WO2001061885A1 - Procedimiento para la repetición de señales en isofrecuencia y repetidor de señales en isofrecuencia - Google Patents

Procedimiento para la repetición de señales en isofrecuencia y repetidor de señales en isofrecuencia Download PDF

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WO2001061885A1
WO2001061885A1 PCT/ES2001/000035 ES0100035W WO0161885A1 WO 2001061885 A1 WO2001061885 A1 WO 2001061885A1 ES 0100035 W ES0100035 W ES 0100035W WO 0161885 A1 WO0161885 A1 WO 0161885A1
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radio frequency
frequency signal
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adaptive
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Xavier Barba Miquel
Domènec IBORRA ARCHS
Pedro Mier Albert
María MERITXELL LAMARCA OROZCO
Montserrat Najar Marton
Ana Isabel Perez Neira
Gregori Vazquez Grau
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Mier Comunicaciones S.A.
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/14—Relay systems
    • H04B7/15—Active relay systems
    • H04B7/155—Ground-based stations
    • H04B7/15564—Relay station antennae loop interference reduction
    • H04B7/15585—Relay station antennae loop interference reduction by interference cancellation

Definitions

  • the invention relates to a method for repeating isofrequency signals, of the type that is used in an isofrequency signal repeater and comprising the steps of: [a] reception of a first radio frequency signal through a receiving antenna , the first radiofrequency signal having a reception power, [b] optionally, conversion of the first radiofrequency signal to a process signal, [c] signal filtering, [d] signal amplification, [e] control automatic signal gain, [f] conversion, if applicable, of the process signal into a second radio frequency signal, [g] power amplification of the second radio frequency signal, [h] output filtering of the second signal radio frequency, and [i] transmission of the second radio frequency signal through a transmitting antenna, where a coupling between the transmitting antenna and the receiving antenna takes place.
  • the invention also relates to an isofrequency signal repeater, of the type comprising: [a] a receiving antenna, capable of receiving a first radio frequency signal, with a receiving power, [b] a basic unit, capable of converting , optionally, the first radio frequency signal in a process signal, filter the signal, amplify the signal, perform an automatic gain control to the signal, and convert, if appropriate, the process signal into a second radio frequency signal, [ c] a power amplification unit, [d] an output filter, and [e] a transmitting antenna, where the transmitting antenna and the receiving antenna are capable of experiencing a coupling.
  • the present invention therefore relates to a method of signal processing, and its corresponding device, the repeater, to be incorporated in DVB (Digital Video Broadcasting, digital television signal broadcasting) repeaters, of DAB ( Digital audio Broadcasting, broadcasting of digital radio signals), GSM, etc., which transmit on the same channel they receive, so they operate in isofrequency.
  • DVB Digital Video Broadcasting, digital television signal broadcasting
  • DAB Digital audio Broadcasting, broadcasting of digital radio signals
  • GSM Global System for Mobile communications
  • This invention allows these repeaters to have high gains, so that for the same level of received signal their transmitted power is increased and, consequently, their coverage area is increased.
  • the ultimate purpose of the system is to cover the same service area with a smaller number of repeaters, thus reducing costs.
  • the main limitation of repeaters operating in isofrequency lies in the fact that the frequency of reception and transmission of the repeater is the same, so there is a certain degree of coupling between the transmitting and receiving antennas, that is, the receiving antenna receives an echo of the transmitted signal. This may cause the repeater to oscillate. In addition, said coupling distorts the frequency signal. According to the state of the art, an effective way to avoid it, or to reduce it to non-significant values is obtained by reducing the gain of the repeater. However, this also results in reducing its coverage area.
  • the repeaters used to date have attempted to alleviate this problem by, for example, the use of transmitting and receiving antennas whose coupling is reduced.
  • this solution is expensive and unsatisfactory, since it is not possible to completely avoid coupling.
  • the transmitted signal is reflected in an object close to the repeater (a tree, a car, etc.).
  • the echo caused by the reflection in said object will introduce a coupling between antennas not foreseen at the time of designing its radiation diagrams, so it cannot be avoided.
  • the invention aims to overcome these drawbacks.
  • This purpose is achieved by a procedure for repeating signals in isofrequency of the type indicated at the beginning characterized in that it has a cancellation stage of said coupling between said transmitting antenna and said receiving antenna. That is, conceptually, it is not about avoiding the formation of the coupling or echo, which is a solution that has proven to be expensive and of limited results, but the procedure is able to "know" the link you are experiencing, and cancel it. Since the received signal is really the sum of two components: one component is "true" signal to be transmitted, and the other component is due to coupling, the method according to the invention eliminates the component due to signal coupling. received before transmitting it. This allows a series of additional advantages to be achieved. Thus, for example, the procedure allows to cancel in a simple way non-predictable links "a priori", such as those caused by the environment.
  • the first radiofrequency signal is transformed or converted into a process signal, such as an intermediate frequency signal (Fl), a baseband signal, etc., but it is also possible to have the entire procedure carried out. on the first radio frequency signal, without conversion.
  • a process signal such as an intermediate frequency signal (Fl), a baseband signal, etc.
  • a further improvement is to perform an adaptive procedure that permanently estimates the coupling between antennas, even while the repeater is operational. This allows cancellation of time-varying couplings, such as those generated by elements of the mobile environment.
  • the cancellation stage comprises a negative feedback. Since the received signal is really the sum of two components, as already indicated above, by the negative feedback the signal received is subtracted from a component equal (or very similar) to the component due to the coupling. In this way the signal that is transmitted is free of the component due to the coupling.
  • the proposed procedure is more agile and cheaper than the existing ones, because its implementation does not require the alteration of the radiation patterns between antennas but a simple filtering of the transmitted signal that is easily reconfigurable and whose cost is reduced.
  • the present invention also proposes an isofrequency signal repeater of the type indicated at the beginning characterized in that it includes a device suitable for canceling said coupling between said transmitting antenna and said receiving antenna.
  • FIG. 1 generic block diagram of a signal repeater in conventional isofrequency.
  • Fig. 2 simplified model of a signal repeater in conventional isofrequency.
  • FIG. 3 block diagram of an example of a conventional isofrequency signal repeater.
  • Fig. 4 simplified model of a signal repeater in conventional isofrequency, with the transfer function expressed in complex variable.
  • Fig. 5 simplified model of an isofrequency signal repeater according to the invention.
  • FIG. 6 block diagram of an isofrequency signal repeater according to the invention.
  • Fig. 7 block diagram of an analog delay line.
  • Fig. 8 time chart showing the variation of the repeater gain during the acquisition and monitoring phases.
  • Fig. 9 a first alternative of signal sampling strategy used in the estimation of the filter response.
  • Fig. 10 a second alternative of signal sampling strategy used in the estimation of the filter response.
  • Fig. 11 a repeater with the entire intermediate frequency stage implemented digitally.
  • Fig. 12 a third alternative of signal sampling strategy used in the estimation of the filter response.
  • FIG. 13 diagram of an A / D conversion stage (analog / digital).
  • Fig. 14 diagram of a D / A conversion stage (digital / analog).
  • Fig. 15 adaptive filter broken down into two blocks.
  • Fig. 16 block diagram of the analog implementation of the coefficient calculation according to the LMS algorithm.
  • Fig. 17 analog embodiment of the correlation loop to obtain the coefficients.
  • Fig. 18 section of two cells equivalent to that of Fig. 17, of the analog embodiment of the adaptive filter.
  • Fig. 19 realization of an integrator by means of an operational amplifier.
  • Fig. 20 resistive distributor scheme using a star network.
  • FIG. 21 block diagram of a repeater according to the invention with a digital embodiment of the adaptive filter.
  • Fig. 22 structure of the digital embodiment of the adaptive filter.
  • Fig. 23 calculation of adaptive filter coefficients.
  • Fig. 24 analog-digital conversions for the adaptive filter.
  • Fig. 25 detailed structure of the adaptive filter.
  • Fig. 26, Data Framer scheme.
  • Fig. 28 structure of each of the coefficients ⁇ tap) of the filter.
  • Table 1 content of the Look-up Table (LUT).
  • FIG. 1 A generic block diagram of an isofrequency signal repeater is shown in Fig. 1.
  • the incoming radio frequency (RF) signal SE (received by the receiving antenna) is converted to an intermediate frequency signal (Fl), and an intermediate frequency band pass filter FFI filters other unwanted received signals.
  • Fl intermediate frequency signal
  • FFI intermediate frequency band pass filter
  • a converter converts the intermediate frequency signal back into a radio frequency signal, on the same channel as the received radio frequency signal.
  • the signal is amplified to the required output level by an output AP power amplifier and ST is transmitted.
  • An isofrequency signal repeater is substantially a filtered amplifier, and can be modeled as shown in Fig. 2. Within the corresponding signal bandwidth, the repeater acts as an AMP amplifier, followed by a cell. delay, of value ⁇ . This delay is due to the FFI intermediate frequency bandpass filter. The receiving and transmitting antennas are not perfectly isolated between them, so there is a coupling between the two that generates a feedback or feedback of the output signal in the input signal. This coupling effect can be modeled as a gain feedback line B, as shown in Fig. 2. Additionally, this coupling line also has a delay, but this delay is much less than the delay ⁇ , so That can be despised.
  • the system transfer function is:
  • the response in amplitude is not flat, but presents a curl that depends on the AB product, whose expression is:
  • the profit margin which can be defined as the difference between the antenna isolation and the repeater gain:
  • Gain margin (dB) -20 log (AB)
  • the key point in the operation of an isofrequency signal repeater is the compromise between a minimum gain margin, which allows to obtain a maximum gain and, therefore, the maximum output power, and the maximum authorized amplitude curling.
  • FIG. 3 A block diagram of an example of a signal repeater in conventional isofrequency is shown in Fig. 3. It comprises a basic UB unit, an AP power amplification unit and an FS output filter unit.
  • the basic unit UB performs the following functions:
  • the AP power amplification unit performs power amplification
  • the output filter FS performs a final filtering of the signal to eliminate unwanted signals out of band.
  • the basic unit UB consists of the following components:
  • a first CONV1 converter which, in turn, comprises a radio frequency channel converter received at an intermediate frequency, an intermediate frequency filter FFI, and automatic gain control CAG.
  • PRLIN linearity precorrector which is a circuit that compensates for the intrinsically nonlinear behavior of the amplification unit 4 - a second CONV2 converter, which includes an intermediate frequency converter to the output radio frequency channel and the output level control circuit.
  • Figs. 4-5 illustrate the basic differences between existing isofrequency repeaters and the proposed invention, where the notation (s) refers to the representation of linear systems through their transfer function in terms of the complex variable s.
  • Fig. 4 shows the basic block diagram of a conventional isofrequency signal repeater, where the main chain of the repeater receives an input signal SE and transmits an output signal ST. The main chain has been modeled with an H (s) response, and a G gain. The coupling between antennas, linearly modeled by an A (s) response, has also been indicated in dashed lines. In this way it is observed that the signal SE entering the REP repeater through the receiving antenna is the sum of the desired received signal S1 plus a coupling signal.
  • Fig. 5 shows the block diagram of a repeater incorporating an embodiment of the proposed invention. It consists of a negative feedback of the transmitted signal ST, which is processed by the adaptive filter FAD, expressed in a complex variable such as F (s), and subsequently cancels the echoes, that is, the collection, at the input of the repeater.
  • the proposed procedure is similar to the echo cancellation systems used in communications over long-distance telephone lines.
  • the objectives are different.
  • the objective of the proposed invention is to allow a repeater to be implemented with a large gain while remaining stable and, for example in the case of a DVB signal, the temporal dispersion of the transmitted signal ST is significantly shorter than the duration of the cyclic prefix.
  • the desired objective is to eliminate the transmitted signal component introduced by the hybrid in step 2 from the received signal. 4-wire threads.
  • A) architecture for the insertion of adaptive treatment in the isofrequency signal repeater B) filter implementation architecture for signal processing, C) algorithm for the estimation of the filter coefficients.
  • analog configuration one of the possible configurations of the proposed invention, fully implemented with analog technology, is described in detail. This is hereinafter referred to as analog configuration. Subsequently, some digital alternatives for its implementation are described briefly, called digital configurations, which are distinguished from the analog in that they implement the adaptive filter digitally, but whose principles are common to it, so they should be considered parts of the same invention.
