JP5554318B2

JP5554318B2 - 等化処理

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Publication number: JP5554318B2
Application number: JP2011502350A
Authority: JP
Inventors: サイモン・ハケット; フィル・ジョーンズ; カーロ・ルスチ
Original assignee: エヌビディア・テクノロジー・ユーケー・リミテッド
Priority date: 2008-04-03
Filing date: 2009-03-26
Publication date: 2014-07-23
Anticipated expiration: 2029-03-26
Also published as: EP2258086A2; CN101983497B; US8654913B2; CN101983497A; GB0806064D0; EP2258086B1; WO2009121795A3; WO2009121795A2; WO2009121795A4; JP2011523518A; US20110058597A1; TWI469585B; TW201004230A

Description

本発明は、無線通信システムの受信機内の信号の等化処理に関する。

符号分割多元接続(CDMA)セルラ通信システムにおいて、システムパフォーマンスに対する主な障害のうちの1つは、マルチパス伝搬の存在である。マルチパスは、信号エンベロープのディープフェージング、および、伝送間隔(例えば、CDMA通信システムにおけるチップ間隔)と比べてマルチパス遅延広がりがかなりある場合、符号間干渉(ISI)を引き起こす可能性がある。加えて、ダウンリンク内で、マルチパス伝搬は、当該移動体に対して所望される信号と、この移動体にサービス提供している基地局上のその他のユーザに対する信号との間の直交性を破壊する。結果として生じる干渉は、多元接続干渉(MAI)と呼ばれる。

ISIおよびMAIの影響を緩和する1つの手法は、移動体受信機において等化器を使用することである。これは、送信された信号上のマルチパス伝搬の影響を「取り消す」ため、したがって、逆拡散に先立って、同じセル信号の直行性を回復するのを助けるためにある程度使用され得る。

近年、セルラ移動体電気通信の分野において、「ソフトウェアモデム」技法を使用することへの関心が高まっている。ソフトウェアモデム手法の裏にある原理は、これまで実装されてきたように、信号処理機能性のかなりの部分を専用のハードウェアから、移動体端末またはその他の送信機もしくは受信機のプロセッサ上で実行されているソフトウェアに移すことである。1つのかかる機能は、等化処理である。

しかし、等化器係数の計算、および受信された信号の実際の等化、例えば、線形等化の場合、フィルタリングの両方において、ソフトウェア等化器の使用に関する処理の複雑さの点から犠牲が払われなければならない。したがって、過度の複雑さと、処理能力および電力消費を伴う、その付随問題とを回避するために、等化器設計をある程度制約された状態にしておくことが望ましい。

米国出願第12/016,640号英国特許出願GB 0721424.0 WO2006/117562

M. Heikkila、P. Komulainen、およびJ. Lilleberg、「Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization」、Proc. IEEE Vehicular Technology Conference、第2巻、アムステルダム、オランダ、1999年9月、978〜982頁 K. Hooli、M. Latva-aho、およびM. Juntti、「Performance Evaluation of Adaptive Chip-Level Channel Equalizers in WCDMA Downlink」、Proc. IEEE International Conference on Communications、第6巻、ヘルシンキ、フィンランド、2001年6月、1974〜1979頁 C. Luschi、M. Sandell、P. Strauch、およびR. H. Yan、「Adaptive Channel Memory Truncation for TDMA Digital Mobile Radio」、Proc. IEEE Int. Workshop on Intelligent Signal Processing and Communication Systems、メルボルン、オーストラリア、1998年11月、665〜669頁

パフォーマンスを不当に低減せずに、等化の処理コストを抑制する効率的な方法を発見することが本発明の目的である。

本発明の一態様によれば、無線通信システムにおいて、信号を処理する方法が提供され、この方法は、無線チャネル上で受信機において信号を受信するステップと、複数の信号サンプルを生み出すために、その信号をサンプリングするステップと、それらのサンプルを、受信機のプロセッサ上で実行されているソフトウェア内で実装された等化器に供給するステップであって、その等化器が、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、それらのサンプルを処理するように構成されている、供給するステップと、前記チャネルの1つまたは複数の特徴を動的に決定するステップと、決定されたチャネル特性に基づいて、公称長さが使用される、等化器の第1の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、等化器の第2の動作状態の間で動的に選択するステップと、決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内でそれらのサンプルを処理するステップとを含む。

したがって、本発明は、チャネル状態に応じて、等化器時間を動的に決定することによって、不要な処理コストを回避することが可能である。この調整は動的に、すなわち、受信機による進行中の受信の間に「オンザフライ」で実行される。これは、この調整は、必要に応じて、チャネル状態に適合することが可能であることを意味する。

等化器の処理の複雑さの問題は、Icera名義の「radio receiver in a wireless communication system」という表題の(米国出願第12/016,640号に対応する)英国特許出願GB 0721424.0において対処される。数ある実施形態の中でも、その出願は、事前に定義されたウィンドウ外のチャネルエネルギーの推定に基づいて、等化器の長さまたは推定されたチャネル長など、連続的に変化する等化器パラメータに関する、長さが可変のアルゴリズムに関する。これは等化の処理コストを低減するが、長さが可変のアルゴリズムは、実装およびパラメータ化するには複雑であり、それ自体、ある程度の処理負担を負うことになる。

しかし、本発明では、発明者は、等化器時間とチャネル特性との間、例えば、チャネル推定長または等化器の長さとウィンドウ外のエネルギー測定との間の連続的に変化する関係を計算することを常に試みる何らの必要が存在するとは限らないことを発見した。代わりに、等化器の適切なパフォーマンスは、代替の(例えば、より短い)長さが使用され得るかどうか、または一体そのような長さが好ましいことになるのかどうかに関して「はい、もしくはいいえ」の決定を下すことによって依然として達成され得る。等化器は、代替の長さを使用するための基準が満たされない限り、等化において公称長さを使用する。これは、GB 0721424.0のアルゴリズムよりも実装およびパラメータ化がより効率的であり、かつ長さが可変のアルゴリズム自体の処理コストの削減も可能にし得る。

好ましい実施形態では、前記少なくとも1つの等化器時間のうちの1つは、それを超えると前記無線チャネルのチャネルインパルス応答が無視できると推定される時間範囲に対応する、推定されたチャネル長であってよく、等化器によって前記処理するステップは、前記推定されたチャネル長内だけのチャネルインパルス応答の推定を使用して実行され得る。かつ/または、前記少なくとも1つの等化器時間のうちの1つは、等化器係数が推定されることになる時間範囲に対応する等化の長さであってよく、等化器によって前記処理するステップは、前記等化の長さ内だけの時間を有するサンプルに関して、それらの係数の推定を使用して実行され得る。

