效活用，并对共通连接有电阻元件RD1的一端与电阻元件RD3的一端的节点ND5的监视电压VA进行监控，从而实施故障检测，因此，能够实施增益调节放大器76a的单独的故障检测。因此，即使在增益调节放大器76a随着时间推移而发生了故障的情况下等，也能够适当地应对该情况，从而能够大幅度地提高相对于随着时间推移而产生的故障的可靠性。

2.电子设备、陀螺传感器、电路装置的详细结构

在图17中，图示了第二实施方式的电路装置20a、包含该电路装置20a的陀螺传感器510a(在广义上为物理量检测装置)、包含该陀螺传感器510a的电子设备500a的详细的结构例。

另外，电路装置20a、电子设备500a、陀螺传感器510a并不限定于图17的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。此外，作为本实施方式的电子设备500a，能够假定数码相机、摄像机、智能手机、移动电话、车辆导航系统、机器人、生物体信息检测装置、游戏机、时钟、健康器具或者便携式信息终端等各种的设备。此外，虽然在下文中，以物理量传感器为压电型的振动片(振动陀螺仪)、传感器为陀螺传感器的情况为例进行了说明，但本发明并不限定于此。例如本发明也能够应用于由硅基板等形成的静电电容检测方式的振动陀螺仪、对与角速度信息等效的物理量或角速度信息以外的物理量进行检测的物理量传感器等中。

电子设备500a包括陀螺传感器510a和处理部520。此外，能够包括存储器530、操作部540、显示部550。由CPU、MPU等实现的处理部520(控制器)实施陀螺传感器510a等的控制或电子设备500a的整体控制。此外，处理部520基于由陀螺传感器510a所检测出的角速度信息(在广义上为物理量)而实施处理。例如基于角速度信息而实施用于手抖补正、姿态控制、GPS自动导航等的处理。存储器530(ROM、RAM等)对控制程序或各种数据进行存储，或者作为工作区域或数据储存区域而发挥功能。操作部540为供用户操作电子设备500a的部件，显示部550向用户显示各种的信息。

陀螺传感器510a(物理量检测装置)包括振动片10和电路装置20a。振动片10(在广义上为物理量传感器)为由水晶等压电材料的薄板所形成的压电型振动片。具体而言，振动片10为由Z切割的水晶基板所形成的双T字型的振动片。

电路装置20a包括驱动电路30、检测电路60a、控制部140、寄存器部142、诊断电路150、故障检测电路160a。另外，能够实施省略这些结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。

驱动电路30输出驱动信号DQ并对振动片10进行驱动。例如通过从振动片10接收反馈信号DI，并输出与此相对应的驱动信号DQ，从而使振动片10激振。检测电路60a从通过驱动信号DQ而被驱动的振动片10接收检测信号IQ1、IQ2(检测电流、电荷)，并从检测信号IQ1、IQ2中对与被施加在振动片10上的物理量相对应的所需信号(科里奥利力信号)进行检测(提取)。

诊断电路150为用于在诊断模式(诊断期间)中对检测电路60a(电路装置)进行诊断(自我诊断)的电路。例如，诊断电路150实施用于生成用来对检测电路60a进行诊断的假性的所需信号(假性角速度信号等)，并向检测电路60a进行供给的动作。而且，基于该假性的所需信号的检测结果，而实施对检测电路60a等是否在正常地工作进行判断的诊断。另外，对于诊断电路150的详细内容将在下文中进行叙述。

振动片10具有基部1，连结臂2、3，驱动臂4、5、6、7，检测臂8、9。检测臂8、9相对于矩形形状的基部1而向+Y轴方向、－Y轴方向延伸出。此外，连结臂2、3相对于基部1而向－X轴方向、+X轴方向延伸出。而且，驱动臂4、5相对于连结臂2而向+Y轴方向、－Y轴方向延伸出，驱动臂6、7相对于连结臂3而向+Y轴方向、－Y轴方向延伸出。另外，X轴、Y轴、Z轴为表示水晶轴的轴，并分别被称为电轴、机械轴和光轴。

来自驱动电路30的驱动信号DQ被输入至设置在驱动臂4、5的上表面上的驱动电极和设置在驱动臂6、7的侧面上的驱动电极。此外，来自设置在驱动臂4、5的侧面上的驱动电极和设置在驱动臂6、7的上表面上的驱动电极的信号作为反馈信号DI而被输入至驱动电路30。此外，来自设置在检测臂8、9的上表面上的检测电极的信号作为检测信号IQ1、IQ2而被输入至检测电路60a。另外，设置在检测臂8、9的侧面上的公共电极例如被接地。

当通过驱动电路30而被施加交流的驱动信号DQ时，驱动臂4、5、6、7通过逆压电效应而实施如箭头标记A所示的弯曲振动(激励振动)。即，实施驱动臂4、6的顶端彼此反复接近和分离，并且驱动臂5、7的顶端也彼此反复接近和分离的弯曲振动。此时，由于驱动臂4、5与驱动臂6、7实施关于穿过基部1的重心位置的Y轴而线对称的振动，因此，基部1，连结臂2、3，检测臂8、9几乎不进行振动。

当在该状态下，向振动片10施加以Z轴为旋转轴的角速度时(当振动片10绕Z轴进行旋转时)，驱动臂4、5、6、7将通过科里奥利力而如箭头标记B所示那样进行振动。即，由于与箭头标记A的方向和Z轴的方向正交的箭头标记B的方向的科里奥利力作用在驱动臂4、5、6、7上，因此产生箭头标记B的方向的振动成分。该箭头标记B的振动经由连结臂2、3而传递至基部1，从而检测臂8、9在箭头标记C的方向上进行弯曲振动。通过该检测臂8、9的弯曲振动的压电效应所产生的电荷信号作为检测信号IQ1、IQ2而被输入至检测电路60a。此处，驱动臂4、5、6、7的箭头标记B的振动为相对于基部1的重心位置的周向的振动，检测臂8、9的振动为，在与箭头标记B于周向上朝向反向的箭头标记C的方向上的振动。因此，检测信号IQ1、IQ2成为相位相对于驱动信号DQ偏移了90度的信号。

例如，当将绕Z轴的振动片10(陀螺传感器)的角速度设为ω，将质量设为m，将振动速度设为v时，科里奥利力被表示为Fc＝2m·v·ω。因此，通过检测电路60a对作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号进行检测，从而能够求出角速度ω。而且，通过使用所求得的角速度ω，从而处理部520能够实施用于手抖补正、姿态控制或者GPS自动导航等的各种处理。

