CN101983497B - 均衡处理 - Google Patents

Abstract

一种用于在无线通信系统中处理信号的方法和装置。该方法包括：通过无线信道在接收机处接收信号；对该信号进行采样以产生多个信号采样；将所述采样提供给以运行于接收机的处理器上的软件实施的均衡器，所述均衡器被配置成使用至少一个具有标称长度的均衡器时间段来处理所述采样。该方法还包括动态地确定所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

Description

均衡处理

技术领域

本发明涉及无线通信系统的接收机中的信号的均衡处理。

背景技术

在码分多址(CDMA)蜂窝通信系统中，对系统性能的一个主要损害是存在多路径传播。多路径可以引起信号包络的深度衰落，以及符号间干扰(ISI)，在这种情况下，与传送间隔(例如CDMA通信系统中的码片间隔)相比，多路径延迟扩展很明显。此外，在下行链路中，多路径传播破坏所考虑的移动设备所期望的信号和为该移动设备提供服务的基站上的其他用户的信号之间的正交性。结果产生的干扰被称为多址干扰(MAI)。

一种减轻ISI和MAI的影响的方法是在移动接收机处使用均衡器。这可以被用来在某种程度上“消除”多路径传播对所传送的信号的影响，并且因此利用一些方法来在解扩之前恢复相同小区信号的正交性。

近年来，已经对在蜂窝移动电信的领域中使用“软件调制解调器”越来越感兴趣。支持软件调制解调器方法的原理是将信号处理功能的重要部分从专用硬件(如先前已实施的那样)移动到在移动终端或其他发射机或接收机的处理器上运行的软件中。一种这样的功能是均衡处理。

然而，必须为软件均衡器在均衡器系数的计算以及所接收的信号的实际均衡中的使用付出处理复杂性方面的代价，例如在线性均衡的情况下所进行的滤波。因此，期望将均衡器设计限制到某种程度，以避免过高的复杂性以及其处理容量和功率消耗所伴随的问题。

本发明的目的是在不过多降低性能的情况下找出一种限制均衡的处理成本的高效方法。

发明内容

根据本发明的一方面，提供一种在无线通信系统中处理信号的方法，该方法包括：通过无线信道在接收机处接收信号；对该信号进行采样以产生多个信号采样；将所述采样提供给以运行于接收机的处理器上的软件实施的均衡器，所述均衡器被配置成使用至少一个具有标称长度的均衡器时间段来处理所述采样；动态地确定所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

因此，本发明能够通过在适合于信道状况时动态地决定均衡器的时间段来避免不必要的处理成本。动态地执行该调整，即在接收机的正在进行的接收期间“即时地(on the fly)”执行，这意味着它可以根据需要适应于信道状况。

在Icera的标题为“radio receiver in a wireless communicationsystem”的英国专利申请号GB 0721424.0(对应于美国申请号12/016,640)中解决了均衡器的处理复杂性的问题。在其他实施例中，该申请涉及用于基于对预先限定的窗口之外的信道能量的估计来连续改变均衡器参数(例如均衡器长度或所估计的信道长度)的可变长度算法。尽管这降低了均衡的处理成本，但是可变长度算法的实施以及参数化比较复杂，并且本身将带来某些程度的处理负担。

然而，在本情况中，发明人已发现不必需要总是试图计算均衡器时间段和信道特性之间(例如信道估计长度或均衡器长度和窗口外能量测量之间)的连续可变关系。相反，可以通过关于是否可以使用替换(例如更短)长度或替换长度是否是完全优选的做出“是或否”判定仍可以实现均衡器的适当性能。该均衡器在均衡中使用标称长度，除非满足使用替换长度的标准。就实施和参数化来说，这是比GB0721424.0的算法更有效的算法，并且还可以允许降低可变长度算法本身的处理成本。

在优选实施例中，所述至少一个均衡器时间段之一可以是对应于在其之外所述无线信道的信道脉冲响应被估计为可忽略的时间范围的所估计的信道长度；并且该均衡器可以使用对仅在所述所估计的信道长度内的信道脉冲响应的估计来执行所述处理。以及/或者所述至少一个均衡器时间段之一可以是均衡长度，其对应于对于均衡器系数进行估计的时间范围；并且该均衡器使用那些系数的估计来对具有仅在所述均衡长度内的时间的采样执行所述处理。

该方法可以包括估计所述信道的延迟分布(profile)，所述延迟分布包括对在延迟时段上接收到的信号能量的估计，并且所述确定特性可以包括确定落入所述延迟间隔内的预定延迟窗口内的信号能量。

该方法可以包括估计所述信道的延迟分布，所述延迟分布包括对在延迟时段上接收到的信号能量的估计，并且所述确定特性可以包括确定所述延迟分布的最强分量的能量与剩余分量的能量和的比值。

所述采样可以包括以信号的每二进制元素M倍的整数过采样率来采样该信号，以便对每个二进制元素产生m＝1到M个采样，m的每个值对应于相应的子信道；该方法可以包括确定用于判定的子信道；并且可以使用所选子信道的采样来执行所述确定特性以及做出判定。