  • FIG. 6 describes in more detail an embodiment of a repeater according to the invention, summarizing all the repeater stages that are relevant in the invention.
  • the coupling has been modeled linearly and the repeater has an adaptive FAD filter that estimates the value of the coupling in the frequency band occupied by the signal and cancels its contribution to the transmitted signal ST, so that the repeater behaves as if it did not exist.
  • the proposed repeater works at intermediate frequency (Fl).
  • Fl intermediate frequency
  • other alternatives can also be used operating in baseband or other frequencies, as discussed in the section on digital configurations.
  • the repeater of Fig. 6 additionally has an RFF radio frequency filter, and an ARF radio frequency amplifier at the input of the equipment.
  • the adaptive FAD filter takes the signal from the main chain after the CAG (Automatic Gain Control). This detail is important in order to establish the performance of the system, since in this case the temporal variations of the filter coefficients are only due to the variation of the couplings between antennas, but not to variations in the repeater gain. However, it is also possible to make the adaptive filter FAD take the signal before the CAG.
  • CAG Automatic Gain Control
  • the adaptive filter FAD is preferably implemented by means of an analog delay line and multipliers that weigh and add the signal to the output of each of the delay cells T (Fig. 7).
  • the number of cells and multipliers depends on the compromise established between the complexity of the system and the level of cancellation of the links that you want to achieve.
  • the delay introduced by each T cell must be chosen according to the intermediate frequency value and the signal bandwidth.
  • the implemented filter has a periodic frequency response, so it is necessary to introduce certain restrictions in the delay in order to ensure that freedom is available to cancel the coupling between antennas in the entire frequency band occupied by the signal .
  • the filter coefficients are preferably estimated adaptively and constantly while the repeater is in operation. This is because the coupling between antennas is unknown a priori, since it depends on the configuration of the main chain (antennas, filters and amplifiers used) and the environment where the repeater is located (nearby obstacles, reflectivity and their distance , -l ⁇
  • An embodiment of the proposed invention estimates the filter coefficients based on the optimization of a quadratic cost function: the minimization of the signal power at point A of Fig. 6.
  • This criterion is based on the property Statistical of incorrectness between the desired received signal and that induced in the antenna by the couplings, thanks to which it is demonstrated that the power at point A is minimal when it has been possible to cancel said couplings.
  • it In order to ensure the proper functioning of the criterion, it must be ensured that the main chain introduces a delay equal to or greater than the minimum for which the desired incorrectness is met. Optionally you can enter this error delay in the conversion stage.
  • the minimization of power at point A is equivalent to a criterion of minimum mean square error, which can be optimized with many different adaptive algorithms.
  • LMS Least Mean Squares
  • NLMS normalized LMS
  • the algorithm used is not the object of this invention, and any algorithm of which its convergence and good performance in monitoring can be used can be used (see other alternative algorithms in the digital configurations section).
  • the FAD adaptive filter encounters two basic restrictions.
  • the first restriction is the need to guarantee a minimum delay in the main chain, as discussed above. This delay can be introduced in said conversion stage.
  • the second restriction lies in the fact that the coupling can cause a signal of a level much lower than the desired signal on the receiving antenna (otherwise the repeater would oscillate), so that the signal to Noise (SNR) for the purpose of coupling identification is very low. This forces to force a very slow evolution of the adaptive system coefficients in order to compensate for the loss of SNR with a temporary averaging of the signal.
  • Fig. 5 shows the closed loop structure of the REP isofrequency repeater, the coupling between antennas and the FAD adaptive filter.
  • This structure causes cancellation errors to be fed back to the system and to the transmitted signal, which may cause the system to oscillate - remember that stability depends on the loop gain G ⁇ (s) - (A (s) -F (s )) -. To avoid this, it is advisable to provide mechanisms that ensure that the system remains stable at all times.
  • This drawback which does not appear in the echo cancellation systems used in communications over long-distance telephone lines, makes it advisable to establish two phases in the operation of the proposed invention: the FADQ acquisition phase and the FSEG monitoring phase (Fig. 8 ).
  • the FADQ acquisition phase is performed only once, during the initialization or start-up of the repeater.
  • the repeater gain is kept reduced (G ⁇ n ⁇ ), so that it is stable regardless of the cancellation level achieved by the adaptive system.
  • the adaptive algorithm estimates the value of the optimal coefficients of the adaptive filter and reduces the coupling to levels below the desired one.
  • the gain is kept low for a sufficient time to allow the convergence of the algorithm and, subsequently, increases slowly until reaching its usual value ( Gfin ).
  • the repeater operates normally, having reached the desired gain and cancellation levels.
  • the adaptive filter adaptation algorithm remains in operation to detect and follow possible variations in the frequency response of the coupling between antennas without having to restart the repeater.
  • the analog configuration of the invention has two basic limitations. First, the limitations on complexity that it imposes on by itself the fact that it is analog, either in the number of coefficients of the adaptive filter, in the type of adaptive filter or even in the adaptive algorithm used. Secondly, the technological problems linked to the implementation of the adaptive algorithm such as the offset of the integrators used in the LMS, although alternatives can be found that alleviate the seriousness of this problem (see [2]). However, a preferred solution to both problems is to use, at least partially, digital technology, so the alternatives offered by the digital configuration of the proposed invention are described below.
  • Figs. 9, 10 and 12 correspond to different sampling strategies of the signal used in estimating the response of the FAD adaptive filter
  • Fig. 11 corresponds to the case in which it is decided to digitally implement the entire Fl stage (frequency intermediate) of the repeater.
  • the signal can be regenerated (demodulation and modulation), greatly improving the performance of the repeater
  • the sampling of the signals can be performed in baseband (called l / Q sampling), so that the analytical signal is recovered, or in the pass-band signal (called Fl sampling), either in the signal in Fl or transferred to another lower frequency that is more convenient from a sampling point of view.
  • sampling alternatives discussed below generation of the analytical signal, heterodination
  • a / D converters results in four possible configurations that differ from each other by the fact of working with real or complex coefficients and / or error signals.
  • the four combinations lead to similar solutions and cancellation levels, all of them require a different design of the sampling frequency and the number of adaptive filter coefficients, although this design is always based on the principles already set forth for the analog configuration.
  • adaptive algorithms have a faster convergence in those configurations that work with complex coefficients, but this improvement is compensated by a greater technological complexity of the implementation of the A / D and D / A conversion.
  • the choice of the sampling frequency will depend on the same parameters as in the analog configuration already mentioned (intermediate frequency value adopted in the repeater and signal bandwidth) as well as the selectivity of the filters in the main chain.
  • the A / D and D / A conversion stage have a different implementation depending on whether one chooses sampling in l / Q or Fl.
  • Fig. 13 shows an outline of the A / D conversion stage.
  • the FAL anti-aliasing filter and the local oscillator (f,) are or are not necessary depending on the sampling chosen and how selective the main chain filters are.
  • Fig. 14 shows a diagram of the D / A conversion stage.
  • the FRE reconstructor filter compensates for the part of the distortion introduced by the D / A converter that has not been digitally corrected.
  • the application or not of Local oscillator depends on the type and frequency of sampling used, while the FPB pass-band filter is only necessary if heterodination with the local oscillator is applied and the rear filters of the main chain are not selective enough.
  • the adaptive filter can theoretically compensate for such distortions, in practice, especially in multi-carrier systems such as the DVB, it cannot be adapted quickly enough to follow these carrier disturbances.
  • the filter can be implemented through an online delay architecture or through a lattice network.
  • an impulse response filter of finite (FIR) or infinite (MR) duration can be used.
  • IIR filters achieve better performance for the same number of coefficients, but present limitations in their combination with adaptive algorithms. If the environment where the repeater is located causes the very late transmitted signal to appear in the echo receiver antenna (with a delay much longer than the sampling period of the filter), it is advisable to decompose the adaptive filter into two blocks FAD I and FAD II (see fig 15), one of them, the FAD I, operating with the transmitted signal and the other, the FAD II, with the same signal delayed a time interval similar to the time of appearance of the late echoes.
  • the filtering process can be implemented in the temporal or frequency domain.
  • the use of the FFT or other filter banks with multi-rate (multirate) structures allows reducing the computational cost and improving the convergence of the adaptive algorithm ([10], [5]).
  • the frequency implementation of adaptive filters operating in coupling environments between antennas subject to temporary variations limits the tracking capacity of said changes and, in addition, always causes the introduction of a delay in the adaptive filter that can limit its ability to cancel the couplings.
  • the adaptive filter coefficients can be estimated with any algorithm that guarantees convergence to the correct solution, that is, the one in which the adaptive filter correctly estimates the coupling between antennas, and which, in addition, is able to follow its temporal variations.
  • algorithm that guarantees convergence to the correct solution, that is, the one in which the adaptive filter correctly estimates the coupling between antennas, and which, in addition, is able to follow its temporal variations.
  • minimization of the statistical mean power of the error minimum mean squared error
  • II minimization of the temporary average power of the error (least squares). Both criteria can be used in both delay line architecture and lattice architecture.
  • the stochastic gradient algorithms calculate the gradient with a few iterative applications of the differential calculation chain rule
  • said algorithm is a non-linear extension of the LMS called backpropagation algorithm ([1])
  • the gradient d The error as a function of the filter coefficients must be derived by the chain rule. If Fig. 6 is observed, the error signal at the output of the adaptive filter is the one that, duly amplified, is transmitted by the repeater.
  • the LMS algorithm is an approximation of the gradient that allows reducing the calculation with respect to the chain rule, which would really have to be applied only if the intermediate frequency filter FFI, shown in Fig 6, introduces an appropriate delay, the transmitted signal will be incorrect with the error signal and the LMS will make an increasingly valid gradient approximation
  • the most feasible and effective algorithm is the Kalman filter or vacancies of the same RLS or Recursive Least Squares and the fast Kalman filter
  • the implementation via lattice netting is preferable to the delay line, since it allows to easily monitor the stability of the adaptive filter during the convergence phase.
  • the estimation of the filter coefficients can be made by descending gradient algorithms, algorithms based on the Steiglitz-McBride methodology or on hyperstable algorithms ([12], [7]).
  • the first group is based on the minimization of a quadratic error criterion, either based on the output error or the equation error.
  • the minimization of the output error (eg using the RPE or Recursive Prediction Error algorithm [9]) is preferable, since the cost function based on the latter does not guarantee convergence to the optimal solution in relation conditions Low noise signal, as is the case with the proposed invention.
  • the third group algorithms is the widely known SHARF or Simplified Hyperstable Adaptive Recursive Filter, which has the desired qualities in an adaptive algorithm.
  • An example of an analogue embodiment of a repeater for DVB signal is described, which is based on an adaptive impulse response filter of finite duration FIR structure as shown in the
  • Fig. 7 composed of a delay line. As illustrated in Fig. 7, the input signal E of the adaptive filter is injected into the delay line. Subsequently, the signals present at the output of each delay are multiplied by their respective coefficients, and finally the results of such multiplications are added to obtain the output signal S of the adaptive filter.
  • obtaining the value of the coefficients is based on the LMS or Least Mean Squares algorithm.
  • Fig. 16 shows the implementation by means of a correlation loop of the coefficient calculation according to the LMS algorithm. Said algorithm calculates each of the coefficients according to the following expression:
  • the signal x (t) is that of the delay output
  • the signal r (t) is the one that is present in the receiving antenna
  • e a (t) is the error signal after cancellation, since (t) is the set of coefficients.
  • ⁇ 3 is the adaptation constant, which sets the convergence speed of the algorithm, as well as the magnitude of the oscillation of the coefficients with respect to the final solution.
  • the elements M1 and M2 are multipliers, the INT element is the integrator and the SUM element is the sum of the signals multiplied by the respective coefficients.
  • Single frequency or isofrequency repeaters usually have intermediate frequency processing, which allows the use of high selectivity filters.
  • the realization of the adaptive filter can be carried out at the same intermediate frequency of the repeater, or at a second lower intermediate frequency, in case the possible advantages of operating at a lower frequency compensate for the increase in complexity by having to add a converter first to second intermediate frequency before the adaptive filter, and another second to first intermediate frequency converter, at the output of said filter.
  • the block diagram of the implementation example at hand is the one shown in Fig. 6. Blocks used
  • Fig. 17 shows the block diagram of one of these cells, where it is seen that an x (t-iT) signal enters, a DIS distributor distributes it, on the one hand, to a delay T to obtain an x output ( t- (i + 1) T), on the other hand, to a multiplier M2, and, on the other hand, to a multiplier M1.
