CN1996783A - 数字多媒体广播直放站多径回波消除方法 - Google Patents

Abstract

一种数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，属于无线通信技术领域。本发明利用一个自适应有限长滤波器来模拟数字多媒体广播直放站发射天线至接收天线之间的多径耦合信道，该自适应有限长滤波器的抽头系数由一个利用上述直放站发射信号和接收信号之间不相关特性的最小均方误差自适应算法来进行更新，从发射天线端直接耦合过来的发射参考信号经过该自适应有限长滤波器滤波后模拟实际的回波信号，从接收信号中减去这个模拟回波信号可以有效消除多径回波的干扰。本发明简化了计算复杂度，因而能够很好地适应于10微秒之内的收发多径耦合环境，整个多径回波消除的处理时间在20微秒之内，因而不会影响整个网络的性能。

Description

数字多媒体广播直放站多径回波消除方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信技术领域的回波消除方法，具体是一种数字多媒体广播直放站多径回波消除方法。

背景技术

对于数字多媒体地面广播系统而言如何保证其最大的覆盖范围存在着一定的技术困难。现在广播的视距传播特性决定了这个传播系统需要大量的发射机和许多复杂的分布式信号发射系统。在传统的覆盖扩展方案不能使用的场合，直放站是一个比较合理的选择。直放站的功能就是直接将接收到的同频道信号放大后转发出去，直放站接收天线与基站之间采用定向天线，没有回波干扰问题存在。然而，由于发射天线和接收天线之间的耦合(包括多径耦合和物理耦合)，接收端会收到自己转发出去的信号，形成可高达30dB的强烈回波干扰，当直放站布置在临近小区的边界时，必须具有自动抵抗邻道干扰的能力。

经对现有技术的文献检索发现，中国专利申请号为02802280，名称为“在数字通信中使用回波抵消参考信号进行回波抵消的方法和设备”的发明专利，使用经过特殊设计的回波抵消参考信号训练信号来对抗多径回波问题，但需要占用有效数据资源，同时要在接收端使用预均衡子系统，而在数字多媒体广播直放站中不适合使用训练序列，因此该发明不能解决数字多媒体广播直放站收发天线之间的多径回波耦合问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提出一种数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，使其利用最小均方误差自适应算法和中频数字处理技术有效消除多径回波带来的干扰问题。

本发明是通过如下技术方案实现的，本发明利用一个自适应有限长滤波器来模拟数字多媒体广播直放站发射天线至接收天线之间的多径耦合信道，该自适应有限长滤波器的抽头系数由一个利用上述直放站发射信号和接收信号之间不相关特性的最小均方误差自适应算法来进行更新，从发射天线端直接耦合过来的发射参考信号经过该自适应有限长滤波器滤波后能够很好地模拟实际的回波信号，因此从接收信号中减去这个模拟回波信号可以有效消除多径回波的干扰；整个处理过程放在20兆赫兹中频过程进行，中频数字信号经过数字下变频和48倍抽取之后变成低速率的复基带信号，简化了整个最小均方误差自适应算法和自适应有限长滤波计算复杂度，因而能够很好地适应于10微秒之内的收发多径耦合环境，整个多径回波消除的处理时间在20微秒之内，因而不会影响整个网络的性能。

本发明包括具体步骤如下：

(1)将接收天线上接收到的信号进行射频滤波，并下变频到20M的中频，利用80M14比特的模数转换器将经过中频滤波后的中频模拟信号进行模数转换，得到20M的中频数字接收信号，然后使用20M的数字控制振荡器将该中频数字信号下变频至零中频，并进行48倍的下采样滤波处理，得到1.66M的复基带数字信号x(n)；

(2)从发射天线端耦合一个模拟参考信号，经过射频滤波，并下变频到20M的中频，利用80M14比特的模数转换器将经过中频滤波后的中频模拟信号进行模数转换，得到中频数字信号y_IF，然后使用20M的数字控制振荡器将该中频数字信号y_IF下变频至零中频，并进行48倍的下采样滤波处理，得到1.66M的复基带数字参考信号y_n；

