CN1572061A - 智能控制系统和用于无线通信系统的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种包含了基带处理器(107)的无线接收机，其中所述基带处理器包括一个补偿系统(213)，该系统选择性地包含了一个对从无线介质接收的信号进行处理的均衡器(210)和一个CMF(205)，此外所述基带接收机还包括一个基于取样来计算滤波器加权的CIR估计器(203)。存储器(209)保存缺省滤波器加权，选择逻辑(307)则在CIR估计器(203)计算的滤波器加权与来自存储器(209)的缺省滤波器加权之间进行选择。SNR估计器(301)接收取样并且提供一个SNR量度SM，多径估计器(303)接收计算得到的滤波器加权并且提供一个多径量度MM。判定逻辑(305)使用SNR和多径量度来确定接收机的工作点，并且根据预定的分组差错率(PER)性能映射来做出基于已确定的工作点的判定，此外还控制选择逻辑而在缺省和计算得到的滤波器加权之间进行选择，并且选择性地启用所述均衡器。

Description

智能控制系统和用于无线通信系统的方法

技术领域

本发明涉及无线通信，尤其涉及一种用于确定何时在无线通信系统中使用信道补偿的智能控制系统。

背景技术

室内无线通信设备的通信能力受限于在接收机上发现的环境噪声量与发送信号的多径扩展量。多径扩展是由发送信号从诸如墙、桌子等等的多次反射产生的。环境噪声则有可能低于接收机自身的热噪声。它通常是借助良好的接收机和信号设计而被减至最小的。然而，在缺少多径失真的情况下，噪声(环境噪声或接收机热噪声)设定了接收机的性能极限。换句话说，如果存在多径失真，那么多径失真会使所述接收机足够衰弱，以至于设定一个明显要比噪声单独施加的极限更为恶劣的性能极限。对发送机和接收机的任何给定位置而言，噪声、多径失真或是这二者的结合都可以设定通信链路的性能极限。

使用信道匹配滤波器(CMF)和/或均衡器这类信号处理技术可以减轻多径效应。CMF和均衡器对多径轮廓(profile)进行估计，并且通过应用反向滤波器来尝试消除失真。然而，当存在越来越多的噪声量的时候，在这些算法中使用的估计处理是很容易失效的。目前希望找出一种实用的方法，以便提高那些由接收机上观察到的噪声和多径环境所确定的性能。

发明内容

根据本发明的一个实施例的无线接收机包括一个将从无线介质接收的射频(RF)信号转换成基带信号的无线电设备以及一个基带处理器。所述基带处理器包括一个模-数转换器(ADC)、一个补偿系统、一个信道脉冲响应(CIR)估计器、一个信噪比(SNR)估计器、一个多径估计器以及判定逻辑。ADC以预定取样率而对基带信号进行取样，并且提供相应的数字取样。补偿系统选择性地向所述取样提供补偿。CIR估计器根据数字取样来计算滤波器加权。SNR估计器则接收所述取样并且提供一个SNR量度。多径估计器接收那些计算得到的滤波器加权并且提供一个多径量度。判定逻辑基于SNR和多径量度确定接收机的工作点。判定逻辑则按照预定的分组差错率(PER)性能映射来做出一个基于已经确定的工作点的判定，并且将会控制所述补偿系统。

SNR估计器可以包括一个第一功率估计器，所述第一功率估计器在无线介质中并未传送分组的时候累积第一多个取样，以便测量噪声功率电平，并且SNR估计器还可以包括一个第二功率估计器，所述第二功率估计器在无线介质中正在传送分组的时候累积第二多个取样，从而测量分组功率电平。SNR估计器还包括一个组合器，该组合器提供了基于测量的噪声和分组功率电平的SNR量度。在一个实施例中，第一多个取样包含了各具有32个噪声取样的32个群(bin)以形成一个移动平均值，而第二多个取样则包含了各具有32个分组取样的8个群。

多径估计器可以包括一个幅度部件、一个存储设备、一个峰值确定部件、一个峰值提取部件、一个旁瓣提取部件、一个加权及求和部件以及一个除法器。幅度部件对选定CIR估计器取样的幅度进行检索。存储设备保存所检索的幅度。峰值确定部件识别选定CIR估计器取样的峰值幅度。峰值提取部件提取峰值幅度，并且旁瓣提取部件从存储设备中提取选定CIR估计器取样的旁瓣。加权及求和部件根据选定的加权方案而对旁瓣幅度进行加权，并且所述加权及求和部件把经过加权的旁瓣加在一起，以便提供旁瓣总和的值。除法器则用峰值幅度除以旁瓣总和的值，以便确定多径量度。在一种配置中，幅度部件选择了在具有22个取样的CIR估计器中具有最高能级的10个连续取样，并且所述加权方案把一个线性递增的加权应用于旁瓣幅度。选定的CIR取样可以集中在22个取样的CIR估计的第5到14个取样上，但是也可以考虑其他选择方案。

在一个示范性实施例中，判定逻辑接收多个预定门限，这些门限定义了PER性能映射的第一和第二工作范围。判定逻辑将SNR以及多径量度与多个预定门限进行比较，以便在PER性能映射内部确定一个工作点。这些预定门限可以包括第一和第二SNR门限以及一个多径门限，其中将第一工作范围定义为第一SNR门限下方的第一区域与介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限下方的第二区域的并集，并且其中将第二工作范围定义为第二SNR门限上方的第三区域与介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限上方的第四区域的并集。

