CN105612724B - 失真补偿系统以及通信装置 - Google Patents

Abstract

失真补偿系统具备第1通信节点(4、104、204)以及第2通信节点(5、105、205a)，该第1通信节点(4、104、204)具备第1接收部(13，113)以及第1发送部(10，110)，该第1接收部(13，113)具备使用第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)构成的均衡器(12、112)，该第1发送部(10，110)具备使用第2数字滤波器(FF2、FB2、FF102)构成的加重电路(8、108)，该第2通信节点(5、105、205a)具备在从第1通信节点接收数据之前向第1通信节点发送训练模式的第2发送部(23)。均衡器以能够针对接收到的训练模式使错误收敛地接收的方式使第1数字滤波器的滤波常数收敛，第1发送部将收敛后的第1数字滤波器的滤波常数作为加重电路的第2数字滤波器的滤波常数的至少一部分来使用，进行失真补偿并发送数据。

Description

失真补偿系统以及通信装置

关联申请的交叉引用

本申请以2013年10月9日提出申请的日本申请号2013-211869号、2014年4月22日提出申请的日本申请号2014-088220号、2014年6月17日提出申请的日本申请号2014-124297号为基础，在此援引其记载内容。

技术领域

本申请涉及用于补偿在数据传输时产生的失真的失真补偿系统以及通信装置。

背景技术

多个通信节点在经由传输线路相互进行数据通信时，随着数据速率增高，传输波形产生失真。此时传输波形的失真成为符号间干扰，妨碍正常的数字通信处理。

在事先掌握了传输线路的传输路径特性时，通信装置只要具备加重电路便能够补偿波形失真，尽量消除失真的影响，从而能够正常地进行数据通信。加重电路一般有预加重方式与去加重方式，两者安装方式几乎相同并且效果也几乎相同。

例如，去加重方式例如应用于个人计算机的内部总线等。关于个人计算机的内部总线，考虑例如某发送比特影响其紧后1比特的波形失真。

一般来说，考虑某发送比特影响其紧后的1个或多个比特，也能想到能够补偿由这些影响产生的失真的方式。然而，由于传输线路的传输特性根据线缆长或材质等而变化，在不能事先掌握该状况时难以得知传输路径特性。

另外，作为改善波形失真的技术，有被称作自适应(adaptive)DFE(DecisionFeedback Equalizer：判决反馈均衡器)的技术。DFE技术是接收部利用接收波形来补偿失真的技术。

若利用上述的DFE技术则电路规模易扩大。因此，若将发送通常数据侧的通信节点设为第1通信节点、将接收通常数据侧的通信节点设为第2通信节点的话，例如在第2通信节点相较于第1通信节点有尺寸限制的制约时，变得难以在第2通信节点设置DFE电路。此外，不止是尺寸限制的制约，还存在由于各种制约而无法在第2通信节点具备DFE电路等失真补偿用的电路的情况。

虽然也提供有第1通信节点向第2通信节点发送测试模式并送回其接收结果等而进行失真补偿的技术(例如参照专利文献1)，但变得有必要设置用于从第2通信节点向第1通信节点送回测试模式的接收结果的另外的通信机构。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特表2008‐503929号公报(日本特许第4841548号)。

发明内容

本申请鉴于上述方面而作成，其目的在于提供一种失真补偿系统以及构成该失真补偿系统的通信装置，不在数据接收侧的第2通信节点设置失真补偿用的电路，并且不设置用于从第2通信节点向第1通信节点送回测试模式的接收结果的另外的通信机构，能够补偿由于第1以及第2通信节点间的通信处理所使用的传输线路引起的信号失真。

根据本申请的一方式的失真补偿系统具备第1通信节点以及第2通信节点。第1通信节点具备第1接收部以及第1发送部，该第1接收部具备使用第1数字滤波器构成的均衡器，该第1发送部具备使用第2数字滤波器构成的加重电路。第2通信节点具备在从第1通信节点的第1发送部接收通常数据之前、经由第1传输线路向第1通信节点发送预定的训练模式的第2发送部。第1通信节点构成为通过第1接收部接收第2通信节点的第2发送部所发送的训练模式。均衡器使第1数字滤波器的滤波常数收敛，以能够针对训练模式使错误收敛地接收。第1通信节点的第1发送部将收敛后的第1数字滤波器的滤波常数作为加重电路的第2数字滤波器的滤波常数的至少一部分来使用，进行失真补偿并发送通常数据。

根据上述失真补偿系统，在第1通信节点与第2通信节点之间的通常数据的通信处理之前，第2通信节点的第2发送部向第1通信节点发送预定的训练模式。第1通信节点的第1接收部使均衡器的第1数字滤波器的滤波常数收敛，以针对训练模式使接收错误减小。

并且，第1通信节点的第1发送部将收敛后的第1数字滤波器的滤波常数作为加重电路的第2数字滤波器的滤波常数的至少一部分来使用，提前进行失真校正并发送。由此，第1以及第2通信节点能够补偿由传输线路引起的信号失真。

此时，可以不在数据接收侧的第2通信节点设置失真补偿用的电路，而仅在第2通信节点设置训练模式的发送电路即可。进而，可以不在第2通信节点设置用于送回测试模式的接收结果的另外的通信机构。

基于本申请的其他方式的通信装置具备第1接收部以及第1发送部，该第1接收部具备使用第1数字滤波器构成的均衡器，该第1发送部具备使用第2数字滤波器构成的加重电路。第1接收部构成为，在从第2通信节点的第2发送部发送了预定的训练模式的情况下接收该训练模式。均衡器使第1数字滤波器的滤波常数收敛，以针对训练模式使错误收敛地接收。第1发送部将收敛后的第1数字滤波器的滤波常数作为加重电路的第2数字滤波器的滤波常数的至少一部分来使用，进行失真补偿并发送通常数据。

根据上述通信装置，第1发送部将收敛后的第1数字滤波器的滤波常数作为加重电路的第2数字滤波器的滤波常数的至少一部分来使用，提前进行失真校正并发送。由此，不在第2通信节点设置失真补偿用的电路，且不设置用于从第2通信节点对上述通信装置送回测试模式的接收结果的另外的通信机构，便能够对由上述通信装置与外部的第2通信节点之间的传输线路引起的信号失真进行补偿。

附图说明

关于本申请的上述目的以及其他目的、特征、优点，通过参照附图以及下述的详细的记载而更加明确。该附图为：

图1为概略地表示本申请的第1实施方式所涉及的失真补偿系统的电气构成例的框图，

图2为概略地表示车辆用系统的电气构成例的框图，

图3为概略地表示DFE电路的构成例的电气构成图，

图4为概略地表示DFE处理部的构成例的电气构成图，

图5中图5(a)为概略地表示由FIR滤波器构成第1前馈滤波器时的数字滤波器的构成例的电气构成图，图5(b)为概略地表示由FIR滤波器构成第1反馈滤波器时的数字滤波器的构成例的电气构成图，

图6为概略地表示加重电路的构成例的电气构成图，

图7中图7(a)为概略地表示由FIR滤波器构成第2前馈滤波器时的数字滤波器的构成例的电气构成图，图7(b)为概略地表示由FIR滤波器构成第2反馈滤波器时的数字滤波器的构成例的电气构成图，

图8为概略地表示训练模式的通信处理以及通常数据的通信处理的流程的一例的时序图，

图9为传输线路的响应波形例，

图10中图10(a)与图10(b)为收敛后的数字滤波器的滤波常数的仿真例，

图11为概略地表示第2通信节点的发送波形与第1通信节点的接收部中的DFE电路的输出波形的仿真例，

图12为概略地表示第1通信节点的发送波形与第2通信节点的接收部中的接收波形的仿真例，

图13为关于本申请的第2实施方式的具有数字滤波器的抽头长度调整功能的加重电路的构成例，

图14为传输线路的传递特性例，

图15为概略地表示本申请的第3实施方式中的3个以上的多个通信节点通过车内网络而连接的连接方式例的电气构成图，

图16为概略地表示3个以上的多个通信节点通过Y分支线路而连接的连接方式例的电气构成图，

图17为概略地表示在网络的终端部配置终端电阻的方式例的电气构成图，

图18为概略地表示在具有Y分支线路的网络的终端部配置终端电阻的方式例的电气构成图，

图19为通过第1通信节点取得的数字滤波器的滤波常数的一例，

图20为本申请的第4实施方式中的CAN-FD的帧格式的一例的说明图，

图21为CAN-FD数据阶段中的数据速率特性例，

图22为作为第1通信节点适用程序重写装置时的网络连接方式例，

图23为表示多个通信节点间的通信处理的流程的一例的时序图，

图24为本申请的第5实施方式中的车辆用网络经由网关连接于上层网络的连接方式例，

图25中图25(a)为使用比较对象例的方式时的发送用仿真数据例，图25(b)为使用比较对象例的方式时的眼图例，

图26中图26(a)为使用第1实施方式的方式时的发送用仿真数据例，图26(b)为使用第1实施方式的方式时的眼图例，

图27中图27(a)为本申请的第6实施方式中的训练模式的数据列的例，图27(b)为表示第6实施方式中的数据列被分割成子比特后的数据列的情况下的说明的概念图，

图28中图28(a)为发送用仿真数据例，图28(b)为眼图的一例，

图29中图29(a)为训练模式的数据列的例，图29(b)为表示本申请的第7实施方式中的数据列被分割成子比特后的数据列的情况下的说明的概念图，

图30中图30(a)为将子比特分割数设为3时的发送用仿真数据例，图30(b)为眼图例，

图31中图31(a)为将子比特分割数设为5时的发送用仿真数据例，图31(b)为眼图例，

图32为概略地表示本申请的第8实施方式中的失真补偿系统的电气构成例的框图，

图33为将子比特分割数设为2时的眼图例，

图34为将子比特分割数设为3时的眼图例，

图35为将子比特分割数设为4时的眼图例，

图36为将子比特分割数设为5时的眼图例，

图37为概略地表示本申请的第9实施方式中的失真补偿系统的电气构成例的框图，

图38为将子比特分割数设为2时的眼图例，

图39为将子比特分割数设为3时的眼图例，

图40为将子比特分割数设为4时的眼图例，

图41为将子比特分割数设为5时的眼图例，

图42为概略地表示本申请的第10实施方式中的失真补偿系统的电气构成例的框图，

图43为概略地表示均衡器的构成例的电气构成图，

图44中图44(a)为概略地表示均衡处理部的构成例的电气构成图，图44(b)为概略地表示第1前馈滤波器的构成例的电气构成图，

图45中图45(a)为概略地表示加重电路的构成例的电气构成图，图45(b)为概略地表示第2前馈滤波器的构成例的电气构成图，

图46为概略地表示本申请的第11实施方式中的连接了用于选择训练模式的发送节点的训练模式选择信号线时的电气构成例的框图，

图47为概略地表示训练模式发送请求时的动作的时序图，

图48为概略地表示本申请的第12实施方式中的安装方式例的框图(其一)，

图49为概略地表示安装方式例的框图，

图50为概略地表示训练模式发送请求时的动作的时序图，

图51为概略地表示安装方式例的框图，

图52为概略地表示本申请的第13实施方式中的安装方式例的框图。

具体实施方式

以下，参照附图说明失真补偿系统的几个实施方式。在各实施方式中对于具备相同或类似的功能的构成要件赋予相同或类似的标号并根据需要省略说明，以各实施方式的特征部分的说明为中心进行说明。

(第1实施方式)

图1～图12表示第1实施方式。图1表示失真补偿系统S的电气构成例，图2概略地表示车辆用系统内的连接构成例。

如图2所示，在车辆内，成为主装置的ECU(电子控制单元)1与成为从装置的促动器的驱动电路2通过例如总线3而连接。比较ECU1与驱动电路2的话，ECU1与驱动电路2相比电路规模构成得较大，电路等的搭载空间也较大。

在ECU1中搭载有通信装置(相当于第1通信节点)4，在驱动电路2中搭载有通信装置(相当于第2通信节点)5。通信装置4以及5分别由例如半导体集成电路构成。在ECU1内的通信装置4中构成有主要发送通常数据的电路，在驱动电路2内的通信装置5中构成有主要接收上述通常数据的电路。

图2所示的总线3在电气上作为图1所示的传输线路6而工作。如图1所示，ECU1内的通信装置4具备控制电路7、加重电路8以及发送放大器9作为发送部10。控制电路7主要具备搭载了例如CPU、ROM、RAM、非易失性存储器等的微型计算机，功能性地具备数据发送部7a与数据接收部7b。数据发送部7a生成数字数据并向加重电路8输出。

加重电路8是在通常时输入从数据发送部7a发送来的数字数据并进行失真校正，且经由未图示的D/A(数字/模拟)转换部向发送放大器9输出的功能块，并具备滤波常数保持部8a。该滤波常数保持部8a是对数字滤波器的内部处理所需的常数(后述的图7(a)的第2前馈滤波器FF2的系数h1[0]～h1[k1]，以及图7(b)的第2反馈滤波器FB2的系数h2[0]～h2[k2])进行保持的存储部，例如由寄存器构成。

