CN101640555B

CN101640555B - 基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法

Info

Publication number: CN101640555B
Application number: CN200810071509A
Authority: CN
Inventors: 钱慧
Original assignee: Fujian Sunnada Communication Co Ltd
Current assignee: Fujian three Yuan Da Technology Co., Ltd.
Priority date: 2008-07-30
Filing date: 2008-07-30
Publication date: 2012-09-05
Anticipated expiration: 2028-07-30
Also published as: CN101640555A

Abstract

一种基于组合滤波器的直放站回波抵消器的设计方法，包括下述步骤：将前向滤波器和后向滤波器组成一组合滤波器；当组合滤波器复位信号为低时，将组合滤波器各个抽头系数和动态步长参数初始化；当该组合滤波器有信号输入时，组合滤波器开始工作，组合滤波器输出一信号；更新前向滤波器及后向滤波器的抽头系数；经过T₁个时钟周期后，更新一次抽头系数和动态步长参数；如果有信号不断输入到组合滤波器中，则重复执行上述步骤，直到系统停止。本发明的优点在于：有效缩短了自适应噪声抵消滤波器的处理时间，克服了数字直放站天线隔离度设置随环境变化不稳定的缺陷。本发明的自适应抵消器可以使直放站天线隔离度获得30dB的增益。

Description

基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法

【技术领域】

本发明是关于一种无线通信技术领域的回波抵消器的设计方法，特别是指一种基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法。

【背景技术】

作为无线移动通信网络覆盖增强技术，改善目标覆盖区域的信号质量是直放站的主要功能。但是如果使用不当，直放站天线之间的耦合损耗和信号增强后导致的导频污染将会恶化网络覆盖效果。在当前的直放站设计中，为了降低天线之间的耦合损耗，抵制天线自激，设置合理的天线隔离度是直放站设计的主要环节。一般在直放站安装过程中，需要专业人员利用矢量网络分析仪对天线隔离度进行现场测试，通过现场调整直放站天线隔离度以保证信号达到相应的技术指标。而当直放站安装地址周围的通信环境发生变化后，还需要专业人员再次调试直放站的天线隔离度设置。因此，天线自激问题一直是抑制直放站发展的瓶颈技术之一。在现有直放站设计中，天线自激抵消主要是通过自动增益控制来实现，这些方法在自激信号较为微弱时，抵消效果较低，而且难以随着直放站外部通信环境的变化而变化。

1959年，Widrow和Hof提出的最小均方(LMS)算法对自适应技术的发展起了极大的作用。回波抵消器是LMS算法的经典应用之一，自从LMS算法提出以来，由于其简单和易于实现，不断有研究者提出了基于LMS算法的实现方案。

在经典的LMS回波抵消器的实现方案中，大概划分为以下几类：

1.在系统中添加一个白噪声作为LMS算法的参考信号。这样的实现方法由于耦合了外部的白噪声信号或是发送信号，容易产生信号串扰，降低了系统处理的性能。相关技术可参考专利申请号200610147225.5，名称为“数字多媒体广播直放站多径回波消除法”的专利申请，公开了一种数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，利用一个自适应有限长滤波器来模拟数字多媒体广播直放站发射天线至接收天线之间的多径耦合信道，该自适应有限长滤波器的抽头系数由一个利用上述直放站发射信号和接收信号之间不相关特性的最小均方误差自适应算法来进行更新，从发射天线端直接耦合过来的发射参考信号经过该自适应有限长滤波器滤波后模拟实际的回波信号，从接收信号中减去这个模拟回波信号可以有效消除多径回波的干扰。

2.用单个LMS滤波器估计回波信道，将输入信号减去滤波器获得的回波估计信号。这样的实现方法可以处理宽带噪声，而对窄带噪声毫无作用。而且，采用这种方法需要高阶的LMS滤波器(500～1024阶以上)。高阶的滤波器带有大量的延迟抽头将产生大的失调误差，而减法操作也容易造成信号失真。相关技术可参考专利申请号为200610147225.5的专利申请。

