BRPI0108495B1 - Processo para retransmitir sinais de freqüencia individuais e um repetidor de sinal de freqüência individual - Google Patents

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "PROCESSO

PARA RETRANSMITIR SINAIS DE FREQÜENCIA INDIVIDUAIS E UM REPETIDOR DE SINAL DE FREQÜENCIA INDIVIDUAL".

Descrição A invenção refere-se a um processo para retransmitir sinais de freqüência individuais do tipo usado em um repetidor de sinal de freqüência único e compreendendo as etapas de: (a) receber um primeiro sinal de fre- qüência de rádio através de uma antena de recepção, o primeiro sinal de freqüência de rádio tendo uma potência de recepção, opcionalmente, que converte o primeiro sinal de freqüência de rádio em um sinal de processo, (c) filtrar o sinal, (d) ampliar o sinal (e) controlar, automaticamente, o ganho de sinal, (f) reconverter, como pode ser o caso, o sinal de processo em um se- gundo sinal de freqüência de rádio, (g) ampliar a potência do segundo sinal de freqüência de rádio, (h) filtrar a saída do segundo sinal de freqüência de rádio e (i) transmitir o segundo sinal de freqüência de rádio através de uma antena de transmissão, onde ocorre o acoplamento entre a antena de transmissão e a antena de recepção. A invenção também refere-se a um único repetidor de sinal de freqüência individual, do tipo que compreende: (a) uma antena de recepção, para receber um primeiro sinal de freqüência de rádio tendo uma potência de recebimento, (b) uma unidade de base para converter, opcionalmente, o primeiro sinal de freqüência de rádio em um sinal de processo, filtrando o sinal, ampliando o sinal, automaticamente controlando o ganho de sinal e reconvertendo, como pode ser o caso, o sinal de processo em um segundo sinal de freqüência de rádio, (c) uma unidade de amplificação de potência, (d) um filtro de saída e (e) uma antena de transmissão, onde a antena de transmissão e a antena de recepção podem sofrer o acoplamento.

Portanto, a presente invenção refere-se a um processamento de sinal e o dispositivo correspondente, portanto, o repetidor, a ser incorporado em Transmissão Digital de Vídeo (DVB), (Transmissão Digital de Áudio) DAB, GSM, etc., repetidores que transmitem no mesmo canal à medida que recebem, em que operam em freqüência única. Essa invenção permite que esses repetidores tenham ganhos elevados, de modo que, para o mesmo sinal recebido sua potência transmitida é aumentada e, conseqüentemente, a sua área de cobertura aumenta. O objetivo principal do sistema é poder cobrir a mesma área de serviço com um número menor de repetidores, re- duzindo, assim, custos. A limitação principal dos repetidores que operam em freqüência individual é o fato de que a freqüência de recepção e transmissão do repeti- dor é a mesma, em que um certo grau de acoplamento existe entre as ante- nas de transmissão e recepção, isto é, a antena de recepção recebe um eco do sinal de transmissão. Isso pode fazer com que o repetidor oscile. Além disso, o acoplamento distorce a freqüência de sinal. De acordo com o estado da técnica, um modo eficaz de evitar isso, ou de reduzir isso a valores insignifi- cantes, é obtido reduzindo-se o ganho do repetidor. Porém, uma conse- qüência disso é que a área de sua cobertura também é reduzida.

Foi feita uma tentativa nos repetidores usados até agora para aliviar esse problema, por exemplo, por meio do acoplamento reduzido de transmissão e redução de antenas. Porém, essa solução é dispendiosa e não muito satisfatória, uma vez que não é possível evitar completamente o acoplamento. A título de exemplo, vamos considerar o caso em que o sinal transmitido é refletido do um objeto próximo ao repetidor (uma árvore, um carro, etc.). O eco causado pela reflexão de tal objeto ira introduzir um aco- plamento entre as antenas não considerado ao ser projetado seus diagra- mas de radiação, onde não será possível evitá-lo.

Um objeto da invenção é superar esses obstáculos. Esse objeto é obtido por meio de um processo para retransmitir os sinais de freqüência individual do primeiro tipo mencionado acima, tendo uma etapa de cancela- mento de tal acoplamento entre tais antenas de transmissão e tal antena de recepção. Isto é, conceptualmente, não é uma questão de evitar a formação de acoplamento ou eco, que é uma solução que mostrou ser caro e com re- sultados limitados, mas o processo é capaz de "conhecer" o acoplamento que está ocorrendo, e o cancela. Uma vez que o sinal recebido é realmente a soma dos dois componentes: um componente é o sinal "verdadeiro" que se deseja transmitir, e o outro componente é devido ao acoplamento, o processo de acordo com a invenção elimina o componente devido ao acoplamento do sinal recebido antes de transmiti-lo. Isso permite um número de vantagens adicionais a serem obtidas. Assim, por exemplo, o processo permite aco- plamentos imprevisíveis "a priori" a serem cancelados de modo simples, por exemplo, os causados pelo ambiente.

Preferivelmente, o primeiro sinal de rádio freqüência é convertido em um sinal de processo, tal como por exemplo, em um sinal de freqüência intermediária (Fl), em um sinal de faixa de base, etc., mas também é possí- vel ter todo o processo feito no primeiro sinal de freqüência de rádio, sem qualquer conversão.

Um aperfeiçoamento adicional consiste em realizar um processo adaptável que estima permanentemente o acoplamento entre as antenas, mesmo enquanto o repetidor é operativo. Isso permite o cancelamento do acoplamento com variável de tempo, de modo tal que pode ser gerado por elementos móveis no ambiente.

De preferência, a etapa de cancelamento compreende um fee- dback negativo. Uma vez que o sinal recebido é realmente a soma dos dois componentes, tal como já foi mencionado acima, por meio do feedback ne- gativo, um sinal igual (ou muito semelhante) ao componente devido ao aco- plamento é subtraído do sinal recebido. Assim, o sinal que é transmitido está livre do componente devido ao acoplamento. O processo proposto é mais ágil e mais econômico do que os existentes, graças à sua implementação, que não requer qualquer alteração dos diagramas de radiação entre as antenas, mas uma simples filtração do sinal transmitido que é facilmente reconfigurável e cujo custo é baixo. A presente invenção também propõe um repetidor de sinal de freqüência individual, do tipo primeiramente mencionado acima, em que in- clui um dispositivo adaptado para cancelar tal acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção.