发送放大器9将加重电路8的输出信号的振幅转换成电气信号的振幅并将该信号输出至传输线路6。发送部10的发送信号被经由传输线路6向通信装置5传递。

此外，ECU1内的通信装置4具备接收放大器11、以及作为均衡器的DFE电路12来作为接收部13。该接收部13经由传输线路6接收从驱动电路2的通信装置5发送来的信号。接收放大器11对从通信装置5经由传输线路6发送来的信号进行放大，并向DFE电路12输出。

DFE电路12是进行用于改善波形失真的均衡处理的模块，并内置有滤波常数保持部12a。滤波常数保持部12a是对后述的数字滤波器的内部处理所需的常数(图5(a)的第1前馈滤波器FF1的系数h1[0]～h1[n1]，以及图5(b)的第1反馈滤波器FB1的系数h2[0]～h2[n2])进行保持的存储部，例如由寄存器构成。

DFE电路12在进行了均衡处理后将该处理信号输出至控制电路7的数据接收部7b。数据接收部7b接收来自DFE电路12的发送信号并作为数字数据输出。

此外，ECU1内的通信装置4具备转送部14。转送部14是从DFE电路12的滤波常数保持部12a向加重电路8的滤波常数保持部8a转送滤波常数的模块。该转送部14既可以由构成控制电路7的微型计算机的内部软件来实现，也可以作为硬件来实现。

此外，通信装置4具备时钟生成部17。该时钟生成部17是从控制电路7接受控制信号并生成DFE电路12、加重电路8的动作用的时钟信号的模块。时钟生成部17构成为能够根据例如来自控制电路7的控制信号而改变其时钟信号的频率。时钟生成部17将这些生成的时钟信号作为动作用时钟信号向控制电路7、接收部13(例如DFE电路12、数据接收部7b)、发送部10(例如数据发送部7a、加重电路8、D/A转换部(未图示))输出。

另一方面，驱动电路2内的通信装置5具备控制电路20、接收放大器21、以及发送放大器22。控制电路7主要具备搭载了例如CPU、ROM、RAM、非易失性存储器等的微型计算机，功能性地具备数据发送部20a与数据接收部20b。此外，通信装置5具备时钟生成部27。该时钟生成部27生成规定频率的时钟信号并供给以用于控制电路20的动作。数据发送部20a生成数字数据并向发送放大器22输出。发送放大器22对数字数据信号进行放大并向传输线路6输出。

接收放大器21经由传输线路6接收通信装置4的发送部10的发送信号并对该信号进行放大且向数据接收部20b输出。数据接收部20b接收由接收放大器21放大后的信号并作为数字数据而输出。

数据发送部20a以及发送放大器22构成通信装置5的发送部23(相当于第2发送部)。接收放大器21以及数据接收部20b构成通信装置5的接收部24。由此，通信装置4以及5能够相互收发数据。

通信装置4内的DFE电路12由所谓的自适应DFE(Decision Feedback Equalizer：判决反馈均衡器)构成。如图3所示，DFE电路12具备A/D(模拟/数字)转换部15以及对该A/D转换部15的转换结果进行DFE处理的DFE处理部16。A/D转换部15对由接收放大器21放大后的接收信号进行模拟-数字转换处理，并将转换处理后的数字信号向DFE处理部16输出。

如图4所示，DFE处理部16对A/D转换部15的输出数字信号进行失真补偿处理，例如具备第1前馈滤波器FF1、加法器A1、截割器(slicer)S1、减法器M1、以及第1反馈滤波器FB1而构成。

在该图4所示的例中，第1前馈滤波器FF1对DFE处理部16的输入数字信号进行数字滤波(例如FIR滤波)处理，并将该滤波后的数字信号向加法器A1输出。第1反馈滤波器FB1对DFE处理部16的输出数字信号进行数字滤波(例如FIR滤波)处理，并将该滤波后的数字信号向加法器A1输出。

如图5(a)所示，第1前馈滤波器FF1具备n1个串联连接的1时钟延迟器D1a～Dn1a、n1+1个乘法器Mu0a～Mun1a、以及加法器Aa。

延迟器D1a～Dn1a分别根据从控制电路7赋予的时钟(未图示)进行1时钟量的延迟处理。此外，滤波常数保持部12a保持系数h1[0]～h1[n1]，从滤波常数保持部12a对乘法器Mu0a～Mun1a赋予系数h1[0]～h1[n1]。

第1前馈滤波器FF1的乘法器Mu0a～Mun1a对利用n1个延迟器D1a～Dn1a进行了延迟处理的0～n1时钟延迟数据分别乘以系数h1[0]～h1[n1]。在这里，0时钟延迟数据表示输入数据IN其本身。第1前馈滤波器FF1的加法器Aa将由这些乘法器Mu0a～Mun1a进行了乘法运算的各个结果相加并作为输出数据OUT。

如图5(b)所示，第1反馈滤波器FB1具备n2个串联连接的1时钟延迟器D1b～Dn2b、n2+1个乘法器Mu0b～Mun2b、以及加法器Ab。

第1反馈滤波器FB1的乘法器Mu0b～Mun2b对利用n2个延迟器D1b～Dn2b进行了延迟处理的0～n2时钟延迟数据分别乘以系数h2[0]～h2[n2]。在这里，0时钟延迟数据表示输入数据IN其本身。第1反馈滤波器FB1的加法器Ab将由这些乘法器Mu0b～Mun2b进行了乘法运算的各个结果相加并作为输出数据OUT。

另外，虽然示出了使用FIR滤波器的例子，但也可以是使用其他种类的数字滤波器(IIR滤波器等)的方式。

返回图4继续进行说明。图4所示的加法器A1将第1前馈滤波器FF1以及第1反馈滤波器FB1的输出信号相加，并输出至截割器S1。截割器S1是将信号波形转换为数据值的电路，并将转换结果作为DFE处理部16的输出。

信号波形受传输线路6的影响而失真。截割器S1针对该失真的波形，判定最接近的信号电平。

减法器M1将截割器S1的输入信号与输出符号OUT的信号差作为错误进行计算，并将该计算结果作为错误向控制电路7输出。控制电路7输入该错误，并以该错误收敛为0的方式，使应对第1前馈滤波器FF1以及第1反馈滤波器FB1设定的各系数h1[0]～h1[n1]以及h2[0]～h2[n2]收敛并存储于滤波常数保持部12a。

作为该数字滤波器的滤波常数的收敛方法，例如有利用LMS(Least Mean Square：最小均方)、Sign-data(符号数据)、Sign-error(符号错误)、Sign-Sign LMS(符号-符号LMS)、Leaky LMS(泄露LMS)等算法的方法，但收敛方法不限于上述方法。

即，控制电路7以截割器S1的输入输出互相相同的方式，使应对第1前馈滤波器FF1、第1反馈滤波器FB1设定的各系数h1[0]～h1[n1]以及h2[0]～h2[n2]收敛。在这里，只要输入输出误差(输入输出电压误差)小于规定值则视为收敛结束。

另外，收敛结束后，可以停止滤波常数的更新处理，但既可以例如以每规定周期继续滤波常数的更新处理，也可以从规定周期起逐渐减小更新频度地继续更新处理。此外也可以减小更新量地进行更新处理。进一步，例如在经验上判明了在一定时间的收敛处理后错误比规定值低时，也可以使用计时器在上述的一定时间的收敛处理后视为收敛结束。此外，错误的收敛处理所用的“规定值”根据系统所需要的S/N(信噪比)而在设计上决定。

图6所示的加重电路8具备第2前馈滤波器FF2、第2反馈滤波器FB2、加法器A2以及滤波常数保持部8a。在这里，第2前馈滤波器FF2例如由与第1前馈滤波器FF1相同的构造形成，第2反馈滤波器FB2例如由与第1反馈滤波器FB1相同的构造构成。如图6所示，加重电路8在功能性上与DFE处理部16的电路不同，利用从该DFE处理部16中省去截割器S1以及减法器M1后的电路而构成。

图7(a)以及图7(b)概略地表示由FIR滤波器分别构成第2前馈滤波器FF2以及第2反馈滤波器FB2时的该数字滤波器的构成例。

如图7(a)所示，第2前馈滤波器FF2具备k1个串联连接的1时钟延迟器TD1a～TDk1a以及k1+1个乘法器TMu0a～TMuk1a。

第2前馈滤波器FF2的延迟器TD1a～TDn1a根据从控制电路7赋予的时钟进行1时钟量的延迟处理。此外，从加重电路8的滤波常数保持部8a分别对第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0a～TMuk1a赋予系数h1[0]～h1[k1]。

如上所述，DFE处理部16对第1前馈滤波器FF1的乘法用的系数h1[0]～h1[n1]进行计算。该计算结果存储于DFE电路12内的滤波常数保持部12a，且转送部14将这些系数h1[0]～h1[n1]转送至加重电路8的滤波常数保持部8a。

在这里，对第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0b～TMUk1a赋予由转送部14向滤波常数保持部8a转送的系数h1[0]～h1[n1](第1前馈滤波器FF1的乘法器Mu0a～Mun1a的系数)。

在这里，在第2前馈滤波器FF2采用了k1＝n1的数字滤波器时，对第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0a～TMuk1a赋予第1前馈滤波器FF1的乘法用的系数h1[0]～h1[n1]其本身。

第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0b～TMUk1a对利用k1+1个延迟器TD1a～TDn1a进行了延迟处理的0～k1时钟延迟数据分别乘以系数h1[0]～h1[k1]。第2前馈滤波器FF2的加法器Aa2将由这些乘法器TMu0a～TMuk1a进行了乘法运算的各个结果相加并作为输出OUT。

如图7(b)所示，第2反馈滤波器FB2具有k2个串联连接的1时钟延迟器TD1b～TDk2b、k2+1个乘法器TMu0b～TMuk2b、以及加法器Ab2。

第2反馈滤波器FB2的延迟器TD1b～TDk2b根据从控制电路7赋予的时钟分别进行1时钟量的延迟处理。此外，从加重电路8的滤波常数保持部8a对第2反馈滤波器FB2的乘法器TMu0b～TMuk2b赋予系数h2[0]～h2[k2]。

如上所述，DFE电路12的DFE处理部16对第1反馈滤波器FB1的乘法用的系数h2[0]～h2[n2]进行计算。该计算结果存储于DFE电路12内的滤波常数保持部12a。转送部14将这些系数h2[0]～h2[n2]转送至加重电路8的滤波常数保持部8a。此时，从滤波常数保持部8a对第2反馈滤波器FB2的乘法器TMu0b～TMuk2b赋予第1反馈滤波器FB1的乘法器Mu0b～Mun2b的系数h2[0]～h2[n2]。

在这里，在第2反馈滤波器FB2采用k2＝n2的数字滤波器时，对第2反馈滤波器FB2的乘法器TMu0b～TMUk2b赋予第1反馈滤波器FB1的乘法用的系数h2[0]～h2[n2]其本身。

第2反馈滤波器FB2的乘法器TMu0b～TMuk2b对利用k2+1个延迟器TD1b～TDk2b根据需要进行了延迟处理的0～k2时钟延迟数据分别乘以系数h2[0]～h2[k2]。

第2反馈滤波器FB2的加法器Ab2将由这些乘法器TMu0b～TMuk2b进行了乘法运算的各个结果相加，并作为输出OUT。由此，即使输入数据IN是例如相当于“0”“1”这2个值的数字电平，输出数据OUT也成为具有2个值以外的小数电平的数字数据。

参照图8说明上述构成的通信动作。ECU1的通信装置4在与驱动电路2的通信装置5之间经由传输线路6对大容量的通常数据进行发送处理。然而在本实施方式中，在通常数据的收发处理之前，进行训练模式的通信处理。

例如，ECU1以及驱动电路2间的训练模式的通信定时可举出例如车辆的启动时(点火开关接通时：Power-on)。此外，其他可举出ECU1的复位时或驱动电路2的复位时(re-start：重启)、传输线路6的新设/追加/变更/删除等传输路径被变更时的再训练时(re-training)等定时(参照图8的S1)。

其中，在本实施方式中，例如大容量的通常数据的传输方向是从ECU1的通信装置4对驱动电路2的通信装置5，与之相对，训练模式是从驱动电路2的通信装置5向ECU1的通信装置4传输(参照图8的S2)。由此进行大容量通信前的训练处理。

在通信装置5中未设置相当于在ECU1内构成的加重电路8的失真加重电路。因此，若通信装置5经由传输线路6向通信装置4发送例如基于伪随机码PRBS(Pseudo RandomBinary Sequence：伪随机二进制序列)的二进制信号的训练模式，则通信装置4接收的信号波形受传输线路6等的影响而失真。