  • the error signal e (t) also arrives at the multiplier M1.
  • Fig. 18 shows a two cell section, CEL1 and CEL2, of the analog embodiment of the adaptive filter.
  • Delay blocks can be made using the following techniques:
  • SAW Surface acoustic wave delay
  • Resonator circuits for example LC, ceramic or dielectric.
  • Transmission lines for example coaxial, microstrip or stripline lines.
  • multipliers can be made using the following techniques:
  • Integrators Integrators can be performed using the following techniques:
  • Fig. 19 shows an embodiment of the integrator by means of an operational amplifier, where E indicates the input and S the output of the integrator.
  • FIG. 20 An exemplary embodiment of a resistive distributor by means of a star resistor network is shown in Fig. 20, where E also indicates the input and S the outputs of the distributor.
  • Signal amplifiers can be performed using the following techniques:
  • the adder adds the signals obtained at the output of each of the M2 multipliers of the cells.
  • Fig. 21 the block diagram of the transmitter is also shown for DVB signal, in which the adaptive filter is implemented digitally. Similar to the analog case, the RF input signal SE is converted to intermediate frequency (Fl), where a Fl FFI filter rejects possible out-of-band signals, and finally converts it back to RF. In the digital embodiment, the corresponding A / D and D / A conversions are necessary, as shown in Fig. 21.
  • the operation of the transmitter is as follows: the signal r [n] received by the antenna (which is actually composed of the desired signal plus the echoes caused by the transmitting antenna) an estimate s [n] of the signals is subtracted unwanted obtained by the adaptive filter FAD, obtaining an error signal e [n] that will pass through the FFI filter of Fl and will be converted back to RF.
  • the structure of the adaptive filter made digitally is shown in Fig. 22. Essentially it is a FIR filter of variable coefficients, where these are periodically updated by the LMS algorithm. For instant n, the LMS algorithm calculates the new coefficients as follows:
  • This operation is performed for each of the filter coefficients.
  • the constant ⁇ has the function of adjusting the adaptation step. The higher its value the faster the algorithm will converge; in return, the coefficients will have a greater oscillation around the optimal solution. There is, therefore, a compromise between speed of convergence and stability of the coefficients around the optimal solution.
  • FIG. 25 A more detailed structure of the adaptive filter is that shown in Fig. 25.
  • Data-Framer DF Its function is to fragment the input data x [n] (12 bits) into four parts, resulting in 3 bits to which a control bit is added. Because four cycles will be required to process each sample, the system clock frequency must be four times the sampling frequency.
  • Table Generator TG It is responsible for calculating the partial products of each coefficient and loading them into the LUT (ook-Up Table) of the corresponding tap.
  • Each Tap has its own coefficient assigned, and is responsible for multiplying it by the input data.
  • Adder tree This is a registered adder tree that obtains the sum of all partial results delivered by the coefficients.
  • the 12-bit data enters a REG12 register at the FMUE sampling frequency, and exits, through a REGC control register fragmented into 4 parts of 4 bits each (each of these parts is known as octet), at a frequency 4xFMUE 4 times higher than the FMUE sampling frequency.
  • the three bits of the lowest weight of each octet correspond to three bits of the input data; the bit of greater weight is of control, and only one is worth when the fourth and last octet of the data is being processed.
  • bits 5, 4 and 3 are selected (the next three bits of less weight) and the control signal is still zero. Then, when the counter is worth 2, bits 8, 7 and 6 are selected, with the control signal still equal to zero. Finally the counter is worth 3, the bits are selected
  • TG Generator This is responsible for calculating the partial products of each coefficient according to Table 1.
  • Mux5 The function of Mux5 is to send to the output register either a zero or the output of the adder.
  • the Mux5 control signal is the OR of the 3 bits of the lowest counter weight. This allows us to select a zero for memory positions 0 and 8 (as shown in Table 1).
  • the adder is fed back through its own output, getting the results for addresses 1 to 7 and 9 to 11. Addresses 12 to 15 require negative results, so through Mux4 we select the complement to 2 of the coefficient. Finally, through Mux6 we select a zero for addresses 12 to 15, since from this moment the results become negative.
  • Fig. 28 shows the structure for each of the tap that make up the filter. It consists of three distinct parts:
  • Time Skew Buffer TSB This is a 4x4 bit shift register, in this way the TSB is able to host a sample integer (divided into 4 parts of 4 bits each). Each clock cycle delivers an octet to the Partial Product Multiplier PPM and also to the next tap.
  • the First_oct signal is also output from the TSB, which is activated only when the octet of the lowest weight of the four that make up the sample is leaving.
  • the Time Skew Buffer TSB receives the deadly information from the REGC control register.
  • Partial Product Multiplier PPM It consists of two RAM memories (called LUT: Look-Up-Table) that store the partial products of the coefficient according to table 1. At the same time you access one of the LUTs to read the partial result of the multiplication, the Table Generator TG is writing in the other LUT, using the data and addr buses, the partial products corresponding to the new coefficient that the LMS algorithm will have calculated.
  • the multiplexers Mux ⁇ and Mux9 are controlled by the bank_sel signal and are complementary, that is, when one selects its input 0 the other selects its input 1 and vice versa. This allows the addr and data signals to be routed to the corresponding LUT.
  • the Mux10 multiplexer also controlled by the bank_sel signal, selects the data that comes out of the LUT that contains the partial products of the current coefficient (it should be remembered that in the meantime the other LUT is being updated with the partial products of the new coefficients).
  • the two write_en signals that enable writing to the corresponding LUT are generated by the two AND doors and the bank_sel and tap_sel signals.
  • Scaling Accumulator SCA Its mission is to properly accumulate the partial results of each octet to get the complete multiplication solution (24 bits in total). It is observed that it is an adder fed back by its own output, conveniently scaled (the 13 bits of the most weight are fed back and the bit of the highest weight is replicated three times). Mux11, which is controlled by the first_oct signal, allows the first octet to pass directly to the output; the other three octets that make up the sample pass through the adder. Obviously all the steps and elements described above are schematic, to facilitate the understanding of the invention.
  • the order indicated in the stages of the procedure is purely a descriptive order and does not have to coincide with the actual order of the procedure. It is only intended to say that the process comprises said steps, that is, that it includes them, but it is not being indicated that the sequence of carrying out the stages is the one indicated.
  • the stages of filtering, amplification and automatic gain control of the process signal that, as we have already indicated above, are usually carried out in several steps, they do not always follow the order indicated in the text, it is even frequent that the different steps of one stage are intertwined with the steps of the other stages. Therefore, it is convenient to insist on the fact that the stages mentioned in the text and the claims only indicate the existence of said stages, without restricting the number of steps in which they are carried out or the order in which they take place.

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Abstract

Procedimiento para la repetición de señales en isofrecuencia y repetidor de señales en isofrecuencia, donde tiene lugar un acoplamiento entre la antena transmisora y la antena receptora, y donde el procedimiento es del tipo que es empleado en un repetidor de señales en isofrecuencia y que comprende las etapas de: [a] recepción de una primera señal de radiofrecuencia con una determinada potencia de recepción, [b] conversión opcional de dicha primera señal de radiofrecuencia a una señal de proceso, [c] filtrado, amplificación y control automático de ganancia de dicha señal, [d] cancelación de dicho acoplamiento entre dicha antena transmisora y dicha antena receptora, [e] reconversión, si procede, de dicha señal de proceso en una segunda señal de radiofrecuencia, [f] amplificación de potencia de dicha segunda señal de radiofrecuencia, [g] filtrado de salida, y [g] transmisión.

Description

PROCEDIMIENTO PARA LA REPETICIÓN DE SEÑALES EN ISOFRECUENCIA Y REPETIDOR DE SEÑALES EN ISOFRECUENCIA
D E S C R I P C I Ó N
La invención se refiere a un procedimiento para la repetición de señales en isofrecuencia, del tipo que es empleado en un repetidor de señales en isofrecuencia y que comprende las etapas de: [a] recepción de una primera señal de radiofrecuencia a través de una antena receptora, teniendo la primera señal de radiofrecuencia una potencia de recepción, [b] opcionalmente, conversión de la primera señal de radiofrecuencia a una señal de proceso, [c] filtrado de la señal, [d] amplificación de la señal, [e] control automático de ganancia de la señal, [f] reconversión, si procede, de la señal de proceso en una segunda señal de radiofrecuencia, [g] amplificación de potencia de la segunda señal de radiofrecuencia, [h] filtrado de salida de la segunda señal de radiofrecuencia, y [i] transmisión de la segunda señal de radiofrecuencia a través de una antena transmisora, donde tiene lugar un acoplamiento entre la antena transmisora y la antena receptora. Asimismo la invención se refiere a un repetidor de señales en isofrecuencia, del tipo que comprende: [a] una antena receptora, apta para recibir una primera señal de radiofrecuencia, con una potencia de recepción, [b] una unidad básica, apta para convertir, opcionalmente, la primera señal de radiofrecuencia en una señal de proceso, filtrar la señal, amplificar la señal, efectuar un control automático de ganancia a la señal, y reconvertir, si procede, la señal de proceso en una segunda señal de radiofrecuencia, [c] una unidad de amplificación de potencia, [d] un filtro de salida, y [e] una antena transmisora, donde la antena transmisora y la antena receptora son aptas para experimentar un acoplamiento. La presente invención se refiere, por tanto, a un procedimiento de tratamiento de la señal, y su correspondiente dispositivo, el repetidor, para ser incorporados en los repetidores de DVB (Digital Video Broadcasting, radiodifusión de señales de televisión digital), de DAB (Digital Audio Broadcasting, radiodifusión de señales de radio digital), de GSM, etc., que transmiten en el mismo canal que reciben, por lo que operan en isofrecuencia. Esta invención permite que estos repetidores posean ganancias elevadas, de manera que para un mismo nivel de señal recibida se incremente su potencia transmitida y, en consecuencia, se incremente su área de cobertura. La finalidad última del sistema es lograr cubrir la misma área de servicio con un número de repetidores menor, reduciendo así los costes.
La principal limitación de los repetidores que operan en isofrecuencia radica en el hecho de que la frecuencia de recepción y transmisión del repetidor es la misma, por lo que existe cierto grado de acoplamiento entre las antenas transmisora y receptora, es decir, la antena receptora recibe un eco de la señal transmitida. Ello puede provocar la oscilación del repetidor. Además, dicho acoplamiento distorsiona la señal en frecuencia. De acuerdo con el estado de la técnica, una manera eficaz de evitarlo, o de reducirlo a valores no significativos se obtiene reduciendo la ganancia del repetidor. Sin embargo, ello tiene como consecuencia reducir también su área de cobertura.
Los repetidores empleados hasta la fecha han intentado paliar este problema mediante, por ejemplo, la utilización de antenas en transmisión y recepción cuyo acoplamiento sea reducido. Sin embargo, esta solución es cara y poco satisfactoria, dado que no es posible evitar completamente el acoplamiento. A modo de ejemplo, considérese el caso en el que la señal transmitida se refleje en un objeto próximo al repetidor (un árbol, un coche, etc.). El eco provocado por la reflexión en dicho objeto introducirá un acoplamiento entre antenas no previsto en el momento de diseñar sus diagramas de radiación, por lo que no podrá ser evitado.
La invención se propone superar estos inconvenientes. Esta finalidad se consigue mediante un procedimiento para repetición de señales en isofrecuencia del tipo indicado al principio caracterizado porque dispone de una etapa de cancelación de dicho acoplamiento entre dicha antena transmisora y dicha antena receptora. Es decir, conceptualmente, no se trata de evitar la formación del acoplamiento o eco, que es una solución que ha demostrado ser cara y de resultados limitados, sino que el procedimiento es capaz de "saber" el acoplamiento que está experimentando, y lo cancela. Dado que la señal recibida es realmente la suma de dos componentes: una componente es "verdadera" señal que se desea transmitir, y la otra componente es debida al acoplamiento, el procedimiento de acuerdo con la invención elimina la componente debida al acoplamiento de la señal recibida antes de transmitirla. Ello permite alcanzar una serie de ventajas adicionales. Así, por ejemplo, el procedimiento permite cancelar de una forma sencilla acoplamientos no previsibles "a priori", como por ejemplo los causados por el entorno.
