CN105681233A

CN105681233A - 正交差分向量信令

Info

Publication number: CN105681233A
Application number: CN201610051641.9A
Authority: CN
Inventors: 哈姆·克罗尼; 阿明·舒克拉伊
Original assignee: Ecole Polytechnique Federale de Lausanne EPFL
Current assignee: Ecole Polytechnique Federale de Lausanne EPFL
Priority date: 2010-04-30
Filing date: 2011-05-02
Publication date: 2016-06-15
Anticipated expiration: 2031-05-02
Also published as: CN102986183B; US20180183497A1; US10355756B2; US10985806B2; US20210258046A1; CN105681233B; US11831366B2; US9288089B2; CN102986183A; US9825677B2; US20190341972A1; US20160197656A1; US20110268225A1; US20230223994A1; US11611377B2; WO2011134678A1

Abstract

使用至少部分基于非简单正交或单式矩阵的变换，数据在数据总线上传送，对于一种或多种信号噪声具有恢复力，并在传送点和接收点不需要常规基准。这种变换可在硬件中以有效方式实现。混合变换器将这种变换应用到所选择的被传送信号子集,可适用于各种信号组大小和/或传送环境特性，包括给定传送环境的噪声和物理空间的需求。

Description

正交差分向量信令

本申请是中国专利申请号为No.2011800302468的分案申请。

技术领域

本发明一般性地涉及通信，并具体涉及能够传递信息的信号传送。

背景技术

在物理设备上的数字信息传送已经成为很多研究的主题，例如像在计算机芯片的导线上，通过光缆、通过双绞铜线、或通过例如像高清晰度多媒体接口(HDMI)的电缆以及其他这种物理的、有形的和/或非瞬态的传输介质。每条要传送的信息可以与连续时间波形相关，以使各条不同信息通过其对应波形可相互区别。例如，在使用物理电压在导线上传送信息的情况下，各条信息可以对应于可能的比特值0或1，并且，0可以对应于相对于固定基准电压的电压+V，而1则可以对应于相对于相同的基准电压的电压－V。在使用更高的调制的情况下，各条信息可以对应于更多个比特的所有可能的组合，并且每个这样的比特组可对应于波形的不同相位，或对应于不同幅值，或对应于不同的频率。通过改变其一个或多个属性，可以将信息编码到波形中。该波形可以转换成物理的、有形的和/或非瞬态的由传输介质运送的实施体。相对于基线调制信号而变化波形的一个或多个属性的过程在此称为调制过程。使用被调制信号来传送信息的动作在此被称为信令(signaling)。

在导线上传送信号更常使用的多个方法之一是单端信令方法。通过相对于基准把不同电压电平(电压模式)施加在导线上，或把不同强度的电流(电流模式)发送到导线中来传送信息。当使用电压时，一条导线运送代表该信号的不同电压，而另一导线则连接到基准电压，基准电压通常是地。当使用电流时，电流的公共返回路径通常是地。因此，在单端信令方法中，每个信号源使用一条信号路径连接到数据获取接口。在数据获取接口处，经常直接测量电压或者通过将利用基准负载连接终结导线来测量电压。测量的结果与信号和常为采集端的测量的结果与信号和常为采集点的“地线”或“接地”的基准值之间的差成比例。该方法基于信号源基准和数据采集端点的基准相同。然而，实际上它们对于实际原因的差异而不同实际上它们由于各种物理原因不同。这在信号必须穿过较长距离(例如在双绞铜线中)时特别有问题，或在信号的频率非常高时(例如在高吞吐量芯片上通信中)特别有问题。使用地线作为基准并且连接该地线到两端点，这会驱动大量电流，也就是接地回路，当使用单端输入时，其会导致发生重大错误。此外，不可能在导线的两侧总是具有公共的电气基准。在光通信中这可能是实际情况。而且，单端输入对于噪声很敏感(即不需要的信号污染)。例如，这些噪声会由于电信号导线起到天线的作用而被添加，并且由此拾取环境电性活动。单端信令方法不总是提供针对这些噪声源的充分保护，尤其对于高速通信来说。

为了解决这些问题，使用被称为差分信令的不同形态的信令。在传统的差分信令中，使用在两个分离导线上发送的两个互补信号来传送信息，例如，以在导线之间的电压差或导线中的电流强度和方向之间的电压差的形式。输出信号就是这两个互补信号之间的差。该技术可用于模拟信令，例如在一些音频系统中，以及用于数字信令中。示例包括，但不限于：诸如用于DVI和HDMI光缆中的RS-422，RS-485，双绞线以太网，周边组件接口(PCI)Express，通用串行总线(USB)，串行ATA，最小化传输差分信号(TMDS)或者火线接口的标准。虽然在差分输入的两条导线上发送互补信号在一些应用中是有利的，但是这不是严格需要的。可替代地，有可能以第二和第一线之间的电压差对于某一固定电压V是+V或－V的这种形式，在第二条导线上发送信息。在获取点，接收设备读取两个信号之间的差。由于接收器忽略导线相对于地面的电压，因此在发送器和接收器之间接地电势的小变化不会影响接收器检测信号的能力。差分信令的主要优势是其对于“共模噪声”的阻力。这是该噪声以同样的方式影响系统中的两条导线(例如，通过附近导线产生的干涉)的噪声。另外，相比于单端信令，接收器处的信号幅度通常更大，这能导致更好的噪声性能。

在很多实际方案中，通过一次发送多于一比特的信息来进行通信。例如，在32比特总线系统中，二进制信息的32比特可以同时发送。在这种情况下，并行使用多个单端或差分信令路径，每比特用一条路径。传统差分信令的劣势在于这些实际方案需要大量的导线：对于每一比特具有两条相关的导线。比特的数量和用于传送这些比特的导线数量之间的比率在此被称为系统的引线效率。对于单端信令，该数字是1.0(或100％)，而对于差分信令，该数字为0.5(或50％)。在很多通信方案中，这使得使用差分信令令人较不满意。为了克服该问题，在一些情况中，信号被串行化并且仅在一对或几对差分信号路径上传送该串行化的数据。但是，该方法的缺点是需要在较高频段进行传送以保证预定吞吐量。但是，在较高频段的传送需要更多的能量，以实现较高频段操作及对抗与该操作相关的噪声。

需要一种信令方法，至少对于各种噪声模式，保持差分信号的恢复力，并具有能够接近单端信令的引线效率。本发明的实施例能单个和共同解决这些及其他问题。

发明内容

数据使用至少部分基于非简单正交或单式矩阵的变换，通过数据总线传送，而对一种或多种类型的信号噪声具有恢复力，而不需要在传送端及获取端具有共同的基准，/或引线效率大于50％，并且能接近单端信令的引线效率。这样的变换可在硬件中以有效的方式实现。混合变换器能将这样的变换用于要传送的选择的信号子集，这能够适用于不同信号组大小及/或传送环境特性，包括给定传送环境的噪声以及物理空间需求。

提供本发明内容来以简单的形式对下面在具体实施例中进一步描述的概念进行介绍。发明内容不是想标识所要求主题的关键特征或重要特征，也不是用于帮助确定所要求的主题范围。基于对具体实施例及所包含附图的综述，本发明的其他目标和/或益处对于本领域普通技术人员来说是显然的。

