CN101919217B - 无线通信系统中的无线电接收器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及无线通信系统中的无线电接收器。公开了一种用于对无线电接收器中的无线电信号进行处理的方法和相应的接收器。该方法包括：接收输入的无线电信号的数字抽样并且根据使用一组均衡器参数的均衡器算法来对那些抽样进行处理以产生均衡的输出；估计在其上已经传输输入信号的信道的至少一个参数；以及根据至少一个所述估计的信道参数来选择至少一个均衡器参数。

Description

无线通信系统中的无线电接收器
技术领域
本发明涉及无线通信系统中的无线电接收器，并且涉及一种用于对无线电信号进行处理的方法。
背景技术
可根据通常由标准所规定的多个不同通信系统实现在现代无线通信中对携带数据的无线电信号的传输。对能够操作以支持不止一个这些无线通信系统的设备的需求日益增加。移动无线电接收器设备包括被设置成通过一个或多个天线来接收和发送无线信号的模拟射频(RF)/中频(IF)级。RF/IF级的输出被典型地转换为基带，其中模数转换器(ADC)将输入的模拟信号转换为数字抽样，此后对该数字抽样进行处理以用于信号检测以及以可信度值的形式对数据进行解码。ADC可替代地直接在IF操作，在这种情况下，在数字域中执行转换为基带。已知有对数字抽样的多种不同类型的前端处理以实现信号检测，包括耙式接收器处理和信道均衡处理。
在码分多址(CDMA)的无线系统中，利用单独扩展序列在代码域中对不同物理信道进行多路复用。在正交扩展码字的情况下，原始数据符号能够随后在接收器中通过解扩展被有效地分离出来。
在宽带CDMA(WCDMA)的蜂窝系统中，利用正交可变扩展因子(OVSF)码执行下行代码多路复用。然而，OVSF码字仅在理想的时间校准(timealignment)的条件下彼此正交。在存在多径传播的情况下，代码正交性丧失，并且解扩展的操作受到多址干扰(MAI)的影响。
CDMA移动无线电接收器传统地采用依赖扩展序列的相关特性的耙式处理器。例如在纽约的麦克劳-希尔出版公司在1995年出版的作者为J.G.Proakis的“Digital Communication”中描述了耙式处理器。如果代码多路复用传输之间的MAI与其它噪声源和干扰是可比的，那么在存在代码相关性的情况下这类接收器遭受性能劣化。在这些条件下，通过在解扩展之前企图恢复代码之间的正交性可实现性能优点。基于耙式处理的传统3GPP接收器的次优性会引起显著的性能恶化，尤其是下行数据率从WCDMA版本99的384kbps增大到若干Mbps的高速下行分组接入(HDSPA)率。当多路径破坏了代码正交性时，有效方法是使用信道均衡而不是耙式处理。
在过去的几十年中广泛地采用信道均衡技术以用于抗击频率选择传输信道上的符号间干扰。在纽约的麦克劳-希尔出版公司在1995年出版的作者为J.G.Proaki s的“Digital Communication”以及在1987年，新泽西，恩格尔伍德克利夫斯，普伦蒂斯霍尔，作者为S.Benedetto，E.Biglieri，V.Castellani的“Digital Transmission Theory”中对信道均衡技术进行了描述。信道均衡器最近在时分多址(TDMA)和码分多址(CDMA)移动无线系统的接收器方面得到应用。在IEEE车辆技术大会会报，1997年5月，亚利桑那州，凤凰城，第1卷，第203-207页，作者为A.Klein的“Data Detection Algorithms SpeciallyDesigned for the Downlink of CDMAMobile Radio Systems”中对将信道均衡应用到CDMA蜂窝式系统的示例进行了描述。尤其是在同步CDMA蜂窝式系统中，与3GPP WCDMA标准的前向链路的情况一样，芯片级均衡允许以增大实现复杂度为代价显著地提高传统耙式接收器的性能。与3GPP高速下行分组接入(HSDPA)一样，该优点对高速率数据传输尤其重要。
发明内容
本发明的目的是使无线通信环境中的接收器的处理装备最优化，尤其是考虑到相对于计算资源所设置的处理性能和/或要获得该处理性能所需的功耗。
根据本发明的一个方面，提供了一种用于无线通信系统的无线电接收器，该无线电接收器包括：信道均衡装置，其被设置成接收输入信号的数字抽样并且生成均衡的输出，所述信道均衡装置包括用于根据使用一组均衡器参数的均衡器算法来对所述数字抽样进行处理的装置；用于估计在其上已经接收信号的信道的至少一个参数的装置；以及用于根据至少一个所述估计的信道参数来选择至少一个所述均衡器参数的装置。