另外，训练模式只要是以DFE处理部16的数字滤波器FF1、FB1的系数h1[0]～h1[n1]以及h2[0]～h2[n2]收敛的方式而事先确定的模式，则可以使用任意的模式。但是，为了各种模式以一样的概率无偏倚地随机生成，优选使用伪随机码。该伪随机码一般利用例如LFSR(Linear Feedback Shift Register：线性反馈移位寄存器)而生成。

ECU1内的通信装置4接收该训练模式(参照图8的S2)，通信装置4内的接收放大器11以包含由该传输线路6引起的失真的方式进行放大。DFE处理部16对信号波形的失真进行校正处理。DFE处理部16在对该信号波形的失真进行校正处理时，使DFE处理部16内的数字滤波器FF1以及FB1的系数h1[0]～h1[n1]以及h2[0]～h2[n2]收敛(参照图8的S3)。

此时，DFE处理部16以尽量抑制错误的方式使第1前馈滤波器FF1以及第1反馈滤波器FB1的各系数h1[0]～h1[n1]以及h2[0]～h2[n2]收敛，并保持于滤波常数保持部12a。若这些滤波常数收敛，则转送部14将保持在滤波常数保持部12a中的滤波常数向加重电路8的滤波常数保持部8a转送(参照图8的S4)。

之后，通信装置5内的加重电路8利用保持在滤波常数保持部8a中的滤波常数对发送数据以事先补偿的方式进行校正(参照图8的S5)。此时，刚校正后的发送数据反而成为数据失真的信号。

通信装置4的发送部10向驱动电路2的通信装置5发送通常数据(通常模式：normalpattern)(参照图8的S6)。于是，虽然该发送信号在经由传输线路6时产生失真，但由于加重电路8以事先补偿的方式进行了校正，因此这些影响相互抵消，驱动电路2的数据接收部20b能够接收几乎无失真的信号波形(参照图8的S7)。

<原理说明>

以下，对根据该流程进行数据通信时为何能够校正失真的原理进行说明。传输线路6的特性一般能够利用S参数来表现。虽然差动传输线路中有4个端口，但关注差动信号时能够以2个端口的S参数来近似，一般利用2行×2列的S参数来表现。例如在满足在内部不包含有源元件而成为无源特性的情况等的条件时，若以S11、S21、S12、S22表达2行×2列的S参数，则能够以下述式子表示：

S21＝S12…(式1)

在数字滤波器FF1以及FB1的滤波常数收敛后，若忽略量化误差等则能够视为具有线性特性。

DFE处理部16由于构成有截割器S1而成为非线性特性，但在错误完全为0、或即使不完全为0但成为小到可忽略的程度的值时，即使截割器S1实施其处理也成为不产生信号变化的状态。在截割器S1未施加影响的状态下，DFE处理部16能够视为具有线性特性。

若将该DFE处理部16的通过特性的频率相关性设为G_dfe，则从驱动电路2的发送放大器22至ECU1的接收放大器11为止的传递特性成为S12×G_dfe。此时若数字滤波器FF1以及FB1的系数收敛，则该值一定(Constant：常数)。

S12×G_dfe＝常数…(式2)

该值不具有频率相关性。因此波形失真被补偿。通常的传输线路6以及DFE处理部16等具备频率相关特性，但特性并不能保证到例如极度的高频域。

然而，例如，传输线路6以及DFE处理部16等各种电路动作的动作频率根据传输数据而被事先确定，在该动作频率范围中，能够视为上述传输线路6以及DFE处理部16等的频率相关性几乎一定。

接下来，在将加重电路8的频率特性设为G_emph时，该加重电路8具有与DFE处理部16相同的滤波常数，且以与DFE处理部16类似的电路构成，因此两者的频率特性为相同的特性。

G_dfe＝G_emph…(式3)

ECU1的通信装置5的发送部10传递到驱动电路2的通信装置5的接收放大器21的紧前为止的传递特性成为G_emph×S21。于是，若考虑上述的关系式则能够计算为下式：

G_emph×S21＝S21×G_emph

＝S12×G_emph

＝S12×G_dfe…(式4)

因此，从ECU1的发送部10至驱动电路2的接收放大器21的紧前为止的传递特性与从驱动电路2的发送放大器22的紧后至ECU1的DFE电路12为止的传递特性相同。

因此，若ECU1的加重电路8以相同滤波常数对信号波形进行数字滤波处理，则即使在传输线路6中信号波形失真，在驱动电路2的接收部侧信号波形的失真也被补偿。由此能够尽量减少错误。

<仿真结果>

发明人针对该点利用仿真进行了验证。例如，考虑利用了如下传输线路6(线缆)的情况：在通信装置5发送了从“0”向“1”的阶梯状的波形W1时，在ECU1的接收部13中，得到图9所示的阶梯响应波形W2。

此时，根据(1)式，在ECU1的数据发送部7a如图9所示发送了“0”→“1”的阶梯状的波形W1时，在驱动电路2的数据接收部20b能够接收阶梯响应波形W2。

该图9所示的发送信号例如使用1Gbps的传输信号，表示1纳秒步长周期的仿真结果。因此，在1纳秒步长期间，表示进行线性插值而得到的结果，存在与实际的观测结果不同的情况。

在通信装置5的数据发送部20a发送基于伪随机信号的模式作为训练模式时，通信装置4通过DFE处理部16进行失真校正。此时，DFE处理部16使第1前馈滤波器FF1以及第1反馈滤波器FB1的滤波常数收敛。

此时，在图10(a)中示出收敛后的第1前馈滤波器FF1的滤波常数的仿真结果的一例，在图10(b)中示出第1反馈滤波器FB1的滤波常数的仿真结果的一例。

图11概略地表示通信装置5的发送波形W3(空白矩形)与通信装置4的DFE处理部16的DFE处理后的波形W4(涂黑菱形)。在该图11的例中可知发送波形W3与处理后波形W4几乎一致。另外，原本通信装置4的接收波形输入定时与DFE处理部16的波形处理后的定时由于DFE处理后的滤波延迟时间等的影响而不一致，但为了使处理后波形W4易于与发送波形W3相比较，将延迟量移位来进行表示。

如该图11的处理后波形W4所示可知，由于通信装置4的DFE处理部16补偿了失真，所以发送波形W3几乎被原样再现。

接下来，转送部14将存储于DFE电路12的滤波常数保持部12a的滤波常数向加重电路8的滤波常数保持部8a转送，加重电路8利用存储于滤波常数保持部8a的滤波常数来进行失真校正。

此时若输入图12的信号(波形W5：空白矩形)，则加重电路8生成图12的信号(波形W6)。若通信装置4经由传输线路6发送该信号，则在传输线路6内在该信号产生波形失真。

其结果，通信装置5输入图12的信号波形W7(涂黑菱形)。可知该图12的信号波形W7与图12的信号波形W5几乎重叠。这是因为加重电路8事先对波形失真进行了补偿。

如图12所示，加重电路8的输出信号波形W6存在增大到2以上的时段。这是因为输出信号波形W6依赖于DFE处理部16的数字滤波器FF1、FF2的滤波常数的大小，根据该DFE处理部16的内部处理而决定，而在本方式中使用不限于此。

此外，即使通信装置4在作为其输出信号的波形振幅过大的情况下适当地对输出电压进行缩放，通信装置5的输入波形也仅被缩放相同量，通信装置5的输入波形本身不变化。因此，通过适当地设定通信装置5的输入信号数据的输入阈值(“0”“1”的判別阈值)，由此不对接收性能产生负面影响。

根据本实施方式，通信装置5经由传输线路6向通信装置4的接收部13发送训练模式，通信装置4的DFE处理部16进行失真补偿。此时，DFE处理部16通过使数字滤波器(第1前馈滤波器FF1、第1反馈滤波器FB1)的系数h1[0]～h1[n1]、h2[0]～h2[n2]收敛来适当地补偿在传输线路6产生的失真。于是，能够使通信装置4接收的数字数据Vout_D成为与通信装置5所发送的数字数据几乎相同的数据。

并且，加重电路8将由DFE处理部16进行了收敛的全部系数h1[0]～h1[n1]以及h2[0]～h2[n2]作为第2前馈滤波器FF2以及第2反馈滤波器FB2的滤波常数而使用。

并且，通信装置4事先校正失真量并发送。因此，即使驱动电路2的通信装置5的电路尺寸存在限制、必须以小于ECU1的通信装置4的电路规模来作成通信装置5的情况下，也能够在通信装置4以及5间适当地进行失真补偿。

可以不再在大容量数据接收侧的驱动电路2设置失真补偿用的电路，在驱动电路2仅设置训练模式的发送电路即可。并且，可以不再在驱动电路2侧设置用于送回测试模式的接收结果的另外的通信机构。

(第2实施方式)

图13以及图14表示第2实施方式。在上述实施方式中，示出了DFE处理部16与加重电路8的第1以及第2前馈滤波器FF1以及FF2、第1以及第2反馈滤波器FB1以及FB2的滤波器抽头数的关系满足n1＝k1、n2＝k2的关系的方式。这些抽头数的关系也可以是相互不同的关系，在本实施方式中，特别对优选设为k1<n1、k2<n2的情况进行说明。

为了DFE处理部16在接收训练模式时决定滤波常数，且为了滤波常数的收敛，需要进行高精度的计算。因此，优选使用滤波器抽头数n1、n2比较大的滤波器。

与此相对，加重电路8只是利用在DFE处理部16中求得的滤波常数，对于收敛无悬念。因此，滤波器抽头数k1、k2也可以分别小于上述的滤波器抽头数n1、n2。因此，将滤波器抽头数的关系定为例如k1<n1或者/以及k2<n2便可以使电路规模缩小。此时，能够实现半导体集成电路内的电路面积的缩小化。

在k1<n1时，对第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0a～TMuk1a赋予第1前馈滤波器FF1的乘法用的系数h1[0]～h1[n1]中的相同编号的系数其本身。

此外，在k2<n2时，对第2反馈滤波器FB2的乘法器TMu0b～TMuk2b赋予第1反馈滤波器FB1的乘法用的系数h2[0]～h2[n2]中的相同编号的系数其本身。

此外，加重电路8虽然有必要设置能够维持最低限的动作的程度的滤波器抽头数，但如在图13中以可变箭头表示抽头长度调整功能那样，也可以对各第2前馈滤波器FF2a或者/以及第2反馈滤波器FB2a的使用部分进行限定，并跳过其他部分。

于是，能够使第2前馈滤波器FF2a或者/以及第2反馈滤波器FB2a中的一部分要素的动作停止，能够削减耗电。像这样，通过设置具有抽头长度调整功能的第2数字滤波器FF2a以及FB2a，能够实现低耗电。

此外，由于加重电路8的通信质量达到规定的S/N即可，因此加重电路8与DFE处理部16中的滤波常数或计算精度相比，可以进一步削减有效比特位数并减小精度。

即，第2前馈滤波器FF2a的系数h2[0]～h2[n2]的数据位数(例如2进制的有效比特位数等)可以比第1前馈滤波器FF1的系数h1[0]～h1[n2]的数据位数(例如2进制的有效比特位数)构成得少。

在滤波常数保持部12a以及8a例如通过2进制数字值保持滤波常数时，对第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0b～TMuk2b仅赋予在滤波常数保持部12a中保持的第1前馈滤波器FF1的乘法用的系数h1[0]～h1[n1]中的、相同编号的系数的高位比特的有效位。

进而根据与上述相同的理由，第2反馈滤波器FB2a的系数h2[0]～h2[k2]的数据位数(例如有效比特位数)可以比第1反馈滤波器FB1的系数h2[0]～h2[n2]的数据位数(例如有效比特位数)构成得少。

在这种情况下，对第2反馈滤波器FB2a的乘法器TMu0b～TMuk2b仅赋予第1反馈滤波器FB1的乘法用的系数h2[0]～h2[n2]中的、相同编号的系数的高位比特的有效位。即使在这种情况下，也能够得到与上述实施方式相同的作用效果。

此外，传输线路6的传递特性根据线缆的传输质量等的影响而变化。如图14所示的传递特性那样，单脉冲波形W10的传递特性例如以波形W11或波形W12等为例发生各种变化。波形W12的传递特性为比波形W11更恶劣的传递特性，由于影响更后方的信号故为了尽量排除其影响，需要滤波器抽头数更大的数字滤波器FF2a以及FB2a。

例如，在通信装置4构成于半导体集成电路(IC、LSI等)内时，考虑到线缆更换等，优选的是即使传输线路6的特性变化也能够使用相同的通信装置4。若考虑这种情况，则DFE处理部16可以准备在能设想到的最坏条件的传输线路6中也能够进行通信的数字滤波器FF2a以及FB2a的抽头数来构成。

此时，在各数字滤波器FF2a以及FB2a内应准备的滤波器抽头数能够通过最坏条件下(例如具有图14中的波形W12的传递特性的传输线路)的特性仿真或实验等求得。即因为：不需要的抽头的滤波常数收敛而为0。