附图说明

参考附图描述根据本本公开的各种实施例，其中：

图1示意图描述了根据本发明至少一个实施例的通信示例的方面；

图2示意图描述了根据本发明至少一个实施例的变换器示例的方面；

图3示意图描述了用于单端信令的组件示例的方面；

图4示意图描述了用于传统差分信令的组件示例的方面；

图5示意图描述了根据本发明至少一个实施例的通信总线示例的方面；

图6示意图描述了根据本发明至少一个实施例的变换器示例的方面；

图7示意图描述了根据本发明至少一个实施例的反变换器示例的方面；

图8示意图描述了根据本发明至少一个实施例的解码器示例的方面；

图9表示根据本发明至少一个实施例的大小为12的Hadamard矩阵；

图10示意图描述了根据本发明至少一个实施例的编码器和/或解码器电路示例的方面；

图11a示意图描述了根据本发明至少一个实施例的另一编码器和/或解码器的方面；

图11b示意图描述了根据本发明至少一个实施例的再另一编码器和/或解码器电路示例的方面；

图11c示意图描述了根据本发明至少一个实施例的推送器示例的方面；

图11d示意图描述了根据本发明至少一个实施例的特殊减法器示例的方面；

图11e示意图描述了根据本发明至少一个实施例的再一编码器和/或解码器示例的方面；

图11f示意图描述了根据本发明至少一个实施例的再一编码器和/或解码器示例的方面；

图12a示意图描述了根据本发明至少一个实施例的另一变换器示例的方面；

图12b示意图描述了根据本发明至少一个实施例的另一反变换器示例的方面；

图13示意图描述了根据本发明至少一个实施例的均衡器示例的方面；

图14a示意图描述了根据本发明至少一个实施例的混合变换器示例的方面；

图14b示意图描述了根据本发明至少一个实施例的混合反变换器示例的方面；

图15a示意图描述了根据本发明至少一个实施例的另一混合变换器示例的方面；

图15b示意图描述了根据本发明至少一个实施例的混合反变换器示例的方面；

图16示意图描述了根据本发明至少一个实施例的传统DSL配置示例的方面；

图17示意图描述了根据本发明至少一个实施例的增强DSL配置示例的方面；

图18流程图描述了根据本发明至少一个实施例的正交差分向量信令步骤的示例；

贯穿本说明书和附图，使用相同的数字来指代相似的组件和特征。

具体实施例

系统设置

图1描述了一种示范性通信环境100，该通信环境100包括能够通过物理通信总线120进行通信的两个设备102和104。在总线120上进行两个设备102，104之间的通信。总线120是介质的一种例子，其上发生信号传输。要传送的信息可存储在信息存储介质101中，或者基本在传送的同时可获取。在至少一个实施例中，信息可以表示为比特序列，但是每个实施例不限于此。在至少一个实施例中，用信号表示比特。在数字电子学中，非归零(NRZ)信号是表示信息的常用信号。比特编码到方波的振幅中，例如振幅V表示逻辑0以及振幅0表示逻辑1。还可能用更加复杂的信号表示信息。例如由数字用户线(DSL)调制解调器产生的正交频分调制(OFDM)波形。这些信号经常对应于物理量，例如电路中的电压电平或电流。但是这不是必需的。例如，信号可以由电子组件的存储介质(例如存储器)的内容来定义。在比特以非物理形式表示的应用中，图1在单元101和110之间增加一转换器，其任务是将比特转换成物理形式。如那些本领域技术人员所知的，在信息的原子部分不是比特，而属于较大的字母表，其中每个字母表元素对应于信号的一个或多个特性时，在此申请中所公开的方法也可用。

比特形式的信息或表示信息的信号可被输入到变换器110。变换器110的任务是变换信息，以使其能够通过信号总线120被传送。例如，变换器110能产生波形序列，该波形序列对应于信息存储介质101中各个信息比特。这种波形的一个例子是非归零(NRZ)信令，其中逻辑0和逻辑1由在T秒的周期或者时间间隔上为a或－a的信号电平来表示，在本发明的一些实施例中，该信号电平可以是与给定基准的电压差。另一示例是光学调制器，其能根据信息将0或1变换为波长为λ₀和λ₁的光，或者调制所产生的光束强度。其他类型的调制也可以用到本说明书中，例如频率调制，或者信号相位调制。变换器110可以包括信号放大、信号过滤和/或其他适当的信号处理功能，设计用于为总线120的运输介质准备信号。另外，变换器的任务可包括生成不同信号组，原始信号可从其恢复，并且能抵抗总线120上各种类型的噪声。根据本发明至少一个实施例的变换器110的操作示例将在下文中更详细地描述。

一旦输入到变换器110的信号被变换，其就可以被传送到总线120上。总线120可包括一或多个具有一或多个物理介质的信号路径，能够将该变换后的信号组从总线120的一端运输到总线120的另一端。在本发明的至少一个实施例中，总线120的末端由物理距离隔开。这些信号路径和/或物理介质的每个(以下多次提到的“导线”)可以一次传送一或多个信息比特。在总线120上运输的信号会遭受噪声，其导致所述信号的退化或者破坏。在许多噪声源之中，我们提到四种类型：(a)共模噪声，其为信号路径中导线共有的噪声和干扰；在信号路径在芯片之上，并且具有将信息从芯片的一部分(例如存储器)传送给另一部分(例如CPU)的任务的情况下，这种噪声可能由电源、串扰、电磁干扰(EMI)或其他类型的干扰所引起；(b)独立噪声，其独立地破坏每条导线的信号；(c)同步切换输出(SSO)噪声，其在信号路径中的电路的整体功耗不恒定时出现，由此导致附加噪声破坏导线上的信号；以及(d)基准噪声，其在所定义信号的基本基准在源端点和获取端点不同的时候出现；遭遇这种噪声多种情形之一是在导线上传送的信号是对信号源端点的基准测得的电压，并且需要对获取端点的相同基准进行测量。例如在信号路径较长的情况下，或信号源点和获取点在两个不同环境的情况下，基准噪声会非常大。另外，组件容差也是信号总线两端的基准差异的常见原因。

总线120的另一特性是引线效率。为了本说明的目的，信号路径的引线效率被定义为信号路径中导线数量与同时传送的信号数量的比率。其他方面都相同，支持较高引线频率的系统典型地优于较低引线效率的系统。一旦信号通过总线120传送，其就可以进入反变换器130。反变换器130的任务包括重建在信息存储介质101中的源信息和/或代表该信息的信号。例如，当来自信息存储介质101的信息由NRZ信号表示时，反变换器130的输出可以是NRZ信号。在本发明的至少一个实施例中，包含变换器110和反变换器130的通信设备102、104分别通过物理总线接口106、108物理地连接于总线120。物理总线接口106、108的示例包括计算机芯片的引线、光纤接口、及根据任意合适通信标准的铜线接口。一旦信号离开了反变换器130，他们会被运输到通信路径中一个或多个其他的单元用于进一步处理。这种其他的单元可包括另一总线、或它们可包括通信路径的任意其他需要信息的部分(例如存储电子信息的存储器单元或处理该信号的DSL调制解调器，其将处理信号)。设备102、104的例子可以是未在图1中所示的大型设备的组件。为了描述清楚，图1中一些组件101、110、120、130之间的箭头显示信息和/或信号在一个方向上传送。但是，本发明的每个实施例不是限制性的。例如，在设备102、104之间的通信可以是双向的。

示例变换器110的操作还参考图2描述。在附图中，表示为S[0],…,S[k-1]的数量为k个的信号进入到变换器。这些信号表示信息存储器介质101中的信息(图1)。变换器可以包括三个单元：均衡器210、编码器220以及驱动器230。信号S[0],…,S[k-1]可以首先进入到均衡器210。均衡器210的任务是将信息存储介质101中的信息或代表该信息的信号转换成可由编码器220处理的形式。例如，对于NRZ信号，在进入到编码器220之前可以调整信号电平。如果进入到均衡器210的信号对应于比特，则它们映射为实数。例如逻辑0可以由1表示，并且逻辑1可以由－1表示。然后这些信号被推送到编码器。编码器从均衡器的输出产生n个信号。然后这些信号被传给信号路径驱动器230，其能放大信号并施加进一步的过滤。另外，信号路径驱动器在总线120上传送表示为B[0]，…，B[n-1]的信号。当介质携带的不是电信号时，信号驱动器还可包括将信号变换为另一种物理量(例如光)的换能器。在采用具有这些参数的变换器的系统中，引线效率等于k/n，因为k比特在n个波形的帮助下而在总线120上传送。

图3描述了构成单端信令的组件示例的方面。单元310可以理解为执行对应于均衡器210(图2)的均衡功能。这些单元310为每个进入信号创建另一不同于基准320的信号。在这些信号对应于电压的情况下，这些单元在其输出导线上施加两个可能的电压其中之一，其中，这些电压依赖于基准320。例如，这些单元能将电压V或V+a施加于这些导线上，其中V是基准点电压，并且a是预定电压。然后这些电压被直接推送到总线120，这样在这种情况下不需要对应于编码器220的组件。单端信令的引线效率为1.0或100％。但是如之前所述，单端信令受多种噪声类型所累。减轻这些问题的常用方法是增加a的值，因而增加整体能耗。但是在应用中，这会导致其他不利效果(例如像电池消耗、或在其他设备上感应噪声)。

图4描述了构成传统差分信令的示例组件的情况。在该示例中，输入信号被表示为s[0]、…、s[3]。在该例子中，不需要对应于均衡器210(图2)的组件。针对每个进入信号s[0]、…、s[3]，单元410馈送2条导线。第一导线上的信号幅度是V+s[i]，并且第二导线上的信号幅度是V-s[i]，其中i＝0,1,…,3。信号的幅度选择为在第一和第二导线上的幅度差异为2s[i]。典型地，V的值不重要，并且还可以选择为0，这是因为信息是由施加在两条导线上信号的幅度差来编码。单元410可以被理解为执行对应于编码器220的编码功能。