所述采样可以包括以信号的每二进制元素M倍的整数过采样率来采样该信号，以便对每个二进制元素产生m＝1到M个采样，m的每个值对应于相应的子信道；该方法可以包括对每个子信道的能量求和以产生多个求和采样；并且可以使用求和采样来执行所述确定特性以及做出判定。

所接收的信号可以是CDMA信号，并且信号的每个二进制元素是码片。

均衡可以包括从时域到频移的变换。

替换长度可以比标称长度短。

根据本发明的另一个方面，提供一种接收机，其包括：用于通过无线信道接收信号的天线；耦合到所述天线并且被布置成得到所述信号的多个采样的采样电路，每个采样对应于相应的时间；以及耦合到所述采样电路并且被布置成接收所述采样的处理器，所述处理器被编程为实施用于使用至少一个具有标称长度的均衡器时间段来处理所述采样的均衡器；其中所述处理器被进一步编程为：动态估计所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于在无线通信系统中处理信号的计算机程序产品，该程序包括代码，当处理器运行所述代码时执行下述步骤：输入通过无线信道所接收的信号的多个信号采样；将所述采样提供给以代码实施的均衡器，所述均衡器被配置成使用至少一个具有标称长度的均衡器时间段来处理所述采样；动态地确定所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

根据本发明的另一个方面，提供一种移动终端，其包括：用于通过无线信道接收信号的天线；耦合到所述天线并且被布置成得到所述信号的多个采样的采样电路，每个采样对应于相应的时间；以及耦合到所述采样电路并且被布置成接收所述采样的处理器，所述处理器被编程为实施用于使用至少一个具有标称长度的均衡器时间段来处理所述采样的均衡器；其中所述处理器被进一步编程为：动态估计所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

附图说明

为了更好地理解本发明并且示出如何使其生效，现在将通过示例来参考附图，其中：

图1是电信系统的示意性框图；

图2是信道脉冲响应的示意图；

图3是信号采样序列的示意性表示；

图4是一部分接收机的示意性框图；

图5是多路径功率延迟分布的示意图；

图6是动态判定过程的示意图；

图7是多路径功率延迟分布的示意图；以及

图8是多路径功率延迟分布的示意图。

具体实施方式

图1是无线蜂窝通信系统的示意性框图，其包括移动终端1和基站3。

移动终端1包括用于通过无线信道(上行链路)将信号传送给基站3并且通过无线信道(下行链路)从基站3接收信号的收发机电路。可以以许多不同方式来实现这样的电路，但是在图1的示例中它包括：一个或多个天线14、包括一系列射频(RF)和中频(IF)级的RF接口(或“前端”)12、数据传输引擎10、数据存储器6、指令存储器4和处理器2。一个或多个天线14耦合到RF接口12，所述RF接口12耦合到数据传输引擎10。该数据传输引擎10耦合到数据存储器6和指令存储器4，它们俩都耦合到处理器2。

前端12被布置成经由一个或多个天线14接收和传送无线信号(Rx和Tx)。前端12包括用于处理所接收的模拟无线电信号Rx并提供数字信号采样的部件。这可以以本领域中公知的不同方式来实现。

采样被提供给数据传输引擎10，其与处理器2、指令存储器4和数据存储器6进行通信。处理器2负责处理采样。处理器2可以执行以代码序列的形式保存在指令存储器4中的多个不同功能。

移动终端1的上述收发机可以被称为软件调制解调器或者软调制解调器。优选地，软件调制解调器是软基带调制解调器。也就是说，从接收方来看，以前端12中的专用硬件实施来自从天线14向上接收RF信号并且包括向下混频到基带的所有无线电功能。类似地，从传送方来看，在前端12中以专用硬件实施来自从基带向上混频到将RF信号输出给天线14的所有功能。然而，以存储在存储器4上并且由处理器2执行的软件实施基带域中的所有功能。尽管这是优选实施例，但是也设想在其中不由专用硬件实施RF/IF级的解决方案。

在优选实施例中，在前端12的接收部分中的专用硬件可以包括低噪声放大器(LNA)、用于将所接收的RF信号下转换到IF并用于从IF下转换到基带的混频器、RF和IF滤波器级、以及模拟到数字转换(ADC)级。在每一个同相和正交基带分支上为多个接收分集分支中的每一个提供ADC。前端12的传送部分中的专用硬件可以包括数字到模拟转换(DAC)级、用于将基带信号上转换到IF并用于从IF上转换到RF的混频器、RF和IF滤波器级、以及功率放大器(PA)。本领域技术人员已知用于执行这些基本无线电功能的所需硬件的细节。

于是，在处理器2上运行的软件可以处理诸如下述的功能：调制和解调、交错和去交错、速率匹配和去匹配、信道估计、均衡、耙式处理(rake processing)、比特对数似然比(LLR)计算、传送分集处理、接收分集处理、多个传送和接收天线处理(多输入多输出或MIMO处理)、语音编解码、通过功率控制的链路适配或自适应调制和编码、以及小区测量。特别地，在本发明中，它处理均衡。