Outras vantagens e aspectos da invenção serão observados a partir da descrição a seguir, sem caráter limitativo, as modalidades da inven- ção estão relacionadas, com referência aos desenhos em anexo, nos quais: A figura 1 é um diagrama de bloco genérico de um repetidor de sinal de freqüência individual. A figura 2 um modelo simplificado de um repetidor de sinal de freqüência individual. A figura 3 um diagrama em bloco de um exemplo de um repeti- dor de sinal de freqüência individual convencional. A figura 4 ilustra um modelo simplificado de um repetidor de si- nal de freqüência individual convencional, com a função de transferência expressa em variável complexa. A figura 5 ilustra um modelo simplificado de um repetidor de si- nal de freqüência individual, de acordo com a invenção. A figura 6 é um diagrama em bloco de um repetidor de sinal de freqüência individual, de acordo com a invenção. A figura 7 é um diagrama em bloco de uma linha de atraso aná- loga. A figura 8 ilustra um gráfico de tempo que mostra a variação do ganho do repetidor durante as fases de aquisição e de follow-up. A figura 9 ilustra uma primeira estratégia alternativa para amos- tra do sinal usado na estimativa da reação do filtro. A figura 10 ilustra uma segunda estratégia alternativa para fazer a amostra do sinal usado na estimativa da reação do filtro. A figura 11 ilustra um repetidor com toda a etapa de freqüência intermediária implementada de forma digital. A figura 12 ilustra uma terceira estratégia alternativa para fazer a amostra do sinal usado na estimativa da reação do filtro. A figura 13 ilustra um esquema de uma etapa de conversão análoga/digital (D/A). A figura 14 ilustra um esquema de uma etapa de conversão análoga/digital (A/D). A figura 15 ilustra um filtro adaptável dividido em dois blocos. A figura 16 ilustra um diagrama em bloco da implementação análoga do cálculo dos coeficientes de acordo com o algoritmo LMS. A figura 17 ilustra uma modalidade análoga do circuito de corre- lação para obter os coeficientes. A figura 18 ilustra uma parte com duas células, equivalente a da modalidade análoga do filtro adaptável. A figura 19 ilustra a modalidade de um integrador por meio de um amplificador operacional. A figura 20 ilustra um esquema de um distribuidor resistente por meio de uma rede de estrelas. A figura 21 ilustra um diagrama em bloco de um repetidor de acordo com a invenção, com uma modalidade digital do filtro adaptável. A figura 22 ilustra a estrutura da modalidade digital do filtro adaptável. A figura 23 ilustra o cálculo dos coeficientes do filtro adaptável. A figura 24 ilustra conversões análogo-digitais para o filtro adaptável. A figura 25 ilustra a estrutura detalhada do filtro adaptável. A figura 26 ilustra um diagrama de Configurador de Dados A figura 27 ilustra a estrutura de cada um dos coeficientes do filtro (tap). A figura 28 ilustra o gerador de tabela. A tabela 1 mostra os teores da Tabela de Verificação (LUT). A figura 1 mostra um diagrama em bloco genérico de um repeti- dor de sinal de freqüência individual. De acordo com esse diagrama, o sinal de freqüência de rádio que entra (RF), o sinal SE (recebido pela antena de recepção) é convertido em um sinal de freqüência intermediária (Fl) e um filtro de faixa de passagem de freqüência filtra outros sinais indesejados re- cebidos. Subseqüentemente, um conversor converte o sinal de freqüência intermediária de volta para um sinal de freqüência de rádio novamente, no mesmo canal que o sinal de freqüência de rádio recebido. Finalmente o sinal é ampliado ao nível de saída requerido por meio de um amplificador de po- tência de saída AP e é transmitido ST.

Um repetidor de sinal de freqüência individual é, substancial- mente, uma amplificador filtrado e pode ser moldelado conforme mostrado na figura 2. Dentro de largura de faixa de sinal correspondente, o repetidor age como um amplificador AMP, seguido de uma célula de retardo, de valor τ. Esse retardo é devido ao filtro de faixa de passagem de freqüência intermediário FFI. As antenas de recepção e transmissão não são perfeitamente isoladas uma da outra, onde o acoplamento ocorre entre eles, gerando um feedback do sinal de saída no sinal de entrada. Tal efeito de acoplamento pode ser modelado como uma linha de ganho de feedback B, conforme mostrado na figura 2. Adicionalmente, essa linha de acoplamento também tem um retar- do, mas esse retardo é muito menor do que o retardo τ, onde pode ser igno- rado. A função de transferência do sistema é: A resposta de amplitude não é plana, mas ondulada, dependen- do do produto AB, a expressão do qual é: Outra forma de expressar o produto AB é como a margem de ganho, que pode ser definida como a diferença entre o isolamento da antena e o ganho do repetidor: Margem de ganho (dB) = 20 log (AB) O ponto chave na operação de um repetidor de sinal de freqüên- cia individual é o compromisso entre uma margem de ganho mínima, permi- tindo um ganho máximo a ser obtido e, portanto, a potência de saída máxi- ma, e a ondulação de amplitude máxima autorizada. A figura 3 é um diagrama em bloco de um exemplo de um repe- tidor de sinal de freqüência individual convencional. Este compreende uma unidade de base UB, uma unidade de amplificador de potência AP e uma unidade de filtro de saída FS. A unidade de base UB efetua as seguintes funções: a) conversão de um primeiro sinal de freqüência de rádio em um sinal de freqüência intermediária; b) filtração o sinal de freqüência intermediária c) amplificação; d) controle de ganho automático; e) conversão do sinal de freqüência intermediária para um se- gundo sinal de freqüência de rádio; A unidade de amplificação de potência AP amplifica a potência; o filtro de saída FS realiza uma filtragem final do sinal para eli- minar os sinais indesejados fora de faixa. A unidade de base UB consiste nos seguintes componentes: 1. O filtro de entrada FE que elimina os sinais indesejados rece- bidos fora de faixa; 2. Um primeiro conversor CONV 1 compreendendo, por sua vez, um meio para converter o canal de freqüência de rádio recebido em uma freqüência intermediária, um filtro de freqüência intermediária FFI e o con- trole de ganho automático CAG; 3. Um pré-corretor de linearidade PRLIN, que é um circuito que compensa o comportamento intrinsecamente não-linear da unidade amplifi- cadora; 4. Um segundo conversor CONV2 que inclui um meio para con- verter a freqüência intermediária para o canal de saída de freqüência de rá- dio e o circuito de controle de nível de saída; 5. Um sintetizador SINT que gera e supre o sinal do oscilador local para ambos os conversores de freqüência.

As figuras 4 e 5 ilustram as diferenças básicas entre os repetido- res de freqüência de sinal já existente e a invenção proposta, onde s se refe- re a representação dos sistemas linerares por meio de sua função de transferência em termos da variável complexa s. A figura 4 ilustra o diagra- ma em bloco básico de um repetidor de sinal de freqüência individual con- vencional, onde a correia principal do repetidor recebe o sinal de entrada SE e transmite o sinal de saída ST. A correia principal foi modelada com uma resposta H(s) e um ganho G. O acoplamento entre as antenas também foi indicado em linha tracejada, modelado linearmente por meio de uma reação A (s). Assim, é observado que o sinal SE que entra no repetidor REP através da antena de recepção é a soma do sinal recebido desejado S1 mais um sinal de acoplamento. Em um repetidor convencional, a estabilidade do re- petidor depende do ganho do loop G-H(s).A(s) e a única maneira de garantir que está estável é reduzir o ganho G, ou reduzir o acoplamento A (s). A figu- ra 5 ilustra o diagrama em bloco de um repetidor que incorpora uma modali- dade da invenção proposta. Esta consiste em um feedback negativo do sinal transmitido ST que é processado por meio do filtro adaptável FAD, expresso como variável complexa como F(s) e, subseqüentemente, cancela os ecos, isto é, o acoplamento, na entrada do repetidor. É evidente que agora a esta- bilidade do repetidor depende do ganho do loop G.H (s).(A(s) -F (s) ) em que, para garantir isso, é suficiente obter F (s) =A, sem necessidade de re- duzir G ou A (s). O processo proposto é, até um certo ponto, semelhante aos sistemas de cancelamento de eco usados nas comunicações por longas li- nhas de telefone à distância. Contudo, os objetivos são diferentes. Na ver- dade, o objetivo da invenção proposta é permitir que um repetidor tenha um grande ganho, ao mesmo tempo em que permanece estável para ser imple- mentado e, por exemplo, no caso do sinal DVB, a dispersão com o tempo do sinal transmitido ST é sensivelmente inferior ao prefixo cíclico. Por outro lado, no sistema de cancelamento de eco usado nas comunicações sobre linhas de telefone à longa distância, não há problema de instabilidade e o objetivo desejado é eliminar, do sinal recebido, o componente do sinal transmitido introduzido pelo híbrido na passagem de 2 a 4 fios. Além disso, há notáveis diferenças nos problemas originados na impelmentação de am- bas as aplicações. A descrição da invenção requer a especificação dos seguintes aspectos de sua implementação: A) a arquitetura para inserir o processo adaptável no repetidor de sinal de freqüência individual, B) a arquitetura para implementar o filtro para o processamento do sinal C) o algoritmo para esti- mar os coeficientes do filtro.

