CN102340465B - 频域均衡的方法及均衡装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提出了一种频域均衡的方法，包括以下步骤：将时域信号r经过FFT变换后得到频域信号R，将所述频域信号R输入到前向滤波器F得到信号F.R；将所述频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号其后将信号输入后向滤波器B，得到信号将所述信号F.R与所述信号相加，得到频域均衡的输出信号本发明提出的上述方案，对MMSE线性均衡输出的残留的码间干扰与频域噪声通过滤波器滤除，提高频域均衡的性能。本发明提出的上述方案，运算量、复杂度适中，同时均衡的性能优异，具有较高的实用价值。

Description

频域均衡的方法及均衡装置

技术领域

本发明涉及数字通信领域，具体而言，本发明涉及频域均衡的方法及均衡装置。

背景技术

数字通信系统中，由于多径传输、信道衰落等影响，在接收端会产生严重的ISI（Inter Symbol Interference，码间干扰），增大误码率。为了克服码间干扰，提高通信系统的性能，在接收端需采用均衡技术。均衡是指对信道特性的均衡，即接收端的均衡器产生与信道特性相反的特性，用来减小或消除因信道的时变多径传播特性引起的码间干扰。

在LTE（Long Term Evolution，长期演进）系统中，通常均衡方法就是线性的ZF（Zero Force，迫零）均衡和MMSE（Minimum Mean SquaredError，最小均方误差）均衡。迫零均衡不产生码间干扰，但在频率选择性信道中，尤其是信道具有频域上的深衰落极点时，会使噪声增强，性能下降。基于最小均方误差准则的MMSE均衡可以看作是信道噪声与残留码间干扰的二者折中，在信道具有频域上的深衰落极点时性能优于迫零均衡。现在很多学者研究判决反馈均衡等非线性均衡器，判决反馈均衡可以进一步削减码间干扰，但是性能依赖于判决反馈滤波器的阶数和判决精度，但是精确地判决和多次反馈使复杂度大大提高，实现成本加大。不精确地判决会产生误判扩散，影响性能。下面是三种均衡器的简单介绍。

（1）.ZF算法：

$\hat{S}=\frac{{\hat{H}}^{*}.R}{{\left|\hat{H}\right|}^2},$

其中R为接收到的数据，H为信道估计模块估计出的传递函数，表示对H的估计值，运算符^*表示对矩阵的共轭转置。

（2）.MMSE算法：

$\hat{S}=\frac{{\hat{H}}^{*}.R}{{\left|\hat{H}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s},$

其中R为接收到的数据，H为信道估计模块估计出的传递函数，σ_n/σ_s是信噪比的倒数。

（3）.判决反馈均衡算法

判决反馈均衡算法框图如图1所示，

R＝S.H+N

Y(n)＝F(n)R+B(n)S(n-1)

图1中R为接收到的数据，H为信道估计模块估计出的传递函数，F(n)是第n次迭代的前向滤波器传递函数，B(n)是第n次迭代的后向滤波器传递函数，S(n-1)是第n-1次迭代的均衡器输出，判决反馈均衡算法根据前向和后向滤波器的不同有很多种。

上述介绍的三种均衡算法具有以下特点：

ZF均衡优点为：复杂度最低、完全抑制码间干扰；

ZF均衡缺点为：具有深衰落极点的信道下会严重放大噪声。

MMSE均衡优点为：复杂度低、在放大噪声和残留码间干扰折中；

MMSE均衡缺点为：仍残留部分码间干扰。

判决反馈均衡优点为：在精确判决和多次反馈的情况下，性能比线性均衡强很多；

判决反馈均衡缺点为：性能由反馈次数和判决精度决定。但是精确地判决和多次反馈使复杂度大大提高，实现成本加大，不精确地判决会产生误判扩散，影响性能。

基于上述现有技术现状，因此有必要提出一种均衡方案，使得均衡方案的复杂度适中，同时均衡的性能优异，具有较高的实用价值。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别对MMSE线性均衡输出的残留的码间干扰与频域噪声通过滤波器滤除，提高频域均衡的性能。

为了达到上述目的，本发明的实施例一方面提出了一种频域均衡的方法，包括以下步骤：

将时域信号r经过FFT变换后得到频域信号R，将所述频域信号R输入到前向滤波器F得到信号F.R，所述前向滤波器F为匹配滤波器；

将所述频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号其后将信号输入后向滤波器B，得到信号

将所述信号F.R与所述信号相加，得到频域均衡的输出信号 $\hat{S}=F.R+B.\tilde{S}.$

本发明的实施例另一方面还提出了一种频域均衡的装置，包括前向滤波器F、MMSE均衡模块以及后向滤波器B，

所述前向滤波器F，用于接收输入的频域信号R，得到经过滤波的信号F.R，所述前向滤波器F为匹配滤波器；

所述MMSE均衡模块，用于将所述频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号

所述后向滤波器B，用于接收信号得到滤波后的信号

将所述前向滤波器F输出的所述信号F.R与将所述后向滤波器B输出的所述信号相加，得到频域均衡的输出信号

本发明提出的上述方案，对MMSE线性均衡输出的残留的码间干扰与频域噪声通过滤波器滤除，提高频域均衡的性能。本发明提出的上述方案，运算量、复杂度适中，同时均衡的性能优异，具有较高的实用价值。本发明提出的上述方案，对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为判决反馈均衡器结构图；

