JP2011504670A - 無線通信システムにおける無線受信機 - Google Patents

Abstract

本発明は、無線受信機内で無線信号を処理する方法と、それに対応する受信機とを提供する。前記方法は、入力無線信号のデジタルサンプルを受信するステップと、等化された出力を生成するために、一組の等化器パラメータを利用して等化器アルゴリズムに従って、それらのサンプルを処理するステップと、入力信号が送信されたチャネルの少なくとも1つのパラメータを推定するステップと、当該推定されたチャネルパラメータの少なくとも1つに基づいて、等化器パラメータの少なくとも1つを選択するステップとを具備している。

Description

本発明は、無線通信システムにおける無線受信機、および無線信号の処理方法に関する。

現代の無線通信においてデータを搬送する無線信号の送信は、しばしばある標準によって指定される、いくつかの異なる通信システムに基づいて実現することができる。複数のこれらの無線通信システムをサポートするように動作可能な機器に対する要求仕様が増大している。移動無線受信機器は、1つまたは複数のアンテナを介して無線信号を送受信するように構成されたアナログ無線周波数(RF)/中間周波数(IF)の段を含む。RF/IF段の出力は、一般に、ベースバンドに変換され、そこで、アナログデジタル変換器(ADC)が、入力アナログ信号をデジタルサンプルに変換し、次いで、デジタルサンプルは、信号検出および信頼度の形式にデータを復号するために処理される。別法として、ADCは、直接IFで動作することができ、この場合、ベースバンドへの変換は、デジタル領域で実施される。レイク受信機処理およびチャネル等化処理を含む、デジタルサンプルに対するいくつかの異なる種類のフロントエンド処理が、信号検出を実現することが知られている。

符号分割多元接続(CDMA)無線システムにおいて、異なる物理チャネルが、分離された拡散シーケンスを使用して符号領域内で多重化される。直交拡散符号語の場合、次いで、元のデータシンボルが、逆拡散することによって受信機で効果的に抽出することができる。

広帯域CDMA(WCDMA)セルラ方式において、ダウンリンク符号多重化は、直交可変拡散率(OVSF)符号を使用して実施される。しかし、OVSF符号語は、完全な時間整列の条件化においてのみ互いに直交している。マルチパス伝搬が存在すると符号の直交性は失われ、逆拡散の動作は、多元接続干渉(MAI)によって影響を受ける。

CDMA移動無線受信機は、拡散シーケンスの相関特性に依存するレイクプロセッサを従来から利用している。レイクプロセッサは、たとえば、非特許文献1に記載されている。この種の受信機は、符号多重化送信間のMAIが、他のノイズ源および干渉源に匹敵する場合、符号相関があれば性能劣化を受けやすい。これらの条件下で、性能の利点は、逆拡散以前の符号間の直交性の復元を試みることによって実現することができる。レイク処理に基づく従来の3GPP受信機の準最適性は、特に、WCDMA Release 99向けの384kbpsから数Mbpsの高速ダウンリンクパケットアクセス(HDSPA)率へのダウンリンクデータ転送率の増大に対して大幅な性能ペナルティを引き起こす。符号直交性がマルチパスによって破壊された場合、有効な手法は、レイク処理の代わりにチャネル等化を使用することである。

チャネル等化手法は、周波数選択伝送チャネル上のシンボル間干渉を抑制するために過去数十年にわたって広く利用されてきた。チャネル等化手法は、非特許文献1および2に記載されている。チャネル等化器には、時分割多元接続(TDMA)および符号分割多元接続(CDMA)移動無線システム用の受信機における応用が最近見い出された。CDMAセルラ方式へのチャネル等化の応用例は、非特許文献3に記載されている。特に、3GPP WCDMA標準の前方リンクの場合のような同期CDMAセルラ方式において、チップレベルの等化により、実装複雑度の増大を犠牲にして、従来のレイク受信機に対して性能を大幅に向上させることができる。この利点は、3GPP高速ダウンリンクパケットアクセス(HSDPA)におけるように、特に高レートのデータ伝送にとって重要である。