この方法は、遅延期間にわたって受信された信号エネルギーの推定を含む、前記チャネルの遅延プロファイルを推定するステップを含むことが可能であり、特性を前記決定するステップは、前記遅延期間内の所定の遅延ウィンドウに包含される信号エネルギーを決定するステップを含み得る。

この方法は、遅延期間にわたって受信された信号エネルギーの推定を含む、前記チャネルの遅延プロファイルを推定するステップを含むことが可能であり、特性を前記決定するステップは、残りの構成要素のエネルギーの総和に対する前記遅延プロファイルの最強の構成要素のエネルギーの比率を決定するステップを含み得る。

前記サンプリングするステップは、それぞれのバイナリ要素に関するMに対してサンプルm=1を生み出すために、信号のバイナリ要素当たりM倍の整数オーバーサンプリング比で信号をサンプリングするステップを含むことが可能であり、mのそれぞれの値は、それぞれのサブチャネルに対応し、この方法は、その決定の際に使用するためのサブチャネルを決定するステップを含むことが可能であり、特性を前記決定するステップおよび前記決定を下すステップは、選択されたサブチャネルのサンプルを使用して実行され得る。

前記サンプリングするステップは、それぞれのバイナリ要素に関するMに対してサンプルm=1を生み出すために、信号のバイナリ要素当たりM倍の整数オーバーサンプリング比で信号をサンプリングするステップを含むことが可能であり、mのそれぞれの値は、それぞれのサブチャネルに対応し、この方法は、複数の合計されたサンプルを生み出すために、それぞれのサブチャネルのエネルギーを合計するステップを含むことが可能であり、特性を前記決定するステップ、および前記決定を下すステップは、合計されたサンプルを使用して実行され得る。

受信された信号は、CDMA信号であってよく、信号のそれぞれのバイナリ要素はチップである。

等化は、時間領域から周波数領域への変換を必要とする場合がある。

代替の長さは公称長さよりも短くてよい。

本発明のもう1つの態様によれば、無線チャネル上で信号を受信するためのアンテナと、前記アンテナに結合され、前記信号の複数のサンプルを利用するように構成されたサンプリング回路であって、それぞれのサンプルがそれぞれの時間に対応する、サンプリング回路と、前記サンプリング回路に結合され、前記サンプルを受信するように構成されたプロセッサであって、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、それらのサンプルを処理するために、等化器を実装するようにプログラムされているプロセッサとを含む受信機であって、そのプロセッサが、前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に推定して、決定されたチャネル特性に基づいて、公称長さが使用される、等化器の第1の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、等化器の第2の動作状態の間で動的に選択し、決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内でそれらのサンプルを処理するようにさらにプログラムされた受信機が提供される。

本発明のもう1つの態様によれば、無線通信システムにおいて信号を処理するためのコンピュータプログラム製品であって、プロセッサによって実行されたとき、無線チャネル上で受信された信号の複数の信号サンプルを入力するステップと、それらのサンプルをコード内で実装された等化器に供給するステップであって、等化器が、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、それらのサンプルを処理するように構成されている、供給するステップと、前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に決定するステップと、決定されたチャネル特性に基づいて、公称長さが使用される等化器の第1の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、等化器の第2の動作状態の間で動的に選択するステップと、決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内でそれらのサンプルを処理するステップとを実行するコードを備えたコンピュータプログラム製品が提供される。

本発明のもう1つの態様によれば、無線チャネル上で信号を受信するためのアンテナと、前記アンテナに結合され、前記信号の複数のサンプルを利用するように構成されたサンプリング回路であって、それぞれのサンプルがそれぞれの時間に対応する、サンプリング回路と、前記サンプリング回路に結合され、前記サンプルを受信するように構成されたプロセッサであって、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、それらのサンプルを処理するために等化器を実装するようにプログラムされているプロセッサとを含む移動体端末であって、そのプロセッサが、前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に推定して、決定されたチャネル特性に基づいて、公称長さが使用される、等化器の第1の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、等化器の第2の動作状態の間で動的に選択し、決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内でそれらのサンプルを処理するようにさらにプログラムされた移動体端末が提供される。

本発明のよりよい理解のために、かつ本発明がどのように実行され得るかを示すために、次に、例として、添付の図面が参照される。

電気通信システムの概略ブロック図である。チャネルインパルス応答の概略図である。信号サンプルのシーケンスの概略表示である。受信機の一部の概略ブロック図である。マルチパス電力遅延プロファイルの概略図である。動的な決定プロセスの概略図である。マルチパス電力遅延プロファイルの概略図である。マルチパス電力遅延プロファイルの概略図である。

図1は、移動体端末1と基地局3とを含む、無線セルラ通信システムの一部の概略ブロック図である。

移動体端末1は、無線チャネル(アップリンク)上で信号を基地局3に送信して、無線チャネル(ダウンリンク)上で基地局3から信号を受信するための送受信機回路を含む。かかる回路は、いくつかの異なる方式で実現され得るが、図1の例では、かかる回路は、1つまたは複数のアンテナ14と、一連の無線周波数(RF)段階および中間周波数(IF)段階を含むRFインターフェース(すなわち、「フロントエンド」)12と、データ転送エンジン10と、データメモリ6と、命令メモリ4と、プロセッサ2とを含む。1つまたは複数のアンテナ14は、データ転送エンジン10に結合されたRFインターフェース12に結合される。データ転送エンジン10は、それらの両方がプロセッサ2に結合されたデータメモリ6と命令メモリ4とに結合される。

フロントエンド12は、1つまたは複数のアンテナ14を経由して、無線信号(RxおよびTx)を送受信するように構成される。フロントエンド12は、受信されたアナログ無線信号Rxを処理して、デジタル信号サンプルを提供するための構成要素を含む。これは、当技術分野で知られている様々な方式で達成され得る。

サンプルは、プロセッサ2、命令メモリ4、およびデータメモリ6と通信するデータ転送エンジン10に供給される。プロセッサ2は、サンプルを処理する責任を有する。プロセッサ2は、符合系列の形で命令メモリ4内に保持された、いくつかの異なる機能を実行することが可能である。