图2为本发明实施例均衡方法的示意图；

图3为本发明实施例均衡装置的结构示意图；

图4为UE发射机模型；

图5为LTE上行基站接收系统框图；

图6为在EPA信道的仿真误码率曲线图；

图7为在EVA信道的仿真误码率曲线图；

图8为在ETU信道的仿真误码率曲线图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了实现本发明之目的，本发明公开了一种频域均衡的方法，包括以下步骤：将时域信号r经过FFT变换后得到频域信号R，将所述频域信号R输入到前向滤波器F得到信号F.R；将所述频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号其后将信号输入后向滤波器B，得到信号将所述信号F.R与所述信号相加，得到频域均衡的输出信号

如图2所示，为本发明实施例均衡方法的示意图。

本发明提出的方案是基于线性MMSE均衡进行处理的，首先研究线性MMSE均衡的输出。

MMSE线性均衡器的输出：

${\tilde{S}}_k=\frac{H^{*}.R}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|}=\frac{H^{*}.(H.S+N)}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|}=S-\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s.S}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|}+\frac{H^{*}N}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|}---\left(1\right)$

其中σ_n/σ_s为信噪比倒数。

MMSE线性均衡的输出中，只有S是均衡器真正想要的，是残留的码间干扰的频域形式，是频域噪声。假设输入数据量为k，由(1)式可以得出MMSE线性均衡器的时间复杂度是O(k)。

本发明实施例均衡方法是MMSE-MF-RISIC（MMSE-Matched Filter-Residual ISI Cancellation，最小均方误差-匹配滤波器-残留码间干扰消除）均衡算法，如图2所示。和判决反馈均衡算法很像，为了降低复杂度，没有判决的步骤，直接把MMSE线性均衡器的输出反馈到后向滤波器处理，大大缩短了反馈链路；而输入信号经过前向滤波器的处理，最后按照公式（2）合并。

$\hat{S}=F.R+B.\tilde{S}---\left(2\right)$

其中是MMSE线性均衡器的输出信号。

MMSE-MF-RISIC均衡，使用一个MF（Matched Filter,匹配滤波器）作为前向滤波器，使输入数据的信噪比SNR最大化，提高系统性能。而均衡器的后向滤波器B则是为了满足均衡器的输出无码间干扰的要求。

基于上述目的，前向滤波器F为匹配滤波器H^*，得到信号H^*.R使得输入的频域信号R信噪比最大化。

后向滤波器B的传递函数为这样能满足均衡器的输出无码间干扰的要求。

因此，最后得到的频域均衡的输出信号为：

$\hat{S}=H^{*}.R+(\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s)).\frac{H^{*}.R}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|}.$

下面推导得到前向滤波器F与后向滤波器B的过程，如下：

把（1）式代入（2）式得到：

$\hat{S}=F.R+B.\tilde{S}=F.(H.S+N)+B.\tilde{S}=(F.H+\frac{\left|H^2\right|.B}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|})S+N_1---\left(3\right)$

其中为均衡后残留噪声。

因为前向滤波器F＝H^*，确保S的系数是个常数，设为1，所以后向滤波器：

$B=\frac{{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+|H}^2|}{\left|H^2\right|}.(1-|H^2\left|\right)=\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s)---\left(4\right)$

得到了前向滤波器F和后向滤波器B，最后进行合并。

最后的公式为：

$\hat{S}=F.R+B.\tilde{S}=H^{*}.R+(\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s)).\tilde{S}---\left(5\right)$

假设输入数据量为k，由(5)式可以得出MMSE-MF-RISIC均衡器的时间复杂度是O(k)。

如图3所示，本发明实施例还提出了一种均衡装置100，包括前向滤波器F110、MMSE均衡模块120以及后向滤波器B130。

其中，前向滤波器F110用于接收输入的频域信号R，得到经过滤波的信号F.R。

前向滤波器F110为匹配滤波器H^*，得到信号H^*.R使得输入的频域信号R信噪比最大化。

MMSE均衡模块120用于将频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号

MMSE均衡模块120的传递函数为其中H为信道估计模块估计出的信道传递函数，σ_n/σ_s为信噪比倒数。

后向滤波器B130用于接收信号得到滤波后的信号

后向滤波器B130的传递函数为

将前向滤波器F110输出的信号F.R与将后向滤波器B130输出的信号相加，得到频域均衡的输出信号

最后，代入前向滤波器F110和后向滤波器B130的具体传递函数，频域均衡装置100得到频域均衡的输出信号为：

$\hat{S}=H^{*}.R+(\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s)).\frac{H^{*}.R}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|}.$