补偿系统可以包括一个信道匹配滤波器(CMF)，一个均衡器或是同时包括这两个设备。CMF具有校正多径失真的可编程分支。如果包含CMF，那么还将会包含一个保存缺省滤波器加权的存储器，并且将会包含选择逻辑，以便在计算得到的CIR估计器的滤波器加权与存储器中保存的缺省滤波器加权之间进行选择，从而对CMF分支进行编程。判定逻辑对选择逻辑加以控制，以便根据PER性能映射内部工作点位置在缺省滤波器加权与计算得到的滤波器加权之间进行选择。如果包含了均衡器，那么判定逻辑将会根据PER性能映射内部工作点位置启用均衡器。如果二者都包括，那么，在选择了计算得到的滤波器加权的时候，判定逻辑将会启用均衡器，而在选择了缺省滤波器加权的时候，判定逻辑将会禁用均衡器。

根据本发明的一个实施例，一种为在无线介质中进行通信并且包含了补偿系统的无线接收机确定适当补偿的方法包括：根据SNR和多径失真来确定分组差错率(PER)性能映射，其中SNR和多径失真定义了无线接收机的第一工作范围和第二工作范围，其中在第一工作范围中使用的是计算得到的补偿，而在第二工作范围中则使用缺省值或者不进行补偿。所述方法包括测量无线信道的CIR和计算相应的滤波器加权，基于那些从无线信道中接收的取样来确定无线信道的SNR量度，使用计算得到的CIR来确定无线信道的多径量度，根据多径和SNR量度来确定无线接收机的工作点并把所述工作点应用于性能映射，以及在有或没有补偿或是具有缺省补偿的情况下操作无线接收机。

如果包含了一个CMF，那么，如果工作点处于第一工作范围以内，则所述方法包括操作具有缺省滤波器加权的CMF，如果工作点处于第二工作范围以内，则所述方法包括操作具有计算得到的滤波器加权的CMF。如果包含一个均衡器，那么，如果工作点处于第一工作范围以内，则所述方法包括禁用均衡器，如果工作点处于第二工作范围以内，则所述方法包括启用均衡器。

在没有传送分组的时候，可以通过累积从无线介质接收的第一多个取样来测量无线介质中的噪声功率电平，在传送分组的时候，可以通过累积从无线介质接收的第二多个取样来测量无线介质中的分组功率电平，以及组合所述分组和噪声功率电平，由此可以确定SNR量度。在一个示范性实施例中，第一多个取样可以包括每个具有32个噪声取样的32个群，第二多个取样可以包括每个具有32个分组取样的8个群。在接收分组之前，可以将噪声功率电平确定成一个移动平均值。

确定多径量度可以包括在具有最大能量的选定数量的连续CIR取样上计算CIR估计的延迟扩展。在这里描述了一个示范性实施例，其中选择了具有22取样的CIR中的连续10个取样，例如某个特定实施例中的第5到14个取样。多径量度可以通过如下方式确定：找到选定CIR取样的峰值幅度的位置，找到涉及峰值幅度的旁瓣的位置，将旁瓣幅度加在一起，以便确定一个旁瓣总和，以及使用所确定的旁瓣总和去除峰值幅度。在这里向旁瓣幅度应用一种加权方案，例如指数加权方案或线性递增的加权方案。多径量度可以是一个由具有足以实现预期分辨率的预定位数目的数字值表示的比值参数。

PER性能映射是可以通过如下定义第一工作范围来确定，其中在第一工作范围，对在没有均衡器和使用了具有预定缺省滤波器加权的CMF的情况下进行操作的无线接收机而言，其PER性能至少与使用具有计算得到的滤波器加权的CMF以及使用均衡器时的PER性能一样好。PER性能映射可以通过定义包括至少两个SNR门限和至少一个多径门限的多个性能门限来执行。在一个示范性实施例中，PER性能映射包括定义第一和第二SNR门限以及一个多径门限，其中将第一工作范围定义为第一SNR门限下方的第一区域与介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限下方的第二区域的并集，并且其中将第二工作范围定义为第二SNR门限上方的第三区域与介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限上方的第四区域的并集。

在一个特定实施例中，第一SNR门限是6分贝，第二SNR门限是10分贝，多径门限则基于30到40纳秒之间的RMS延迟扩展信道。对实验室中的实际无线电设备而言，第二SNR门限是如下调整的：在没有多径条件以及没有使用均衡器的情况下，使用具有预定缺省滤波器加权的CMF来扫描从6分贝SNR到15分贝SNR的PER，由此确定第一曲线，通过使用具有计算得到的加权参数以及在没有多径条件的情况下使用均衡器来扫描从6分贝SNR到15分贝SNR的PER，由此确定第二曲线，以及根据第一和第二曲线的交叉点来定义第二SNR门限。然后，第一SNR门限可以基于说明多径估计处理中的故障的第二SNR门限。第一门限设定了一个将多径估计视为无效的区域，因此总是在不具有均衡器的情况下使用缺省的CMF加权。无线电设备的详细模拟可用于确定一个用于第二门限的一个固定偏移，其中将会使用所述偏移来设定第一门限。

多径门限可以通过建立一条目标RMS延迟扩展信道来进行调整。通过详细模拟无线电设备的SNR和多径性能，以及对涉及最佳分配工作范围的值的数据进行检查，可以预先确定预期的目标RMS延迟扩展值。在多径失真的连续量度有大约一半时间是超出多径门限之前，所述调整是通过改变多径门限来完成的。