差分信令可抵抗上述的一些噪声情况：其能抵抗共模噪声，因为信息被编码为两条导线的电压差。差分信号比单端信令能更好地抵抗总线噪声。理由之一是摆幅比单端信令大两倍。在单端信令中，一些传输功率可能被浪费在被传送信号的DC值中，这对于本领域技术人员是显然的。差分信号在类似NRZ信号的片到片通信中不会引入SSO噪声。最后，其还抵抗基准噪声，因为不需要外部基准来重建源信号。但是，差分信号的不利是其引线效率是0.5或50％。

图5描绘了根据本发明至少一个实施例通信总线500的实例情况。通信总线500是总线120的一个例子(图1)。总线500包括多个信号路径，例如信号路径510。每条信号路径可包括传输介质例如导线(例如金属导线)，信息在其上以电压或电流的形式传送。在片到片通信中，这些导线可以为片上互连、PCB接触线或带线。还有另一应用是DSL通信，其中每条总线导线可以对应于在DSL通信中通常使用的双绞铜线的一条导线。类似的应用是非屏蔽双绞线(UTP)以太网通信，其中总线500的一条导线也对应于双绞线中的一条导线。为了在例如像照相机、膝上型电脑、TV等设备之间通信，总线500可以依据任何合适的常规通信标准和/或规范。在其他实施例中，信号路径可为传送光的形式的光信号的光缆。还在另一实施例中，信号路径可以是适于信号传输的介质。

在本发明的至少一个实施例中，每个信号为物理的、有形的和/或非瞬态的。在本发明至少一个实施例中，物理信号是具体实施在有形和/或物理传输介质中的信号。在本发明至少一个实施例中，信号的传输包括物理信号的物理变换，作为物理机构的一部分。在本发明的至少一个实施例中，信号是装置的有形的方面。在本发明的至少一个实施例中，信号由根据本领域公知的物理原理的机制来变换。

正交差分向量信令的例子

参考附图6，现在描述正交差分向量信令的示例。附图6描述了根据本发明至少一个实施例的变换器600的例子。变换器600具有的引线效率是0.75或75％，并且输入包括三个信号b[0]、b[1]和b[2]。这些信号代表了在信息存储介质101中的信息。均衡器210从进入的三个信号b[0]、b[1]和b[2]生成4个信号s[0]、s[1]、s[2]和s[3]。第一信号s[0]设为V，并且其他信号s[1]、s[2]和s[3]根据该第一信号s[0]设定。将s[i]设为b[i-1]-V，且i＝1,2,3的任务由单元610完成。基于该应用，V设为0或其他合适的值。在片到片的通信中，b[0]、b[1]和b[2]可以为相关于信号电平a和0的单端NRZ信号。在该情况下，V可以设为a/2以去除单端NRZ信号的均值。然后产生的四个信号s[0]、s[1]、s[2]和s[3]可进入到编码器220。编码器220可包括各种组件，例如像加法器630的加法器、像减法器631的减法器、像乘法器640的乘法器、以及连接这些组件的路径，像路径621、622、623、635和636。在至少一个实施例中，乘法器被合并到驱动器230中。加法器的任务是累加进入值，并且将它们传到外出的路径。减法器的任务是从上一个减去下一个进入值并且将它传给外出的路径。乘法器的任务是将进入的值乘上合适的因子(例如在该情况下0.5)并且沿着外出路径传送它。例如，加法器630计算进入路径635和622上值的和，也就是s[0]+s[1]，并且将它在路径635和636上传送。相似的，减法器从其较高进入路径，也就是s[0]的值中减去其较低进入路径621的值，也就是s[1]，并且沿着其外出路径传送s[0]-s[1]的结果。编码器220的输出是四个值W[1]、…、W[4]。

例如，如果s[0]＝0，那么编码器220的输出与编码器的输入具有以下的关系：

W[1]＝(s[1]+s[2]+s[3])/2

W[2]＝(-s[1]+s[2]-s[3])/2

W[3]＝(s[1]-s[2]-s[3])/2

W[4]＝(-s[1]-s[2]+s[3])/2

这些值的整体能量，定义为这些数字平方和的平方根，其与源值0，s[1]，s[2]和s[3]的整体能量相同，也就是s[1]2+s[2]2+s[3]2的平方根。在片对片通信中，信号s[1]、s[2]和s[3]是均衡的NRZ信号，这意味着在总线120上发送的新信号W[1]、…、W[4]可以降低SSO噪声。另外从以下可见，在本发明的至少一个实施例中，这些信号W[1]、…、W[4]能抵抗共模噪声、适量的独立噪声和基准噪声。

反变换器。

图7中描述了根据本发明至少一个实施例的反变换器130例子(图1)的方面。反变换器130的示例包括总线接收器710、解码器720和检测器730。来自总线130的信号705通过总线接收器710进入到反变换器。总线接收器170测量总线上的相关量。如果实际测量要求，则总线接收器710也可执行放大和过滤。总线接收器710发送信号到解码器720。解码器执行解码器220的反任务，这将在下面更详细地描述。

检测器730的任务是从来自解码器720中获得的信号再生存储在信息存储介质101(图1)中的原始信息。解码器720递送的信号会被多个噪声源破坏。解码器能够容忍的噪声量依赖于其应用、环境以及信号消耗的能量和解码器720的资源。典型地，但不是必须的，进入信号的噪声可由给定方差的高斯变量来建模，其中较高的方差对应于较大量的噪声，以及较小的方差对应于较小的噪声量。基于对噪声的假设，解码器720尝试重建在101中的原始信息或这些信息的物理表示。本领域技术人员知道可采用通信理论中已知的一些检测技术。另外，可改变解码和检测的顺序和/或整合该两者。由于检测器730的精确实现，这会导致性能的降低(或没有)。

图8描述了适于对编码器220(附图2)产生的信号进行解码的解码器720的示例情况，如上参考图6所述，其中三个信号b[0]、b[1]、b[2]根据本发明的至少一个实施例编码，以在四条线路上传送。解码器720对应于图6的编码器220。编码器220和解码器720之间的区别包括该单元的第一输出在解码器720中可不用。如果图6中编码器220的第一输入s[0]设为0，则是这种情况。解码器720的输入包括信号I[1]，…，I[4]，并且输出包括信号r[1]，r[2]，r[3]，对应于输入到图6的编码器220的信号s[1]，s[2]和s[3]。图8中的虚线信号路径表示，这些信号路径可在本发明至少一个实施例中去掉，虽然这不是必要的。在本发明至少一实施例中，有利的是，例如，当制造不同的编码和解码单元的成本是考虑的因素时，用户可选择例如解码器720与编码器220可使用相同的和/或类似的硬件单元。解码器单元720的第一输出r[0]还可以作为噪声感应器使用。这在反馈回路中使用以消除甚至在进入总线接收器710之前的来自电路的常规噪声。还存在另一选择，例如，替代在总线的第一电路上传递一个0，还可以传送用于同步的时钟信号。虽然该时钟可能会受到噪声的严重干扰，它仍然可用于同步。

编码器和解码器的矩阵解释

根据本发明的编码器220和解码器720的操作按照本领域技术人员公知的矩阵类型，例如像Hadamard矩阵，来简要说明。大小为n的Hadamard矩阵是个n大小的方形矩阵，其包括+1或-1作为项目，对于其任何两个不同的行是正交的。其中不同行正交的方形矩阵在文献中公知的为正交矩阵。因此标准化行和列的Hadamard矩阵是正交矩阵。以下，术语“Hadamard矩阵”可以解释为“标准化行和/或列的Hadamard”，除非明显与上下文矛盾。

简单的大小为2的Hadamard矩阵是矩阵

H_{2} = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 1 \\ 1 & - 1 \end{matrix}) .

2n大小的Hadamard矩阵的特定回归构建由Sylvester构建完成：

H_{2^{n}} = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} H_{2^{n - 1}} & H_{2^{n - 1}} \\ H_{2^{n - 1}} & - H_{2^{n - 1}} \end{matrix}) .

只要矩阵的大小可被4分割，则Hadamard矩阵的其他构建也是本领域中公知的。例如图9中示出的大小为12的Hadamard矩阵。

Hadamard矩阵的属性包括正交，以及该矩阵与成分相等的向量相乘后产生一向量，仅仅在其交叉位置中具有非零项。只要考虑有效实现，则第三属性在实现根据本发明至少一实施例的方法时是有用的，该第三属性为矩阵与给定向量相乘的效率。Sylvester类型的Hadamard矩阵(“SylvesterHadamard矩阵”)满足这三条需要，并且由此尤其适于执行根据本发明至少一实施例的方法。另外，SylvesterHadamard矩阵是对称的，也就是说它们与它们的反转矩阵相同。对于本领域技术人员来说显然的是，根据该事实还能正面推论出根据本发明至少一实施例方法的硬件实现。

现在编码器220的示例操作按照矩阵进行简要描述。离开均衡器210并进入编码器220的信号用于由s[1]、…、s[k]表示，并且H是大小为k+1的Hadamard矩阵。然后离开编码器220的信号是值v[0]、，…、v[k]，其中

(\begin{matrix} v [0] \\ v [1] \\ . \\ . \\ . \\ v [k - 1] \\ v [k] \end{matrix}) = H (\begin{matrix} 0 \\ s [1] \\ . \\ . \\ . \\ s [k - 1] \\ s [k] \end{matrix}) .