移動体端末1の上記の送受信機は、ソフトウェアモデム、またはソフトモデムと呼ばれる場合がある。ソフトウェアモデムは、ソフトベースバンドモデムであることが好ましい。すなわち、受信側で、アンテナ14からRF信号を受信することから、ベースバンドにミックスダウンするまでのすべての無線機能性は、フロントエンド12内の専用ハードウェア内で実装される。同様に、送信側で、ベースバンドからミックスアップすることから、RF信号をアンテナ14まで送出するまでのすべての機能性は、フロントエンド12内の専用ハードウェア内で実装される。しかし、ベースバンド領域内のすべての機能性は、メモリ4上に格納されたソフトウェア内で実装されて、プロセッサ2によって実行される。これは好ましい実装形態であるが、RF/IF段階が専用のハードウェアによって実装されない解決策も想定される。

好ましい実装形態では、フロントエンド12の受信部分内の専用のハードウェアは、低雑音増幅器(LNA)と、受信されたRF信号をIFにダウンコンバートするためのミキサーおよびIFからベースバンドにダウンコンバートするためのミキサーと、RFフィルタ段階およびIFフィルタ段階と、アナログデジタル変換(ADC)段階とを含み得る。ADCは、複数の受信ダイバシティブランチのそれぞれに関して、同相ベースバンドブランチおよび直角相位ベースバンドブランチのそれぞれの上で提供される。フロントエンド12の送信部分内の専用のハードウェアは、デジタルアナログ変換(DAC)段階と、ベースバンド信号をIFにアップコンバートするためのミキサーおよびIFからRFにアップコンバートするためのミキサーと、RFフィルタ段階およびIFフィルタ段階と、電力増幅器(PA)とを含み得る。かかる基本的な無線機能を実行するために必要とされるハードウェアの詳細は、当業者に知られるであろう。

プロセッサ2上で実行されているソフトウェアは、次いで、変調および復調、インタリーブおよびディインタリーブ、レートマッチングおよびレートデマッチング、チャネル推定、等化、レーキ処理、ビット対数尤度比(LLR)計算、送信ダイバシティ処理、受信ダイバシティ処理、マルチ送受信アンテナ処理(多入出力、すなわち、MIMO処理)、音声コーデック、電力制御または適応変調および符号化を介したリンク適応、ならびにセル測定などの機能を処理することが可能である。詳細には、本発明では、このソフトウェアは等化を処理する。

好ましい実施形態では、データ転送エンジン10、データメモリ6、命令メモリ4、プロセッサ2、およびフロントエンド12の少なくとも一部は、すべて同じチップ上で実装される。使用されるチップは、Iceraによって作成され、商号Livanto(登録商標)のもとで販売されることが好ましい。かかるチップは、例えば、WO2006/117562で説明される専門のプロセッサプラットフォームを有する。

当業者に知られるように、理論的瞬時インパルスが送信機から送信された場合、チャネルの影響により、受信された信号rは、経時的に拡散されることになる。この理論的インパルスに対応する、受信された信号は、チャネルのインパルス応答h(t)と呼ばれる。これは、図2において概略的に例示される。

実際には、非瞬時信号x(t)、ある時点tで受信された信号r(t)は、チャネルインパルス応答を用いた、送信された信号の畳み込みになる。
r(t)=∫h(τ)x(t-τ)dτ

信号の経時的なこの「拡散」の影響を取り消すように試みるのは等化器の役割である。

上記は、連続的な積分を考慮することによって理論的に記述されているが、デジタル受信機は、確かに、受信された信号のディスクリートサンプルを利用することによって動作することになる。同期CDMAシステムのダウンリンク伝送を考慮されたい。図3において概略的に例示されるように、受信されたCDMA信号は、それぞれ、期間T_c(チップ期間)にわたって存続する複数のバイナリチップを含む。この信号は、受信機がT_c/M(サンプリング期間)ごとに一度、すなわち、M/T_cの比率でサンプルを利用するように、チップ期間に対して整数比Mでオーバーサンプリングされ得る。または、信号がオーバーサンプリングされない場合、Mは、事実上、受信機がチップごとにサンプルを一度利用するようなものに相当する。

次いで、時間は、ある基準時間からの整数のチップ期間オフセットであるチップ指標の点から、すなわち、その場合、チップ指標kがt=kT_cになるように測定されることが可能である。時間は、基準時間からの整数のサンプリング期間オフセットであるサンプリング指標の点から、すなわち、その場合、チップ指標iがt=iT_c/Mになるように測定されることも可能である。

上記の積分は、次いで、受信されたディスクリート時間信号モデルを提示して、ディスクリートサンプルの有限和として概算され得る。

式中、r_i = r(iT_c/M) は、サンプリング指標iで速度M/T_cで利用された、受信された信号サンプルであり、T_cはチップ間隔を示し、Mはオーバーサンプリング比を示し、h_l=h(lT_c/M)は、当該時間間隔に関して静的であると想定される、サンプリング指標lにおける、複素等価チャネルインパルス応答(complex equivalent channel impulse response)のM/T_cレートサンプルであり、X_nは、複合マルチユーザ送信チップシーケンス(complex multiuser transmitted chip sequence)であり、n_i=n(iT_c/M)は、熱雑音とセル間干渉とをモデル形成する複素加法的ガウスプロセスである。

方程式(1)のモデルでは、チャネルインパルス応答は、広帯域CDMA受信機の場合、0.22のロールオフを伴うルートレイズドコサインフィルタ(root raised cosine filters)と想定される、送受信等価フィルタの影響を含む。チャネルインパルス応答サンプルh_lは、l=0,…, LM-1に関してのみ、ゼロとは多少異なり、その平均エネルギーが1に等しくなるように、チャネルが正規化されることも想定される。Lは、整数のチップ内で測定された、モデル形成されたチャネル長である。

雑音サンプルn_iは、インパルス応答g_l=g(lT_c/M)が、広帯域CDMA受信機の場合、0.22のロールオフを伴うルートレイズドコサインフィルタである等価受信フィルタを表す、インパルス応答g_l=g(lT_c/M)を用いてローパスフィルタによってフィルタリングされた、ゼロ平均および分散σ_n ²を用いた加法白色ガウスセル間干渉雑音プロセス(additive white Gaussian intercell interference-plus-noise process)v_i=v_i(iT_c/M)から派生すると想定される。