3.使用组合滤波器的实现方法，关于这个方面的研究算法出现在90年代末期。这种方法需要前后两个滤波器，或是多个滤波器组同时处理接收信号的宽带噪声和窄带噪声。目前的实现方案都比较复杂，大多在PC机上仿真观察其实现效果，物理实现难度较大。

【发明内容】

本发明所要解决的技术问题在于提供一种基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法，利用数字化设计技术，通过设计一种自适应滤波器对输入数字信号进行处理，抵消天线耦合损耗，为直放站天线隔离度设置提供15～30dB的处理增益。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：一种基于组合滤波器的直放站回波抵消器的设计方法，包括下述步骤：

步骤10：开始，将前向滤波器和后向滤波器组成一组合滤波器，根据直放站信道传输环境，选择的组合滤波器的总长度为64～128个抽头，前向滤波器的阶数比后向滤波器的阶数要小；

步骤20：当组合滤波器复位信号为低时，将前向滤波器的抽头系数w_f和后向滤波器的抽头系数w_b初始化，以及将前向滤波器的动态步长参数μ_F和后向滤波器的动态步长参数μ_B初始化；

步骤30：当该组合滤波器有信号输入时，组合滤波器开始工作，组合滤波器的输出为

y (n) = Σ_{k = 1}^{L_{f}} w_{f_{k}} (n) s_{r} (n - k) - Σ_{t = 1}^{L_{b}} w_{b_{t}} (n) y (n - d - t),

其中y(n)是输出信号，L_f是前向滤波器的阶数，L_b是后向滤波器的阶数，s_r是输入信号，是前向滤波器的抽头系数，是后向滤波器的抽头系数；

步骤40：更新系数

w_{f_{k}} (n) = w_{f_{k}} (n - 1) - μ_{F} e (n) s_{r} {(n)}^{*}

和

其中e(n)＝y(n)，*代表信号的共轭；

步骤50：在经过T₁个时钟周期后，更新一次抽头系数和动态步长参数，T₁等于前向滤波的阶数；

步骤60：如果有信号不断输入到组合滤波器中，则重复执行上述步骤20、30、40、50，直到系统停止。

该发明可进一步具体为：

选择的组合滤波器的总长度的预设值为80个抽头，其中前向滤波器阶数为16阶，后向滤波器的阶数为64阶。

前向滤波器的抽头系数一般初始化为[1 0…0]，后向滤波器的抽头系数一般初始化为全0。

动态步长参数一般选择在0.015625～0.0039之间。

所述前向滤波器的动态步长参数μ_F初始化为0.015625，后向滤波器的动态步长参数μ_B初始化为0.015625。

所述步骤40中的动态步长参数μ_F通过以下方法确定：

步骤42：初始化动态步长参数μ_F；

步骤44：初始化误差函数e(0)和信号的自相关函数x_f(0)；

步骤46：在经过T₁个时钟周期后，计算

和

步骤47：将计算的结果代入方程e(n)＝λ₁e(n-1)+y(n)和x_f(n)＝λ₁x_f(n-1)+s_r(n)，λ₁称为遗忘因子，一般选择在0.5～1之间；

步骤48：如果e(n)-x_f(n)＞(1+δ₁)y(n)²e(n)-s_r(n)，那么就重复执行步骤46和47，如果不是，那么就将动态步长参数μ_F改为负数，之后重复执行步骤46和47，δ₁为波动因子，一般选择在-0.5～-2之间。

所述步骤40中的动态步长参数μ_B通过以下两级控制方式确定：

步骤52：初始化动态步长参数μ_B；

步骤54：经过T₁个时钟周期后，计算

和

步骤56：如果

p {(n)}^{2} + δ_{2} [y (n) y (n) * - σ_{w}^{2} (n)] > p {(n + T_{1})}^{2} + δ_{2} [y (n + T_{1}) y {(n + T_{1})}^{*} - σ_{w}^{2} (n + T_{1})],

