CN102944885B - 一种卫星导航信号模拟多通道一致性方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种卫星导航信号模拟多通道一致性方法及装置。该方法采用了如下措施：（1）在数字部分加入基带成形环节，该环节对数字基带信号进行数字滤波，将其频谱限制在一定范围内，起到很好的带外抑制效果；（2）去除了射频调制输出后的带通滤波器；在DAC输出后加入低通滤波器；（3）加入闭环自校接收机，对最终的射频信号进行接收处理，将不同通道残余误差输入延迟环节，消除不一致的误差。在加入基带成形环节对基带信号进行数字滤波，将基带带外频谱限制在一定范围内，从而大大减小了上变频后的谐杂波。DAC后加入低通滤波器主要滤除由于DAC转换导致的谐波等高频成分，对所有通道均一致。

Description

一种卫星导航信号模拟多通道一致性方法及装置

技术领域

本发明涉及到卫星导航信号模拟技术领域，可应用于国防、军工、航天、导航、测绘等领域。

背景技术

卫星导航信号模拟技术在接收机开发、生产、测试和导航科学实验方面具有广泛的应用前景。卫星导航系统目前处于蓬勃发展的态势，美国的GPS、俄罗斯的GLONASS、欧盟的GALILEO、中国的北斗成为世界公认的四大卫星导航系统，此外还有日本的QZSS、印度的IRNSS、中国的CAPS等系统。

由于GNSS系统多样化发展，多系统之间的兼容互操作也逐步成为导航定位的主要方法。因此要求导航信号模拟源能产生多种频点和制式的导航模拟信号。通常做法是产生基带信号后，在数字域叠加，再统一转换为射频信号。对于多种导航信号的要求，则采用多个模块产生各种信号，再统一叠加。由于电路参数、时钟传输延迟、相位上的差异，此外射频单元的相位非线性效应和群延迟随频率和环境变化，信号模拟的通道一致性成为影响信号模拟精度的重要问题。

为了解决该问题，人们目前通常采用对各模块采用统一时钟，各模块采用相同的结构或器件，然而由于器件之间的差异以及后期特性漂移都使得通道一致性问题无法根本解决，由于没有闭环测试手段，随着使用时间的增加，通道一致性将变差，目前已成为高精度卫星导航信号模拟的瓶颈问题。

图一为一种四路射频信号产生原理图，在四路基带信号产生的逻辑时间统一的前提下，理论上如果四路DAC器件的群时延特性一致，取样时钟到达各DAC器件的时间一致，混频器群延时特性一致，射频信号中的时延一致性就可以保证。

但在实际中，按照亚纳秒级的时延一致性要求，器件与电路布线都无法保证电气特性的一致性，包括：

（1）DAC输出群时延

以取样时刻为基准，DAC输出的连续时间信号相对于基准时刻附加了一个时延，记为τ_DAC(ω,t)，包含DAC后置滤波器的群延时，τ_DAC(ω,t)因基带信号频率而异，且随着时间的推移，其特性有缓慢漂移。

（2）取样时钟

尽管四路DAC使用同一时钟，但由于布线路径以及DAC时钟输入管脚、焊接特性必然存在差异，相对于取样时钟基准，DAC输出信号的时钟参考会发生偏移，记为τ_s(t)，表明该偏差因环境条件（电路板环境温度、湿度等）变换而变化。

（3）混频器输出群时延

混频器将模拟基带变换为射频信号，输出相对于输入附加了一个时延，记为τ_mix(ω,t)，表明混频器群时延因基带信号频率而异，且随时间推移，其特性会缓慢漂移。

（4）带通滤波器时延

由于数字基带信号模数转换后具有较多谐波成分，这些谐波成分混频后进入射频信号。因此射频信号需要通过带通滤波器滤除谐波，再送至天线。由于各通道带通滤波器的中心频率不一致，因此带通滤波器的时延也存在不一致。该时延记为τ_BPF。

此外，信号传输路径因为印制板布线、焊接工艺及滤波器差异均会带来时延差异。为了讨论问题方便，这些工艺差异分别归入DAC、取样时钟和混频器，用集中参数模型来分析问题。

