TWI469585B - 等化處理技術 - Google Patents

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Description

等化處理技術 發明領域
本發明係關於在一無線通信系統的一接收器中之一信號的等化處理技術。
 發明背景
在一分碼多重擷取(CDMA)蜂巢式通信系統中，系統性能的主要減損之一是多路徑傳播的存在。多路徑可導致信號振幅的嚴重衰減，及在多路延遲擴散與傳輸間隔(例如，在一CDMA通信系統中的晶片間隔)相較下顯著的情況下的符際干擾(ISI)。另外，在下行鏈路中，多路徑傳播破壞了所討論的行動裝置的期望信號與服務於該行動裝置的基地台上其他使用者的信號之間的正交性。產生的干擾稱為多擷取干擾(MAI)。
減輕ISI及MAI的影響的一個方法是在行動接收器處使用一等化器。這可被用於在一定程度上「消除」多路徑傳播對發射信號之影響，且因此有助於在解展前恢復相同蜂巢格信號的正交性。
近年來，對在蜂巢式行動電信領域中使用「軟體數據機」技術的興趣與日俱增。軟體數據機方法背後的原理是將信號處理功能之一重要部分從如其先前可能被實施的專用硬體移至在行動終端機或其他發射器或接收器之一處理器上運行的軟體。這樣一功能即等化處理。
然而，在等化器係數的計算及已接收信號的實際等化上，例如線性等化情況下的濾波，必須為使用一軟體等化器付出取決於處理複雜性的代價。因此希望保持該等化器設計在某程度上受限，以避免額外複雜性及其因處理能量及電力消耗而伴隨的問題。
本發明之一目的是尋找限制等化成本而不過分降低效能的有效方法。
 發明概要
依據本發明一個層面，提供一種在一無線通信系統中處理一信號的方法，該方法包含：經一無線通道於一接收器接收一信號；對該信號取樣以產生多個信號樣本；將該等樣本提供至一在該接收器的一處理器上運行以一軟體實施的等化器，該等化器被組態成使用至少一個具有一標稱長度的等化器時段處理該等樣本；動態地決定該通道的一個或多個特性；依據該等已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇；且在該等化器中使用已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
因此本發明藉由動態地決定一對通道條件適當的等化器時段而能夠避免不必要的處理成本。調節被動態地、即接收器進行接收期間「運行中」被執行，意味著其可適應所需要的通道條件。
該等化器的處理複雜性問題在Icera名下，名稱為「radio receiver in a wireless communication system」的英國專利申請案第GB 0721424.0號案(對應於美國申請案第12/016,640號案)中被提及。在其他實施例中，此申請案係關於一種用於連續地改變等化器參數諸如等化器長度或基於在一預定義窗之外的一通道能量估計之估計通道長度的長度變化演算法。雖然這降低了等化的處理成本，但長度變化演算法的實施及參數化太複雜，且其本身將引起某種程度的處理負擔。
然而，在本案中，發明者已經發現不一定總是需要設法計算等化器時段及通道特性之間，例如通道估計長度或等化器長度與窗外能量量測之間的一連續可變關係。代之者，該等化器的一充分性能仍可藉由對是否一替代(例如，較短)長度可被使用或根本將是首選做出一「是或否」決定而被實現。除非符合使用該替代長度的準則，等化器在等化中使用該標稱長度。這較之GB 0721424.0之演算法對實現及參數化更有效，且同樣可允許長度變化演算法本身的處理成本減少。
在較佳實施例中，該等至少一個等化器時段中之一可以是一估計的通道長度，對應於一時間範圍，在該時間範圍外，該無線通道的一通道脈衝響應被估計為可忽略的；且該一等化器的處理可使用該估計通道長度內的通道脈衝響應估計僅被執行。及/或該等至少一個等化器時段中之一可以是一對應於等化器係數欲被估計的一時間範圍的等化長度；且該一等化器的處理可使用該等係數的估計值在具有僅在該等化長度內之時間的樣本上被執行。
該方法可包含估計該通道的一延遲剖面，該延遲剖面包含在一延遲期間已接收信號能量的一估計；且該一特性的決定可包含在該延遲間隔內決定屬於一預定延遲窗的信號能量。
該方法可包含估計該通道的一延遲剖面，該延遲剖面包含在一延遲期間已接收信號能量的一估計；且該一特性的決定可包含決定該延遲剖面的一最強部分的能量對剩餘部分能量總和之比。
該取樣可包含以該信號的每二進制元件M次的一整數超取樣比率對該信號取樣，以產生每二進制元件m=1至M的樣本，每一m值對應用於一各自的次通道；該方法可包含決定一次通道以在該決定中使用；且該一特性的決定及做出一決定可使用已選擇的次通道之樣本被執行。
該取樣可包含以該信號的每二進制元件M次的一整數超取樣比率對該信號取樣，以產生每二進制元件m=1至M的樣本，每一m值對應用於一各自的次通道；該方法可包含計算各次通道的能量總和以產生多個總計樣本；且該一特性的決定及做出一決定可使用該等總計樣本被執行。
該已接收的信號可以是一CDMA信號，且該信號的各二進制元件是一晶片。
該等化可包括從時域到頻域的轉換。
替代長度可短於標稱長度。
依據本發明另一層面，提供一接收器，包含：一天線，用於經過一無線通道接收一信號；被耦接至該天線且被安排以對該信號取多個樣本的取樣電路，各樣本對應用於一各自的時間；及一處理器，被耦接至該取樣電路且被安排以接收該等樣本，該處理器被程式以實施一等化器以使用具有一標稱長度的至少一個等化器時段處理該等樣本；其中該處理器進一步被程式以：動態地估計該通道的一個或多個特性；依據已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇；且在該等化器中使用已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
依據本發明又一層面，提供一種用於在一無線通信系統中處理一信號的電腦程式產品，該程式包含編碼，該編碼當由一處理器執行時執行以下步驟：輸入經過一無線通道被接收的一信號之多個信號樣本；對在編碼中被實施的一等化器提供該等樣本，該等化器被組態以使用至少一個具有一標稱長度的等化器處理該等樣本；動態地決定該通道的一個或多個特性；依據已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇；且在該等化器中使用已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