Em seguida está descrito em detalhes uma possível configura- ção da invenção proposta, implementada totalmente com tecnologia análo- ga. Isso é referido doravante como configuração análoga. Subseqüente- mente, descritos resumidamente existem algumas alternativas digitais para a sua implementação, referidas como configurações digitais, que são distintas da configuração análoga no sentido de que implementam o filtro adaptável digitalmente, mas seus princípios são comuns ao último, em que devem ser considerados como partes da mesma invenção.

Configuração análoga O diagrama de bloco da figura 6 descreve, com mais detalhes, uma modalidade do repetidor de acordo com a invenção, mostrando, de um modo resumido, todas as etapas do repetidor relevantes para a invenção.

No repetidor da figura 6, o acoplamento foi modelado linear- mente e o repetidor tem um filtro adaptável FAD que estima o valor do aco- plamento na faixa de freqüência ocupada pelo sinal e cancela a sua contri- buição ao sinal transmitido ST, de modo que o repetidor se comporta como se não existisse. Preferivelmente, o repetidor proposto trabalha na freqüên- cia intermediária (Fl). Porém, outras alternativas também podem ser usadas, operando em faixa de base, ou em outras freqüências, tal como comentado na seção configurações digitais. O repetidor 6 é provido, adicionalmente, de um filtro de freqüência de rádio FRF e um amplificador de freqüência de rá- dio ARF na extremidade de entrada do equipamento. O filtro adaptável FAD pega o sinal de correia principal após o CAG (Controle de Ganho Automático). Esse detalhe é importante com o ob- jetivo de estabelecer o desempenho do sistema, uma vez que, nesse caso, as variações com os coeficientes do filtro devem-se apenas à variação do acoplamento entre as antenas, mas não a variações no ganho do repetidor.

Porém, também é possível dispor o filtro adaptável FAD para pegar o sinal antes do CAG. O filtro adaptável FAD é implementado, preferivelmente, por meio de uma linha de retardo análogo e dos multiplicadores que pesam e acrescentam o sinal à saída das células de retardo T (figura 7). O número de células e os multiplicadores dependem do acordo estabelecido entre a com- plexidade do sistema e o nível de cancelamento dos acoplamentos que se deseja obter. Por outro lado, o retardo introduzido por cada célula T deveria ser escolhido de acordo com o valor da freqüência intermediária da largura de faixa do sinal. Na verdade, o filtro implementado tem uma reação de fre- qüência periódica, em que é necessário introduzir certas restrições no retar- do com o objetivo de garantir que há liberdade para cancelar o acoplamento entre as antenas em toda a faixa de freqüência ocupada pelo sinal.

Os coeficientes de filtro são, de preferência, constantemente es- timados de forma adaptável, enquanto o repetidor estiver em operação. Isso se deve ao fato de que o acoplamento entre as antenas é desconhecido a priori, uma vez que depende da configuração da correia principal (antenas, filtros e amplificadores usados) e do ambiente onde o repetidor se localiza (perto de obstáculos, da refletividade e da distância do último, etc.). Além disso, não é muito eficaz estimar seu valor a priori, uma vez que o ambiente pode mudar com o tempo (o movimento das folhas as árvores próximas, o movimento dos carros ou das pessoas, etc.) Uma modalidade da invenção proposta estima os coeficientes de filtro baseados na otimização de uma função de custo quadrático: a minimi- zação da potência do sinal no ponto A da figura 6. Esse critério é baseado na propriedade estatística de uma não correlação entre o sinal recebido de- sejado e o sinal induzido na antena pelo acoplamento, graças ao qual é mostrado que a potência no ponto A é mínima quando foi possível cancelar esse acoplamento. Para garantir a operação correta do critério, deve-se ga- rantir que a correia principal introduza um retardo igual a, ou maior do que a, ou maior do que o mínimo para o qual a não correlação desejada é satisfei- ta. Opcionalmente, esse retardo de não correlação pode ser introduzido na etapa de conversão. A minimização da potência no ponto A é equivalente a um crité- rio de mínimo erro quadrado médio que pode ser otimizado com algoritmos adaptáveis muito diversos. O fato de que uma implementação análoga é usada tornou aconselhável limitar os algoritmos aplicados ao comportamento mais simples, e cujo comportamento é bem documentado na literatura. Pre- ferivelmente, os algoritmos Mínimo Quadrado Médio (LMS) e normalizados podem ser usados, assim como suas versões simplificadas, com base na função de sinal (vide ref. [2], [6], [8], [11]. Porém, o algoritmo usado não é objeto da invenção, e qualquer algoritmo cuja convergência e bom compor- tamento em follow-up é garantido (vide outros algoritmos alternativos na se- ção de configurações digitais) podem ser usados. O filtro adaptável FAD tem duas restrições básicas: a primeira é a necessidade de se garantir um retardo mínimo na correia principal, con- forme anteriormente mencionado. Esse retardo é introduzido em tal etapa de conversão. A segunda restrição reside no fato de que o acoplamento pode causar um sinal de um nível substancialmente menor do que o sinal deseja- do na antena de recepção (de outra forma o repetidor começaria a oscilar), em que o sinal para a proporção de ruído (SNR) com o fim de identificar os acoplamentos é muito baixo. Isso requer que uma evolução muito lenta dos coeficientes do sistema adaptável seja forçada com o objetivo de compensar a perda de SNR com uma média de tempo do sinal.

A figura 5 ilustra a estrutura de laço fechada do repetidor REP de freqüência individual, o acoplamento entre antenas e o filtro adaptável FAD. Essa estrutura faz com que os erros de cancelamento sejam retroali- mentados para o sistema e para o sinal transmitido, com a possibilidade de fazer com que o sistema comece a oscilar - requer-se que a estabilidade dependa do ganho de laço G.H(s).(A(s) -F(s) ). Para evitar isso, é aconse- lhável considerar os mecanismos que garantem que o sistema permaneça estável o tempo todo. Essa desvantagem, que não aparece nos sistemas de cancelamento de eco usados nas comunicações sobre linhas telefônicas a longa distância, toma aconselhável estabelecer duas fases na operação da invenção proposta: a fase de aquisição FADQ e a fase de follow-up FSEG (figura 8). A fase de aquisição FADQ é feita apenas uma vez, durante a ini- cialização ou a partida do repetidor. Durante essa fase, o ganho do repetidor fica baixo (Gmi), de modo que é estável, independentemente do nível de can- celamento alcançado pelo sistema adaptável. Nele, o algoritmo adaptável estima o valor dos coeficientes ideais do filtro adaptável e reduz o acopla- mento a níveis abaixo do desejado. O ganho permanece no nível baixo o tempo suficiente para permitir a convergência do algoritmo e, subseqüente- mente, aumenta lentamente até alcançar seu valor regular (Gfin). Na fase de follow-up FSEG o repetidor opera normalmente, tendo obtido o ganho dese- jado e os níveis de cancelamento desejados. Porém, o algoritmo adaptável do filtro adaptável permanece em operação para detectar e seguir as possí- veis variações da reação de freqüência do acoplamento entre as antenas sem ter que reiniciar o repetidor. Essas mudanças no ganho, na fase de aquisição, são operadas, de preferência, nos amplificadores de freqüência intermediária AFI. A configuração análoga da invenção tem duas limitações bási- cas. Em primeiro lugar, as limitações na complexidade impostas pelo fato de ser análogo, seja no número de coeficientes do filtro adaptável, seja no tipo do filtro adaptável, ou mesmo no algoritmo adaptável usado. Em segundo lugar, os problemas tecnológicos conectados à implementação do algoritmo adaptável, tal como, por exemplo, o desvio dos integradores usados no LMS, podem ser encontradas alternativas que aliviam a seriedade desse problema (vide [2]). Porém, uma solução preferida para ambos os problemas é usar, pelo menos em parte, a tecnologia digital, onde as alternativas que a confi- guração digital da invenção proposta oferecem são descritas abaixo.