另外，虽然在图17中图示了振动片10为双T字型的情况下的示例，但本实施方式的振动片10并不限定于这种结构。例如也可以为音叉型、H型等。此外，振动片10的压电材料也可以为水晶以外的陶瓷或者硅等材料。

在图18中，图示了电路装置的驱动电路30、检测电路60a的详细的结构例。

驱动电路30包括：被输入来自振动片10的反馈信号DI的放大电路32；实施自动增益控制的增益控制电路40；向振动片10输出驱动信号DQ的驱动信号输出电路50。此外，包括向检测电路60a输出同步信号SYC的同步信号输出电路52。另外，驱动电路30的结构并不限定于图18，能够实施省略这些结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。

放大电路32(I/V转换电路)对来自振动片10的反馈信号DI进行放大。例如将来自振动片10的电流的信号DI转换为电压的信号DV并输出。该放大电路32能够通过运算放大器、反馈电阻元件、反馈电容器等来实现。

驱动信号输出电路50基于由放大电路32放大后的信号DV而输出驱动信号DQ。例如在驱动信号输出电路50输出矩形波(或者正弦波)的驱动信号的情况下，驱动信号输出电路50能够通过比较器等来实现。

增益控制电路40(AGC)向驱动信号输出电路50输出控制电压DS，并对驱动信号DQ的振幅进行控制。具体而言，增益控制电路40对信号DV进行监视，并对振荡环的增益进行控制。例如在驱动电路30中，为了将陀螺传感器510a的灵敏度保持为固定，而需要将向振动片10(驱动用振动片)供给的驱动电压的振幅保持为固定。因此，在驱动振动系统的振荡环内，设置有用于对增益进行自动调节的增益控制电路40。增益控制电路40以使来自振动片10的反馈信号DI的振幅(振动片的振动速度v)成为固定的方式，可变地对增益进行自动调节。该增益控制电路40通过对放大电路32的输出信号DV进行全波整流的全波整流器、实施全波整流器的输出信号的积分处理的积分器等来实现。

同步信号输出电路52接收由放大电路32放大后的信号DV，并向检测电路60a输出同步信号SYC(参照信号)。该同步信号输出电路52能够通过比较器、相位调节电路(移相器)等来实现，其中，所述比较器实施正弦波(交流)信号DV的二值化处理而生成矩形波的同步信号SYC，所述相位调节电路(移相器)实施同步信号SYC的相位调节。

此外，同步信号输出电路52向诊断电路150输出信号DSFD。信号DSFD为与同步信号SYC相位相同的信号，并且通过例如实施正弦波的信号DV的二值化处理的比较器等而被生成。另外，也可以将同步信号SYC其本身作为信号DSFD而向诊断电路150输出。

检测电路60a包括放大电路61a、同步检波电路81、滤波器部90、A/D转换电路100、DSP部110。放大电路61a接收来自振动片10的第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2，并实施电荷－电压转换、差分信号放大、增益调节等。同步检波电路81基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施同步检波。滤波器部90(低通滤波器)作为A/D转换电路100的前置滤波器而发挥功能。此外，滤波器部90也作为对未被同步检波除尽的干扰信号进行衰减的电路而发挥功能。A/D转换电路100实施同步检波后的信号的A/D转换。DSP部110对来自A/D转换电路100的数字信号实施数字滤波处理或数字补正处理等数字信号处理。

另外，例如来自振动片10的作为电荷信号(电流信号)的检测信号IQ1、IQ2相对于作为电压信号的驱动信号DQ，相位滞后90度。此外，在放大电路61a的Q/V转换电路等中，相位滞后90度。因此，放大电路61a的输出信号相对于驱动信号DQ，相位滞后180度。因此，通过使用例如与驱动信号DQ(DV)同相的同步信号SYC而进行同步检波，从而能够将相位相对于驱动信号DQ滞后了90度的干扰信号等去除。

控制部140实施电路装置20a的控制处理。该控制部140能够通过逻辑电路(门阵列等)或处理器等来实现。电路装置20a中的各种开关控制或模式设定等通过该控制部140而被实施。

另外，虽然在图18中图示了以数字数据的形式输出所检测出的角速度的数字陀螺仪的电路装置的结构例，但本实施方式并不限定于此，也可以为以模拟电压(DC电压)的形式输出所检测出的角速度的模拟陀螺仪的电路装置的结构。

3.检测电路的详细的电路结构例

在图19中图示了检测电路60a的更详细的结构例。另外，检测电路60a并不限定于图19的结构，能够实施省略其结构要素的一部分或追加其他的结构要素等各种的改变。

诊断电路150具有第一电容器C1、第二电容器C2。第一电容器C1被设置于输入有检测信号IQ1的Q/V转换电路62的输入节点NA1与第一节点N1之间。第二电容器C2被设置于输入有检测信号IQ2的Q/V转换电路64的输入节点NA2与第一节点N1之间。输入节点NA1、NA2为第一电容器C1、第二电容器C2的一端侧的节点，第一节点N1为第一电容器C1、第二电容器C2的另一端侧的节点。

而且，第二电容器C2的电容值与第一电容器C1的电容值不同。例如在将第一电容器C1的电容值设为C的情况下，第二电容器C2的电容值成为C+ΔC。此处，ΔC既可以为正值的电容值，也可以为负值的电容值。能够将ΔC(ΔC的绝对值)相对于电容值C的比例设定为例如5％～30％左右。

在诊断模式时(诊断期间)，诊断用信号SFD被输入至第一节点N1。例如在电源接通后，在通常工作期间之前，诊断用信号SFD被供给至第一节点N1，而执行检测电路60a(电路装置)的诊断处理(自我诊断)。该诊断用信号SFD例如并不是从电路装置的外部被供给的信号，而是在电路装置的内部所生成的信号。例如，如图18所示，诊断用信号SFD为基于来自驱动电路30的信号DSFD所生成的信号。具体而言，为与驱动电路30所输出的同步信号SYC(参照信号)相位相同(包括大致相同)的信号。