(3)将上述复基带数字参考信号y_n送入一个自适应有限长滤波器，得到模拟的回波信号h^Ty_n；

(4)将接收到的复基带数字信号x(n)送入不断随时间更新的自适应有限长滤波器，然后从接收复数字基带信号中减去从该自适应有限长滤波器输出的信号h^Ty_n，得到误差信号e(n)；

(5)将复基带数字参考信号y_n和误差信号e(n)送入最小均方误差估计器，估计出用来模拟回波路径的自适应有限长滤波器的抽头系数h；

(6)自适应有限长滤波器的抽头系数h个数根据最大多径回波的延时设定为K，抽头系数h数值的更新公式为 $h_n=h_{n-1}+\mathrm{\μe}\left(n\right)y_n^{*};$

(7)将误差信号e(n)进行自动数字增益控制和解相关延迟处理，延迟的时间为τ微秒，使得误差信号与接收天线上接收到的有效信号之间没有相关性；

(8)将经过解相关延迟的误差信号进行48倍的上采样处理，恢复成速率为20M的零中频数字信号，然后利用20M的数字控制振荡器将该零中频数字信号上变频至20M中频数字信号，其后再对该中频数字信号进行80M16比特的数模转换，得到对应的20M模拟中频信号，将该模拟中频信号进行模拟上变频和信道滤波处理，得到射频模拟信号，最后将所得到的射频模拟信号直接送至发射天线端。

由于发射天线和接收天线之间的物理位置关系，加上地面和附近建筑物或者是汽车等移动目标的反射，数字多媒体广播直放站的接收天线端将会收到很强的多径回波干扰信号，本发明提出来的方法能够将这些回波有效抑制到30dB以上的水平，以确保整个单频传输网络能够正常工作。

整个回波寄生反馈的消除采用一个能够模拟发射天线和接收天线之间的信道的自适应有限长滤波器来实现，该滤波器的单位冲激响应h可以使用相关算法来进行估计。在本发明中给予多径回波抵消处理系统一个20微秒左右的处理延时从而使得再发射的信号和反馈的参考信号与接收信号之间是不相关的。实际上除了延迟的误差信号e(n)之外，转发信号y(n)中还包括一些其他干扰信号，比如功率放大之间的交调项或者邻近信道噪声等。

本发明采用最小均方误差方法来更新自适应有限长滤波器系数。给定输入x(n)和输出y(n)，本发明处理的目标是使得误差信号e(n)最小化，

e(n)＝x(n)-h^Ty_n    (1)

式(1)中y_n＝[y(n)y(n-1)Ly(n-K+1)]^T，K为自适应有限长滤波器的长度，K取得太小则自适应有限长滤波器的抽头系数h不能有效模拟实际的多径回波信道，取得太大又影响这个算法的收敛速度并占用更多的硬件资源，在本发明中取10μS×20MHz＝200个，在算法的进一步优化过程中可以再减少这个自适应有限长滤波器的抽头个数h。

本发明中的自适应有限长滤波器抽头系数的更新公式为：

$h_n=h_{n-1}+\mathrm{\μe}\left(n\right)y_n^{*}---\left(2\right)$

式(2)中收敛因子μ的选择要在收敛速度和多径回波消除效果之间进行折中，更快的收敛因子能够跟上由于多普勒和多径反射引起的快速变化，代价是自适应有限长滤波器抽头系数估计精度下降，相反，较慢的收敛因子则会因风吹等形成的多普勒效应而使得e(n)中含有很多y(n)的成分，进而引起整个回波消除处理系统工作不稳定。

实际上，收敛效果取决于协方差矩阵R_yy＝E(yy^*)的本征值分布，当所有的本征值都相等的时候收敛效果最好，但是R_yy一般不是满秩的，有些本征值会接近零，收敛效果会受到影响。然而本发明处理的实际信号是数字多媒体广播信号，经过正交频分复用系统调制后的数字多媒体广播信号具有很好的类噪声性质，非常适合于低计算复杂度的最小均方误差算法来进行处理。