解码器720执行反转操作。如果离开总线接收器710的信号由I[0]、…、I[k]表示时，则解码器720的操作对应于乘积

(\begin{matrix} r [0] \\ r [1] \\ . \\ . \\ . \\ r [k - 1] \\ r [k] \end{matrix}) = H^{- 1} (\begin{matrix} I [0] \\ I [1] \\ . \\ . \\ . \\ I [k - 1] \\ I [k] \end{matrix}) .

其中r[1]、…、r[k]是离开解码器720的信号。r[0]值可选择为“不相关”，也就是不直接对应于信号s[1]、…、s[k]的其中之一。需要注意的是，第一值r[0]仅仅为了说明的目的而选择为不相关。选择哪个r[i]值不相关，这基于所选择的Hadamard矩阵。例如，对于图9中所描述的12阶Hadamard矩阵，最后的项r[k]为不相关的。一般地，当H为Hadamard矩阵，其中索引为j的行都由1构成时，相应的项r[j]为不相关的。

如上所示的对应于被Hadamard矩阵相乘的信令动作，被称为Hadamard差分向量信令(正交差分向量信令的特殊例子，如以下所详述)。

Sylvester类型的Hadamard矩阵特别适用于Hadamard差分向量信令。例如，这种矩阵是自反转的，也就是它们和它们的反转矩阵相同。这意味着编码器220和解码器720实质上相同。这是有利的，因为不需要为解码器720花费额外的开发成本。

使用Sylvester类型Hadamard矩阵的另一理由是称为快速Hadamard-Walsh变换的将这种矩阵乘以一向量的非常有效的过程。参考图10和图11a，给出了分别对大小为4和8的Sylvester类型Hadamard矩阵的这种变换的示例。在图10中，对应H4(大小为4的SylvesterHadamard矩阵)的电路1000包括例如像加法器1010的加法器、例如像减法器1020的减法器和例如像乘法器1030的乘法器。如上参考图6对编码器220的描述，加法器1010的任务是累加其进入信号的值并将它们传到外出信号路径上。类似地，减法器1020的任务是从较高进入信号减去较低进入信号的值，并且将其沿着其外出路径传送。乘法器1030的任务是将进入信号乘上因子(例如在这种情况下0.5)，并且沿着其外出路径进行传送。进入信号a[0]，、…、a[3]之间的数学关联以及外出信号b[0]、…、b[3]可由等式描述

(\begin{matrix} b [0] \\ b [1] \\ b [2] \\ b [3] \end{matrix}) = H_{4} (\begin{matrix} a [0] \\ a [1] \\ a [2] \\ a [3] \end{matrix}) .

类似地，图11a中的例如像加法器1110的加法器以及例如像减法器1120的减法器执行的任务与图10中相应于它们的对应部件相同。但是，例如像减法器1130的乘法器执行稍有不同的任务：它们将因子乘上进入信号。如所见的，进入信号a[0]、…、a[7]和外出信号b[0]、…、b[7]之间的关系由等式表示

(\begin{matrix} b [0] \\ b [1] \\ . \\ . \\ . \\ b [6] \\ b [7] \end{matrix}) = H_{8} (\begin{matrix} a [0] \\ a [1] \\ . \\ . \\ . \\ a [6] \\ a [7] \end{matrix}) .

图10和11a中所描述的操作可以一般化为对于任何n的大小为2n的Sylvester类型Hadamard矩阵，这对于本领域技术人员来说是显然的。这种操作可理解为对应于快速Hadamard-Walsh变换(FHWT)。

在实现诸如减法器1020和1120的减法器很昂贵或者是不希望的应用中，计算Hadamard-Walsh变换可以以大量减少减法器数量的方式而发生改变。该方法基于二进制版本的Hadamard矩阵。如果In代表n×n矩阵，其中所有项等于数字1，并且如果H代表n×nHadamard矩阵，则二进制版本的H是矩阵

T = \frac{1}{2} (H + 1_{n})

如果一过程为给定向量x计算乘积H_x，则也可使用该方法来计算乘积H_x，因为

H·x＝2·T·x-1_n·x

向量1_n·x的项都等于向量x的项的和。对于Sylvester类型Hadamard矩阵，对应的二进制矩阵的优点在于其与向量的乘积可以不需要使用任何减法器而有效计算。该方法参考图11b－11f给出示例。图11b中的电路1132计算向量(a[0]，a[1]，a[2]，a[3])的Hadamard-Walsh变换，其与向量(b[0]，b[1]，b[2]，b[3])相等。使用例如像推送器单元1135的推送器单元、例如像特定减法器1140的特定减法器单元、加法器1138以及例如像乘法器1145的乘法器单元。推送器1135的操作参考图11c来解释。推送器1135的任务是沿着其一条或多条外出路径的每条推送进入的值x。特定减法器1140的任务参考图11d来描述。该任务是对进入的值x和y形成2y-x的值。

回到图11b，可见由1138表示的层中门输出等于向量(a[0]+a[1]+a[2]+a[3]，a[0]+a[2]，a[0]+a[1]，a[0]+a[3])。换句话说，其等于乘积

(\begin{matrix} c [0] \\ c [1] \\ c [2] \\ c [3] \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 & 1 & 1 & 1 \\ 1 & 0 & 1 & 0 \\ 1 & 1 & 0 & 0 \\ 1 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}) \cdot (\begin{matrix} a [0] \\ a [1] \\ a [2] \\ a [3] \end{matrix})

在该乘法中的矩阵是二进制版本的2·H₄。在该层中计算的信号在下一层中如下处理：推送器1136推送第一门值，也就是c[0]，并且在层1142中的减法器(例如像减法器1140)计算2c[1]-c[0]，2c[2]-c[0],2c[3]-c[0]的值。这样层1142中的输出门的值等于(2c[0]-c[0]，2c[1]-c[0]，2c[2]-c[0],2c[3]-c[0])，其可被看作为等于

2 \cdot H_{4} (\begin{matrix} a [0] \\ a [1] \\ a [2] \\ a [3] \end{matrix})

最终乘法器的任务是将进入的信号乘上0.5。

另一个计算长度为8的向量的FHWT的例子由图11e和11f提供。除了推送器和减法器，在图11e的例子中使用了无效门，例如无效门1150。无效门的任务是沿着所有的外出路径推送一无效值(例如0)。层1152中的门的值等于乘积

\sqrt{8} \cdot T_{8} (\begin{matrix} a [0] \\ a [1] \\ . \\ . \\ . \\ a [7] \end{matrix})

其中T₈是Hadamard矩阵H₈的二进制版本。乘法器，例如乘法器1155的任务是将进入值乘上的量。(b(0),…,b(7))值满足条件

(\begin{matrix} b [0] \\ b [1] \\ . \\ . \\ . \\ b [6] \\ b [7] \end{matrix}) = H_{8} (\begin{matrix} a [0] \\ a [1] \\ . \\ . \\ . \\ a [6] \\ a [7] \end{matrix})

图11e中电路1160的操作参考图11f而更简化了。这两个版本之间的基本差别是在图11f中的电路1170不包含任何无效门，并且电路1170是通过图11e中去除无效门的电路1160以及所有从它们发出的通信路径来得到。

一般来说，如果表示二进制版本的Hadamard矩阵并且如果表示其中的所有项是反转(0反转为1，并且1反转为0)的矩阵，则我们就得到循环

T_{2^{n + 1}} = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} T_{2^{n}} & T_{2^{n}} \\ T_{2^{n}} & U_{2^{n}} \end{matrix}), U_{2^{n + 1}} = \frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} U_{2^{n}} & U_{2^{n}} \\ U_{2^{n}} & T_{2^{n}} \end{matrix})

这两个循环可用于有效计算对于任意向量x的图11b、11e、11f中的例子可基于这些循环来确定。

正交差分向量信令的一般操作

现在参考图12a和图12b描述根据本发明至少一实施例中变换器1201的例子以及反变换器1260的例子。图12a中变换器1201使用大小为n的Hadamard矩阵H。变换器的输入1205包括n-1个信号，其进入到均衡器1210。均衡器1210的输出包括n个信号，其进入到编码器1220。编码器1220的一个任务是将Hadamard矩阵H与离开均衡器1210的n个信号的向量相乘。编码器1220的输出对应于H与离开均衡器1210的信号的向量相乘而形成的向量。编码器1220的输出馈送到信号路径驱动器1225，后者能执行额外的放大和/或滤波。另外，信号路径驱动器可作为变换器使得信号适于在总行120(图1)上传送。