在优选实施例中，数据传输引擎10、数据存储器6、指令存储器4、处理器2和前端12的至少一部分全部实施在相同芯片上。优选地，使用由Icera制造并且售出的商品名称为的芯片。这样的芯片具有例如在WO2006/117562中描述的专用处理器平台。

如本领域技术人员所熟悉的那样，如果从发射器传送理论瞬时脉冲，则因为信道的影响所接收的信号r将会随时间散播。对应于该理论脉冲的所接收的信号被称为信道的脉冲响应h(t)。这在图2中示意性示出。

对于实际的非瞬时信号x(t)，在某一时刻t所接收到的信号r(t)将是传输信号与信道脉冲响应的卷积。

r(t)＝∫h(τ)x(t-τ)dτ

均衡器的任务是试图消除信号随时间的这一“散播”的影响。

前面已通过考虑连续积分在理论上进行了描述，但是当然数字接收机将通过采用所接收的信号的离散采样来工作。考虑同步CDMA系统的下行链路传送。如在图3中示意性图示的那样，所接收的CDMA信号包括多个二进制码片，每一个都持续周期T_c(码片周期)。可以以相对于码片周期的整数速率M来过采样该信号，以使得接收机每T_c/M(采样周期)(即以M/T_c的速率)采样一次。或者，如果没有过采样该信号，则M实际上等于1以使得接收机每个码片采样一次。

然后可以根据码片索引来测量时间，所述码片索引是从某一参考时间偏移的整数个码片周期，即以使得对于码片索引k，则t＝kT_c。也可以根据采样索引来测量时间，所述采样索引是从某一参考时间偏移的整数个采样周期，即以使得对于码片索引i，则t＝iT_c/M。

上面的积分然后可以被近似为离散采样的有限和，给出所接收的离散时间信号模型：

$r_i=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{x}_n{h}_{i-\mathrm{nM}}+n_i---\left(1\right)$

其中r_i＝r(iT_c/M)是在采样索引i下以速率M/T_c得到的所接收的信号的采样，其中T_c表示码片间隔，并且M是过采样率；h_t＝h(lT_c/M)是在采样索引l下的复等效信道脉冲响应(complex equivalent channel impluseresponse)的M/T_c速率采样，这是假设其在所感兴趣的时间间隔是稳定的；X_n表示多用户传送的复码片序列(complex multiuser transmittedchip sequence)，并且n_i＝n(iT_c/M)是复加性高斯过程(complex additiveGaussian process)，其对热噪声和小区间干扰建模。

在等式(1)的模型中，信道脉冲响应包括传送和接收等效滤波器的影响，对于宽带CDMA接收机的情况，将假设其为具有0.22的滚降的根升余弦滤波器。还假设，仅对于l＝0，...，LM-1信道脉冲响应采样h_l明显不同于零，并且信道被归一化以使得其平均能量等于1。L是以整数个码片测量的建模信道长度。

假设从具有零平均值和方差σ_n ²的加性白高斯小区间干扰加噪声过程v_i＝v_i(iT_c/M)得到噪声采样n_i，其被代表等效接收滤波器的具有脉冲响应g_l＝g(lT_c/M)的低通滤波器滤波，对于宽带CDMA接收机的情况，其是具有0.22的滚降的根升余弦滤波器。

过采样序列r_i可以被分解为相对于M个不同子信道的M个码片速率子序列。在矢量表示中，我们对于第k个码片间隔定义：

$r_k^{\left(m\right)}={\left[\begin{array}{cccc}{r}_{\mathrm{kM}+m}& r_{(k+1)M+m}& ...& r_{(k+N-1)M+m}]\end{array}\right]}^T,$ m＝0，...，M-1    (2)

其中(·)^T表示矢量转置，并且m是整数。根据等式(1)和(2)，它可以被写成：

$r_k^{\left(m\right)}=H^{\left(m\right)}{x}_k+n_k^{\left(m\right)},$ m＝0，...，M-1    (3)

其中：

x_k＝[x_k-L+1 … x_k … x_k+N-1]^T

并且：

其中：

$h_l^{\left(m\right)}=h_{\mathrm{lM}+m}$

并且：

$n_k^{\left(m\right)}={\left[\begin{array}{cccc}{n}_{\mathrm{kM}+m}& n_{(k+1)M+m}& ...& n_{(k+N-1)M+m}\end{array}\right]}^T.$

均衡器试图根据等式(3)从已被噪声和多路径破坏的所接收符号r来恢复所传送的信号x。这可以通过利用一组系数滤波r来完成，从而产生由符号y_k表示的输出。由下式来表示均衡器系数相对于第m个子信道的N维矢量：

$w_k^{\left(m\right)}={\left[\begin{array}{cccc}{w}_{\mathrm{kM}+m}& w_{(k+1)M+m}& ...& w_{(k+N-1)M+m}\end{array}\right]}^T$

然后，码片索引k的均衡器输出可以被写成：

$y_k=y\left(k{T}_c\right)=\underset{l=0}{\overset{\mathrm{MN}-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_l{r}_{k-l}=w_k^{\left(0\right)}{r}_k^{\left(0\right)}+...+w_k^{(M-1)T}{\text{r}}_k^{(M-1)}---\left(5\right)$