オーバーサンプリングされたシーケンスr_iは、M個の識別可能なサブチャネルに対するM個のチップレートサブシーケンスに分解され得る。ベクトル表記法では、第k番目のチップ間隔に関して

と定義し、式中、(・)^Tは、ベクトル転置を示し、mは整数である。方程式(1)および(2)から、以下のように書き込まれることも可能である。

この場合、
x_k=[x_k-L+1・・・x_k・・・x_k+N-1]^T、
および

であり、式中、

および

等化器は、方程式(3)に従って、雑音とマルチパスとによって破壊されている、受信された記号rから送信された信号xを回復することを試みる。等化器は、記号y_kによって示される出力を生み出す係数のセットを用いて、rをフィルタリングすることによってこれを実行する。以下によって、第m番目のサブチャネルに対する等化器係数のN次元ベクトルを示す。

この場合、チップ指標kにおける等化器出力は、以下のように書き込まれることが可能である。

Nは等化器の長さ、すなわち、等化が実行されるチップの整数である。オーバーサンプリング係数Mを用いてオーバーサンプリングされたシステムでは、N個のチップの等化器タイムスパンは、MN個のサンプルに対応する点に留意されたい。

したがって、MN×1ベクトルを

および

と定義して、MN×(N+L-1)チャネル行列をもたらす。
H=[H^(0)T・・・H^(M-1)T]^T
次いで、この表記法を用いて、
r_k=Hx_k+n_k (6)
と書き込まれることが可能であり、チップレベルチャネル等化器の出力は、結果として、以下を生み出す。

この信号は、次いで、異なるダウンリンクコードに関連するデータを別々にデスクランブルおよび逆拡散するためにさらに処理される複合チップレートシーケンスである。

上記の等化器モデルは、M=1の場合、ボー間隔(Baud-spaced)線形等化器に対応し、かつM>1の場合、T_C/M間隔係数を用いた分数間隔線形等化器に対応する。このモデルは、M個のチップレートサブチャネルのすべてまたは一部が複数の受信アンテナから取得された信号サンプルに対応する場合、受信ダイバシティ等化器の動作も正規化する点に留意されたい。

方程式(7)から、等化器が重み係数を演算すると、等化器は、次いで、出力yを取得することが可能である。ベクトルw_kのMN等化器係数の演算に関する一般的な戦略は、等化器出力における、平均2乗誤差(MSE)の最小化に基づく。

原則として、これは、ブロック処理によって、または適応アルゴリズムの手段によって達成され得る。かかる適応アルゴリズムは、M. Heikkila、P. Komulainen、およびJ. Lilleberg、「Interference Suppression in CDMA Downlink through Adaptive Channel Equalization」、Proc. IEEE Vehicular Technology Conference、第2巻、アムステルダム、オランダ、1999年9月、978〜982頁、ならびにK. Hooli、M. Latva-aho、およびM. Juntti、「Performance Evaluation of Adaptive Chip-Level Channel Equalizers in WCDMA Downlink」、Proc. IEEE International Conference on Communications、第6巻、ヘルシンキ、フィンランド、2001年6月、1974〜1979頁において議論されている。

同期CDMA受信機の場合、例えば、等化器係数の規則を更新する、正規化最小平均2乗(NLMS)に基づく適応処理の適用は、マルチパスが存在する場合、ダウンリンクコードの非直交性の影響を受ける。これは、結果として、十分な平均化を提供するために小さな適応ステップサイズを必要とし、したがって、収束の速度を落とす、比較的大きな誤り信号を生み出す。

ブロック線形等化器の場合、最小平均2乗誤差(MMSE)基準による最適ベクトルw_k(opt)は、

として取得され、式中、E{・}は、統計的な予測を示し、Dは、等化器出力における遅延全体である。方程式(8)から、簡単な計算は、

を提示し、式中、(・)*は、複素共役を示し、σ_x ² = E{|x_k|² }は、送信された複合チップシーケンスの分散であり、C_nn= E{ n_k*n_k ^T}は、雑音干渉共分散行列であり、h_k+Dは、マルチユーザチップx_k+Dに対応するチャネル行列HのMN×1列を示す。

最適MMSE等化器係数の計算は、チャネル行列Hの推定および雑音共分散行列C_nnの推定の利用可能性を必要とする。WCDMA受信機では、チャネル推定は、ダウンリンク共通パイロットシンボル(下を参照されたい)に基づいて実行され得る。雑音共分散行列の計算の場合、Gによって、受信フィルタ行列を示す

受信フィルタは受信機設計の一部であるため、(方程式10)で使用されるための行列G*G^Tを事前に演算して格納することが可能である。受信フィルタ周波数応答が、ナイキストフィルタ応答の正確な平方根である場合、G*G^T=I(単位行列)であり、方程式(10)から、C_nn=σ_n ²Iである点に留意されたい。

方程式(9)に基づいて、方程式(10)は、以下のように再度書き込まれることが可能である。

チャネル応答の推定の後、方程式(11)において推定されることになる唯一の追加のパラメータは、セル形状の逆に対応する、入力セル間干渉雑音分散σ_n ²と複合チップシーケンス分散σ_x ²との間の比率である。

方程式(11)によって必要とされる逆行列の計算を回避するために、等化器係数の演算は、あるいは、周波数領域で実行されることが可能である。この場合、j = 0、…、N_f-1である、W_j、H_j、およびN_jによって、それぞれ、等化器係数w_lのディスクリートフーリエ変換(DFT)、サンプリングされた等価チャネルインパルス応答h_l、および雑音自己相関関数を示す。

次いで、MMSE周波数領域等化器に関して、周波数領域等化器係数を取得する。

この場合、データのブロックの等化は、受信された信号サンプルのDFTを演算して(方程式1)、周波数領域等化器係数W_kによって周波数領域信号を乗算し、最後に、結果として生じる周波数領域等化信号の逆DFTを演算することによって実行される。DFTおよび逆DFTの演算は、N_fポイント高速フーリエ変換(FFT)および逆高速フーリエ変換(IFFT)の手段によって効率的に実装され得る。FFT処理および巡回プレフィックスの使用と組み合わされるとき、周波数領域等化を用いるシングルキャリアシステムは、本質的に、直交周波数分割多重(OFDM)システムと同じパフォーマンスおよび低い複雑さを有する。

受信フィルタの入力における干渉雑音サンプルが、ゼロ平均および分散σ_n ²を用いて、白色ガウスプロセスとしてモデル形成される場合、この場合、j=0、…、N_f-1である、G_jによって、サンプリングされた受信フィルタインパルス応答g_lのDFTを示すと、