本发明的另一方面提供了一种用于对无线电接收器中的无线电通信信号进行处理的方法，该方法包括：接收输入的无线电通信信号的数字抽样并且根据使用一组均衡器参数的均衡器算法来对那些抽样进行处理以产生均衡的输出；估计在其上已经传输输入信号的信道的至少一个参数；以及根据至少一个所述估计的信道参数来选择至少一个所述均衡器参数。
还提供了一种计算机程序产品，该计算机程序产品当在处理器上执行时可实现上面所定义的方法。在这种情况下，该处理器能够构成与执行均衡器算法本身的那个处理装置相同的处理装置。也就是说，用于选择多个均衡器参数之一的程序能够由执行算法本身以实现均衡器功能的同一处理器来执行。
本发明人认识到信道均衡可提供优越性能与可用处理资源的使用和/或功耗之间的最佳折衷的程度取决于确定的信道条件。更特别地，本发明人意识到用于实现信道均衡的特定均衡参数可提供取决于确定的信道条件的不同益处。
在该上下文中，信道一词用于表示无线电信号的通信路径。如为本领域所公知的，根据所使用的通信系统，信道可由时间、代码或频率来定义。特定信道的质量受到与传播环境有关的条件、蜂窝布局以及无线通信系统中的其它条件的影响。
附图说明
为了更好地理解本发明并且为了示出如何实施本发明，现在通过示例的方式参考附图，在附图中：
图1是无线通信设备的示意性方框图；
图2是示出了在耙式接收器处理与均衡器处理之间进行选择的方框图；
图3是处理功能的示意性方框图；
图4是用于选择处理功能的一系列步骤的示意图；
图5是用于选择一组均衡器参数的示意性方框图；以及
图6是用于选择均衡器算法的示意性方框图。
具体实施方式
图1是用于在无线通信系统中发送和接收信号的设备的示意性方框图。这种设备能够以许多不同方式实现，但是根据图1，一系列RF/IF级32被设置成通过一个或多个天线20接收和发送无线信号(TX，RX)。这里所讨论的本发明的实施例主要与接收无线信号有关，因此不会再进一步提及发送信号。在RF/IF级的输出所接收到的信号被典型地转换为基带，其中ADC将模拟信号转换成数字抽样。图1的块32包括用于对所接收到的无线电信号进行处理并且提供数字信号抽样γ(k)的部件。这可以本领域公知的且在这里没有进一步讨论的不同方式实现。
将抽样γ(k)提供给与处理器22、指令存储器24以及数据存储器26进行通信的数据传输引擎30。该处理器22负责对抽样γ(k)进行处理。处理器22可执行以代码序列形式保存在指令存储器24中的多个不同功能。这提供了所谓的软调制解调器，该软调制解调器具有在这里所进一步讨论的许多优点。
图2和图3是示出处理器22所执行的多个不同功能当中的一些的示意性方框图。将块10所表示的第一功能称为信道参数的估计。该功能估计与在无线通信系统中在其上传输无线电信号的通信信道有关的多个不同参数。功能10在时间k提供输出γn(k)，n＝1，…，Nc，其中Nc表示估计的信道参数的数目，所述估计的信道参数表示从所接收到的信号抽样γ(k)得到的一组信道参数。所估计的信道参数γn(k)可用于多个不同目的。如在图2和图3中所示的，所述估计的信道参数被提供到选择耙式/均衡器接收器功能12，该功能12确定是利用耙式接收器还是均衡器接收器来对所接收到的抽样进行处理。耙式接收器或均衡器接收器是由用于执行来自指令存储器24的适当代码序列的处理器22实现的。
进一步提供参数γn(k)到在选择了均衡器接收器16的情况下使用的选择均衡器算法功能18。如果使用，那么功能18根据已被估计的信道参数来选择用于实现均衡器接收器16的特定算法。将该算法提供给如输入17所图表表示的信道均衡器。当然实际上这是将由被选择作为指令存储器中的代码序列的适当算法来实现的。
信道参数γn(k)还被提供给选择均衡器参数功能14。均衡器参数选择功能14在选择了均衡器接收器(如块16所表示的)的情况下被使用并且控制用于实施均衡器接收器的参数，这些参数表示为θn(k)，n＝1，…，NE，其中NE表示相关均衡器参数的数目。