Configurações Digitais Podem ser visualizadas diversas implementações digitais alter- nativas à configuração análoga básica descrita. Elas todas se baseiam nos mesmos princípios que constituem a base da invenção proposta. Porém, elas se distinguem da configuração básica no sentido de que o filtro adaptá- vel opera no sinal digitado, em que tem os graus de liberdade oferecidas pelo processamento digital do sinal, assim como as desvantagens que a in- trodução das etapas de amostra e reconstrução do sinal análogo representa.

Arquitetura A implementação digital do filtro adaptável requer a digitação do sinais envolvidos nos processos de estimativa de filtração e coeficiente de filtro. Quatro arquiteturas alternativas são consideradas, variando do ponto em que a correia principal dos sinais são amostradas e reconstruídas. Essas quatro opções são mostradas nas figuras 9-12.

As figuras 9, 10 e 12 correspondem a diferentes estratégias para fazer a amostra do sinal usado para estimar a reação do filtro adaptável FAD, enquanto a figura 11 ilustra o caso em que opta-se em implementar toda a etapa Fl (freqüência intermediária) do repetidor digitalmente. Nesse caso, o sinal pode ser regenerado (desmodulação e modulação), que aper- feiçoa substancialmente o desempenho do repetidor. Em todos os casos, os sinais podem ser amostrados em faixa de base (chamada amostra l/Q), de modo que o sinal analítico seja recuperado, ou no sinal de faixa de passa- gem (chamada amostra Fl), ou no sinal Fl ou transferido para outra freqüên- cia inferior que é mais conveniente do ponto de vista da amostra. Deve-se levar em conta que as alternativas de amostra comentadas abaixo (geração do sinal analítico, heterodinação) também são aplicáveis à implementação análoga descrita como configuração básica, embora a complexidade tecno- lógica de sua implementação desencoraje o seu uso. A aplicação de um dos tipos de amostra para cada um dos conversores A/D dá lugar a quatro confi- gurações possíveis que diferem uma da outra no sentido de que trabalham com coeficientes reais ou complexos e/ou sinal de erro. Embora as quatro combinações levem a soluções e a níveis de cancelamento similares, todos eles requerem um design diferente da freqüência de amostra e do número de coeficientes do filtro adaptável, embora tal design sempre seja baseado nos princípios já expressos para a configuração análoga. Em termos gerais, os algoritmos adaptáveis fornecem uma convergência mais rápida nessas configurações que trabalham com coeficientes complexos, mas esse aper- feiçoamento é desviado por uma maior complexidade tecnológica da imple- mentação da conversão A/D e D/A. Em todos os casos, a escolha da fre- qüência de amostra irá depender dos mesmos parâmetros que a configura- ção análoga já comentada acima (valor da freqüência intermediária adotada no repetidor e na largura de faixa de sinal), assim como a seletividade dos filtros na correia principal.

As etapas de conversão A/D e D/A são implementadas de modo diferente, dependendo se a amostrage l/Q ou Fl for escolhida. A figura 13 ilustra um esquema para a etapa de conversão A/D. O filtro de redução de efeito de escada ("antialiasing'') FAL e o oscilador local (fi) são necessários, ou desnecessários, de acordo com o método de amostra que é selecionado e de como os filtros da correia principal são seletivos. A figura 14 ilustra um esquema para a etapa de conversão D/A . O filtro de reconstrução FRE compensa a parte da distorção introduzida pelo conversor D/A que não foi corrigido digitalmente. A aplicação ou, de outra forma, o oscilador local (f2) depende do tipo de amostra e da freqüência usada, enquanto o filtro de faixa de passagem FPB é apenas necessário se a heterodinação for aplicada com o oscilador local e os filtros subseqüentes da correia principal não forem su- ficientemente selecionados.

Finalmente, em todas as arquiteturas anteriores pode ser dese- jável ajudar o filtro adaptável com um sistema que compensa possíveis dis- torções ou jitters de fase, ou desvios de freqüência ([4]). Embora o filtro adaptável possa, teoricamente, compensar por tais distorções, na prática, acima de tudo em sistemas de multitransportador, tal como DVB, não pode se adaptar de modo suficientemente rápido para seguir tais perturbações do transportador.

Arquitetura de Implementação de Filtro para Processamento de Sinal O filtro pode ser implementado por meio de uma arquitetura de atraso in-line, ou por meio de uma rede reticular. Por outro lado, um filtro de resposta finita (FIR) ou filtro de resposta infinita (IIR) podem ser usados. Os filtros IIR provêem um melhor desempenho para o mesmo número de coefici- entes, mas têm limitações em sua combinação com os algoritmos adaptáveis.

Se o ambiente onde o repetidor é localizado faz com que ecos muito tardios do sinal de transmissão apareçam na antena de recepção (com um atraso bastante excedente do período de amostra de filtro) é aconselhá- vel dividir o filtro adaptável em dois blocos FAD I e FAD II (vide figura 15), um deles, FAD I, operando com o sinal transmitido e o outro, FAD II, com o mesmo sinal de retardo por um intervalo de tempo similar ao tempo em que aparecem os ecos tardios. O processo de filtragem pode ser implementado no domínio de tempo ou freqüência. No último caso, o uso de FFT ou outros bancos de fil- tro com estruturas multiproporcionais permitem que o custo computacional seja reduzido e a convergência do algoritmo adaptável ([10], [5]) seja aper- feiçoada. Contudo, a implementação da freqüência dos filtros adaptáveis que operam em ambientes onde o acoplamento entre antenas é submetido a variações com o tempo limita a capacidade de seguir tais chances e, além disso, sempre causa a introdução de um retardo no filtro adaptável que pode limitar sua capacidade de cancelamento de acoplamento.

Algoritmos Adaptáveis para Estimar os Coeficientes do Filtro Os coeficientes do filtro adaptável podem ser estimados com qualquer algoritmo que garanta a convergência para a solução correta, isto é, para aquela na qual o filtro adaptável estima corretamente o acoplamento entre antenas e que, além disso, pode seguir suas variações com o tempo.

Dentre tais algoritmos, o mais comum e estudado são aqueles cujos se- guintes critérios são: 1) mínimo erro quadrado médio ou II) mínimos quadra- dos. Ambos os critérios podem ser usados em arquitetura de linha de retardo e na arquitetura de grade .

Abaixo encontra-se uma lista não completa dos algoritmos apli- cáveis, em atenção à qual são implementados com resposta FIR ou IIR.

No caso de um filtro FIR ([3]) e tomando os critérios I) uma pos- sibilidade é usar a família mais inclinada de algoritmos que, iniciando de qualquer valor inicial de coeficientes corretos o corrige com um incremento na direção oposta do gradiente que tem a superfície de potência dependente dos coeficientes. O gradiente é calculado de um modo estatístico exato; por esse motivo, esses algoritmos não precisam ter conhecimento prévio das características dos ecos ou acoplamento a ser cancelado e não pode ser devidamente descrito como adaptável.