N是均衡器长度，即在其上执行均衡的整数个码片。注意，在具有过采样因子M的过采样系统中，N个码片的均衡器时间跨度对应于MN个采样。

因此将MN×1矢量定义为：

$w_k={\left[\begin{array}{ccc}{w}_k^{\left(0\right)T}& ...& w_k^{(M-1)T}\end{array}\right]}^T,$

$r_k={\left[\begin{array}{ccc}{r}_k^{\left(0\right)T}& ...& r_k^{(M-1)T}\end{array}\right]}^T,$ 以及

$n_k={\left[\begin{array}{ccc}{n}_k^{\left(0\right)T}& ...& n_k^{(M-1)T}\end{array}\right]}^T$

并且引入MN×(N+L-1)信道矩阵：

H＝[H^(0)T … H^(M-1)T]^T。

然后利用该表示，它可以被写成：

r_k＝Hx_k+n_k    (6)

并且，码片级信道均衡器的输出得到：

$y_k=w_k^T{r}_k.---\left(7\right)$

该信号是组合码片速率序列，然后进一步处理该信号以单独解扰和解扩与不同下行链路代码相关联的数据。

上述均衡器模型对应于M＝1的波特间隔线性均衡器，并且对应于M＞1的具有间隔系数T_c/M的分数间隔线性均衡器。应该注意，在其中所有或一些M码片速率子信道对应于从多个接收天线获得的信号采样的情况下，模型还使接收分集均衡器的操作程序化(formalize)。

根据等式(7)，一旦均衡器计算了权重系数，则它就可以获得输出y。计算矢量w_k的MN个均衡器系数的普通策略基于均衡器输出端处均方误差(MSE)的最小化。

原则上，这可以通过块处理或借助于自适应算法来实现。在下述文献中讨论了这样的自适应算法：M.Heikkila、P.Komulainen和J.Lilleberg的“Interference Suppression in CDMA Downlink throughAdaptive Channel Equalization”，Proc.IEEE Vehicular TechnologyConference，vol.2，Amsterdam，The Netherlands，September 1999，pp.978-982；以及K.Hooli，M.Latva-aho和M.Juntti的“Performance Evaluation of Adaptive Chip-Level ChannelEqualizers in WCDMA Downlink”，Proc.IEEE InternationalConference on Communications，vol.6，Helsinki，Finland，June2001，pp.1974-1979。

对于同步CDMA接收机的情况，基于例如均衡器系数的归一化最小均方(NLMS)更新规则的自适应处理应用经历存在多路径时的下行链路代码的非正交性。这导致较大的误差信号，其需要小的适配步长来提供足够的平均化，并且因此减慢收敛。

在块线性均衡器的情况下，如下获得根据最小均方误差(MMSE)标准的最优矢量w_k(opt)：

$w_{k\left(\mathrm{opt}\right)}=\arg \underset{w_k}{\min }E\left\{{|w_k^T{r}_k-x_{k+D}|}^2\right\}---\left(8\right)$

其中E{·}表示统计期望，并且D是均衡器输出端的整体延迟。根据等式(8)直接明了的计算给出：

$w_{k\left(\mathrm{opt}\right)}=E{\left\{r_k^{*}{r}_k^T\right\}}^{-1}E\left\{r_k^{*}{x}_{k+D}\right\}={(H^{*}{H}^T+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_x^2}{C}_{\mathrm{nn}})}^{-1}{h}_{k+D}^{*}---\left(9\right)$

其中(·)^＊表示复共轭，σ_x ²＝E{|x_k|²}是所传送的组合码片序列的方差，C_nn＝E{n_k ^＊n_k ^T}是噪声加干扰协方差矩阵，并且h_k+D指示对应于多用户码片x_k+D的信道矩阵H的MN×1列。

最优MMSE均衡器系数的计算需要可用的信道矩阵H和噪声协方差矩阵C_nm的估计。在WCDMA接收机中，可基于下行链路共用导频符号来执行信道估计(见下文)。对于噪声协方差矩阵的计算，由G表示的接收滤波器矩阵，我们给出：

$C_{\mathrm{nn}}={\mathrm{\σ}}_n^2{G}^{*}{G}^T---\left(10\right)$

因为接收滤波器是接收机设计的一部分，所以有可能预先计算并存储(等式10)所使用的矩阵G^＊G^T。应该注意，如果接收滤波器频率响应是尼奎斯特滤波器响应的精确平方根，则G^＊G^T＝I(单位矩阵)并且根据等式(10)它遵循C_nn＝σ_n ²I.。

基于等式(9)，等式(10)可以被重写为：

$w_{k\left(\mathrm{opt}\right)}={(H^{*}{H}^T+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_x^2}{G}^{*}{G}^T)}^{-1}{h}_{k+D}^{*}---\left(11\right)$

在信道响应的估计之后，将在等式(11)中估计的仅附加参数是输入小区间干扰加噪声方差σ_n ²和组合码片序列方差σ_x ²之间的比值，其对应于小区几何形状的逆。

为了避免计算等式(11)所需的矩阵逆，可以可替换地在频域中执行均衡器系数的计算。分别由W_j，H_j和N_j(其中j＝0，...，N_f-1)来表示均衡器系数W_l的离散傅立叶变换(DFT)，所采样的等值信道脉冲响应h_l和噪声自相关函数。