依據本發明又一層面，提供一行動終端機，包含：一天線，用於經過一無線通道接收一信號；被耦接至該天線且被安排以從該信號取多個樣本的取樣電路，各樣本對應用於一各自的時間；及一處理器，被耦接至該取樣電路且被安排以接收該等樣本，該處理器被程式以實施一等化器以使用具有一標稱長度的至少一個等化器時段處理該等樣本；其中該處理器進一步被程式以：動態地估計該通道的一個或多個特性；依據已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇；且在該等化器中使用已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
圖式簡單說明
爲了對本發明有更好的理解且說明其可如何被實現，現將參考實例的附圖，在該等附圖中：第1圖是一電信系統的示意性方塊圖，第2圖是一通道脈衝響應的示意性說明圖，第3圖是一系列信號樣本的示意性表示圖，第4圖是接收器一部分的示意性方塊圖，第5圖是一多路徑功率延遲剖面的示意性說明圖，第6圖是一動態決定處理的示意性說明圖，第7圖是一多路徑功率延遲剖面的示意性說明圖，及第8圖是一多路徑功率延遲剖面的一示意性說明圖。
 較佳實施例之詳細說明
第1圖是一無線蜂巢式通信系統的一部分的示意性方塊圖，包含一行動終端機1及一基站台3。
行動終端機1包含用於將信號經過一無線通道(上行鏈路)發射至基站台3的收發器電路且經過一無線通道(下行鏈路)從基站台3接收信號。該電路可由許多不同的方法實現，但是在第1圖的範例中，其包含一個或多個天線14、包含一系列射頻(RF)及中頻(IF)級的一RF介面(或「前端」)12、一資料傳送引擎10、一資料記憶體6、一指令記憶體4及一處理器2。該一個或多個天線14被耦接至RF介面12，RF介面12被耦接至資料傳送引擎10。資料傳送引擎10被耦接至資料記憶體6及指令記憶體4，資料記憶體6及指令記憶體4都被耦接至處理器2。
前端12被安排以經由該一個或多個天線14接收及發射無線信號(Rx及Tx)。前端12包括處理已接收的類比無線電信號Rx且提供數位信號樣本的組件。這可由該技藝中習知的不同方法實現。
該等樣本被提供給一資料傳送引擎10，資料傳送引擎10與一處理器2、一指令記憶體4及一資料記憶體6通信。處理器2負責處理該等樣本。處理器2可執行以碼序列的形式被保持在指令記憶體4中的許多不同的功能。
上述行動終端機1的收發器可被稱為一軟體數據機或軟數據機。較佳地，該軟體數據機是一軟基帶數據機。即，在接收端，從自天線14接收RF信號直到且包括混合降頻至基頻的所有的無線電功能在前端12的專用硬體中被實施。相似地，在發射端，從自基頻混合升頻到輸出RF信號至天線14的所有的功能在前端12的專用硬體中被實施。然而，在基頻域中所有的功能在儲存在記憶體4上的軟體中被實施，且被該處理器2執行。儘管這是個較佳實施，但RF/IF級未藉專用硬體實施的解決方案也被設想。
在該較佳實施中，前端12的接收部分中的專用硬體可以包含一低雜訊放大器，(LNA)、用於已接收的RF信號到IF的降頻轉換及用於從IF到基頻的降頻轉換之混合器、RF及IF濾波器級，及一類比至數位轉換(ADC)級。對於各該多個接收分集支路而言，一ADC在每一同相及正交的基頻支路上被提供。前端12的發射部分中的專用硬體可包含一數位至類比轉換(DAC)級、用於該等基頻信號到IF的升頻轉換及從IF到RF的升頻轉換之混合器、RF及IF濾波器級，及一功率放大器(PA)。執行這樣基本無線電功能所需的硬體的細節會被此技藝中具有通常知識者所習知。
接著執行於處理器2上的該軟體數據機可處理諸如下述之功能：調變及解調、交錯及解交錯、速率匹配及解匹配、通道估計、等化、耙式處理、位元對數相似度比(LLR)計算、發射分集處理、接收分集處理、多發射及接收天線(多輸入多輸出，或MIMO)處理、語音編碼解碼、透過功率控制或適應性調變及編碼的鏈路適應、蜂巢格量測。特定地在本發明中，其處理等化。
在一較佳實施例中，資料傳送引擎10、資料記憶體6、指令記憶體4、處理器2及至少一部分的前端12在相同的晶片上被實施。較佳地，所使用的晶片由Icera製造且以商標名Livanto出售。這樣一晶片具有一專門的處理器平台，例如在WO2006/117562中所描述的。
正如該技藝中具有通常知識者所熟悉的，如果一理論瞬時脈衝從該發射器被發射，接著由於該通道的影響，已接收的信號r將隨時間擴展。對應於該理論脈衝的已接收信號稱為該通道的脈衝響應h(t)。這在第2圖中被示意性地繪示。
對於一即時非瞬時信號x(t)而言，在某一時間t被接收的信號r(t)將是已發射信號與通道脈衝響應之捲積。
r (t )= ∫h (τ)x (t- τ)d τ
等化器負責嘗試消除該信號隨時間「擴展」的影響。
上文已藉由考慮一連續積分被理論地描述，但是，當然，一數位接收器將以對已接收的信號取離散樣本工作。考慮一同步CDMA系統之下行鏈路傳輸。如第3圖示意性所示，已接收CDMA信號包含多個二進制晶片，各該二進制晶片持續一個時期Tc(晶片時期)。該信號可以與該晶片時期相關的一整數比M被超取樣，藉此該接收器每Tc /M(取樣時期)進行一次取樣，例如，以一M/Tc 的比率。或者如果該信號未被超取樣，M實際上等於1，藉此該接收器每晶片進行一次取樣。
時間接著可依據一晶片指數被量測，該晶片指數是從某一參考時間偏移的整數數目的晶片時期，即，藉此對於一晶片指數k，那麼t=kTc 。時間也可依據一取樣指數被量測，該取樣指數是從該參考時間偏移的整數數目的取樣時期，即，藉此對於一晶片指數i，那麼t=iTc /M。
上述整數可接著被近似為離散樣本的一有限總和，給出已接收離散信號的模型：
其中ri =r(iTc /M)是以取樣指數i以比率M/Tc 取樣的已接收信號樣本，Tc表示晶片間隔，M表示超取樣比率；是以取樣指數的複雜等效通道脈衝響應的M/Tc 取樣率，該取樣指數被假定為對於有用的時間間隔是固定的；xn 代表複雜多使用者已發射晶片序列，ni =n(iTc /M)是一複雜加成性高斯處理，其塑造了熱雜訊及巢間干擾的模型。