图12b中所述的反变换器1260包括总线接收器1230、解码器1240和检测器1250、如上所述的来自总线120(图1)且会被各种噪声破坏的n个信号1225。总线接收器1230会放大信号，并可能使用一些滤波和均衡。这以后，信号推送到解码器1240。解码器的任务是将n个进入信号乘以在变换器1201中使用的矩阵H的反转矩阵H^-1。

根据本发明的至少一实施例，利用变换器1201和反变换器1260的通信引线效率为(n-1)/n。

根据本发明的至少一实施例的均衡器1210操作示例参考图13进行描述。均衡器1210的输入由a[1]、…、a[n-1]表示。均衡器1210的输出包括n个信号，其中的第一个1320设为值V。均衡器使用例如均衡单元1310的单元，设置其他输出信号s[1]、…、s[n-1]为a[i]-V，其中i＝1,2，…，n-1。在信号通过幅度差来传送时，单元1310的任务是读取进入的值，并将幅度差放到相对于“额外”电路1320的外出电路上。由于仅仅考虑幅度的差，在额外电路上的信号值可以被认为是零(0)。均衡器的输出是电路1320上的信号“0”以及在其他外出电路上的值s[1]、…、s[n-1]。在电路1320上的均衡器输出是0时，s[1]、…、s[n-1]的值实质上等于它们对应的a[1]、…、a[n-1]值。信号不是必须要作为电压差传送。在本发明的至少一实施例中，也可以使用其他类型的差。

正交差分向量信令属性

根据本发明至少一个实施例的正交差分向量信号具有一些相关的属性，包括：对共模噪声的恢复力：如上所述的共模噪声是在总线120(附图1)的每条信号路径上相同幅度的附加噪声。正交差分向量信令能抵抗这种类型的噪声。如果信号向量(s[0]、s[1]、…、s[n-1])发送到总线120上，并且信号(s[0]+v、s[1]+v、…、s[n-1]+v)在反变换器130处被接收，则解码器1240(图12)对该向量的操作等于其从左乘上反转Hadamard矩阵H。由于Hadamard矩阵H是正交的，其反转矩阵是其转置矩阵，其仍然是Hadamard矩阵。解码器1240的输出就等于

H^{- 1} (\begin{matrix} s [0] + v \\ s [1] + v \\ . \\ . \\ . \\ s [n - 2] + v \\ s [n - 1] + v \end{matrix}) = H^{- 1} (\begin{matrix} s [0] + v \\ s [1] + v \\ . \\ . \\ . \\ s [n - 2] + v \\ s [n - 1] + v \end{matrix}) + (\begin{matrix} * \\ 0 \\ . \\ . \\ . \\ 0 \\ 0 \end{matrix}),

其中我们已经假设Hadamard矩阵H这样选取：其反转矩阵的不相关输出是第一个。这样，共模噪声会影响解码器1240的不相关输出，但不会影响数据的解码及后面的检测。

对独立噪声的恢复力：由于Hadamard矩阵是正交矩阵，因此矩阵与包含独立高斯噪声变量的向量之乘积，是相同噪声级的独立高斯噪声变量的向量。检测器1250能独立在解码器1240的输出上进行操作，而不产生性能的损失。这使得检测简单并适于硬件实现。在一些情况下，检测是在通信链路上比较靠后执行的单元。对于这些单元，本说明书中描述的编码器1220和解码器1240可以是透明的和/或隐藏的。因此这种单元不需要处理更加复杂的噪声结构。

对SSO噪声的恢复力：由于Hadamard矩阵是正交的，因此输入信号在编码之前的总能量对应于编码后的总能量。该属性使得这种信号能够抵抗SSO噪声。

对基准噪声的恢复力：由于正交差分向量信令不需要在发送端和接收端之间的常规基准，该方法能够抵抗基准噪声。

相关高引线效率：传统差分信号能具有近50％的引线效率，与传统差分信令不同，根据本发明实施例的正交差分向量信令的引线效率可达到完美的引线效率100％，因为其对应于(n-1)/n。例如，当n为32，引线效率可为31/32，其几乎等于97％。当n为64时，引线效率可达到98.5％。

混合正交差分向量信令

在一些应用中，可能需要对总线120(图1)的信令路径细分成更小的组，并且相对这些更小的组执行正交差分向量信令，而不是一次对整个信令路径集合执行。例如，有种情况下，总线120的宽度(例如对于物理距离)使得共模噪声假设成为仅对附近信号路径的相对小的组才是实际的。在其他应用中，编码器1220(附图12)和解码器1240的额外开销有可能是有问题的。在这种情况下，可选择根据本发明的至少一个实施例的混合方法。

现在参考图14a和14b，描述根据本发明至少一实施例的混合正交差分向量信令示例。图14a中的示例变换器1402具有9个进入信号1410，并在总线120上发送12个信号1420(图1)。因此具有引线效率为3/4或75％。进入信号1410细分到每三个信号一组的三个组中。这三个组的每个组使用图12a的变换器1201来进行变换，其中Hadamard矩阵是Sylvester类型的矩阵H4。类似的，进入到图14b中示例反变换器1404的进入电路被分组到每4条电路一组的三个组1430中。这些组的每个使用图12b中的反变换器1250而被反变换，其中Hadamard矩阵是Sylvester类型的矩阵H4。对本领域技术人员来说可理解的，混合正交差分向量信令可具有与正交差分向量信令相同和/或相似的噪声恢复力。

混合正交差分向量信令还可以用在没有支持进入电路数量的Hadamard矩阵的情况下。在本发明的至少一个实施例中，这种情况是挺多的。例如，在较多通信情形中，进入到变换器110的进入电路数量是数字2的幂，例如16、32、64、128或类似的。为了将这些信号进行变换，就需要Hadamard矩阵具有多于2次幂的大小，例如，17、33、65、129或类似的。但是，在本发明至少一个实施例中，不存在这些大小的Hadamard矩阵。为了克服该问题，可使用根据本发明至少一个实施例的混合正交差分向量信令方法。现在参考图15a和图15b，描述进入电路数量为32的情况下，这种方法的示例。

图15a中的示例变换器1502具有32个进入电路，其被细分为31条电路的第一组1510以及一条电路的另一组1520。第一组1510使用图12a中的变换器1201来进行变换，其中Hadamard矩阵是Sylvester类型的矩阵H32，并且使用SylvesterHadamard矩阵H2的变换器对第二组进行变换。相应的，34个外出电路中32条电路组成的组1530从第一变换器引出，而两条外出电路的组1540从第二变换器引出。类似地，进入到图15b变换器1504的进入电路分到两个组中，其中第一组1550包括32个电路，并且第二组1560包括两条电路。第一组使用图12b的反变换器1250进行反变换，其中Hadamard矩阵是Sylvester类型的矩阵H32。第二组使用采用了Hadamard矩阵H2的反变换器来进行变换。这种混合方法的引线效率是32/34，其大约为94％。

混合信令可用于任何数量的进入电路。例如，当进入电路的数量为m时，可知道整数k₁≥k₂≥...k_t＞0，这样将进入电路细分为大小为k₁-1，k₂-1，…，k_t-1的组，并且使用Sylvester类型的Hadamard矩阵

H_{2^{k 1}}, H_{2^{k 2}}, ..., H_{2^{k t}}

这使得混合差分信令方法具m/(m+t)的引线效率。例如，当m＝24时，则我们能写出

24＝2⁴-1+2³-1+2¹-1+2¹-1

并且该分解描述了混合差分向量信令方法，具有引线效率为24/28，大约为86％。

多级信令

在一些应用中，在图1的信息存储介质101中的信息可包括一个比特向量序列，而不是比特。在这种情况下，表示这些比特向量的信号可以多级编码。对于本领域技术人员来说容易理解的是，在本申请中所公开的方法还可用于多级信令的情况中。例如，对应于多级信号的向量可以与Hadamard矩阵相乘。与该矩阵相乘的向量的项可以为可由实数表示的任何量。在多级信令的情况下，向量的单个项可对应于多于两个的值。

信号峰值

在本发明的至少一个实施例中，正交差分向量信令和传统差分信令之间的另一差别是：在正交差分向量信令中，在总线120(图1)上发送的信号可具有信号水平的数量的扩展。例如，在传统差分信令中，其中信号是具有幅度+a或-a的电压差，总线120上的信号将都具有这两个值的其中一个。但是，在使用Hadamard矩阵H4的正交差分向量信令时，在总线上的最大值可以为两倍大。一般来说，当使用Hadamard矩阵时，总线上的最大值可以为比倍大。典型地，这不是问题，因为导线上的信号总能量能对等于进入变换器110的信号总能量。但是，在一些应用中，这是不方便的。