Preferentemente la primera señal de radiofrecuencia se transforma o convierte en una señal de proceso, como por ejemplo en una señal de frecuencia intermedia (Fl), en una señal de banda base, etc., pero es posible asimismo hacer que todo el procedimiento se realice sobre la primera señal de radiofrecuencia, sin que haya una conversión.
Una mejora adicional consiste en realizar un procedimiento adaptativo que estima permanentemente el acoplamiento entre antenas, incluso mientras el repetidor está operativo. Ello permite la cancelación de acoplamientos variables en el tiempo, como pueden ser los generados por elementos del entorno móviles.
Preferentemente la etapa de cancelación comprende una retroalimentación negativa. Dado que la señal recibida es realmente la suma de dos componentes, como ya se ha indicado anteriormente, mediante la retroalimentación negativa se le resta a la señal recibida una señal igual (o muy parecida) a la componente debida al acoplamiento. De esta manera la señal que se transmite está libre de la componente debida al acoplamiento.
El procedimiento propuesto es más ágil y barato que los existentes, gracias a que su implementación no requiere la alteración de los diagramas de radiación entre antenas sino un simple filtrado de la señal transmitida que es fácilmente reconfigurable y cuyo coste es reducido.
Asimismo la presente invención propone un repetidor de señales en isofrecuencia del tipo indicado al principio caracterizado porque incluye un dispositivo apto para la cancelación de dicho acoplamiento entre dicha antena transmisora y dicha antena receptora.
Otras ventajas y características de la invención se aprecian a partir de las siguientes descripciones, en las que, sin ningún carácter limitativo, se relatan unos modos preferentes de realización de la invención, haciendo mención de los dibujos que se acompañan. Las Figs. muestran:
Fig. 1 , diagrama de bloques genérico de un repetidor de señales en isofrecuencia convencional. Fig. 2, modelo simplificado de un repetidor de señales en isofrecuencia convencional.
Fig. 3, diagrama de bloques de un ejemplo de repetidor de señales en isofrecuencia convencional.
Fig. 4, modelo simplificado de un repetidor de señales en isofrecuencia convencional, con la función de transferencia expresada en variable compleja.
Fig. 5, modelo simplificado de un repetidor de señales en isofrecuencia de acuerdo con la invención.
Fig. 6, diagrama de bloques de un repetidor de señales en isofrecuencia de acuerdo con la invención.
Fig. 7, diagrama de bloques de una línea de retardos analógica.
Fig. 8, gráfico temporal que muestra la variación de la ganancia del repetidor durante las fases de adquisición y de seguimiento.
Fig. 9, una primera alternativa de estrategia de muestreo de la señal empleada en la estimación de la respuesta del filtro.
Fig. 10, una segunda alternativa de estrategia de muestreo de la señal empleada en la estimación de la respuesta del filtro.
Fig. 11 , un repetidor con toda la etapa de frecuencia intermedia implementada digitalmente. Fig. 12, una tercera alternativa de estrategia de muestreo de la señal empleada en la estimación de la respuesta del filtro.
Fig. 13, esquema de una etapa de conversión A/D (analógico/digital). Fig. 14, esquema de una etapa de conversión D/A (digital/analógico).
Fig. 15, filtro adaptativo descompuesto en dos bloques. Fig. 16, diagrama de bloques de la implementación analógica del cálculo de coeficientes según el algoritmo LMS.
Fig. 17, realización analógica del bucle de correlación para la obtención de los coeficientes.
Fig. 18, tramo de dos células equivalentes a la de la Fig. 17, de la realización analógica del filtro adaptativo. Fig. 19, realización de un integrador por medio de un amplificador operacional.
Fig. 20, esquema de distribuidor resistivo mediante una red en estrella.
Fig. 21 , diagrama de bloques de un repetidor de acuerdo con la invención con una realización digital del filtro adaptativo.
Fig. 22, estructura de la realización digital del filtro adaptativo. Fig. 23, cálculo de los coeficientes del filtro adaptativo. Fig. 24, conversiones analógico-digitales para el filtro adaptativo. Fig. 25, estructura detallada del filtro adaptativo. Fig. 26, esquema del Data-Framer.
Fig. 27, Table Generator.
Fig. 28, estructura de cada uno de los coeficientes {tap) del filtro. Tabla 1 , contenido de la Look-up Table (LUT).
En la Fig. 1 se muestra un diagrama de bloques genérico de un repetidor de señales en isofrecuencia. De acuerdo con este diagrama, la señal de radiofrecuencia (RF) entrante SE (recibida por la antena receptora), es convertida a una señal de frecuencia intermedia (Fl), y un filtro paso banda de frecuencia intermedia FFI filtra otras señales recibidas indeseadas. Posteriormente un convertidor vuelve a transformar la señal en frecuencia intermedia en una señal en radiofrecuencia, en el mismo canal que la señal de radiofrecuencia recibida. Finalmente la señal es amplificada al nivel de salida requerido mediante un amplificador de potencia AP de salida y es transmitida ST.
Un repetidor de señales en isofrecuencia es, substancialmente, un amplificador filtrado, y puede ser modelado tal como se muestra en la Fig. 2. Dentro del correspondiente ancho de banda de la señal, el repetidor actúa como un amplificador AMP, seguido de una célula de retardo, de valor τ. Este retardo es debido al filtro de paso de banda de frecuencia intermedia FFI. Las antenas receptoras y emisoras no están perfectamente aisladas entre ellas, por lo que se produce un acoplamiento entre ambas que genera una retroalimentación o feedback de la señal de salida en la señal de entrada. Este efecto de acoplamiento puede ser modelado como una línea de retroalimentación de ganancia B, tal como se muestra en la Fig. 2. Adicionalmente, esta línea de acoplamiento presenta asimismo un retardo, pero este retardo es mucho menor que el retardo τ, por lo que puede ser despreciado.
La función de transferencia del sistema es:
V Ae '
- = H( )
V. l - ABe
La respuesta en amplitud no es plana, sino que presenta un rizado que depende del producto AB, cuya expresión es:
Rιzadodeamplitud(dBpp) - 201og l - AB
Otra forma de expresar el producto AB es como el margen de ganancia, que se puede definir como la diferencia entre el aislamiento de las antenas y la ganancia del repetidor:
Margen de ganancia (dB) = -20 log (AB) El punto clave en el funcionamiento de un repetidor de señales en isofrecuencia es el compromiso entre un margen de ganancia mínimo, que permite obtener una ganancia máxima y, por tanto, la máxima potencia de salida, y el rizado de amplitud máximo autorizado.
En la Fig. 3 se muestra un diagrama de bloques de un ejemplo de un repetidor de señales en isofrecuencia convencional. Comprende una unidad básica UB, una unidad de amplificación de potencia AP y una unidad de filtro de salida FS.
La unidad básica UB realiza las siguientes funciones:
a - conversión de una primera señal en radiofrecuencia en una señal en frecuencia intermedia b - filtrado de la señal en frecuencia intermedia c - amplificación d - control automático de ganancia e - conversión de la señal en frecuencia intermedia en una segunda señal de radiofrecuencia
La unidad de amplificación de potencia AP realiza la amplificación de potencia
El filtro de salida FS realiza un filtrado final de la señal para eliminar señales indeseadas fuera de banda.
La unidad básica UB consta de los siguientes componentes:
1 - un filtro de entrada FE, que elimina las señales indeseadas recibidas fuera de banda
2 - un primer convertidor CONV1 que, a su vez, comprende un conversor del canal de radiofrecuencia recibido a una frecuencia intermedia, un filtro de frecuencia intermedia FFI, y el control automático de ganancia CAG.
3 - un precorrector de linealidad PRLIN, que es un circuito que compensa el comportamiento intrínsecamente no lineal de la unidad de amplificación 4 - un segundo convertidor CONV2, que incluye un convertidor de frecuencia intermedia al canal de radiofrecuencia de salida y el circuito de control del nivel de salida.
5 - un sintetizador SINT, que genera y suministra la señal del oscilador local a ambos convertidores de frecuencia.
Las Figs. 4-5 ilustran las diferencias básicas entre los repetidores en isofrecuencia ya existentes y la invención propuesta, donde la notación (s) hace referencia a la representación de los sistemas lineales mediante su función de transferencia en términos de la variable compleja s. La Fig. 4 muestra el diagrama de bloques básico de un repetidor de señal en isofrecuencia convencional, donde la cadena principal del repetidor recibe una señal de entrada SE y transmite una señal de salida ST. La cadena principal se ha modelado con una respuesta H(s), y una ganancia G. También se ha indicado en trazo discontinuo el acoplamiento entre antenas, modelado linealmente mediante una respuesta A(s). De esta manera se observa que la señal SE que entra en el repetidor REP a través de la antena receptora es la suma de la señal recibida deseada S1 más una señal de acoplamiento. En un repetidor convencional, la estabilidad del repetidor depende de la ganancia de lazo GΗ(s)Α(s), y la única manera de garantizar que sea estable es reducir la ganancia G o reducir el acoplamiento A(s). La Fig. 5 muestra el diagrama de bloques de un repetidor incorporando una forma de realización de la invención propuesta. Consiste en una retroalimentación negativa de la señal transmitida ST, que es procesada mediante el filtro adaptativo FAD, expresada en variable compleja como F(s), y posteriormente cancela los ecos, es decir el acopiamiento, a la entrada del repetidor. Es evidente que ahora la estabilidad del repetidor depende de la ganancia de lazo GΗ(s)-(A(s)-F(s)), por lo que para garantizarla basta con lograr que F(s)=A(s), sin necesidad de reducir G o A(s).
El procedimiento propuesto guarda cierta similitud con los sistemas de cancelación de ecos empleados en comunicaciones por líneas telefónicas a larga distancia. No obstante, los objetivos son distintos. En efecto, el objetivo de la invención propuesta es permitir implementar un repetidor con una ganancia grande al mismo tiempo que se mantiene estable y, por ejemplo en el caso de una señal DVB, la dispersión temporal de la señal transmitida ST es sensiblemente inferior a la duración del prefijo cíclico. En cambio, en el sistema de cancelación de ecos empleado en comunicaciones por líneas telefónicas a larga distancia no existe ningún problema de inestabilidad, y el objetivo deseado es eliminar de la señal recibida la componente de señal transmitida introducida por el híbrido en el paso de 2 hilos a 4 hilos. Además, existen notables diferencias en los problemas originados en la implementación de las dos aplicaciones.
La descripción de la invención requiere la especificación de los siguientes aspectos de su implementación: A) arquitectura para la inserción del tratamiento adaptativo en el repetidor de señales en isofrecuencia, B) arquitectura de implementación del filtro para el tratamiento de la señal, C) algoritmo para la estimación de los coeficientes del filtro.
A continuación se describe con detalle una de las configuraciones posibles de la invención propuesta, implementada totalmente con tecnología analógica. Esta se denomina en adelante configuración analógica. Posteriormente se describen brevemente algunas alternativas digitales para su implementación, llamadas configuraciones digitales, que se distinguen de la analógica en que implementan el filtro adaptativo digitalmente, pero cuyos principios son comunes a ella, por lo que deben considerarse partes de la misma invención.
Configuración analógica
El diagrama de bloques de la Fig. 6 describe con mayor detalle una forma de realización de un repetidor de acuerdo con la invención, mostrando de manera resumida todas las etapas del repetidor que son relevantes en la invención.
En el repetidor de la Fig. 6 se ha modelado el acoplamiento linealmente y el repetidor dispone de un filtro adaptativo FAD que estima el valor del acoplamiento en la banda de frecuencias ocupada por la señal y cancela su contribución a la señal transmitida ST, de manera que el repetidor se comporta como si aquél no existiera. Preferentemente el repetidor propuesto trabaja en frecuencia intermedia (Fl). Sin embargo también se pueden emplear otras alternativas operando en banda base o en otras frecuencias tal y como se comenta en el apartado de configuraciones digitales. El repetidor de la Fig. 6 dispone, adicionalmente, de un filtro de radiofrecuencia FRF, y de un amplificador de radiofrecuencia ARF a la entrada del equipo.
El filtro adaptativo FAD toma la señal de la cadena principal tras el CAG (Control Automático de Ganancia). Este detalle es importante de cara a establecer las prestaciones del sistema, dado que en este caso las variaciones temporales de los coeficientes del filtro sólo se deben a la variación de los acoplamientos entre antenas, pero no a variaciones en la ganancia del repetidor. Sin embargo, es asimismo posible hacer que el filtro adaptativo FAD tome la señal antes del CAG.