则更新动态步长参数μ_B为正数，否则将动态步长参数μ_B设置为0，动态步长参数μ_B一般选择在0.015625～0.0039之间，δ₂为波动因子，δ₂一般选择在0.5～1之间；

步骤58：重复执行步骤54和56，直到系统停止。

所述前向滤波器等价于一个能量窗函数滤波器，用于缩短多径回波信道；后向滤波器是一个LMS滤波器，用于跟踪天线自激带来的信号幅度变化。

输入信号从前向滤波器的输入端进入，从前向滤波器的输出端输出后，该输出端的数字信号经过一d时间延迟装置延迟后进入后向滤波器，从上述前向滤波器输出的信号与经过该后向滤波器输出的信号经过一减法器后，即得到了系统的输出，该输出也就是组合滤波器的误差信号。

所述前向滤波器的阶数为16，后向滤波器的阶数为64。

本发明基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法的优点在于：有效缩短了自适应噪声抵消滤器的处理时间，克服了数字直放站天线隔离度设置随环境变化不稳定的缺陷。由于本发明根据输入信号、输出信号以及处理误差的时间平均值的变化，调整自适应噪声组合滤波器的系数，就保证了直放站的天线隔离度设置不会随着直放站外部环境变化而失效。测试表明，本发明的自适应抵消器可以使直放站天线隔离度获得30dB的增益。

【附图说明】

下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的描述。

图1是数字中频可调带宽及抑制自激无线直放站的连接及原理总框图。

图2是本发明基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法中使用的组合滤波器的基本结构图。

图3是图2中组合滤波器的FPGA实现框图。

图4是本发明基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法的流程图。

【具体实施方式】

一、反馈以及所有输入和输入的公式：

回波是直放站发送天线的原始信号返回到接收天线信号源的被延迟和失真的部分。由于回波信号的存在，直放站前、后向天线就存在着一定的不稳定性。在真实系统中，直放站反馈链路的特性难以明确地界定。随着直放站传输信号的不同类型、安装地点不同地理环境和不同的通信传输环境，前、后向天线的反馈特性都不同。在直放站设计技术中，为了能够分析信号的回波反馈链路，通常可以用“Leakage Channel”描述天线多径反馈链路的基本特性。通常这个信道在时域上可以描述为：

L (t) = Σ_{n = 1}^{\infty} A_{n} e^{j θ_{n}} δ (t - τ_{n})

公式1

这个信道是一个时变信道。可以通过设计一个自适应回波抵消设备，它能在最初运行时候“学习”信道特性，然后在无人干预的情况“跟踪”其变化，准确估计回波信号。那么，将输入的信号减去这个部分的回波信号，就可以获得抵消后真实接收到的信号。

请参阅图1，是数字中频可调带宽及抑制自激无线直放站的连接及原理总框图，下行信号从施主天线接收下来，经过双工器滤波，在经过下行低噪放放大，然后经过上变频、数字中频选频以后得到70M信号后送入自激抑制处理模块，再到上变频，接着再经过一下行功放进入双工器，最后从受主天线发送出去，反之上行链路从受主天线接收，经过类似的过程，最后从施主天线发送出去。

请参阅图2，本发明基于组合滤波器的直放站回波抵消器设计方法中使用的组合滤波器的基本结构图，该组合滤波器分为前向滤波器和后向滤波器，输入信号从前向滤波器的输入端进入，从前向滤波器的输出端输出后，该输出端的数字信号经过一d时间延迟(该时间一般等于前向滤波器的阶数)移位寄存器后进入后向滤波器，从上述前向滤波器输出的信号与经过该后向滤波器输出的信号经过一减法器后，即得到了系统的输出，该输出也就是组合滤波器的误差信号。