J. G. Proakis、「Digital Communication」、New York、McGraw-Hill、1995 S. Benedetto、E. BiglieriおよびV. Castellani、「Digital Transmission Theory」、Englewood Cliffs、NJ、Prentice-Hall、1987 A. Klein、「Data Detection Algorithms Specially Designed for the Downlink of CDMA Mobile Radio Systems」、in Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference、第1巻、Phoenix、AZ、1997年5月、203〜207項 G. L. Stuber、「Principles of Mobile Communications」、Norwell、MA、Kluwer、1996年 A. SampathおよびJ. M. Holtzman、「Estimation of Maximum Doppler Frequency for Handoff Decisions」、in Proceedings of IEEE Vehicular Technology Conference、Secaucus、NJ、1993年5月、859〜862項 C. Tepedelenlioglu、A. Abdi、G. B. GiannakisおよびM. Kaveh、「Estimation of Doppler spread and Signal Strength in Mobile Communications with Applications to Handoff and Adaptive Transmission」、Wireless Communications and Mobile Computing、第1巻、第2号、221〜242項、2001年3月 C. Luschi、M.Sandell、P. StrauchおよびR.-H. Yan、「Adaptive Channel Memory Truncation for Digital Mobile Communications」、in Proceedings of IEEE International Workshop on Intelligent Signal Processing and Communication Systems、Melbourne、Australia、1998年11月、665〜669項 H. ArslanおよびT. Yucek、「Delay Spread Estimation for Wireless Communication System」、in Proceedings of IEEE International Symposium on Computers and Communication、Kemer-Antalya、Turkey、2003年6-7月、282〜287項 Y. Bistritz、「Zero Location with Respect to the Unit Circle of Discrete-Time Linear System Polynomials」、Proceedings of the IEEE、第72巻、第9号、1131〜1142項、1984年9月 M. TurkboylariおよびG. L. Stuber、「An Efficient Algorithm for Estimating the Signal-to-Interference Ratio in TDMA Cellular Systems」、IEEE Transactions on Communications、第46巻、第6号、728〜731項、1998年6月 R. W. Lucky、「Automatic Equalization for Digital Communication」、Bell System Technical Journal、第44巻、547〜588項、1965年4月 J. G. ProakisおよびJ. H. Miller、「An Adaptive receiver for Digital Signaling Through Channels with Intersymbol Interference」、IEEE Transactions on Information Theory、第15巻、第4号、484〜497項、1969年7月 S. U. H. Qureshi、「Adaptive Equalization」、Proceedings of the IEEE、第73巻、第9号、1349〜1387項、1985年9月 J. Salz、「Optimum Mean Square Decision Feedback Equalization」、Bell System Technical Journal、第52巻、1341〜1373項、1973年10月 C. A. BelfioreおよびJ. H. Park, Jr.、「Decision Feedback Equalization」、Proceedings of the IEEE、第67巻、第8号、1143〜1156項、1979年8月 G. D. Forney, Jr.、「Maximum Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference」、IEEE Transactions on Information Theory、第18巻、第3号、363〜378項、1972年5月 L. R. Bahl、J. Cocke、F. JelinekおよびRaviv、「Optimal Decoding of Linear Codes for Minimizing Symbol Error Rate」、IEEE Transactions on Information Theory、第20巻、284〜287項、1974年3月 D. P. Taylor、G. M. Vitetta、B. D. HartおよびA. Mammela、「Wireless Channel Equalization」、European Transactions on Telecommunications、第9巻、第2号、117〜143項、1998年3月 J. R. Treichler、I. FijalkowおよびC. R. Johnson, Jr.、「Fractionally Spaced Equalizers」、IEEE Signal Processing Magazine、第13巻、第3号、65〜81項、1996年5月 C. Luschiら、「Advanced Signal Processing Algorithms for Energy-Efficient Wireless Communications」、Proceedings of the IEEE、第88巻、第10号、1633〜1650項、2000年10月 K. Hooli、M. Latva-ahoおよびM. Juntti、「Performance Evaluation of Adaptive、Chip-Level Channel Equalizers in WCDMA Downlink」、in Proceedings of IEEE International Conference on Communications、第6巻、Helsinki、Finland、2001年6月、1974〜1979項

本発明の目的は、無線通信環境において、特に処理性能を得るために必要とされる計算リソースおよび/または消費電力に対する処理性能の組を考慮して受信機の処理機能を最適化することである。