如此，通过在诊断模式中向第一节点N1输入诊断用信号SFD，从而Q/V转换电路62输出同第一电容器C1与Q/V转换电路62的反馈电容器的第一电容比相对应的第一电压振幅的信号QB1。此外，Q/V转换电路64输出同第二电容器C2与Q/V转换电路64的反馈电容器的第二电容比相对应的第二电压振幅的信号QB2。由于第一电容器C1、第二电容器C2的电容值不同，因此第一电容比、第二电容比也成为不同的电容比。因此，Q/V转换电路62所输出的信号QB1的第一电压振幅与Q/V转换电路64所输出的信号QB2的第二电压振幅也成为不同的电压。因此，通过利用后级的差分放大电路70a等而使第一电压振幅、第二电压振幅的电压差被差分放大，从而能够在诊断模式中向检测电路60a供给作为假性的所需信号的诊断用的所需信号。而且，能够基于检测电路60a对该诊断用的所需信号的检测结果，而实施检测电路60a是否在正常地工作的诊断。

此外，诊断电路150具有第一开关元件SW1、第二开关元件SW2、第三开关元件SW3、第四开关元件SW4。此外，具有用于将诊断用信号SFD向第一节点N1输入的第五开关元件SW5。第一开关元件SW1被设置于第一电容器C1的一端与输入节点NA1之间。第二开关元件SW2被设置于第二电容器C2的一端与输入节点NA2之间。

第三开关元件SW3被设置于电路装置的端子PD1(图15)与输入节点NA1之间。第四开关元件SW4被设置于端子PD2与输入节点NA2之间。

在诊断模式时(诊断期间)，第一开关元件SW1、第二开关元件SW2成为导通，第三开关元件SW3、第四开关元件SW4成为断开。由此，能够通过成为断开的第三开关元件SW3、第四开关元件SW4而将与第一端子PD1、第二端子PD2侧的电连接切断，并且经由成为导通的第一开关元件SW1、第二开关元件SW2，而向检测电路60a供给使用了诊断用信号SFD的诊断用的所需信号(假性所需信号)。

此外，在通常工作期间内，第一开关元件SW1、第二开关元件SW2成为断开，第三开关元件SW3、第四开关元件SW4成为导通。此处，通常工作期间为，检测电路60a实施检测动作的期间。即，检测电路60a使用检测信号IQ1、IQ2而实施所需信号的检测处理的期间。通过采用这种方式，在通常工作期间内，能够通过成为断开的第一开关元件SW1、第二开关元件SW2而将与第一电容器C1、第二电容器C2侧的电连接切断，并且实现使用了第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2的检测处理，所述第一检测信号IQ1、第二检测信号IQ2经由成为导通的第三开关元件SW3、第四开关元件SW4而被输入。

Q/V转换电路62包括运算放大器OPB1、反馈电容器CB1、反馈电阻元件RB1。运算放大器OPB1的非反相输入端子被设定为模拟公共电压VCM。反馈电容器CB1被设置于运算放大器OPB1的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB1也被设置于运算放大器OPB1的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB1为用于对运算放大器OPB1的输出信号的DC偏压点进行设定的元件，也可以采用省略了反馈电阻元件RB1的结构。

Q/V转换电路64包括运算放大器OPB2、反馈电容器CB2、反馈电阻元件RB2。运算放大器OPB2的非反相输入端子被设定为模拟公共电压VCM。反馈电容器CB2被设置于运算放大器OPB2的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB2也被设置于运算放大器OPB2的输出端子与反相输入端子之间。反馈电阻元件RB2为用于对运算放大器OPB2的输出信号的DC偏压点进行设定的元件，也可以采用省略了反馈电阻元件RB2的结构。

Q/V转换电路62、64通过将来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2即电荷信号的电荷存储在反馈电容器CB1、CB2中，从而将电荷信号转换为电压信号。Q/V转换电路62、64具有低通滤波特性，例如以使其截止频率充分低于物理量传感器18的驱动频率(共振频率)的方式，对反馈电容器CB1、CB2的电容值等进行设定。

在Q/V转换电路62、64的后级设置有差分放大电路70a。该差分放大电路70a包括第一放大器AMC1和第二放大器AMC2。第一放大器AMC1为差分输入/单端输出的放大器。第二放大器AMC2也为差分输入/单端输出的放大器。

第一放大器AMC1具有第一运算放大器OPC1和第一电阻元件至第四电阻元件RC1～RC4。

第一电阻元件RC1被设置于第一放大器AMC1的反相输入端子TM1(节点NB1)与第一运算放大器OPC1的反相输入端子(节点NC3)之间。第二电阻元件RC2被设置于第一运算放大器OPC1的反相输入端子与第一运算放大器OPC1的输出端子(第一放大器AMC1的输出端子、节点NC1)之间。即，第一电阻元件RC1、第二电阻元件RC2被串联连接于第一放大器AMC1的反相输入端子TM1与第一运算放大器OPC1的输出端子(NC1)之间。在第一放大器AMC1的反相输入端子TM1(－)上，输入有来自前级的Q/V转换电路62的信号QB1。

第三电阻元件RC3被设置于第一放大器AMC1的非反相输入端子TP1(节点NB2)与第一运算放大器OPC1的非反相输入端子(节点NC4)之间。第四电阻元件RC4被设置于第一运算放大器OPC1的非反相输入端子(NC4)与模拟公共电压VCM的节点NC7之间。即，第三电阻元件RC3、第四电阻元件RC4被串联连接于第一放大器AMC1的非反相输入端子TP1与节点NC7之间。在第一放大器AMC1的非反相输入端子TP1(+)上，输入有来自前级的Q/V转换电路64的信号QB2。

第二放大器AMC2具有第二运算放大器OPC2和第五电阻元件至第八电阻元件RC5～RC8。

第五电阻元件RC5被设置于第二放大器AMC2的反相输入端子TM2(节点NB2)与第二运算放大器OPC2的反相输入端子(节点NC5)之间。第六电阻元件RC6被设置于第二运算放大器OPC2的反相输入端子(NC5)与第二运算放大器OPC2的输出端子(第二放大器AMC2的输出端子、节点NC2)之间。即，第五电阻元件RC5、第六电阻元件RC6被串联连接于第二放大器AMC2的反相输入端子TM2与第二运算放大器OPC2的输出端子(NC2)之间。在第二放大器AMC2的反相输入端子TM2(－)上，输入有来自前级的Q/V转换电路64的信号QB2。