在示范性实施例中，目标RMS延迟扩展信道处于30到40纳秒的范围以内。

附图说明

在结合下图来考虑以下关于优选实施例的详细描述的时候，可以更好地理解本发明，其中：

图1是依照本发明的实施例来加以实现的示范性无线射频(RF)收发信机的框图。

图2是对根据本发明示范性实施例的图1的RX处理器的相关部分进行描述的框图。

图3是与保存图2的DFW的存储器相对接的控制逻辑的示范性实施例的简化框图。

图4是图3中的SNR估计器的示范性实施例的框图。

图5是对图4中的功率估计器所使用的相关时间周期进行描述的简化时序图，由此进一步描述了确定SNR量度的噪声和分组测量处理。

图6是一个使用了已经确定的多径量度解决方案的图3的多径估计器的示范性实施例的框图。

图7是对使用了简化逻辑的图3的判定逻辑的示范性结构的操作进行描述的框图，其中PER性能映射的工作范围是使用预定门限来定义的。

图8A是描绘SNR对比多径的分组差错率(PER)性能映射图形图表，其中描述了用于图3中的示范性判定逻辑所使用的简化逻辑范例的两个工作范围。

图8B是与图8A相似并且描绘了SNR对比多径的PER性能映射图形图表，只不过它描述的是在应用了整个映射逻辑时的选定工作范围。

具体实施方式

图1是依照本发明的一个实施例而实现的示范性无线射频(RF)收发信机101的框图。RF收发信机101可用于在诸如无线局域网(WLAN)等等的内部经由一种无线介质而与一个或多个相似的无线电设备进行通信。尽管在这里是针对示范性实例中使用的WLAN而对本发明进行描述的，但是应该理解，本发明适用于任何无线电设备或无线通信设备，并且不局限于WLAN应用。

任何类型的设备都可以使用RF收发信机101来引入无线通信能力，其中包括例如无线接入点(AP)，任何类型的计算机或计算机系统(例如个人计算机、膝上型计算机、台式计算机等等)，包括任何类型的打印机技术在内的打印设备、个人数字助理(PDA)或相似设备、扫描仪、传真设备等等。可以将RF收发信机101配置成一个插入到计算机系统恰当插槽或接口的可拆卸外部设备或是扩展卡，例如个人计算机存储器卡国际联合会(PCMCIA)卡或PC卡，也可以依照任何类型的扩展或外围设备标准来实现所述RF收发信机，例如依照外设部件互连(PCI)、工业标准结构(ISA)、扩展的ISA(EISA)标准等等。同样也可以考虑那些在显示器中内嵌了天线的小型PCI卡。并且可以考虑具有一个或多个恰当通信接口的自主或独立插件，对AP而言，所述插件尤其有利。RF收发信机101可以作为一个具有串行或并行连接的独立部件来加以实现，例如通用串行总线(USB)连接或以太网接口(双绞线、同轴电缆等等)，也可以是与设备对接的任何其他的合适接口。此外还可以考虑其它类型的无线设备，例如包括蜂窝电话在内的任何类型的无线电话设备。

RF收发信机101使用一个或多个与内部无线电芯片或设备105相耦合的天线103而经由无线介质来进行通信。无线电设备105耦合到一个通常在RF信号与基带信号之间进行转换的基带(BB)处理器107。基带处理器107还耦合到一个与基础设备或系统进行通信的介质访问控制(MAC)设备109。从RF收发信机101发送或是由其接收的数字数据是由MAC 109来处理的。为了进行传输，MAC 109经由MAC接口(I/F)111来向传输(TX)处理器113声明数字数据信号，其中所述处理器将数据表述成分组，以便进行传输。数字分组信息是使用一个数模转换器(DAC)(未示出)而被转换成模拟信号的，并且所述数字分组信息是由一个用于将分组转换成适于经由天线103传输的RF信号的TX电路115来处理的。RF开关117对用于传送分组的TX电路115和用于接收分组的RF电路119进行选择。RX电路119从接收到的RF信号中提取基带信号，并且经由模-数转换器(ADC)201(图2)而把这个基带信号提供给一个接收(RX)处理器121。RX处理器121通常执行的是与TX处理器113相反的功能，以便把来自接收分组的数据提取到用于基础设备的数据信号之中。而数据是经由MAC I/F 111转发到MAC 109的。

RF收发信机101可以根据电气与电子工程师协会(IEEE)802.11b标准来实现，其中，为了能在WLAN内部使用，所述标准工作在大约2.4吉赫(GHz)。然而应该了解的是，本发明的教导也可以借助相同或相似的方式而被应用于经由选定RF频带的其它类型的无线通信。

图2是对根据本发明的一个示范性实施例的RX处理器121的相关部分进行描述的框图。ADC 201依照预定取样率而把来自RF电路119的模拟基带信号转换成名为“取样”的数字基带信号。所述“取样”信号提供到信道脉冲响应(CIR)估计器203、信道匹配滤波器(CMF)205以及控制逻辑207。在从无线介质接收的各个新的分组的训练部分的持续过程中，CIR估计器203对滤波器加权进行计算。计算得到的滤波器加权(CFW)通常被用于编程CMF 205。通常，CIR估计器203对无线介质的多径轮廊进行估计并为CMF 205计算相应的滤波器加权，CMF 205则把反向滤波器应用于那些经过取样的信号，从而尝试消除无线信道的多径失真。CMF 205在其输出端声明一个提供到均衡器210输入端的经过滤波的取样(FS)信号。均衡器210依照所估计或训练的判定误差(否则根据所确定的信号误差信息)来精密调谐补偿。并且均衡器210还向解调器211声明一个经过均衡的信号(ES)，其中所述解调器对接收数据进行解调并且声明相应的解调数据。在这里不再对解调处理进行更进一步的描述。

通过实验方法已经确定，在某些条件下，突出的性能是在“不具有”补偿或是具有“缺省”补偿的情况下实现的。例如在这些条件下，存储器209中保存的缺省滤波器加权(DFW)实现的功能要比用于编程CMF 205分支而计算的滤波器加权所实现的功能更为优越。并且已经确定，在这些相同的条件下，如果包含均衡器或者均衡器210是唯一补偿，那么突出的性能是在不具有均衡器210的情况下实现的。而所述性能则是通过比较分组差错率(PER)的量度来测量的。此外还可以确定，在使用CMF 205的均衡器210以及均衡器210的时候，应该始终使用计算得到的滤波器加权(CFW)，因此并没有在将缺省滤波器加权用于CMF 205的时候使用均衡器210。控制逻辑207对“取样”信号以及来自CIR估计器203的那些计算得到的滤波器加权进行监视，以便确定是使用来自存储器209的缺省滤波器加权并且不使用均衡器210，还是使用计算得到的滤波器加权以及均衡器210。