现在更详细地讨论使用所估计的信道参数以控制对耙式接收器或均衡器接收器的选择(功能12)。图2以示意性形式说明了该原理。将数字抽样γn(k)提供给具有输入5的开关4，所述输入5从功能12接收用于选择耙式接收器或均衡器处理的命令信号。根据该信号，开关4通过耙式接收器7选择处理路径6或者通过均衡器9选择处理路径8。如为该技术领域所公知的，对于在单独的信道化码上传输的每个信道而言，耙式接收器包括一组耙指7a，7b，…。每个指与单个解扰器/解扩器9以及加权功能11相关，并且相对于每个信道而言的指组与在输出路径15上提供所处理的输出的加法器13相关。因为耙式接收器的操作为所属技术领域的专业人员所熟知，因此在这里不对其功能做进一步描述。
对于在单独的信道化码上传输的每个信道而言，均衡器接收器19包括芯片级均衡器16和多个解扰器/解扩器21a，21b，...。沿着输出路径23提供解扰器/解扩器的输出。输出开关25将线27上的处理过的输出提供给随后的解码功能。开关25(如开关4一样)受到控制输入5的控制，所述控制输入5从功能12接收用于选择耙式接收器或均衡器的命令信号。
虽然图2对处理功能选择的原理进行了说明，但是容易意识到，在图1中所说明的本发明的实施例中不可能对不同物理路径(6，8，15，23)进行标识。而是通过根据处理器22是执行耙式接收器功能还是均衡器接收器功能而下载不同代码序列来进行选择。
在任何给定时间仅执行耙式或均衡器处理的接收器的这种软件实现中，相对于以硬件实现信道均衡器的传统接收器而言，上述方法还提供了计算复杂度的总体上降低。在这方面，基于硬件实现的传统调制解调器被迫在最大数据率要求所决定的设计与将多种算法实例化为(instantiation)为单独硅区之间进行选择。这些解决方案意味着更高的实现成本、大小、和/或功耗，并且任何折衷将不可避免地使性能恶化。另一方面，上述提出的方案通过重新使用公用平台以自适应地选择能够使性能最大化且使功耗最小化的最佳信号处理功能组可降低复杂度、大小以及成本。
现在参考图4对根据对特定信道参数的估计来选择处理功能的方法进行描述。本发明人发现有利的是可通过按照确定的顺序(如图4和在下面所说明的)对不同信道参数进行检查来应用选择准则。然而很容易意识到的是也可使用其它适当顺序。
步骤S1产生与传输信道的用户的移动性有关的信道非平稳性程度的估计，其例如是由多普勒扩展或最大多普勒频率的估计或者移动终端的相对速度的估计所给出的。这些估计为本技术领域公知的，因此在这里不对估计的方式做进一步讨论。在1996年，MA，诺威尔，Kluwer，作者为G.L.Stuber的“Principles of Mobile Communications”中、在IEEE车辆技术会议会报，1993年5月，新泽西，锡考克斯，第859-862页，作者为A.Sampa th和J.M.Holtzman的“Estimation of MaximumDoppler Frequency for Handoff Decisions”中、在无线通信和移动计算，2001年3月，第1卷，第2期，第221-242页，作者为C.Tepedelenlioglu，A.Abdi，G.B，Giannakis和M.Kaveh的“Estimationof Dopplerspread and Signal Strength in Mobile Communicationswith Applications to Handoff and Adaptive Transmission”中，以及其中的参考文献中描述了示例。可将接收器设计成对相对低时变的信道使用均衡器处理，而对快时变的信道则切换到耙式处理，其中转换门限应取决于均衡器复杂性与接收器性能之间的期望折衷。多普勒比较步骤S2对多普勒估计信号γ1与适当门限ThD进行比较。如果γ1超过门限ThD，那么该步骤选择耙式接收器处理。如果多普勒估计信号γ1没有超过门限ThD，那么该比较产生否定回答，并且选择处理继续进行窗外能量比较步骤。
窗外能量估计S3提供了均衡器信道估计所使用的时间窗之外的信道能量的估计。在智能信号处理和通信系统的IEEE国际研讨会会报，1998年11月，澳大利亚，墨尔本，第665-669页，作者为C Luschi，M.Sandell.P.Strauch和R-H.Yan的“Adaptive Channel MemoryTruncation for Digital Mobile Communications”中描述了示例。仅当信道估计窗捕获了相当大百分比的信道能量时(这不会发生在非常高延迟扩展的情况下)，才选择均衡器处理。为此，对窗外能量γ2与门限ThW进行比较。如果γ2大于门限ThW，那么该步骤选择耙式接收器处理。如果窗外能量γ2不大于THW，那么选择处理继续进行单射线(single-ray)信道检测步骤。