此时，在事先可知通信装置4以及5通过具有质量较好(例如波形W11)的传递特性的传输线路6进行通信时，即使滤波器抽头数少于上述求得的最坏条件的滤波器抽头数，也能够维持通信质量。

即，为应对这种情况，可以使用图13所示那样的具备抽头长度调整功能的第2前馈滤波器FF2a或者/以及第2反馈滤波器FB2a来构成。于是，只要使第2前馈滤波器FF2a或者/以及第2反馈滤波器FB2a的一部分要素的动作停止，便可削减耗电。

根据本实施方式，通信装置4将由DFE处理部16进行了收敛的系数h1[0]～h1[n1]、h2[0]～h2[n2]的一部分作为加重电路8的数字滤波器FF2以及FB2的滤波常数来利用。并且通信装置4事先校正失真量并发送。在这种情况下，也能够在通信装置4以及5间适当地补偿失真。此外还能够削减电路规模。并且，由于仅使用数字滤波器FF2以及FB2的一部分来动作，因此能够削减耗电。

(第3实施方式)

图15～图18表示第3实施方式。该第3实施方式表示作为车载LAN(车载局域网)而适用CAN(Controller Area Network：控制器区域网)的情况的总线连接方式。

作为传输线路6的CAN6a被作为车载LAN(Local Area Network：局域网)而搭载。该CAN6a利用1对双股线路而构成，如图15所示，多个ECU1a～1z(例如ECU_A～ECU_Z)被大量连接。由于多个ECU1a～1z特别是在车内分散配置，如图16所示，也存在CAN6a具备Y分支路100的情况。在图15所示的CAN6a上，为了防止信号的反射，如图17所示，在CAN6a的终端部配置有终端电阻(terminator：终端器)101。

在这种情况下，例如，若连接于CAN6a的某规定的ECU1a(例如ECU_A)向其他ECU1b(例如ECU_B)发送脉冲信号，则该脉冲信号被ECU1b接收，但也向CAN6a上的其他线路上传递(参照箭头Y0)。

由于在CAN6a的终端连接有终端电阻101，因此该脉冲信号的能量被终端电阻101消耗，难以生成信号的反射成分(参照箭头Y0a)，且CAN6a上的信号成分不易失真。

另一方面，如图16所示，在具有Y分支路100的CAN6a中，既可以在所有终端设置终端电阻101，也可以如图18所示，在具备2个分支路时，优选在一方的分支的终端设置终端电阻101，但在另一方的分支的终端不设置终端电阻101(参照标记101a)。

这是因为，在图18所示的分支布线的情况下，与在所有终端设置终端电阻101相比，在一部分的终端设置终端电阻101更容易实现CAN6a的线路阻抗与终端电阻101的阻抗匹配，容易放大信号振幅。

如图18所示，在CAN6a具备Y分支路100时，例如，若ECU1a向其他ECU1b发送脉冲信号，则该脉冲信号被其他ECU1b接收，但也传递至CAN6a上的再其他的线路上(参照箭头Y0)。

此时，脉冲信号进入Y分支路100，但在该Y分支路100容易产生阻抗失配，在该部分向分支的两方向Y1、Y2前进时也存在同时在进入路上反射的反射波(参照箭头Y3)。

此外，由于在CAN6a的一方的终端连接有终端电阻101，因此终端电阻101的反射成分难以产生，但在另一方的终端未连接有终端电阻101。因此进入另一方的终端的信号在该终端反射(参照箭头Y4)。由于其他ECU1b也接收这些反射信号，因此其他ECU1b的接收信号与ECU1a的发送波形不同而成为失真的波形。

在该图16以及图18所示的例中，仅示出了Y分支的例子，实际上伴随着近年来的自动车控制的高度化，CAN6a在车内的各处延伸，与CAN6a连接的ECU1a～1z逐年增加。因此，若CAN6a具备分支、非终端的布线，则容易产生较大的信号反射的波形紊乱。

在这种情况下，在上述实施方式中说明的DFE处理部16以及加重电路8在多个ECU1a～1z的各个中构成，若全部的ECU1a～1z对每个通信对象保持数字滤波器FF2以及FB2的滤波常数则能够实现失真补偿。

虽然可以这样构成，但也有在实用上电路规模尺寸受到制约的ECU，该ECU有时不能将DFE处理部16以及加重电路8保持于其内部。

对于这样的情况，在与CAN6a连接的多个ECU1a～1z之中，至少某一ECU1a(例如ECU_A)具备上述实施方式示出的DFE处理部16以及加重电路8即可。此时，特别优选的是在发送大容量的数据的通信节点设置。

于是，ECU1a在向其他ECU1b发送通常数据的处理之前，其他ECU1b向ECU1a发送训练模式，1个ECU1a使DFE处理部16的数字滤波器FF1以及FB1的滤波常数收敛。ECU1a将该收敛后的滤波常数作为加重电路8内的数字滤波器FF2以及FB2的滤波常数来使用即可。

在这种情况下，在ECU1a与其他ECU(例如ECU1b：ECU_B)之间的传输线路6中，不论包含哪种信号传递路径(例如分支路100等的反射部、无终端电阻101的终端部等)，都能够通过求得与该信号传递路径相应的滤波常数，来对加重电路8内的数字滤波器FF2以及FB2设定适当的滤波常数。

在这里，作为“其他ECU”能够适用于与CAN6a连接的所有ECU(在上述的例中为例如ECU_C～ECU_Z)。此时，ECU1a从其他各种各样的ECU1b～1z接收训练模式，并且ECU1a分别使与能够通信的其他各个ECU1b～1z相应的数字滤波器FF2以及FB2的滤波常数收敛并计算。图19表示此时ECU1a得到的滤波常数的一例的矩阵。

之后，ECU1a只要对其内置的加重电路8分别设定滤波常数，并利用该加重电路8事先进行失真补偿，则ECU1a就能够在与其他ECU1b～1z(例如ECU_B、ECU_C、ECU_D、…、ECU_Z)之间很好地进行通常数据的通信处理。

根据本实施方式，在利用CAN6a等进行通信处理的情况下也能够实现与上述实施方式相同的效果。

根据本实施方式，在3个以上的多个ECU1a～1z与例如CAN6a等连接时，只要1个ECU1a(例如ECU_A)具备DFE处理部16以及加重电路8，则1个ECU1a就能够在与其他多个ECU1b～1z之间进行信号的失真补偿且能够很好地进行通信。

(第4实施方式)

图20～图23表示第4实施方式。在该第4实施方式中示出利用CAN-FD(FlexibleData rate：弹性数据速率)协议的情况的通信方式。

波形失真在多个ECU1a～1z(多个通信节点)间的通信处理的数据速率上升时变得更加明显。现在，例如在车载装置的技术领域里，以CAN6a的数据速率进一步提升为目的探讨了CAN-FD协议的导入。

该CAN-FD协议如图20示出其帧格式那样，在CAN-FD Arbitration Phase(CAN-FD仲裁阶段)的区间内没有变更以往CAN的数据速率。

然而，在包含数据字段的CAN FD Data Phase(CAN FD数据阶段)的区间内，如图21所示，数据速率最大上升至4Mbps。因此，能够不使多个ECU间的仲裁性能恶化地提高总通信数据速率。CAN-FD的帧头被设为除了成为通信对象的接收节点(ID)以外能够忽略其帧间接收数据的规格。

因此，即使与通信对象接收节点不同的其他通信节点受到经由CAN6a传输的失真的影响而波形发生变化，变化为接收到异常的数据的状态，也忽略该数据。因此使用CAN-FD帧便能够不引起误动作地进行高速传输。

该CAN-FD协议的使用目的之一是针对ECU的程序写入处理。如图22所示，程序重写装置102能够经由编程线缆103与CAN6a连接，能够使用CAN-FD帧向程序重写对象ECU(例如ECU1a)高速转送程序。

ECU为了随时提高性能，该ECU的内置程序被频繁更新。在程序更新时，出于抑制费用等理由很少特意进行ECU的更换。此外，虽可以使设想到的有必要进行更新处理的全部ECU事先配置有上述的DFE电路12(DFE处理部16)以及加重电路8，但该方法在实用性方面较差。

因此，在本方式中，至少程序重写装置102具备上述的DFE电路12以及加重电路8。程序重写装置102仅在生产时或例如车检等检查时等被暂时使用，不搭载于作为最终产品的车辆的情况较多。

因此，即使程序重写装置102搭载了DFE电路12以及加重电路8，仅在各ECU1a～1z设置发送上述的训练模式的电路即可，可以不另外设置特殊的电路。

由此，能够抑制在车辆主体搭载的ECU1a～1z的部件数量的增加。因此不在需要更新处理的ECU侧设置DFE电路12以及加重电路8，就能够进行使用了CAN-FD协议的高速通信处理。

另外程序重写装置102与车辆用ECU(例如ECU1b)使用CAN-FD协议进行大容量数据通信的情况下，其数据传输速度比不使用CAN-FD协议的多个ECU间(例如ECU1b-1c间)的数据传输速度快。

在该实施方式中，作为一例举出了使用了CAN-FD的高速通信处理，但本方式的通信处理并非仅适用于CAN-FD，是也能够适用于以下情况的技术：根据基于不受波形失真的影响的程度的其他通信规格的低速通信，决定通信节点的对，之后，在该通信节点间进行高速数据传输。此时，在发送侧，加重电路8可以事先补偿在线缆处的失真并开始传输。

以下说明在低速通信处理时决定通信节点(通信装置)的对，之后在被决定为对的通信节点间进行高速数据传输时的序列处理。

图23所示的例中示出了如下方式，例如程序重写装置102(通信节点A)具备通信装置4的构成，其他ECU1b～1z(通信节点B、通信节点C、…、通信节点Z)具备通信装置5的构成。

该图23的标记中，“节点A的Tx”表示程序重写装置102的通信装置4的发送部10所进行的处理，“节点A的Rx”表示程序重写装置102的通信装置4的接收部13所进行的处理。此外，“节点B的Tx”表示ECU1b内的通信装置5的发送部23所进行的处理，“节点B的Rx”表示ECU1b内的通信装置5的接收部24所进行的处理。同样地，“节点C的Tx”表示ECU1c内的通信装置5的发送部23所进行的处理，“节点C的Rx”表示ECU1c内的通信装置5的接收部24所进行的处理。

该图23表示程序重写装置102在与其他ECU1b～1z之间在低速通信处理时进行了训练后，进行高速数据传输的例子。由重写装置102进行的下述处理也可以替换为由ECU1a等其他装置进行的方式。另外，在图23中将“低速通信处理”记载于双层矩形框内，将“高速通信处理”记载于单层矩形框内。

如图23所示，在启动(Power-on)、重启(re-start)、再训练时(re-training)等，若成为主装置的重写装置102在与成为从装置的ECU1b～1z之间开始训练(training)，则重写装置102将ECU1b作为通信对象目的地节点开始低速通信模式并发送训练请求指令(T1)。

若ECU1b接受训练请求指令，则由于存在向ECU1b的训练请求，ECU1b在本节点对训练请求已到达的情况进行辨识(Training Matched：训练匹配)。

此外其他ECU1c也接收该训练请求，但由于该请求是针对ECU1b的请求，因此ECU1c从接收到该请求的定时直到ECU1b正在进行训练时成为忽略输入数据的模式(TrainingUnmatched：训练不匹配)。

ECU1b进入低速通信模式并发送训练开始的接受指令(T2：Training Start(训练开始))。于是，重写装置102接受训练开始的接受指令(Receive Training Start：接收训练开始)。ECU1b进入高速通信模式，并在头中设定训练开始之意，且仅在某规定期间高速发送训练数据(Training Pattern：训练模式)。

重写装置102基于从ECU1b接收到的训练开始的头，对训练数据是在哪一定时发送的进行识别，从训练被开始的定时以规定期间接收训练数据。

重写装置102在接收训练数据的期间进行训练处理。在该训练处理中，以DFE处理部16内的截割器S1前后的数据成为相同的方式，使对第1前馈滤波器FF1以及第1反馈滤波器FB1设定的滤波常数收敛。

此时，重写装置102将收敛后的滤波常数保持于滤波常数保持部12a。这些重写装置102、ECU1b以外的ECU1c…确认通信中帧的头，对处于训练期间中进行识别，并在训练期间中继续忽略输入数据(Ignore Term：忽略期)。

重写装置102若完成了滤波常数的收敛处理，则作为与ECU1b(节点B)对应的滤波常数而保持于滤波常数保持部12a。重写装置102对于在与ECU1b之间进行的滤波常数的计算处理，将通信对象目的地节点作为ECU1c进行训练处理。即，重写装置102将ECU1c(节点C)作为发送对象节点开始低速通信，并发送训练请求指令(T3)。

若ECU1c接受训练请求指令，则由于存在向ECU1c的训练请求，ECU1c在本节点对训练请求已到达的情况进行辨识(Training Match)。

ECU1c进入低速通信模式并发送训练开始的接受指令(T4：Training Start)。于是重写装置102接受训练开始的接受指令(Receive Training Start)。ECU1c进入高速通信模式，在头中设定训练开始之意，且仅在某规定期间高速发送训练数据(Training Pattern)。