第七电阻元件RC7被设置于第二放大器AMC2的非反相输入端子TP2(节点NB1)与第二运算放大器OPC2的非反相输入端子(节点NC6)之间。第八电阻元件RC8被设置于第二运算放大器OPC2的非反相输入端子(NC6)与模拟公共电压VCM的节点NC7之间。即，第七电阻元件RC7、第八电阻元件RC8被串联连接于第二放大器AMC2的非反相输入端子TP2与节点NC7之间。在第二放大器AMC2的非反相输入端子TP2上，输入有来自前级的Q/V转换电路62的信号QB1。

如此，图19的差分放大电路70a通过两个差分输入/单端输出的放大器而构成。即，差分放大电路70a通过差分输入/单端输出的第一放大器AMC1和差分输入/单端输出的第二放大器AMC2而构成，在所述第一放大器AMC1中，构成差分信号的信号QB1、QB2之中的信号QB1被输入至反相输入端子TM1(－)，信号QB2被输入至非反相输入端子TP1(+)，在所述第二放大器AMC2中，信号QB1被输入至非反相输入端子TP2(+)，信号QB2被输入至反相输入端子TM2(－)。

通过采用这种结构，从而电压以模拟公共电压VCM(模拟接地)为基准而向正极侧或负极侧变化的差分的信号QC1、QC2从差分放大电路70a被输出。例如在信号QC1相对于模拟公共电压VCM而为正极性的电压的情况下，信号QC2相对于VCM而成为负极性的电压。在信号QC1相对于VCM而为负极性的电压的情况下，信号QC2相对于VCM而成为正极性的电压。

例如，当将电阻元件RC1、RC3、RC5、RC7的电阻值设为R1，将电阻元件RC2、RC4、RC6、RC8的电阻值设为R2，将差分放大电路70a的差分放大的增益设为GC时，GC/2＝R2/R1的关系成立。而且，在差分放大电路70a被输入了信号QB1、QB2的情况下，输出如下式所示的信号QC1、QC2。

QC1＝VCM－(GC/2)×(QB1－QB2)

QC2＝VCM+(GC/2)×(QB1－QB2)

QC1－QC2＝－GC×(QB1－QB2)

即，差分放大电路70输出信号QC1、QC2，该信号QC1、QC2为，信号QB1、QB2的差分成分(QB1－QB2)被放大了增益GC倍，且极性以模拟公共电压VCM为基准而发生了反转的差分的信号。

此外，在放大器AMC1的输出信号QC1的输出节点NC1与放大器AMC2的输出信号QC2的输出节点NC2之间，设置有电阻元件RC9、RC10。通过这些电阻元件RC9、RC10而构成了分压电路。而且，在电阻元件RC9与电阻元件RC10的连接节点NC8处，生成有通过对放大器AMC1的输出信号QC1的电压与放大器AMC2的输出信号QC2的电压进行分压而得到的监视电压VB。例如在电阻元件RC9、RC10的电阻值相等的情况下，监视电压VB成为信号QC1的电压与信号QC2的电压的中点电压。因此，当将信号QC1的电压设为VQC1，将信号QC2的电压设为VQC2时，能够将监视电压表示为VB＝(VQC1+VQC2)/2。另外，电阻元件RC9、RC10的电阻值为任意。

而且，故障检测电路160a基于该监视电压VB而实施差分放大电路70a的故障检测。即，故障检测电路160a通过对由信号QC1与QC2的分压所得到的监视电压VB是否处于以模拟公共电压VCM为基准(中心)的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。例如，通过对监视电压VB是否处于高电位侧的阈值电压VTH与低电位侧的阈值电压VTL之间的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

具体而言，故障检测电路160a除了利用图13所说明的结构以外，还具有比较器CPC1、CPC2、OR电路ORC1。在比较器CPC1的反相输入端子上输入有高电位侧的阈值电压VTH，在非反相输入端子上输入有作为通过电阻元件RC9、RC10而得到的分压(中点电压)的监视电压VB。在比较器CPC2的反相输入端子上输入有监视电压VB，在非反相输入端子上输入有低电位侧的阈值电压VTL。OR电路ORC1被输入比较器CPC1、CPC2的输出信号，并输出监视结果信号DGC(诊断信号、故障检测信号)。

例如，在监视电压VB处于阈值电压VTH与阈值电压VTL之间的判断电压范围内的情况下，监视结果信号DGC成为L电平，而向控制部140等传达未检测到故障的情况。另一方面，在监视电压VB处于判断电压范围外的情况下，监视结果信号DGC成为H电平，而向控制部140等传达检测到故障的情况。

通过采用这种方式，在图19中，也实现了差分放大电路70a的单独的故障检测。即，差分放大电路70a的输出信号QC1、QC2在正常状态的情况下也成为如图14A所示那样以模拟公共电压VCM为中心的对称的信号波形，从而成为QC1、QC2的中点电压的监视电压VB与模拟公共电压VCM一致。另一方面，当发生故障时，该对称性将被破坏，从而成为如图14B所示的信号波形，由此监视电压VB的电压电平发生变动。通过故障检测电路160a(CPC1、CPC2、ORC1)而对该监视电压VB的变动进行检测。即，通过对监视电压VB是否处于判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。通过采用这种方式，能够实现差分放大电路70a的单独的故障检测。

另外，实施差分放大电路70a的故障检测时的判断电压范围也可以与实施增益调节放大器76a的故障检测时的判断电压范围不同。即，对判断电压范围进行规定的高电位侧的阈值电压VTH、低电位侧VTL的阈值电压VTL也可以被设定为不同的电压。

在差分放大电路70a的后级设置有高通滤波器部74。该高通滤波器部74具有电容器CK1、CK2和电阻元件RK1、RK2。电容器CK1的一端与差分放大电路70a的输出节点NC1连接。电容器CK1的另一端与电阻元件RK1的一端连接。电容器CK2的一端与差分放大电路70a的输出节点NC2连接。电容器CK2的另一端与电阻元件RK2的一端连接。电阻元件RK1的另一端和电阻元件RK2的另一端与节点NK1连接，该节点NK1被设定为模拟公共电压VCM。

通过在差分放大电路70a的后级设置高通滤波器部74，从而能够去除信号QC1、QC2的DC偏压成分等。此外，由于节点NK1被设定为模拟公共电压VCM，因此来自差分放大电路70a的信号QC1、QC2在通过了高通滤波器部74之后，也成为以模拟公共电压VCM为中心的对称的信号波形。

在高通滤波器部74的后级设置有增益调节放大器76a。由于增益调节放大器76a的结构为如利用图13等所说明的结构，因此省略其说明。另外，在仅通过增益调节放大器而实施信号的差分放大的情况等下，也可以省略差分放大电路70a的结构。