延迟扩展估计S5产生例如由均方根(rms)延迟扩展的估计所给出的输出γ2。在计算机和通信的IEEE国际研讨会会报，2003年6月-7月，土耳其，凯梅尔-安塔利亚，第282-287页，作者为H.Arslan和T.Yucek的“Delay Spread Estimation for Wireless CommunicationSystem”中给出了延迟扩展估计的实例。将参数γ3提供给单射线信道检测步骤S6以确定传输信道可否被认为是由单个传播路径(不存在多路径)产生的。在单个路径传播的情况下，该步骤选择耙式接收器处理。
更一般地，非常高延迟扩展(长信道脉冲响应)和零延迟扩展(单射线信道脉冲响应)的条件的识别可以用于将接收器切换到耙式接收器处理。在该技术领域中通常使用术语“信道长度”以表示与信道延迟扩展有关的信道脉冲响应的持续时间。
在非单射线信道的情况下，该处理转到从z平面中的信道零点的位置估计出信道特性(S7)。在IEEE会报，1984年9月，第72卷，第9期，第1131-1142页，作者为Y.Bistritz的“Zero Location withRespect to the Unit Circle of Discrete-Time Linear SystemPolynomials”以及其中的参考文献中给出了这是如何进行的示例。可将接收器设计成在存在下述零点位置的情况下切换到耙式处理，所述零点位置标识出对均衡器的操作-在信道零点接近z平面的单位圆的线性均衡情况时，或者对分数间隔的均衡，或者更一般地说对均衡器子信道当中具有公共零点的接收分集均衡(多个接收天线或者通过过采样所获得的多个子信道)很关键的信道特性。将信道零点位置的估计γ4提供给关键零点位置检测器步骤S8，该步骤在存在对均衡器的操作很关键的零点位置的情况下选择耙式接收器处理。在非关键信道特征的情况下，选择处理继续蜂窝几何形状比较步骤。
蜂窝几何形状估计块提供了所接收到的蜂窝内功率与噪声加蜂窝间干扰功率之间的比值(或其倒数)的估计γ5，或者提供了总的接收功率与噪声加蜂窝间干扰功率之间的比值(或其倒数)的估计(A cellgeometry estimation block provides an estimate γ5 of the ratiobetween received intracell power and noise-plus-intercellinterference power (or its inverse)，or an estimate of the ratiobe tween total received power and noise-plus-intercellinterference power(or its inverse))。在我们的同时待审申请[PWF号：316036GB]中描述了可使用的蜂窝几何形状估计技术的实例。可选地，可使用用于对输入的无线电信号的信骚比进行估计的任何已知技术，其中扰动是干扰或噪声或者这两者。在IEEE通信汇报，1998年6月，第46卷，第6期，第728-731页，作者为M.Turkboylari和G.L.Stuber的“An Efficient Algorithm for Estimating theSignal-to-lnterference Ratio in TDMA Cellular Systems”中给出了用于无线蜂窝系统的信骚比估计的示例。作为另一个选择，可使用所估计的信道响应的信骚比γ6的估计，或者可用信道估计的质量的任何其它表示。
除了在耙式与均衡器之间切换之外，在已选择了均衡器16的情况下，信道参数估计功能10所估计的信道参数可用于选择参数θn(n＝1，...，NE)以实现均衡器16。
图5是用于在均衡器参数选择功能14之内选择一组均衡器参数的示意性方框图。
可根据信道窗外能量γ2和/或信道延迟扩展γ3的估计来选择用于对均衡器中的信道脉冲响应进行估计的时间窗W(图5的块14a)。该选择还取决于输入信骚比或蜂窝几何形状的估计γ5和/或取决于所估计的信道系数的信骚比的估计γ6。
可根据信道非平稳性或时间选择性的程度的估计，例如通过信道多普勒扩展γ1的估计，选择用于对信道脉冲响应(图5的块14b)和所估计的信道脉冲响应的更新的频率(图5的块14c)进行估计的适当滤波器的存储器。对信道估计滤波器的选择还可基于输入信骚比或蜂窝几何形状的估计γ5和/或基于所估计的信道响应的信骚比的估计γ6。