El filtro adaptativo FAD se implementa preferentemente mediante una línea de retardos analógica y unos multiplicadores que ponderan y suman la señal a la salida de cada una de las células de retardo T (Fig.7). El número de células y de multiplicadores depende del compromiso establecido entre la complejidad del sistema y el nivel de cancelación de los acoplamientos que se desea conseguir. Por otra parte, el retardo introducido por cada célula T debe elegirse de acuerdo con el valor de la frecuencia intermedia y el ancho de banda de la señal. En efecto, el filtro implementado tiene una respuesta en frecuencia periódica, por lo que es necesario introducir ciertas restricciones en el retardo con el fin de garantizar que se dispone de libertad para cancelar el acoplamiento entre antenas en toda la banda de frecuencias ocupada por la señal.
Los coeficientes del filtro se estiman preferentemente de manera adaptativa y constante mientras el repetidor está en funcionamiento. Ello es debido a que el acoplamiento entre antenas es desconocido a priori, puesto que depende de la configuración de la cadena principal (antenas, filtros y amplificadores empleados) y del entorno donde se ubique el repetidor (obstáculos próximos, reflectividad y distancia de los mismos, -l í¬
ete). Además, es poco eficaz estimar su valor a priori puesto que el entorno puede cambiar en el tiempo (movimiento del follaje de los árboles próximos, desplazamiento de coches o personas, etc.).
Una forma de realización de la invención propuesta estima los coeficientes del filtro en base a la optimización de una función de coste cuadrática: la minimización de la potencia de la señal en el punto A de la Fig. 6. Este criterio se basa en la propiedad estadística de incorrelación entre la señal recibida deseada y la inducida en la antena por los acoplamientos, gracias a lo cual se demuestra que la potencia en el punto A es mínima cuando se ha logrado cancelar dichos acoplamientos. Con el fin de garantizar el buen funcionamiento del criterio, debe asegurarse que la cadena principal introduzca un retardo igual o superior al mínimo para el que se cumple la incorrelación deseada. Opcionalmente se puede introducir este retardo de incorrelación en la etapa de conversión. La minimización de la potencia en el punto A es equivalente a un criterio de mínimo error cuadrático medio, que puede ser optimizado con muy diversos algoritmos adaptativos. El hecho de emplear una implementación analógica ha aconsejado reducir los algoritmos aplicados a aquellos que son más simples y cuyo su comportamiento está bien documentado en la literatura. Preferentemente se pueden emplear los algoritmos Least Mean Squares (LMS) y LMS normalizado (NLMS), así como sus versiones simplificadas basadas en la función signo (véase ref. [2], [6], [8], [11]). No obstante, el algoritmo empleado no es el objeto de esta invención, y se podría emplear cualquier algoritmo del cuál se garantice su convergencia y buen comportamiento en seguimiento (véase otros algoritmos alternativos en la sección de configuraciones digitales).
El filtro adaptativo FAD se encuentra con dos restricciones básicas. La primera restricción es la necesidad de garantizar un retardo mínimo en la cadena principal, como se ha comentado anteriormente. Este retraso se puede introducir en dicha etapa de conversión. La segunda restricción radica en el hecho de que el acoplamiento puede provocar en la antena receptora una señal de nivel bastante inferior a la señal deseada (caso contrario el repetidor entraría en oscilación), por lo que la relación señal a ruido (SNR) a efectos de identificación del acoplamiento es muy baja. Ello obliga a forzar una evolución muy lenta de los coeficientes del sistema adaptativo con el objetivo de compensar la pérdida de SNR con un promediado temporal de la señal. La Fig. 5 evidencia la estructura en lazo cerrado del repetidor en isofrecuencia REP, el acoplamiento entre antenas y el filtro adaptativo FAD. Esta estructura provoca que los errores de cancelación se realimenten al sistema y a la señal transmitida, pudiendo provocar que el sistema entre en oscilación - recuérdese que la estabilidad depende de la ganancia de lazo GΗ(s)-(A(s)-F(s)) -. Para evitarlo, es recomendable prever mecanismos que aseguren que el sistema se mantiene estable en todo momento. Este inconveniente, que no aparece en los sistemas de cancelación de ecos empleados en comunicaciones por líneas telefónicas a larga distancia, hace recomendable establecer dos fases en el funcionamiento de la invención propuesta: la fase de adquisición FADQ y la de seguimiento FSEG (Fig.8). La fase de adquisición FADQ se realiza una única vez, durante la inicialización o arranque del repetidor. Durante esta fase, la ganancia del repetidor se mantiene reducida (Gιnι), de manera que sea estable independientemente del nivel de cancelación alcanzado por el sistema adaptativo. En ella, el algoritmo adaptativo estima el valor de los coeficientes óptimos del filtro adaptativo y reduce el acoplamiento a niveles inferiores al deseado. La ganancia se mantiene a nivel bajo durante un tiempo suficiente para permitir la convergencia del algoritmo y, posteriormente, se incrementa lentamente hasta alcanzar su valor habitual (Gfín). En la fase de seguimiento FSEG el repetidor opera con normalidad, habiéndose alcanzado la ganancia y niveles de cancelación deseados. No obstante, el algoritmo de adaptación del filtro adaptativo permanece en funcionamiento para detectar y seguir posibles variaciones de la respuesta en frecuencia del acoplamiento entre antenas sin tener que reiniciar el repetidor. Estos cambios de ganancia en la fase de adquisición se operan preferentemente en los amplificadores de frecuencia intermedia AFI.
La configuración analógica de la invención tiene dos limitaciones básicas. En primer lugar, las limitaciones en complejidad que impone de por sí el hecho que sea analógica, ya sea en el número de coeficientes del filtro adaptativo, en el tipo de filtro adaptativo o incluso en el algoritmo adaptativo empleado. En segundo lugar, los problemas tecnológicos ligados a la implementación del algoritmo adaptativo como por ejemplo el offset de los integradores empleados en el LMS, si bien se pueden hallar alternativas que palien la gravedad de este problema (véase [2]). No obstante, una solución preferente a ambos problemas es emplear, al menos parcialmente, la tecnología digital, por lo que se describen a continuación las alternativas que ofrece la configuración digital de la invención propuesta.
Configuraciones digitales
Se pueden concebir diversas implementaciones alternativas digitales a la configuración básica analógica descrita. Todas ellas se basan en los mismos principios que son la base de la invención propuesta. Sin embargo, se distinguen de la configuración básica en que el filtro adaptativo opera sobre la señal digitalizada, por lo que se dispone de los grados de libertad que ofrece el tratamiento digital de la señal así como de los inconvenientes que supone introducir etapas de muestreo y reconstrucción de la señal analógica. A) Arquitectura La implementación digital del filtro adaptativo requiere la digitalización de las señales implicadas en los procesos de filtrado y de estimación de los coeficientes del filtro. Se contemplan cuatro arquitecturas alternativas, según en qué punto de la cadena principal se muestreen y se reconstruyan las señales. Estas cuatro opciones se muestran en las Figs. 9-12.
Las Figs. 9, 10 y 12 corresponden a diferentes estrategias de muestreo de la señal empleada en la estimación de la respuesta del filtro adaptativo FAD, mientras que la Fig. 11 corresponde al caso en el que se opte por implementar digitalmente toda la etapa de Fl (frecuencia intermedia) del repetidor. En este último caso, se puede regenerar la señal (demodulación y modulación), mejorando mucho las prestaciones del repetidor. En todos los casos, el muestreo de las señales puede realizarse en banda base (llamado muestreo l/Q), de manera que se recupere la señal analítica, o en la señal paso-banda (llamado muestreo en Fl), ya sea en la señal en Fl o trasladada a otra frecuencia inferior que resulte más conveniente desde el punto de vista de muestreo. Debe tenerse en cuenta que las alternativas de muestreo que se comentan a continuación (generación de la señal analítica, heterodinación) también son aplicables a la implementación analógica descrita como configuración básica, si bien la complejidad tecnológica de su implementación desaconsejan su uso. La aplicación de uno u otro tipo de muestreo a cada uno de los conversores A/D da lugar a cuatro configuraciones posibles que se diferencian entre sí por el hecho de trabajar con coeficientes y/o señal de error reales o complejos. Aunque las cuatro combinaciones llevan a soluciones y niveles de cancelación similares, todas ellas requieren un diseño diferente de la frecuencia de muestreo y del número de coeficientes del filtro adaptativo, si bien dicho diseño está siempre basado en los principios ya expuestos para la configuración analógica. En términos generales, los algoritmos adaptativos presentan una convergencia más rápida en aquellas configuraciones que trabajan con coeficientes complejos, pero esta mejora se compensa con una mayor complejidad tecnológica de la implementación de la conversión A/D y D/A. En todos los casos, la elección de la frecuencia de muestreo dependerá de los mismos parámetros que en la configuración analógica ya comentada (valor de la frecuencia intermedia que se adopte en el repetidor y ancho de banda de la señal) así como de la selectividad de los filtros en la cadena principal.
La etapa de conversión A/D y D/A tienen una implementación diferente según si se opta por el muestreo en l/Q o en Fl. La Fig. 13 muestra un esquema de la etapa de conversión A/D. El filtro antialiasing FAL y el oscilador local (f,) son o no necesarios según cuál sea el muestreo elegido y cuan selectivos sean los filtros de la cadena principal. La Fig. 14 muestra un esquema de la etapa de conversión D/A. El filtro reconstructor FRE compensa la parte de la distorsión introducida por el conversor D/A que no se ha corregido digitalmente. La aplicación o no del oscilador local (f2) depende del tipo y frecuencia de muestreo empleados, mientras que el filtro paso-banda FPB sólo es necesario si se aplica la heterodinación con el oscilador local y los filtros posteriores de la cadena principal no son lo suficientemente selectivos. Finalmente, en todas las arquitecturas anteriores puede que sea conveniente el ayudar al filtro adaptativo con un sistema que compense posibles distorsiones o jitters de fase u offsets de frecuencia ([4]). Aunque el filtro adaptativo puede en teoría compensar dichas distorsiones, en la práctica, sobre todo en sistemas multiportadora como es el DVB, no puede adaptarse lo suficientemente rápido como para seguir dichas perturbaciones de la portadora.
B) Arquitectura de implementación del filtro para el tratamiento de la señal.
El filtro puede implementarse mediante una arquitectura en línea de retardos o mediante una red en celosía {lattice). Por otra parte, puede emplearse un filtro de respuesta impulsíonal de duración finita (FIR) o infinita (MR). Los filtros IIR alcanzan mejores prestaciones para igual número de coeficientes, pero presentan limitaciones en su combinación con algoritmos adaptativos. Si el entorno donde está ubicado el repetidor provoca la aparición en la antena receptora de ecos de la señal transmitida muy tardíos (con un retardo muy superior al periodo de muestreo del filtro), resulta aconsejable descomponer el filtro adaptativo en dos bloques FAD I y FAD II (véase fig 15), uno de ellos, el FAD I, operando con la señal transmitida y el otro, el FAD II, con la misma señal retardada un intervalo de tiempo similar al tiempo de aparición de los ecos tardíos.
El proceso de filtrado puede implementarse en el dominio temporal o frecuencial. En el segundo caso, el empleo de la FFT o de otros bancos de filtros con estructuras de tasa múltiple (multirate) permite reducir el coste computacional y mejorar la convergencia del algoritmo adaptativo ([10], [5]). Sin embargo la implementación frecuencial de filtros adaptativos operando en entornos de acoplamientos entre antenas sujetos a variaciones temporales limita la capacidad de seguimiento de dichos cambios y, además, provoca siempre la introducción de un retardo en el filtro adaptativo que puede limitar su capacidad de cancelación de los acoplamientos.
C) Algoritmos adaptativos para la estimación de los coeficientes del filtro.
Los coeficientes del filtro adaptativo pueden ser estimados con cualquier algoritmo que garantice la convergencia a la solución correcta, es decir, a aquella en que el filtro adaptativo estima correctamente el acoplamiento entre antenas, y que, además, es capaz de seguir sus variaciones temporales. De entre dichos algoritmos los más habituales y estudiados son los que siguen criterios: I) de minimización de la potencia media estadística del error (minimum mean squared error) o II) de minimización de la potencia medía temporal del error (least squares). Ambos criterios pueden emplearse tanto en arquitectura de línea de retardos como en arquitectura en celosía.