在增益调节放大器76a的后级设置有同步检波电路81。同步检波电路81包括开关混频器82和开关混频器84。开关混频器82为用于所需信号(角速度)的提取(通常工作用)的混频器。即，开关混频器82基于来自驱动电路30的同步信号SYC而实施差分的同步检波，从而检测出所需信号。开关混频器84为用于干扰信号的提取(诊断用)的混频器。

例如在振动片10上任意地产生振动泄漏信号，并通过开关混频器84对该振动泄漏信号进行检波，从而实施检测电路60a的故障诊断。

例如在图17中，如果驱动臂4、5和驱动臂6、7实施弯曲振动时的两者的振动能量的平衡被保持，则在未向振动片10施加角速度的状态下，检测臂8、9不会进行弯曲振动。另一方面，当两者的振动能量的平衡被破坏时，即使在未向振动片10施加角速度的状态下，也会发生检测臂8、9的弯曲振动。该弯曲振动被称为泄漏振动，并且与基于科里奥利力的振动同样为箭头标记C的方向上的弯曲振动。虽然基于科里奥利力的振动(检测信号IQ1、IQ2)成为相位相对于驱动信号DQ偏移了90度的信号，但泄漏振动成为与驱动信号DQ同相位的振动。另外，由于在Q/V转换电路62、64中相位偏移90度，因此在同步检波的阶段，基于泄漏振动的信号成为相位相对于同步信号SYC偏移了90度的信号。

而且，在本实施方式中，通过略微破坏驱动臂4、5和驱动臂6、7的振动能量的平衡，从而主动地产生所需电平的振动泄漏成分。例如通过激光加工等，而使驱动臂4、5的顶端的锤部和驱动臂6、7的顶端的锤部产生质量差，从而破坏振动能量的平衡，由此产生任意的振动泄漏。由于该振动泄漏的电平成为已知的值，因此能够通过利用开关混频器84对该振动泄漏的信号进行检波，从而实施检测电路60a的故障诊断。

在开关混频器82中，来自前级的增益调节放大器76a的信号QD1被输入至第一输入节点ND1，信号QD2被输入至第二输入节点ND2。而且，根据来自驱动电路30的同步信号SYC(CK0)而实施差分的同步检波，并向第一输出节点NF1、第二输出节点NF2输出差分的信号QF1、QF2。

开关混频器82具有开关元件SF1、SF2、SF3、SF4。开关元件SF1被设置于开关混频器82的第一输入节点ND1与第一输出节点NF1之间。开关元件SF2被设置于开关混频器82的第二输入节点ND2与第二输出节点NF2之间。开关元件SF3被设置于第二输入节点ND2与第一输出节点NF1之间。开关元件SF4被设置于第一输入节点ND1与第二输出节点NF2之间。这些开关元件SF1～SF4能够通过例如MOS晶体管(例如NMOS型晶体管或者传输门)而构成。

开关元件SF1、SF2根据时钟信号CK0而进行导通/断开，开关元件SF3、SF4根据时钟信号XCK0而进行导通/断开。时钟信号CK0为相当于前述的同步信号SYC的信号，时钟信号XCK0为时钟信号CK0的反相信号(相位相异180度的信号)。因此，开关元件SF1和SF3排他地进行导通/断开，开关元件SF2和SF4排他地进行导通/断开。例如在时钟信号CK0(SYC)为H电平(在广义上为第一电压电平)的情况下，开关元件SF1、SF2成为导通，而开关元件SF3、SF4成为断开。在时钟信号CK0成为L电平(在广义上为第二电压电平)的情况下，开关元件SF1、SF2成为断开，而开关元件SF3、SF4成为导通。

由此，来自增益调节放大器76a的差分的信号QD1、QD2以差分信号的状态而被同步检波，从而同步检波后的信号作为差分的信号QF1、QF2而被输出。通过该开关混频器82，前级的电路(Q/V转换电路、差分放大电路、增益调节放大器)所产生的噪声(1/f噪声)等干扰信号被频率转换为高频带。此外，作为与科里奥利力相对应的信号的所需信号落入直流信号。而且，通过开关混频器82而被频率转换为高频带的1/f噪声等干扰信号通过设置在后级的滤波器部90(图18)而被去除。该滤波器部90为，例如由无源元件构成的无源滤波器。即，作为滤波器部90，能够不使用运算放大器，而采用由电阻元件或电容器等无源元件构成的无源滤波器。

在开关混频器84中，来自前级的增益调节放大器76a的信号QD1被输入至第一输入节点ND1，信号QD2被输入至第二输入节点ND2。而且，向第一输出节点NG1、第二输出节点NG2输出差分的信号QG1、QG2。

开关混频器84具有开关元件SG1、SG2、SG3、SG4。开关元件SG1被设置于第一输入节点ND1与第一输出节点NG1之间。开关元件SG2被设置于第二输入节点ND2与第二输出节点NG2之间。开关元件SG3被设置于第二输入节点ND2与第一输出节点NG1之间。开关元件SG4被设置于第一输入节点ND1与第二输出节点NG2之间。这些开关元件SG1～SG4能够通过例如MOS晶体管(例如NMOS型晶体管或者传输门)而构成。

开关元件SG1、SG2根据时钟信号CK90而进行导通/断开，开关元件SG3、SG4根据时钟信号XCK90而进行导通/断开。时钟信号CK90为相位相对于时钟信号CK0(同步信号SYC)相异90度的信号。时钟信号XCK90为时钟信号CK90的反相信号(相位相异180度的信号)。因此，开关元件SG1和SG3排他地进行导通/断开，开关元件SG2和SG4排他地进行导通/断开。例如在时钟信号CK90为H电平的情况下，开关元件SG1、SG2成为导通，而开关元件SG3、SG4成为断开。在时钟信号CK90成为L电平的情况下，开关元件SG1、SG2成为断开，而开关元件SG3、SG4成为导通。

在振动片10上任意地产生的振动泄漏信号(在广义上为干扰信号)与同步信号SYC(所需信号)相位相异90度。因此，开关混频器84通过基于与作为同步信号SYC的时钟信号CK0相位相异90度的时钟信号CK90，来对信号QD1、QD2进行同步检波，从而能够提取出被任意混入的振动泄漏信号。由于该情况下的振动泄漏信号的电平为已知，因此通过对开关混频器84的检测结果进行A/D转换，并与期待值进行比较，从而能够检测出所期待的振动泄漏信号被混入到QD1、QD2中的情况。而且，在所期待的振动泄漏信号被检测出的情况下，能够判断为检测电路60a在正常地工作。使用了该开关混频器84的诊断处理在前述的实施方式1中参照图11所说明的常时诊断的期间内被执行。