假设在时刻1时，直放站发送出信号A，直放站的施主天线和受主天线间产生了自激耦合，信号在经过多径回波信道后，在时刻2(假设时刻2和时刻1之间的时间差为d)反馈回直放站的接收端，假设该回波信号为：

u (n) = Σ_{i = 1}^{T} L (i) x_{A} (n - i)

公式2

在时刻2，假设信号B是从远端进入直放站的接收端的数据信号，那么在此时，接收信号可以表示为：

s_r(n)＝x_B(n)+u(n)+n(n) 公式3

信号x_B(n)+n(n)就是我们需要获得真实接收信号，是不可抵消的信号，而信号A则是前d个时钟周期以前的输出信号，可表示为x_A＝y(n-d)。

由于信号A和回波信号是相关的，但是与新接收到的信号B是不相关的，假设我们使用MMSE(最小均方误差准则)用以估计回波信号，那么真实回波信号和估计信号之间的误差可以表示为：

e (n) = u (n) - \hat{u} (n)

公式4

所以定义以MMSE准则为基础的代价函数为J表示为：

J = E {{| e (n) |}^{2}}

= E {{| w_{f}^{*^{T}} s_{r} - w_{b}^{*^{T}} x_{A} |}^{2}}

公式5

= w_{b}^{*^{T}} R_{xx} w_{b} + w_{f}^{*^{T}} R_{ss} w_{f}^{*} - 2 w_{b}^{*^{T}} R_{xs} w_{f}

其中w_f表示接收端的前向滤波器系数，而w_b表示后向滤波器系数，

根据随机梯度算法基本原理，可以获得LMS梯度迭代公式：

w_{f_{k + 1}} = w_{f_{k}} - \frac{1}{2} μ_{F} \frac{&PartialD; J}{&PartialD; w_{f}}

公式6

\frac{&PartialD; J}{&PartialD; w_{f}} = E {2 s_{r} s_{r}^{*^{T}} w_{f} - 2 s_{r} x_{A}^{*^{T}} w_{b}}

公式7

= E {2 e^{*} (n) s_{r}}

w_{b_{t + 1}} = w_{b_{t}} + \frac{1}{2} μ_{B} \frac{&PartialD; J}{&PartialD; w_{b}}

公式8

\frac{&PartialD; J}{&PartialD; w_{b}} = E {2 x_{A} {x_{A}^{*}}^{T} w_{b} - 2 x_{A} {s_{r}^{*}}^{T} w_{f}}

公式9

= E {- 2 e {(n)}^{*} x_{A}}

此处μ_F和μ_B分别是前向滤波器和后向滤波器的动态步长参数。

于是可以获得系统的迭代公式为，μ_F和μ_B是两个动态步长参数：

e (t) = {w_{f}^{*}}^{T} s_{r} - {w_{b}^{*}}^{T} x_{A}

公式10

w_{f_{k}} (n) = w_{f_{k}} (n) - μ_{F} e (n) s_{r}

公式11

w_{b_{t}} (n) = w_{b_{t}} (n) + μ_{B} e (n) x_{A}

公式12

二、FPGA的实施模块：

按照在第一部分所述的基本原理，设计了组合滤波器的FPGA(场可编程门陈列芯片)的实施模块，如图3所示。在图3所示的模块中完成了上述公式10、公式11和公式12三个部分的操作。

在图1所示的数字中频可调带宽及抑制自激无线直放站中的各个模块中，自激抑制处理模块主要由该FPGA实现，该实施例中，前向滤波器为16阶，后向滤波器为64阶。在图3中，16阶前向滤波器表示为w_f模块，在信号s_r进入FPGA后通过前向滤波器完成了s_r(n)*w_f(n)工作。而在系统的输出端，将输出的数字信号接入到临时存储单元，在延时Td＝D个单元后，作为信号A送入到64阶后向滤波器中，完成x_A(n)*w_b(n)工作，同时得到对回波信号的估计。将s_r(n)*w_f(n)-x_A(n)*w_b(n)就得到了系统的输出y(n)，该输出也就是组合滤波器的误差信号e(n)。