在方程式(1)的模型中，通道脈衝響應包括發射與接收等效濾波器的影響，該等濾波器在一寬頻CDMA接收器的情況中被假定為具有0.22滾落率的根餘弦濾波器。同樣假定通道脈衝響應樣本僅對於,…,LM-1明顯地不同於0，且該通道是標準化的使得其平均能量等於1。L是以一整數數目的晶片量測的模型化通道長度。
雜訊樣本ni 被假定從一加成性白高斯巢間干擾雜訊處理vi =vi (iTc /M)以零均值及方差導出，由代表等效接收濾波器的一具有脈衝響應的低通濾波器濾波，該等效接收濾波器在一寬頻CDMA接收器的情況中是一具有0.22衰減的根升餘弦濾波器。
超取樣序列ri 可被分級為關於M個不同次通道的M晶片速率次序列。在向量表示法中，我們對k-th晶片間隔定義：
其中(‧) T 表示向量轉置，m是一整數。從方程式(1)及(2)，也可寫出：
其中：
x k =[x k - L +1 …x k …x k + N -1 ] T ,
且：
其中：
且：
等化器試圖從已接收的符號r恢復該已發射的信號x，該等已接收符號r已被雜訊及多路徑依據方程式(3)被訛誤。其藉由以產生一由符號yk 表示的輸出的一組係數對r濾波完成。表示等化器係數的N維向量藉由以下方程式與第m次通道相關：
接著以晶片指數k的該等化器可寫為：
N是等化器長度，即，整數數目的晶片，等化在其上被執行。注意在具有超取樣因數M的一超取樣系統中，N晶片的一等化器時間間隔對應於MN個樣本。
故將MN×1個向量定義為：
且引入MN×(N+L-1)通道矩陣：
接著以此表示法，可被寫為：
r k =Hx k +n k 　(6)
且晶片級通道等化器之輸出產生：
該信號是一綜合晶片速率序列，其接著被進一步被處理以分別解拌及解展與不同的下行鏈路編碼相關聯的資料。
上述等化器模型當M=1時對應於一波特間距線性等化器，當M＞1時對應於具有Tc /M間距係數的一分數間距線性等化器。注意該模型同樣使一接收分集等化器之操作形式化，在此情況中，所有或一些的M晶片速率次通道對應於從多個接收天線獲得的信號樣本。
由方程式(7)，一旦該等化器已計算該等加權係數，那麼其可獲得輸出y。向量wk 的MN等化器係數之計算的一統一策略基於等化器輸出的均方誤差的最小化。
原則上，這可藉由塊處理或以一自適應演算法實現。這種自適應演算法在：1999年9月於荷蘭阿姆斯特丹舉行的電機電子工程師學會運輸工具技術會議(IEEE Vehicular Technology Conference)之論文集第2卷第978-982頁內M.Heikkila、P.Komulainen及J.Lilleberg所著的「Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization」；及2001年6月於芬蘭赫爾辛基舉行的電機電子工程師學會國際通信會議(IEEE International Conference on Communications)之論文集第6卷第1974-1979頁內K.Hooli、M.Latva-aho及M.Juntti所著的「Performance Evaluation of Adaptive Chip-Level Channel Equalizers in WCDMA Downlink」中被討論。
在一同步CDMA接收器的情況中，基於例如該等等化器係數的一正規化最小均方(NLMS)更新規則自適應處理的應用在存在多路徑時遭受下行鏈路編碼的非正交性。這導致一相對大的誤差信號，該誤差信號需要一小適應步階常數以提高足夠的平均，且因此減慢收斂。
在一塊線性等化器的情況中，最佳向量wk(opt) 依據最小均方誤差準(MMSE)則由以下方程式獲得：
其中，E {.}表示統計期望，D是等化器輸出的總延遲。由方程式(8)直接計算給出：
其中(‧)* 表示共軛複數，是已發射綜合晶片序列之方差，是協方差矩陣，hk+D表示對應於多使用者晶片xk+D 的通道矩陣H之MN×1列。
最佳MMSE等化器係數之計算要求通道矩陣H及雜訊方差矩陣Cnn 之一估計的可用性。在一WCDMA接收器中，通道估計可基於下行鏈路共用導引符號(見下文)被執行。對於雜訊方差矩陣的計算而言，由G表示接收濾波器有：
因為該接收濾波器是該接收器設計的一部分，預先計算及儲存要被用於方程式(10)的矩陣G * G T 是可能的。注意，如果接收濾波器頻率響應是一奈奎斯濾波器響應的精確平方根，那麼G * G T =I(單元矩陣)且由其所依據的方程式(10)
基於方程式(9)，方程式(10)可寫為：
在該通道響應的估計後，僅有的在方程式(11)中要被估計的額外參數是輸入巢間干擾雜訊方差與綜合晶片序列方差之比，其對應於蜂巢格幾何之倒數。
爲了避免方程式(11)所要求的矩陣求逆之計算，該等等化器係數之計算替代擇地可在頻域中被執行。該等等化器參數、被取樣的等效通道脈衝響應及雜訊自相關函數之離散傅利葉轉換(DFT)分別由Wj 、Hj 及Nj ，其中j=0,...Nf -1表示。
接著，對於一MMSE頻域等化器，以如下方程式獲得頻域等化器係數：
在這種情況中，一塊資料的等化藉由計算已接收信號樣本(方程式1)之DFT、頻域等化器係數Wk 乘頻域信號，且最終計算產生的頻域被等化信號之逆DFT被執行。DFT及逆DFT之操作可以Nf 點快速傅利葉轉換(FFT)及逆快速傅利葉轉換(IFFT)的方法被有效地實施。當與FFT處理及一循環字首的使用組合時，具有頻域等化的一單載波系統具有與一正交分頻多工(OFDM)系統實質上相同的性能及低複雜性。
如果該接收濾波器在輸入的干擾雜訊樣本被模型化為一具有零平均及方差的白高斯處理，那麼由Gj ，其中j=0,...，Nf -1表示的被取樣接收濾波器脈衝響應之DFT，有：
且方程式(12)變為：
其中如果接收濾波器脈衝響應是一奈奎斯濾波器響應的精確平方根時，∣G j ∣2 =1，j=0,...,Nf -1。
現在，如上所述，希望減少等化之處理成本。等化處理的複雜性、處理要求及電力消耗由上述處理的3個主要成分決定，即：
‧在方程式(4)的表示中的通道係數h0 (m) ,h1 (m) ...,hL-1 (m) 之估計；
‧等化器分接頭向量wk (m) 之計算；及