以下，虽然转移至“生成VCM的模拟公共电压生成电路”、“由诊断电路150实施的自我诊断”、“电路装置的动作”的说明，但对于“生成VCM的模拟公共电压生成电路”，由于与在前述的第一实施方式中使用图9所说明的结构相同，因此省略其说明。

接下来，参照图10，对由诊断电路150实施的自我诊断进行说明。在图10中，电压振幅为VB的诊断用信号SFD被输入至图19的第一节点N1。于是，Q/V转换电路62输出电压振幅为VB1的信号QB1，Q/V转换电路64输出电压振幅为VB2的信号QB2。另外，虽然在图10中，诊断用信号SFD成为矩形波，但也可以为正弦波等周期信号。

例如，反馈电容器CB1与CB2的电容值相等，而电容器C2的电容值与电容器C1的电容值相比较大。电容器CB1、CB2的电容值例如为0.5pF～1.5pF左右，电容器C1的电容值C例如为250fF～750fF左右。电容器C1与C2的电容值之差ΔC例如为50fF～150fF左右。另外，C1、C2、CB1、CB2例如能够通过由多晶硅构成的电容器(双层多晶硅电容器)或由MIM(Metal-Insulator-Metal：金属-绝缘体-金属)构成的电容器等来实现。

如此，在与电容器C1相比，电容器C2的电容值较大的情况下，如图10所示，Q/V转换电路62、64输出使VB1＜VB2的关系成立的信号QB1、QB2。具体而言，Q/V转换电路62、64为反相放大器。因此，如图10所示，在诊断用信号SFD为正极性的情况下，Q/V转换电路62、64输出以模拟公共电压VCM为基准(中心)而成为负极性，且对于电压振幅使VB1＜VB2的关系成立的信号QB1、QB2。

即，通过由Q/V转换电路62、64的运算放大器OPB1、OPB2而实现的虚拟接地(虚拟短路)，从而输入节点NA1、NA2的电位均被设定为模拟公共电压VCM。而且，由于与电容器C1相比电容器C2的电容值较大，因此在电压振幅为VB的诊断用信号SFD被施加在电容器C1、C2的另一端的情况下，与电容器C1的存储电荷量相比，电容器C2的存储电荷量增大。而且，由于Q/V转换电路62、64的反馈电容器CB1、CB2的电容值相等，因此对于信号QB1、QB2的电压振幅，VB1＜VB2的关系成立。即，信号QB1的电压振幅VB1被设定为对应于电容器C1与反馈电容器CB1的电容比(C1/CB1)的振幅，信号QB2的电压振幅VB2被设定为对应于电容器C2与反馈电容器CB2的电容比(C2/CB2)的振幅。而且，由于与电容器C1相比电容器C2的电容值较大，因此VB1＜VB2的关系成立。

差分放大电路70a对信号QB1、QB2的差分成分进行放大。因此，如图10所示，信号QB1、QB2的差分被放大增益倍并且被进行了反相的信号作为差分的信号QC1、QC2而被输出。例如在将差分放大电路70a的差分放大的增益设为GC的情况下，信号QC1与信号QC2之间的差分电压能够被表示为VDF＝GC×(VB2－VB1)。

如此，通过向电容器C1的另一端侧的节点N1输入诊断用信号SFD，从而能够向检测电路60a供给如信号QC1、QC2所示那样的诊断用的所需信号(假性所需信号)。而且，通过检测电路60a实施该诊断用的所需信号的检测动作，并对其检测结果进行监控，从而能够实施检测电路60a是否在正常地工作的诊断(自我诊断、故障诊断)。具体而言，通过对图10的信号QC1、QC2的差分电压VDF进行检测，从而能够实施检测电路60a的诊断。

例如，由于电容器C1、C2、CB1、CB2的电容值和诊断用信号SFD的电压振幅为已知，因此信号QC1、QC2的差分电压VDF也成为已知。因此，如果与差分电压VDF相对应的检测电路60a的检测结果在期待值的范围内，则能够诊断为检测电路60a在正常地工作。具体而言，例如通过同步检波电路81的同步检波，与同步信号SYC相位不同的干扰信号(例如相位偏移了90度的干扰信号)被去除，另一方面，与同步信号SYC相位相同的诊断用的所需信号被提取。即，在频谱中的DC等的频带中出现诊断用的所需信号的成分。因此，如果该诊断用的所需信号的DC成分的值(DC电压值或DC电压的A/D转换值)在期待值的范围内，则能够诊断为检测电路60a在正常地工作。

图11为对本实施方式的电路装置的动作进行说明的动作顺序图。如图11所示，在电路装置接通电源并且电源成为导通之后，电路装置被设定为诊断模式，从而实施初始诊断。即，实施对检测电路60a是否在正常地工作进行验证的诊断。在该初始诊断(诊断模式)时，诊断电路150的开关元件SW1、SW2成为导通，另一方面，开关元件SW3、SW4成为断开。由此，来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2的输入被电切断，并且对来自驱动电路30的信号进行了电压电平转换所得到的信号作为诊断用信号SFD而被输入至电容器C1、C2的另一端的节点N1。由此，如利用图10所说明的那样，向检测电路60a供给诊断用的假性的所需信号，从而能够对检测电路60a的各个电路是否在正常地工作进行诊断。

另一方面，当这种初始诊断完毕而成为对所需信号进行检测的通常工作期间时，开关元件SW3、SW4成为导通，另一方面，开关元件SW1、SW2成为断开。由此，来自振动片10的检测信号IQ1、IQ2被输入至检测电路60a，从而实施所需信号的检测处理。此时，由于开关元件SW1、SW2成为断开，因此能够对例如基于来自驱动电路30的信号的噪声等传递至检测电路60a的输入节点NA1、NA2等的事态进行抑制。

如此，在图11中，在电源接通后，通常工作期间之前，设定为诊断模式。该诊断模式的设定通过如下方式来实现，即，例如电路装置的外部的控制器等发出用于开始诊断模式(初始诊断)的命令，该命令经由电路装置的接口而被受理。或者，也可以采用如下方式，即，在电源接通后自动地将电路装置的工作模式设定为诊断模式。另外，也可以在通常工作的开始后，暂时停止通常工作，并基于例如来自电路装置的外部的控制器的命令的发出等，而实施电路装置的诊断处理。