Onde os ecos, ou acoplamento, são conhecidos, uma solução é ter recurso para a família de algoritmos diferenciais descendentes mais incli- nados que calculam o início do gradiente das diferenças na função de erro originada pelas perturbações que são causados nos coeficientes. Porém, esses algoritmos convergem ligeiramente e uma solução mais rápida é usar o gradiente estocástico, para usar um cálculo instantâneo da expressão exata do gradiente. Onde a função de erro a ser minimizada depende line- armente dos coeficientes, tais algoritmos são incluídos no chamado algorit- mo LMS (mínimo Quadrado Médio) e variantes, tais como NLMS (LMS nor- malizado), o algoritmo do vetor P ou outras variantes que têm cenários nos quais o ruído de interferência não é distribuído de um modo uniforme ou branco, mas o faz de um modo colorido. Onde a função de erro a ser mini- mizada depende não linearmente dos coeficientes de filtro, ou depende de forma recursiva dos mesmos, os algoritmos de gradiente estocástico calcu- lam o gradiente com um número pequeno de aplicações interativas da regra da cadeia de cálculo diferencial. Onde a função de erro não depende linear- mente dos coeficientes, tal algoritmo é uma extensão não linear do chamado LMS chamado algoritmo de propagação de retorno ([1]). No caso ao qual essa patente se refere, o gradiente do erro que depende dos coeficientes do filtro precisa ser derivado da regra da cadeia. Na figura 6 o sinal de erro na saída do filtro adaptável mostra ser aquele que, devidamente ampliado, é transmitido pelo repetidor. Portanto, é o sinal de erro que será acoplado com o sinal recebido desejado na entrada da antena de recepção e se tornará parte do sinal de erro novamente. Portanto, o algoritmo LMS é uma aproxi- mação do gradiente que mostra o cálculo a ser reduzido com referência à regra da cadeia, que é a que deve ser realmente aplicada. Apenas se o filtro de freqüência intermediária FFI, mostrado na figura 6, introduz um retardo apropriado, o sinal transmitido será não correlacionado com o sinal de erro e a LMS fará uma aproximação cada vez mais válida do gradiente.

No caso do filtro FIR e considerando os critérios II), o algoritmo mais viável e eficaz é o filtro Kalman, ou suas variantes: RLS ou Mínimo quadrados Recursivo e o filtro Kalman rápido.

No caso dos filtros IIR, implementação por meio de uma rede reticular é, preferivelmente, para uma linha de retardo, uma vez que permite que a estabilidade do filtro adaptável seja facilmente monitorada durante a fase de convergência. Os coeficientes de filtro podem ser estimados por meio dos algoritmos descendentes, algoritmos baseados na metodologia de Steiglitz-McBride ou nos algoritmos hiperestáveis ([12)], [7]). O primeiro gru- po é baseado no critério de mínimo erro quadrado médio, com base ou no erro de saída, ou no erro de equação. É preferível minimizar o erro de saída (por exemplo, usando-se o RPE, ou o algoritmo de erro de previsão recursi- vo [9]), uma vez que a função de custo baseada no erro de equação não garante a convergência para a solução ideal sob condições de um sinal bai- xo para a proporção de ruído, como no caso da invenção proposta. Dentre os algoritmos do terceiro grupo há o SHARF bem conhecido, ou o Filtro Re- cursivo Adaptável Hiperestável Simplificado, tendo as qualidades desejadas em um algoritmo adaptável.

Finalmente, deve-se levar em conta que, caso a opção seja im- plementar toda a etapa Fl do repetidor digitalmente (figura 11), o completo processamento digital do sinal recebido pode ser feito, o que o regenera por meio da desmodulação e da modulação subseqüente. Nesse caso, pode se ter a vantagem das seqüências de treinamento adequado para os sinais re- transmitidos, se houver algum, tal como, por exemplo, os tones pilotos do sinal DVB, que podem ser tomados como referência quando se calcula a função de erro que irá reger os algoritmos descritos. A vantagem de se to- mar as seqüências de treinamento como referência é que se permitir que o algoritmo adaptável trabalhe melhor sob condições SNR, assim como facili- tar o uso de diferentes arquiteturas para inserir o sistema adaptável no repe- tidor de sinal de freqüência individual.

Exemplo da Modalidade Análoga Introdução É descrito um exemplo de uma modalidade análoga de um repe- tidor de sinal DVB, o qual é baseado em um filtro FIR adaptável de reação finita de impulso de uma estrutura de acordo com a mostrada na figura 7, composta de uma linha de retardo. Conforme ilustrado na figura 7, o sinal de entrada E do filtro adaptável é injetado na linha de retardo. Subseqüente- mente, os sinais presentes na saída de cada retardo são multiplicados por seus respectivos coeficientes, e finalmente os resultados de tais multiplica- ções são adicionados para obter o sinal de saída S do filtro adaptável. Nessa modalidade, o valor do coeficiente obtido é baseado no LMS, ou algoritmo Mínimo Quadrado Médio. A figura 16 ilustra a implementação por meio de um elo de correlação do cálculo de coeficientes de acordo com o algoritmo LMS. Tal algoritmo calcula cada um dos coeficientes de acordo com a se- guinte expressão: onde o sinal x (t) é o sinal de saída, o sinal r(t) é o sinal presente na antena de recepção, ea(t) é o sinal de erro após o cancelamento e a(t) é o conjunto de coeficientes. pa é constante de adaptação que fixa a velocidade de con- vergência do algoritmo, assim como a magnitude de oscilação dos coefici- entes com relação à solução final. Os elementos M1 e M2 são multiplicado- res, o elemento INT é o integrador e o elemento SUM é o adicionador dos sinais multiplicados pelos respectivos coeficientes.

Abordagem à Modalidade Os repetidores de freqüência, ou isofreqüência, têm, geralmente, processamento intermediário de freqüência que permite que filtros altamente seletivos sejam usados. O filtro adaptável pode ter a modalidade na mesma freqüência intermediária que o repetidor, ou em uma segunda freqüência intermediária, se as possíveis vantagens de operação em uma freqüência mais baixa com- pensa o incremento em uma complexidade, tendo que acrescentar um con- versor da primeira para a segunda freqüência intermediária antes do filtro adaptável, e outro conversor da segunda para a primeira freqüência inter- mediária, na saída de tal filtro. O diagrama em bloco do exemplo de imple- mentação em questão é o ilustrado na figura 6.

Blocos Usados O grupo de blocos básicos que compõem o filtro adaptável em sua modalidade análoga é o seguinte: Blocos de retardo Multiplicadores Integradores Distribuidores e combinadores Amplificadores de sinal Somador A figura 17 ilustra o diagrama em bloco de uma das células onde um sinal x (t-iT) é visto como uma entrada, um distribuidor DIS o distribui, por um lado, para um retardo T para obter uma saída x(t(i+1) T) e, por outro lado, para um multiplicador M2 e, novamente, para um multiplicador M1. O multiplicador M1 também recebe o sinal de erro e(t). A figura 18 ilustra uma faixa de duas células, CEL 1 e CEL 2, da modalidade análoga do filtro adaptável.

Modalidade de Cada Bloco Blocos de Retardo Os blocos de retardo podem incorporados por meio das seguin- tes técnicas: Linhas de retardo de onda acústica de superfície (SAW) Circuitos ressonadores, por exemplo, LC, cerâmico ou dielétrico.

Filtros de faixa de passagem com retardo de grupo suficiente- mente plano Linhas de transmissão, por exemplo, linhas coaxiais, microstrip ou stripline.

Multiplicadores Os multiplicadores podem ser incorporados por meio das se- guintes técnicas: - circuitos multiplicadores, por exemplo, quatro quadrantes - amplificadores de ganho variável - atenuadores com controle eletrônico, por exemplo, baseado em diodos PIN

Integradores Os integradores podem ser incorporados por meio das seguintes técnicas: - por meio de amplificadores operacionais - por meio dos primeiros filtros de passagem de primeira ordem O esquema da figura 19 ilustra um integrador incorporado por meio de um amplificador operacional, onde E indica a entrada e S a saída do integrador.