如下文进一步描述的那样，控制逻辑209使用数字“取样”来确定信噪比(SNR)量度，并且使用计算得到的滤波器加权来确定多径量度。SNR和多径量度定义了一个应用于PER性能映射的工作点，其中所述PER性能映射具有基于SNR和多径失真的预定工作范围。第一工作范围规定使用具有缺省滤波器加权的CMF 205以及不使用均衡器210，而第二工作范围则规定使用均衡器和具有计算得到的滤波器加权的CMF。第一和第二工作范围是互不相交的，因此一个工作点始终只处于其中一个工作范围以内。所述工作范围可以通过使用多个门限来进行精确定义或是进行简化，其中所述门限单独或是结合其他门限而定义了工作区域，并且通过组合这些工作区域而定义了所述工作范围。在所述实施例中，通过将SNR和多径量度与预定门限进行比较来做出恰当决定，由此改善了性能。如果CMF 205包含在补偿系统213内部，则将选定的滤波器加权(SFW)提供给CMF 205，以便对CMF分支进行编程。而SFW则是从CFW或DFW中选出的。如果均衡器210包含在补偿系统213内部，则由控制逻辑209声明一个均衡器启用信号EQ，以便依赖于所做判定启用或禁用均衡器210。

CMF 205、存储器209以及均衡器210合在一起形成了补偿系统213。CMF 250是作为均衡器来实施的，然而它通常不如均衡器210精确，因为它是以信道估计为基础的，而所述信道估计转而来源于其他某些信号处理技术，例如相关。均衡器210则更为精密，但是通常需要稍微高一些的信号保真度来进行设定，并且通常需要更为强化的计算。应该指出的是，可以将补偿系统213设计成具有其中一个设备或是同时具有这两个设备。如果只包含CMF 205，则将FS信号直接提供给解调器211。如果只提供了均衡器210，则将“取样”直接提供给均衡器210的输入端，而存储器209则是多余的。

图3是与保存DFW的存储器209相对接的控制逻辑207的示范性实施例的简化框图。在这里将“取样”信号提供给SNR估计器301，所述SNR估计器对无线信道中的SNR进行估计，并且声明一个表示所述SNR的SNR估计量度(SM)。而CFW则被提供给多径估计器303，所述多径估计器303对无线信道中的多径失真电平进行估计，并且声明一个表示多径失真电平的多径量度(MM)。SM和MM信号连同三个预定门限Th1、Th2和Th3一起被提供给判定逻辑305。如下文进一步描述的那样，在一个简化逻辑的实施例中使用了门限Th1～Th3，其中将SNR量度与前两个SNR门限Th1和Th2进行比较，并且将多径量度与第三个门限Th3进行比较，由此简化了判定过程。

判定逻辑305向加权选择逻辑307声明一个判定信号C/D，其中C/D信号表示的是将哪一个滤波器加权用于CMF。在一个实施例中，C/D信号是一个二进制信号，其中将所述二进制信号声明到一个用于计算得到的加权的逻辑电平(“C”)，并且将其声明到一个用于缺省加权的相反的二进制电平(“D”)。加权选择逻辑307从CIR估计器203中接收CFW，从存储器209中接收缺省滤波器加权，此外还从控制逻辑305中接收C/D信号，并且加权选择逻辑307声明了选定的滤波器加权，以便对CMF 205的分支进行编程。判定逻辑305还声明了启用或禁用均衡器210的EQ信号，其中所述EQ信号也可以是一个二进制信号(例如用于启用的高或逻辑1，或是用于禁用的低或逻辑0，反之亦然)。如果选择了计算得到的滤波器加权(C)，则启用均衡器210，如果选择了缺省的滤波器加权(D)，则禁用所述均衡器(或者用不同的方法来绕过所述均衡器)。

图4是SNR估计器301的示范性实施例的框图。在这里将“取样”信号提供给了包括噪声功率估计器401和分组功率估计器405在内的两个独立的功率估计器。噪声功率估计器401是由一个固有噪声电平启动信号激活的，分组功率估计器405则是由一个分组前同步码启用信号激活的。在启用噪声功率估计器401的时候，所述噪声功率估计器401检索N个取样x_i(其中“i”是范围从1到N的索引值)并且求得各个取样的平方，然后将N个取样加在一起与取样总数N相除。其结果是一个提供给分贝(dB)转换器403的噪声功率值NP。dB转换器403将NP值转换成分贝(10log10[NP])，并且向求和结点409的倒相输入端声明一个NP(dB)值。借助同样的方式，在启用分组功率估计器405的时候，所述分组功率估计器405检索M个取样x_j(其中“j”是范围从1到M的一个索引值)，并且求得各个取样的平方，然后将M个取样加在一起与取样总数M相除。其结果是提供到分贝(dB)转换器407的分组功率值PP。dB转换器407把PP值转换成分贝(10log₁₀[SP])并且向求和结点409的正相输入端声明一个PP(dB)值。求和结点则从PP(dB)中减去NP(dB)，并且在其输出端声明以dB为单位的合成SNR量度(SM)。

图5是对功率估计器401、405使用的相关时间周期进行描述的简化时序图，由此进一步描述了用于确定SNR量度的噪声和分组测量处理。分组501是在始于大约时间T0的无线信道上得到检测和声明的。而在时间T0之前则声明了固有噪声电平启用信号(并且取消了分组前同步码启用信号)，以便由噪声功率估计器401来追踪无线信道的噪声功率电平。在时间T0之后声明的是分组前同步码启动信号(并且取消了固有噪声电平启动信号)，以便由分组功率估计器405来追踪输入分组的信号功率电平。如所示，噪声功率快照(snapshot)是在时间T0之前的时间周期503中做出的。在检测到一个分组的时候，分组功率快照是在时间T0与必须做出均衡判定的时间T1之间的时间周期505中做出的。在做出了使用哪一个滤波器加权以及是否启用均衡器的均衡判定之后，会将对CMF205进行编程(如果必要的话)，并且分组的剩余部分是经由CMF205、均衡器210(如果提供的话)以及解调器211来处理的。