本発明の一態様によれば、無線通信システム用の無線受信機であって、入力信号のデジタルサンプルを受信し、等化された出力を生成するように構成されたチャネル等化手段であって、一組の等化器パラメータを利用した等化器アルゴリズムによる、当該デジタルサンプルの処理のための手段を含むチャネル等化手段と、信号が受信されたチャネルの少なくとも1つのパラメータを推定するための手段と、当該推定されたチャネルパラメータの少なくとも1つに基づいて当該等化器パラメータの少なくとも1つを選択するための手段とを備えた無線受信機が提供される。

発明の別の態様は、無線受信機における無線通信信号の処理方法であって、等化出力を生成するための一組の等化器パラメータを利用した等化器アルゴリズムによる、入力無線通信信号のデジタルサンプルを受信し、それらのサンプルを処理するステップと、入力信号が送信されたチャネルの少なくとも1つのパラメータを推定するステップと、当該推定されたチャネルパラメータの少なくとも1つに基づいて当該等化器パラメータの少なくとも1つを選択するステップとを含む方法を提供する。

プロセッサ上で実行された場合に、上で定義された方法を実施するコンピュータプログラム製品も提供される。この場合、プロセッサは、等化器アルゴリズム自体を実行するのと同じ処理手段を構成することができる。すなわち、複数の等化器パラメータの1つを選択するためのプログラムは、等化器機能を実施するためのアルゴリズム自体を実行する同じプロセッサによって実行することができる。

本発明者らは、チャネル等化が、優れた性能、利用可能な処理リソースの使用、および/または消費電力との間の最適化された兼ね合いを提供できる程度が、一定のチャネル条件に依存することを認識した。より詳細には、本発明者らは、チャネル等化を実施するために使用される特定の等化器パラメータが、一定のチャネル条件に依存して異なる利点を提供できることを理解した。

この文脈において、チャネルという語は、無線信号の通信経路を示すために使用される。当技術分野で周知のように、使用される通信システムに従って、チャネルは、時間、符号または周波数によって定義することができる。特定のチャネルの質は、無線通信システムにおける伝搬環境、セルラレイアウトおよび他の条件に関係する条件によって影響を受ける。

本発明をより良く理解し、かつ本発明をどのようにして実行に移すかを示すために、次に一例として添付の図面が参照される。

無線通信装置の概略ブロック図である。 レイク受信機処理と等化器処理のいずれかの選択を示すブロック図である。 処理機能の概略ブロック図である。 処理機能を選択するための一連のステップの概略図である。 一組の等化器パラメータの選択のための概略ブロック図である。 等化器アルゴリズムの選択のための概略ブロック図である。

図1は、無線通信システムにおいて信号を送受信するための装置の概略ブロック図である。このような装置は、いくつかの異なる方法で実施することができるが、図1によれば、一連のRF/IF段32が構成され、1つまたは複数のアンテナ20を介して無線信号(TX、RX)を送受信する。本明細書に論じられた本発明の実施形態は、主として無線信号の受信に関するので送信信号には更に言及しない。RF/IF段の出力部で受信された信号は、一般に、ベースバンドに変換され、そこでADCはアナログ信号をデジタルサンプルに変換する。図1のブロック32は、受信された無線信号を処理し、デジタル信号サンプルr(k)をもたらすための構成要素を含む。これは、異なる方法で達成することができ、その方法は当技術分野で知られており、本明細書において更に論じない。

サンプルr(k)がデータ転送エンジン30に供給され、これは、プロセッサ22、命令メモリ24およびデータメモリ26と通信する。プロセッサ22は、サンプルr(k)の処理の役割を担う。プロセッサ22は、符号シーケンスの形で命令メモリ24で保持されたいくつかの異なる機能を実行することができる。これは、本明細書において更に論じられるいくつかの利点を有する所謂ソフトモデムを提供する。

図2および図3は、プロセッサ22によって実行されるいくつかの異なる機能のいくつかを示す概略ブロック図である。ブロック10によって示された第1の機能は、チャネルパラメータの推定と呼ばれる。この機能は、無線信号が無線通信システムにおいて送信される通信チャネルに関するいくつかの異なるパラメータを推定する。機能10は、受信信号サンプルr(k)から引き出された一組のチャネルパラメータを表す、時間kでの出力γ_n(k)、n = 1…N_cを提供する。ここで、N_cは、推定されたチャネルパラメータの数を示す。推定されたチャネルパラメータγ_n(k)は、いくつかの異なる目的に対して使用することができる。図2および図3に示されたように、推定されたチャネルパラメータγ_n (k)は、レイク/等化受信機の選択機能12に供給され、これが、レイク受信機または等化受信機いずれを使用して受信されたサンプルを処理するべきかどうかを決定する。レイク受信機または等化受信機は、プロセッサ22が命令メモリ24から適切な符号シーケンスを実行することにより実施される。