这种问题的第一种解决方法是使用如上所述的混合正交差分向量信令。是在混合方法中使用的最大尺寸的Hadamard矩阵，总线上的信号最多大于进入到变换器110(图1)的最大信号的倍。通过选择合适的k，该因子可以更小，虽然会损害引线效率。例如，如果进入到变换器110的进入电路的数量为15，则可使用5份具有Hadamard矩阵H4的变换器拷贝，以得到信号放大率以及引线效率0.75。

但是，可以使用另一方法来同时保持具有Hadamard矩阵H16的变换器的引线效率15/16及信号放大率为2。为了达到此目标，构建16维向量子集S，其中的项为+1和-1，并且H16与该集合的任何元素乘积得到的任意项的最大绝对值大约为2。存在这样的子集，并且这种最大的子集具有43232个元素。通过从这些中挑选2¹⁵＝32768个向量，并将进入的15个信号的32768组的每个唯一映射到这些向量的其中之一，而保证15/16的引线效率，并将信号放大率降低为2。

另一例子是具有Hadamard矩阵H32的变换器。这种变换器的引线效率是31/32，大约97％，并且其最差情况下的信号放大率为大约为5.66。但是，通过计算H32和项为+1或-1的32维向量所产生的可能结果，可以提出项为+1或-1的所有32维向量的大小为25，29，212，224，229，230，231的子集S1，S2，S3，S4，S5，S6，S7，这些子集在最差情况下的近似信号放大率由下表给出：

S₁	S₂	S₃	S₄	S₅	S₆	S₇
							0.3536	0.7071	1.061	1.4142	1.7678	2.1213	2.4749

对于这些子集的每一个，通过将进入信号集(大小分别为5,9,12,24,29,30和31)的群组分别唯一映射到这些子集的元素，可获得差分向量信令的结果，其具有以下近似引线效率和信号放大率：

	S1	S2	S3	S4	S5	S6	S7
								引线效率	0.15625	0.28125	0.375	0.75	0.90625	0.9375	0.96875
放大率	0.3536	0.7071	1.061	1.4142	1.7678	2.1213	2.4749

其他正交和单式矩阵

以上一些根据本发明的至少一个实施例的例子是根据Hadamard矩阵进行描述的。但是本发明的其他实施例不限于此。如本领域技术人员所能理解的，Hadamard矩阵可由任何适合的正交矩阵代替。根据本发明至少一实施例的适合的正交矩阵的例子包括非简单正交矩阵，其将具有相似项的向量变换为在其较大比例的位置中(例如多数)为零的向量。为了说明的目的，简单正交矩阵包括大小为1的方阵(也就是1×1矩阵)以及它们的等价矩阵、大小为2的Hadamard矩阵以及其等价矩阵、以大小为2的Hadamard矩阵和其等价矩阵的直接和(按照分组理论)。信号信息可被编码到结果向量的非零位置中。如果t为这种向量的非零位置的最大数量，则相应正交差分向量信令方案的引线效率为m/(m+t)。

在进入信号解释为复数时，使用不同类型的矩阵能取得的优势与根据本发明至少一实施例的正交矩阵所取得的优势相似。这种矩阵包括单式矩阵，为了说明的目的，其行标准化为具有Euclidean长度1并且其行与Hermitian标量乘积正交。如本领域技术人员所理解的，一些这样的矩阵可提供的优势与那些根据本发明至少一实施例的Hadamard矩阵可提供的优势相似。一个这种矩阵的示例是

\frac{1}{\sqrt{2}} (\begin{matrix} 1 & 1 \\ i & - i \end{matrix})

其中，如常规的，i是虚数单元。其他示例可包括该矩阵的更高次Kronecker幂。例如，该矩阵的二次Kronecker幂

\frac{1}{2} (\begin{matrix} 1 & 1 & 1 & 1 \\ i & - i & i & - i \\ i & i & - i & - i \\ - 1 & - 1 & 1 & 1 \end{matrix})

可以预知其他类型的单式矩阵能具有与那些Hadamard矩阵相似的属性。例如，这类矩阵可包括所有这种形式的-矩阵

其中，a1,…，an是幅值为1的复数，并且H是Hadamard矩阵。可使用这种矩阵，其中a1,…，an的幅值不是1，而是其他幅值(例如1+ε，其中绝对值|ε|至少是小于1的幅值的阶)。在这种情况下，所产生的矩阵不是单式矩阵，但是接近单式矩阵(也就是“近似单式矩阵”)，并且可根据本发明至少一个实施例来使用。

为了说明的目的，正交矩阵不同于单式矩阵之处在于：正交矩阵具有全部实数项而单式矩阵具有至少一个复数项。因此，简单的单式矩阵包括具有至少一个复数项的简单正交矩阵的等价矩阵。另外，为了说明的目的，近似正交矩阵是具有所有实数项的近似单式矩阵的等价矩阵，例如，通过将Hadamard矩阵乘上对角矩阵(从左或从右)来取得的矩阵，其中对角的项具有的绝对值不是太大或太小。在本发明至少一个实施例中，非简单正交矩阵包括近似正交矩阵。在本发明的至少一个实施例中，非简单单式矩阵包括近似单式矩阵。

其他操作模式

根据本发明的实施例，正交差分向量信令可以以多种不同方式使用。例如，在本发明的一些实施例中，会希望为了更高的噪声恢复力而牺牲引线效率。例如，在有32个进入比特时，可使用大小为64的总线来传送这些比特。这些比特的值可通过将32个零或其他已知的值填入到32个进入值来进行计算，并且使用Sylvester类型的Hadamard矩阵来变换以这种方式获取的64个值。产生的64条电路相比于利用差分信号对来从原始32个信号处获取的64条电路具有更高的噪声恢复力。例如，如果这些差分信号对的其中之一遭受大量的噪声，则该差分信号对中整个信息丧失。但是，通过用0填上0填充的32个信号以及取得在电路上传送的64个信号，两条相邻电路上集中的噪声在反转Hadamard变换之后，在64个信号的每个之上传播小得多的噪声量(几乎小了32倍)。如果噪声不是超级大，使用传统检测技术就能够取消这些噪声。还可以将填充操作与混合方法结合使用。

根据本发明实施例的另一操作模式，为信号路径保留的物理空间可以与传统差分信号方法一样。但是在根据本发明实施例的方法具有更高引线效率的情况下，信号路径(例如电路)还能进一步分开传播，使得相邻信号路径之间的干扰更小，并由此降低交扰噪声。使用该方法可同时减少物理信号路径空间和交扰噪声：例如，通过物理地传播基本距离倍的路径，交扰噪声可降低几乎2倍，并且与标准差分信令相比，总线总宽度可减少另一倍。

一些应用空间及简要描述

本说明书给出的教导可在多种情况下应用，其中信息(例如像数字信息)可以以来自源的有形和/或物理的形式被传送到目的地。例如，传送发生在能够物理地运送关于该信息的信号的通信总线上。以下讨论这类应用的部分列表。该列表仅为了示例的目的，并且不是穷尽的。

DSL线路

一种应用是DSL通信，其中离散多音频(DMT)调制信号或正交振幅调制(QAM)已调信号经双绞铜线对从中心局差分地发送到客户端调制解调器。图16描述了该情形。中心局1610通过双绞铜线1650连接到在终端用户位置1620(例如客户的家)的DSL调制解调器1630。经常发生的一种情况是，具有不被使用的双绞线1640。

DSL通信可通过如下增加整体比特率而增强。在这种情况下，总线120(图1)由多个双绞线(参考图16的1640、1650)组成。应用的信令技术示例在图17中给出。在中心局1610，一些调制解调器1730的输出，典型地是来自数字用户线接入复用器(DSLAM)，其被馈送到变换器110。变换器110的输出馈送到总线120，并且反变换器130为用户端的调制解调器1740构造源信号。

在这种情况下，变换器110和反变换器130可使用模拟电子电路实现，这样现有DSL技术和/或未更改的传统DSL装置能够利用该发明。另外，该技术能够和链接集成技术一起，为用户端1620创建虚拟链路。这允许操作者能够整合该技术到他们的网络中，并且提供具有更高比特率的链路给用户端。

为了给出特定示例，在大多数国家中，操作者具有两对线路连接中心局到用户端。在这种情形中，本发明的实施例可选择包括4条电路的总线，3DSL调制解调器信号在该总线上多路复用。这可能使得用户端可获取带宽的三倍。另外，本申请中公开的技术可结合多输入多输出(MIMO)技术消除交扰噪声，并且三倍于链路上的数据速率。另外，根据本发明的至少一个实施例，每个信号可传播到总线的所有电路上，并且能够对于发生在一个线路上的脉冲噪声更具有恢复力。