在中至低的信号-噪声加干扰比时，通过将幅度低于适当门限的所估计的信道系数设置为零可降低总的信道估计误差。根据输入信骚比或蜂窝几何形状的估计γ5和/或根据所估计的信道系数的信骚比的估计γ6来选择该门限的值(图5的块14d)。
在存在非平稳输入噪声的情况下，通过对输入扰动γ7(例如噪声近似恒定的时间段)的非平稳性的程度进行测量可使用于在例如MMSE均衡情况下对输入噪声方差(variance)σ2进行估计的适当滤波器的存储器自适应。在完全不同的基础上，该滤波可取决于使用其便于收集输入噪声的观测值的周期-这反过来仅是由要在特定操作条件或者在关键处理要求之下降低实现复杂性的需要而激发的。
例如可根据信道窗外能量γ2和/或信道长度或信道延迟扩展γ3的估计以及z平面γ4中的信道零点位置的估计来选择均衡器系数的数目(即均衡器时间跨度)(图5的块14f)。
在判定反馈均衡的情况下，前馈和反馈均衡器系数的数目可类似地基于信道窗外能量γ2和/或信道长度(或信道延迟扩展)γ3的估计以及z平面γ4中的信道零点的位置的估计(图5的块14g)。
可根据信道非平稳性或时间选择性的程度的估计，例如通过信道多普勒扩展γ1的估计，选择在块均衡情况下均衡器系数的更新的频率或者在自适应均衡情况下的系数步长(图5的块14h)。
根据对从z平面γ4中的信道零点位置所得到的信道相位特性的估计来选择均衡器延迟(图5的块14i)。
现在参考图6，图6是对根据所估计的信道条件来选择特定均衡算法进行说明的示意性方框图。虽然下述顺序表示本发明的一个有用实施例，但是应当领会可使用任何其它顺序以实现对适当均衡器算法的选择。
图6中的级6a表示对线性或非线性均衡器结构的选择。自从Lucky(R.W.Lucky的“Automatic Equalization for DigitalCommunication”，贝尔系统技术期刊，1965年4月，第44卷，第547-588页)、Proakis和Miller(J.G.Proakis和J.H.Miller的“AnAdaptive receiver for Digital Signaling Through Channels withIntersymbol Interference”，IEEE信息论汇报，1969年7月，第15卷，第4期，第484-497页)以及其它(参见IEEE会报，1985年9月，第73卷，第9期，第1349-1387页，作者为S.U.H.Qureshi的“Adaptive Equalization”以及其中的参考文献)的早先工作以来，基于横向滤波器结构的线性均衡就一直被采用。非线性均衡器包括判定反馈均衡器(例如在贝尔系统技术期刊，1073年10月，第52卷，第1341-1373页，作者为J.Salz的“Optimum Mean Square DecisionFeedback Equalization”、以及IEEE会报，1979年8月，第67卷，第8期，第1143-1156页，作者为C.A.Belfiore和J.H.Park.Jr的“Decision Feedback Equalization”中所描述的)和最大似然性(ML)或最大后验概率(MAP)格形均衡器(例如在IEEE信息论汇报，1972年5月，第18卷，第3期，第363-378页，作者为G.D.Forney.Jr.的“Maximum Likelihood Sequence Estimation of DigitalSequences in the Presence of Intersymbol Interference”以及在IEEE信息论汇报，1974年3月，第20卷，第284-287页，作者为L.R.Bahl，J.Cocke，F，Jelinek和Raviv的“Optimal Decoding of LinearCodes for Minimizing Symbol Error Rate”中所描述的)。还在1987年，恩格尔伍德克利夫斯，新泽西，普伦蒂斯霍尔，作者为S.Benedetto，E.Biglieri和V.Castellani的“Digital Transmission Theory”以及在欧洲电信汇报，1998年3月，第9卷，第2期，第117-143页，作者为D.P.Taylor，G.M.Vitetta，B.D.Hart和A.