パラメータγ_n(k)は、等化器アルゴリズムの選択機能18へと更に供給され、これは、等化受信機16が選択された場合に使用される。機能18が使用されると、機能18は、推定されたチャネルパラメータに基づいて等化受信機16を実施するための特定のアルゴリズムを選択する。このアルゴリズムは、図によって示されたように入力部17によってチャネル等化器に供給される。実際には、当然、これは、命令メモリから符号シーケンスとして選択されている適切なアルゴリズムによって実施される。

チャネルパラメータγ_n(k)は、等化器パラメータの選択機能14にも供給される。等化器パラメータ選択機能14は、(ブロック16によって示されたように)等化受信機が選択され、等化受信機を実施するために使用されるパラメータを制御する場合に使用される。これらのパラメータはθ_n(k)、n =1、…、N_Eで示され、N_Eは当該等化器パラメータの数である。

次に、レイク受信機または等化受信機(機能12)の選択を制御するための推定されたチャネルパラメータの使用が更に詳細に論じられる。図2は、概略形式で概念を示す。デジタルサンプルr(k)が、機能12からのレイク受信機または等化処理の選択ためのコマンド信号を受信する入力部5を有するスイッチ4に供給される。この信号に従って、スイッチ4は、レイク受信機7を介して処理経路6、または等化器受信機19を介して処理経路8を選択する。当技術分野で知られているように、レイク受信機は、分離されたチャネル化符号上で送信される各チャネルに対して一組のレイクフィンガー7a、7b、...を備える。各フィンガーは、単一のデスクランブラ/デスプレッダおよび重み関数11と連動し、各チャネルに関連する一組のフィンガーが、出力経路15上に処理された出力を提供するアダー13に連動する。レイク受信機の動作は、当業者には良く理解されているので、その機能は、ここで更に説明しない。

等化受信機19は、分離されたチャネル化符号上に送信される各チャネルに対してチップレベル等化器16および複数のデスクランブラ/デスプレッダ21a、21b、...を含む。デスクランブラ/デスプレッダの出力は、出力経路23に沿って供給される。出力スイッチ25は、引き続く復号機能のためにライン27上に処理された出力を提供する。スイッチ25は、(スイッチ4のように)機能12からのレイク受信機または等化器の選択のためのコマンド信号を受信する制御入力部5によって制御される。

図2は、処理機能の選択の概念を示すが、図1に示された本発明の実施形態において、異なる物理経路(6、8、15、23)を特定することは可能でないことは容易に理解されよう。その代わりに、その選択は、プロセッサ22によってレイク受信機機能または等化受信機機能のいずれが実行されるべきかどうかに依存して異なる符号シーケンスをダウンロードすることによってなされる。

レイク処理または等化処理のいずれかのみが任意の所与の時間で実行される、受信機へのこのようなソフトウェアの実装において、上記の手法は、ハードウェアにおいてチャネル等化を実施する従来の受信機に対して計算量の全体的減少ももたらす。この点において、ハードウェア実装に基づく従来のモデムは、最大データ転送率の要求仕様によって要求される設計とシリコンから離れた分野として多重アルゴリズムの具体化との間の選択が強要される。これらの解決法は、より高い実装コスト、サイズおよび/または消費電力を暗示し、いかなる妥協も性能に不可避的に不利に働く。一方で、提案された解決法は、共通プラットホームを再利用して、性能を最大にし、消費電力を最小にすることが可能な信号処理機能の最適の組を適合的に選択することによって複雑さ、サイズおよびコストを低減することができる。

次に図4を参照して、特定のチャネルパラメータの推定に基づいて処理機能を選択する方法を説明する。本発明者らは、(図4に示され、以下に説明されるように)異なるチャネルパラメータを一定のシーケンスで調べることにより選択判定基準を適用することが有利であることを見い出した。しかし、他の適切なシーケンスも利用できることは容易に理解されよう。