片对片的通信

今天，很多电子设备(例如像TV、移动电话、照相机和个人计算机)具有快速处理器。这些处理器和外围设备(例如像存储器)通过通信总线进行通信。尤其对于高速存储器访问，增加带宽是个问题。增加带宽的问题主要由于噪声的增强，以及由于较高信令速度产生的干扰。

在片到片的通信中，具有多种噪声源。最重要的一些噪声源是由信号路径的发送器和接收器引起的噪声、共模噪声和干扰、以及同时转换输出噪声和基准电压噪声。

片到片通信方法典型地使用单端信令，或传统差分信令。根据本发明的至少一个实施例的正交差分向量信令以较小总线宽度的扩展率(例如由于其相关高引线效率)，而至少具有一些传统差分信令的优势。获取大增益的例子是在多核处理器中CPU-到-CPU和CPU-到-存储器的通信。对于此应用，带宽是重要的。另外，宽数据总线会对路由造成问题。根据本发明至少一个实施例的系统和方法，在需要更小总线宽度时，可实现传统差分信令的至少一些优势。

光纤通信

在光纤通信中，携带信息的电信号转换为光并在光纤上传送。亮度调制是最常使用的调制形式。亮度调制可与单端信号相比，可获取亮度调制的基准，其能与在光纤另一端的光亮度比较。在应用中，在通信路径的两端点复制同样的亮度比较困难并且需要高成本才能达到。这个问题可通过使用差分信令来解决。对于高吞吐光纤链路，可并行使用多个光纤。根据本发明的至少一个实施例，可在n个光纤上传送携带信号的n-1条信息。总线120可包括n条光纤。根据本发明至少一个实施例的方法不需要基准或传统差分编码。如本领域技术人员所知的，这会导致数据速率的增加，以及针对噪声具有更好地性能。

设备-到-设备通信

例如像移动电话、TV、计算机、膝上电脑和数码相机的设备有时支持内部设备通信的接口。通信标准的例子是DVI、HDMI、USB和FireWire。在所有这些应用中，总线可包括的线路上大部分差分信号可用于处理共模干扰。根据本发明至少一个实施例，总线120(图1)可包括和/或包括于两个这样的设备之间的连接。使用正交差分向量信令方法，光纤中的电路数量可大大减少，而并不放弃对共模噪声的保护。根据本发明至少另一个实施例，光纤中的电路数量可保持相同，同时大大增加光纤吞吐量。

其他设备到设备通信的实例包括但不限于在硬盘和计算机主板之间的通信、在扩展板和计算机之间的通信以及网卡之间通过非屏蔽双绞线(UTP)光缆的通信。根据本发明至少一个实施例，这些和其他合适的通信方案可行。

示例步骤

为了清楚起见，图18描述了根据本发明至少一个实施例所执行的示例步骤。在步骤1802，接收非均衡信号组。例如，变换器110(图1)接收非均衡信号组。在步骤1804，可施加均衡化变换。例如，均衡器210(图2)可对步骤1802处接收的非均衡信号施加均衡化变换，以作为形成均衡信号组处理的至少一部分。在步骤1806，提供均衡化信号组。例如，均衡器210提供至少部分在步骤1804处形成的均衡化信号组给编码器220。步骤1802、1804和1806包括在虚线1808中，以表示它们可属于信号均衡步骤1808的一部分。

在步骤1810，接收输入信号组。例如，编码器220(图2)可接收输入信号组。在步骤1812，可使用非简单正交变换。例如，编码器220可将非简单正交变换应用于在步骤1810处接收的输入信号组，以作为形成传送信号组处理的一部分。在步骤1814，提供传送信号组。例如，变换器110(图1)可提供至少部分在步骤1812处形成的传送信号组给总线120，以用于传送。步骤1810、1812和1814包括在虚线1816中，以指示它们作为信号组编码步骤1816的一部分。

在步骤1818，信号组在数据总线上传送。例如，在步骤1814提供给总线120(图1)的传送信号组可被从总线120的第一部分传送到总线120的第二部分。总线120的第一和第二部分对应于总线120的物理上不同和/或分离的部分。总线120可包括多条信号路径，并且总线120可在多条信号路径的一条上传送该传送信号组中的每个信号。

在步骤1820，接收被传送的信号组。例如，反变换器130(图1)可从总线120处接收传送信号。传送信号组对应于在步骤1814处提供的传送信号组，其在总线120上移动时被破坏，例如被噪声破坏。在步骤1822，使用非简单正交变换。例如，解码器720(图7)可将非简单正交变换用于在步骤1820处接收的传送信号组上，以作为形成输出信号组过程的至少一部分。步骤1822处所使用的非简单正交变换对应于步骤1812所使用的非简单正交变换。例如，在步骤1822处所用的非简单正交变换可与步骤1812处所用的非简单正交变换相同、相似和/或互补。在步骤1824，提供输出信号组。例如，反变换器130可提供至少部分在步骤1822处形成的输出信号组给通信设备104。步骤1820、1822和1824包括在虚线1826中，以指示它们是信号解码步骤示例1826的一部分。

示例实施例

根据至少一个实施例，描述了一种在能够传输物理形式数据的数据总线上传送信息的方法，该方法包括：接收代表该信息的第一组物理信号；至少部分基于第一组物理信号和非简单正交或单式矩阵形成第二组物理信号；以及，提供第二组物理信号用于在数据总线上传送。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1的信息传送方法2，还包括：接收第三组物理信号；以及，至少部分基于第三组物理信号和均衡化变换形成第三组物理信号，所述均衡化变换至少保证第一组物理信号具有和非简单正交或单式矩阵的大小相匹配的大小。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求2的传送信息的方法3，其中第一组物理信号的大小大于第三组物理信号的大小。

根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1,2或3的传送信息的方法4，其中第二组物理信号的至少一个具有对应于非简单正交或单式矩阵与向量的矩阵乘积的信号值，所述向量具有对应于第一组物理信号的信号值的项。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求4的传送信息的方法5，其中向量的项对应于实数。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求4的传送信息的方法6，其中向量的项对应于复数。

根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1-5或6的传送信息的方法7，其中非简单正交或单式矩阵是Hadamard矩阵。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1-6或7的传送信息的方法8，其中非简单正交或单式矩阵是大小至少为3的Hadamard矩阵。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1-7或8的传送信息的方法9，其中非简单正交或单式矩阵是Sylvester类型的Hadamard矩阵。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求9的传送信息的方法10，其中形成第二组物理信号包含将由Sylvester类型的Hadamard矩阵配置的快速Hadamard－Walsh变换施加于第一组物理信号。

根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1-9或10的传送信息的方法11，还包括：接收对应于第二组物理信号的第三组物理信号；以及，至少部分基于第三组物理信号和非简单正交或单式矩阵形成第四组物理信号，第四组物理信号对应于第一组物理信号。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1-10或11的传送信息的方法12，其中该方法具有的引线效率大于50％。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求12的传送信息的方法13，其中该方法的引线效率为大于66％。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求12或13的传送信息的方法14，其中该方法的引线效率低于100％。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求1-13或14的传送信息的方法15，其中该方法比传送信息的单端信号传送方法具有更高的噪声抵抗力。

根据至少一个实施例，描述了一种在包含多条信号路径的数据总线上传送信息的方法16，该方法包括：接收代表信息的输入信号；将输入信号分配到多个输入信号子集；对应于输入信号子集形成多个信号传输组，多个信号传输组的每一个至少部分基于对应的多个输入信号子集中的一个，多个信号传输组的至少一个根据至少一个非简单正交或单式矩阵从至少一个对应的输入信号子集变换得来；并且，提供多个信号传输组用于在数据总线上传输。根据至少一个实施例，根据权利要求16的传送信息的方法17，还包括：接收对应于多个信号传输组的多个被传送的信号组；并且，至少部分基于多个被传送的信号组形成输出信号组，所述输出信号组中的至少一些被根据所述至少一个非简单正交或单式矩阵从和多个信号传输组中的所述至少一个对应的多个被传送信号组中的至少一个变换得来。

根据至少一个实施例，描述了一种用于传送信息的系统18，该系统包括：数据总线，配置至少用于传送信号传输组；以及，信号编码器，配置至少用于：接收代表信息的输入信号组；至少部分基于输入信号组和非简单正交或单式矩阵形成信号传输组；以及，提供信号传输组给数据总线用于传输。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求18的用于传送信息的系统19，还包括信号均衡器，配置至少用于：接收未均衡化的信号组；以及，至少部分基于未均衡化信号组和均衡化变换形成输入信号组，所述均衡化变换至少保证输入信号组具有和非简单正交或单式矩阵的大小相匹配的大小。