然后，对于MMSE频域均衡器，获得频域均衡器系数：

$W_j=\frac{H_j^{*}}{{\left|H_j\right|}^2+\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_x^2}{N}_j}.---\left(12\right)$

在这种情况下，通过计算所接收的信号采样的DFT(等式1)、使频域信号乘以频域均衡器系数W_k、以及最后计算结果产生的频域均衡信号的逆DFT来执行数据块的均衡。可以借助于N_f点快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT)来高效地执行DFT和逆DFT的操作。当与FFT处理和循环前缀的使用结合时，利用频域均衡的单载波系统具有与正交频分复用(OFDM)系统基本上相同的性能和低复杂性。

如果接收滤波器输入端处的干扰加噪声采样被建模为具有零平均值和方差σ_n ²的白高斯过程，则由G_j(其中j＝0，...，N_f-1)来表示采样的接收滤波器脉冲响应g_l的DFT，得到：

$N_j={\mathrm{\σ}}_n^2{\left|G_j\right|}^2---\left(13\right)$

并且等式(12)变成：

$W_j=\frac{H_j^{*}}{{\left|H_j\right|}^2+\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_x^2}{\left|G_j\right|}^2}---\left(14\right)$

其中如果接收滤波器脉冲响应是尼奎斯特滤波器响应的精确平方根，则对于j＝0，...，N_f-1，|G_j|²＝1。

现在，如上所述，将期望降低均衡的处理成本。均衡过程的复杂性、处理需求和功率消耗由上述过程的三个主要分量确定，即：

对在等式(4)的表示中信道系数h₀ ^(m)，h₁ ^(m)，...，h_L-1 ^(m)的估计；

对均衡器抽头(tap)矢量w_k ^(m)的计算；以及

使用均衡器抽头矢量对所接收数据的滤波。

在其中存在主要多路径分量的情况下，多路径传播分布近似对应于单个射线，并且与该分量相比其他分量具有可忽略的功率。在这种情况下，信道频率响应实际上是非频率选择的，或者是“平坦的”。适合这些标准的多路径传播分布在此处被称为“近似平坦衰落”分布。

对于近似平坦衰落分布，继续估计“远离”主要分量(就延迟而言)的信道系数是没必要的并且浪费处理资源的。而且，对信道系数的估计不可避免地因为有限精确度影响而引入一些误差，并且当使用较短的信道估计时会降低该不精确的贡献。参见参考C.Luschi、M.Sandell、P.Strauch和R.H.Yan的“Adaptive Channel MemoryTruncation for TDMA Digital Mobile Radio”，Proc.IEEE Int.Workshop on Intelligent Signal Processing and CommunicationSystems，Melbourne，Australia，1998年11月，pp.665-669。此外，如果使用较小的信道系数集，则通常会简化均衡器抽头矢量的计算。

对于近似平坦衰落分布，还有可能降低均衡器滤波器长度，因此进一步实现降低复杂性。然而，会使得所需均衡器长度和多路径分布之间的关系变得复杂。为了就是否有可能以相对较低的性能降级来降低均衡器长度做出判定，有必要引入其他信息。这可以例如由下文所讨论的正交因子β来提供。

因此，除了使用信道信息来计算MMSE系数之外，本发明的优选实施例有利地还通过使用信道信息做出下述判定来降低均衡的处理成本：

a)提供给均衡器系数计算的估计信道的长度；以及/或者

b)要使用的均衡器滤波器的长度。

对于降低信道估计长度的情况(a)，这意味着降低如下的时间范围：假设超过该时间范围的信道脉冲响应是可忽略的。参考所示出的对应于降低上述等式中的L的示例性工作，例如参见等式(3)和(4)。

对于降低均衡器长度的情况(b)，这意味着降低均衡中所使用的均衡器系数的数目并且因此降低在其上执行均衡的采样的数目。参考所示出的对应于降低上述等式中的N的示例性工作，例如参见等式(5)。

图4是包括码片级均衡器处理的接收机1的一部分的功能框图，其示意性地图示了在这种方案中的信息流。接收机的这部分包括接收滤波器20、均衡器21、多个解扰和解扩块26、信道长度选择块28、信道估计块30、均衡器长度选择块32和β因子估计块34。均衡器21包括均衡器滤波器22和系数计算块24。优选地，至少均衡器21、信道长度选择块28、信道估计块30、均衡器长度选择块32和β因子估计块34是以被布置成在处理器2上运行的软件来实施的功能块。

接收滤波器20的输出端耦合到均衡器滤波器22的输入端和信道估计块30的输入端。信道估计块30的输出端耦合到β因子估计块34的输入端、信道长度选择块28的输入端和均衡器长度选择块32的输入端。因子估计块34的输出端也耦合到均衡器长度选择块32。信道长度选择块30的输出端和均衡器长度选择块32的输出端中的每一个都耦合到系数计算块24的输入端，其输出端耦合到均衡器滤波器22的输入端。均衡器滤波器22的输出端耦合到相应解扰和解扩块26的输入端。