本发明提出的上述方案，对MMSE线性均衡输出的残留的码间干扰与频域噪声通过滤波器滤除，提高频域均衡的性能。本发明提出的上述方案，运算量、复杂度适中，同时均衡的性能优异，具有较高的实用价值。本发明提出的上述方案，对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

为了进一步说明本发明公开的上述方法或装置的技术效果，下面结合具体的仿真链路对本发明公开的上述方案的技术性能进行说明。

在LTE上行链路基站侧使用该均衡器进行仿真验证。仿真链路图如图4、图5所示。

仿真参数见下：

20M系统带宽下，有效RB数25，

调制方式16QAM，

单用户单发射天线双接收天线SIMO系统。

信道估计采用最小二乘信道估计算法

信道环境分别是：

EPA：用户移动速度3km/h；

EVA：用户移动速度30km/h；

ETU：用户移动速度100km/h；

仿真结果如图6、图7、图8所示，分别为在EPA信道的仿真误码率曲线图、在EVA信道的仿真误码率曲线图、在ETU信道的仿真误码率曲线图。

上面三图分别是MMSE-MF-RISIC均衡和线性MMSE和ZF均衡在EPA，EVA和ETU三种信道环境下的仿真误码率曲线图，在三种信道环境下，从上面三图可以看出，比线性MMSE均衡分别提升了约0.5,0.6和约0.9dB左右的性能。

而且，MMSE-MF-RISIC均衡算法的时间复杂度和MMSE线性均衡的一样，都是O(k)，其中k是输入数据量。运算量不会随着天线数的增加而增加，因为和天线相关的运算量H^*.R、|H²|、|H²|+σ_n/σ_s和已经在MMSE线性均衡中已经计算得出。

MMSE-MF-RISIC均衡针对MMSE线性均衡器输出数据的组织结构和特点，对MMSE线性均衡器输出数据进行处理，使性能有所提升，具有很强的实用价值。

MMSE-MF-RISIC均衡的前向滤波器，使用匹配滤波器，采用最大信噪比合并；后向滤波器的计算，考虑了MMSE线性均衡器输出数据的特点，消除了MMSE线性均衡残留的干扰，并充分利用MMSE线性均衡器已经计算出的中间数据量。考虑MMSE线性均衡器输出数据的结构，直接把MMSE线性均衡器输出数据反馈到后向滤波器，使得反馈链路很短。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种频域均衡的方法，其特征在于，包括以下步骤：

将时域信号r经过FFT变换后得到频域信号R，将所述频域信号R输入到前向滤波器F得到信号F.R，所述前向滤波器F为匹配滤波器；

将所述频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号其后没有判决步骤，直接将信号输入后向滤波器B，得到信号

将所述信号F.R与所述信号相加，得到频域均衡的输出信号 $\hat{S}=F.R+B.\tilde{S}=H^{*}.R+(\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s)).\frac{H^{*}.R}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|};$

其中，MMSE均衡的传递函数为H为信道估计模块估计出的信道传递函数，σ_n/σ_s为信噪比倒数，所述后向滤波器B的传递函数为 $\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s).$

2.如权利要求1所述的频域均衡的方法，其特征在于，所述前向滤波器F为匹配滤波器H^*，得到信号H^*.R使得输入的频域信号R信噪比最大化。

3.一种频域均衡的装置，其特征在于，包括前向滤波器F、MMSE均衡模块以及后向滤波器B，

所述前向滤波器F，用于接收输入的频域信号R，得到经过滤波的信号F.R，所述前向滤波器F为匹配滤波器；

所述MMSE均衡模块，用于将所述频域信号R进行最小均方误差MMSE均衡，得到信号没有判决步骤，直接将信号输入后向滤波器B；

所述后向滤波器B，用于接收信号得到滤波后的信号

将所述前向滤波器F输出的所述信号F.R与将所述后向滤波器B输出的所述信号相加，得到频域均衡的输出信号 $\hat{S}=F.R+B.\tilde{S}=H^{*}.R+(\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s)).\frac{H^{*}.R}{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s+\left|H^2\right|};$

其中，所述MMSE均衡模块的传递函数为H为信道估计模块估计出的信道传递函数，σ_n/σ_s为信噪比倒数，所述后向滤波器B的传递函数为 $\frac{{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s}{\left|H^2\right|}+1-\left(\right|H^2|+{\mathrm{\σ}}_n/{\mathrm{\σ}}_s).$

4.如权利要求3所述的频域均衡的装置，其特征在于，所述前向滤波器F为匹配滤波器H^*，得到信号H^*.R使得输入的频域信号R信噪比最大化。