Figure BPA00001167940800101
的“Wireless Channel Equalization”中讨论了线性和非线性均衡器。用于在线性或非线性均衡器之间进行选择的准则可基于例如z平面γ4中的信道零点的位置。另外，该选择可取决于特定传输条件。例如，在HSDPA系统中，判定反馈均衡器的使用(也就是说具有非线性结构)局限于这样的条件，即向用户分配相当大百分比的下行功率一其确定要用于判定反馈而无需对其它用户的数据进行判定所使用的下行信号的部分。
图6中的级6b表示对波特间隔或分数间隔均衡器结构的选择。例如，在IEEE会报，1985年9月，第73卷，第9期，第1349-1387页，作者为S.U.H.Qureshi的“Adaptive Equalization”以及在IEEE信号处理杂志，1996年5月，第13卷，第3期，第65-81页，作者为J.R.Treichler，I.Fijalkow和C.R.Johnson，Jr.的“Fractionally Spaced Equalizers”中描述了波特间隔(符号或芯片间隔)和分数间隔均衡器。该选择例如基于z平面γ4中的信道零点的位置，并且可选择性地考虑过度传输带宽量(发送与接收滤波器的滚降因数)。
很显然，波特间隔或分数间隔的设计可供线性或非线性选择中的任何一个使用。
图6中的级6c表示对均衡器成本功能的选择，具体地说，是在最小均方误差(MMSE)准则、最小平方(LS)准则、迫零(ZF)准则、或者基于不同成本的准则(包括最大似然性(ML)准则和最大后验概率(MAP)准则)之间的选择。在IEEE会报，1985年9月，第73卷，第9期，第1349-1387页，作者为S.U.H.Qureshi的“AdaptiveEqualization”以及1987年，恩格尔伍德克利夫斯，新泽西，普伦蒂斯霍尔，作者为S.Benedetto，E.Biglieri和V.Castellani的“Digital Transmission Theory”中描述了MMSE、LS、ZF以及ML均衡器，同时在欧洲电信汇报，1998年3月，第9卷，第2期，第117-143页，作者为D.P.Taylor，G.M.Vitetta，B.D.Hart和A.
Figure BPA00001167940800111
的“Wireless Channel Equalization”以及IEEE会报，2000年10月，第88卷，第10期，第1633-1650页，作者为C.Luschi等的“Advanced Signal Processing Algorithms for Energy-EfficientWireless Communications”中讨论了MAP均衡器。可用于在这些准则之间进行选择的参数包括信骚比的估计或者表示扰动的统计分布的其它参数。例如，对于高信骚比而言，利用ZF准则可获得可接受的性能。另一方面，在存在非高斯扰动的情况下，就MMSE均衡器而言使用LS均衡器是优选的。
图6中的级6d表示在均衡器块处理或者抽头自适应规则的实现之间的选择。在这两个策略之间的选择可取决于信道非平稳性或者时间选择性的程度，例如通过信道多普勒扩展γ1的估计来进行。
例如，在IEEE车辆技术会议会报，1997年5月，菲尼克斯，亚利桑那州，第1卷，第203-207页，作者为A，Klein的“Data DetectionAlgorithms Specially Designed for the Downlink of CDMA MobileRadio Systems中提及了块处理。在IEEE通信国际会议会报，2001年6月，芬兰赫尔辛基，第6卷，第1974-1979页，作者为K.Hooli，M.Latva-aho和M.Juntti的“Performance Evaluation of AdaptiveChip-Level Channel Equalizers in WCDMA Downlink”中提及了自适应算法。

Claims (21)

1.一种用于对无线电接收器中的无线电信号进行处理的方法，该方法包括：
接收输入的无线电信号的数字抽样并且根据使用一组均衡器参数的均衡器算法来对那些抽样进行处理以产生均衡的输出；
估计在其上已经传输输入信号的信道的至少一个参数，其中所述信道在预定时间窗之外具有能量并且所述估计的信道参数之一提供了预定时间窗之外的信道能量的估计；以及
根据至少一个所述估计的信道参数来选择至少一个所述均衡器参数，其中所述至少一个所述均衡器参数被用于实施所述均衡器算法。
2.根据权利要求1的方法，其中所述信道参数之一表示信道的非平稳性的程度。
3.根据权利要求2的方法，其中表示非平稳性程度的信道参数是多普勒估计。
4.根据权利要求1的方法，其中信道延迟扩展被估计并且所述估计的信道参数之一提供了信道延迟扩展的估计。
5.根据权利要求4的方法，其中均方根信道延迟扩展被估计并且表示信道延迟扩展的信道参数是估计的均方根信道延迟扩展。
6.根据权利要求1的方法，其中信道零点具有z平面位置并且所述信道参数之一估计z平面中的信道零点的位置。
7.根据权利要求1的方法，其中所述信道参数之一是输入信号的信骚比。
8.根据权利要求1的方法，其中所述信道参数之一是蜂窝几何形状或其倒数的估计。
9.根据权利要求7的方法，其中信道参数信骚比表示在接收器中所估计的信道响应的信骚比。
10.根据权利要求1的方法，其中输入扰动具有非平稳性程度并且所述信道参数之一是输入扰动的非平稳性程度的估计。
11.根据权利要求10的方法，其中表示输入扰动的非平稳性程度的信道参数是对其上输入扰动被认为是近似恒定的时间段的估计。
12.根据权利要求2的方法，其中非平稳性信道参数被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
用于估计信道响应的滤波器的存储器；
估计的信道响应的更新的频率；以及
均衡器系数的更新的频率或用于自适应均衡的系数步长。
13.根据权利要求1的方法，其中预定窗外的参数估计信道能量被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
用于估计信道响应的时间窗；
均衡器系数的数目或者均衡器时间跨度；以及
用于判定反馈均衡的前馈和/或反馈均衡器系数的数目。