Distribuidores e Combinadores Os distribuidores e combinadores podem ser incorporados por meio das seguintes técnicas: - com bobinas e capacitores, por exemplo, por meio de redes do tipo Wilkinson - Resistiva, por exemplo, por meio de redes star ou delta - por meio de acopladores direcionais Um exemplo de uma modalidade de um distribuidor resistivo in- corporado por meio de uma rede de resistor star é mostrado na figura 20, onde E também indica a entrada e S a saída do distribuidor.

Amplificadores de Sinal Os amplificadores de sinal podem ser incorporados por meio das seguintes técnicas: Amplificadores operacionais com largura de faixa suficiente Amplificadores monolíticos integrados Diretamente por meio de circuitos separados baseados em tran- sistores, seguidos das tradicionais técnicas de design de amplificador de rádio freqüência.

Somador O somador soma os sinais obtidos na saída de cada um dos multiplicadores M2 das células.

Exemplo de Modalidade Digital Introdução A figura 21 mostra o diagrama de bloco do transmissor, também para os sinais DVB, em que o filtro adaptável é implementado de forma di- gital. Do mesmo modo ao caso análogo, o sinal de entrada RF SE é conver- tido em freqüência intermediária (Fl), onde um filtro Fl FFI rejeita os possí- veis sinais fora de faixa, para finalmente convertê-los novamente em RF. Na modalidade digitai, as conversões A/D e D/A são requeridas, conforme ilus- trado na figura 21. O transmissor opera da seguinte forma: do sinal r[n]recebido pela antena (que, de fato, é formada pelo sinal desejado, mais os ecos cau- sados pela antena de transmissão) é subtraído um estimado s[n]dos sinais desejados obtido pelo filtro adaptável FAD, o que dá um sinal de erro e[n] que é alimentado através do filtro Fl FFI e é reconvertido para RF. A estrutura do filtro adaptável incorporado digitalmente é mos- trada na figura 22. Essencialmente, é um coeficiente variável filtro FIR, onde esses são atualizados periodicamente pelo algoritmo LMS.

Para o instante η, o algoritmo LMS calcula os novos coeficientes, da seguinte maneira: h[n]=h[n-1 ]+p.e[n].x[n] Essa operação, esquematicamente ilustrada na figura 23, é feita para cada um dos coeficientes de filtro. A constante μ tem a função de ajustar a etapa de adaptação.

Quanto maior for o valor, mais rápida será a convergência do algoritmo; em troca, os coeficientes terão uma maior oscilação em torno da solução ideal.

Portanto, há uma concessão entre a velocidade de convergência e a estabi- lidade dos coeficientes em torno da solução ideal.

Modalidade Digital Em Fl tem o sinal de faixa de passagem DVB, com uma largura de faixa de 7.61 MHz, que é digitalizado por meio de uma conversão de A/D de 12 bits. O processamento subseqüente é baseado nos circuitos integra- dos digitais lógicos programáveis do tipo FPGA (Série de Porta Programável de Campo). A figura 24 mostra, mais particularmente, os blocos requeridos para poder incorporar a interface analógica/digital.

Uma estrutura mais detalhada do filtro adaptável é conforme mostrado na figura 25. É visto como formado pelas seguintes partes: Confiqurador de Dados DF: sua função é fragmentar os dados de entrada x[n] (12 bits) em quatro partes, dando 3 bits ao qual um bit de controle é acrescentado. Pelo fato de serem necessários 4 ciclos para pro- cessar cada amostra, a freqüência de relógio do sistema será quatro vezes a freqüência da amostra.

Gerador de Tabela TG: calcula os produtos parciais de cada co- eficiente e os carrega no LUT (tabela look-up) do programa de análise por rastreamento (tap) correspondente.

Algoritmo LMS: calcula os novos coeficientes que dependem do sinal de erro e[n] e do x[n] e os supre ao Gerador de Tabela TG, através de cdata.

Coeficientes de Filtro TAP: cada tap recebe seu próprio coefici- ente e o multiplica pelos dados de entrada. Árvore Adicionadora: trata-se de uma árvore adicionadora regis- trada que obtém a soma de todos os resultados parciais supridos pelos coe- ficientes.

Cada uma das partes que compreende o sistema será mostrada em maiores detalhes abaixo. Assim, a figura 26 é o diagrama do Configura- dor de Dados DF. Os dados de bits 12 (x[n]) são alimentados ao registro REG 12 na freqüência de amostra FMUE e saem através do registro REGC fragmentados em 4 partes de 4 bits cada (cada uma das partes é conhecida como octeto), em uma freqüência 4xFMUE 4 vezes superior à freqüência de amostra FMUE. Os três bits menos significativos de cada octeto corresponde aos três bits dos dados de entrada; o bit mais significativo é o bit de controle e é ajustado para 1 apenas quando saem o quarto e último octeto dos dados que estão sendo processados. Isso é feito por meio de um contador 2-bits CON2 e três multiplexadores Mux1, Mux2 e Mux3. Inicialmente, o contador C0N2 é ajustado para 0, portanto, os multiplexadores Mux1, Mux2 e Mux3 selecionam o sinal em sua saída 0, isto é, Mux1 seleciona o bit 2, Mux2 o bit 1 e Mux3 o bit 0, isto é, os três bits menos significativos da amostra. O sinal de controle SCO é o bit mais significativo no octeto e, nesse caso, é 0. Subse- qüentemente, o contador é ajustado para 1, e os bits 5, 4 e 3 (os três bits seguintes menos significativos) são selecionados e o sinal de controle conti- nua a ser 0. Subseqüentemente, quando o contador é ajustado para 2, os bits 8, 7 e 6 são selecionados, com o sinal de controle ainda sendo 0. Final- mente, o contador é ajustado para 3, os bits 11, 10 e 9 ( o mais significativo da amostra) são selecionados, e o sinal de controle SCO é ativado. Na se- guinte iteração, o contador irá reajustar para 0 e haverá uma nova amostra armazenada no registro REG 12, começando novamente o ciclo. A figura 28 é uma ilustração do diagrama que corresponde ao Gerador de Tabela TG. Isso calcula os produtos parciais de cada coeficiente de acordo com a tabela 1.

Podería ter sido implementado simplesmente com um multiplica- dor 12*3 bits mais alguns componentes menores, mas optou-se pela confi- guração mostrada, uma vez que é melhor, no que se refere à ocupação do espaço. Sua operação é um tanto complexa, embora os versados na técnica saibam que apenas a idéia será aqui descrita: se a tabela 1 for observada, será visto que um acumulador é ideal para calcular o valor das posições da memória 0h a 7h, não é apenas necessário acrescentar o coeficiente ao últi- mo resultado obtido para obter o valor atual. O mesmo pode ser dito da po- sição 8h para Bh e de Ch para Fh, apenas no último nomeado é necessário complementar o coeficiente. O contador é usado para acessar as posições da memória consecutiva de LUT. A função de Mux5 é suprir ou o 0 ou a saí- da do somador para o registro de saída. O sinal de controle do Mux5 é OR dos 3 bits menos significativos do contador. É selecionado 0 para as posi- ções de memória 0 e 8 (conforme mostrado na tabela 1). Por outro lado, o somador é alimentado de volta através de sua saída, obtendo, assim, os re- sultados para os endereços 1 a 7 e 9 a 11. Os endereços 12 a 15 requerem resultados negativos, para esse fim os dois complementos do coeficiente são selecionados por meio de Mux4. Finalmente, 0 é selecionado para os endereços 12 a 15 por meio de Mux6, uma vez que, de agora em diante, os resultados ficam negativos. A figura 27 mostra a estrutura para cada tap que compreende o filtro. Este consiste em três partes diferenciadas: Time Skew Buffer TSB: trata-se de um registro de mudança 4x4 bits, assim, o TSB é capaz de alojar uma amostra completa (dividida em 4 partes de 4 bits cada). Em cada ciclo de relógio produz um octeto para o Multiplicador Parcial de Produto (PPM) e também para o tap seguinte. Do TSB também é produzido o sinal de First_oct (primeiro octeto), que é apenas ativado quando o octeto menos significativo dos quatro que formam a amos- tra é produzido. O Time Skew Buffer TSB recebe os dados de informação 1 que saem do registro de controle REGC.