であり、方程式(12)は、

になり、式中、受信フィルタインパルス応答が、ナイキストフィルタ応答の正確な平方根である場合、j=0、…、N_f-1に関して、|G_j|²=1である。

このとき、前述のように、等化の処理コストを低減することが望ましいことになる。等化プロセスの複雑さ、処理要件、および電力消費は、上のプロセスの3つの主な構成要素によって決定される。すなわち、
方程式(4)の表記法の形でチャネル係数h_o ^(m)、h₁ ^(m)、…、h_L-l ^(m)の推定、
等化器タップベクトルw_k ^(m)の演算、および
等化器タップベクトルを使用した、受信されたデータのフィルタリングである。

主要なマルチパス構成要素が存在する状況では、マルチパス伝搬プロファイルは、単一の光線にほぼ対応し、その他の構成要素は、この構成要素と比べて無視できる電力のものである。この場合、チャネル周波数応答は、実質的に、非周波数選択的、すなわち、「フラット」である。これらの基準に適合するマルチパス伝搬プロファイルは、本明細書において、「ほぼフラットなフェージング」プロファイルと呼ばれる。

ほぼフラットなフェージングプロファイルの場合、処理リソースが、(遅延の点から)主要構成要素から「かけ離れている」チャネル係数を推定し続けるのは不要かつ消耗性である。また、チャネル係数の推定は、有限精度の影響により、必然的に、何らかの誤りをもたらし、より短いチャネル推定が使用されるとき、この不正確さの寄与は削減される。参考のために、C. Luschi、M. Sandell、P. Strauch、およびR. H. Yan、「Adaptive Channel Memory Truncation for TDMA Digital Mobile Radio」、Proc. IEEE Int. Workshop on Intelligent Signal Processing and Communication Systems、メルボルン、オーストラリア、1998年11月、665〜669頁を参照されたい。

さらに、チャネル係数のより小さなセットが用いられる場合、等化器タップベクトルの演算は、概して、簡素化される。

ほぼフラットなフェージングプロファイルの場合、等化器フィルタの長さを削減することも可能であり、したがって、複雑さをさらに補うことが達成できる。しかし、必要とされる等化器の長さとマルチパスプロファイルとの間の関係は複雑になる。比較的に低いパフォーマンス劣化を伴って、等化器の長さを削減することが可能であるかどうかに関して決定を下すために、さらなる情報を取り入れることが必要な場合がある。これは、例えば、下で議論される直交係数βによって実現され得る。

したがって、MMSE係数を演算するためにチャネル情報を使用することに加えて、本発明の好ましい実施形態は、以下に関する決定を下すために、チャネル情報も使用することによって、等化の処理コストを有利に削減する。すなわち、
a) 等化器係数演算に供給された、推定されたチャネル長、および/または、
b) 使用されることになる等化器フィルタの長さである。

チャネル推定長を削減する事例(a)では、これは、それを超えたチャネルインパルス応答は無視できると推定される時間の範囲を削減することを意味する。示された例示的な動作を参照すると、それは、上の方程式においてLを削減することに対応する。例えば、方程式(3)および(4)を参照されたい。

等化器の長さを削減する事例(b)では、これは、等化において使用される等化器係数の数を低減し、したがって、等化が実行されるサンプルの数を低減することを意味する。示された例示的な動作を参照すると、これは、上の方程式においてNを低減することに対応する。例えば、方程式(5)を参照されたい。

図4は、かかる方式の情報フローを概略的に例示する、チップレベルの等化器処理を含む、受信機1の一部の機能的なブロック図である。受信機のこの部分は、受信フィルタ20と、等化器21と、複数のデスクランブルおよび逆拡散ブロック26と、チャネル長選択ブロック28と、チャネル推定ブロック30と、等化器の長さ選択ブロック32と、β係数推定ブロック34とを含む。等化器21は、等化器フィルタ22と係数演算ブロック24とを含む。少なくとも等化器21、チャネル長選択ブロック28、チャネル推定ブロック30、等化器の長さ選択ブロック32、およびβ係数推定ブロック34は、プロセッサ2上で実行されるように構成されたソフトウェア内で実装される機能的なブロックであることが好ましい。

受信フィルタ20の出力は、等化器フィルタ22の入力と、チャネル推定ブロック30の入力とに結合される。チャネル推定ブロック30の出力は、β係数推定ブロック34の入力と、チャネル長選択ブロック28の入力と、等化器の長さ選択ブロック32の入力とに結合される。係数推定ブロック34の出力は、等化器の長さ選択ブロック32にも結合される。チャネル長選択ブロック30の出力、および等化器の長さ選択ブロック32の出力は、それぞれ、その出力が等化器フィルタ22の入力に結合される係数演算ブロック24の入力に結合される。等化器フィルタ22の出力は、それぞれのデスクランブルおよび逆拡散ブロック26の入力に結合される。

動作中、等化器フィルタ22は、受信フィルタ20から信号サンプルr_iを受信して、係数演算ブロック24から等化器係数Wを受信し、チップ値y_kを回復する目的で、受信された信号サンプルr_iを処理するために、その等化器係数を使用して、回復されたチップ値y_kをデスクランブル/逆拡散ブロック26に送出する。

チャネル推定ブロック30も、受信フィルタ20から信号サンプルr_iを受信して、チャネル推定情報をβ係数推定ブロック34と、チャネル長選択ブロック30と、等化器の長さ選択ブロック32とに送出する。係数推定ブロック34は、係数推定ブロック34が等化器の長さ選択ブロック32に提供する直行係数βを推定するために、チャネル推定情報を使用する。

チャネル推定情報に基づいて、チャネル長選択ブロック28は、等化において使用するためのチャネル推定長Lを選択して、選択されたチャネル長の表示を係数演算ブロック24に提供する。チャネル推定情報および直交係数βに基づいて、等化器の長さ推定ブロックは、等化において使用するための等化器の長さNを選択して、選択された等化器の長さを係数演算ブロック24に提供する。係数演算ブロックは、次いで、例えば、上で説明されたように、等化フィルタによって使用するための等化器係数Wを演算するために、選択されたチャネル長および等化の長さを使用する。チャネル推定長Lに関する決定は、2つのオプション、すなわち、より短いチャネル長、および「完全な」チャネル長の間でだけ行われる。同様に、等化器の長さNに関する決定は、2つのオプション、すなわち、より短い等化器の長さ、および「公称の」等化器の長さの間でだけ行われる。