14.根据权利要求4的方法，其中信道长度或信道延迟扩展参数被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
用于估计信道响应的时间窗；
均衡器系数的数目或者均衡器时间跨度；以及
用于判定反馈均衡的前馈和/或反馈均衡器系数的数目。
15.根据权利要求6的方法，其中对信道零点的位置的估计被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
均衡器系数的数目或者均衡器时间跨度；
用于判定反馈均衡的前馈和/或反馈均衡器系数的数目；以及
均衡器延迟参数。
16.根据权利要求7的方法，其中信道参数信骚比被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
估计的信道抽头的门限参数；
用于估计信道响应的时间窗；
用于估计信道响应的滤波器的存储器。
17.根据权利要求8的方法，其中信道参数蜂窝几何形状或其倒数被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
估计的信道抽头的门限参数；
用于估计信道响应的时间窗；
用于估计信道响应的滤波器的存储器。
18.根据权利要求10的方法，其中其上输入扰动近似恒定的时间段被用于选择以下均衡器参数中的至少一个：
用于估计输入扰动的滤波器的存储器。
19.一种用于无线通信系统的无线电接收器，该无线电接收器包括：
信道均衡装置，其被设置成接收输入信号的数字抽样并且生成均衡的输出，所述信道均衡装置包括用于根据使用一组均衡器参数的均衡器算法来对所述数字抽样进行处理的装置；
用于估计在其上已经接收信号的信道的至少一个参数的装置，其中所述信道在预定时间窗之外具有能量并且所述估计的信道参数之一提供了预定时间窗之外的信道能量的估计；以及
用于根据至少一个所述估计的信道参数来选择至少一个所述均衡器参数的装置，其中所述至少一个所述均衡器参数被用于实施所述均衡器算法。
20.根据权利要求19的无线电接收器，包括处理器并且其中信道均衡装置、估计装置以及选择装置包括处理器可执行的代码序列。
21.根据权利要求20的无线电接收器，包括保存所述代码序列的存储器。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8577304B2 (en) * 2007-10-31 2013-11-05 Icera, Inc. Synchronous CDMA communication system
US9191059B2 (en) * 2007-10-31 2015-11-17 Icera Inc. Processing digital samples in a wireless receiver
GB0721425D0 (en) * 2007-10-31 2007-12-12 Icera Inc Processing digital sampels in a wireless receiver
GB0721427D0 (en) * 2007-10-31 2007-12-12 Icera Inc Processing signals in a wireless newtwork
GB201001389D0 (en) 2010-01-28 2010-03-17 Icera Inc A radio receiver in a wireless communication system
US8559561B2 (en) * 2008-02-22 2013-10-15 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for symbol detection via reduced complexity sequence estimation processing
US8843181B2 (en) * 2009-05-27 2014-09-23 Qualcomm Incorporated Sensor uses in communication systems
GB2487226B (en) * 2011-01-14 2017-03-08 Nvidia Tech Uk Ltd Equalisation of a signal received over a wireless channel
US8942331B2 (en) 2012-07-12 2015-01-27 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for improving the performance of a linear equalizer with multiple receive antennas
US9178562B2 (en) 2012-07-16 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus to dynamically select UE processing capabilities based on channel impulse response estimates
US9380520B2 (en) 2013-03-13 2016-06-28 Qualcomm Incorporated Using motion to improve local wireless network connectivity
US9380519B2 (en) 2013-03-13 2016-06-28 Qualcomm Incorporated Using motion to improve local wireless network connectivity
TWI504169B (zh) * 2013-05-31 2015-10-11 Mstar Semiconductor Inc 加速等化收斂速度的接收裝置與方法
CN104580055B (zh) * 2014-12-10 2018-04-13 华南理工大学 一种基于构造目标导函数确定区间搜索的多普勒估计方法