ステップS1では、伝送チャネルのユーザの移動性に関連して、たとえば、ドップラー拡散の推定値によって、または最大ドップラー周波数、または移動端末の相対速度の推定値によって、チャネルの非定常性の程度の推定値を生成する。これらの推定法則は、当技術分野で知られているので、推定する方法は、本明細書において更に論じない。実施例は、非特許文献4〜6およびその参考文献に記載されている。受信機は、相対的に低時変チャネルに対して等化処理を使用し、高速時変チャネルに対してレイク処理に切り替えるように設計することができる。ここで、切り替え閾値は、等化複雑性と受信機性能との間の所望する兼ね合いに依存すべきである。ドップラー比較ステップS2では、ドップラー推定信号γ₁を適切な閾値Th_Dと比較する。γ₁が閾値Th_Dを越える場合は、ステップではレイク受信機処理を選択する。ドップラー推定信号γ₁が閾値Th_Dを越えない場合は、比較により負の答えを生じ、選択のプロセスは、ウィンドウ外エネルギー比較のステップへと続く。

ウィンドウ外エネルギー推定S3では、等化チャネル推定のために使用される時間ウィンドウ外部のチャネルエネルギーの推定値を与える。実施例は、非特許文献7に記載されている。等化処理は、チャネルエネルギーの大幅な割合がチャネル推定ウィンドウによって捕捉された場合にだけ選択され、これは非常高遅延拡散の場合には発生しない。この目的のために、ウィンドウ外エネルギーγ₂は、閾値Th_Wと比較される。γ₂が、閾値Th_Wより大きい場合は、ステップではレイク受信機処理を選択する。ウィンドウ外エネルギーγ₂が、Th_Wより大きくない場合は、選択プロセスは、単一経路チャネル検出ステップへと続く。

遅延拡散推定S5では、たとえば二乗平均平方根(rms)遅延拡散の推定値によって与えられた出力γ₃を生成する。遅延拡散推定の実施例は、非特許文献8に挙げられている。パラメータγ₃は、伝送チャネルが単一の伝搬経路により生じたと見なすことができる(マルチパスがない)かを判定するために単一経路チャネル検出ステップS6に供給される。単一経路の伝播の場合には、ステップではレイク受信機処理を選択する。

より一般に、非常高遅延拡散(長いチャネルインパルス応答)、およびゼロ遅延拡散(単一経路チャネルインパルス応答)の条件の識別を利用して、受信機をレイク受信機処理に切り替えることができる。「チャネル長」という用語は、チャネル遅延拡散に関係するチャネルインパルス応答の時間間隔を示すために当技術分野で頻繁に使用される。

非単一経路チャネルの場合には、プロセスは、z平面内のチャネルゼロの位置からのチャネル特性の推定に移行する(S7)。これが、いかに行われるかの実施例は、非特許文献9およびその参考文献に挙げられている。受信機は、z平面の単位円の近くにチャネルゼロを有する線形等化、または分数間隔の等化、または、より一般に、等化サブチャネル間に共通なゼロを有する受信ダイバーシティ等化(多重受信アンテナまたはオーバーサンプリングによって得られた多重サブチャネル)の場合のように、等化の動作に対してクリティカルなチャネル特性を特定するゼロの位置が存在する状態で、レイク処理に切り替わるように設計することができる。チャネルゼロの位置γ₄の推定値は、クリティカルゼロ位置検出ステップS8に供給され、これが、等化器の動作に対してクリティカルなゼロの位置が存在する状態でレイク受信機処理を選択する。非クリティカルなチャネル特性の場合には、選択のプロセスは、セル幾何形状の比較ステップへと続く。

セル幾何形状の推定ブロックは、受信されたセル間電力とノイズプラスセル間干渉電力との比(またはその逆)の推定値γ₅、または総受信電力とノイズプラスセル間干渉電力との比(またはその逆)の推定値を与える。使用できるセル幾何形状の推定手法の実施例は、我々の同時係属中の出願に記載されている[PWF Ref. 316036GB]。別の方法として、入力無線信号に対する信号対外乱比を推定するためのどのような既知の手法も使用できる。ここで、外乱は干渉またはノイズまたはその両方である。無線セルラ方式向けの信号対外乱比の推定の実施例は、非特許文献10に挙げられている。更に別の方法として、推定されたチャネル応答の信号対外乱比γ₆の推定値、または利用可能なチャネル推定値の質の他の任意の指標が使用できる。