Multiplicador Parcial de Produto PPM: consiste em duas RAM (chamada LUT: tabela de verificação) que armazena os produtos parciais do coeficiente de acordo com a tabela 1. Ao mesmo tempo que LUT é acessado para ler o resultado parcial da multiplicação, o gerador de tabela TG escreve os produtos parciais correspondentes ao novo coeficiente que o algoritmo LMS irá calcular para o outro LUT, por meio dos transmissores de dados e endereços. Os multiplexadores Mux8 e Mux9 são controlados por meio do sinal bank_sel e são complementares, isto é, quando se seleciona sua en- trada 0, o outro seleciona sua entrada 1, e vice-versa. Isso permite que os sinais de endereço e dados sejam endereçados para o LUT correspondente. O multiplexador Mux10, também controlado pelo sinal bank_sel, seleciona os dados produzidos pelo LUT que contém os produtos parciais do coefici- ente atual (deve-se lembrar que, enquanto isso, o outro LUT está sendo atu- alizado com os produtos parciais dos novos coeficientes). Por meio das duas portas AND e dos sinais de bank_sel e tap_sel, ambos os sinais write_en que permitem que se escreva o LUT correspondente estão sendo gerados.

Acumulador de Escala SCA: sua missão é acumular os resulta- dos parciais de cada octeto adequadamente para obter a solução completa da multiplicação (24 bits ao todo) em sua saída. Será observado que é um somador retroalimentado por sua própria saída, adequadamente escalado (os 13 bits mais significativos são retroalimentados e o bit mais signficativo é reiterado três vezes). Mux11, que é controlado por meio do primeiro sinal first_oct, permite que o primeiro octeto passe diretamente para a saída; os outros três octetos que formam a amostra passam através do somador.

Obviamente todas as etapas e elementos descritos acima são esquemáticos para facilitar a compreensão da invenção. Os detalhes que são evidentes para os versados na técnica (etapas de filtragens adicionais, etc.), e que, portanto, não afetaam o conceito da invenção, não foram incluí- dos. Assim, por exemplo, as etapas de filtrar o sinal de processo, de ampliar o sinal de processo, de controle de ganho automático, etc., freqüentemente não são feitos ao mesmo tempo, mas em diversas etapas. Portanto, deve-se entender que, onde a existência de uma etapa, por exemplo, de filtração, é mencionada, não se deve entender que existe apenas uma etapa de filtra- ção, mas que o sinal em questão é filtrado, independentemente do número de etapas nas quais a filtração é efetuada.

Além disso, a ordem indicada nas etapas do processo é pura- mente uma ordem descritiva e não tem que coincidir com a ordem verdadei- ra do processo. A única intenção é dizer que o processo compreende tais etapas, isto é, o processo inclui tais etapas, mas não é indicativo que a se- qüência de desempenho das etapas é a indicada. De fato, por exemplo, as etapas de filtração, amplificação e controle de ganho automático do sinal de processo que, como já foi indicado anteriormente, são geralmente feitos em várias etapas, nem sempre seguem a ordem indicada no texto, é mesmo freqüente que os diferentes estágios de uma etapa sejam intercalados com os estágios de outras etapas. Portanto, é desejável insistir no fato de que as etapas mencionadas no texto e as reivindicações apenas indiquem a exis- tência de tais etapas, sem restringir o número de estágios nos quais são efetuados para que sejam realizados.

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Claims (29)

1. Método para retransmitir sinais de frequência individuais do tipo usado em um repetidor de sinal de frequência único e compreendendo as etapas de: [a] receber um primeiro sinal de freqüência de rádio através de uma antena de recepção, tal primeiro sinal de freqüência de rádio tendo uma potência de recepção, [b] converter tal primeiro sinal de freqüência de rádio em um sinal de processo (RF/FI), [c] filtrar tal sinal de processo, [d] ampliar tal sinal de processo, [e] controlar automaticamente tal ganho de sinal, [f] reconverter tal sinal de processo em um segundo sinal de freqüência de rádio, [g] ampliar a potência do segundo sinal de freqüência de rádio, [h] filtrar a saida de tal segundo sinal de freqüência de rádio, [i] transmitir tal segundo sinal de freqüência de rádio através de uma antena de transmissão, onde ocorre o acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção, e [j] uma etapa de cancelamento adaptável com um algoritmo adaptável de tal acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção, tal etapa de cancelamento adaptável compreendendo um feedback negativo de um sinal de feedback e tal etapa de cancelamento adaptável operando sinais digitali zados, CARAÇTERIZADQ PELO FATO SE que a etapa de cancelamento adaptável toma, como sinal de entrada, tal sinal de processo digitalizado após tal etapa de controle de ganho automático.

2. Método para retransmitir sinais de freqüência individuais do tipo usado em um repetidor de sinal de frequência único e compreendendo as etapas de: [a] receber um primeiro sinal de freqüência de rádio através de uma antena de recepção, tal primeiro sinal de frequência de rádio tendo uma potência de recepção, [b] filtrar tal primeiro sinal de freqüência de rádio, [c] ampliar tal primeiro sinal de freqüência de rádio [d] controlar automaticamente tal primeiro ganho de sinal de freqüência de rádio, [e] ampliar a potência do segundo sinal de freqüência de rádio, [f] filtrar a saída de tal segundo sinal de freqüência de rádio, [g] transmitir tal segundo sinal de freqüência de rádio através de uma antena de transmissão, onde ocorre o acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção, e [hj uma etapa de cancelamento adaptável com um algoritmo adaptável de tal acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção, tal etapa de cancelamento adaptável compreendendo um feedback negativo de um sinal de feedback e tal etapa de cancelamento adaptável operando sinais digitalizados e tal etapa de cancelamento adaptável tendo, como sinal de saída, tal segundo sinal de freqüência de rádio, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal etapa de cancelamento toma, como sinal de entrada, tal primeiro sinal de freqüência de rádio digitalizado após tal etapa de controle de ganho automático.

3. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO PELO FATO DE que introduz um retardo de não correlação em. tal sinal de processo que estabelece uma não correlação entre tal sinal de processo e tal sinal de feedback, e em que tal retardo de não correlação é introduzido era tal etapa de conversão.

4. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal sinal de feedback é negativamente retroalimentado para um sinal do grupo formado por tal sinal do processo antes de tal etapa de ganho automático e tal sinal de processo após tal etapa de controle de ganho automático.

5. Método, de acordo com a reinvindicaçao 2, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal sinal de feedback é negativamente r et r oa 1 i mer.rado para um sinal do grupo formado por tal primeiro sinal de frequência de rádio antes de tal etapa de controle de ganho automático e tal primeiro sinal de freqüência de rádio após tal etapa de controle de ganho automático.

6. Método, de acordo com uma das reivindicações 1, 3 ou 4, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal tempo da etapa de cancelamento corresponde a tal sinal de processo ou tal primeiro sinal de freqüência de rádio.

7. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 1 a 6, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal etapa de cancelamento é implementada era um domínio do grupo formado por um domínio de tempo e um domínio de f reqüência.

8. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 1 a 7, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável segue um critério do grupo formado pelo critério do mínimo erro quadrado médio e o critério de mínimo quadrados.