‧使用該等等化器分接頭向量的已接收資料的濾波。
在有一主要多路徑成分的情況下，多路徑傳播剖面近似對應於一單一射線，且其他成分與該成分相比為可忽略的電力。在這種情況下，通道頻率響應實際上是非頻率選擇的，或「平坦的」。適合該等準則的一多路徑傳播曲線在本文中稱為「近平坦衰落」曲線。
對於一近平坦衰落曲線而言，持續估計「遠離」(延遲術語上)該主要成分的通道係數不必要且浪費處理資源。同樣，通道係數估計不可避免地引進一些歸因於有限精度效應的誤差，且此一不精確的貢獻當較短通道估計被使用時被減少。參考1998年11月於澳大利亞墨爾本舉行的電機電子工程師學會智慧型信號處理機通信系統國際討論會(IEEE Int.Workshop on Intelligent Signal Processing and Communication Systems)之論文集第665-669頁內C.Luschi、M.Sandell、P.Strauch及R.H.Yan所著的「Adaptive Channel Memory Truncation for TDMA Digital Mobile Radio」。
另外，如果一較小的通道係數組被使用，等化器分接頭向量的計算被大大地簡化。
對於一近平坦衰落剖面而言，減少等化器濾波器長度因此實現進一步的複雜性降低亦屬可能。然而，所需的等化器長度及多路徑剖面之間的關係是複雜的。爲了在是否可能以相對低效能降級減少等化器長度上做出決定，可能有必要引進進一步的資訊。這可由例如下文所討論的正交因數β提供。
因此，除了使用通道資訊計算該等MMSE係數之外，本發明之較佳實施例同樣藉由使用通道資訊以在下列方面做出一決定來有利地減少處理成本：
a)被提供至等化器係數計算的估計通道之長度；及/或
b)欲被使用的等化器濾波器之長度。
在情況(a)中減少通道估計長度意味著減少時間範圍，在該時間範圍外，假定該通道脈衝響應是可忽略的。參考所示的示範性工作，對應於減少上述方程式中的L，例如，見方程式(3)及(4)。
在情況(b)中減少等化器長度意味著減少在等化中所使用的等化器係數數目並因此減少該等化被執行的樣本數目。參考所示的示範性工作，這對應於減少上述方程式中的N，例如，見方程式(5)。
第4圖是包括晶片級等化器處理的接收器1的一部分的功能性方塊圖，示意性地繪示在這樣一方案中的資訊流程。該部分接收器包含一接收濾波器20、一等化器21、多個解拌及解展塊26、一通道長度選擇塊28、一通道估計塊30、一等化器長度選擇塊32及一β因數估計塊34。等化器21包含一等化器濾波器22及一係數計算塊24。較佳地，至少等化器21、通道長度選擇塊28、通道估計塊30、等化器長度選擇塊32及β因數估計塊34是在被安排以在處理器2上運行的軟體中被實施的。
接收濾波器20的輸出被耦接至等化器濾波器22的一輸入級通道估計塊30的一輸入。通道估計塊30的一輸出被耦接至β因數估計塊34的一輸入、通道長度選擇塊28的一輸入級等化器長度選擇塊32的一輸入。因數估計塊34的輸出同樣被耦接至等化器長度選擇塊32。通道長度選擇塊30的輸出級等化器長度選擇塊32的一輸出各被耦接至係數計算塊24的一輸入，被耦接至等化器濾波器22的一輸入的一輸出。等化器濾波器22的輸出被耦接至分別解拌及解展塊26的輸入。
在操作中，等化器濾波器22從接收濾波器20接收信號樣本ri ，從係數計算塊24接收等化器係數W，使用該等等化器係數處理已接收的信號樣本ri 以恢復晶片值yk ，且將已恢復的晶片值yk 輸出至解拌/解展塊26。
通道估計塊30同樣從接收濾波器20接收信號樣本ri 且將通道估計資訊輸出至β因數估計塊34、通道長度選擇塊30及等化器長度選擇塊32。因數估計塊34使用通道估計資訊估計一正交因數β，將正交因數β提供給等化器長度選擇塊32。
基於該通道估計資訊，通道長度選擇塊28選擇一通道估計長度L用於等化且將已選擇通道長度的一指示提供給係數計算塊24。基於該通道估計資訊及該正交因數β，等化器長度估計塊選擇一等化器長度N用於等化且將已選擇等化器長度的一指示提供給係數計算塊24。係數計算塊接著使用該已選擇的通道長度及等化長度計算等化器係數W供等化濾波器使用，例如以上述方法。通道估計長度L的決定僅有兩個選擇，一較短通道長度及「全」通道長度。相似地，等化器長度N的決定僅有兩個選擇，一較短等化器長度及一「標稱」等化器長度。
現在討論基於通道估計資訊縮短估計通道長度的一範例。
該等多路徑剖面是否近似為一單一射線的決定可藉由檢查估計多路徑通道之功率延遲剖面被做出。其一範例在第5圖中示意性地繪示。
參考第5圖，在延遲軸的一短窗可被界定，藉此落入該窗的多路徑能量被視為充分接近在單一路徑情況中會被接收的能量(就延遲而言)。採用上文所用的表示法，通道脈衝響應由，其中,...,L-1且m=0...,M-1表示。如一第一範例，注意力被限制在單一次通道M=1，即沒有分數間距或接收分集操作的情況中。
界定包含估計通道脈衝響應的第一P晶片延遲(例如，在第5圖中P=2)的一時間窗，在該窗內的通道能量(Ein )及該窗外的通道能量(Eout )由下述方程式給出：
如果已給定多路徑剖面的大部分能量落入該窗中，那麼可假設通道延遲擴散充分小，且一已縮短通道估計可被用於此情況中。
該決定準則有許多可能，但是一個範例對於某一合適的能量比臨界值而言：
如果(Eout /Ein <臨界值)
使用短通道估計
否則
使用全通道估計　(16)
實際上，第5圖所示的功率延遲剖面將是通道估計處理的輸出。因為該剖面可變為一時間函數，關於是否使用已縮短通道估計之決定(16)需要被多次的返回。即，做出處理及任何所需的對應於該估計通道長度的調節之決定被動態地執行。例如，全通道估計可以週期性一固定數目的訊框被實現，且在介入時間中，全通道估計或已縮短通道估計可被實現，依據決定處理(16)之結果。這被示意性地繪示於第6圖中，在第6圖中通道估計長度核對每兩個訊框被實現一次。
現在討論基於通道估計資訊縮短等化濾波器的一範例。此範例又一次被限制在單一通道晶片間距等化(M=1)的情況中。