此外，如图11所示，在通常工作期间内，实施用于对检测电路60a是否在正常地工作进行常时确认的常时诊断。

在该常时诊断中，故障检测电路160a实施差分放大电路70a和增益调节放大器76a的故障检测。即，故障检测电路160a对监视电压VB、VA是否处于判断电压范围内进行检测。而且，控制部140基于来自故障检测电路160a的监视结果信号DGC、DGD，而实施差分放大电路70a、增益调节放大器76a的故障诊断。

此外，在该常时诊断中，开关混频器84实施对任意产生的振动泄漏信号进行提取的同步检波。而且，控制部140通过对所提取出的振动泄漏信号的成分是否处于期待值的范围内进行检测，从而实施检测电路60a的整体的故障诊断。此时，开关混频器82实施用于提取所需信号的通常的同步检波。因此，能够同时执行通过振动泄漏信号的提取而实现的故障诊断和通过同步检波而实现的所需信号的提取处理，从而实现常时诊断。

如上文所述，在本第二实施方式中，能够实施通过同步检波而实现的所需信号的提取处理，并且与此并行地执行由故障检测电路160a实施的差分放大电路70a、增益调节放大器76a的故障诊断和由开关混频器84实施的检测电路60a的整体的故障诊断，从而能够实现电路装置的实际工作中的常时诊断。因此，能够大幅度地提高相对于因随着时间的变化而产生的故障或性能劣化的可靠性。

4.移动体、电子设备

在图20A中，图示了包括上述的实施方式的电路装置20、20a的移动体的示例。本实施方式的电路装置20、20a例如能够组装在汽车、飞机、摩托车、自行车或者船舶等各种移动体中。移动体例如为，具备发动机或电动机等驱动机构、方向盘或舵等转向机构、各种电子设备，并在地上或空中或海上移动的设备和装置。图20A概要地图示了作为移动体的具体例的汽车206。在汽车206中，组装有具有振动片10和电路装置20、20a的陀螺传感器510、510a(传感器)。陀螺传感器510、510a能够对车身207的姿态进行检测。陀螺传感器510、510a的检测信号被供给至车身姿态控制装置208。车身姿态控制装置208例如能够根据车身207的姿态而对悬架的软硬进行控制或者对每个车轮209的制动器进行控制。此外，能够在双足步行机器人或航空器、直升飞机等各种移动体中利用这样的姿态控制。为了实现姿态控制能够组装陀螺传感器510。

如图20B、图20C所示，本实施方式的电路装置能够应用于数码照相机或生物体信息检测装置(可佩带的健康设备，例如脉搏计、计步器、活动量计等)等各种的电子设备中。例如在数码照相机中，能够实施使用了陀螺传感器或加速度传感器的手抖补正等。此外，在生物体信息检测装置中，能够使用陀螺传感器或加速度传感器而对用户的体动进行检测，或者对运动状态进行检测。此外，如图20D所示，本实施方式的电路装置也能够应用于机器人的可动部(臂部、关节)或主体部中。机器人能够假定为移动体(奔跑/步行机器人)、电子设备(非奔跑/非步行机器人)中的任意一种。在奔跑/步行机器人的情况下，例如能够在自动奔跑中利用本实施方式的电路装置。

另外，虽然如上述那样对本实施方式进行了详细说明，但本领域技术人员能够容易理解如下内容，即，能够实施在实体上不脱离本发明的新颖事项以及效果的多种改变。因此，这种改变例也全部被包含在本发明的范围中。例如，在说明书或附图中至少一次与更为广义或同义的不同用语(物理量检测装置、物理量传感器等)一起记载的用语(陀螺传感器、振动片等)，在说明书或附图的任意位置处均能够置换为该不同的用语。此外，电路装置、物理量检测装置、电子设备、移动体的结构、振动片的结构等也不限定于本实施方式中所说明的内容，能够实施各种改变。

符号说明

AMC1第一放大器；AMC2第二放大器；TM1、TM2反相输入端子；TP1、TP2非反相输入端子；OPC1第一运算放大器；OPC2第二运算放大器；RC1～RC8第一电阻元件至第八电阻元件；RC9、RC10电阻元件；CPC1、CPC2比较器；ORC1OR电路；VB监视电压；AMD1第一放大器；AMD2第二放大器；RD1～RD4第一电阻元件至第四电阻元件；OPD1第一运算放大器；OPD2第二运算放大器；CPD1、CPD2比较器；ORD1OR电路；VA监视电压；C1第一电容器；C2第二电容器；SW1～SW4第一开关元件至第四开关元件；PD1～PD4端子；SFD诊断用信号；1基部；2、3连结臂；4、5、6、7驱动臂；8、9检测臂；10振动片；18物理量传感器；20电路装置；30驱动电路；32放大电路(I/V转换电路)；40增益控制电路；50驱动信号输出电路；52同步信号输出电路；60检测电路；61放大电路；62、64Q/V转换电路；70差分放大电路；74高通滤波器部；76增益调节放大器；81同步检波电路；82、83开关混频器；90滤波器部；100A/D转换电路；110DSP部；140控制部；142寄存器部；150诊断电路；160故障检测电路；206移动体(汽车)；207车身；208车身姿态控制装置；209车轮；500、500a电子设备；510陀螺传感器；520处理部；530存储器；540操作部；550显示部。

Claims (18)

1.一种电路装置，其特征在于，包括：

差分输入单端输出的第一放大器，其中，构成差分信号的第一信号以及第二信号之中的所述第一信号被输入至反相输入端子，所述第二信号被输入至非反相输入端子；

差分输入单端输出的第二放大器，其中，所述第一信号被输入至非反相输入端子，所述第二信号被输入至反相输入端子；

故障检测电路，其基于所述第一放大器的输出信号和所述第二放大器的输出信号而实施故障检测；

分压电路，其具有被设置于所述第一放大器的输出信号的输出节点与所述第二放大器的输出信号的输出节点之间的多个电阻元件，并利用所述多个电阻元件对所述第一放大器的所述输出信号的电压与所述第二放大器的所述输出信号的电压进行分压而生成监视电压，