チャネル推定情報に基づいて、推定されたチャネル長を短縮する例が、次に議論される。

マルチパスプロファイルが単一の光線に近いか否かの決定は、推定されたマルチパスチャネルの電力遅延プロファイルを検査することによって下され得る。この例は、図5において概略的に示される。

図5を参照すると、遅延軸上の短いウィンドウは、そのウィンドウに包含されるマルチパスエネルギーが単一の経路事例内で受信されることになるエネルギーに(遅延の点から)十分に近いと見なされるように定義され得る。上で使用された表記法を採用すると、チャネルインパルス応答は、h_l ^(m)=h_lM+mとして示され、この場合、l =0、...、L-1およびm =0、...、M-1である。第1の例として、留意点は、単一のサブチャネル事例、M=1、すなわち、分数間隔演算または受信ダイバシティ演算のない事例だけに限定される。

推定されたチャネルインパルス応答の第1のP個のチップ遅延(例えば、図5においてP=2)を含む仮のウィンドウを定義すると、ウィンドウ内のチャネルエネルギー(E_in)およびウィンドウ外のチャネルエネルギー(E_out)は以下によって提示される。

所与のマルチパスプロファイル内のエネルギーの大部分がウィンドウに包含される場合、チャネル遅延広がりは十分小さく、この場合、短縮されたチャネル推定が使用可能であることが仮定され得る。

決定基準に関する多くの可能性が存在するが、一例は、何らかの適切なエネルギー比率しきい値に関する。
(E_out/E_in<しきい値)である場合、
短いチャネル推定を使用し、
そうでない場合は、
完全なチャネル推定を使用する (16)

実際には、図5に示される電力遅延プロファイルは、チャネル推定プロセスの出力になる。このプロファイルは時間に応じて変化し得るため、短縮されたチャネル推定を使用するべきか否かの決定(16)は、繰り返し取り上げられる必要がある。すなわち、決定を下すプロセス、および推定されたチャネル長に対する何らかの必要な対応する調整は、動的に実行される。例として、完全なチャネル推定は、周期性、固定数のフレームを用いて、介在時間に実行されることが可能であり、決定プロセス(16)の結果に応じて、完全なチャネル推定または短縮されたチャネル推定が実行され得る。これは、チャネル推定長検査が2つのフレームごとに実行される図6に概略的に例示される。

次に、チャネル推定情報に基づいて等化フィルタを短縮する例が議論される。この例は、やはり、単一のチャネルチップ間隔等化(M=1)の例に限定される。

述べられたように、等化チャネル長を短縮することに加えて、このプロセスをさらに進めて、実際に、等化器フィルタ自体を短縮することが可能であること(または、潜在的に、チャネル長を変更せずに等化器フィルタを短縮すること)が好ましい。しかし、等化器フィルタを短縮するかどうかに関する決定の基礎を、チャネル推定の短縮に関して決定を下すために使用されたのと同じウィンドウプロセスに置くことに潜在的な困難が存在する。例えば、P = 2であり、第1の2つの光線が、図7に概略的に例示されたのと類似の高い出力のものであるプロファイルが存在する場合、短縮されたチャネル推定を使用する決定は明らかであるが、2つのほぼ同等の電力光線は長い等化器を必要とするチャネルを表す場合があるため、短縮された等化器を使用することは、かなりのパフォーマンス劣化を引き起こす可能性がある。

この問題を回避するために、等化器を短縮する決定は、常に、異なるウィンドウサイズQ=1のウィンドウを用いて下されることが可能であり、したがって、第1の光線の寄与だけが、「ウィンドウ内」電力としてカウントされた。しかし、これは、最も初期の光線ではない、強力で主要な光線を有するマルチパスプロファイルはテストに不合格になるという欠点を有する。これは、図8に概略的に例示される。

かかるチャネルに対応するために、短縮された等化器の決定は、最強のチャネルタップを中心としたウィンドウに基づいて下されることが可能である。あるいは、または加えて、ウィンドウ内外のチャネルエネルギーだけでなく、残りのチャネル構成要素のエネルギーの総和に対する最強の光線内のエネルギーの比率にも基づく決定が考慮され得る。iが最強の光線の指標を示す場合、この比率は、直交係数β_iによって提示される。

この決定プロセスは、次いで、ある適切なβしきい値に関して、以下のようになる。
(β_i<しきい値)である場合、
短い等化器を使用し、
そうでない場合は、
公称等化器を使用する (18)

この決定、および等化器フィルタの長さの対応する調整も、例えば、図6に関して説明されたように、動的に実行される。

上の例は、M = 1である事例に関して考慮されている。次に、分数間隔等化またはダイバシティ等化が使用される(すなわち、M>1)事例が考慮される。この場合、短縮されたチャネル推定を使用することを決定するための基準に対するわずかな修正が望ましい。説明のために、この例はM = 2に限定され、分数間隔演算が参照されることになるが、この原理は拡張され得る点を理解されよう。したがって、等化プロセスにおいて検討するために、チップごとにチップ半分の間隔が開けられた、2つのサンプルに対応する2つのチップ間隔「サブチャネル」が存在することも想定される。場合によっては、所与のサブチャネル、例えば、チャネル0は、最強のチャネルインパルス応答を有し、ほぼフラットなフェージングプロファイルを有することが考えられる。サブチャネル1は、高い遅延広がりを伴うが、比較的低い振幅を伴う構成要素を有し得る。この場合、短縮されたチャネル推定を選択することが望ましい可能性がある。これを円滑にするために、決定プロセスは、まず、使用するためのサブチャネルに基づいて決定を下し、次いで、そのサブチャネルにウィンドウ基準を適用することが可能である。

表記法を採用すると、

(ウィンドウ内のサブチャネルmのエネルギー)

(ウィンドウ外のサブチャネルmのエネルギー) (19)

この場合、決定プロセスは、

である場合、
チャネル0を選択し、
そうでない場合は、
チャネル1を選択する (20)

(指標mによって示される)選択されたチャネルに関して、

<しきい値)である場合、
短い等化器を使用し、
そうでない場合は、
公称等化器を使用する (21)

代替の戦略は、サブチャネル内にエネルギーを加えて、M=1の事例に関して上で説明されたのと同一の手順を使用することである。ウィンドウを含むために第1のP個のチップ遅延を定義すると、ウィンドウ内のエネルギー(E_in)およびウィンドウ外のエネルギー(E_out)は以下によって提示される。