附图说明

图1使用本发明方法的数字多媒体广播直放站工作流程图

图2本发明中两级滤波抽取示意图

图3本发明中两级滤波硬件实现示意图

图4本发明中自适应有限长滤波器工作原理示意图

图5本发明中数字自动增益控制AGC原理示意图

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明：本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示，使用本发明方法的数字多媒体广播直放站使用定向天线来接收所需要的多媒体数字广播信号，该接收信号送入到转发器主信号输入口。本发明使用一个射频滤波器来抑制下变频之前的镜像干扰，再使用混频器将滤波后的信号变到20 MHz的中频，同时使用高阶LC20M中频滤波器来滤除大部分邻道干扰的能量。接收信号已经淹没在最高为30dB的多径回波干扰信号中，因此变频器和中频滤波器的设计必须能够保证在信号进行数字化之前的信道带宽内具有较小的失真和较大的动态范围。

本实施例采用14位80MHz的模数转换器(ADC)来实现整个20M中频模拟信号的数字化过程，以确保整个信号在80MHz的奈奎斯特带宽之内具有至少90dB的信噪比。实际的数字多媒体广播信号的有效带宽为1.536MHz。

进行数字化之后，本发明利用数字控制振荡器(NCO)将该数字信号下变频到零中频复基带信号，得到同相和正交分量。接着将这个同相和正交分量组成的复基带信号进行滤波和48倍的抽取，将信号速率降到1.66MHz，这样可以进行自适应估计和滤波处理多径回波干扰问题，本发明给予信号滤波的过渡带只有176KHz，因此整个滤波器过渡带非常陡峭，这样可以得到复基带数字信号x(n)。

将从发射天线上耦合过来的射频信号经过与上述过程同样的处理后得到复基带参考数字信号y_n，同时将y_n送入自适应有限长滤波器，得到滤波后的回波模拟信号h^Ty_n，从复基带数字信号x(n)中减去该模拟回波信号h^Ty_n，得到误差信号e(n)，这个误差信号也就是消除了回波的有用信号。

经过基带回波消除后的有用信号e(n)进一步通过AGC(数字自动增益控制)处理，进行数字增益控制处理的目的在于保证整个多媒体数字广播信号的零符号单元控制，不影响整个系统的组网功能。接着将经过数字增益控制处理后的信号进行解相关延迟τ微秒，使整个回波消除系统的处理延时控制在20微秒。最后再将经过延迟后的信号进行20MHz的中频上变频和80MHz 16位的数模转换处理。整个处理系统采用一块FPGA(场可编程门阵列器件)来实现。

整个信号电平可以通过一个嵌入式的微处理器来实现实时监控，以便控制数字增益控制处理电路的工作情况。如果发生异常情况，比如信号过载时，转发器的输出就要减小；特别重要的参数，例如自适应有限长滤波器的长度以及收敛因子的调整都可以通过USB串口来进行有效调整。

采用本发明方法能够将整个多径回波有效抑制在30dB以上的水平。

如图2所示，复基带数据48倍下采样滤波处理子系统，主要为后续的基带最小均方误差算法的实现提供良好的速率接口和带外抑制能力，考虑到信号的实际有效带宽为1.536M，本发明将整个信号搬到零中频并取整个基带速率为1.66M，为了实现良好的抗干扰能力，设置的系统过渡带宽仅为176K，系统要提供至少40dB的抗邻道干扰和48倍的速率转换能力。