三、取值的确立方法：

在回波抵消器设计方法中，判断其性能的主要参数是残差回波率，它可以定义为误差信号功率和输入信号B功率的比值。由公式10可以计算出，残余不可抵销回波信号为：

e (n) = {w_{f}^{*}}^{T} s_{r} - {w_{b}^{*}}^{T} x_{A}

= {w_{f}^{*}}^{T} (L^{*^{T}} x_{A} + x_{B} + n) - {w_{b}^{*}}^{T} x_{A}

公式13

= ({(w_{f}^{*} L^{*})}^{T} - {w_{b}^{*}}^{T}) x_{A} + {w_{f}^{*}}^{T} x_{B} + {w_{f}^{*}}^{T} n

因为R＝E{x_A(n)x_A(n)^*T}＝I，而信号A与信号B以及白噪声信号n都不相干，那么假设

与信号A统计独立，于是可以得到残余误差的功率为：

P_{r} (n) = E {e_{r}^{2} (n)} = E {(w_{f} L - w_{b}) {(w_{f}^{*} L^{*} - w_{b}^{*})}^{T}}

公式14

由公式4、10、12、13可以得到：

w_{f_{k}} (n) L (n) - w_{b_{t}} (n) = w_{f_{k}} (n - 1) L (n - 1) - w_{b_{t}} (n - 1)

公式15

- μ_{B} x_{A} {x_{A}^{*}}^{T} [w_{f_{k}} (n - 1) L (n - 1) - w_{b_{t}} (n - 1)] + μ_{B} x_{A} μ_{F} x_{B}

于是残余误差的功率可以表示为：

P_{r} (n + 1) = P (1 - μ_{B} + μ_{B}^{2} M) + μ_{B} μ_{A} M σ_{B}^{2}

公式16

其中M为信号A的自相关期望，代表输入信号B的自相关期望。于是残差回波率为：

\frac{P_{r} (n)}{σ_{B}^{2}} = (1 - μ_{B} + μ_{B}^{2} M) [\frac{P_{r} (0)}{σ_{B}^{2}} - \frac{μ_{B} μ_{A} M}{1 - μ_{B} M}] + \frac{μ_{B} μ_{A} M}{1 - μ_{B} M}

公式17

将该式取对数后就得到了回波抵消器可以获得的增益。

公式18

如果

时，那么算法收敛。收敛后可以得到最后的残余误差为：

P_{r} (\infty) = \frac{μ_{B} μ_{F} M}{1 - μ_{B} M} σ_{B}^{2}

公式19

公式19表示了系统不可抵消的误差。如果想要获得20dB的误差抵消功率，需要进行n₂₀≈1.15/μ_B次迭代。在实际设计中，我们可以根据收敛速度以及最小残差回波决定动态步长参数和滤波器的阶数。

四、基于组合滤波器的直放站回波抵消器的设计方法：

请参阅图4所示，基于上述三部分所述的基本原理、组合滤波器的结构以及取值的确立方法，该基于组合滤波器的直放站回波抵消器的设计方法包括下述步骤：

步骤10：开始，将前向滤波器和后向滤波器组成一组合滤波器，该组合滤波器的结构如图2所示。根据直放站信道传输环境，选择的组合滤波器的总长度为L，L一般选64～128个抽头，优选的预设值为80，前向滤波器的阶数L_f一般比后向滤波器的阶数L_b要小；

步骤20：当组合滤波器复位信号为低时，将组合滤波器各个抽头系数w_f、w_b以及动态步长参数μ_F、μ_B初始化，前向滤波器抽头系数为[1 0…0]，后向滤波器的抽头系数一般初始化为全0，动态步长参数μ_F、μ_B一般选择在0.015625～0.0039之间；

y (n) = Σ_{k = 1}^{L_{f}} w_{f_{k}} (n) s_{r} (n - k) - Σ_{t = 1}^{L_{b}} w_{b_{t}} (n) y (n - d - t),