在操作中，均衡器滤波器22从接收滤波器20接收信号采样r_i，从系数计算块24接收均衡器系数W，使用该均衡器系数来处理所接收的信号采样r_i以恢复码片值y_k，并且将所恢复的码片值y_k输出给解扰/解扩块26。

信道估计块30还从接收滤波器20接收信号采样r_i，并且将信道估计信息输出给β因子估计块34、信道长度选择块30和均衡器长度选择块32。因子估计块34使用信道估计信息来估计正交因子β，其将正交因子β提供给均衡器长度选择块32。

基于信道估计信息，信道长度选择块28选择在均衡中使用的信道估计长度L并且将所选择的信道长度的指示提供给系数计算块24。基于信道估计信息和正交因子β，均衡器长度估计块选择在均衡中使用的均衡器长度N，并且将所选择的均衡器长度的指示提供给系数计算块24。然后，系数计算块使用所选择的信道长度和均衡长度例如以上述方式来计算均衡滤波器所使用的均衡器系数W。关于信道估计长度L的判定仅在两个选项之间，即较短的信道长度和“全”信道长度。类似地，关于均衡器长度N的判定仅在两个选项之间，即较短的均衡器长度和“标称”均衡器长度。

现在讨论基于信道估计信息来使所估计的信道长度变短的示例。

可以通过检查所估计的多路径信道的功率延迟分布来做出多路径分布是否近似于单个射线的判定。在图5中示意性地示出这些的示例。

参考图5，可以限定延迟轴上的短窗口，以使得落入窗口中的多路径能量被认为足以靠近(就延迟而言)将在单个路径情况中接收的能量。采用上文所使用的表示，信道脉冲响应被表示为其中l＝0，...，L-1且m＝0，...，M-1。作为第一个示例，将关注限制到单个子信道情况，M＝1，即没有分数间隔的或接收分集操作。

限定包括所估计的信道脉冲响应的前P个码片延迟的时间窗口(例如在图5中P＝2)，由下式给出窗口内的信道能量(E_in)和窗口外的信道能量(E_out)：

$E_{\mathrm{in}}=\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{\left(0\right)}\right|}^2;$ $E_{\mathrm{out}}=\underset{l=P}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{\left(0\right)}\right|}^2---\left(15\right)$

如果给定多路径分布中的大部分能量落入窗口内，则可以假设信道延迟扩展足够小，并且可以在这种情况下使用变短的信道估计。

就判定标准来说存在许多可能性，但一个示例针对某一适当的能量比率阈值：

如果(E_out/E_in＜阈值)

则使用短信道估计

否则

使用全信道估计(16)

实际上，在图5中示出的功率延迟分布将是信道估计过程的输出。因为该分布可以随着时间而变化，需要重复地再访问对是否使用变短的信道估计的判定(16)。也就是说，动态地执行对所估计的信道长度的判定制定过程和任何必须的对应调整。举例来说，可以利用固定数目个帧的周期数来实行全信道估计，并且在介入的时间中，可以实行全信道估计或变短的信道估计，这取决于判定过程(16)的结果。这在图6中示意性地被图示，其中每两个帧实行一次信道估计长度检查。

现在讨论基于信道估计信息来将均衡滤波器变短的示例。该示例被再次限制为单信道码片间隔的均衡(M＝1)的情况。

如所提出的那样，优选地除了使均衡信道长度变短之外，有可能进一步利用该过程并且实际上使均衡器滤波器本身变短(或者在不改变信道长度的情况下潜在地使均衡器滤波器变短)。然而，将是否使均衡器滤波器变短的判定基于用来做出使信道估计变短的判定的相同窗口化过程存在潜在的困难。例如，如果P＝2，并且存在如在图7中示意性图示的其中最初的两个射线具有相似的高功率的分布，则显然判定使用变短的信道估计，但是使用变短的均衡器可以造成明显的性能降级，因为两个近似相等的功率射线可以表示需要长均衡器的信道。

为了避免该问题，总是利用大小Q＝1的不同窗口的窗口来做出使均衡器变短的判定，所以仅将第一射线的贡献看作“窗口内”功率。然而，这存在缺点，即具有强的主要射线(不是的最早射线)的多路径分布将使测试失败。这在图8中示意性地图示。

为了适应这样的信道，可以基于以最强信道抽头为中心的窗口来做出变短的均衡器判定。可替换地或附加地，可以不仅基于该窗口内和外的信道能量，而且还基于最强射线中的能量与剩余信道分量的能量和的比值来考虑判定。如果i表示最强射线的索引，则该比值由正交因子β_i给出：

${\mathrm{\β}}_i=\frac{\underset{l=0}{\overset{L_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l\right|}^2-{\left|h_i\right|}^2}{\underset{l=0}{\overset{L_0-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l\right|}^2}---\left(17\right)$

对于某一适合的β阈值，判定过程于是变成：

如果(β_i＜阈值)

则使用短均衡器

否则

使用标称均衡器(18)