A continuación se ofrece una relación no exhaustiva de los algoritmos aplicables atendiendo a si se implementan con respuesta FIR o IIR.
En el caso de filtro FIR ([3]), si se atiende al criterio /), una posibilidad es emplear la familia de algoritmos de gradiente descendente o steepest descent que partiendo de un valor inicial cualquiera de los coeficientes lo corrigen con un incremento en la dirección opuesta a la del gradiente que presenta la superficie de la potencia en función de los coeficientes. El gradiente es calculado de forma estadística exacta; por este motivo, estos algoritmos necesitan conocer previamente las características de los ecos o acoplamientos a cancelar y no se pueden calificar propiamente de adaptativos.
En el caso de que se desconozcan los ecos o el acoplamiento, una solución es recurrir a la familia de algoritmos gradiente descendente diferencial, que calculan el gradiente a partir de diferencias de la función error originadas por perturbaciones que se provocan en los coeficientes. No obstante, estos algoritmos son de lenta convergencia y una solución más rápida es el emplear el gradiente estocástico, es decir, emplear un cálculo instantáneo de la expresión exacta del gradiente En el caso de que la función del error a minimizar dependa linealmente de los coeficientes dichos algoritmos se engloban en el denominado algoritmo LMS {Least Mean Square) y vanantes como el NLMS (Normalized LMS), el algoritmo del vector P u otras variantes que tienen escenarios en los que ei ruido interferente no se distribuye de modo uniforme o blanco en frecuencia, sino que lo hacen de forma coloreada En el caso de que la función del error a minimizar no dependa hnealmente de los coeficientes del filtro o dependa recursivamente de los mismos, los algoritmos de gradiente estocastico calculan el gradiente con unas pocas aplicaciones iterativas de la regla de la cadena del cálculo diferencial En el caso de que la función error dependa no linealmente de los coeficientes, dicho algoritmo es una extensión no lineal del LMS que de se denomina algoritmo de backpropagation ([1]) En el caso objeto de esta patente, el gradiente del error en función de los coeficientes del filtro se ha de derivar por la regla de la cadena Si se observa la Fig 6, la señal de error a la salida del filtro adaptativo es la que, debidamente amplificada, es transmitida por el repetidor Por lo tanto, es la señal error la que se acoplará con la señal recibida deseada a la entrada de la antena receptora y pasará a formar de nuevo parte de la señal de error Por lo tanto, el algoritmo LMS es una aproximación del gradiente que permite reducir el cálculo respecto a la regla de la cadena, que es la que realmente se tendría que aplicar Únicamente si el filtro de frecuencia intermedia FFI, mostrado en la Fig 6, introduce un retardo adecuado, la señal transmitida se incorrelará con la señal de error y el LMS realizará una aproximación del gradiente cada vez más válida
En el caso de filtro FIR, si se atiende al criterio II), el algoritmo más factible y efectivo es el filtro de Kalman o vanantes del mismo RLS o Recursive Least Squares y el filtro de Kalman rápido En el caso de filtros IIR, la implementación mediante red en celosía es preferible a la linea de retardos, ya que permite monitoπzar fácilmente la estabilidad del filtro adaptativo durante la fase de convergencia La estimación de los coeficientes del filtro se puede realizar mediante algoritmos de gradiente descendente, algoritmos basados en la metodología de Steiglitz-McBride o en algoritmos hiperestables ([12], [7]). El primer grupo se basa en la minimización de un criterio de error cuadrático, ya sea basado en el error de salida o en el error de ecuación. La minimización del error de salida (p.ej. empleando el algoritmo RPE o de Error de Predicción Recursivo [9]) es preferible, ya que la función de coste basada en este último no garantiza la convergencia a la solución óptima en condiciones de relación señal a ruido baja, como es el caso de la invención propuesta. Entre los algoritmos del tercer grupo se encuentra el ampliamente conocido SHARF o Filtro Recursivo Adaptativo Hiperestable Simplificado, que posee las cualidades deseadas en un algoritmo adaptativo.
Finalmente, se ha de tener en cuenta que si se opta por implementar digitalmente toda la etapa de Fl del repetidor (fig. 11), se puede realizar un tratamiento digital completo de la señal recibida, que se encargue de regenerarla mediante una demodulación y posterior modulación. En dicho caso, se pueden aprovechar las secuencias de entrenamiento propias de las señales retransmitidas, si las tuvieren, como por ejemplo los tonos pilotos de la señal DVB, las cuales pueden tomarse como referencia a la hora de calcular la función error que regirá cualquiera de los algoritmos descritos. La ventaja de tomar como referencia las secuencias de entrenamiento es que permiten al algoritmo adaptativo trabajar en mejores condiciones de SNR, así como posibilitar el empleo de arquitecturas distintas para la inserción del sistema adaptativo en el repetidor de señales en isofrecuencía.
EJEMPLO DE REALIZACIÓN ANALÓGICA Introducción
Se describe un ejemplo de realización analógica de un repetidor para señal DVB, la cual se basa en un filtro adaptativo de respuesta impulsional de duración finita FIR de estructura según la mostrada en la
Fig. 7, compuesta por una línea de retardos. Tal y como ilustra la Fig. 7, la señal de entrada E del filtro adaptativo se inyecta en la línea de retardos. Posteriormente, las señales presentes a la salida de cada retardo son multiplicadas por sus respectivos coeficientes, y finalmente los resultados de tales multiplicaciones se suman para obtener la señal de salida S del filtro adaptativo. En esta realización, la obtención del valor de los coeficientes se basa en el algoritmo LMS o Least Mean Squares. La Fig. 16 muestra la implementacíón mediante un bucle de correlación del cálculo de coeficientes según el algoritmo LMS. Dicho algoritmo calcula cada uno de ios coeficientes según la siguiente expresión:
a(t)
Figure imgf000021_0001
(Λ)dΛ = a(0) + μα
Figure imgf000021_0002
eα (Λ) dλ
donde la señal x(t) es la de salida del retardo, la señal r(t) es la que está presente en la antena receptora, ea(t) es la señal error después de la cancelación, y a(t) es el conjunto de coeficientes. μ3 es la constante de adaptación, la cual fija la velocidad de convergencia del algoritmo, así como la magnitud de la oscilación de los coeficientes respecto a la solución final. Los elementos M1 y M2 son multiplicadores, el elemento INT es el integrador y el elemento SUM es el sumador de las señales multiplicadas por los respectivos coeficientes.
Planteo de la realización
Los repetidores de frecuencia única o isofrecuencia suelen disponer de un procesado a frecuencia intermedia, lo cual permite la utilización de filtros de alta selectividad.
La realización del filtro adaptativo puede llevarse a cabo a la misma frecuencia intermedia del repetidor, o bien a una segunda frecuencia intermedia más baja, caso de que las posibles ventajas de operar a menor frecuencia compensen el incremento de complejidad al tener que añadir un convertidor de primera a segunda frecuencia intermedia antes del filtro adaptativo, y otro convertidor de segunda a primera frecuencia intermedia, a la salida de dicho filtro. El diagrama de bloques del ejemplo de implementación que nos ocupa es el que muestra la Fig. 6. Bloques utilizados
El conjunto de bloques básicos que componen el filtro adaptativo en su realización analógica es el siguiente:
• Bloques de retardo
• Multiplicadores
• Integradores
• Distribuidores y combinadores
• Amplificadores de señal
• Sumador
La Fig. 17 muestra el diagrama de bloques de una de tas células, en donde se aprecia que entra una señal x(t-iT), un distribuidor DIS la distribuye, por un lado, a un retardo T para obtener una salida x(t-(i+1 )T), por otro lado, a un multiplicador M2, y, por otro lado, a un multiplicador M1. Al multiplicador M1 le llega también la señal error e(t).
La Fig. 18 muestra un tramo de dos células, CEL1 y CEL2, de la realización analógica del filtro adaptativo.
Realización de cada bloque Bloques de retardo
Los bloques de retardo pueden realizarse mediante las siguientes técnicas:
• Líneas de retardo de onda acústica superficial (SAW) • Circuitos resonadores, por ejemplo LC, cerámicos o dieléctricos.
• Filtros paso banda con retardo de grupo suficientemente plano
• Líneas de transmisión, por ejemplo líneas coaxiales, microstrip o striplíne.
Multiplicadores Los multiplicadores pueden ser realizados mediante las siguientes técnicas:
- Circuitos multiplicadores, por ejemplo de cuatro cuadrantes. - Amplificadores de ganancia variable.
- Atenuadores con control electrónico, por ejemplo basados en diodos PIN.
Integradores Los integradores pueden ser realizados mediante las siguientes técnicas:
- Mediante amplificadores operacionales
- Mediante filtros paso bajo de primer orden.
El esquema de la Fig. 19 muestra una realización del integrador por medio de un amplificador operacional, donde E indica la entrada y S la salida del integrador.
Distribuidores y combinadores
Los distribuidores y combinadores pueden realizarse mediante las siguientes técnicas:
- Con bobinas y condensadores, por ejemplo mediante redes tipo Wilkinson.
- Resistivos, por ejemplo mediante redes en estrella o triángulo.
- Medíante acopladores direccionales.
Un ejemplo de realización de un distribuidor resistivo mediante una red de resistencias en estrella se muestra en la Fig. 20, donde asimismo E indica la entrada y S las salidas del distribuidor.
Amplificadores de señal Los amplificadores de señal pueden realizarse mediante las siguientes técnicas:
• Amplificadores operacionales con suficiente ancho de banda.
• Amplificadores monolíticos integrados.
• Directamente mediante circuitos discretos basados en transistores, siguiendo las técnicas clásicas de diseño de amplificadores de radiofrecuencia.
Sumador
• El sumador suma las señales obtenidas a la salida de cada uno de los multiplicadores M2 de las células.
EJEMPLO DE REALIZACIÓN DIGITAL
Introducción
En la Fig. 21 se muestra el diagrama de bloques del transmisor también para señal DVB, en el que el filtro adaptativo está implementado digitalmente. De forma similar al caso analógico, la señal de entrada SE de RF se convierte a frecuencia intermedia (Fl), donde un filtro FFI de Fl rechaza las posibles señales fuera de banda, para finalmente convertirla de nuevo a RF. En la realización digital, son necesarias las correspondientes conversiones A/D y D/A, tal y como muestra la Fig. 21.
El funcionamiento del transmisor es el siguiente: a la señal r[n] recibida por la antena (que en realidad está compuesta por la señal deseada más los ecos provocados por la antena transmisora) se le resta una estimación s[n] de las señales no deseadas obtenida por el filtro adaptativo FAD, obteniendo una señal de error e[n] que pasará por el filtro FFI de Fl y será convertida de nuevo a RF. La estructura del filtro adaptativo realizado digitalmente se muestra en la Fig. 22. Esencialmente se trata de un filtro FIR de coeficientes variables, donde éstos son actualizados periódicamente por el algoritmo LMS. Para el instante n, el algoritmo LMS calcula los nuevos coeficientes de la siguiente forma:
/Z[H] = z[« - l] + /- e[«]- [«]
Esta operación, esquematizada en la Fig. 23, se realiza para cada uno de los coeficientes del filtro.
La constante μ tiene la función de ajustar el paso de adaptación. Cuanto mayor sea su valor más rápidamente convergirá el algoritmo; a cambio, los coeficientes tendrán una mayor oscilación alrededor de la solución óptima. Existe, pues, un compromiso entre velocidad de convergencia y estabilidad de los coeficientes alrededor de la solución óptima.
Realización digital
En Fl tenemos la señal DVB paso-banda, con un ancho de banda 7.61MHz, la cual se digitaliza mediante una conversión A/D a 12 bits. El posterior procesado se basa en circuitos integrados digitales de lógica programable del tipo FPGA (Field Programmable Gate Array).
En la Fig. 24 se muestran más concretamente los bloques necesarios para poder realizar la interfaz analógico/digital.
Una estructura más detallada del filtro adaptativo es la que se muestra en la Fig. 25.
Podemos observar que lo forman las partes siguientes:
• Data-Framer DF: Su función es fragmentar los datos de entrada x[n] (12 bits) en cuatro partes, resultando 3 bits a los que se le añade un bit de control. Debido a que se necesitarán cuatro ciclos para procesar cada muestra, la frecuencia de reloj del sistema debe ser cuatro veces la frecuencia de muestreo. • Table Generator TG: Se encarga de calcular los productos parciales de cada coeficiente y cargarlos en la LUT ( ook-Up Table) del correspondiente tap.