所述第一放大器以及所述第二放大器为，实施以同一模拟公共电压为基准的单端的输出的放大器，

所述故障检测电路通过对所述监视电压是否处于以所述模拟公共电压为基准的判断电压范围内进行检测，从而实施所述故障检测。

2.一种电路装置，其特征在于，包括：

差分输入单端输出的第一放大器，其中，构成差分信号的第一信号以及第二信号之中的所述第一信号被输入至反相输入端子，所述第二信号被输入至非反相输入端子；

差分输入单端输出的第二放大器，其中，所述第一信号被输入至非反相输入端子，所述第二信号被输入至反相输入端子；

故障检测电路，其基于所述第一放大器的输出信号和所述第二放大器的输出信号而实施故障检测；

分压电路，其具有被设置于所述第一放大器的输出信号的输出节点与所述第二放大器的输出信号的输出节点之间的多个电阻元件，并利用所述多个电阻元件对所述第一放大器的所述输出信号的电压与所述第二放大器的所述输出信号的电压进行分压而生成监视电压，

所述故障检测电路基于所述监视电压而实施所述故障检测。

3.如权利要求1或2所述的电路装置，其特征在于，

所述故障检测电路通过对所述监视电压是否处于高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压之间的判断电压范围内进行检测，从而实施所述故障检测。

4.如权利要求1或2所述的电路装置，其特征在于，

所述第一放大器包括：

第一运算放大器；

第一电阻元件，其被设置于所述第一放大器的所述反相输入端子与所述第一运算放大器的反相输入端子之间；

第二电阻元件，其被设置于所述第一运算放大器的所述反相输入端子与所述第一运算放大器的输出端子之间；

第三电阻元件，其被设置于所述第一放大器的所述非反相输入端子与所述第一运算放大器的非反相输入端子之间；

第四电阻元件，其被设置于所述第一运算放大器的所述非反相输入端子与模拟公共电压节点之间，

所述第二放大器包括：

第二运算放大器；

第五电阻元件，其被设置于所述第二放大器的所述反相输入端子与所述第二运算放大器的反相输入端子之间；

第六电阻元件，其被设置于所述第二运算放大器的所述反相输入端子与所述第二运算放大器的输出端子之间；

第七电阻元件，其被设置于所述第二放大器的所述非反相输入端子与所述第二运算放大器的非反相输入端子之间；

第八电阻元件，其被设置于所述第二运算放大器的所述非反相输入端子与所述模拟公共电压节点之间。

5.如权利要求1所述的电路装置，其特征在于，包括：

驱动电路，其对物理量传感器进行驱动；

检测电路，其被输入来自所述物理量传感器的第一检测信号以及第二检测信号，

所述检测电路包括差分放大电路，所述差分放大电路通过所述第一放大器以及所述第二放大器而构成，并被输入与所述第一检测信号以及所述第二检测信号相对应的所述第一信号以及所述第二信号。

6.如权利要求5所述的电路装置，其特征在于，

所述检测电路包括：

第一电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第一检测信号且输出所述第一信号；

第二电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第二检测信号且输出所述第二信号。

7.一种电路装置，其特征在于，包括：

第一运算放大器，其中，构成差分信号的第一信号以及第二信号之中的所述第一信号被输入至非反相输入端子；

第二运算放大器，其中，所述第一信号以及所述第二信号之中的所述第二信号被输入至非反相输入端子；

第一分压电路，其对第一节点的电压和所述第一运算放大器的输出端子的电压进行分压，并将所述第一运算放大器的反相输入端子设定为通过所述分压而得到的电压；

第二分压电路，其对所述第一节点的电压和所述第二运算放大器的输出端子的电压进行分压，并将所述第二运算放大器的反相输入端子设定为通过分压而得到的电压；

故障检测电路，其基于作为所述第一节点的电压的监视电压而实施故障检测。

8.如权利要求7所述的电路装置，其特征在于，

所述第一分压电路包括：

第一电阻元件，其被设置于所述第一节点与所述第一运算放大器的所述反相输入端子之间；

第二电阻元件，其被设置于所述第一运算放大器的所述反相输入端子与所述第一运算放大器的所述输出端子之间，

所述第二分压电路包括：

第三电阻元件，其被设置于所述第一节点与所述第二运算放大器的所述反相输入端子之间；

第四电阻元件，其被设置于所述第二运算放大器的所述反相输入端子与所述第二运算放大器的所述输出端子之间。

9.如权利要求8所述的电路装置，其特征在于，

所述第一电阻元件以及所述第二电阻元件中的至少一方和所述第三电阻元件以及所述第四电阻元件中的至少一方为电阻值可变的电阻元件。

10.如权利要求7所述的电路装置，其特征在于，

所述第一信号为，以模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的信号，

所述第二信号为，以所述模拟公共电压为基准而向正极侧或者负极侧变化的信号，

所述故障检测电路通过对所述监视电压是否处于以所述模拟公共电压为基准的判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

11.如权利要求10所述的电路装置，其特征在于，

所述故障检测电路通过对所述监视电压是否处于高电位侧的阈值电压与低电位侧的阈值电压之间的所述判断电压范围内进行检测，从而实施故障检测。

12.如权利要求7所述的电路装置，其特征在于，包括：

驱动电路，其对物理量传感器进行驱动；

检测电路，其被输入来自所述物理量传感器的第一检测信号以及第二检测信号，

所述检测电路包括增益调节放大器，所述增益调节放大器通过所述第一运算放大器以及所述第二运算放大器和所述第一分压电路以及所述第二分压电路而构成，并被输入与所述第一检测信号以及所述第二检测信号相对应的所述第一信号以及所述第二信号。

13.如权利要求12所述的电路装置，其特征在于，

包括同步检波电路，所述同步检波电路被设置在所述增益调节放大器的后级侧，并基于来自所述驱动电路的同步信号而实施同步检波。

14.如权利要求12所述的电路装置，其特征在于，

所述检测电路包括差分放大电路，所述差分放大电路被设置在所述增益调节放大器的前级侧，并输出所述第一信号以及所述第二信号。

15.如权利要求14所述的电路装置，其特征在于，

所述检测电路包括：

第一电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第一检测信号；

第二电荷/电压转换电路，其被设置在所述差分放大电路的前级侧，并被输入所述第二检测信号。

16.一种物理量检测装置，其特征在于，

包括权利要求5至8以及权利要求12至15中任一项所述的电路装置和所述物理量传感器。

17.一种电子设备，其特征在于，

包括权利要求1至15中任一项所述的电路装置。

18.一种移动体，其特征在于，

包括权利要求1至15中任一项所述的电路装置。

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