重写装置102基于从ECU1c接收到的训练开始的头，对训练数据是在哪一定时发送的进行识别，且从训练开始的定时以规定期间接收训练数据。

重写装置102在接收训练数据的期间进行训练处理。在该训练处理中，以DFE电路12内的截割器S1前后的信号成为相同的方式，使第1前馈滤波器FF1以及第1反馈滤波器FB1的内部的滤波常数收敛。重写装置102将该收敛后的滤波常数保持于滤波常数保持部12a。

重写装置102对于以上的处理，将需进行训练处理的其他规定的通信节点(例如ECU1d～1z)作为通信对象目的地节点而反复进行。由此，重写装置102能够取得应对需进行训练处理的全部通信节点设定的滤波常数。

重写装置102关于对ECU1b开始发送通常数据，在低速通信的头内设定并向ECU1b通知。之后，重写装置102通过高速通信发送通常数据。此时，在高速通信期间内，重写装置102对加重电路8内的数字滤波器FF2以及FB2赋予与ECU1b(节点B)对应的滤波常数，且经由加重电路8发送通常数据(T5：Node B Normal(节点B通常))。

ECU1b通过参照低速通信的头，知晓向本节点的通常数据的高速发送处理(Receive Normal Start：接收通常开始)。因此，ECU1b以高速通信来进行数据接收。此时，由于重写装置102的发送信号事先被加重电路8进行了处理，因此即使CAN6a中产生了波形失真，也能够在到达ECU1b时接收抑制了失真的信号。

ECU1b以外的ECU1c…根据低速通信时的头知晓并非是向本节点的发送处理。因此，ECU1c…在上述的高速通信期间内忽略数据通信处理(Ignore Start：忽略开始)。

由于重写装置102使用对ECU1b来说适当的滤波常数来高速发送通常数据，因此假使ECU1c…在高速通信时接收到通常数据时接收了完全不适当的数据，也因为高速通信期间内忽略数据通信处理而不会发生故障。

另外，重写装置102在高速通信时，对加重电路设定符合通信对象目的地节点的滤波常数(节点B、节点C～节点Z对应滤波常数)并高速发送数据。重写装置102对其他多个ECU1b…1z的各个通信节点进行适当的失真补偿处理并进行高速数据发送。由此，重写装置102能够向其他ECU1b…高速传输数据。另外，通过变更通信协议能够适宜增加变更地使用。

根据本实施方式，在使用CAN-FD协议进行高速通信处理的情况下，也可实现与上述实施方式相同的效果。此外，只要程序重写装置102具备DFE电路12以及加重电路8，即使不对成为程序重写对象的ECU1b～1z另外设置失真补偿用的电路，也能够对传输信号进行失真补偿且进行高速通信处理。

此外根据本实施方式，在低速通信处理时决定进行通信处理的对，之后，在被决定为对的通信节点(重写装置102与ECU1b…1z)之间，在对发送侧的加重电路8设定了适当的滤波常数的状态下进行高速数据传输，因此在高速数据传输时在数据到达通信对象目的地的ECU1b…1z时，该通信对象目的地的ECU1b…1z能够接收抑制了失真的信号。

(第5实施方式)

图24表示第6实施方式。在该第6实施方式中示出车内的网络经由网关与上层网络连接的方式。

如图24所示，在CAN6a中网络连接有网关ECU1gw，该网关ECU1gw与上层网络N连接。该上层网络N例如也有时是便携电话通信网、中距离或近距离无线通信网等无线通信网、电话网等有线通信网、有线LAN、无线LAN等各种局域网等的、在车辆外具备至少一部分的网络。网关ECU1gw具备连接上层网络N与CAN6a的网关功能。

在第4实施方式中说明的程序重写装置102经由与连接于总线6a的端口不同的端口而与上层网络N连接。程序重写装置102能够经由上层网络N、网关ECU1gw与各ECU1a～1z通信。在这种通信方式中也可实现上述相同的作用效果。

此外，在某数据经由上层网络并经由网关ECU1gw被高速传输的情况下，也能够应用于编程以外的用途。

根据本实施方式，在CAN6a经由网关ECU1gw与上层网络N连接时，也可实现与上述实施方式相同的作用效果。

此外，在第4实施方式中，对有关程序重写处理用途进行了说明，但CAN6a等网络连接于这种上层网络N时，也能够用于程序重写处理以外的其他用途的高速通信处理。

(第6实施方式)

图25(a)～图28(b)表示第6实施方式。第6实施方式的特征之一是，通信装置(相当于第1通信节点)4的DFE电路12以将训练模式之中的各1比特分割成多个连续的具有相同数据值的子比特的取样频率进行接收，并使数字滤波器FF1、FB1的滤波常数收敛以便能够使该子比特的错误收敛地接收。此外，特征之一是，通信装置4的发送部10将收敛后的数字滤波器FF1、FB1的滤波常数作为加重电路8的数字滤波器FF2、FB2的滤波常数的至少一部分来使用，以子比特为单位进行失真补偿并发送通常数据。

例如在第1实施方式中，说明了ECU1的通信装置4通过加重电路8进行预加重处理的方法。此时ECU1的通信装置4根据时钟生成部17生成的时钟信号而动作，输出与该动作频率相应的按每1比特确定的信号电平。

此时，由于DFE电路12在眼图的一点上校正波形失真，因此仅该一点的失真被准确地校正，在眼图中的除此之外的点上代替使用与实际不同的失真检测值而产生误差。发明人验证了该误差量。

首先，图25(a)示出发送用仿真数据。在设想为不使用上述实施方式示出的预加重方式，而经由传输线路6对发送用仿真数据进行发送的情况下，如图25(b)示出接收侧的仿真波形(眼图)那样，在数据接收侧受到传输线路6的影响。如该眼图所示，眼未张开、数据误接收增多。

与此相对，确认了下述情况，当设想为发送侧的通信装置4的加重电路8利用第1实施方式的方式，对图26(a)所示的仿真数据进行预加重处理，并经由上述的传输线路6向接收侧的通信装置5发送该处理后的信号时，接收侧的通信装置5能够在眼张开的状态下接收数据。

比较图25(b)以及图26(b)可知眼被明显改善。另外，在该图25(b)以及图26(b)所示的仿真中，使用预加重波形的变化点呈直线状变化的信号波形来进行解析，这是因为根据仿真来求得预加重波形，需注意的是实际上是平滑地随时间变化。

在图26(b)所示的眼图中，由于波形失真在校正定时t1、t2中被周期性地校正，在该周期性的失真校正定时t1、t2中全部的信号值(电压值)几乎一致。虽然此时能够使接收特性足够好，但相邻比特间的过渡区域的时间宽度AW1易扩大。

因此在本实施方式中示出了如下方式，通信装置4通过提高其动作频率来动作，能够使相邻比特间的过渡区域的时间宽度AW2缩短。

此外，在本实施方式中采用将1比特分割成多个(＝m≥2)子比特这一概念。例如考虑下述情况，成为从装置的通信装置5向成为主装置的通信装置4发送图27(a)所示的“01001”的5比特数据列作为训练模式。

此时，通信装置4将该“01001”的5比特数据列的各1比特作为例如由2(＝m)个子比特构成来接收。即，在上述实施方式中的将数据速率所对应的频率设为规定频率f1的情况下，在本实施方式中，ECU1的通信装置4的接收部13(DFE电路12以及数据接收部7b)将超过该频率f1的频率f2(例如2倍(＝m倍)的频率)作为取样频率进行接收。具体而言，控制电路7向时钟生成部17输出控制信号，并将时钟生成部17生成的时钟信号的频率控制成与上述实施方式相比是其f2/f1倍的频率。于是，时钟生成部17将频率f2的时钟信号输出至控制电路7、接收部13(例如DFE电路12、数据接收部7b等)。此时ECU1的通信装置4的接收部13以超过频率f1的频率f2进行动作。由此，接收部13能够将取样频率作为频率f2接收数据。

在以下的说明中，作为频率f2是频率f1的2倍的情况进行说明，但该倍数不限于2倍。

此时，通信装置4的DFE电路12以频率f1的2倍(＝m倍)的频率f2对第1前馈滤波器FF1的系数h1[0]～h1[n1]，以及第1反馈滤波器FB1的滤波常数h2[0]～h2[n2]进行计算。

于是，如图27(b)所示，能够使DFE电路12的数字滤波器FF1、FB1的系数h1[0]～h1[n1]、h2[0]～h2[n2]收敛，以便如同开头的第1比特的“0”为“00”，第2比特的“1”为“11”，第3比特的“0”为“00”，第4比特的“0”为“00”，第5比特的“1”为“11”那样，能够以2个(＝m个)重叠地接收。即，接收侧的通信装置4能够将各1比特分割成m个连续的具有相同数据值(datavalue)的子比特(sub-bit)，并接收训练模式。

此外，在通信装置4的DFE电路12进行处理、并对滤波常数保持部12a设定了第1数字滤波器FF1、FB1的系数h1[0]～h1[n1]、h2[0]～h2[n2]之后，转送部14向滤波常数保持部8a转送该第1数字滤波器FF1、FB1的系数h1[0]～h1[n1]、h2[0]～h2[n2]。

发送部10通过将转送至该滤波常数保持部8a的系数h1[0]～h1[n1]、h2[0]～h2[n2]的全部或至少一部分作为加重电路8的第2数字滤波器FF2、FB2的系数h1[0]～h1[k1]、h2[0]～h2[k2]来使用，从而能够进行预加重处理，进行失真补偿，并发送通常数据。此时，发送部10通过加重电路8以子比特为单位进行预加重处理并发送数据。

即，在通信装置4如同“0011000011”那样接收到图27(a)所示的“01001”比特列的情况下，发送部10像这样按每个比特以m个连续的子比特为单位来对数据进行预加重处理并发送通常数据。具体而言，时钟生成部17将上述的频率f2的时钟信号输出至发送部10(例如数据发送部7a、加重电路8、未图示的D/A转换器等)。于是，ECU1的通信装置4的发送部10以与接收部13相同的频率f2进行动作。由此，发送部10能够以m个连续的子比特为单位对数据进行预加重处理并发送通常数据。此时，能够防止跳动(jitters)的恶化，并能够尽量防止通信装置5对数据的误接收。

说明发明人们通过仿真验证的结果。图28(a)概略地表示发送用仿真数据波形，图28(b)概略地表示接收仿真数据时的眼图。如该图28(a)以及图28(b)所示，在与用于收发子比特的数据的频率f2相应的每个定时t11、t12、t21、t22，信号值(电压值)几乎一致。这是因为信号值(电压值)一致的定时t11、t12、t21、t22为失真校正定时。

在该图28(b)中，定时t11与t12是成为相同数据值(电压值)的子比特的取样定时，定时t21与t22表示成为相同数据值(电压值)的子比特的取样定时。

此时，该失真校正定时t12以及t22间的时间间隔变窄，能够减小从某比特所对应的失真校正定时t12起至接下来的比特所对应的失真校正定时t21的期间的信号变化时间。其结果，能够缩短相邻比特间的过渡区域的时间宽度AW2。

此外，失真校正定时t11以及t12间的时间间隔变窄，能够减小从某数据值的子比特所对应的失真校正定时t11起至接下来的相同数据值的子比特所对应的失真校正定时t12的期间的信号变化时间。其结果，能够抑制这些子比特间的电压振幅。其结果，能够增大这些子比特间的电压容限M2。由此，能够抑制跳动的恶化，能够尽量防止通信装置5的数据误接收。

(第7实施方式)

图30(a)～图31(b)表示第7实施方式。第7实施方式的特征之一是，将第6实施方式中1比特内的向子比特的分割数设为奇数(例如优选是3)。

在从装置侧的通信装置5使用通常的接收电路时，将相邻的2个过渡区域间的中央的定时设为数据取样定时的情况较多。

例如，在将第6实施方式的子比特的分割数设为例如偶数(2等)，将相邻的2个过渡区域间R的中央的定时设为数据取样定时的情况下，如图28(b)所示，电压容限M2小的定时t1a、t2a几乎成为数据取样定时。

如图28(b)所示，由于在该定时t1a、t2a也足以确保电压容限M2，因此分割数也可以设为偶数，但更优选将该分割数设为奇数。将分割数设为奇数时，主装置侧的通信装置4的动作频率f2被设定为数据速率的频率f1的上述的奇数倍。例如，将1比特分割成3个子比特时，主装置侧的通信装置4的接收部13以数据速率频率f1的例如3倍的频率f2来进行取样处理并动作。然后，通信装置4将1比特作为3个子比特，以子比特为单位计算DFE电路12的滤波常数。