レイクと等化器との間の切り替えに加えて、等化器16が選択された場合には、チャネルパラメータ推定機能10によって推定されたチャネルパラメータを使用して、等化器16の実施のためにパラメータθ_n、n = 1、…、N_Eを選択することができる。

図5は、等化器パラメータ選択機能14内で一組の等化器パラメータを選択するための概略ブロック図である。

チャネルウィンドウ外エネルギーγ₂および/またはチャネル遅延拡散γ₃の推定値に基づいて、等化器内のチャネルインパルス応答の推定のための時間ウィンドウWを選択することができる(図5のブロック14a)。この選択は、入力信号対外乱比すなわちセル幾何形状の推定値γ₅、および/または推定されたチャネル係数に対する信号対外乱比の推定値γ₆に依存してもよい。

チャネルインパルス応答の推定のための適切なフィルタのメモリ(図5のブロック14b)および推定されたチャネルインパルス応答の更新の頻度(図5のブロック14c)は、たとえば、チャネルドップラー拡散の推定値γ₁を介して、チャネル非定常性の程度、すなわち時間選択性の推定に基づいて選択することができる。チャネル推定フィルタの選択は、入力信号対外乱比すなわちセル幾何形状の推定値γ₅、および/または推定されたチャネル応答の信号対外乱比の推定値γ₆に基づくこともできる。

中から低の信号対ノイズプラス干渉比で、適切な閾値より低い振幅を有する推定されたチャネル係数を0に設定することによって、チャネル推定エラー全体を低減させることができる。この閾値の値は、入力信号対外乱比すなわちセル幾何形状の推定値γ₅、および/または推定されたチャネル係数に対する信号対外乱比の推定値γ₆に基づいて選択することができる(図5のブロック14d)。

入力ノイズの分散σ²の推定のための適切なフィルタのメモリは、たとえば、MMSE等化の場合、非定常な入力ノイズが存在する状態で、入力外乱γ₇の非定常性の程度(たとえば、ノイズがほぼ一定である時間区間)を測定することによって適合可能にすることができる(図5のブロック14c)。完全に異なる基礎に立って、フィルタリングは、入力ノイズについての観察を収集するのが好都合な周期性に依存してよい。これは、特定の動作条件、またはクリティカルな処理要求仕様の下で実装複雑度を低減させる必要によって単に動機付けられてよい。

等化係数の数(すなわち、等化時間帯)は、たとえば、チャネルウィンドウ外エネルギーγ₂の推定値および/またはチャネル長もしくはチャネル遅延拡散の推定値γ₃、およびz平面内のチャネルゼロの位置の推定値γ₄に基づいて選択することができる(図5のブロック14f)。

判定帰還等化の場合のフィードフォワードおよびフィードバック等化係数の数は、同様に、チャネルウィンドウ外エネルギーγ₂および/またはチャネル長(またはチャネル遅延拡散)の推定値γ₃、およびz平面内のチャネルゼロの位置γ₄に基づくことができる(図5のブロック14g)。

ブロック等化の場合の等化係数の更新の頻度、または適合可能な等化の場合の係数ステップサイズは、たとえば、チャネルドップラー拡散の推定値γ₁を介して、チャネル非定常性の程度、すなわち時間的選択性の推定値に基づいて選択することができる(図5のブロック14h)。

等化遅延は、z平面内のチャネルゼロの位置から導かれるチャネル位相特性の推定値γ₄に基づいて選択することができる(図5のブロック14i)。

次に、推定されたチャネル条件に基づく特定の等化アルゴリズムの選択を示す概略ブロック図である図6を参照する。以下に説明するシーケンスは、本発明の1つの有用な実施形態を表すが、適切な等化器アルゴリズムの選択を実施するために他の任意のシーケンスが利用できることが理解されよう。

図6のレベル6aは、線形または非線形の等化構造の選択を示す。トランスバーサルフィルタ構造に基づく線形等化は、Luckyの初期の研究から利用されている。(非特許文献11)、ProakisおよびMiller (非特許文献12)ならびにその他(非特許文献13、およびその参考文献を参照)。非線形等化器は、(たとえば、非特許文献14および15に記載された)判定帰還等化器、ならびに(たとえば、非特許文献16および17に記載された)最大尤度(ML)または最大事後確率(MAP)トレリス等化器を含む。線形および非線形の等化器は、非特許文献2および18にも論じられている。線形または非線形の等化器のいずれかを選択する判定基準は、たとえば、z平面内のチャネルゼロの位置γ₄に基づくことができる。加えて、この選択は、特定の送信条件に依存させることができる。たとえば、HSDPAシステムにおいて判定帰還(すなわち、非線形構造を有する)等化器の使用は、ユーザに、ダウンリンク電力の大幅な割合を割り当てられた場合の条件に制限することができ、これが、他のユーザのデータに対して判定を行う必要なく判定帰還に使用することができるダウンリンク信号の部分を決定する