• Algoritmo LMS: Calcula los nuevos coeficientes en función de la señal error e[n] y de x[n], y los suministra al Table Generator TG, a través de cdata.
• Coeficientes del filtro Tap: Cada Tap tiene asignado su propio coeficiente, y se encarga de multiplicarlo por el dato de entrada.
• Árbol de sumadores: Se trata de un árbol de sumadores registrados que obtiene la suma de todos los resultados parciales entregados por ios coeficientes.
A continuación se mostrará más detalladamente cada una de las partes que componen el sistema. Así, en la Fig. 26 podemos ver el esquema del Data-Framer DF. Los datos de 12 bits (x[n]) entran en un registro REG12 a la frecuencia de muestreo FMUE, y salen, a través de un registro de control REGC fragmentados en 4 partes de 4 bits cada una (cada una de estas partes se conoce como octeto), a una frecuencia 4xFMUE 4 veces superior a la frecuencia de muestreo FMUE. Los tres bits de menor peso de cada octeto se corresponden con tres bits del dato de entrada; el bit de mayor peso es de control, y sólo vale uno cuando sale el cuarto y último octeto del dato que se está procesando. Ello se consigue mediante un contador de 2 bit CON2 y los tres multiplexores Mux1 , Mux2 y Mux3. Inicialmente el contador CON2 vale 0, por lo tanto los multiplexores Mux1 , Mux2 y Mux3 seleccionan la señal de su entrada 0, esto es, Mux1 selecciona el bit 2, Mux2 el bit 1 y Mux3 el bit 0, es decir, los tres bits de menor peso de la muestra. La señal de control SCO es el bit de mayor peso del octeto, y en este caso vale cero. Posteriormente el contador vale
I , y se seleccionan los bits 5, 4 y 3 (los siguientes tres bits de menos peso) y la señal de control sigue valiendo cero. Seguidamente, cuando el contador vale 2, se seleccionan los bits 8, 7 y 6, con la señal de control todavía igual a cero. Finalmente el contador vale 3, se seleccionan los bits
I I , 10 y 9 (los de más peso de la muestra), y se activa la señal de control SCO. En la siguiente iteración el contador volverá a valer cero y habrá una nueva muestra almacenada en el registro REG12, empezando de nuevo el ciclo.
En la Fig. 27 se puede ver el esquema correspondiente al Table
Generator TG. Éste se encarga de calcular los productos parciales de cada coeficiente según la Tabla 1.
Se podría haber implementado simplemente con un multiplicador de 12*3 bits más algunos componentes menores, pero se ha optado por la configuración mostrada ya que es más óptima en cuanto a espacio ocupado. Su funcionamiento es un tanto complejo, si bien es conocido por un experto en la materia, por lo que describiremos aquí solamente la idea: si observamos la Tabla 1 , vemos que un acumulador es ideal para calcular el valor de las posiciones de memoria 0h a 7h, tan sólo hay que sumar el coeficiente al último resultado obtenido para conseguir el valor actual. Lo mismo puede decirse de las posiciones 8h a Bh y de Ch a Fh, sólo que en estas últimas hay que complementar el coeficiente. Se utiliza el contador para acceder a las posiciones de memoria consecutivas de la LUT. La función de Mux5 es la de enviar al registro de salida o bien un cero o bien la salida del sumador. La señal de control de Mux5 es la OR de los 3 bits de menor peso del contador. Con ello conseguimos seleccionar un cero para las posiciones de memoria 0 y 8 (tal como se muestra en la Tabla 1 ). Por otro lado, el sumador se realimenta a través de su propia salida, consiguiendo los resultados para las direcciones 1 a 7 y 9 a 11. Las direcciones 12 a 15 requieren resultados negativos, por ello mediante Mux4 seleccionamos el complemento a 2 del coeficiente. Finalmente, mediante Mux6 seleccionamos un cero para las direcciones 12 a 15, ya que a partir de este momento los resultados pasan a ser negativos.
En la Fig. 28 se muestra la estructura para cada uno de los tap que componen el filtro. Consta de tres partes bien diferenciadas:
Time Skew Buffer TSB: Se trata de un registro de desplazamiento de 4x4 bits, de esta manera el TSB es capaz de albergar una muestra entera (dividida en 4 partes de 4 bits cada una). A cada ciclo de reloj entrega un octeto al Partial Product Multiplier PPM y también al siguiente tap. Del TSB sale también la señal First_oct que se activa sólo cuando está saliendo el octeto de menor peso de los cuatro que componen la muestra. El Time Skew Buffer TSB recibe la información datal procedente del registro de control REGC.
Partial Product Multiplier PPM: Consta de dos memorias RAM (llamadas LUT: Look-Up-Table) que almacenan los productos parciales del coeficiente según la tabla 1. Al mismo tiempo que se accede a una de las LUT para leer el resultado parcial de la multiplicación, el Table Generator TG está escribiendo en la otra LUT, mediante los buses data y addr, los productos parciales correspondientes al nuevo coeficiente que habrá calculado el algoritmo LMS. Los multiplexores Muxδ y Mux9 se controlan mediante la señal bank_sel y son complementarios, es decir, cuando uno selecciona su entrada 0 el otro selecciona su entrada 1 y viceversa. Ello permite direccionar las señales addr y data a la LUT que les corresponda. El multiplexor Mux10, también controlado por la señal bank_sel, selecciona los datos que salen de la LUT que contiene los productos parciales del coeficiente actual (se debe recordar que mientras tanto la otra LUT se está actualizando con los productos parciales de los nuevos coeficientes). Mediante las dos puertas AND y las señales bank_sel y tap_sel se generan las dos señales write_en que habilitan la escritura en la LUT correspondiente.
Scaling Accumulator SCA: Su misión es acumular debidamente los resultados parciales de cada octeto para conseguir a su salida la solución completa de la multiplicación (24 bits en total). Se observa que se trata de un sumador realimentado por su propia salida, convenientemente escalada (se realimentan los 13 bits de más peso y se replica tres veces el bit de mayor peso). Mux11 , que se controla mediante la señal first_oct, permite el paso del primer octeto directamente a la salida; los otros tres octetos que componen la muestra pasan a través del sumador. Evidentemente todas las etapas y elementos descritos anteriormente son esquemáticos, para facilitar la comprensión de la invención. No se han incluido detalles que son evidentes para un experto en la materia (etapas de filtrado adicionales, etc.), y que, además, no afectan al concepto de la invención. Así, por ejemplo, las etapas de filtrado de la señal de proceso, de amplificación de la señal de proceso, de control automático de ganancia, etc. frecuentemente no se hacen de una sola vez, sino que se hacen en diversos pasos. Se ha de entender, por tanto, que cuando se cita la existencia de una etapa, por ejemplo, de filtrado, no se debe entender que existe un único paso de filtrado, sino que la señal en cuestión es filtrada, con independencia de los pasos en los que se realiza dicho filtrado.
Asimismo, el orden indicado en las etapas del procedimiento es puramente un orden descriptivo y no tiene por que coincidir con el orden real del procedimiento. Únicamente se pretende decir que el procedimiento comprende dichas etapas, es decir, que las incluye, pero no se está indicando que la secuencia de realización de las etapas sea la indicada. De hecho, por ejemplo, las etapas de filtrado, amplificación y control automático de ganancia de la señal de proceso que, como ya hemos indicado anteriormente, suelen realizarse en varios pasos, no siempre siguen el orden indicado en el texto, incluso es frecuente que los diferentes pasos de una etapa estén entrelazados con los pasos de las otras etapas. Por ello es conveniente insistir en el hecho de que las etapas citadas en el texto y las reivindicaciones únicamente indican la existencia de dichas etapas, sin restringir el número de pasos en el que se efectúan ni el orden en el que tienen lugar. Referencias
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[3] R.D.Gitlin, J.F.Hayes.S.B.Weinsteín, Data Communication Principies,
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[6] Odile Macchi, Adaptive Processing. The Least Mean Squares Approach with Applications in Transmission, John Wiley & Sons
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[7] Phillip A. Regalía. Adaptive I IR Filtering in Signal Processing and
Control Marcel Dekker 1995. ISBN: 0-8247-9289-0. [8] J.R.Rosenberger y J.Thomas, "Performance of an Adaptive Echo Canceller Operating in a Noisy, Linear, Time-lnvariant Environment",
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[I I] B.M.Sondhi, "An Adaptive Echo Canceller", The Bell System Technical Journal, Vol.46 N°3 pág.497-511 , Marzo de 1967 [12] John R.TreichIer, C.Richard Johnson y Michael G.Larimore, Theory and Design of Adaptive Filters, Wiley & Sons 1987, ISBN: 0-471- 83220-0

Claims

R E I V I N D I C A C I O N E S
1.- Procedimiento para la repetición de señales en isofrecuencia, del tipo que es empleado en un repetidor de señales en isofrecuencia y que comprende las etapas de: [a] recepción de una primera señal de radiofrecuencia a través de una antena receptora, teniendo dicha primera señal de radiofrecuencia una potencia de recepción, [b] conversión de dicha primera señal de radiofrecuencia a una señal de proceso, [c] filtrado de dicha señal de proceso, [d] amplificación de dicha señal de proceso, [e] control automático de ganancia de dicha señal de proceso, [f] reconversión de dicha señal de proceso en una segunda señal de radiofrecuencia, [g] amplificación de potencia de dicha segunda señal de radiofrecuencia, [h] filtrado de salida de dicha segunda señal de radiofrecuencia, y [i] transmisión de dicha segunda señal de radiofrecuencia a través de una antena transmisora, donde tiene lugar un acoplamiento entre dicha antena transmisora y dicha antena receptora, caracterizado porque dispone de una etapa de cancelación de dicho acoplamiento entre dicha antena transmisora y dicha antena receptora.
2.- Procedimiento según la reivindicación 1 , caracterizado porque:
[1] dicha etapa [b] de conversión de dicha primera señal de radiofrecuencia a una señal de proceso no tiene lugar, [2] dicha etapa de filtrado [c] se efectúa sobre dicha primera señal de radiofrecuencia, [3] dicha etapa de amplificación [d] se hace sobre dicha primera señal de radiofrecuencia, [4] dicha etapa de control automático de ganancia [e] se efectúa sobre dicha primera señal de radiofrecuencia, y [5] dicha etapa de reconversión de dicha señal de proceso a dicha segunda señal de radiofrecuencia tampoco tiene lugar, de tal manera que dicha segunda señal de radiofrecuencia es el resultado de someter a dicha primera señal de radiofrecuencia a dichas etapas de filtrado [c], amplificación [d], control automático de ganancia [e], y cancelación de dicho acoplamiento.
3.- Procedimiento según una de las reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado porque dicha etapa de cancelación opera sobre una señal del grupo formado por señales analógicas y señales digitalizadas.
4.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque dicha etapa de cancelación de dicho acoplamiento es adaptativa.
5.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque dicha etapa de cancelación comprende una retroalimentación negativa de una señal de retroalimentación.
6.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque introduce un retardo de incorrelación en dicha señal de proceso que establece una incorrelación entre dicha señal de proceso y dicha señal de retroalimentación.
7.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 2 a 5, caracterizado porque introduce un retardo de ¡ncorrelación en dicha primera señal de radiofrecuencia que establece una incorrelación entre dicha primera señal de radiofrecuencia y dicha señal de retroalimentación.
8.- Procedimiento según la reivindicación 6, caracterizado porque dicho retardo de incorrelación es introducido en dicha etapa de conversión.
9.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 8, caracterizado porque dicha etapa de cancelación dispone de un algoritmo adaptativo que minimiza dicha potencia de recepción.
10.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones
1 a 9, caracterizado porque dicha etapa de cancelación efectúa un tratamiento lineal de dicha señal de proceso, generando dicha señal de retroalimentación.
11.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones
2 a 9, caracterizado porque dicha etapa de cancelación efectúa un tratamiento lineal de dicha primera señal de radiofrecuencia, generando dicha señal de retroalimentación.
12.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 11, caracterizado porque dicha etapa de cancelación dispone de un algoritmo adaptativo que minimiza la potencia de dicha señal de proceso antes de dicha etapa de control automático de ganancia o después de dicha etapa de control automático de ganancia.