其中y(n)是输出信号，L_f是前向滤波器的阶数，L_b是后向滤波器的阶数，s_r是输入信号，

是前向滤波器的抽头系数，

是后向滤波器的抽头系数；

步骤40：更新系数

和

其中e(n)＝y(n)，*代表函数的共轭；

步骤50：在经过T₁个时钟周期后，更新一次系数和步长值，T₁等于前向滤波的阶数；

上述步骤40中的动态步长参数μ_F通过以下方法确定：

步骤42：初始化动态参数步长μ_F，优选值为0.015625；

步骤44：初始化e(0)和信号的自相关函数x_f(0)；

步骤46：在经过T₁个时钟周期后，计算

和

步骤47：将计算的结果代入方程e(n)＝λ₁e(n-1)+y(n)和x_f(n)＝λx_f(n-1)+s_r(n)，λ₁称为遗忘因子，一般选择在0.5～1之间；

步骤48：如果e(n)-x_f(n)＞(1+δ₁)y(n)²e(n)-s_r(n)，那么就重复执行步骤46和47，如果不是，那么就将动态步长参数μ_F改为负数，复数就是直接取反，因为如果出现了这样的问题，就说明调试数据的参数太多了，所以需要返回，这是前向滤波器的动态步长参数μ_F所以和后向的滤波器是不同，之后重复执行步骤46和47，δ₁为波动因子，一般选择在-0.5～-2之间。

上述步骤40中的动态步长参数μ_B通过以下两级控制方式确定：

步骤52：初始化动态步长参数μ_B，优选值与动态步长参数μ_F一样；

步骤54：经过T₁个时钟周期后，计算

和

步骤56：如果

p {(n)}^{2} + δ_{2} [y (n) y {(n)}^{*} - σ_{w}^{2} (n)] > p {(n + T_{1})}^{2} + δ_{2} [y (n + T_{1}) y {(n + T_{1})}^{*} - σ_{w}^{2} (n + T_{1})],

则更新动态步长参数μ_B为正数，否则将动态步长参数μ_B设置为0，动态步长参数μ_B一般选择在0.0001～0.0039之间，δ₂一般选择在0.5～1之间；

步骤58：重复执行步骤54和56，直到系统停止。

五、基于组合滤波器的直放站回波抵消器的设计方法的具体的实施实例：

以下以一个具体的实施实例对本发明作进一步解释和说明，对本发明不够成任何限制。该前向滤波器等价于一个能量窗函数滤波器，它主要是用于缩短多径自激回波信道；后向滤波器是一个块LMS滤波器，它主要用于估计天线自激带来的信号幅度变化。在大多数自激抵消算法中，主要采用一个后向滤波器估计自激信号，这样导致了自适应抵消器无法消除过长回波信道对信号的影响。

本算法的主要步骤如下：

步骤100：当直放站开始工作时，自适应抵消器开始启动；

步骤200：将前向滤波器抽头系数为[1 0…0]，后向滤波器的抽头系数一般初始化为全0，前向滤波器的动态步长参数μ_F，优选值为0.015625，后向滤波器的动态步长参数μ_B初始化为0.015625；

步骤300：计算n时刻系统的输出为

y (n) = Σ_{k = 1}^{L_{f}} w_{f_{k}} (n) s_{r} (n - k) - Σ_{t = 1}^{L_{b}} w_{b_{t}} (n) y (n - d - t),

即前向滤波器减去后向滤波器的输出，选择L_f为16，L_b为64，d为64。该步骤中所使用的公式第一部分利用前向滤波器缩短回波信道，第二部分是将d时刻以前的输出信号作为后向滤波器的输入，利用后向滤波器估计天线自激干扰信道，最后产生系统自激信号的估计，将校正后的输入信号减去估计的自激信号最后所得就是直放站真正接收到达的有效信号；

步骤400：在经过64个时钟周期后，更新一次动态步长参数μ_F和μ_B值。

步骤500：不断重复执行步骤300和400，直到系统停止。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。