为了降低整个数字多媒体广播直放站多径回波消除的计算复杂度，本发明将下采样滤波处理采用两级抽取滤波来进行：第一级抽取滤波提供8倍的速率转换能力，第一有限长滤波器h₁(n)采用等波纹方法设计，设计指标为采样频率80M、通带频率768KHz、阻带截止频率2MHz，设计好的第一有限长滤波器h₁(n)为128阶，经过16比特量化后可以提供60dB的阻带抑制能力；第二级抽取滤波提供6倍的速率转换能力，第二有限长滤波器h₂(n)采用等波纹方法设计，设计指标为采样频率10M、通带频率为768KHz、阻带截止频率为944KHz，设计好的第二有限长滤波器h₂(n)为112阶，经过16比特量化后可以提供60dB的阻带抑制能力。

如图3所示，为了方便复基带数据48倍下采样滤波处理系统的场可编程门阵列器件实现，本发明将两级抽取滤波采用多相结构来处理：第一级抽取滤波分成8路来处理，各路使用的数据彼此相差一个时钟，每路都是经过8倍抽取，因此每路的数据率都是10M，将第一级抽取滤波设计出来的128阶的第一有限长滤波器系数按照h_1i(n)＝h₁(8n+i)，i＝0，K，7来处理可以获得各路的多项滤波器系数数据；第二级抽取滤波分成6路来处理，各路使用的数据彼此相差一个时钟，每路都是经过6倍抽取，因此每路的数据率都是1.66M，将第二级抽取滤波设计出来的112阶的第二有限长滤波器系数按照h_2i(n)＝h₂(6n+i)，i＝0，K，5来处理可以获得各路的多项滤波器系数数据，这样经过两级处理后的每秒内执行的乘法次数为128×80×10⁶/8+112×10×10⁶/6＝1.4667e+009。

如图4所示，经过降速率处理后的1.66M复基带参考信号y_n经过一个有200个抽头系数的自适应有限长滤波器h，输出信号h^Ty_n，该自适应有限长滤波器抽头系数的更新按照 $h_n=h_{n-1}+\mathrm{\μe}\left(n\right)y_n^{*}$ 来进行。

如图5所示，本发明的数字多媒体广播多径回波消除处理使用直接嵌入到场可编程门阵列器件中的数字自动增益控制单元来提高输出DAC(数模转换器)输出的分辨力和提供转发信号中所必须的零符号单元，经过回波消除后的数字误差信号的同相分量EI(n)和正交分量EQ(n)首先经过自动数控增益调整处理，调整后的这两个分量被送入一个共轭数字旋转计算机来进行幅度提取，将提取出的幅度和门限N进行相减，然后将得到的误差信号进行积分累加环路滤波处理，并利用滤波输出的信号自动调整增益系数。为了恢复数字多媒体广播系统必须的零符号单元，本发明同时将经过共轭数字旋转计算机提取出的幅度与一个可以调整的低门限G进行比较，如果该幅度低于这个门限，则将同相正交两个分量同时强制置零处理。经过数字自动增益控制处理后得到同相信号I(n)和正交信号Q(n)，门限G和N均通过USB串口进行调整。

Claims (8)

1、一种数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征在于，具体步骤为：

(1)将接收天线上接收到的信号进行射频滤波，并下变频到20M的中频，利用80M14比特的模数转换器将经过中频滤波后的中频模拟信号进行模数转换，得到20M的中频数字接收信号，然后使用20M的数字控制振荡器将该中频数字信号下变频至零中频，并进行48倍的下采样滤波处理，得到1.66M的复基带数字信号x(n)；

(2)从发射天线端耦合一个模拟参考信号，经过射频滤波，并下变频到20M的中频，利用80M14比特的模数转换器将经过中频滤波后的中频模拟信号进行模数转换，得到中频数字信号y_IF，然后使用20M的数字控制振荡器将该中频数字信号y_IF下变频至零中频，并进行48倍的下采样滤波处理，得到1.66M的复基带数字参考信号y_n；

(3)将复基带数字参考信号y_n送入一个自适应有限长滤波器，得到模拟的回波信号h^Ty_n；

(4)将接收到的复基带数字信号x(n)送入随时间更新的自适应有限长滤波器，然后从接收复数字基带信号中减去从该自适应有限长滤波器输出的信号h^Ty_n，得到误差信号e(n)；