9. Método, de acordo com a reivindicação 8, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável, segue um critério de mínimo erro quadrado médio, em que tal algoritmo adaptável é um algoritmo adaptável do grupo formado por um algoritmo adaptável descendente de grande inclinação, um algoritmo adaptável gradiente estocástico, um algoritmo LMS (mínimo quadrado médio), um algoritmo NLMS (mínimo quadrado médio normalizado), um algoritmo adaptável baseado na função de sinal, um algoritmo adaptável de vetor P e um algoritmo adaptável de propagação de retorno,

10. Método, de acordo com a reivindicação 8, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável segue um critério de mínimo quadrados, em que tal algoritmo adaptável é um filtro Kálman.

11. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 1 a 7, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável é baseado na metodologia de Steíglitz-McBride, ou no filtro adaptável recursivo hiperestável simplificado (SHARP),

12. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 1, 3, 4 ou 6, CARACTER!ZADO PELO FATO DE que tal etapa de cancelamento é dividida em pelo menos uma primeira subetapa e uma segunda subetapa, onde tal primeira subetapa opera com tal sinal de processo e tal segundo sinal de processo e tal segunda subetapa opera com tal sinal de processo atrasado no tempo.

13. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 2 a 11, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal etapa de cancelamento é dividida em pelo menos uma primeira subetapa e uma segunda subetapa, onde tal primeira subetapa opera com tal primeiro sinal de frequência de rádio e tal segunda subetapa opera cora tal primeiro sinal de frequência de rádio atrasado no tempo.

14. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 8 a 13, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal sinal de frequência individual compreende seqüências de treinamento, em que tais seqüências de treinamento são tomadas com sinal de referência no momento de calcular uma função de erro que irá reger tal algoritmo adaptável.

15, Repetidor de sinal de frequência individual, do tipo que compreende [a] uma antena de recepção, para receber um primeiro sinal de freqüência de rádio, com uma potência de recepção, {b ] uma unidade de base < QB) para converter tal primeiro sinal de freqüência de rádio em um sinal de processo, filtrar tal sinal de processo, amplificar tal sinal de processo, controlar automaticamente tal ganho de sinal de processo e reconverter tal sinal de processo em um segundo sinal de freqüência de rádio; [c] uma unidade de amplificação de potência {AP) , [d] um filtro de saida (FS) e [e] uma antena de transmissão, onde tal antena de transmissão e tal antena de recepção podem sofrer acoplamento, e [f3 um dispositivo adaptável com um algoritmo adaptável para cancelar tal acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção, tal dispositivo adaptável compreendendo um. f eedback negativo, ou um sinal de feedback e tal dispositivo adaptável operando em sinais digitalizados, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal dispositivo adaptável toma, como sitiai de entrada, tal sinal de processo digitalizado após controlar, automaticamente, tal ganho de sinal do processo.

16. Repetidor de sinal de freqüência individual, do tipo que compreende [a] uma antena de recepção, para receber um primeiro sinal de freqüência de rádio, com uma potência de recepção, [b] uma unidade de base (UB) para filtrar tal sinal de processo, amplificar tal primeiro sinal de freqüência de rádio e controlar automaticamente tal primeiro ganho de sinal de freqüência de rádio, [c] uma unidade de amplificação de potência (AP), [d] um filtro de salda (FS) , |e1 uma antena de transmissão, onde tal antena de transmissão e tal antena de recepção podem sofrer acoplamento, e [f] um dispositivo adaptável com um algoritmo adaptável para cancelar tal acoplamento entre tal antena de transmissão e tal antena de recepção, tal dispositivo adaptável compreendendo um feedbaek negativo, ou um sinal de feedback e tal dispositivo adaptável operando em sinais digitalizados e tal dispositivo adaptável tendo, como sinal de saída, um segundo sinal de freqüência de rádio, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal dispositivo adaptável toma, como sinal de entrada, tal sinal de f regüência de rádio digitalizado apôs controlar, automaticamente, tal ganho de sinal do primeiro sinal de freqüência de rádio, em que tal segundo sinal de freqüência de rádio é entrada de tal unidade de amplificação de potência (AP) .

17. Repetidor, de acordo com a reivindicação 15, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal sinal de feedback é negativamente retroalimentado para um sinal do grupo formado por tal sinal de processo antes de tal controle de ganho automático e tal sinal de processo após tal controle de ganho automático.

18. Repetidor, de acordo com a reinvindicação 16·, CARACTERIZADO PELO FATO DE é negativamente retroalimentado para um sinal do grupo formado por tal primeiro sinal de frequência de rádio antes de tal etapa de controle de ganho automático e tal primeiro sinal de frequência de rádio após tal etapa de controle de ganho automático.

19. Repetidor, de acordo com a reivindicação 15 ou 17, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal tempo de dispositivo corresponde a tal sinal de processo, ou tal primeiro sinal de frequência de rádio.

20. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações dé 15 a 19, CARACTERIZADQ PELO FATO DE que tal dispositivo é implementado em um domínio do grupo formado pelo domínio de tempo e o domínio-freqüência.

21. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15 a 20, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal dispositivo compreende um, filtro adaptador (FAD) que se segue a tal algoritmo adaptador e em que tal filtro adaptador (FAD) é implementado por meio de uma arquitetura in-line, ou por meio de uma rede.

22. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15 a 20, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal dispositivo compreende um filtro· adaptável (FAD) que serve tal algoritmo adaptável e em que tal filtro adaptável (FAD) tem uma resposta de impulso finito (filtro FIA), ou uma duração de resposta de impulso infinito (filtro IIR) ,

23. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15 a 22, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável segue um critério do grupo formado pelo critério do mínimo erro quadrado médio, e o critério de mínimo quadrados.

24. Repetidor, de acordo com a reivindicação 23, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável segue o critério do mínimo erro quadrado médio, em que tal algoritmo adaptável é um algoritmo adaptável do grupo formado por um algoritmo adpatável descendente de maior inclinação, um algoritmo adaptável descendente mais inclinado diferencial, um algoritmo adaptável de gradiente estocástico, um algoritmo LMS (mínimo quadrado médio), um algoritmo NLMS (mímino quadrado médio normalizado), um algoritmo adaptável baseado na funçào de sinal, um algoritmo adaptável de vetor P e um algoritmo adaptável de propagação de retorno.

25. Repetidor, de acordo com a reivindicação 23, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável segue um critério de mínimo quadrados, em que tal algoritmo adaptável é um filtro Kalman.

26. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15 a 25, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal algoritmo adaptável é baseado na metodologia de Stèigli tz-McBride, ou no filtro adaptável recursivo hiperestâvel simplificado (SHARP).

27. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15 a 26, CARACTERI ZADO PELO FATO DE que tal sinal de frequência individual compreende seqüências de treinamento, em que tais seqüências são tomadas como um sinal de referência no momento de calcular uma função de erro que irá reger tal algoritmo adaptável.

28. Repetidor, de acordo com qualquer uma das reivindicações de 15, 17, 18 ou 19, CARACTERIZADO PELO FATO DE que tal dispositivo compreende um filtro adaptável (FAD) que segue tal algaritmo adaptável e em que tal filtro adaptável (FAD) ê dividido em pelo menos um primeiro bloco (FAD I) e um segundo bloco (FAD II), onde tal primeiro bloco (FAD I) opera coto tal sinal de processo e tal segundo bloco (FAO A! opera com tal sinal atrasado- no tempo.

29. Repetidor, de acordo cora qualquer uma das reivindicações de 16 a 2 0 ou 23 a 27, GARACTERIZADO PELO FATO DE que tal dispositivo compreende um filtro adaptável (FAD) que segue tal algaritmo adaptável e em que tal filtro adaptável (FAD) é dividido em pelo menos um primeiro bloco (FAD I) e um segundo bloco (FAD II), onde tal primeiro bloco (FAD I) opera com tal primeiro sinal de freqüência de rádio e tal segundo bloco (FAD II) opera com tal primeiro sinal de freqüência de rádio retardado no tempo.