N和M的值分别定义了为累积时间或是为噪声和信号功率值所累积的取样数目。取样数目越大，相应的值也就越精确。在一个实施例中，噪声取样总数N是在分组之间变化的。在这种情况下，所述数目将会持续增加(到一个预定最大值)，直至检测到分组为止，由此连续校准噪声功率估计。该处理可以从先前的值开始继续进行，也可以在各个分组之后重新开始。作为选择，如时间周期503所示，N是一个预定数字，噪声功率电平是一个移动平均值，其中最早的取样将被丢失，而这有利于新的取样，并且所述处理将会重复进行，直到检测到一个分组为止。在后一种情况下，噪声功率估计更为精确地反映了那些刚好处在各个分组开始之前的噪声功率电平。在一个更为特定的实施例中，N表示的是32个群(bin)，其中每一个群都具有32个取样，因此噪声取样总数为N＝1,024。在这种情况下，噪声功率是一个移动平均值，其中通过丢弃最早的群以及在检测到分组之前使用最新的群来进行重新计算而为每一个新的32取样的群都更新了噪声功率估计。由于时间周期505是一个相对固定的周期，因此数值M是受到限制的。目前已经确定可以接受的一种选择是8个具有32个取样的群，由此分组取样的总数为M＝256。

“理想的”多径量度是根据以下等式1、2和3来直接计算CIR估计的真实均方根(RMS)的延迟扩展的：

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}=\sqrt{\stackrel{\‾}{{\mathrm{\τ}}^2}-\stackrel{\‾}{{\left(\mathrm{\τ}\right)}^2}}---\left(1\right)$

其中

$\stackrel{\‾}{{\mathrm{\τ}}^2}=({{\mathrm{\τ}}_1}^2{\left|{\mathrm{\β}}_1\right|}^2+{{\mathrm{\τ}}_2}^2{\left|{\mathrm{\β}}_2\right|}^2+\·\·\·)/({\left|{\mathrm{\β}}_1\right|}^2+{\left|{\mathrm{\β}}_2\right|}^2+\·\·\·)---\left(2\right)$

τ＝(τ₁|β₁|²+τ₂|β₂|²+…)/(|β₁|²+|β₂|²+…)    (3)

并且τ_i是取样时间步长，β_i是CIR分支。然而已经确定的是，这个量度并不像预期的那样精确围绕或者低于精确度最理想的10dB的SNR。一个实验研究已经显示，更高的性能是通过只在能量最大的预定数量的连续取样上计算延迟扩展而产生的。并且已经为一个具有22个取样的CIR中的10、16以及22个取样的CIR进行了比较。目前判定的是，10个取样的估计是可以接受的。而从实施成本的观点来看，这个数量的直接计算是非常复杂和禁止的，由此认为进行简化是非常合乎需要的。

第一种简化是减少用于对总共22个可能CIR分支中应该考虑的10个取样进行确定所涉及的计算。在这里已经执行了一个搜索，并且发现了使用编号为5:14(5、6、7、……、13、14或5～14)的固定取样产生了少量降级。这在直观上是非常令人愉快的，因为处于中心的某些程度的峰值来源于CIR处理。而使用连续取样4:13或者6:15则观察到了少量降级，由此说明了5:14这个选择的牢固性。第二种简化则是减少延迟扩展计算自身。延迟扩展计算中的许多操作都涉及消除平均值的偏置。而偏置消除操作则是通过确定峰值幅度的位置以及对涉及所确定的峰值位置的计算总和进行加权而得到简化的。一种已经确定的方案是对峰值能量与旁瓣能量的基本(simple)总和进行比较。在这里，各个旁瓣取样都是同等加权的。实质上，这个多径量度显示出了比完全RMS延迟扩展估计更高的偏差。为了改善这种偏差，使用了一种旁瓣总和的加权处理。在一个实施例中，使用了与真实RMS延迟扩展计算相似的旁瓣总和的指数加权。由此偏差将会更好，然而仍然存在一个很窄的门限区域。在另一个实施例中，一种线性递增的加权方案产生了预期特性。这种线性方案多径量度导致产生了改善的偏差和门限辨别。

图6是使用上述多径量度解决方案的多径估计器303的示范性实施例的框图。在具有“z”个取样的CIR估计中，取样x:y的幅度显示为CIR(x:y|z)，该幅度是由幅度部件601来进行检索的。如上所述，适当的选择包括具有22个取样的CIR中的取样5:14(x＝5，y＝14，z＝22)。所述幅度被提供给一个用于进行保存的存储部件603和一个峰值确定部件605，以便识别峰值幅度及其在存储部件603中的位置。峰值确定部件605的标识与位置输出则被提供到一个峰值提取部件607，所述峰值提取部件607从存储部件603中提取峰值幅度，并将所提取的峰值幅度提供为X/Y除法部件613的X输入。存储部件和峰值确定部件603、605的输出也提供给了旁瓣提取部件609，其中旁瓣提取部件609从存储部件603中提取旁瓣幅度。所提取的旁瓣幅度提供给一个加权及求和部件611，加权及求和部件611根据以下等式4来确定一个旁瓣总和值：

求和部件611执行先前描述的线性递增加权方案并且将所述值加在一起，以便得到旁瓣总和。旁瓣总和的值是作为X/Y除法部件613的Y输出而被提供的。X/Y除法部件613执行的是用Y去除X，由此找出作为多径量度MM而被提供的值(峰值幅度/旁瓣总和)。