也可以动态地执行均衡器滤波器长度的判定和对应调整，例如关于图6所描述的那样。

上述示例已考虑了其中M＝1的情况。现在考虑其中使用分数间隔的或分集均衡(即M＞1)的情况。在这种情况下，期望对使用较短信道估计的判定标准做出小的修改。为了解释的目的，示例被限制成M＝2并且将参考分数间隔的操作，但是应该认识到原理可以扩展。还假设，在均衡过程中因此要考虑对应于每码片两个半码片间隔的采样的两个码片间隔的“子信道”。可以想到，在某个瞬时，给定子信道(例如信道0)具有最强的信道脉冲响应，并且具有近似平坦的衰落分布。子信道1可以具有带有高延迟扩展但相对较低振幅的分量。在这种情况下，期望选择变短的信道估计。为了促进这一选择，判定过程可以首先基于所使用的子信道来做出判定，并且然后将窗口标准应用于该子信道。

采用下述表示：

$E_{\mathrm{in}}^{\left(m\right)}=\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{\left(m\right)}\right|}^2$ (窗口内子信道m上的能量)

$E_{\mathrm{out}}^{\left(m\right)}=\underset{l=W}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{\left(m\right)}\right|}^2$ (窗口外子信道m上的能量)

则判定过程是：

如果 $(E_{\mathrm{in}}^{\left(0\right)}+E_{\mathrm{out}}^{\left(0\right)}>E_{\mathrm{in}}^{\left(1\right)}+E_{\mathrm{out}}^{\left(1\right)})$

则选择信道0

否则

选择信道1(20)

并且对于所选择的信道(用索引m表示)：

如果

则使用短均衡器

否则

使用标称均衡器(21)

可替换的策略是将能量添加到子信道中，并且使用上文对M＝1描述的情况相同的过程。限定前P个码片延迟以包括窗口，则由下式给出窗口内的能量(E_in)和窗口外的能量(E_out)：

$E_{\mathrm{in}}=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{\left(m\right)}\right|}^2,$ $E_{\mathrm{out}}=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=P}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{\left(m\right)}\right|}^2---\left(22\right)$

并且判定是：

如果(E_out/E_in＜阈值)

则使用短信道估计

否则

使用全信道估计(23)

如M＝1的情况那样，对于其中M＞1的情况，动态执行所估计的信道长度和/或均衡器滤波器长度的判定和对应调整，例如关于图6所描述的那样。

应该认识到，仅以示例的方式描述了上述实施例。例如在其他实施例中，尽管已就基于窗口内和外的信号能量来选择长度描述了上述内容，但是本领域技术人员可以显而易见其他信道状况和/或适合于做出关于信道长度的判定的标准。例如，高误差率或低信号干扰比将指示高符号间干扰(ISI)或多址干扰(MAI)，并且因此被用作覆盖对使用短均衡器滤波器长度和/或信道估计长度的判定的基础，并且作为代替为这些参数选择较大值。此外，例如，高于某一阈值的话，可以使用固定全长度信道长度，但是低于阈值的话可变信道长度将“生效(kick in)”。如果存在高度分散的信道(等式16中的能量比高于某一阈值)，则可以做出(i)在再访问信道估计长度判定之前等待较长的时间或者(ii)继续全长度信道估计并且仅当能量比下降到另一较低阈值时回复到周期判定的判定。可以考虑其他实施例，例如如果关于多路径分布变化有多快的信息可用于判定做出过程(图4的块28)，则过程可以基于该信息来选择判定之间的时间段(在图6中被描绘为例如2个帧)。此外，本发明不限于上述特定平台，而且也不限于CDMA系统或任何特定标准或网络。本领域技术人员将显而易见其他应用和配置。本发明的范围不由上述实施例来限制，而仅由下述权利要求限制。

Claims (23)

1.一种在无线通信系统中处理信号的方法，该方法包括：

通过无线信道在接收机处接收信号；

对该信号进行采样以产生多个信号采样；

将所述采样提供给以运行于接收机的处理器上的软件实施的均衡器，所述均衡器被配置成使用具有标称长度的至少一个均衡器时间段来处理所述采样；

动态地确定所述信道的一个或多个特性；

根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择，从而仅在两个选项之间选择均衡器时间段长度，即标称长度和替换长度；以及

使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

2.根据权利要求1所述的方法，其中：

所述至少一个均衡器时间段之一是所估计的信道长度，所述所估计的信道长度对应于在其之外所述无线信道的信道脉冲响应被估计为可忽略的时间范围；以及

所述均衡器使用对仅在所述所估计的信道长度内的信道脉冲响应的估计来执行所述处理。

3.根据权利要求1所述的方法，其中：

所述至少一个均衡器时间段之一是均衡长度，其对应于对于均衡器系数进行估计的时间范围；以及

所述均衡器使用那些系数的估计来对具有仅在所述均衡长度内的时间的采样执行所述处理。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中：

该方法包括估计所述信道的延迟分布，所述延迟分布包括对在延迟时段上接收到的信号能量的估计；以及

所述确定特性包括确定落入所述延迟间隔内的预定延迟窗口内的信号能量。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中：