根据至少一个实施例，描述了根据权利要求18或19的用于传送信息的系统20，还包括信号解码器，至少配置用于：从数据总线接收对应于传送信号组的被传送信号组；以及，至少部分基于被传送信号组和非简单正交或单式矩阵形成输出信号组，输出信号组对应于输入信号组。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求20的用于传送信息的系统21，其中信号编码器和信号解码器由基本类似的组件实施。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求20或21的用于传送信息的系统，还包括：处理器的第一组件，配置至少用于提供对应于输入信号组的一组信号；以及，处理器的第二组件，配置至少用于接收对应于输出信号组的一组信号。

根据至少一个实施例，描述了根据权利要求18-21或22的用于传送信息的系统23，其中信号编码器包含通过多条信号路径互连的多个信号加法器、多个信号减法器以及多个信号乘法器。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求18-22或23的用于传送信息的系统24，其中数据总线包括至少两对导线，并且非简单正交或单式矩阵大小至少为4。根据至少一个实施例，描述了根据权利要求18-23或24的用于传送信息的系统25，其中数据总线包括至少两条光纤。

此处描述了优选实施例，包括发明人认为的最优模式。在本领域普通技术人员读过该说明书后可知其他实施例。在其他实施例中，以上公开的发明组合或子组合便于实现。显示组件的示例配置是为了说明的目的，并且应该理解的是，组合、添加、重组及其类似预期可在本发明的可替换实施例中使用。这样，虽然本发明针对示例实施例进行描述，但是本领域技术人员应当知道可以有多种修改。

例如，此处描述的处理可使用模拟或数字硬件、软件和/或其组合来实现。因此说明书和附图可被认为是示例性的，而不是限制理解。但是显然的，可以做出多种修改和改变，而不背离如权利要求中所述的本发明广义精神和范围，并且本发明意欲覆盖所有在以下权利要求范围中的修改和替代。

在说明实施例的上下文中(尤其在以下权利要求的上下文中)使用的术语“a”和“an”和“the”以及类似指示物用于覆盖单个和多个，除非此处指出或者在上下文中明确否认。数据“comprising”、“having”、“including”以及“containing”作为开放式术语(也就是表示“包括，但不限于”)除非标注了不同。术语“connected”表示部分或全部包括在其中、加入、或连在一起，除非如果有相反的情况。此处数值范围的叙述作为一种速记方法，仅仅为了单独指代落入范围中的每个单独的值，除非此处指出其他情况，在说明书中的每个单独的值在此处单独引用。此处所描述的方法可以任何适合的顺序执行，除非此处另外指示了，或者另外在上下文中明确否认。此处所提供的所有和任何实例或示例性语言(例如“例如”)的使用仅仅为了更好地表述实施例，并不对范围进行限制，除非另外声明。在说明书没有语言可以用于指示任何未声明的元素对于至少一个实施例的实施是重要的。

所有此处所引用的参考文献，包括书面公开、专利申请和专利通过引用结合为相同的程度，就如同每个参考文献被单独地并且特别指定为通过引用而被包含，并且被全部给出。

Claims

1.一种方法，包含：

基于多线数据总线接收第一组信号，所述第一组信号代表基于正交向量微分信号ODVS编码的一个码字；

形成第二组信号，所述第二组信号中的每个独立的符号基于采用一个非简单的正交或酉矩阵中的多行中的一个独立的行针对所接收的第一组信号变换得到；

所述多行中的各行满足如下连个条件：第一相互正交的，第二正交于有所有值的一个共同的编码；

所述第二组信号中的各个独立符号均具有一个模拟值，该模拟值从至少两个值中选择一个；和

基于所述第二组信号形成输出位组，至少部分基于第二组信号的各信号的至少两个数值的各组的模拟值确定该组输出位组中的各个独立的输出位。

2.根据权利要求2的方法，其中该第一组物理信号的大小大于该输出位组的大小。

3.根据权利要求1的方法，其中该非简单正交或单式矩阵是Hadamard矩阵。

4.根据权利要求1的方法，其中该非简单正交或单式矩阵是大小至少为3的Hadamard矩阵。

5.根据权利要求1-的方法，其中

该非简单正交或单式矩阵是Sylvester类型的Hadamard矩阵。

6.根据权利要求1的方法，其中该方法具有的引线效率大于50％。

7.根据权利要求6的方法，其中该方法的引线效率为大于66％。

8.根据权利要求6的方法，其中该方法的引线效率低于100％。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包含：

接收一组输入位并相应的形成第三组信号，其中第三组符号中的各个符号均有一个模拟值，该模拟值从至少两个值中选择一个；

至少部分基于该第三组信号和非简单正交或单式矩阵形成第一组信号；以及

采用模拟形式提供所述第一组信号，该模拟形式信号能够通过多线数据总线进行传输；其中，所述第一组信号中的每个符号均通过多线数据总线中的一条独立的线进行传输。

10.根据权利要求9所述的方法，其中形成第三组符号进一步包含一个均衡变换，所述均衡变换至少保证该第三组物理信号具有和该非简单正交或单式矩阵的大小相匹配的大小。

11.根据权利要求9所述的方法，其中该第一组信号的至少一个具有对应于该非简单正交或单式矩阵与向量的矩阵乘积的模拟信号值，所述向量具有对应于该第三组信号的模拟信号值的项。

12.根据权利要求11的方法，其中该向量的项对应于实数。

13.根据权利要求11的传送信息的方法，其中该向量的项对应于复数。

14.根据权利要求9的的方法，其中

形成该第一组信号的过程包含将由Sylvester类型的Hadamard矩阵配置的快速Hadamard－Walsh变换施加于该第三组信号。

15.一种方法，包含：

接收多个模拟信号传输组；

形成多个信号输出组，其中该多个信号输出组中的每个输出组至少部分基于所述多个模拟信号传输组中的一个相应的组，其中对于多个信号输出组的一个独立的输出信号组，该独立输出信号组的每个输出符号为采用非简单正交或单式矩阵的多个相应行中的一个独立的行对模拟信号相应传输信号的变换得到，其中多个相应行中的每一行均为：一，相互正交，二，正交于具有所有值的一个共同的模式行；以及

基于多个信号输出组形成一组输出位信号。

16.根据权利要求15所述的方法，进一步包含：

接收代表该信息的输入信号，其中所述输入信号的中的每个符号均有一个值，该值从至少两个可能的值中选择一个；

将该输入信号分配到多个输入信号子集；

对应于该多个输入信号子集形成多个信号传输组，该多个信号传输组的每一个至少部分基于对应的该多个输入信号子集中的一个，该多个信号传输组的至少一个根据至少一个非简单正交或单式矩阵的至少一行从至少一个对应的输入信号子集变换得来；并且

提供该多个模拟信号传输组用于使用一组信号路径驱动器在该多线数据总线上传输。

17.一种设备，包含：

多线数据总线，至少配置为用于接收一组模拟信号传输组；以及

信号解码器，至少配置为用于：

接收代表该信息的信号传输组；

形成一个信号输出组，其中每个输出信号用非简单正交或单式矩阵的各行对信号传输组变换得到，其中，第一这组矩阵的各行是相互正交的，第二正交于具有所有值的共同模式行。

18.根据权利要求17的设备，进一步包括信号解码器，至少配置为用于：

接收代表该信息的信号输入组，其中每一个输入符号具有一个值，该值从至少两个值中选择一个各自的；

从该数据总线接收对应于该传送信号组的被传送信号组；以及

至少部分基于信号输入组和该非简单正交或单式矩阵的多个行形成模拟信号传输组，其中，多个行中的每一行均满足：一，与信号输入组的一个独立的输入信号相关，二，正交于具有所有值的一个公共的模式行；以及

为多线数据总线提供模拟信号传输组用于传输，其中该模拟信号传输组的每个信号均通过多线总线中的一条独立的线进行传输。

19.根据权利要求18的设备，其中该设备还包括信号均衡器，至少配置用于：

接收未均衡化的信号组；以及

至少部分基于该未均衡化信号组和均衡化变换来形成该输入信号组，所述均衡化变换至少保证该输入信号组具有和该非简单正交或单式矩阵的大小相匹配的大小。

20.根据权利要求19的设备，其中该信号编码器和该信号解码器由基本类似的组件实施。

21.根据权利要求18的设备，还包含：

处理器的第一组件，至少配置为用于提供对应于该输入信号组的一组信号；以及

处理器的第二组件，至少配置为用于接收对应于该输出信号组的一组信号。

22.根据权利要求17设备，其中该信号解码器包含通过多条信号路径互连的多个模拟信号加法器、多个模拟信号减法器以及多个模拟信号乘法器。

23.根据权利要求17设备，其中该多线数据总线包括至少两对导线，并且该非简单正交或单式矩阵大小至少为4。

24.根据权利要求17设备，其中该多线数据总线包括至少两条光纤。