13.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones
2 a 11 , caracterizado porque dicha etapa de cancelación dispone de un algoritmo adaptativo que minimiza la potencia de dicha primera señal de radiofrecuencia antes de dicha etapa de control automático de ganancia o después de dicha etapa de control automático de ganancia.
14.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 13, caracterizado porque dicha etapa de cancelación se realiza antes de dicha etapa de amplificación de potencia.
15.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 14, caracterizado porque dicha etapa de cancelación toma, como señal de entrada, dicha señal de proceso después de dicha etapa de control automático de ganancia, dicha primera señal de radiofrecuencia después de dicha etapa de control automático de ganancia, dicha señal de proceso antes de dicha etapa de control automático de ganancia, y dicha primera señal de radiofrecuencia antes de dicha etapa de control automático de ganancia.
16.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 15, caracterizado porque dicha señal de retroalimentación es retroalimentada negativamente a una señal del grupo formado por dicha señal de proceso antes de dicha etapa de control automático de ganancia, dicha primera señal de radiofrecuencia antes de dicha etapa de control automático de ganancia, dicha señal de proceso después de dicha etapa de control automático de ganancia, y dicha primera señal de radiofrecuencia después de dicha etapa de control automático de ganancia.
17.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 16, caracterizado porque dicha etapa de cancelación efectúa un promediado temporal de dicha señal de proceso o de dicha primera señal de radiofrecuencia.
18.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 17, caracterizado porque comprende por lo menos dos fases, una primera de fase de adquisición y una segunda fase de seguimiento.
19.- Procedimiento según la reivindicación 18, que tiene una ganancia total, caracterizado porque durante dicha fase de adquisición tiene lugar una variación de dicha ganancia total entre un valor reducido, en el cual dicho procedimiento es estable, hasta un valor nominal.
20.- Procedimiento según una de las reivindicaciones 18 ó 19, caracterizado porque dicha variación de dicha ganancia total durante dicha fase de adquisición tiene lugar en dicha señal de proceso o en dicha primera señal de radiofrecuencia.
21.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 20, caracterizado porque dicha señal de proceso es una señal del grupo formado por señales de frecuencia intermedia y señales de banda base.
22.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 21 , caracterizado porque dicha etapa de cancelación se implementa en un dominio del grupo formado por dominio temporal y dominio frecuencíal.
23.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 22, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo sigue un criterio del grupo formado por el criterio de minimización de la potencia media estadística del error (minimum mean squared error) y el criterio de minimización de la potencia media temporal del error (least squares).
24.- Procedimiento según la reivindicación 23, donde dicho algoritmo adaptatívo sigue un criterio de minimización de potencia media estadística del error, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo es un algoritmo adaptativo del grupo formado por algoritmo adaptativo de gradiente descendente (steepest descent), algoritmo adaptativo de gradiente descendente diferencial, algoritmo adaptativo de gradiente estocástico, algoritmo de LMS (Least Mean Squares), algoritmo de NLMS (Normalized Least Mean Squares), algoritmo adaptativo basado en la función signo, algoritmo adaptativo del vector P, y algoritmo adaptativo es de backpropagation.
25.- Procedimiento según la reivindicación 23, donde dicho algoritmo adaptativo sigue un criterio de minimización de la potencia media temporal del error, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo es un filtro de Kalman.
26.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones
1 a 22, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo está basado en la metodología de Steiglitz - McBride o en el filtro recursivo adaptativo hiperestable simplificado (SHARF).
27.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 26, caracterizado porque dicha etapa de cancelación está descompuesta en por lo menos una primera subetapa y una segunda subetapa, donde dicha primera subetapa opera con dicha señal de proceso y dicha segunda subetapa opera con dicha señal de proceso retardada en el tiempo.
28.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones
2 a 26, caracterizado porque dicha etapa de cancelación está descompuesta en por lo menos una primera subetapa y una segunda subetapa, donde dicha primera subetapa opera con dicha primera señal de radiofrecuencia y dicha segunda subetapa opera con dicha primera señal de radiofrecuencia retardada en el tiempo.
29.- Procedimiento según por lo menos una de las reivindicaciones 1 a 28, donde dicha señal en isofrecuencia comprende unas secuencias de entrenamiento, caracterizado porque dichas secuencias de entrenamiento son tomadas como señal de referencia en el momento de calcular una función error que regirá a dicho algoritmo adaptativo.
30.- Repetidor de señales en isofrecuencia, del tipo que comprende: [a] una antena receptora, apta para recibir una primera señal de radiofrecuencia, con una potencia de recepción, [b] una unidad básica (UB), apta para convertir dicha primera señal de radiofrecuencia en una señal de proceso, filtrar dicha señal de proceso, amplificar dicha señal de proceso, efectuar un control automático de ganancia a dicha señal de proceso, y reconvertir dicha señal de proceso en una segunda señal de radiofrecuencia, [c] una unidad de amplificación de potencia (AP), [d] un filtro de salida (FS), y [e] una antena transmisora, donde dicha antena transmisora y dicha antena receptora son aptas para experimentar un acoplamiento, caracterizado porque incluye un dispositivo apto para la cancelación de dicho acoplamiento entre dicha antena transmisora y dicha antena receptora.
31.- Repetidor de señales en isofrecuencia según la reivindicación 30, caracterizado porque: [1] dicha unidad básica (UB) no convierte dicha primera señal de radiofrecuencia a una señal de proceso, [2] dicha unidad básica (UB) filtra dicha primera señal de radiofrecuencia, [3] dicha unidad básica (UB) amplifica dicha primera señal de radiofrecuencia, [4] dicha unidad básica (UB) efectúa un control automático de ganancia a dicha primera señal de radiofrecuencia, y [5] dicha unidad básica (UB) no reconvierte dicha señal de proceso en dicha segunda señal de radiofrecuencia, de tal manera que dicha segunda señal de radiofrecuencia es el resultado de someter a dicha primera señal de radiofrecuencia a dichos filtrado, amplificación, control automático de ganancia, y cancelación de dicho acoplamiento.
32.- Repetidor según una de las reivindicaciones 30 ó 31, caracterizado porque dicho dispositivo opera sobre una señal del grupo formado por señales analógicas y señales digitalizadas.
33.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
32, caracterizado porque dicho dispositivo es adaptativo.
34.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
33, caracterizado porque dicho dispositivo comprende un filtro adaptativo (FAD), que sigue un algoritmo adaptativo.
35.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
34, caracterizado porque dicho dispositivo comprende una retroalimentación negativa de una señal de retroalimentación.
36.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 35, caracterizado porque introduce un retardo de incorrelación en dicha señal de proceso que establece una incorrelación entre dicha señal de proceso y dicha señal de retroalimentación.
37.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 31 a 35, caracterizado porque introduce un retardo de incorrelación en dicha primera señal de radiofrecuencia que establece una incorrelación entre dicha primera señal de radiofrecuencia y dicha señal de retroalimentación.
38.- Repetidor según una de las reivindicaciones 36 ó 37, caracterizado porque dicho retardo de incorrelación es introducido en dicha unidad básica (UB).
39.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
38, caracterizado porque dicho dispositivo cancela dicho acoplamiento a base de minimizar dicha potencia de recepción.
40.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
39, caracterizado porque dicho dispositivo efectúa un tratamiento lineal de dicha señal de proceso, generando dicha señal de retroalimentación.
41.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 31 a 39, caracterizado porque dicho dispositivo efectúa un tratamiento lineal de dicha primera señal de radiofrecuencia, generando dicha señal de retroalimentación.
42.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
41 , caracterizado porque dicho dispositivo dispone de un algoritmo adaptativo que minimiza la potencia de dicha señal de proceso antes de dicho control automático de ganancia o después de dicho control automático de ganancia.
43.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 31 a
41 , caracterizado porque dicho dispositivo dispone de un algoritmo adaptativo que minimiza la potencia de dicha primera señal de radiofrecuencia antes de dicho control automático de ganancia o después de dicho control automático de ganancia.
44.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
43, caracterizado porque dicho dispositivo cancela dicho acoplamiento antes de que dicha segunda señal de radiofrecuencia entre en dicha unidad de amplificación de potencia.
45.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
44, caracterizado porque dicho dispositivo toma, como señal de entrada, una señal del grupo formado por dicha señal de proceso después de dicho control automático de ganancia, dicha primera señal de radiofrecuencia después de dicho control automático de ganancia, dicha señal de proceso antes de dicho control automático de ganancia, y dicha primera señal de radiofrecuencia antes de dicho control automático de ganancia.
46.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 45, caracterizado porque dicha señal de retroalimentación es retroaiimentada negativamente a una señal del grupo formado por dicha señal de proceso antes de dicho control automático de ganancia, dicha primera señal de radiofrecuencia antes de dicho control automático de ganancia, dicha señal de proceso después de dicho control automático de ganancia, y dicha primera señal de radiofrecuencia después de dicho control automático de ganancia.
47.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 46, caracterizado porque dicho dispositivo efectúa un promediado temporal de dicha señal de proceso o de dicha primera señal de radiofrecuencia.
48.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 47, caracterizado porque es apto para operar en por lo menos dos modos, un primer modo de adquisición y un segundo modo de seguimiento.
49.- Repetidor según la reivindicación 48, que tiene una ganancia total, caracterizado porque durante dicho modo de adquisición tiene lugar una variación de dicha ganancia total entre un valor reducido, en el cual dicho repetidor es estable, hasta un valor nominal.
50.- Repetidor según una de las reivindicaciones 48 o 49, caracterizado porque dicha variación de dicha ganancia total durante dicho modo de adquisición tiene lugar en dicha señal de proceso o en dicha primera señal de radiofrecuencia.
51.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
50, caracterizado porque dicha señal de proceso es una señal del grupo formado por señales de frecuencia intermedia y señales de banda base.
52.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
51 , caracterizado porque dicho dispositivo se implementa en un dominio del grupo formado por el dominio temporal y el dominio frecuencial.
53.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
52, caracterizado porque dicho filtro adaptativo (FAD) se implementa mediante una arquitectura en línea de retardos o mediante una red en celosía.
54.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a
53, caracterizado porque dicho filtro adaptativo (FAD) presenta una respuesta ¡mpulsional de duración finita (filtro FIR) o una respuesta impulsional de duración infinita (filtro IIR).
55.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 54, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo sigue un criterio del grupo formado por el criterio de minimización de la potencia media estadística del error (minimum mean squared error), y el criterio de minimización de la potencia media temporal del error (least squares).
56.- Repetidor según la reivindicación 55, donde dicho algoritmo adaptativo sigue el criterio de minimización de la potencia media estadística del error, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo es un algoritmo adaptativo del grupo formado por algoritmo adaptativo de gradiente descendente (steepest descent), algoritmo adaptativo de gradiente descendente diferencial, algoritmo adaptativo de gradiente estocástico, algoritmo de LMS (Least Mean Squares), algoritmo de NLMS (Normalized Least Mean Squares), algoritmo adaptativo basado en la función signo, algoritmo adaptativo del vector P, y algoritmo adaptativo de backpropagation.
57.- Repetidor según la reivindicación 55, donde dicho algoritmo adaptativo sigue el criterio de minimización de la potencia media temporal del error caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo es un filtro de Kalman.
58.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 52, caracterizado porque dicho algoritmo adaptativo está basado en la metodología de Steiglitz - McBride o en el filtro adaptativo recursivo hiperestable simplificado (SHARF).
59.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 58, donde dicha señal en isofrecuencia comprende unas secuencias de entrenamiento, caracterizado porque dichas secuencias de entrenamiento son tomadas como señal de referencia en el momento de calcular una función error que regirá a dicho algoritmo adaptativo.
60.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 30 a 59, caracterizado porque dicho filtro adaptativo (FAD) está descompuesto en por lo menos un primer bloque (FAD I) y un segundo bloque (FAD II), donde dicho primer bloque (FAD I) opera con dicha señal de proceso y dicho segundo bloque (FAD II) opera con dicha señal de proceso retardada en el tiempo.
61.- Repetidor según por lo menos una de las reivindicaciones 31 a
59, caracterizado porque dicho filtro adaptativo (FAD) está descompuesto en por lo menos un primer bloque (FAD I) y un segundo bloque (FAD II), donde dicho primer bloque (FAD I) opera con dicha primera señal de radiofrecuencia y dicho segundo bloque (FAD II) opera con dicha primera señal de radiofrecuencia retardada en el tiempo.
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