综合上述三方面的时延因素，每个通道的信号系统模型如图2所示。

射频输出信号表示为：

$T_x\left(\mathrm{\ω}\right)=X\left(\mathrm{\ω}\right)\·e^{-j{\mathrm{\τ}}_s\mathrm{\ω}}\·\left[A_{\mathrm{DAC}}\left(\mathrm{\ω}\right)e^{-j{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{DAC}}\mathrm{\ω}}\right]\·\left[A_{\mathrm{mix}}\left(\mathrm{\ω}\right)e^{-j{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{mix}}\mathrm{\ω}}\right]\·\left[A_{\mathrm{BPF}}\left(\mathrm{\ω}\right)e^{-j{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{BPF}}\mathrm{\ω}}\right]---\left(1\right)$

其中

，

、

分别代表DAC、混频器和带通滤波器的传输函数。在假设幅频特性理想的条件下，时域信号的时延关系可表示为：

T_x(t)=x(t-τ_s-τ_DAC-τ_mix-τ_BPF)(2)

由于传输链路是级联构成的，τ_s、τ_DAC、τ_mix、τ_BPF的实际特性不可分别测量。可以肯定在实际电路中，由于器件、布线位置、PCB制板工艺以及电路焊装工艺等差异，四路射频信号中的时延关系必有差异。

发明内容

本发明提出了一种基于闭环自校接收机的通道一致性方法。采用了如下措施：

（1）在数字部分加入基带成形环节，该环节对数字基带信号进行数字滤波，将其频谱限制在一定范围内，起到很好的带外抑制效果；

（2）去除了射频调制输出后的带通滤波器；在DAC输出后加入低通滤波器；

（3）加入闭环自校接收机，对最终的射频信号进行接收处理，将不同通道残余误差输入延迟环节，消除不一致的误差。

对于混频环节易导致的残余时延不一致性，本发明提出了加入自校接收机的方法。解算出通道的不一致误差，将该误差输入信号延迟环节，通过逆向消除的方法减小或消除不一致的误差。

采用该发明的好处在加入基带成形环节对基带信号进行数字滤波，将基带带外频谱限制在一定范围内，从而大大减小了上变频后的谐杂波。DAC后加入低通滤波器主要滤除由于DAC转换导致的谐波等高频成分，对所有通道均一致。措施（1）（2）的采用消除了传统方法需要的带通滤波器，由于数字处理的一致性可以保证，因此提高了通道的一致性。

附图说明

图1为四路射频信号产生的原理示意图；

图2为单路信号系统模型图；

图3为利用自校接收实现通道一致性的方法示意图；

图4为闭环自校接收机示意图；

图5为闭环自校接收机与射频模块之间的关系示意图。

具体实施方式

1、基带成形

设数字基带信号为x(n)，采用有限字长滤波器，根据成形要求设计得到滤波器的脉冲响应h(n)为

$h\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}{b}_n,0\≤n\≤M-1\\ 0,\mathrm{other}\end{array}\right.$

则基带成形的输出y(n)为

y(n)=b₀x(n)+b₁x(n-1)+…+b_M-1x(n-M+1)。

2、闭环自校接收机组成

闭环自校接收机如图4所示，闭环自校子系统一方面通过总线获得信号产生子系统输出信号的码相位、载波相位和动态特性；另一方面，对信号产生子系统输出的射频信号进行下变频和滤波处理，经ADC采样后送到数字信号处理单元进行处理。数字信号处理单元对信号的延迟精度、稳定性、码通道间一致性、载波通道间一致性、码载波相位相干性等指标进行计算和统计分析，并根据电文、伪距、环路动态参数和定位的位置误差来综合评价信号动态性能和质量。当误差偏离一定值后，控制系统将根据对应参数偏移量调整信号延迟环节有关参数，保证输出信号精度和质量。

利用统一的下变频解调及采集电路，可以测得四路射频信号中基带信号的相对时延τ′₁、τ′₂、τ′₃和τ′₄。这四个时延量中均附加了一个统一的系统偏差τ_ADC，尽管τ_ADC不可去除，但基带信号时延τ′₁、τ′₂、τ′₃和τ′₄的相对偏差可测知。将此相对偏差传递给产生各路基带信号的延迟单元，可以控制延迟单元消除时延偏差，校正各路射频信号中的时延一致性。其与射频模块之间的关系如图5所示。

相对时延是指基带信号时延τ_k与采样时延τ_ADC的总和，即τ′_k=τ_k+τ_ADC。由于使用统一的检测电路，各通道的时延检测结果均附加同一个偏差量τ_ADC。通常情况下τ_ADC不能单独检测并消除，故检测结果τ′_k称为相对时延。τ_k称为绝对时延。