例如，如图29(a)所示，将训练模式的数据列设为“1001”时，主装置侧的通信装置4如图29(b)所示那样接收基于“111000000111”这一设想的子比特的数据列，且通信装置4的接收部13使DFE电路12的滤波常数收敛。然后，通信装置4的加重电路8利用该滤波常数以子比特为单位发送数据。

例如，图30(a)概略地表示将子比特分割数设为3时的发送用仿真数据，图30(b)概略地表示眼图。如该图30(a)以及图30(b)所示，接收部13以原本的数据速率的频率f1的例如3倍的频率f2进行动作时，相较于以数据速率的1倍的频率进行动作时的过渡区域的时间宽度AW1(参照图26(b))以及以数据速率的2倍的频率进行动作时的过渡区域的时间宽度AW2(参照图28(b))，能够进一步缩短数据过渡区域的时间宽度AW3。

此外，接收侧的通信装置(例如5)只要使用通常的接收电路，在将相邻的2个过渡区域间R的大致中央定时设为数据取样定时t1a、t2a时，原理上便能够使该定时t1a、t2a与失真校正定时t12、t22一致，且原理上能够使电压容限M3最大化。

例如，虽然在仿真上未考虑外部噪声等的影响，但如本实施方式那样若将分割数设为奇数则能够增大电压容限M3。因此，即使受到该外部噪声等的影响也能够进一步抑制误接收。由此，能够使接收特性更好。因此，不管从定时的观点出发，还是从信号电平的观点出发，都优选将分割数设为奇数。在上述说明中示出了分割数设为3的例子，当然也可以是5以上的奇数。若分割数设为5以上的奇数则也能够进一步缩短数据取样定时之间的过渡区域的时间宽度。因此，能够减小该时间区域的跳动，能够很好地进行接收。

图31(a)概略地表示将分割数设为5时的发送用仿真数据波形，图31(b)概略地表示眼图。在图31(b)中，定时t12～t15、t21～t25分别表示失真校正定时。在定时t12～t15成为相同的数据值，在定时t21～t25也成为相同的数据值。

如该图31(a)以及图31(b)所示，越增加分割数越能够缩短相邻的失真校正定时之间(例如t12以及t13之间、t13以及t14之间等)的时间间隔。特别是，能够减小从某数据值所对应的失真校正定时t15起至接下来的数据值所对应的失真校正定时t21的期间的信号变化时间。其结果，能够缩短相邻的比特间的过渡区域的时间宽度AW5，能够减小该时间区域的跳动，能够在数据接收侧很好地进行接收。

此外，如图31(a)以及图31(b)所示，越增加分割数越能够抑制失真、越能够增大电压振幅的抑制效果。另外，将过渡区域间R的中央定时设为数据取样定时t1a、t2a的情况下，电压容限M5与失真校正定时t13、t23的电压容限几乎一致，原理上能够得到最大的电压容限。

此外，越增大分割数，越能够抑制分割成子比特的相同数据间的电压振幅。因此，设为分割数5时的该时间区域的电压容限M15(参照图31(b))能够大于设为分割数3时的该时间区域的电压容限M13(参照图30(b))。

另外，分割数被设定为5以上的情况下，不管奇数还是偶数都能够使失真的抑制效果几乎等同。若分割数增加则通信装置4的动作频率增大，因此需要高性能的电路。因此，可以考虑传输线路6之中的信号传播状态、通信装置4以及5的性能、以及成本等权衡地设定分割数。

优选的是，在将通信装置4的动作频率保持得低、且满足比1大的奇数这一条件时，控制电路7以分割数为3的方式设定通信装置4的动作频率。此外，在由传输线路6引起的传播信号的失真的影响较小时，优选设为采用2或4倍以上的分割数的动作频率，在由传输线路6引起的传播信号的失真的影响较大时，优选以采用5倍以上的分割数的方式设定动作频率。

(第8实施方式)

图32～图36表示第8实施方式。在上述的第6实施方式中示出了，分割数例如被设定为2时，电压容限M2在眼图的过渡区域间R的中央定时t1a、t2a处缩小。这是因为，例如在2子比特的发送波形中，除了原本的原数据所包含的频率成分以外，还包含与预加重处理相应的2倍的频率成分的、且未被原数据包含的信号成分。发明人发现只要将该无用的频率成分除去便能够提高电压容限。因此，在第8实施方式中示出如下方式，在以子比特为单位进行失真补偿并发送通常数据时，设置减小高频域的成分的滤波器9a-1。

图32是与图1对应地进行表示的失真补偿系统S2的构成例。在这里，图1中的主装置侧的通信装置4在加重电路8的输出具备发送放大器9，如图32所示，本实施方式的主装置侧的通信装置104使用附加滤波器9a-1的发送放大器9a来代替发送放大器9。

发送放大器9a内的滤波器9a-1由例如模拟低通滤波器构成，并构成于发送放大器9的前级或后级，或在发送放大器9具备多个放大级时构成于这些多个放大级之间。

滤波器9a-1的高频域侧的截止频率可被设定为与以m个子比特为单位进行分割并动作所用的DFE电路12的动作频率对应的奈奎斯特频率。滤波器9a-1的种类未特别限定，例如可使用3级巴特沃斯滤波器(Butterworth filter)。

在这里如图32所示，使用滤波器9a-1，设分割数为2并进行仿真时，可得到图33所示的眼图。另外，该仿真结果是在发送放大器9与滤波器9a-1串联连接、其输入输出阻抗全部匹配的假设条件下进行而得的结果。此时，由于数据速率的2倍的频率成分被减小，因此能够使过渡区域间R的中央定时t1a、t2a处的电压容限M2a大于图28(b)所示的电压容限M2。

根据本实施方式，在数据发送侧，由于发送放大器9内的滤波器9a-1减小了高频域的成分，因此能够增大电压容限M2a且尽量抑制误接收。

此外，由于主装置侧的通信装置104具备滤波器9a-1，因此能够事先减小在传输线路6内传输的信号的无用的频率成分，能够减小信号在传输线路6传播时产生的无用的辐射成分。

另外，在后述的第9实施方式中示出了，在接收侧的通信装置5内配置有与本实施方式的滤波器9a-1对应的滤波器21a-1(参照图37)的方式，若在接收侧配置该滤波器21a-1则必须在接收侧的通信装置5设置另外的构成空间。通信装置5在例如是车载装置时，优选尽量缩小该车载装置内的部件构成用空间，在该点上，本实施方式的失真补偿系统S2与后述的第9实施方式相比，可实现能够使接收侧的通信装置5简化的效果。

在本实施方式中示出了，将1个比特作为分割成2个的子比特来处理的例子，在分割成3个以上的多个子比特的情况下也可得到几乎相同的效果。图34表示分割成3个子比特的仿真结果(眼图)，图35表示分割成4个子比特的仿真结果(眼图)，图36表示分割成5个子比特时的仿真结果(眼图)。在该图34～图36中示出了各过渡区域间R的中央定时t1a、t2a的电压容限M3a～M5a，关于电压容限M2a～M5a的改善效果，与分割成3个以上时(M3a～M5a)相比，分割成2个子比特时(M2a)的效果最好。

此外，分割数越大则越能够抑制分割成子比特的各数据间的电压振幅。因此，设为分割数5时的该时间区域的电压容限M15a(参照图31(b))能够大于设为分割数3时的该时间区域的电压容限M13a(参照图30(b))。

此外，不将1比特作为分割成m个(多个)的子比特处理，也可以设置将数据速率的频率所对应的奈奎斯特频率作为截止频率的滤波器9a-1。此时同样地，也能够得到与第1～第5实施方式相同的效果，且能够得到减小来自传输线路6的无用辐射的效果。

(第9实施方式)

图37～图41表示第9实施方式。第9实施方式表示在接收侧设置滤波器21a-1的方式。图37是与图1的系统S对应地表示的失真补偿系统S3的构成例。如图1所示，从装置侧的通信装置5在接收部24具备接收放大器21，但本实施方式的失真补偿系统S3的通信装置105使用附加了滤波器21a-1的接收放大器21a来代替该接收放大器21。

接收放大器21a内的滤波器21a-1与第8实施方式的滤波器9a-1同样地可由例如模拟低通滤波器构成，构成于接收放大器21的前级或后级，或在接收放大器21a具备多个放大级时构成于这些多个放大级的中间。

在本实施方式也同样地，滤波器21a-1的高频域侧的截止频率可设定为，与以m个子比特为单位进行分割并动作所用的DFE电路12的动作频率对应的奈奎斯特频率。滤波器21a-1的种类不特别限定，例如可使用3级巴特沃斯滤波器(Butterworth filter)。

在这里，如图37所示，使用滤波器21a-1、将分割数设为2来进行仿真时，可得到图38所示的眼图。此时同样地，也能够减小数据速率的2倍的频率成分，因此能够增大2个过渡区域间R的中央定时t1a、t2a处的电压容限M2b。

另外，该图38所示的眼图与图33所示的眼图几乎无异。这是因为，若将传输线路6的传播特性设为Gc(f)，将滤波器9a-1、21a-1的传播特性设为Glpf(f)，则不管利用第8实施方式的构成(图32)还是第9实施方式的构成(图37)，整体的特性Gtotal(f)都如下式表达的那样相互间不变化，

Gtotal(f)＝Gc(f)×Glpf(f)

＝Glpf(f)×Gc(f) (式5)

因此，不管第8实施方式的构成还是第9实施方式的构成都可得到相同的效果。

根据本实施方式，由于在接收侧滤波器21a-1减小了高频域，因此能够增大电压容限M2b，并能够尽量抑制误接收。

在本实施方式中示出了，将1个比特作为分割成2个的子比特来处理的例子，但分割成3个以上的多个子比特时也可得到几乎相同的效果。图39表示分割成3个子比特的仿真结果(眼图)，图40表示分割成4个子比特的仿真结果(眼图)，图41表示分割成5个子比特时的仿真结果(眼图)。在该图39～图41中示出了各过渡区域间R的中央定时t1a、t2a的电压容限M3b～M5b，关于电压容限M2b～M5b的改善效果，与分割成3个以上时(M3b～M5b)相比，分割成2个子比特时(M2b)的效果最好。

此外，分割数越大越能够抑制分割成子比特的相同数据间的电压振幅。因此，设为分割数5时的该时间区域的电压容限M15b(参照图41)能够大于设为分割数3时的该时间区域的电压容限M13b(参照图39)。

另外，不将1比特作为分割成m个(多个)的子比特来处理，也可以设置将数据速率频率所对应的奈奎斯特频率作为截止频率的滤波器21a-1。此时同样地，也可得到与第1～第5实施方式相同的效果。

(第10实施方式)

图42～图45(b)表示第10实施方式。第10实施方式表示使用作为均衡电路112的自适应线性均衡器(adaptive liner equalizer)代替上述实施方式的DFE电路12来构成的方式。图42所示的通信装置(相当于第1通信节点)4的代替接收部13的接收部113具备作为均衡器的均衡电路112。均衡电路112是进行用于改善波形失真的均衡处理的模块。如图43所示，均衡电路112具备A/D转换部15、以及将该A/D转换部15的转换结果进行自适应线性均衡处理的均衡处理部116。如图44(a)所示，均衡处理部116对A/D转换部15的输出数字信号进行失真补偿处理，具备作为第1数字滤波器的第1前馈滤波器FF101、判定器S101、以及减法器M101，且均衡处理部116与训练模式保持部117连接而构成。

在该图44(a)所示的例中，第1前馈滤波器FF101对均衡处理部116的输入数字信号进行数字滤波(例如FIR滤波)处理，并将该滤波后的数字信号向判定器S101以及减法器M101的正输入侧输出。

如图44(b)所示，第1前馈滤波器FF101具备n1个串联连接的1时钟延迟器D1a～Dn1a、n1+1个乘法器Mu0a～Mun1a、以及加法器Aa。

延迟器D1a～Dn1a分别根据从控制电路7赋予的时钟(未图示)进行1时钟量的延迟处理。此外，滤波常数保持部12a保持系数h1[0]～h1[n1]，从滤波常数保持部12a向乘法器Mu0a～Mun1a赋予系数h1[0]～h1[n1]。第1前馈滤波器FF101的乘法器Mu0a～Mun1a对利用n1个延迟器D1a～Dn1a进行了延迟处理的0～n1时钟延迟数据分别乘以系数h1[0]～h1[n1]。在这里，0时钟延迟数据表示输入数据IN其本身。第1前馈滤波器FF101的加法器Aa将由这些乘法器Mu0a～Mun1a进行了乘法运算的各个结果相加并作为输出数据OUT。

如图44(a)所示，作为初始值从训练模式保持部117对减法器M101的负输入侧输入初始训练模式。训练模式保持部117例如存储有伪随机模式作为初始训练模式。

判定器S101是将信号波形转换为数据值的电路，并将转换结果作为均衡处理部116的输出结果。信号波形受传输线路6的影响而失真。第1前馈滤波器FF101起到使该失真的波形回到与原信号波形相近的形态的校正后波形的作用。判定器S101对该校正后波形判定最接近的信号电平。起初，向控制电路7输出与初始训练模式的差分作为错误。控制电路7对第1前馈滤波器FF101的滤波器系数h1[0]～h1[n1]进行调整以使该错误为最小、即进行失真校正。在进行了某程度的调整后，控制电路7切换开关SW，减法器M1取得第1前馈滤波器FF101的输出与输出OUT的差分并作为错误向控制电路7输出。