如上所述，較佳地，除了縮短等化通道長度之外，進一步處理及實際上縮短等化器濾波器本身(或可能縮短等化器濾波器而不改變該通道長度)是可能的。然而，將關於是否縮短等化器濾波器的決定建立在被用以做出關於縮短該通道估計的決定的相同窗處理的基礎上有潛在的困難。例如，如果P=2，且有一剖面，在該剖面中，前兩個射線如弟7圖示意性所示的相似、高功率，那麼使用一被縮短的通道估計的決定是很清晰的，但是使用一已縮短等化器可能導致一重要的性能降級，因為該兩個幾乎相等的功率射線可表示需要一長等化器的通道。
爲了防止此一問題發生，關於縮短該等化器的決定可一直以一不同窗大小Q=1的窗被做出，所以只有第一射線的作用被看作「窗內」功率。然而，這具有的缺點是具有一非最早射線之強主要射線的多路徑剖面將不能通過測試。這被示意性地繪示於第8圖中。
爲了容納這些通道，已縮短等化器決定可基於以最強通道分接頭為中心的一窗被做出。替代擇地或附加地，一決定可不僅基於窗內及窗外的通道能量被考慮，也基於在最強射線中的能量與剩餘的通道部分的能量總和之比。如果i表示該最強射線指數，那麼該比由正交因數βi 給出：
該決定處理接著對於某一適合β臨界值而言變為：
If(βi <臨界值)
使用短等化器
否則
使用標稱等化器　(18)
該決定及對應的等化器濾波器長度的調節同樣被動態地執行，例如有關第6圖所描述的。
上述範例已考慮到M=1的情況。現在將考慮一分數間距或分集等化被使用的情況(即M>1)。在該情況中，需要使用一已縮短通道估計之決定的準則的一小修改。爲了說明之目的，該範例被限制於M=2且分數間距操作將被提及，但是應注意該原理可被擴展。同樣假定有兩個晶片間距「次通道」以在等化處理中考慮，對應於每晶片兩個半晶片樣本。可以想像，在某一瞬間，一已給定的次通道，稱為通道0，具有最強的通道脈衝響應，且具有近平坦衰減剖面。次通道1可具有帶有一高延遲擴展但相對低振幅的部分。在這種情況中，可能需要選擇已縮短通道估計。爲了使其容易，決定處理可首先關於要使用的次通道做出一決定，然後將該視窗準則施加於該次通道。
採用表示法：
然後該決定處理為：
如果(Ein (0) +Eout (0) >Ein (1) +Eout (1) )
選擇通道0
否則
選擇通道1　(20)
且對於已選擇通道而言(由指數m表示)：
如果(Eout (m) /Ein (m) <臨界值)
使用短等化器
否則
使用標稱等化器　(21)
一替代策略是在該等次通道中加入能量，且使用上述M=1情況相同的程式。定義第一P晶片延遲以包含該窗，窗內能量(Ein )及窗外能量(Eout )由以下方程式給出：
且該決定為：
如果(Eout /Ein <臨界值)
使用短通道估計
否則
使用全通道估計　(23)
在M=1的情況中，該決定及該估計通道長度及/或M>1情況的等化器濾波器長度對應的調節被動態地執行，例如有關第6圖所描述的。
應注意上述實施例僅以範例的方式被描述。例如在其他實施例中，雖然上文已就基於窗內及窗外信號能量選擇長度被描述，其他適合做出關於通道長度之決定的通道條件及/或準則對該技藝中具有通常知識者可是明顯的。例如，一低錯誤率或低信號對干擾比可表明高碼際干擾(ISI)或多擷取干擾(MAI)且因此被用作推翻使用一短等化器濾波器長度及/或通道估計長度的決定且相反選擇這些參數的較大值的基礎。另外，例如，在一一定臨界值之上一固定全長通道長度可被使用，但是在該臨界值之下，一可變通道長度可「開始作用(kick in)」。如果有一高度分散通道(方程式16中的能量比在一一定臨界值之上)，可採取一決定以(i)在再拜訪通道估計長度決定之前等待一較長時間，或(ii)持續該全長度通道估計且當該能量比降至另一較低臨界值之下時僅恢復為該等週期決定。其他實施例可被考慮到，例如，如果關於多路徑曲線改變路徑的速度的資訊可使做出處理的決定有用(第4圖的方塊28)，那麼該處理可基於該資訊在決定之間選擇時段(例如第6圖中所描述的2個訊框)。另外，本發明不局限於上述特定的平台，也不局限於CDMA系統或任何特定標準或網路。其他應用與組態對該技藝中具有通常知識者將是明顯的。本發明之範圍不受所描述的實施例限制，僅受所附申請專利範圍限制。
1‧‧‧行動終端機
2‧‧‧處理器
3‧‧‧基站台
4‧‧‧指令記憶體
6‧‧‧資料記憶體
10‧‧‧資料傳送引擎
12‧‧‧射頻介面
14‧‧‧天線
20‧‧‧接收過濾器
21‧‧‧等化器
22‧‧‧等化器濾波器
24‧‧‧係數計算塊
26‧‧‧解拌/解展塊
28‧‧‧通道長度選擇塊
30‧‧‧通道估計塊
32‧‧‧等化器長度選擇塊
34‧‧‧β因數估計塊
Tx‧‧‧發射無線信號
Rx‧‧‧接收無線信號
ri ‧‧‧信號樣本
yk ‧‧‧晶片值
t‧‧‧時間
h(t)‧‧‧脈衝響應
Tc ‧‧‧時期
Tc /M‧‧‧取樣時期
第1圖是一電信系統的示意性方塊圖，第2圖是一通道脈衝響應的示意性說明圖，第3圖是一系列信號樣本的示意性表示團，第4圖是接收器一部分的示意性方塊圖，第5圖是一多路徑功率延遲剖面的示意性說明圖，第6圖是一動態決定處理的示意性說明圖，第7圖是一多路徑功率延遲剖面的示意性說明圖，及第8圖是一多路徑功率延遲剖面的一示意性說明圖。
20．．．接收過濾器
21．．．等化器
22．．．等化器濾波器
24．．．係數計算塊
26．．．解拌/解展塊
28．．．通道長度選擇塊
30．．．通道估計塊
32．．．等化器長度選擇塊
34．．．β因數估計塊

Claims (22)

  1. 一種在無線通信系統中處理信號的方法，包含：經一無線通道於一接收器接收一信號；對該信號取樣以產生多個信號樣本；提供該等樣本至一以運行於該接收器的一處理器上的軟體實施的等化器，該等化器被組配成使用至少一個具有一標稱長度的等化器時段來處理該等樣本；動態地決定該通道的一個或多個特性；依據該等已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇，藉此，該等化器時段的長度只在該標稱長度及該替代長度這二選項間選定；及在該等化器中使用已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該至少一個等化器時段中之一是一估計的通道長度，其對應於一時間範圍，在該時間範圍外，該無線通道的一通道脈衝響應被估計為可忽略的；且該等化器的處理係使用僅在該估計通道長度內的通道脈衝響應的估計值來執行。