检测通道的ADC采集信号y(n)是各通道时延观测信号的总和，借助载波f₀的合理选择与FPGA中的数字下变频，可以将各路数字基带信号分离出来。假设y_k(n)与第k路数字基带对应。由于各路基带信号时延检测方法相同，为了讨论问题方便，我们不再区分通道标号k，用统一的符号表示：

$y\left(n\right)=x_{\mathrm{std}}(t-{\mathrm{\τ}}^{\′}){|}_{t=n{T}_s}---\left(9\right)$

$x_{\mathrm{std}}\left(t\right)=\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)\sin c(t-n{T}_s)---\left(10\right)$

其中x(n)是第k路数字基带信号的标准采样（由射频信号产生模块中的DSP精确计算得到）。

3、时延相关检测方法

相关检测方法用于时延τ′的粗检测，判断τ′/T_k的整数部分。假设：

相关检测方法用于检出m₀，并可以根据相关函数最大值与相邻值的关系定性地判断ρ接近于-1/2或1/2，为时延的精细检测提供先验信息。

（1）整数m₀的检测

由于基带信号由伪随机序列滚降波形构成，自相关函数具有尖锐的脉冲特征。基于此特征，我们构造检测函数：

其中y(n)是含有时延的采样信号，x(n)是数字基带模块中产生的标准信号。求和长度N通常取伪随机序列波形采样长度L_PN的整数倍。由于检测信号是取自于射频模块输出端，y(n)的信噪比很高（通常在+40dB以上），故R_yx(m)在m₀点取得最大值，即：

$R_{\mathrm{yx}}\left(m_0\right)=\underset{0\&le;m<L_{\mathrm{PN}}}{\max }{R}_{\mathrm{yx}}\left(m\right)---\left(13\right)$

（2）小数ρ的定性判断

由于伪随机序列波形自相关函数脉冲主瓣宽度为±1个码片，而采样间隔T_s的选择保证每个码片采2个样点或以上，故相关函数R_yx(m)最大值的相邻值具有如下明显的特征：

根据此特征，很容易判定延时中的小数部分ρ。

（3）时延的定量检测

这里的定量检测主要探讨小数ρ的定量判断。为了讨论问题方便，我们假设每个码片间隔中采4个样点。

根据第二章中关于带限信号插值的理论，可以求得标准信号x(n)的各种延时信号，取插值倍率为L，延时τ的取值范围：

${\mathrm{\&tau;}}_l=\frac{l{T}_s}{L}l=-L+1,-L+2,...-\mathrm{1,0,1},...,L-1---\left(15\right)$

对应τ_l的时延信号为x(n;l)。基于这一组延时信号，可以构造一个多元假设检验：

若τ′=τ_l，则y(n)=x(n;l)+ e_l(n) l=-L+1,-L+2,…-1,0,1,…,L-1 (16)

其中e_l(n)为模型误差与观测噪声的总和，观测误差在闭环自校接收机中可以忽略不计。

在每个码片时间间隔内采4个样点的情况下，我们取下式作为待测模板：

Q_x=[R_yx(m₀-3),R_yx(m₀-2),…,R_yx(m₀),…,R_yx(m₀+3)(17)

构造模板库：

Q_l=[R_l(-3),R_l(-2),…,R_l(0),…,R_l(3)(18)

形成一个2L-1行7列的数组，每一行对应一个模板。上述的多元假设检验转化为一个等价的模式匹配问题。按照最小均方误差准则，计算待测矢量与每个模板的相关系数：

$C_l=\frac{\underset{m=-3x}{\overset{3}{\mathrm{\&Sigma;}}}{Q}_x\left(m\right)Q_l^{*}\left(m\right)}{\sqrt{\underset{m=-3}{\overset{3}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|Q_x\left(m\right)\right|}^2\underset{m=-3}{\overset{3}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|Q_l\left(m\right)\right|}^2}}---\left(20\right)$