控制电路7对受传输线路6的影响而失真的失真量的影响进行补偿，以错误收敛为0的方式，使应对第1前馈滤波器FF101设定的各系数h1[0]～h1[n1]收敛并存储于滤波常数保持部12a。作为该数字滤波器的滤波常数的收敛方法，例如有利用LMS(Least MeanSquare：最小均方)等的算法的方法，但收敛方法不限于该方法。

控制电路7以判定器S101的正负输入互为相同的方式，使应对第1前馈滤波器FF101设定的各系数h1[0]～h1[n1]收敛。在这里只要正负输入误差(电压误差)小于规定值，则视为结束收敛。

此外，图45(a)所示的加重电路108具备第2前馈滤波器FF102以及滤波常数保持部8a。在这里，第2前馈滤波器FF102例如由与第1前馈滤波器FF101相同的构造构成。如图45(a)所示，加重电路108在功能性上与均衡电路112不同，由从该均衡电路112中省去了判定器S101以及减法器M1、开关SW后的电路构成。

如图45(b)所示，第2前馈滤波器FF102具备k1个串联连接的1时钟延迟器TD1a～TDk1a以及k1+1个乘法器TMu0a～TMuk1a。

第2前馈滤波器FF102的延迟器TD1a～TDn1a根据从控制电路7赋予的时钟进行1时钟量的延迟处理。此外，从加重电路8的滤波常数保持部8a分别对第2前馈滤波器FF2的乘法器TMu0a～TMuk1a赋予系数h1[0]～h1[k1]。

即，与第1实施方式等相比，本实施方式是与省去了第1以及第2反馈滤波器FB1、FB2等的构成类似的构成。在这种方式中，均衡处理部116对第1前馈滤波器FF101的乘法用的系数(抽头系数：相当于滤波常数)h1[0]～h1[n1]进行计算，且该计算结果存储于均衡处理部116内的滤波常数保持部12a。

然后转送部14将这些系数h1[0]～h1[n1]向加重电路108的滤波常数保持部8a转送。于是，对第2前馈滤波器FF102的乘法器TMu0b～TMUk1a赋予由转送部14向滤波常数保持部8a转送而来的系数h1[0]～h1[n1](第1前馈滤波器FF1的乘法器Mu0a～Mun1a的系数)。在该实施方式中示出了使用全部的系数的方式，但也可以使用至少一部分的系数。

在这种方式中也可得到与上述实施方式相同的效果。另外，本实施方式的方法适用于由传输线路6引起的信号失真的频率相关性不大的情况。此外，也可适用于传输线路6的频率相关特性复杂、即使利用DFE电路12也难以收敛的情况。这是因为，与DFE电路12相比本实施方式不具备反馈滤波器FB1、FB2，因此构成简化且稳定化。

(第11实施方式)

图46以及图47表示第11实施方式。在上述的实施方式中，在通信装置4以及5之间进行双向通信，在通信装置4以及5之间对通常数据进行通信处理之前，通信装置5向通信装置4发送训练模式来观察传输线路6的影响。

然而，根据温度变化、噪声环境、通信装置4以及5间的通信误动作等，也有再次进行训练更好的情况。在这种情况下，如图46所示，除传输线路6外可另设置训练模式选择信号线SS。

若通信装置4的控制电路7向训练模式选择信号线SS发送输出训练发送请求指令，则通信装置5的控制电路20经由训练模式选择信号线SS进行接收。

此时，在通信装置4以及5之间，若事先规定有规定的信号电平(例如“H(高)”)作为训练模式发送请求电平(指令)，则如图47所示，通信装置4向通信装置5输出该规定的信号电平，由此对训练模式进行发送请求(U11)，若通信装置5的控制电路20接受该发送请求(U12)，则控制电路20发送训练模式(U13)，由此能够使通信装置4移向训练处理。

此外，通信装置4的DFE电路12或均衡电路112进行均衡处理，由此错误收敛为0，当滤波常数决定时，通过将训练模式处理结束信号设为例如与规定的信号电平不同的信号电平(例如“L(低)”)，作为训练处理结束而发送(U14)。

若通信装置5的控制电路20接受该发送请求(U15)，则能够使通信装置4以及5间的数据通信处理移向通常数据收发处理(U16)。

通过设置上述的训练模式选择信号线SS，通信装置4成为主体，并能够切换训练处理、通常数据通信处理。特别是，例如图46所示，在通信装置4的接地G1的电平与通信装置5的接地G2的电平相同(例如0)或即使不同其相差也较小的情况下，可以仅设置一根训练模式选择信号线SS。通信装置4以及5由集成电路构成时，能够通过仅追加1条引线就实现该构成。

另外，示出了作为发送请求电平使用了数字电平(例如“H”)的例子，但并非特别限定于此，也可以使用由多个比特列(数字数据的规定模式)构成的规定的指令作为训练模式发送请求指令。也可以事先向各通信装置205a…205n分配独立的识别码，发送请求指令事先通过包含成为发送请求的对象的通信节点的识别码(一部分或整体)的格式来确定。此时也可实现相同的作用效果。

(第12实施方式)

图48～图50表示第12实施方式。第12实施方式表示，1个成为主装置的通信装置连接有多个成为从装置的通信装置的方式。在这种情况下，如图48所示，成为主装置的、替代通信装置4的通信装置204(相当于第1通信节点)在与多个成为从装置的、替代通信装置5的通信装置205a…205n之间，分别经由传输线路206a…206n连接。如图48、图49所示，通信装置204与这些传输线路206a～206n对应地分别具备接收部13以及发送部10。

通信装置205a相当于第2通信节点，通信装置205b…205n相当于第3通信节点。此时，作为传输线路206a…206n能够适用数据通信线。这些通信装置204与通信装置205a…205n可适用于搭载于相同的印刷电路板210的例子。此外，通信装置204与通信装置205a…205n即使没有搭载于印刷电路板210也能够适用于各种通信。

在这种连接方式中，在考虑了设置第11实施方式示出的训练模式选择信号线SS的情况下，可在通信装置204与205a…205n之间分别连接训练模式选择信号线SSa…SSn。

虽然可采用这种连接方式，但在某通信装置间(例如204以及205a之间)发生通信异常时，在其他通信装置间(例如204以及205b之间)也存在相同的异常的可能性较高。在这种情况下，通信装置204可与全部的通信装置205a…205n进行训练处理。由此，能够提高系统整体的稳定性。

在这种情况下，可使图48所示的训练模式选择信号线SSa…SSn成为一条(共用化)，从而采用图49所示的训练模式选择信号线SSz。例如，如图49所示，通信装置204的控制电路7仅连接有1条训练模式选择信号线SSz，该训练模式选择信号线SSz分别与通信装置205a…205n的控制电路20连接。在本实施方式中，将基于规定的数字电平“H”的指令作为训练模式发送请求指令来使用。

图50概略地表示训练模式发送请求时的时序图。若通信装置204的控制电路7经由训练模式选择信号线SSz发送训练模式发送请求指令(U21)，则通信装置205a…205n的控制电路20接受该发送请求(U22)，并发送训练模式(U24)。由此，通信装置204进行传输线路206a的失真补偿处理。若通信装置204的控制电路7结束训练处理，则经由训练模式选择信号线SSz发送表示该旨意的结束指令(U25)，若通信装置205a…205n接受该结束指令(U26)，则通信装置204与通信装置205a…205n能够进行通常数据收发处理。由此，能够补偿传输线路206a引起的失真的影响，进而能够提高系统整体的稳定性。

此外，在应用图49的构成且通信装置204由集成电路构成的情况下，能够通过仅增加1条针对通信装置205a…205n的训练模式发送请求指令发送用的连接引线数来对应，从而能够尽量抑制引线数的增加。

接下来，在图49所示的构成中，训练模式选择信号线SSz与传输线路206a…等平面地交叉(参照交叉部207a、207b…)。为了在印刷电路板210构造该交叉部207a、207b的结构，印刷电路板210可由存在内层的多层基板、或两面基板构成。于是，即使电气电路中存在交叉部207a、207b，也能够通过印刷电路板210的多层基板的内层或两面基板的两面，构造训练模式选择信号线SSz或传输线路206a…206n。因此，即使训练模式选择信号线SSz与传输线路206a…平面地交叉，也能够实现图49所示的构成。

若印刷电路板210由多层基板构成，则印刷电路板210内的内层布线有复杂化的担忧，因此也存在希望尽量避免的情况。此外，若使用不存在内层的两面基板作为印刷电路板210来实现上述构成，则由于原本希望较大面积的电源节点或接地G1、G2的节点被分开，此时，也存在经由传输线路206a…206n的传输特性恶化的情况。

例如，在要求提高传输特性时，例如在通信装置205a…205n由集成电路构成时，如图51所示，可使用通信装置205a内的集成电路的多层布线层，来构成训练模式选择信号线SSz与传输线路206a、206b、…的交叉部211a、211b、…。

于是，训练模式选择信号线SSy可在通信装置204与205a之间构成，可以不与其他通信装置205b…205n直接连接。可在相邻的各通信装置205a与205b之间、205b与205c之间、在“…”等，如图51所示，构成中继线212。由此，能够尽量防止印刷电路板210的布线层的增加。

训练模式发送请求指令即使包含通信装置205a、205b等的对象目的地的识别码，也是信息量较少的信息，此外，也可以仅是如上所述的规定的数字电平(例如“H”)。因此，传输速度与训练模式的收发或通常数据的收发的传输速度等相比，可以是低速度，因此能够尽量抑制由于经由通信装置205a…内而引起的负面影响。

(第13实施方式)

图52表示第13实施方式。第13实施方式表示设置了波形整形部的方式。如图52所示，训练模式选择信号线SSy在经过通信装置205a…的多层布线层的内层时信号恶化，若该影响是可忽略的程度则没有问题，但也存在无法忽视该影响的程度的情况。

这是因为训练模式选择信号线SSy以及中继线212的长度越长，串联电阻也增长相应量，或者因为噪声源接近。此时，可根据需要在通信装置205a…的集成电路内设置缓冲器213作为波形整形部，由此对信号进行波形整形，并由通信装置205a向各通信装置205b…205n传递。由此能够尽量减小传递特性恶化。

(其他实施方式)

本申请不限于上述实施方式，例如也能够进行以下所示的变形或扩展。

上述示出了失真补偿系统S构成于车辆内的一例，但不仅限于车辆内，也可适用于车辆外的其他通信方式。在上述实施方式中示出了基于车载LAN的CAN6a的连接方式，但不限于总线连接，只要进行收发处理的多个通信装置利用相同的传输线路6，则还可适用于其他连接方式。上述示出了车载网络适用于CAN6a的方式，但不限于该CAN6a，也能够适用于其他车载网络系统。

上述举出了其他ECU(例如ECU_B)的电路尺寸比1个ECU(例如ECU_A)的电路尺寸构成得小的例子，但不限于此，既可以是1个以及其他ECU的电路规模都大，也可适用于同等电路规模的情况。

方便起见说明了传输线路6以单端进行传输，但不限于该传输方式。特别是优选使用差动传输线路。

上述示出了DFE电路12将处理后的滤波常数存储于滤波常数保持部12a，并且转送部14向加重电路8的滤波常数保持部8a转送的方式，但滤波常数保持部12a、8a也可共同利用例如相同的寄存器。DFE电路12的滤波常数只要其至少一部分作为加重电路8的滤波常数而使用即可，无需使用全部的滤波常数。

加重电路8的第2前馈滤波器FF2其滤波器抽头数也可以比加重电路8的第2反馈滤波器FB2的滤波器抽头数构成得少。这是因为已判明，即使减少加重电路8的第2前馈滤波器FF2的滤波器抽头数，与第2反馈滤波器FB2相比影响度也较低。

加重电路8的第2前馈滤波器FF2其滤波器抽头数也可以比加重电路8的第2反馈滤波器FB2的滤波器抽头数构成得少。这是因为已判明，即使减少加重电路8的第2前馈滤波器FF2的滤波器抽头数，与第2反馈滤波器FB2相比影响度也较低。

上述示出了滤波常数保持部8a、12a保持数字滤波器FF1、FF2、FB1、FB2的系数其本身的方式，但各数字滤波器FF1、FF2、FB1、FB2的参数的保持方法不限于该方法，也可以是通过其他数据形式进行保持的方式。此时，可适当调整规定数字滤波器的滤波常数的误差的数据位数。

本申请以实施例为基准进行了记述，但应理解为本申请不限定于该实施例以及构造。本申请包含各种各样的变形例、以及等同范围内的变形。并且，各种组合以及方式，进而包含仅其一个要素、其以上或其以下的其他组合以及方式也落入本申请的范畴和思想范围。