決定は、
(E_out/E_in<しきい値)である場合、
短いチャネル推定を使用し、
そうでない場合は、
完全なチャネル推定を使用する (23)

M=1事例の場合のように、M>1の事例の場合、その決定、ならびに推定されたチャネル長および/または等化器フィルタの長さの対応する調整は、例えば、図6に関して説明されたように、動的に実行される。

上の実施形態は、例としてだけ説明される点を理解されよう。その他の実施形態では、例えば、上記はウィンドウ内外の信号エネルギーに基づいて長さを選択する点から説明されているが、その他のチャネル状態および/またはチャネル長に関する決定を下すために適したその他の基準は、当業者に明らかであろう。例えば、高い誤り率もしくは低い信号対干渉比は、高い符号間干渉(ISI)または多元接続干渉(MAI)を示す場合があり、したがって、短い等化器フィルタの長さおよび/またはチャネル推定長を使用する決定を無効にして、代わりに、これらのパラメータに関してより大きな値を選択するための基礎として使用されることが可能である。さらに、例えば、一定のしきい値より高い場合、固定全長のチャネル長が使用されることが可能であるが、そのしきい値を下回る場合、可変のチャネル長が「作動」し得る。非常に分散的なチャネルが存在する場合(方程式16のエネルギー比率が一定のしきい値より高い場合)、(i)チャネル推定長の決定を再度取り上げるまでより長い時間待機すること、または(ii)全長のチャネル推定を継続して、エネルギー比率がもう1つの、より低いしきい値を下回ったときだけ、周期的な決定に戻ることのどちらかを決定することが可能である。その他の実施形態が考慮されることも可能である。例えば、マルチパスプロファイルがどの程度早く変化するかに関する情報が決定プロセス(図4のブロック28)に利用可能にされた場合、このプロセスは、この情報に基づいて、(例えば、図6において2つのフレームとして示される)決定間の時間を選択することが可能である。さらに、本発明は、上で説明された特定のLivanto(登録商標)プラットフォームに限定されず、CDMAシステム、または任意の特定の標準もしくはネットワークに限定されない。その他のアプリケーションおよび構成は、当業者に明らかであろう。本発明の範囲は、説明された実施形態によって限度されず、添付の特許請求の範囲によってだけ限定される。

1 移動体端末
1 受信機
2 プロセッサ
3 基地局
4 命令メモリ
6 データメモリ
10 データ転送エンジン
12 RFインターフェース(すなわち、フロントエンド)
14 アンテナ
20 受信フィルタ
21 等化器
22 等化器フィルタ
24 係数演算ブロック
26 複数のデスクランブルおよび逆拡散ブロック
28 チャネル長選択ブロック
30 チャネル推定ブロック
32 等化器の長さ選択ブロック
34 β係数推定ブロック