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該至少一個等化器時段之一是一對應於等化器係數欲被估計的一時間範圍的等化長度；且 該等化器的處理，係使用該等係數的估計值來對具有僅在該等化長度內之時間的樣本執行。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該方法包含估計該通道的一延遲剖面，該延遲剖面包含在一延遲期間之已接收信號能量的一估計值；且該一特性的決定包含決定在該延遲間隔內落在一預定延遲窗內的信號能量。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該方法包含估計該通道的一延遲剖面，該延遲剖面包含在一延遲期間之已接收信號能量的一估計值；且該一特性的決定包含決定該延遲剖面的一最強成分的能量對剩餘成分能量總和之比。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該取樣包含以該信號的每二進制元件M次的一整數超取樣比率對該信號取樣，以產生每一二進制元件m=1至M的樣本，每一m值對應用於一各自的次通道；該方法包含決定一次通道以在該決定中使用；且該一特性的決定及一決定之做成使用已選擇的次通道之樣本被執行。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該取樣包含以該信號的每二進制元件M次的一整數超取樣比率對該信號取樣，以產生每二進制元件m=1至M的樣本，每一m值對應用於一各自的次通道；該方法包含計算各次通道的能量總和以產生多個 總計樣本；且該一特性的決定及一決定的做成使用該等總計樣本被執行。
  8. 如申請專利範圍第6項所述之方法，其中該已接收的信號是一CDMA信號，且該信號的各二進制元件是一切片(chip)。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中：該等化包括從時域到頻域的轉換。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該替代長度短於該標稱長度。
  11. 一種接收器，包含：一天線，用於在一無線通道中接收一信號；取樣電路，耦接至該天線且安排來採取該信號的多個樣本，各樣本對應於一各自的時間；以及一處理器，耦接至該取樣電路且安排來接收該等樣本，該處理器被規劃來實施一處理該等樣本的等化器，其使用具有一標稱長度的至少一個等化器時段；其中該處理器進一步被規劃來：動態地估計該通道的一或多個特性；依據已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇，藉此，該等化器時段的長度只在該標稱長度及該替代長度這二選項間選定；以及 在該等化器中使用該已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中該處理器被規劃成使得：該至少一個等化器時段中之一是一估計的通道長度，對應於一時間範圍，在該時間範圍外，該無線通道的一通道脈衝響應被估計為可忽略的；且該等化器的處理係使用僅在該估計通道長度內的通道脈衝響應的估計值來執行。
  13. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中該處理器被規劃成使得：該至少一個等化器時段中之一是一對應於等化器係數欲被估計的一時間範圍的等化長度；且該等化器的處理，係使用該等係數的估計值來對具有僅在該等化長度內之時間的樣本執行。
  14. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中該處理器被規劃來：估計該通道的一延遲剖面，該延遲剖面包含在一延遲期間之已接收信號能量的一估計；且使得該一特性的決定包含決定在該延遲間隔內落在一預定延遲窗中的信號能量。
  15. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中該處理器被規劃來：估計該通道的一延遲剖面，該延遲剖面包含在一延 遲期間之已接收信號能量的一估計；且使得該一特性的決定包含決定該延遲剖面的一最強成分的能量對剩餘成分能量總和之比。
  16. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中：該取樣電路被組配來以該信號的每二進制元件M次的一整數超取樣比率對該信號取樣，以產生每二進制元件m=1至M的樣本，每一m值對應用於一個別次通道；該處理器被規劃來決定一次通道被使用在該決定中；且該處理器被規劃成使得該一特性的決定及一決定之做成使用已選擇次通道之樣本來執行。
  17. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中：該取樣電路被組配來以該信號的每二進制元件M次的一整數超取樣比率對該信號取樣，以產生每二進制元件m=1至M的樣本，每一m值對應於一個別次通道；該處理器被規劃來計算各次通道的能量總和以產生多個總計樣本；且該處理器被規劃成使得該一特性的決定及一決定之做成使用該等總計樣本來執行。
  18. 如申請專利範圍第16項所述之接收器，其中該接收器是一被組配來接收一CDMA信號的CDMA接收器，且該信號的各二進制元件是一切片。
  19. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中該處理器被規劃成使得該等化包括一從時域到頻域的轉換。
  20. 如申請專利範圍第11項所述之接收器，其中該替代長度短於該標稱長度。
  21. 一種供在無線通訊系統中處理信號的電腦程式產品，該程式產品包含實施於一非暫時性電腦可讀媒體上且當由一處理器執行時進行以下步驟的程式碼：輸入在一無線通道上被接收的一信號之多個信號樣本；提供該等樣本至一以該程式碼實施的一等化器，該等化器被組配來：使用至少一個具有一標稱長度的等化器時段來處理該等樣本；動態地決定該通道的一個或多個特性；依據該等已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的該等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇，藉此，該等化器時段的長度只在該標稱長度及該替代長度這二選項間選定；以及在該等化器中使用該已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