相关系数C_l与τ′=τ_l的假设对应。C_l取得最大值则对应τ′=τ_l具有最大的似然概率，即：

上式中

为时延τ′的估计值。

此外，理论上若观测噪声为零，τ′=τ_l，则对应的相关系数为1.0；反过来，若最大相关系数充分接近1.0，也就说明时延估计充分精确。

（4）时延检测的分辨率

根据时延定量检测方法的描述，时延检测分辨率为：

$\mathrm{\&delta;\&tau;}=\frac{T_s}{L}---\left(22\right)$

时间分辨率的精细程度由L的大小决定。

以f_s=40MHz，L=200为例，T_s=25ns，δτ=0.125ns。若射频信号产生系统要求的时间分辨率为0.167ns，则L取200即可，而L的取值跟计算量有关。

Claims (2)

1.一种卫星导航信号模拟多通道一致性方法，加入闭环自校接收机，解算出通道的不一致误差，将该误差输入信号延迟环节，通过逆向消除的方法减小或消除不一致的误差，其特征在于，

所述自校接收机为：

自校子系统一方面通过总线获得信号产生子系统输出信号的码相位、载波相位和动态特性；另一方面，对信号产生子系统输出的射频信号进行下变频和滤波处理，经ADC采样后送到数字信号处理单元进行处理；数字信号处理单元对信号的延迟精度、稳定性、码通道间一致性、载波通道间一致性、码载波相位相干性指标进行计算和统计分析，并根据电文、伪距、环路动态参数和定位的位置误差来综合评价信号动态性能和质量；当误差偏离一定值后，控制系统将根据对应参数偏移量调整信号延迟环节有关参数，保证输出信号精度和质量；

利用统一的下变频解调及采集电路，可以测得四路射频信号中基带信号的相对时延                                                

、

、

和

，这四个时延量中均附加了一个统一的采样时延

，尽管

不可去除，但基带信号的相对时延

、

、和

的相对偏差可测知，将此相对偏差传递给产生各路基带信号的延迟单元，可以控制延迟单元消除时延偏差，校正各路射频信号中的时延一致性；

相对时延是指基带信号时延

与采样时延

的总和，即

，由于使用统一的检测电路，各通道的时延检测结果均附加同一个偏差量

，通常情况下

不能单独检测并消除，故检测结果

称为相对时延，

称为绝对时延。

2.根据权利要求1所述的一种卫星导航信号模拟多通道一致性方法，其特征在于，时延相关检测用于时延

的粗检测，判断

的整数部分，具体方法为：

假设：

       (11)

相关检测方法用于检出m ₀，并可以根据相关函数最大值与相邻值的关系定性地判断

接近于

或

，为时延的精细检测提供先验信息；

（1）整数m ₀的检测

由于基带信号由伪随机序列滚降波形构成，自相关函数具有尖锐的脉冲特征，基于此特征，我们构造检测函数：

                   (12)

其中

是含有时延的采样信号，

是数字基带模块中产生的标准信号，求和长度N通常取伪随机序列波形采样长度L _PN 的整数倍，由于检测信号是取自于射频模块输出端，

的信噪比很高，故

在m ₀点取得最大值，即：

                      (13)；

（2）小数

的定性判断

由于伪随机序列波形自相关函数脉冲主瓣宽度为

1个码片，而采样间隔T _s 的选择保证每个码片采2个样点或以上，故相关函数

最大值的相邻值具有如下明显的特征：

 (14)

根据此特征，很容易判定延时中的小数部分

；

（3）时延的定量检测

定量检测主要探讨延时中的小数部分

的定量判断，为了讨论问题方便，假设每个码片间隔中采4个样点，可以求得标准信号

的各种延时信号，取插值倍率为L，时延

的取值范围：

              (15)

对应的时延信号为

，基于这一组延时信号，可以构造一个多元假设检验：

若

，则

      (16)

其中

为模型误差与观测噪声的总和，观测误差在闭环自校接收机中可忽略不计，

在每个码片时间间隔内采4个样点的情况下，取下式作为待测模板：

       (17)

构造模板库：

                  (18)

             

  (19)

形成一个

行7列的数组，每一行对应一个模板，上述的多元假设检验转化为一个等价的模式匹配问题，按照最小均方误差准则，计算待测矢量与每个模板的相关系数：

                (20)

相关系数

与

的假设对应，

取得最大值则对应

具有最大的似然概率，即：

若

，则

                     (21)

上式中

为时延

的估计值；

（4）时延检测的分辨率

根据时延定量检测方法的描述，时延检测分辨率为：

                            (22)

时延检测分辨率的精细程度由L的大小决定。

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