Claims

無線通信システムにおいて信号を処理する方法であって、
無線チャネル上で受信機において信号を受信するステップと、
複数の信号サンプルを生み出すために、前記信号をサンプリングするステップと、
前記サンプルを、前記受信機のプロセッサ上で実行されているソフトウェア内で実装された等化器に供給するステップであって、前記等化器が、公称長さを有する、少なくとも１つの等化器時間を使用して、前記サンプルを処理するように構成されている、供給するステップと、
前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に決定するステップと、
前記決定されたチャネル特性に基づいて、前記公称長さが使用される、前記等化器の第１の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、前記等化器の第2の動作状態の間で動的に選択するステップであって、前記等化器時間長が、2つのオプション、すなわち、前記公称長さおよび前記代替の長さの間でだけ選択される、選択するステップと、
前記決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内で前記サンプルを処理するステップとを含み、
前記代替の長さは、あらかじめ決まっている、方法。
前記少なくとも1つの等化器時間のうちの1つが、それを超えると前記無線チャネルのチャネルインパルス応答が無視できると推定される時間範囲に対応する、推定されたチャネル長であり、
前記等化器によって前記処理するステップが、前記推定されたチャネル長内だけの前記チャネルインパルス応答の推定を使用して実行される、
請求項1に記載の方法。
前記少なくとも1つの等化器時間のうちの1つが、等化器係数が推定されることになる時間範囲に対応する等化の長さであり、
前記等化器によって前記処理するステップが、前記等化の長さ内だけの時間を有する前記サンプルに関して、それらの係数の推定を使用して実行される、
請求項1または2に記載の方法。
遅延期間にわたって受信された信号エネルギーの推定を含む、前記チャネルの遅延プロファイルを推定するステップを含み、
特性を前記決定するステップが、前記遅延期間内の所定の遅延ウィンドウに包含される前記信号エネルギーを決定するステップを含む、
請求項1から3のいずれかに記載の方法。
遅延期間にわたって受信された信号エネルギーの推定を含む、前記チャネルの遅延プロファイルを推定するステップを含み、
特性を前記決定するステップが、残りの構成要素の前記エネルギーの総和に対して前記遅延プロファイルの最強の構成要素の前記エネルギーの比率を決定するステップを含む、
請求項1から4のいずれかに記載の方法。
前記サンプリングするステップが、それぞれのバイナリ要素に関するMに対してサンプルm=1を生み出すために、前記信号のバイナリ要素当たりM倍の整数オーバーサンプリング比で前記信号をサンプリングするステップを含み、mのそれぞれの値が、それぞれのサブチャネルに対応し、
前記方法が、前記選択するステップで使用するためのサブチャネルを決定するステップを含み、
特性を前記決定するステップ、および前記選択するステップが、前記選択されたサブチャネルの前記サンプルを使用して実行される、
請求項1から5のいずれかに記載の方法。
前記サンプリングするステップが、それぞれのバイナリ要素に関するMに対してサンプルm=1を生み出すために、前記信号のバイナリ要素当たりM倍の整数オーバーサンプリング比で前記信号をサンプリングするステップを含み、mのそれぞれの値が、それぞれのサブチャネルに対応し、
前記方法が、複数の合計されたサンプルを生み出すために、それぞれのサブチャネルの前記エネルギーを合計するステップを含み、
特性を前記決定するステップ、および前記選択するステップが、前記合計されたサンプルを使用して実行される、
請求項1から5のいずれかに記載の方法。
前記受信された信号がCDMA信号であり、前記信号のそれぞれのバイナリ要素がチップである、請求項6または7に記載の方法。
前記等化が時間領域から周波数領域への変換を必要とする、請求項1から8のいずれかに記載の方法。
前記代替の長さが前記公称長さよりも短い、請求項1から9のいずれかに記載の方法。
無線チャネル上で信号を受信するためのアンテナと、
前記アンテナに結合され、かつ、前記信号の複数のサンプルを利用するように構成されたサンプリング回路であって、それぞれのサンプルがそれぞれの時間に対応する、サンプリング回路と、
前記サンプリング回路に結合され、かつ、前記サンプルを受信するように構成されたプロセッサであって、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、前記サンプルを処理するために、等化器を実装するようにプログラムされているプロセッサと
を含む受信機であって、
前記プロセッサが、前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に推定し、
前記決定されたチャネル特性に基づいて、前記公称長さが使用される、前記等化器の第１の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、前記等化器の第2の動作状態の間で動的に選択し、
前記等化器時間長が、2つのオプション、すなわち、前記公称長さおよび前記代替の長さの間でだけ選択され、前記決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内で前記サンプルを処理するようにさらにプログラムされ、
前記代替の長さは、あらかじめ決まっている、受信機。
前記プロセッサが、
前記少なくとも1つの等化器時間のうちの1つが、それを超えると前記無線チャネルのチャネルインパルス応答が無視できると推定される時間範囲に対応する、推定されたチャネル長であるようにプログラムされ、
前記等化器によって前記処理するステップが、前記推定されたチャネル長内だけの前記チャネルインパルス応答の推定を使用して実行される、請求項11に記載の受信機。
前記プロセッサが、
前記少なくとも1つの等化器時間のうちの1つが、等化器係数が推定されることになる時間範囲に対応する等化の長さであるようにプログラムされ、
前記等化器によって前記処理するステップが、前記等化の長さ内だけの時間を有する前記サンプルに関して、それらの係数の推定を使用して実行される、請求項11または12に記載の受信機。
前記プロセッサが、
遅延期間にわたって受信された信号エネルギーの推定を含む、前記チャネルの遅延プロファイルを推定するように、かつ
特性を前記決定するステップが、前記遅延期間内の所定の遅延ウィンドウに包含される前記信号エネルギーを決定するステップを含むようにプログラムされた、請求項11から13のいずれかに記載の受信機。
前記プロセッサが、
遅延期間にわたって受信された信号エネルギーの推定を含む、前記チャネルの遅延プロファイルを推定するように、かつ
特性を前記決定するステップが、残りの構成要素の前記エネルギーの総和に対する前記遅延プロファイルの最強の構成要素の前記エネルギーの比率を決定するステップを含むようにプログラムされた、請求項11から14のいずれかに記載の受信機。
前記サンプリング回路が、それぞれのバイナリ要素に関するMに対してサンプルm=1を生み出すために、前記信号のバイナリ要素当たりM倍の整数オーバーサンプリング比で前記信号をサンプリングするように構成され、mのそれぞれの値が、それぞれのサブチャネルに対応し、
前記プロセッサが、前記選択するステップにおいて使用するためのサブチャネルを決定するようにプログラムされ、
前記プロセッサが、特性を前記決定するステップ、および前記選択するステップが、前記選択されたサブチャネルの前記サンプルを使用して実行されるようにプログラムされた、
請求項11から15のいずれかに記載の受信機。
前記サンプリング回路が、それぞれのバイナリ要素に関するMに対してサンプルm=1を生み出すために、前記信号のバイナリ要素当たりM倍の整数オーバーサンプリング比で前記信号をサンプリングするように構成され、mのそれぞれの値が、それぞれのサブチャネルに対応し、
前記プロセッサが、複数の合計されたサンプルを生み出すために、それぞれのサブチャネルの前記エネルギーを合計するようにプログラムされ、
前記プロセッサが、特性を前記決定するステップ、および前記選択するステップが、前記合計されたサンプルを使用して実行されるようにプログラムされた、
請求項11から15のいずれかに記載の受信機。
CDMA信号を受信するように構成されたCDMA受信機であって、前記信号のそれぞれのバイナリ要素がチップである、請求項16または17に記載の受信機。
前記プロセッサが、前記等化が時間領域から周波数領域への変換を必要とするようにプログラムされた、請求項11から18のいずれかに記載の受信機。
前記代替の長さが前記公称長さより短い、請求項11から19のいずれかに記載の受信機。
無線通信システムにおいて信号を処理するためのコンピュータプログラムであって、プロセッサによって実行されたとき、前記プログラムが、
無線チャネル上で受信された信号の複数の信号サンプルを入力するステップと、
前記サンプルをコード内で実装された等化器に供給するステップであって、前記等化器が、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、前記サンプルを処理するように構成されている、供給するステップと、
前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に決定するステップと、
前記決定されたチャネル特性に基づいて、前記公称長さが使用される、前記等化器の第１の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、前記等化器の第2の動作状態の間で動的に選択するステップであって、前記等化器時間長が、2つのオプション、すなわち、前記公称長さおよび前記代替の長さの間でだけ選択される、選択するステップと、
前記決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内で前記サンプルを処理するステップとを実行するコードを備え、
前記代替の長さは、あらかじめ決まっている、コンピュータプログラム。
無線チャネル上で信号を受信するためのアンテナと、
前記アンテナに結合され、かつ、前記信号の複数のサンプルを利用するように構成されたサンプリング回路であって、それぞれのサンプルがそれぞれの時間に対応する、サンプリング回路と、
前記サンプリング回路に結合され、かつ、前記サンプルを受信するように構成されたプロセッサであって、公称長さを有する、少なくとも1つの等化器時間を使用して、前記サンプルを処理するために、等化器を実装するようにプログラムされているプロセッサと
を含む移動体端末であって、
前記プロセッサが、前記チャネルの1つまたは複数の特性を動的に推定し、
前記決定されたチャネル特性に基づいて、前記公称長さが使用される、前記等化器の第１の動作状態、および前記公称長さの代わりに代替の長さが使用される、前記等化器の第2の動作状態の間で動的に選択し、
前記等化器時間が、2つのオプション、すなわち、前記公称長さおよび前記代替の長さの間でだけ選択され、前記決定された等化器時間長を使用して、前記等化器内で前記サンプルを処理するようにさらにプログラムされ、
前記代替の長さは、あらかじめ決まっている、移動体端末。