在多径量度计算的输入端，PER是随着量化电平而变化的。浮点精度是以增加的电路复杂性为代价来产生最小性能降级的。尽管认为更少的比特(例如6个比特)也是适当的，但是对作为所用比特数目函数的PER中的变化而言，对其进行的估计已经证明，九个(9)比特将会以少量附加实施成本产生可以忽略的降级。在一个特定实施例中，6dB上的多径量度性能检查建议了一个大小为0.025的门限分辨率，它覆盖了从0到0.5这个范围，所述范围很容易由六个小数(fractional)位(0.015626 LSB加权)所覆盖。

图7是对使用了简化逻辑的判定逻辑305的示范性结构的操作进行描述的框图，其中PER性能映射的工作范围是使用门限Th1～Th3来定义的。如先前所述，判定逻辑305接收SM和MM量度以及三个门限Th1、Th2和Th3。在检测到分组的时候，操作始于第一个方框701。在需要进行判定来恰当处理分组的时候，SM和MM量度是在时间T1(图5)确定的。在接下来的判定方框703中确定SM是否小于第一SNR门限Th1。如果是的话，则所述操作进行到方框709，其中将缺省滤波器加权用于CMF 205(如果提供的话)，并且不会使用均衡器210(例如禁用或绕过)(如果提供的话)，然后则结束所述操作。在这种情况下，SNR应该足够慢，以便在不考虑多径量度的情况下使用缺省加权。然而，如果SM不小于Th1，那么取而代之的是，操作将会从方框703进行到下一个判定方框705，其中确定SM是否小于第二SNR门限Th2。如果不小于的话，则操作进行到方框711，其中将计算得到的滤波器加权用于CMF 205并且将会使用均衡器210(例如启用或是选择)，然后则结束所述操作。在这种情况下，设想SNR足够高，由此可以在不考虑多径量度的情况下使用计算得到的加权以及均衡器210。然而，如果SM不小于Th2(并且大于Th1)，那么所述操作将会进行到下一个判定方框707，其中确定MM是否小于多径门限Th3。如果是的话，则所述操作进行到方框709，如果不是的话，则所述操作进行到方框711。在这种情况下，SNR将会介于Th1和Th2这两个门限之间，以使MM确定究竟是使用缺省加权并且不使用均衡器，还是结合均衡器来使用计算得到的加权。

图8A是描绘SNR对比多径的分组差错率(PER)性能映射图形图表，其中描述了用于图3中的示范性判定逻辑所使用的简化逻辑范例的两个工作范围。在这里SNR是绘制在横轴上的，而多径则被绘制在了纵轴上，其中每一个参量都介于低值和高值之间。从低到高的标度(scale)代表最为预期的环境中的预期范围。其中将第一个阴影范围801定义为第一区域801a和第二区域801b的并集。将第二个阴影范围803定义为第三区域803a和第四区域803b的并集。阴影范围801和803互不相交并且定义了基于SNR和多径的总的工作范围。第一区域801a是由第一Th1定义的，其中SNR低于Th1。第二区域801b是由门限Th2和Th3定义的，其中SNR低于Th2并且多径低于Th3。工作范围801则被定义为区域801a和801b的并集，其中将缺省加权用于CMF 205并且不使用均衡器210。第三区域803a是由门限Th2定义的，其中SNR大于Th2。第四区域803b是由所有三个门限Th1～Th3来定义的，其中SNR介于门限Th1和Th2之间且大于Th3。而工作范围803则被定义为区域803a和803b的并集，其中将计算得到的加权用于CMF 205并且使用或以其他方式启用了均衡器210。

可以预见的是，使用门限Th1～Th3极大简化了PER映射内部的工作点判定，由此简化了相应的判定逻辑。门限Th1～Th3可以使用实验方法来确定，也可以通过标定技术来确定，并且可以作为数字值保存在基带处理器107的可编程寄存器中。SNR和多径量度也是作为数字值产生的，由此定义了一个工作点。在这里使用图7流程图中描述的相对简单的比较逻辑来对测得的量度参数以及一个或多个相应的门限进行比较，由此确定所述工作点处于区域801内部还是区域803内部。尽管所述简化方法有可能会导致某些错误判定，但是所述简化的价值抵得上某些结构中的轻微性能降级。

图8B是与图8A相似并且描绘了SNR对比多径的PER性能映射图形图表，只不过它描述的是在应用了整个映射逻辑时的选定工作范围。阴影范围805定义了第一工作范围，其中将缺省加权用于CMF 205并且不会使用均衡器210，而在剩余的无阴影范围807中则定义了一个第二工作范围，其中将计算得到的加权用于CMF 205并且不使用或者绕过均衡器210。使用了图8B的完全映射逻辑的实施方式是以复杂的计算和判定逻辑设计为代价来实现更高性能的。例如，可以使用多个SNR门限和多个多径门限来定义多个工作区域，其中所述工作区域清楚描述了工作范围805和807，由此可以做出更为精确的判定。在这里考虑的折衷是设计选择方面的问题。

门限Th1～Th3是使用实验方法或是在校准过程为各个无线电设备或给定无线电设备类型的无线电设备的代表性取样而确定的。在一种结构中，无线电设备处于不具有多径失真的校准或测试环境中，并且为强制缺省加权/无均衡器以及强制计算加权/启用均衡器扫描了从大约6dB的SNR到大约15dB的SNR的PER。Th2是在两条合成曲线的PER交叉点或是交叉点的正下方选择的。Th1则是在Th2下方的多径估计开始失效的点上选择的。借助于模拟，目前已经确定，对Th1而言，比Th2低4dB的特定微分提供了非常好的结果。基于逐个情况的附加测试和调整(tweaking)可以为特定无线电设备产生更好的总体结果。试验结果已经证明，希望得到的是与介于30和40纳秒(ns)之间或者尤其是35ns的RMS延迟扩展信道相对应的多径量度。在一个实施例中，多径门限Th3是通过建立一个35ns的RMS延迟扩展信道以及在高/低指示产生经过均衡的高低判定之前进行调整而得到调整的。由于估计中的偏差，对一个与目标门限(35ns)相等的给定真实多径信道而言，在大约50％的时间里，所述估计将会等于或略微大于门限，而在50％的时间里，所述估计将会低于门限。换句话说，由于连续测量中的扩展以及将门限假设为处于中心位置，因此将会有一半时间往返于所述门限。以下的表1提供了用于简化的逻辑设计范例的可接受门限：