CN110198282B (zh) * 2018-02-27 2020-06-23 上海诺基亚贝尔股份有限公司 用于信道均衡的方法、设备和计算机可读介质

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6324220B1 (en) * 1999-02-19 2001-11-27 Adaptive Broadband Ltd. Stabilized precoder for data transmission
EP1359674A1 (en) * 2002-04-10 2003-11-05 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe Receiver comprising a demodulator for processing modulated digital data
CN1455998A (zh) * 2000-09-12 2003-11-12 艾利森公司 使用控制功能来适配无线接收机的设备和方法
US6804293B1 (en) * 1997-09-30 2004-10-12 Eads Radio Communication Systems Gmbh & Co. Kg Method for equalising a receive signal
CN1572061A (zh) * 2001-08-07 2005-01-26 格鲁斯番维拉塔公司 智能控制系统和用于无线通信系统的方法
US7050513B1 (en) * 2001-02-20 2006-05-23 Comsys Communications & Signal Processing Ltd. Block based channel tracking using weighted recursive least squares

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2357938A (en) 1999-12-24 2001-07-04 Nokia Networks Oy Selecting one of a plurality of equalisation algorithms
US20070076791A1 (en) * 2005-07-26 2007-04-05 Interdigital Technology Corporation Approximate cholesky decomposition-based block linear equalizer
WO2007107805A1 (en) 2006-03-17 2007-09-27 Nokia Corporation Method for operating a software radio receiver and software radio receiver

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6804293B1 (en) * 1997-09-30 2004-10-12 Eads Radio Communication Systems Gmbh & Co. Kg Method for equalising a receive signal
US6324220B1 (en) * 1999-02-19 2001-11-27 Adaptive Broadband Ltd. Stabilized precoder for data transmission
CN1455998A (zh) * 2000-09-12 2003-11-12 艾利森公司 使用控制功能来适配无线接收机的设备和方法
US7050513B1 (en) * 2001-02-20 2006-05-23 Comsys Communications & Signal Processing Ltd. Block based channel tracking using weighted recursive least squares
CN1572061A (zh) * 2001-08-07 2005-01-26 格鲁斯番维拉塔公司 智能控制系统和用于无线通信系统的方法
EP1359674A1 (en) * 2002-04-10 2003-11-05 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe Receiver comprising a demodulator for processing modulated digital data

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Environment-Adaptive Receivers: A Performance Prediction Approach;Eric Hardouin, et.al;《IEEE International Conference on Communications,2006》;20060601;全文 *
Eric Hardouin, et.al.Environment-Adaptive Receivers: A Performance Prediction Approach.《IEEE International Conference on Communications,2006》.2006,全文.
On the implementation of a multi-equalizer;Philippe Dumais, et.al;《The 3rd International IEEE-NEWCAS Conference,2005》;20050619;全文 *
Philippe Dumais, et.al.On the implementation of a multi-equalizer.《The 3rd International IEEE-NEWCAS Conference,2005》.2005,全文.

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