図6のレベル6bは、ボー間隔または分数間隔の等化器構造の選択を示す。ボー間隔(シンボルまたはチップ間隔)および分数間隔の等化器は、たとえば、非特許文献13および19において記載されている。この選択は、たとえば、z平面内のチャネルゼロの位置γ₄に基づいてなされ、任意選択で、送信帯域幅の余分の量(送信および受信のフィルタのロールオフ率)を考慮に入れることができる。

ボー間隔または分数間隔の設計のいずれかが、線形または非線形のいずれかの選択と共に使用できることは明らかであろう。

図6のレベル6cは、具体的に、最小平均二乗誤差(MMSE)判定基準、最小二乗法(LS)判定基準、ゼロフォーシング(ZF)判定基準、または最大尤度(ML)判定基準および最大事後確率(MAP)判定基準を含む異なるコストに基づく判定基準のオプション間の等化器コスト関数の選択を示す。MMSE、LS、ZFおよびML等化器は、非特許文献2および13に記載されており、一方MAP等化器は、非特許文献18および20に論じられている。これらの判定基準間の選択に使用できるパラメータには、信号対外乱比の推定値または外乱の統計分布を表す他のパラメータが含まれる。たとえば、高信号対外乱比として受け入れ可能な性能が、ZF判定基準を使用して得ることができる。一方で、非ガウス的外乱が存在する状態では、LS等化器の使用がMMSE等化器よりも好ましい。

図6のレベル6dは、等化器ブロック処理またはタップ適応規則の実施のいずれかの選択を示す。これら2つの方策のいずれかの選択は、たとえば、チャネルドップラー拡散γ₁の推定値を介して、チャネル非定常性の程度、すなわち時間的選択性に依存して行うことができる。

ブロック処理は、たとえば、非特許文献3に言及されている。適応アルゴリズムは、
非特許文献21に言及されている。

4 スイッチ
5 制御入力部
6 処理経路
7 レイク受信機
7a、7b、... 一組のレイクフィンガー
8 処理経路
10 機能、チャネルパラメータ推定機能
12 選択機能
14 選択機能、等化器パラメータ選択機能
16 等化受信機
17 入力部
18 機能
19 等化受信機
21a、21b、.. 複数のデスクランブラ/デスプレッダ
22 プロセッサ
23 出力経路
24 命令メモリ
25 出力スイッチ
26 データメモリ
27 ライン
30 データ転送エンジン
32 一連のRF/IF段
γ1 ドップラー推定信号
γ2 ウィンドウ外エネルギー
γ3 チャネル遅延拡散
γ4 チャネルゼロの位置
γ5 受信されたセル間電力とノイズプラスセル間干渉電力との比
γ6 信号対外乱比
γ7 入力外乱の非定常性の程度
Th_D、Th_w 閾値

Claims (22)