                表1：选定门限值Th1～Th3

门限	数值
		Th1	6dB
Th2	10dB
		Th3	0.175(40ns的信道TRMS)

在表1中，Th3使用了先前所述的六个小数位的数字比值，由此导致产生了一个大小为40ns的相应的真实RMS(TMS)延迟扩展信道。如本领域技术人员已知的那样，使用数字值将会引入了某个可以接收的量化误差电平。

尽管在这里已经结合优选实施例而对根据本发明的系统和方法进行了描述，但这并不意味着将其局限于这里阐述的特定形式，恰恰相反，其意图是覆盖这些可以合理包含在本发明实质和范围以内的替换、修改和等价物。

Claims (33)

1.一种无线接收机，包括：

一个无线电设备，用于将从无线介质接收的射频(RF)信号转换成基带信号；以及

一个与无线电设备相耦合的基带处理器，所述基带处理器包括：

一个与无线电设备相耦合的模-数转换器(ADC)，所述模-数转换器以预定取样率而对基带信号进行取样，并且提供相应的数字取样；

一个与ADC相耦合的补偿系统，用于选择性地向所述取样提供补偿；

一个与ADC相耦合的信道脉冲响应(CIR)估计器，用于基于取样对滤波器加权进行计算；

一个与ADC相耦合的信噪比(SNR)估计器，用于接收取样并且提供一个SNR量度；

一个与CIR估计器相耦合的多径估计器，用于接收计算得到的滤波器加权并且提供一个多径量度；以及

与SNR、多径估计器以及补偿系统相耦合的判定逻辑，用于基于SNR和多径量度确定接收机的工作点，并且根据预定分组差错率(PER)性能映射来控制所述补偿系统。

2.权利要求1的无线接收机，其中SNR估计器包括：

一个第一功率估计器，所述第一功率估计器在无线介质中并未传送分组的时候累积第一多个取样，以便测量噪声功率电平；

一个第二功率估计器，所述第二功率估计器在无线介质中正在传送分组的时候累积第二多个取样，从而测量分组功率电平；以及

一个组合器，所述组合器提供了基于测量的噪声和分组功率电平的SNR量度。

3.权利要求2的无线接收机，其中第一多个取样包含了各具有32个噪声取样的32个群以形成一个移动平均值，并且其中第二多个取样包含了各具有32个分组取样的8个群。

4.权利要求1的无线接收机，其中多径估计器包括：

一个幅度部件，用于对选定CIR估计器取样的幅度进行检索；

一个与幅度部件相耦合的存储设备，用于保存所检索的幅度；

一个与幅度部件相耦合的峰值确定部件，用于识别选定CIR估计器取样的峰值幅度；

一个与峰值确定部件及幅度部件相耦合的峰值提取部件，用于提取峰值幅度；

一个与峰值确定部件和幅度部件相耦合的旁瓣提取部件，用于提取选定CIR估计器取样的旁瓣；

一个与旁瓣提取部件相耦合的加权及求和部件，用于根据选定加权方案来加权所述旁瓣幅度，并且把经过加权的旁瓣加在一起，以便提供旁瓣总和的值；以及

一个与加权及求和部件以及峰值提取部件相耦合的除法器，用于将峰值幅度与旁瓣总和的值相除，以便确定多径量度。

5.权利要求4的无线接收机，其中加权方案包括对旁瓣幅度执行线性递增加权。

6.权利要求4的无线接收机，其中幅度部件选择的是22个取样的CIR估计中的能级最高的10个连续取样。

7.权利要求6的无线接收机，其中幅度部件选择的是CIR估计中的第5到14个连续取样。

8.权利要求1的无线接收机，其中判定逻辑接收多个预定门限，这些门限定义了PER性能映射的第一和第二工作范围，其中判定逻辑将SNR以及多径量度与多个预定门限进行比较，以便确定一个处于PER性能映射内部的工作点。

9.权利要求8的无线接收机，其中多个预定门限包括第一和第二SNR门限以及一个多径门限，其中将第一工作范围定义为一个第一SNR门限下方的第一区域与一个介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限下方的第二区域的并集，并且其中将第二工作范围定义为一个第二SNR门限上方的第三区域与一个介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限上方的第四区域的并集。

10.权利要求1的无线接收机，还包括：

补偿系统，所述补偿系统包括：

一个与ADC相耦合的信道匹配滤波器(CMF)，它具有可编程的分支以便校正多径失真；以及

一个保存缺省滤波器加权的存储器；

与CIR估计器、存储器、判定逻辑以及CMF相耦合并且具有一个选择输入端的选择逻辑，所述选择逻辑在CIR估计器的计算得到的滤波器加权以及存储器中保存的缺省滤波器加权之间进行选择，以便基于提供给选择输入端的选择值对CMF分支进行编程；以及

其中判定逻辑将选择值提供到选择逻辑的选择输入端，以便根据PER性能映射内部工作点位置在缺省滤波器加权与计算得到的滤波器加权之间进行选择。

11.权利要求10的无线接收机，其中补偿系统还包括一个与CMF和判定逻辑相耦合的均衡器，并且其中在选择计算得到的滤波器加权的时候，判定逻辑将会启用所述均衡器，而在选择了缺省滤波器加权的时候，所述判定逻辑将会禁用所述均衡器。