  22. 一種行動終端機，包含：一天線，供在一無線通道中接收一信號；取樣電路，耦接至該天線且安排來採取該信號的多個樣本，每一樣本對應於一各自的時間；及一處理器，耦接至該取樣電路且安排來接收該等樣本，該處理器被規劃來實施一等化器，該等化器使用具 有一標稱長度的至少一個等化器時段處理該等樣本；其中該處理器被進一步規劃來：動態地估計該通道的一個或多個特性；依據該等已決定的通道特性，在該標稱長度被使用的等化器之一第一操作狀態與一替代長度取代該標稱長度被使用的等化器之一第二操作狀態之間動態地選擇，藉此，該等化器時段的長度只在該標稱長度及該替代長度這二選項間選定；以及在該等化器中使用該已決定的等化器時段長度處理該等樣本。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201001389D0 (en) 2010-01-28 2010-03-17 Icera Inc A radio receiver in a wireless communication system
GB0721425D0 (en) * 2007-10-31 2007-12-12 Icera Inc Processing digital sampels in a wireless receiver
US9191059B2 (en) * 2007-10-31 2015-11-17 Icera Inc. Processing digital samples in a wireless receiver
GB0806064D0 (en) 2008-04-03 2008-05-14 Icera Inc Equalisation processing
GB2487226B (en) 2011-01-14 2017-03-08 Nvidia Tech Uk Ltd Equalisation of a signal received over a wireless channel
EP2719089B1 (en) * 2011-06-10 2016-10-12 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Signal equalization with compensation for scrambling code correlation
JP5881453B2 (ja) * 2012-02-14 2016-03-09 三菱電機株式会社 等化装置、受信装置及び等化方法
TWI504175B (zh) * 2013-09-24 2015-10-11 Realtek Semiconductor Corp 無線通訊發送器之傳輸頻譜的等化方法
US9106321B2 (en) 2013-09-30 2015-08-11 Qualcomm Incorporated Receive filters to minimize side lobes in a UWB system
CN103763037B (zh) * 2013-12-17 2017-02-22 记忆科技(深圳)有限公司 一种动态补偿接收器及动态补偿接收方法
TWI540858B (zh) * 2015-02-04 2016-07-01 晨星半導體股份有限公司 無線接收裝置及其訊號處理方法
CN105991148B (zh) * 2015-03-03 2018-11-27 晨星半导体股份有限公司 无线接收装置及其信号处理方法
WO2016179333A1 (en) * 2015-05-06 2016-11-10 Ping Liang Wireless repeater with fir based channel equalizer
US9768985B2 (en) * 2016-01-26 2017-09-19 Nxp B.V. Equalization from presence change transients
US10833895B2 (en) * 2018-09-19 2020-11-10 Texas Instruments Incorporated Receiver with selectable digital equalization filter options

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030078025A1 (en) * 2001-09-25 2003-04-24 Smee John E. Method and apparatus for varying the length of an adaptive equalizer based on doppler frequency
US20040161029A1 (en) * 2003-02-18 2004-08-19 Malladi Durga Prasad Communication receiver with an adaptive equalizer length
US7193983B2 (en) * 2002-01-17 2007-03-20 Agency For Science, Technology And Research Path diversity equalization CDMA downlink receiver
WO2007059518A1 (en) * 2005-11-15 2007-05-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for deriving a channel impulse response estimate for a wireless channel
US20070127588A1 (en) * 2005-10-28 2007-06-07 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for channel and noise estimation