(5)将复基带数字参考信号y_n和误差信号e(n)送入最小均方误差估计器，估计出用来模拟回波路径的自适应有限长滤波器的抽头系数h；

(6)自适应有限长滤波器的抽头系数h个数根据最大多径回波的延时设定为K，抽头系数h数值的更新公式为 $h_n=h_{n-1}+\mathrm{\μe}\left(n\right)y_n^{*};$

(7)将误差信号e(n)进行自动数字增益控制和解相关延迟处理，延迟的时间为τ微秒；

(8)将经过解相关延迟的误差信号进行48倍的上采样处理，恢复成速率为20M的零中频数字信号，然后利用20M的数字控制振荡器将该零中频数字信号上变频至20M中频数字信号，其后再对该中频数字信号进行80M16比特的数模转换，得到对应的20M模拟中频信号，将该模拟中频信号进行模拟上变频和信道滤波处理，得到射频模拟信号，最后将所得到的射频模拟信号直接送至发射天线端。

2、根据权利要求1所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，步骤(1)中，所述的下采样滤波处理，采用两级抽取滤波来进行：第一级抽取滤波提供8倍的速率转换能力，第一有限长滤波器h₁(n)采用等波纹方法设计，其采样为频率80M、通带频率为768KHz、阻带截止频率为2MHz，第一有限长滤波器h₁(n)为128阶，经过16比特量化后提供60dB的阻带抑制能力；第二级抽取滤波提供6倍的速率转换能力，第二有限长滤波器h₂(n)采用等波纹方法设计，其采样频率为10M、通带频率为768KHz、阻带截止频率为944KHz、第二有限长滤波器h₂(n)阶数为112阶，经过16比特量化后提供60dB的阻带抑制能力。

3、根据权利要求2所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，所述的两级抽取滤波，采用多相结构来处理：第一级抽取滤波分成并行8路，各路使用的数据彼此相差一个时钟，每路都是经过8倍抽取，每路的数据率都是10M，将第一级抽取滤波设计出来的128阶的第一有限长滤波器系数按照h_1i(n)＝h₁(8n+i)，i＝0，K，7处理获得各路的多相滤波器系数数据；第二级抽取滤波分成6路来处理，各路使用的数据彼此相差一个时钟，每路都是经过6倍抽取，每路的数据率都是1.66M，将第二级抽取滤波设计出来的112阶的第二有限长滤波器系数按照h_2i(n)＝h₂(6n+i)，i＝0，K，5处理获得各路多相滤波器系数数据。

4、根据权利要求1所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，步骤(7)中，所述的自动数字增益控制，具体为：使用直接嵌入到场可编程门阵列器件中的数字自动增益控制提高输出数模转换器的分辨力和提供转发信号中所必须的零符号单元，经过回波消除后的数字误差信号的同相分量EI(n)和正交分量EQ(n)首先经过数控增益调整处理，调整后的这两个分量被送入一个共轭数字旋转计算机进行幅度提取，将提取的幅度和门限N进行相减，然后将得到的误差信号进行积分累加环路滤波处理，并利用滤波输出的信号自动调整增益系数。

5、根据权利要求4所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，步骤(7)中，数字自动增益控制的门限N通过USB串口进行调整。

6、根据权利要求4所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，将经过共轭数字旋转计算机提取出的幅度与一个可调整的门限G进行比较，以恢复数字多媒体广播系统必须的零符号单元，幅度低于门限G，则将同相正交两个分量同时强制置零处理，经过数字自动增益控制处理后得到同相信号I(n)和正交信号Q(n)。

7、根据权利要求6所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，数字自动增益控制的门限G通过USB串口进行调整。

8、根据权利要求1所述的数字多媒体广播直放站多径回波消除方法，其特征是，整个多径回波消除的处理延时为20微秒。

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