12.权利要求1的无线接收机，其中补偿系统包括一个与CMF和判定逻辑相耦合的均衡器，并且其中判定逻辑根据PER性能映射内部工作点位置选择性地启用均衡器。

13.一种为在无线介质中进行通信的无线接收机确定一个恰当补偿的方法，其中所述接收机包括一个补偿系统，所述方法包括：

确定一个基于对无线接收机的第一工作范围和第二工作范围进行定义的信噪比(SNR)和多径失真的分组差错率(PER)性能映射，其中在第一工作范围中使用了计算得到的补偿，而在第二工作范围中使用了缺省补偿或者没有使用补偿；

测量无线信道的信道脉冲响应(CIR)并且为CMF计算相应的滤波器加权；

基于从无线信道接收的取样来确定无线信道的SNR量度；

使用计算得到的滤波器加权来确定无线信道的多径量度；

基于多径和SNR量度来确定无线接收机的工作点并且将工作点应用于性能映射；以及

如果工作点处于第二工作范围以内，则结合计算得到的补偿来操作无线接收机，否则不使用补偿或是结合缺省补偿来对无线接收机进行操作。

14.权利要求13的方法，所述补偿系统包括一个信道匹配滤波器(CMF)，所述方法还包括：

如果工作点处于第一工作范围以内，则结合缺省滤波器加权来操作CMF；以及

如果工作点处于第二工作范围以内，则结合计算得到的滤波器加权来操作CMF。

15.权利要求14的方法，所述补偿系统还包括一个均衡器，所述方法还包括：

如果工作点处于第一工作范围以内，则禁用均衡器；以及

如果工作点处于第二工作范围以内，则启用均衡器。

16.权利要求14的方法，所述补偿系统包括一个均衡器，所述方法还包括：

如果工作点处于第一工作范围以内，则禁用均衡器；

如果工作点处于第二工作范围以内，则启用均衡器。

17.权利要求13的方法，其中所述确定SNR量度包括：

在没有传送分组的时候，累积从无线介质中接收的第一多个取样，以便测量无线介质中的噪声功率电平；

在传送分组的时候，累积从无线介质中接收的第二多个取样，以便测量无线介质中的分组功率电平；以及

组合分组和噪声功率电平，以便确定SNR量度。

18.权利要求17的方法，其中：

所述累积第一多个取样包括累积各具有32个噪声取样的32个群，以便测量噪声功率电平；以及

所述累积第二多个取样包括累积各具有32个分组取样的8个群，以便测量分组功率电平。

19.权利要求17的方法，其中所述累积第一多个取样来测量噪声功率电平包括在接收分组之前确定一个移动平均值。

20.权利要求13的方法，其中所述确定多径量度包括在能量最大的选定数目的连续CIR取样上计算CIR估计的延迟扩展。

21.权利要求20的方法，其中所述在能量最大的选定数目的连续CIR上计算CIR估计的延迟扩展包括选择一个具有22个取样的CIR中的10个取样。

22.权利要求21的方法，其中所述选择具有22个取样的CIR中的10个取样包括选择第5到14个连续的CIR取样。

23.权利要求21的方法，还包括：

确定选定CIR取样的峰值幅度的位置；

确定相对于所述峰值幅度的旁瓣的位置；

将旁瓣幅度加在一起，以便确定一个旁瓣总和；以及

将峰值幅度与所确定的旁瓣总和相除，以便确定多径量度。

24.权利要求23的方法，还包括将一个指数加权应用于旁瓣幅度。

25.权利要求23的方法，还包括将线性递增的加权应用于旁瓣幅度。

26.权利要求20的方法，所述接收机包括一个均衡器和一个信道匹配滤波器(CMF)，其中多径量度是由具有预定位数目的数字值所表示的比值参数。

27.权利要求13的方法，其中所述确定PER性能映射包括如下定义第一工作范围，其中在第一工作范围中，对在没有均衡器和使用了具有预定缺省滤波器加权的CMF的情况下进行操作的无线接收机而言，其PER性能至少与使用具有计算得到的滤波器加权的CMF以及使用均衡器时的PER性能一样好。

28.权利要求13的方法，其中所述确定PER性能映射包括定义多个性能门限，其中包括至少两个SNR门限和至少一个多径门限。

29.权利要求28的方法，其中所述确定PER性能映射还包括：

定义第一、第二SNR门限以及一个多径门限，其中将第一工作范围定义为一个第一SNR门限下方的第一区域与一个介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限下方的第二区域的并集，并且其中将第二工作范围定义为一个第二SNR门限上方的第三区域与一个介于第一和第二SNR门限之间以及多径门限上方的第四区域的并集。

30.权利要求29的方法，其中第一SNR门限是6分贝，第二SNR门限是10分贝，多径门限则基于30到40纳秒之间的均方根(RMS)延迟扩展信道。

31.权利要求29的方法，其中所述定义第一和第二SNR门限还包括：

在没有多径条件的情况下，使用具有预定缺省滤波器加权的信道匹配滤波器(CMF)并且不使用均衡器来扫描从6分贝SNR到15分贝SNR的PER，由此确定一条第一曲线；

在没有多径条件的情况下，使用具有计算得到的滤波器加权并且使用一个均衡器来扫描从6分贝SNR到15分贝SNR的PER，由此确定一条第二曲线；

根据第一和第二曲线的交叉点来定义第二SNR门限；以及

根据第二SNR门限来定义第一SNR门限。

32.权利要求29的方法，还包括：

建立一个用于多径门限的目标均方根(RMS)延迟扩展信道；以及

调整多径门限，直到多径失真的连续测量大约有一半时间都超过了所述多径门限为止。

33.权利要求32的方法，其中目标RMS延迟扩展信道处于30到40纳秒的范围以内。

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