该方法包括估计所述信道的延迟分布，所述延迟分布包括对在延迟时段上接收到的信号能量的估计；以及

所述确定特性包括确定所述延迟分布的最强分量的能量与剩余分量的能量和的比值。

6.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中：

所述采样包括以信号的每二进制元素M倍的整数过采样率来采样该信号，以便对每个二进制元素产生m＝1到M个采样，m的每个值对应于相应的子信道；

该方法包括确定用于判定的子信道；以及

使用所选子信道的采样来执行所述确定特性以及做出判定。

7.根据权利要求1至3中任一项所述的方法，其中：

所述采样包括以信号的每二进制元素M倍的整数过采样率来采样该信号，以便对每个二进制元素产生m＝1到M个采样，m的每个值对应于相应的子信道；

该方法包括对每个子信道的能量求和以产生多个求和采样；以及

使用求和采样来执行所述确定特性以及做出判定。

8.根据权利要求6所述的方法，其中所接收的信号是CDMA信号，并且信号的每个二进制元素是码片。

9.根据权利要求7所述的方法，其中所接收的信号是CDMA信号，并且信号的每个二进制元素是码片。

10.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中：均衡包括从时域到频移的变换。

11.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其中替换长度比标称长度短。

12.一种接收机，其包括：

用于通过无线信道接收信号的天线；

耦合到所述天线并且被布置成得到所述信号的多个采样的采样电路，每个采样对应于相应的时间；以及

耦合到所述采样电路并且被布置成接收所述采样的处理器，所述处理器被配置为实施用于使用具有标称长度的至少一个均衡器时间段来处理所述采样的均衡器；

其中所述处理器还被配置为：动态估计所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择，从而仅在两个选项之间选择均衡器时间段长度，即标称长度和替换长度；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。

13.根据权利要求12所述的接收机，其中所述处理器被配置为使得：

所述至少一个均衡器时间段之一是对应于在其之外所述无线信道的信道脉冲响应被估计为可忽略的时间范围的所估计的信道长度；以及

所述均衡器使用对仅在所述所估计的信道长度内的信道脉冲响应的估计来执行所述处理。

14.根据权利要求12所述的接收机，其中所述处理器被配置为使得：

所述至少一个均衡器时间段之一是均衡长度，其对应于对均衡器系数进行估计的时间范围；以及

所述均衡器使用那些系数的估计来对具有仅在所述均衡长度内的时间的采样执行所述处理。

15.根据权利要求12至14中任一项所述的接收机，其中所述处理器被配置为：

估计所述信道的延迟分布，所述延迟分布包括对在延迟时段上接收到的信号能量的估计；以及

以使得所述确定特性包括确定落入所述延迟间隔内的预定延迟窗口内的信号能量。

16.根据权利要求12至14中任一项所述的接收机，其中所述处理器被配置为：

估计所述信道的延迟分布，所述延迟分布包括对在延迟时段上接收到的信号能量的估计；以及

以使得所述确定特性包括确定所述延迟分布的最强分量的能量与剩余分量的能量和的比值。

17.根据权利要求12至14中任一项所述的接收机，其中：

所述采样电路被配置成以信号的每二进制元素M倍的整数过采样率来采样该信号，以便对每个二进制元素产生m＝1到M个采样，m的每个值对应于相应的子信道；

所述处理器被配置为确定用于判定的子信道；以及

所述处理器被配置为使得使用所选子信道的采样来执行所述确定特性以及做出判定。

18.根据权利要求12至14中任一项所述的接收机，其中：

所述采样电路被配置成以信号的每二进制元素M倍的整数过采样率来采样该信号，以便对每个二进制元素产生m＝1到M个采样，m的每个值对应于相应的子信道；

所述处理器被配置为对每个子信道的能量求和以产生多个求和采样；以及

所述处理器被配置为使得使用求和采样来执行所述确定特性以及做出判定。

19.根据权利要求17所述的接收机，其中所述接收机是被配置成接收CDMA信号的CDMA接收机，并且信号的每个二进制元素是码片。

20.根据权利要求18所述的接收机，其中所述接收机是被配置成接收CDMA信号的CDMA接收机，并且信号的每个二进制元素是码片。

21.根据权利要求12至14中任一项所述的接收机，其中：所述处理器被配置为使得所述均衡包括从时域到频移的变换。

22.根据权利要求12至14中任一项所述的接收机，其中替换长度比标称长度短。

23.一种移动终端，其包括：

用于通过无线信道接收信号的天线；

耦合到所述天线并且被布置成得到所述信号的多个采样的采样电路，每个采样对应于相应的时间；以及

耦合到所述采样电路并且被布置成接收所述采样的处理器，所述处理器被配置为实施用于使用具有标称长度的至少一个均衡器时间段来处理所述采样的均衡器；

其中所述处理器进一步被配置为：动态估计所述信道的一个或多个特性；根据所确定的信道特性，在使用标称长度的均衡器第一操作状态和使用代替所述标称长度的替换长度的均衡器第二操作状态之间动态地选择，从而仅在两个选项之间选择均衡器时间段长度，即标称长度和替换长度；以及使用所确定的均衡器时间段长度来处理所述均衡器中的采样。