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4102151A1 (de) * 1991-01-25 1992-07-30 Philips Patentverwaltung Empfaenger fuer ein digitales uebertragungssystem
JPH0865205A (ja) * 1994-08-24 1996-03-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｃｄｍａ方式移動通信装置
US5809086A (en) * 1996-03-20 1998-09-15 Lucent Technologies Inc. Intelligent timing recovery for a broadband adaptive equalizer
JP2991170B2 (ja) * 1997-10-01 1999-12-20 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置および方法
DE60030932T2 (de) * 1999-10-20 2007-06-21 Koninklijke Philips Electronics N.V. Suche des optimalen Abtastzeitpunktes in einem TDMA Paketübertragungssystem
JP2001177451A (ja) * 1999-12-15 2001-06-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ受信装置
KR100452860B1 (ko) * 2000-06-20 2004-10-14 삼성전자주식회사 훈련 신호를 이용한 적응 등화기용 필터 탭 길이 조정장치 및 방법
EP1289162A3 (en) * 2001-08-28 2003-06-25 Texas Instruments Incorporated Combined equalizer and spread spectrum interference canceller method and implementation for the downlink of CDMA systems
US7027504B2 (en) * 2001-09-18 2006-04-11 Broadcom Corporation Fast computation of decision feedback equalizer coefficients
KR100435494B1 (ko) 2001-11-21 2004-06-09 한국전자통신연구원 디지털 통신에서의 동기 수행 시스템 및 그 방법
WO2004112303A2 (en) * 2003-03-10 2004-12-23 Macphy Modems, Inc. Method and apparatus for single burst equalization of single carrier signals in broadband wireless access systems
KR100585153B1 (ko) * 2004-08-04 2006-05-30 삼성전자주식회사 다중 경로 지연 추정을 통하여 등화기 성능을 개선한 유무선 통신을 위한 수신기 및 방법
US7903727B2 (en) * 2006-11-24 2011-03-08 Via Technologies, Inc. Channel memory length selection method and apparatus for wireless communication systems
CN101079863A (zh) * 2007-06-26 2007-11-28 上海大学 正交频分复用系统中的频域均衡器设计方法
GB0806064D0 (en) 2008-04-03 2008-05-14 Icera Inc Equalisation processing

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030078025A1 (en) * 2001-09-25 2003-04-24 Smee John E. Method and apparatus for varying the length of an adaptive equalizer based on doppler frequency
US7193983B2 (en) * 2002-01-17 2007-03-20 Agency For Science, Technology And Research Path diversity equalization CDMA downlink receiver
US20040161029A1 (en) * 2003-02-18 2004-08-19 Malladi Durga Prasad Communication receiver with an adaptive equalizer length
US20070127588A1 (en) * 2005-10-28 2007-06-07 Qualcomm, Inc. Method and apparatus for channel and noise estimation
WO2007059518A1 (en) * 2005-11-15 2007-05-24 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for deriving a channel impulse response estimate for a wireless channel

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