1. 無線受信機において無線信号を処理する方法であって、
   入力無線信号のデジタルサンプルを受信し、等化された出力を生成するための一組の等化器パラメータを利用した等化器アルゴリズムに従ってそれらのサンプルを処理するステップと、
   前記入力信号が送信されたチャネルの少なくとも1つのパラメータを推定するステップと、
   前記推定されたチャネルパラメータの少なくとも1つに基づいて、前記等化器パラメータの少なくとも1つを選択するステップと
   を具備することを特徴とする方法。
2. 前記チャネルパラメータの1つは、前記チャネルの非定常性の程度を表すことを特徴とする請求項1に記載の方法。
3. 前記非定常性の程度を表す前記チャネルパラメータは、ドップラー推定値であることを特徴とする請求項2に記載の方法。
4. 前記推定されたチャネルパラメータの1つは、所定の時間ウィンドウ外の前記チャネルのエネルギーの推定値を与えることを特徴とする請求項1に記載の方法。
5. 前記推定されたチャネルパラメータの1つは、前記チャネル遅延拡散の推定値を与えることを特徴とする請求項1に記載の方法。
6. 前記チャネル遅延拡散を表す前記チャネルパラメータは、前記推定された二乗平均平方根チャネル遅延拡散であることを特徴とする請求項5に記載の方法。
7. 前記チャネルパラメータの1つは、z平面内のチャネルゼロの位置を推定することを特徴とする請求項1に記載の方法。
8. 前記チャネルパラメータの1つは、前記入力信号の信号対外乱比であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
9. 前記チャネルパラメータの1つは、セル幾何形状またはその反転の推定値であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
10. 前記チャネルパラメータの信号対外乱比は、前記受信機内で推定されるチャネル応答の前記信号対外乱比を表すことを特徴とする請求項8に記載の方法。
11. 前記チャネルパラメータの1つは、入力外乱の前記非定常性の程度の推定値であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
12. 前記入力外乱の前記非定常性の程度を表す前記チャネルパラメータは、前記入力外乱がほぼ一定と見なすことができる時間区間の推定値であることを特徴とする請求項11に記載の方法。
13. 前記非定常性チャネルパラメータは、以下の等化器パラメータすなわち、
    チャネル応答を推定するためのフィルタのメモリと、
    推定されたチャネル応答の更新の頻度と、
    等化係数の更新の頻度、または適応可能な等化のための係数ステップサイズと
    のうち少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項2に記載の方法。
14. 所定のウィンドウ外の推定されたチャネルエネルギーの前記パラメータは、以下の等化器パラメータすなわち、
    チャネル応答を推定するための時間ウィンドウと、
    等化係数の数、または等化時間帯と、
    判定帰還等化のためのフィードフォワード、および/またはフィードバック等化係数の数と
    のうち少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項4に記載の方法。
15. 前記チャネル長またはチャネル遅延拡散のパラメータは、以下の等化器パラメータすなわち、
    前記チャネル応答の推定のための時間ウィンドウと、
    等化係数の数、または等化時間帯と、
    判定帰還等化のためのフィードフォワード、および/またはフィードバック等化係数の数と
    のうち少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項5に記載の方法。
16. 前記チャネルゼロの前記位置の前記推定値は、以下の等化器パラメータすなわち、
    等化係数の数、または等化時間帯と、
    判定帰還等化のためのフィードフォワード、および/またはフィードバック等化係数の数と、
    等化器遅延パラメータと
    のうち少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項7に記載の方法。
17. 前記チャネルパラメータ信号対外乱比は、以下の等化器パラメータすなわち、
    推定されたチャネルタップのための閾値パラメータと、
    前記チャネル応答の推定のための時間ウィンドウと、
    前記チャネル応答の推定のための前記フィルタのメモリと
    のうち少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項8に記載の方法。
18. 前記チャネルパラメータセル幾何形状またはその反転は、以下の等化器パラメータすなわち、
    推定されたチャネルタップのための閾値パラメータと、
    前記チャネル応答の推定のための時間ウィンドウと、
    前記チャネル応答の推定のための前記フィルタのメモリと
    の少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項9に記載の方法。
19. 前記入力外乱がほぼ一定である前記時間区間は、以下の等化器パラメータすなわち、
    前記入力外乱の推定のための前記フィルタのメモリ
    の少なくとも1つを選択するために使用されることを特徴とする請求項11に記載の方法。
20. 無線通信システムのための無線受信機であって、
    入力信号のデジタルサンプルを受信し、等化された出力を生成するように構成されたチャネル等化手段を具備し、
    前記チャネル等化手段は、一組の等化器パラメータを利用した等化器アルゴリズムに従って前記デジタルサンプルを処理する手段を有し、
    前記無線受信機は、
    前記信号が受信されたチャネルの少なくとも1つのパラメータを推定する手段と、
    前記推定されたチャネルパラメータの少なくとも1つに基づいて、前記等化器パラメータの少なくとも1つを選択する手段と
    を具備することを特徴とする無線受信機。
21. プロセッサを具備し、
    前記チャネル等化手段、推定手段、および選択手段は、前記プロセッサによって実行可能な符号シーケンスを有することを特徴とする請求項20に記載の無線受信機。
22. 前記符号シーケンスを保持するメモリを含む、請求項21に記載の無線受信機。

Images