Claims (40)

1.一种失真补偿系统，具备：

第1通信节点(4、104、204)，具备第1接收部(13、113)以及第1发送部(10、110)，所述第1接收部(13、113)具备使用第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)构成的均衡器(12、112)，所述第1发送部(10、110)具备使用第2数字滤波器(FF2、FB2、FF102)构成的加重电路(8、108)；以及

第2通信节点(5、105、205a)，具备第2发送部(23)，该第2发送部(23)在从所述第1通信节点的第1发送部接收通常数据之前，经由第1传输线路(6、6a、206a)向所述第1通信节点发送预定的训练模式，

所述第1通信节点构成为通过所述第1接收部接收所述第2通信节点的第2发送部所发送的训练模式，

所述均衡器以能够针对所述训练模式使错误收敛地接收的方式使第1数字滤波器的滤波常数收敛，

所述第1通信节点的第1发送部将所述收敛后的所述第1数字滤波器的滤波常数作为所述加重电路的第2数字滤波器的滤波常数的至少一部分来使用，进行失真补偿并发送通常数据。

2.如权利要求1所述的失真补偿系统，

所述第1接收部的均衡器使用DFE电路即判决反馈均衡器电路构成，

所述第1接收部的均衡器具备对所述DFE电路的输入数据进行第1数字滤波处理的第1前馈滤波器(FF1)以及对该DFE电路的输出数据进行第2数字滤波处理的第1反馈滤波器(FB1)，来作为所述第1数字滤波器，并且所述第1接收部的均衡器具备将所述第1前馈滤波器的输出与所述第1反馈滤波器的输出相加并将该相加结果与DFE电路的输出进行比较且对照的截割器(S1)，

所述第1发送部的加重电路具备对该加重电路的输入数据进行第1数字滤波处理的第2前馈滤波器(FF2)以及对该加重电路的输出数据进行第2数字滤波处理的第2反馈滤波器(FB2)，来作为所述第2数字滤波器，并且所述第1发送部的加重电路将所述第2前馈滤波器的输出与所述第2反馈滤波器的输出相加并输出该相加结果。

3.如权利要求1所述的失真补偿系统，

所述第1接收部的均衡器使用自适应线性均衡器构成，

所述第1接收部的自适应线性均衡器具备对所述自适应线性均衡器的输入数据进行第1数字滤波处理的第1前馈滤波器(FF101)来作为所述第1数字滤波器，并且具备将该均衡器的输出数据与所述第1前馈滤波器的输出进行比较且对照的判定器(S101)，

所述第1发送部的加重电路具备对该加重电路的输入数据进行第1数字滤波处理的第2前馈滤波器(FF102)来作为所述第2数字滤波器，并且所述第1发送部的加重电路将所述第2前馈滤波器(FF102)的输出作为输出结果。

4.如权利要求1所述的失真补偿系统，

在将所述第1接收部(13、113)用于接收所述训练模式的1比特的动作频率设为f1时，

所述均衡器(12、112)以针对所述训练模式之中的各1比特分割成m个连续的具有相同数据值的子比特的方式，以超过所述频率f1的频率进行动作，并且以能够使所述子比特的错误收敛地接收的方式使第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)的滤波常数收敛，其中m≥2，

所述第1通信节点的第1发送部(10、110)以与所述均衡器(12、112)相同的频率进行动作，并将所述收敛后的所述第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)的滤波常数作为所述加重电路(8、108)的第2数字滤波器(FF2、FB2、FF102)的滤波常数的至少一部分来使用，以所述子比特为单位进行失真补偿并发送通常数据。

5.如权利要求4所述的失真补偿系统，

所述子比特的分割数为奇数。

6.如权利要求5所述的失真补偿系统，

所述子比特的分割数为3。

7.如权利要求4所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点具备滤波器(9a-1)，在以所述子比特为单位进行失真补偿并向所述第2通信节点发送通常数据时，所述滤波器(9a-1)减小高频域的成分。

8.如权利要求4所述的失真补偿系统，

所述第2通信节点具备滤波器(21a-1)，在接收由所述第1通信节点发送且以所述子比特为单位进行了失真补偿的通常数据时，所述滤波器(21a-1)减小高频域的成分。

9.如权利要求7所述的失真补偿系统，

所述滤波器的所述高频域侧的截止频率被设定为：与用于以所述子比特为单位进行分割并进行动作的所述均衡器(12、112)的动作频率对应的奈奎斯特频率。

10.如权利要求2所述的失真补偿系统，

所述加重电路(8、108)的第2前馈滤波器构成为：其滤波器抽头数比所述均衡器(12、112)的第1前馈滤波器的滤波器抽头数少。

11.如权利要求2所述的失真补偿系统，

所述加重电路的第2反馈滤波器(FB2)构成为：其滤波器抽头数比所述DFE电路的第1反馈滤波器(FB1)的滤波器抽头数少。

12.如权利要求2所述的失真补偿系统，

所述加重电路的第2前馈滤波器(FF2)构成为：其滤波器抽头数比该加重电路的第2反馈滤波器(FB2)的滤波器抽头数少。

13.如权利要求2所述的失真补偿系统，

所述加重电路的第2前馈滤波器(FF2)构成为：对其滤波常数的误差进行规定的数据位数比对所述DFE电路的第1反馈滤波器(FB1)的滤波常数的误差进行规定的数据位数少。

14.如权利要求2所述的失真补偿系统，

所述加重电路的第2反馈滤波器(FB2)构成为：对其滤波常数的误差进行规定的数据位数比对所述DFE电路的第1反馈滤波器(FB1)的滤波常数的误差进行规定的数据位数少。

15.如权利要求2所述的失真补偿系统，

所述加重电路的第2前馈滤波器(FF2)构成为：对其滤波常数的误差进行规定的有效比特位比对所述加重电路的第2反馈滤波器(FB2)的滤波常数的误差进行规定的有效比特位少。

16.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述训练模式包含伪随机数模式。

17.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点向所述第2通信节点发送程序作为所述通常数据。

18.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点具备滤波常数保持部(12a、8a)，该滤波常数保持部(12a、8a)保持以所述第2通信节点(5，105，205a)作为通信对象目的地节点时的所述第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)以及第2数字滤波器(FF2、FB2、FF102)的滤波常数。

19.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第1传输线路包含总线，所述总线具备非终端的分支路(100)。

20.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第1传输线路包含总线，所述总线与所述第1通信节点以及第2通信节点连接，并且与除了所述第1通信节点以及第2通信节点以外的其他1个或多个第3通信节点连接。

21.如权利要求20所述的失真补偿系统，

所述1个或多个第3通信节点具备第2发送部(23)，该第2发送部(23)在与所述第1通信节点之间对通常数据进行通信之前发送预定的训练模式，

所述第1通信节点具备发送请求机构(7)，所述发送请求机构(7)依次向所述第2通信节点以及所述1个或多个第3通信节点之中的其他多个通信节点、或所述1个或多个第3通信节点之中的其他多个通信节点发送请求，

在所述其他多个通信节点从所述发送请求机构(7)接受了发送请求的情况下，所述其他多个通信节点的第2发送部(23)向所述第1通信节点发送训练模式。

22.如权利要求20所述的失真补偿系统，

从所述第1通信节点向所述第2通信节点发送数据的数据传输速度，比第2通信节点与所述1个或多个第3通信节点、或所述1个或多个第3通信节点在所述总线上相互通信的数据传输速度快。

23.如权利要求20所述的失真补偿系统，

在所述第1通信节点与连接于所述总线的第2通信节点或第3通信节点进行通信的期间，该通信中的通信节点以外的通信节点忽略通信中的数据。

24.如权利要求19所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点构成为能够通过可拆装的线缆(103)与所述总线连接。

25.如权利要求19所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点经由不同于与所述总线连接的端口的端口与上层网络连接。

26.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述失真补偿系统具备连接所述第1通信节点与所述第2通信节点之间的训练模式选择信号线(SS、SSa、SSz、SSy)，

所述第1通信节点具备发送请求机构(7)，该发送请求机构(7)经由所述训练模式选择信号线向所述第2通信节点对训练模式进行发送请求，

在所述第2通信节点从所述发送请求机构接受了发送请求的情况下，所述第2通信节点的第2发送部向所述第1通信节点发送训练模式。

27.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，具备：

1个或多个第3通信节点，是除了所述第1通信节点以及所述第2通信节点以外的其他通信节点，且经由第2传输线路(206b至206n)与所述第1通信节点连接；

第1训练模式选择信号线，将所述第1通信节点与所述第2通信节点之间连接；以及

第2训练模式选择信号线，将所述第1通信节点与所述1个或多个第3通信节点之间连接，

所述第1通信节点具备发送请求机构(7)，该发送请求机构(7)将所述第2通信节点以及所述1个或多个第3通信节点作为对象通信节点，经由所述第1训练模式选择信号线以及第2训练模式选择信号线对训练模式进行发送请求，

在所述对象通信节点从所述发送请求机构(7)接受了发送请求的情况下，所述第2发送部向所述第1通信节点发送训练模式。

28.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，具备：

1个或多个第3通信节点，是除了所述第1通信节点以及所述第2通信节点以外的其他通信节点，且经由第2传输线路(206b至206n)与所述第1通信节点连接；以及

训练模式选择信号线，将所述第1通信节点与所述第2通信节点之间、以及所述第1通信节点与所述第3通信节点之间共用地连接，

所述第1通信节点具备发送请求机构(7)，该发送请求机构(7)将所述第2通信节点以及所述1个或多个第3通信节点作为对象通信节点，经由所述训练模式选择信号线对训练模式进行发送请求，

在所述对象通信节点从所述发送请求机构接受了发送请求的情况下，所述对象通信节点的第2发送部向所述第1通信节点发送训练模式。

29.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，具备：

1个或多个第3通信节点，是除了所述第1通信节点以及所述第2通信节点以外的其他通信节点，且经由第2传输线路(206b至206n)与所述第1通信节点连接；

训练模式选择信号线，将所述第1通信节点与所述第2通信节点之间连接；以及

中继线(212)，将所述第2通信节点与所述第3通信节点之间连接，

所述第1通信节点具备发送请求机构(7)，该发送请求机构(7)经由所述训练模式选择信号线向所述第2通信节点发送，以便向所述第2通信节点或第3通信节点对训练模式进行发送请求，

所述第2通信节点利用使用了多层布线层的集成电路构成，在从所述发送请求机构发送了发送请求的情况下，能够经由所述第2通信节点的集成电路的多层布线层内以及所述中继线(212)传递至所述第3通信节点，

作为所述发送请求的对象的所述第2通信节点或第3通信节点的第2发送部向所述第1通信节点发送训练模式。

30.如权利要求29所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点以及所述第2通信节点搭载于印刷电路板(210)。

31.如权利要求29所述的失真补偿系统，

在所述第2通信节点中，在所述集成电路内具备对所述发送请求进行波形整形的波形整形部(213)。

32.如权利要求26所述的失真补偿系统，

所述发送请求机构向全部对象的通信节点对训练模式进行发送请求。

33.如权利要求26所述的失真补偿系统，

所述训练模式选择信号线仅设置1条。

34.如权利要求26所述的失真补偿系统，

所述发送请求机构在经由所述训练模式选择信号线对所述训练模式进行发送请求时，通过向所述训练模式选择信号线输出规定的数字电平来对所述训练模式进行发送请求。

35.如权利要求27所述的失真补偿系统，

所述发送请求机构在经由所述第1或第2训练模式选择信号线对所述训练模式进行发送请求时，通过向所述第1或第2训练模式选择信号线输出规定的数字电平来对所述训练模式进行发送请求。

36.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第2通信节点搭载于车辆用促动器的驱动电路(2)。

37.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点搭载于车辆用ECU即电子控制单元(1、1a～1z)。

38.如权利要求1～15中任一项所述的失真补偿系统，

所述第1通信节点搭载于程序重写装置，向所述第2通信节点发送程序作为所述通常数据。

39.一种通信装置，具备权利要求1～38中任一项所述的第1通信节点(4、104、204)。

40.一种通信装置，具备：

第1接收部(13、113)，具备使用第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)构成的均衡器(12、112)；以及

第1发送部(10、110)，具备使用第2数字滤波器(FF2、FB2、FF102)构成的加重电路(8、108)，

所述第1接收部(13、113)构成为在从第2通信节点(5、105、205a)的第2发送部(23)发送了预定的训练模式的情况下接收该训练模式，

所述均衡器(12、112)以针对所述训练模式使错误收敛地接收的方式使第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)的滤波常数收敛，

所述第1发送部(10、110)将所述收敛后的所述第1数字滤波器(FF1、FB1、FF101)的滤波常数作为所述加重电路(8、108)的第2数字滤波器(FF2、FB2、FF102)的滤波常数的至少一部分来使用，进行失真补偿并发送通常数据。